JP2000350492A - 直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法 - Google Patents
直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法Info
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- JP2000350492A JP2000350492A JP11157482A JP15748299A JP2000350492A JP 2000350492 A JP2000350492 A JP 2000350492A JP 11157482 A JP11157482 A JP 11157482A JP 15748299 A JP15748299 A JP 15748299A JP 2000350492 A JP2000350492 A JP 2000350492A
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- chopping
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Abstract
(57)【要約】
【課題】直流ブラシレスモータのチョッピングオフにス
イッチング素子に逆並列に接続したダイオードを通して
誘起電圧による循環電流が流れる。循環電流はインバー
タで制御不能なものであり、大きな電流になるとモータ
の回転を妨げる。 【解決手段】周波数の低い起動時のみ、インバータのあ
る相の上アームと他の相の下アームの両スイッチング素
子を同時にチョッピングして循環電流を制御できるよう
にする複数同時チョッピング方法とし、ブラシレスモー
タ運転時はある相の上アームと他の相の下アームのスイ
ッチング素子の何れか１個のみをチョッピングする方式
に切替える。 【効果】同期起動時でも循環電流を押さえスムースな起
動が可能である。
イッチング素子に逆並列に接続したダイオードを通して
誘起電圧による循環電流が流れる。循環電流はインバー
タで制御不能なものであり、大きな電流になるとモータ
の回転を妨げる。 【解決手段】周波数の低い起動時のみ、インバータのあ
る相の上アームと他の相の下アームの両スイッチング素
子を同時にチョッピングして循環電流を制御できるよう
にする複数同時チョッピング方法とし、ブラシレスモー
タ運転時はある相の上アームと他の相の下アームのスイ
ッチング素子の何れか１個のみをチョッピングする方式
に切替える。 【効果】同期起動時でも循環電流を押さえスムースな起
動が可能である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直流ブラシレスモー
タのチョッピング制御方法に関する。
タのチョッピング制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、空気圧縮機はモータからの回転を
ギヤ等の変速機を用いてファンを高速にして運転するの
が一般的であった。しかし、変速機は大型になることや
騒音が発生する等の問題があり、最近直流ブラシレスモ
ータを高速運転して変速機を省く方式が開発中である。
高速モータではモータの周速が大きく強度的に位置セン
サを取付けることが困難な場合が多い。
ギヤ等の変速機を用いてファンを高速にして運転するの
が一般的であった。しかし、変速機は大型になることや
騒音が発生する等の問題があり、最近直流ブラシレスモ
ータを高速運転して変速機を省く方式が開発中である。
高速モータではモータの周速が大きく強度的に位置セン
サを取付けることが困難な場合が多い。
【０００３】一方、位置センサを使用せずモータが発生
する誘起電圧からロータの位置を検出するセンサレス直
流ブラシレスモータは３相１２０°通電方式で、クリー
ナーやエアコン等に用いられているが、速度が２０００
０rpm 以下の速度であり、出力も数ｋＷ以下であった。
このため、起動時と運転時を同じチョッピング方式で運
転しても位相のずれも少なく、位相遅れや位相進みによ
る循環電流は問題視されなかった。
する誘起電圧からロータの位置を検出するセンサレス直
流ブラシレスモータは３相１２０°通電方式で、クリー
ナーやエアコン等に用いられているが、速度が２０００
０rpm 以下の速度であり、出力も数ｋＷ以下であった。
このため、起動時と運転時を同じチョッピング方式で運
転しても位相のずれも少なく、位相遅れや位相進みによ
る循環電流は問題視されなかった。
【０００４】しかし、運転範囲の広い用途では循環電流
が大きな問題になる。
が大きな問題になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】空気圧縮機は４０００
０〜７００００rpm の速度であり、出力も数十ｋＷ以上
と大型になり、駆動周波数や電流も大きくなる。このた
めロータの周速が高速になり、ロータの位置を検出する
位置センサを取付けることが困難であり、センサレス位
置検出が必要になる。しかし、誘起電圧から位置を検出
する方式は速度が低い起動時は誘起電圧も少なく位置検
出が不可能であり、起動時はブラシレスモータを同期モ
ータとして低い周波数から徐々に周波数を上昇して誘起
電圧が十分高くなるまで同期運転しなければならない。
０〜７００００rpm の速度であり、出力も数十ｋＷ以上
と大型になり、駆動周波数や電流も大きくなる。このた
めロータの周速が高速になり、ロータの位置を検出する
位置センサを取付けることが困難であり、センサレス位
置検出が必要になる。しかし、誘起電圧から位置を検出
する方式は速度が低い起動時は誘起電圧も少なく位置検
出が不可能であり、起動時はブラシレスモータを同期モ
ータとして低い周波数から徐々に周波数を上昇して誘起
電圧が十分高くなるまで同期運転しなければならない。
【０００６】起動時の同期運転中は位置信号がないた
め、ロータの位置に対してインバータから流す電流の位
相が進んだり、遅れたりする。またインバータではモー
タ電流を制御するため、スイッチング素子を高いキャリ
ア周波数でチョッピングしてモータ電流を所望値に制御
している。この場合３相１２０°通電のセンサレス位置
検出方式ではスイッチング素子のスイッチング損失をで
きるだけ少なくするため、インバータのある相の上アー
ムと他の相の下アームのどちらか一方のスイッチング素
子のみをチョッピングする方法が取られる。このチョッ
ピング方式では起動中の起動時のロータ位置に対してイ
ンバータの位相が大きくずれるとチョッピングオフ時に
スイッチング素子に逆並列に接続したダイオードを通し
て誘起電圧による循環電流が流れる。循環電流はインバ
ータで制御不能なものであり、大きな電流になるとモー
タの回転を妨げるので容量の大きなモータでは大問題と
なる。
め、ロータの位置に対してインバータから流す電流の位
相が進んだり、遅れたりする。またインバータではモー
タ電流を制御するため、スイッチング素子を高いキャリ
ア周波数でチョッピングしてモータ電流を所望値に制御
している。この場合３相１２０°通電のセンサレス位置
検出方式ではスイッチング素子のスイッチング損失をで
きるだけ少なくするため、インバータのある相の上アー
ムと他の相の下アームのどちらか一方のスイッチング素
子のみをチョッピングする方法が取られる。このチョッ
ピング方式では起動中の起動時のロータ位置に対してイ
ンバータの位相が大きくずれるとチョッピングオフ時に
スイッチング素子に逆並列に接続したダイオードを通し
て誘起電圧による循環電流が流れる。循環電流はインバ
ータで制御不能なものであり、大きな電流になるとモー
タの回転を妨げるので容量の大きなモータでは大問題と
なる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明による直流ブラシ
レスモータのチョッピング制御方法は、上記課題を考慮
して、周波数の低い起動時に、インバータのある相の上
アームと他の相の下アームの両スイッチング素子を同時
にチョッピングして循環電流を制御できるようにする複
数同時チョッピング方法とし、ブラシレスモータ運転時
はある相の上アームと他の相の下アームのスイッチング
素子の何れか１個のみをチョッピングする方式に切替え
ることで循環電流を制御できる。
レスモータのチョッピング制御方法は、上記課題を考慮
して、周波数の低い起動時に、インバータのある相の上
アームと他の相の下アームの両スイッチング素子を同時
にチョッピングして循環電流を制御できるようにする複
数同時チョッピング方法とし、ブラシレスモータ運転時
はある相の上アームと他の相の下アームのスイッチング
素子の何れか１個のみをチョッピングする方式に切替え
ることで循環電流を制御できる。
【０００８】また他の解決法として起動時はインバータ
のある相の上アームと他の相の下アームのスイッチング
素子を交互に１２０°ずつ常に一つのアームのスイッチ
ング素子みをチョッピングし、ブラシレスモータ運転時
は６０°ずつ常に一つのアームのみをチョッピングして
循環電流を減少させる。
のある相の上アームと他の相の下アームのスイッチング
素子を交互に１２０°ずつ常に一つのアームのスイッチ
ング素子みをチョッピングし、ブラシレスモータ運転時
は６０°ずつ常に一つのアームのみをチョッピングして
循環電流を減少させる。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例を図１に示すブ
ラシレスモータの構成図である。ＡＣは商用の３相交流
電源であり、ダイオードＤ１−Ｄ６で構成したブリッジ
により整流され、コンデンサＣ１で平滑され、半導体ス
イッチＱｕ+ とＱｕ- ，Ｑｖ+とＱｖ-，Ｑｗ+ とＱｗ-
の直列接続して構成したインバータに加えられる。半導
体スイッチＱｕ+ とＱｕ- ，Ｑｖ+ とＱｖ- ，Ｑｗ+ と
Ｑｗ- の接続点からモータのステータコイルＣｗ，Ｃ
ｖ，Ｃｗに接続する。ロータＲｔは永久磁石で構成さ
れ、永久磁石の位置をモータ端子電圧から位置検出回路
ＰＳＣによって検出する。位置検出回路の出力Ｐｕ，Ｐ
ｖ，Ｐｗはマイコンで構成したコントロール回路ＣＣに
入力する。このような構成であり、商用電源ＡＣが入る
と平滑コンデンサＣ１に直流電圧が現れ、インバータに
印加される。一方永久磁石ロータＲｔの位置を位置検出
回路ＰＳＣよって検出し、この信号を元にするコントロ
ール回路ＣＣによって半導体スイッチＱｕ+ ，Ｑｕ- ，
Ｑｖ+ ，Ｑｖ- ，Ｑｗ+ ，Ｑｗ- のオン，オフを制御し
てロータＲｔを回転させる。
ラシレスモータの構成図である。ＡＣは商用の３相交流
電源であり、ダイオードＤ１−Ｄ６で構成したブリッジ
により整流され、コンデンサＣ１で平滑され、半導体ス
イッチＱｕ+ とＱｕ- ，Ｑｖ+とＱｖ-，Ｑｗ+ とＱｗ-
の直列接続して構成したインバータに加えられる。半導
体スイッチＱｕ+ とＱｕ- ，Ｑｖ+ とＱｖ- ，Ｑｗ+ と
Ｑｗ- の接続点からモータのステータコイルＣｗ，Ｃ
ｖ，Ｃｗに接続する。ロータＲｔは永久磁石で構成さ
れ、永久磁石の位置をモータ端子電圧から位置検出回路
ＰＳＣによって検出する。位置検出回路の出力Ｐｕ，Ｐ
ｖ，Ｐｗはマイコンで構成したコントロール回路ＣＣに
入力する。このような構成であり、商用電源ＡＣが入る
と平滑コンデンサＣ１に直流電圧が現れ、インバータに
印加される。一方永久磁石ロータＲｔの位置を位置検出
回路ＰＳＣよって検出し、この信号を元にするコントロ
ール回路ＣＣによって半導体スイッチＱｕ+ ，Ｑｕ- ，
Ｑｖ+ ，Ｑｖ- ，Ｑｗ+ ，Ｑｗ- のオン，オフを制御し
てロータＲｔを回転させる。
【００１０】この様子を図２によって説明する。図２の
ｅｕはＵ相の誘起電圧波形である。ブラシレスモータ各
相の誘起電圧の位相に合わせて各相電流を流してやると
出力，効率が最も良くなる。この例では３相１２０゜通
電の例であるから理想のＵ相電流ｉｒｕは図示のような
位相の波形となる。このため、コントロール回路ＣＣで
は図示のＵ位置検出波形Ｐｕを元にＵ相のドライブ信号
ｄｕ１+、ｄｕ１-を作り、半導体スイッチＱｕ+ ，Ｑｕ
- を駆動する。Ｖ，Ｗ相も同様に１２０゜遅れたドライ
ブ信号ｄｖ１+ ，ｄｖ１- ，ｄｗ１+ ，ｄｗ１- 信号を
作って駆動する。
ｅｕはＵ相の誘起電圧波形である。ブラシレスモータ各
相の誘起電圧の位相に合わせて各相電流を流してやると
出力，効率が最も良くなる。この例では３相１２０゜通
電の例であるから理想のＵ相電流ｉｒｕは図示のような
位相の波形となる。このため、コントロール回路ＣＣで
は図示のＵ位置検出波形Ｐｕを元にＵ相のドライブ信号
ｄｕ１+、ｄｕ１-を作り、半導体スイッチＱｕ+ ，Ｑｕ
- を駆動する。Ｖ，Ｗ相も同様に１２０゜遅れたドライ
ブ信号ｄｖ１+ ，ｄｖ１- ，ｄｗ１+ ，ｄｗ１- 信号を
作って駆動する。
【００１１】図３はモータの端子電圧からロータ位置を
検出する場合の回路構成を示す。この回路のＶｖはモー
タのＶ相端子に、ＶｗはモータのＷ相端子に、Ｖｕはモ
ータのＵ相端子に接続し、出力Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからそ
れぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の位置検出信号を得る。各入力
電圧はＲ１１とＲ１２によって分圧され、その出力をコ
ンデンサ１１と抵抗Ｒ１３で構成した直流分カットフィ
ルターを通してコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ１４による１
次遅れ回路で高調波低減と共に位相を９０゜遅らせる。
この電圧とこの３相分の電圧を３個の抵抗Ｒ１５で加え
て１／３した電圧を比較器ＣＯＭｕ，ＣＯＭｖ，ＣＯＭ
ｗで比較すると、各相に位置信号が得られる。原理はＶ
相端子電圧Ｖｖに対応したＵ相の相電圧Ｖｕとすれば、 Ｖｕ＝Ｖｖ−ＶＮ （１） １次遅れ回路の伝達関数をＧとしてＵ相電圧Ｖｕの９０
゜位相シフト電圧Ｖｆｕを求めれば、 Ｖｆｕ＝Ｇ・Ｖｖ−Ｇ・ＶＮ （２） 一方（２）式第２項である中性点電圧の９０゜シフト電
圧を考えると、 Ｇ・ＶＮ＝Ｇ(Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ)／３＝(Ｇ・Ｖｕ＋Ｇ・Ｖｖ＋Ｇ・Ｖｗ)／３ （３） となる。(２)式と(３)式から分かるように相電圧の９０
゜シフト電圧Ｖｕは端子電圧の９０゜シフト電圧Ｇ・Ｖ
ｖと３相の各相の端子電圧の９０゜シフト電圧によって
形成される中性点電圧の差によって得られる。これを図
４の波形で示す。誘起電圧ｅｕに対して端子電圧Ｖｕは
図示のようになる。この端子電圧Ｖｕを積分するとＶｉ
ｕのようになる。これと図３の中性点電圧ＶＮとを比較
器ＣＯＭｗに入力するので、比較器ＣＯＭｗの出力Ｐｗ
は図示のような波形となる。同様に各相の位置検出出力
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが得られる。この信号によって各半導
体素子をオン，オフする。図２の位置検出回路の出力Ｐ
ｕの立ち上がりからＰｖの立ち上がりまでＵ相の半導体
スイッチＱｕ+ をオンして１２０°期間正方向電流Ｉｒ
ｕを流し、位置検出回路の出力Ｐｕの立ち下がりからＰ
ｖの立ち下がりまでＵ相の半導体スイッチＱｕ- をオン
して１２０°期間負方向電流Ｉｒｕを流す、同様にして
Ｖ，Ｗ相の電流も流すことにより、モータは回転する。
以上はモータのインダクタンスが小さいか、又は電流が
小さいか、周波数が低い場合で、モータの誘起電圧が抵
抗やインダクタンスドロップが無視できる場合である。
実際はこの位置信号を基にマイコン回路により半導体ス
イッチをオンするタイミングを調整する。
検出する場合の回路構成を示す。この回路のＶｖはモー
タのＶ相端子に、ＶｗはモータのＷ相端子に、Ｖｕはモ
ータのＵ相端子に接続し、出力Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからそ
れぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の位置検出信号を得る。各入力
電圧はＲ１１とＲ１２によって分圧され、その出力をコ
ンデンサ１１と抵抗Ｒ１３で構成した直流分カットフィ
ルターを通してコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ１４による１
次遅れ回路で高調波低減と共に位相を９０゜遅らせる。
この電圧とこの３相分の電圧を３個の抵抗Ｒ１５で加え
て１／３した電圧を比較器ＣＯＭｕ，ＣＯＭｖ，ＣＯＭ
ｗで比較すると、各相に位置信号が得られる。原理はＶ
相端子電圧Ｖｖに対応したＵ相の相電圧Ｖｕとすれば、 Ｖｕ＝Ｖｖ−ＶＮ （１） １次遅れ回路の伝達関数をＧとしてＵ相電圧Ｖｕの９０
゜位相シフト電圧Ｖｆｕを求めれば、 Ｖｆｕ＝Ｇ・Ｖｖ−Ｇ・ＶＮ （２） 一方（２）式第２項である中性点電圧の９０゜シフト電
圧を考えると、 Ｇ・ＶＮ＝Ｇ(Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ)／３＝(Ｇ・Ｖｕ＋Ｇ・Ｖｖ＋Ｇ・Ｖｗ)／３ （３） となる。(２)式と(３)式から分かるように相電圧の９０
゜シフト電圧Ｖｕは端子電圧の９０゜シフト電圧Ｇ・Ｖ
ｖと３相の各相の端子電圧の９０゜シフト電圧によって
形成される中性点電圧の差によって得られる。これを図
４の波形で示す。誘起電圧ｅｕに対して端子電圧Ｖｕは
図示のようになる。この端子電圧Ｖｕを積分するとＶｉ
ｕのようになる。これと図３の中性点電圧ＶＮとを比較
器ＣＯＭｗに入力するので、比較器ＣＯＭｗの出力Ｐｗ
は図示のような波形となる。同様に各相の位置検出出力
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが得られる。この信号によって各半導
体素子をオン，オフする。図２の位置検出回路の出力Ｐ
ｕの立ち上がりからＰｖの立ち上がりまでＵ相の半導体
スイッチＱｕ+ をオンして１２０°期間正方向電流Ｉｒ
ｕを流し、位置検出回路の出力Ｐｕの立ち下がりからＰ
ｖの立ち下がりまでＵ相の半導体スイッチＱｕ- をオン
して１２０°期間負方向電流Ｉｒｕを流す、同様にして
Ｖ，Ｗ相の電流も流すことにより、モータは回転する。
以上はモータのインダクタンスが小さいか、又は電流が
小さいか、周波数が低い場合で、モータの誘起電圧が抵
抗やインダクタンスドロップが無視できる場合である。
実際はこの位置信号を基にマイコン回路により半導体ス
イッチをオンするタイミングを調整する。
【００１２】以上のようにセンサレス位置検出方式の直
流ブラシレスモータでは、誘起電圧を検出して位置信号
を得るため、誘起電圧が小さな起動時は正確な位置信号
が得られない。そこで、起動時はブラシレスモータを同
期モータとして周波数を徐々に増加して起動し、誘起電
圧がある程度大きくなり位置検出が可能な回転数まで増
加してブラシレスモータに切替える。この様子を図５に
示す。横軸は時間で、縦軸は速度を示す、速度の低い０
からｎ１までのＡ期間は同期モータとして運転し、ｎ１
以上のＢ期間はブラシレスモータとして運転する。ここ
で同期運転時はロータが電流に対して遅れたり、進んだ
りしながら回転する。
流ブラシレスモータでは、誘起電圧を検出して位置信号
を得るため、誘起電圧が小さな起動時は正確な位置信号
が得られない。そこで、起動時はブラシレスモータを同
期モータとして周波数を徐々に増加して起動し、誘起電
圧がある程度大きくなり位置検出が可能な回転数まで増
加してブラシレスモータに切替える。この様子を図５に
示す。横軸は時間で、縦軸は速度を示す、速度の低い０
からｎ１までのＡ期間は同期モータとして運転し、ｎ１
以上のＢ期間はブラシレスモータとして運転する。ここ
で同期運転時はロータが電流に対して遅れたり、進んだ
りしながら回転する。
【００１３】インバータは電流や速度を制御するため、
駆動周波数より十分高い周波数でスイッチングさせてチ
ョッピング制御を行う。空気圧縮機等の高速回転で駆動
周波数が高く、インダクタンスも大きく電流も大きい場
合はインバータの半導体素子のスイッチング損失を低減
するため、６個の半導体素子のうち１個のみスイッチン
グするチョッピング制御を行う。このチョッピング方式
は図６，図７に示すような方式である。図６は「前半６
０°チョッピング制御」と呼ぶことにする。図６は半導
体素子のドライブ信号ｄｕ+ ，ｄｕ- ，ｄｖ+ ，ｄｖ-
,ｄｗ+ ,ｄｗ-の波形を示し、図示のように１２０°期
間通電するが最初の６０°のみチョッピング制御ｃｈｏ
する波形である。その下に各相の誘起電圧ｅｕ，ｅｖ，
ｅｗを示す。下の図はＵ+ 相とＶ- 相がオンの場合でＵ
+ がチョッピングオフした場合の構成図で、Ｖ相コイル
ＣｖからＷ相コイルＣｗに循環電流Ｉｊが流れることを
示している。図７は「後半６０°チョッピング制御」と
呼ぶことにし、図示の各半導体素子ドライブ波形のよう
に１２０°のオン期間に対して後半の６０°のみチョッ
ピングする方式である。図６の方式で同期起動する場
合、ロータが遅れ位相になると期間ｔｄの間でＵ+ がチ
ョッピングすることになり、スイッチオンのときは図示
Ｑｕ+ とＱｖ- がオンのため、Ｕ相コイルからＶ相コイ
ルに電流が流れる。ここでＱｕ+ がオフになり、Ｑｖ-
がオンしているため、Ｗ，Ｖ相のインダクタンス電圧と
誘起電圧の差がＷ相よりＶ相が大きくなるとダイオード
Ｄｗ- が順バイアスとなってＶ相からＷ相に循環電流Ｉ
ｊが流れる。この電流は半導体素子で制御できないので
大きな電流となり、大きな損失となってモータの回転を
妨げる。図７の場合はロータが進み位相になると期間ｔ
ｃの間でＵ+ がチョッピングすることになり、スイッチ
オンのときは図示Ｑｕ+ とＱｗ- がオンのため、Ｕ相コ
イルからＷ相コイルに電流が流れる。ここでＱｕ+ がオ
フになり、Ｑｗ- がオンしているため、Ｗ，Ｖ相のイン
ダクタンス電圧と誘起電圧の差がＶ相よりＷ相が大きく
なるとダイオードＤｖ- が順バイアスとなってＷ相から
Ｖ相に循環電流Ｉｊが流れる。
駆動周波数より十分高い周波数でスイッチングさせてチ
ョッピング制御を行う。空気圧縮機等の高速回転で駆動
周波数が高く、インダクタンスも大きく電流も大きい場
合はインバータの半導体素子のスイッチング損失を低減
するため、６個の半導体素子のうち１個のみスイッチン
グするチョッピング制御を行う。このチョッピング方式
は図６，図７に示すような方式である。図６は「前半６
０°チョッピング制御」と呼ぶことにする。図６は半導
体素子のドライブ信号ｄｕ+ ，ｄｕ- ，ｄｖ+ ，ｄｖ-
,ｄｗ+ ,ｄｗ-の波形を示し、図示のように１２０°期
間通電するが最初の６０°のみチョッピング制御ｃｈｏ
する波形である。その下に各相の誘起電圧ｅｕ，ｅｖ，
ｅｗを示す。下の図はＵ+ 相とＶ- 相がオンの場合でＵ
+ がチョッピングオフした場合の構成図で、Ｖ相コイル
ＣｖからＷ相コイルＣｗに循環電流Ｉｊが流れることを
示している。図７は「後半６０°チョッピング制御」と
呼ぶことにし、図示の各半導体素子ドライブ波形のよう
に１２０°のオン期間に対して後半の６０°のみチョッ
ピングする方式である。図６の方式で同期起動する場
合、ロータが遅れ位相になると期間ｔｄの間でＵ+ がチ
ョッピングすることになり、スイッチオンのときは図示
Ｑｕ+ とＱｖ- がオンのため、Ｕ相コイルからＶ相コイ
ルに電流が流れる。ここでＱｕ+ がオフになり、Ｑｖ-
がオンしているため、Ｗ，Ｖ相のインダクタンス電圧と
誘起電圧の差がＷ相よりＶ相が大きくなるとダイオード
Ｄｗ- が順バイアスとなってＶ相からＷ相に循環電流Ｉ
ｊが流れる。この電流は半導体素子で制御できないので
大きな電流となり、大きな損失となってモータの回転を
妨げる。図７の場合はロータが進み位相になると期間ｔ
ｃの間でＵ+ がチョッピングすることになり、スイッチ
オンのときは図示Ｑｕ+ とＱｗ- がオンのため、Ｕ相コ
イルからＷ相コイルに電流が流れる。ここでＱｕ+ がオ
フになり、Ｑｗ- がオンしているため、Ｗ，Ｖ相のイン
ダクタンス電圧と誘起電圧の差がＶ相よりＷ相が大きく
なるとダイオードＤｖ- が順バイアスとなってＷ相から
Ｖ相に循環電流Ｉｊが流れる。
【００１４】これを解決する手段として、同期起動時は
ある相の上アームと他の相の下アームのスイッチング素
子を同時にチョッピングし、ブラシレスモータ運転時は
ある相の上アームと他の相の下アームのスイッチング素
子の何れか１個のみをチョッピングする。具体的には起
動時インバータの各アームを構成するスイッチング素子
を３６０°／ｎずつ常に一つのアームのみをチョッピン
グし、ブラシレスモータ運転時は１８０°／ｎずつ常に
一つのアームのみをチョッピングする。すなわち、起動
時は２つの半導体素子が同時にスイッチングするチョッ
ピング方式で起動し、ブラシレスモータに切替えて位置
検出ができるようになってから、スイッチング損失の少
ない図６，図７のチョッピング方式に切替える。なお、
空気圧縮機等普通の用途では起動時には周波数も低く、
負荷も小さく電流も小さいので、スイッチング損失も小
さい範囲であり、２つの半導体素子が同時にスイッチン
グするチョッピング方式でも問題はない。図８は２つの
半導体素子が同時にスイッチングする一般的なチョッピ
ング方式である。この方式は１２０°の期間全部をチョ
ッピングするため、例えばＵ相の前半６０°はＱｕ+ と
Ｑｖ- が同時にチョッピングし、後半６０°はＱｕ+ と
Ｑｗ- が同時にチョッピングする。この場合はＱｕ+ が
スイッチングオフになる時はＱｖ- も同時にオフになる
ので、Ｑｖ-により循環電流Ｉｊは流れないように制御
できる。
ある相の上アームと他の相の下アームのスイッチング素
子を同時にチョッピングし、ブラシレスモータ運転時は
ある相の上アームと他の相の下アームのスイッチング素
子の何れか１個のみをチョッピングする。具体的には起
動時インバータの各アームを構成するスイッチング素子
を３６０°／ｎずつ常に一つのアームのみをチョッピン
グし、ブラシレスモータ運転時は１８０°／ｎずつ常に
一つのアームのみをチョッピングする。すなわち、起動
時は２つの半導体素子が同時にスイッチングするチョッ
ピング方式で起動し、ブラシレスモータに切替えて位置
検出ができるようになってから、スイッチング損失の少
ない図６，図７のチョッピング方式に切替える。なお、
空気圧縮機等普通の用途では起動時には周波数も低く、
負荷も小さく電流も小さいので、スイッチング損失も小
さい範囲であり、２つの半導体素子が同時にスイッチン
グするチョッピング方式でも問題はない。図８は２つの
半導体素子が同時にスイッチングする一般的なチョッピ
ング方式である。この方式は１２０°の期間全部をチョ
ッピングするため、例えばＵ相の前半６０°はＱｕ+ と
Ｑｖ- が同時にチョッピングし、後半６０°はＱｕ+ と
Ｑｗ- が同時にチョッピングする。この場合はＱｕ+ が
スイッチングオフになる時はＱｖ- も同時にオフになる
ので、Ｑｖ-により循環電流Ｉｊは流れないように制御
できる。
【００１５】また図９に示す方式は循環電流Ｉｊをなく
すことはできないが、少なくできる方式である。これは
図６，図７方式の中間的な方式で、起動時は１２０°期
間ある相のアームの上又は下のスイッチング素子と他ア
ームの下又は上のスイッチング素子とが交互にチョッピ
ングをする方法であり、「１２０°交互チョッピング制
御」と呼ぶことにする。例えばＵ相の前半６０°はＵ+
とＶ- 、後半６０°はＵ+ とＷ- がチョッピングする
が、チョッピングキャリア周波数の１個おきにチョッピ
ングすることで常に１個のみの、半導体素子のみをチョ
ッピングする。このため、チョッピングの間隔が長くな
り、循環電流Ｉｊの流れるスイッチングオフの回数が減
少するので、循環電流Ｉｊも少ない。従って起動時にこ
の交互チョッピング方式を採用し、運転時には図６，図
７のチョッピング方式に切替えることも有効である。ま
たチョッピング方式の切替えは、起動時とブラシレスモ
ータで切替えてもよいが、図５の範囲Ｃのようにブラシ
レスモータ運転の低速時は起動と同じチョッピング方式
で図示範囲Ｄのように速度が上昇した時点で切替えても
よい。
すことはできないが、少なくできる方式である。これは
図６，図７方式の中間的な方式で、起動時は１２０°期
間ある相のアームの上又は下のスイッチング素子と他ア
ームの下又は上のスイッチング素子とが交互にチョッピ
ングをする方法であり、「１２０°交互チョッピング制
御」と呼ぶことにする。例えばＵ相の前半６０°はＵ+
とＶ- 、後半６０°はＵ+ とＷ- がチョッピングする
が、チョッピングキャリア周波数の１個おきにチョッピ
ングすることで常に１個のみの、半導体素子のみをチョ
ッピングする。このため、チョッピングの間隔が長くな
り、循環電流Ｉｊの流れるスイッチングオフの回数が減
少するので、循環電流Ｉｊも少ない。従って起動時にこ
の交互チョッピング方式を採用し、運転時には図６，図
７のチョッピング方式に切替えることも有効である。ま
たチョッピング方式の切替えは、起動時とブラシレスモ
ータで切替えてもよいが、図５の範囲Ｃのようにブラシ
レスモータ運転の低速時は起動と同じチョッピング方式
で図示範囲Ｄのように速度が上昇した時点で切替えても
よい。
【００１６】図１０はこのブラシレスモータをダイレク
トドライブ高速圧縮機に用いた例を示す。圧縮機は小型
化するため高速回転が要求され、特に歯車で加速しない
ダイレクトドライブは高速回転になり、本発明の位相補
正を用いて効率の良い圧縮機を構成する。本発明のモー
タＭｏを中心にモータＭｏの両サイドに圧縮用の羽根車
ＦＡＮ１，ＦＡＮ２を直接取付け、左側から空気を吸収
し、羽根車ＦＡＮ１，ＦＡＮ２と２段で圧縮した空気を
右側から出力する。ｉｎｖはモータを駆動するインバー
タである。Ｆｒはケースである。
トドライブ高速圧縮機に用いた例を示す。圧縮機は小型
化するため高速回転が要求され、特に歯車で加速しない
ダイレクトドライブは高速回転になり、本発明の位相補
正を用いて効率の良い圧縮機を構成する。本発明のモー
タＭｏを中心にモータＭｏの両サイドに圧縮用の羽根車
ＦＡＮ１，ＦＡＮ２を直接取付け、左側から空気を吸収
し、羽根車ＦＡＮ１，ＦＡＮ２と２段で圧縮した空気を
右側から出力する。ｉｎｖはモータを駆動するインバー
タである。Ｆｒはケースである。
【００１７】以上は３相ブラシレスモータの例で本発明
を説明した。ここでは図１１に４相ブラシレスモータの
構成例を示す。図１と同様な構成であるが、相数が４相
になったため、半導体スイッチ，ステータコイルがそれ
ぞれ４組になっている。すなわち、半導体スイッチＱａ
+ とＱａ- ，Ｑｂ+ とＱｂ- Ｑｃ+ とＱｃ- ，Ｑｄ+と
Ｑｄ- の直列接続して構成したインバータに整流した直
流電圧が加えられる。半導体スイッチＱａ+ とＱａ- ，
Ｑｂ+ とＱｂ- ，Ｑｃ+ とＱｃ- ，Ｑｄ+ とＱｄ- の接
続点からモータのステータコイルＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃ
ｄに接続する。ロータＲｔは永久磁石で構成され、永久
磁石の位置を位置検出回路ＰＳＣにより検出する。位置
検出回路ＰＳＣの出力はマイコンで構成したコントロー
ル回路ＣＣに入力する。コントロール回路ＣＣによりイ
ンバータの各半導体スイッチのドライブ信号ｄＡ+ ，ｄ
Ａ- ，ｄＢ+ ，ｄＢ- ，ｄＣ+ ，ｄＣ- ，ｄＤ+，ｄＤ-
を発生する。このような構成であり、図１と同じように
動作する。すなわち、半導体スイッチＱａ+ とＱａ-，
Ｑｂ+ とＱｂ-，Ｑｃ+とＱｃ-，Ｑｄ+とＱｄ-のドライ
ブ信号は図示のように、(３６０゜／相数ｎ)の角度であ
る９０゜ずつオンする。初めはドライブ信号ｄＡ+とｄ
Ｃ-によりａ相の正側半導体スイッチＱａ+ とｃ相の負
側半導体スイッチＱｃ- をオンさせ、次にドライブ信号
ｄＢ+ とｄＤ−によりｂ相の正側半導体スイッチＱｂ＋
とｄ相の負側半導体スイッチＱｄ-をオン，ドライブ信
号ｄＣ+ とｄＡ- によりｃ相の正側半導体スイッチＱｃ
+ とｄ相の負側半導体スイッチＱａ- をオン，ドライブ
信号ｄＤ+ とｄＢ- によりｄ相の正側半導体スイッチＱ
ｄ+ とｄ相の負側半導体スイッチＱｂ- をオン、この順
に各ステータコイルに電流を流して駆動する。補正方法
については図１に示したものと同じでその効果も同じで
ある。
を説明した。ここでは図１１に４相ブラシレスモータの
構成例を示す。図１と同様な構成であるが、相数が４相
になったため、半導体スイッチ，ステータコイルがそれ
ぞれ４組になっている。すなわち、半導体スイッチＱａ
+ とＱａ- ，Ｑｂ+ とＱｂ- Ｑｃ+ とＱｃ- ，Ｑｄ+と
Ｑｄ- の直列接続して構成したインバータに整流した直
流電圧が加えられる。半導体スイッチＱａ+ とＱａ- ，
Ｑｂ+ とＱｂ- ，Ｑｃ+ とＱｃ- ，Ｑｄ+ とＱｄ- の接
続点からモータのステータコイルＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃ
ｄに接続する。ロータＲｔは永久磁石で構成され、永久
磁石の位置を位置検出回路ＰＳＣにより検出する。位置
検出回路ＰＳＣの出力はマイコンで構成したコントロー
ル回路ＣＣに入力する。コントロール回路ＣＣによりイ
ンバータの各半導体スイッチのドライブ信号ｄＡ+ ，ｄ
Ａ- ，ｄＢ+ ，ｄＢ- ，ｄＣ+ ，ｄＣ- ，ｄＤ+，ｄＤ-
を発生する。このような構成であり、図１と同じように
動作する。すなわち、半導体スイッチＱａ+ とＱａ-，
Ｑｂ+ とＱｂ-，Ｑｃ+とＱｃ-，Ｑｄ+とＱｄ-のドライ
ブ信号は図示のように、(３６０゜／相数ｎ)の角度であ
る９０゜ずつオンする。初めはドライブ信号ｄＡ+とｄ
Ｃ-によりａ相の正側半導体スイッチＱａ+ とｃ相の負
側半導体スイッチＱｃ- をオンさせ、次にドライブ信号
ｄＢ+ とｄＤ−によりｂ相の正側半導体スイッチＱｂ＋
とｄ相の負側半導体スイッチＱｄ-をオン，ドライブ信
号ｄＣ+ とｄＡ- によりｃ相の正側半導体スイッチＱｃ
+ とｄ相の負側半導体スイッチＱａ- をオン，ドライブ
信号ｄＤ+ とｄＢ- によりｄ相の正側半導体スイッチＱ
ｄ+ とｄ相の負側半導体スイッチＱｂ- をオン、この順
に各ステータコイルに電流を流して駆動する。補正方法
については図１に示したものと同じでその効果も同じで
ある。
【００１８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、同期起動
時でも循環電流を押さえスムースな起動が可能である。
また運転時は半導体素子のスイッチング損失の少ないた
め、放熱装置が小型になり、しかもブラシレスモータを
高効率で運転が可能になる。このため、モータの小型軽
量にもつながり、経済的である等の効果がある。
時でも循環電流を押さえスムースな起動が可能である。
また運転時は半導体素子のスイッチング損失の少ないた
め、放熱装置が小型になり、しかもブラシレスモータを
高効率で運転が可能になる。このため、モータの小型軽
量にもつながり、経済的である等の効果がある。
【図１】本発明による一実施例を示す制御構成図であ
る。
る。
【図２】本発明による位置センサレスブラシレスモータ
の動作波形である。
の動作波形である。
【図３】本発明による位置センサレスブラシレスモータ
の位置検出回路例である。
の位置検出回路例である。
【図４】本発明による位置検出回路の波形例である。
【図５】起動，運転切替図である。
【図６】前半６０°チョッピング制御の説明図である。
【図７】後半６０°チョッピング制御の説明図である。
【図８】１２０°チョッピング制御の説明図である。
【図９】１２０°交互チョッピング制御の説明図であ
る。
る。
【図１０】本発明の実施例を示す空気圧縮機の構成図で
ある。
ある。
【図１１】本発明の他の実施例を示す４相ブラシレスモ
ータの構成図である。
ータの構成図である。
【図１２】本発明の他の実施例を示す相ブラシレスモー
タのドライブ信号波形である。
タのドライブ信号波形である。
Ｑｕ+ ，Ｑｕ- …インバータＵ相の半導体スイッチ、Ｑ
ｖ+ ，Ｑｖ- …インバータＶ相の半導体スイッチ、Ｑｗ
+ ，Ｑｗ- …インバータＷ相の半導体スイッチ、Ｃｕ，
Ｃｖ，Ｃｗ…モータのステータコイル、Ｒｔ…モータの
ロータ、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ…モータ電圧、ＰＳＣ…位置
検出回路、Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ…位置検出信号、ＣＣ…コ
ントロール回路、ｉｄｃ…電流期間検出回路、ｉｔｕ，
ｉｔｖ，ｉｔｗ…相期間検出回路、ＡＣ…商用電源、Ｄ
１−Ｄ６…ダイオード、Ｃ１…平滑コンデンサ、θ２…
転流重なり角、ｔｕ…転流重なり角換算時間、θ３…位
相補正角、ｔｋ…位相補正換算時間。
ｖ+ ，Ｑｖ- …インバータＶ相の半導体スイッチ、Ｑｗ
+ ，Ｑｗ- …インバータＷ相の半導体スイッチ、Ｃｕ，
Ｃｖ，Ｃｗ…モータのステータコイル、Ｒｔ…モータの
ロータ、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ…モータ電圧、ＰＳＣ…位置
検出回路、Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ…位置検出信号、ＣＣ…コ
ントロール回路、ｉｄｃ…電流期間検出回路、ｉｔｕ，
ｉｔｖ，ｉｔｗ…相期間検出回路、ＡＣ…商用電源、Ｄ
１−Ｄ６…ダイオード、Ｃ１…平滑コンデンサ、θ２…
転流重なり角、ｔｕ…転流重なり角換算時間、θ３…位
相補正角、ｔｋ…位相補正換算時間。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 名倉 寛和 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 遠藤 常博 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内 Ｆターム(参考） 5H560 AA01 AA02 BB04 BB05 BB07 BB12 DA13 EB01 EC01 GG04 HA01 UA10
Claims (8)
- 【請求項１】ロータの位置を誘起電圧から検出し、その
位置信号に応じてｎ相のインバータを各相（３６０゜／
ｎ）ずつ通電させて駆動するブラシレスモータで、誘起
電圧の小さな起動時は徐々に周波数を上げて同期モータ
として起動し、ある周波数でブラシレスモータに切替え
る直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法におい
て、同期起動時とブラシレスモータ運転時はチョッピン
グ方法を変更し、チョッピング方法を切替えることを特
徴とした直流ブラシレスモータのチョッピング制御方
法。 - 【請求項２】ロータの位置を誘起電圧から検出し、その
位置信号に応じてｎ相のインバータを各相（３６０゜／
ｎ）ずつ通電させて駆動するブラシレスモータで、誘起
電圧の小さな起動時は周波数から徐々に周波数を上げて
同期モータとして起動し、ある周波数でブラシレスモー
タに切替える直流ブラシレスモータのチョッピング制御
方法において、同期起動時はある相の上アームと他の相
の下アームのスイッチング素子を同時にチョッピング
し、ブラシレスモータ運転時はある相の上アームと他の
相の下アームのスイッチング素子の何れか１個のみをチ
ョッピングすることを特徴とした直流ブラシレスモータ
のチョッピング制御方法。 - 【請求項３】ロータの位置を誘起電圧から検出し、その
位置信号に応じてｎ相のインバータを各相（３６０゜／
ｎ）ずつ通電させて駆動するブラシレスモータで、誘起
電圧の小さな起動時は徐々に周波数を上げて同期モータ
として起動し、ある周波数でブラシレスモータに切替え
る直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法におい
て、起動時はインバータの各アームを構成するスイッチ
ング素子を３６０°／ｎずつ常に一つのアームのみをチ
ョッピングし、ブラシレスモータ運転時は１８０°／ｎ
ずつ常に一つのアームのみをチョッピングすることを特
徴とした直流ブラシレスモータのチョッピング制御方
法。 - 【請求項４】請求項１乃至３のいずれか１項において、
相数ｎを３相として１２０゜通電としたことを特徴とし
た直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法。 - 【請求項５】請求項１乃至３のいずれか１項において、
起動時は１２０°期間ある相のアームの上又は下のスイ
ッチング素子と他アームの下又は上のスイッチング素子
とが交互にチョッピングされる１２０°交互チョッピン
グ制御としたことを特徴とした直流ブラシレスモータの
チョッピング制御方法。 - 【請求項６】請求項１または２において、起動時は１２
０°期間ある相のアームの上又は下のスイッチング素子
と他アームの下又は上のスイッチング素子とが交互にチ
ョッピングされる１２０°交互チョッピング制御とし、
ブラシレスモータ運転時は各スイッチング素子とも１２
０°期間の前半６０°のみをチョッピングする前半６０
°チョッピング制御としたことを特徴とした直流ブラシ
レスモータのチョッピング制御方法。 - 【請求項７】請求項１乃至３のいずれか１項において、
起動時は１２０°期間ある相のアームの上又は下のスイ
ッチング素子と他アームの下又は上のスイッチング素子
とが交互にチョッピングされる１２０°交互チョッピン
グ制御とし、ブラシレスモータ運転時は各スイッチング
素子とも１２０°期間の後半６０°のみをチョッピング
する後半６０°チョッピング制御とすることを特徴とし
た直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法。 - 【請求項８】請求項１乃至３のいずれか１項の直流ブラ
シレスモータのチョッピング制御方法を用いた直流ブラ
シレスモータを動力源にした高速空気圧縮機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11157482A JP2000350492A (ja) | 1999-06-04 | 1999-06-04 | 直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11157482A JP2000350492A (ja) | 1999-06-04 | 1999-06-04 | 直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000350492A true JP2000350492A (ja) | 2000-12-15 |
Family
ID=15650656
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11157482A Pending JP2000350492A (ja) | 1999-06-04 | 1999-06-04 | 直流ブラシレスモータのチョッピング制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000350492A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1515286A2 (en) * | 2003-09-11 | 2005-03-16 | Aruze Corp. | Motor drive control device utilizable for gaming machine and gaming machine using the same |
| WO2013002951A1 (en) * | 2011-06-28 | 2013-01-03 | Progress Rail Services Corporation | Ac load soft start for variable frequency power source |
| WO2024029455A1 (ja) * | 2022-08-01 | 2024-02-08 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ駆動制御装置、モータユニット、およびモータ駆動制御方法 |
-
1999
- 1999-06-04 JP JP11157482A patent/JP2000350492A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1515286A2 (en) * | 2003-09-11 | 2005-03-16 | Aruze Corp. | Motor drive control device utilizable for gaming machine and gaming machine using the same |
| EP1515286A3 (en) * | 2003-09-11 | 2005-05-25 | Aruze Corp. | Motor drive control device utilizable for gaming machine and gaming machine using the same |
| WO2013002951A1 (en) * | 2011-06-28 | 2013-01-03 | Progress Rail Services Corporation | Ac load soft start for variable frequency power source |
| WO2024029455A1 (ja) * | 2022-08-01 | 2024-02-08 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ駆動制御装置、モータユニット、およびモータ駆動制御方法 |
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