JP2000323915A - Interference wave suppressing device - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent the norm |W| of a weighting coefficient vector W from becoming large, to sufficiently suppress an interference wave and to prevent the deterioration of the ratio of a signal to noise power in a side robe cancellor output. SOLUTION: Digital in-phase/quadrature signal conversion means (1a to 1c and 2a to 2c), weighting coefficient weighting means 3a and 3b weighting plural digital in-phase/quadrature signals by weighting coefficients, an addition means 4 for adding the weighted signals, a subtraction means 5 subtracting the weighted signal from the digital in-phase/quadrature signals, a correlation matrix calculation means 10a for calculating a correlation matrix, a mutual correlation vector calculation means 10a for calculating a mutual correlation vector, a correlation matrix eigen value calculation means 11a for calculating the eigen values of the correlation matrix and a weighting calculation means 13a calculating the weighting coefficients in accordance with the eigen values are installed.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、干渉波抑圧装置に
関し、特にアンテナのサイドローブから入射する干渉波
を抑圧する干渉波抑圧装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an interference wave suppressing device, and more particularly to an interference wave suppressing device for suppressing an interference wave incident from a side lobe of an antenna.

【０００２】[0002]

【従来の技術】アダプティブアンテナは干渉波の入射方
向にアンテナパターンの零点を向けるため、所望信号の
受信に支障となる干渉信号の抑圧に有効である。このア
ダプティブアンテナの荷重計算に用いる適応アルゴリズ
ムには、信号処理演算量が少なく荷重係数ができるだけ
速く最適値に収束することが望まれる。2. Description of the Related Art An adaptive antenna directs a zero point of an antenna pattern in an incident direction of an interference wave, and thus is effective for suppressing an interference signal which hinders reception of a desired signal. It is desired that the adaptive algorithm used for the load calculation of the adaptive antenna has a small amount of signal processing operation and the weight coefficient converges to the optimum value as quickly as possible.

【０００３】ＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）法
は、受信信号をディジタル信号に変換して処理を行うこ
とを前提にして、アレーアンテナにおける各素子アンテ
ナ受信信号（ディジタル同相・直交信号）から相関行列
と相互相関ベクトルを計算して連立１次方程式を構成
し、それを直接解くことにより荷重係数を求める。少な
いサンプル数で良好な解を得ることができる。以下の説
明においては各信号は等価低域表現された離散時間信号
とする。The SMI (Sample Matrix Inversion) method is based on the premise that a received signal is converted into a digital signal for processing, and a correlation matrix and a cross-correlation matrix are obtained from each element antenna received signal (digital in-phase / quadrature signal) in an array antenna. A simultaneous linear equation is constructed by calculating a correlation vector, and a weighting factor is obtained by directly solving it. A good solution can be obtained with a small number of samples. In the following description, each signal is a discrete-time signal expressed in an equivalent low-frequency range.

【０００４】ＳＭＩ法は、受信信号をディジタル信号に
変換して処理するのであればサイドローブキャンセラに
対しても適用可能である。図６はサイドローブキャンセ
ラにＳＭＩ法を適用して荷重係数を求める場合の構成図
である。ここでは補助アンテナ数は２としている。図６
の機能と構成について説明する。ｄ（ｋ）は入射方向が
既知の所望波、ｓ₁（ｋ）、ｓ₂（ｋ）は入射方向が未知
の干渉波である。これらは互いに相関がないものとす
る。[0004] The SMI method can be applied to a side lobe canceller as long as the received signal is converted into a digital signal and processed. FIG. 6 is a configuration diagram in a case where a load coefficient is obtained by applying the SMI method to the side lobe canceller. Here, the number of auxiliary antennas is two. FIG.
The function and configuration of will be described. d (k) is a desired wave whose incident direction is known, and s ₁ (k) and s ₂ (k) are interference waves whose incident direction is unknown. These are assumed to be uncorrelated.

【０００５】１００は所望波方向にビームを向けた主ア
ンテナ、１０１ａ，１０１ｂは指向性が等方性に近い補
助アンテナ、１ａ，１ｂ，１ｃは受信機、２ａ，２ｂ，
２ｃはＡ／Ｄ変換器である。Ａ／Ｄ変換器２ａ，２ｂ，
２ｃの出力信号をそれぞれｘ ₀（ｋ），ｘ₁（ｋ），ｘ₂
（ｋ）とする。これは実部が同相成分，虚部が直交成分
のディジタル複素信号とする。[0005] Reference numeral 100 denotes a main beam for directing a beam in a desired wave direction.
The antennas 101a and 101b have complementary directivities close to isotropic.
Auxiliary antennas, 1a, 1b, 1c are receivers, 2a, 2b,
2c is an A / D converter. A / D converters 2a, 2b,
The output signals of 2c are x ₀(K), x₁(K), x_Two
(K). This means that the real part is the in-phase component and the imaginary part is the quadrature component
Digital complex signal.

【０００６】補助アンテナ出力に対応するＡ／Ｄ変換器
２ｂ，２ｃの出力信号ｘ₁（ｋ），ｘ₂（ｋ）に、荷重係
数重み付け手段である荷重係数器３ａ，３ｂにより値が
それぞれｗ₁，ｗ₂の重み付けを行いそれらを加算する。
加算した結果得られた信号ｙ_A（ｋ）は式（１）のよう
になる。荷重係数ｗ₁，ｗ₂が適切に決められているな
ら、ｙ_A（ｋ）は主アンテナで受信された干渉信号のレ
プリカになっている。従って、ｙ_A（ｋ）を主アンテナ
出力に対応するＡ／Ｄ変換器２ａの出力信号ｘ₀（ｋ）
から差し引くことによって、サイドローブキャンセラ出
力信号ｚ（ｋ）は干渉信号が抑圧された信号となる。The output signals x ₁ (k) and x ₂ (k) of the A / D converters 2 b and 2 c corresponding to the outputs of the auxiliary antennas have values w respectively by weighting means 3 a and 3 b as weighting means. ₁ and w ₂ are weighted and added.
The signal y _A (k) obtained as a result of the addition is as shown in equation (1). If the weighting factors w ₁ and w ₂ are properly determined, y _A (k) is a replica of the interference signal received by the main antenna. Therefore, y _A (k) is the output signal x ₀ (k) of the A / D converter 2a corresponding to the main antenna output.
, The side lobe canceller output signal z (k) becomes a signal in which the interference signal is suppressed.

【０００７】[0007]

【数１】 (Equation 1)

【０００８】次に，図６におけるＳＭＩ法による荷重計
算法を説明する。簡単のため電波環境は定常とする。Ｓ
ＭＩ法は、例えば従来技術文献１ 小川、菊間著：“ア
ダプティブアンテナ理論の進展と今後の展望”（電子情
報通信学会論文誌Ｂ−II，vol. J75-B-II，No. 11，pp.
721-732，1992年11月）に記述がある。相関行列・相互
相関ベクトル計算手段１０ａでは式（２）の相関行列Ｒ
と式（３）の相互相関ベクトルｐを計算する。Next, a load calculation method by the SMI method in FIG. 6 will be described. For simplicity, the radio wave environment is assumed to be stationary. S
The MI method is described in, for example, Prior Art Document 1 by Ogawa and Kikuma: "Progress and Future Prospects of Adaptive Antenna Theory" (Transactions of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, B-II, vol.
721-732, November 1992). In the correlation matrix / cross-correlation vector calculation means 10a, the correlation matrix R
And the cross-correlation vector p of equation (3) is calculated.

【０００９】[0009]

【数２】 (Equation 2)

【００１０】[0010]

【数３】 (Equation 3)

【００１１】式（２）の相関行列Ｒと式（３）の相互相
関ベクトルｐの各要素は以下のように計算する。ここで
ＫはＳＭＩ法で使用するサンプル数、肩文字＊は複素共
役を表す。相関行列Ｒはエルミート行列である。Each element of the correlation matrix R of the equation (2) and the cross-correlation vector p of the equation (3) is calculated as follows. Here, K represents the number of samples used in the SMI method, and the superscript * represents a complex conjugate. The correlation matrix R is a Hermitian matrix.

【００１２】[0012]

【数４】 (Equation 4)

【００１３】[0013]

【数５】 (Equation 5)

【００１４】荷重係数ベクトルＷを式（６）のように定
義すると、ＳＭＩ法で解くべき方程式は式（７）のよう
になる。If the load coefficient vector W is defined as in equation (6), the equation to be solved by the SMI method is as in equation (7).

【００１５】[0015]

【数６】 (Equation 6)

【００１６】[0016]

【数７】 (Equation 7)

【００１７】式（７）の解（荷重係数）は、式（８）の
ようになる。式（７）は、ガウス消去法などで数値的に
解くことができるが、補助アンテナ数が３以下の場合は
容易に逆行列を直接解析的に計算できる。その場合は数
値算法により方程式を解く必要はなくなる。補助アンテ
ナ数が２の場合の解は、式（９）のようになる。荷重計
算手段１５は、相関行列・相互相関ベクトル計算手段１
０ａで計算した行列とベクトルから、式（８）もしくは
式（９）を計算して荷重を求め、その値を荷重係数器３
ａ，３ｂに出力する。The solution (load coefficient) of equation (7) is as shown in equation (8). Equation (7) can be numerically solved by a Gaussian elimination method or the like, but when the number of auxiliary antennas is three or less, the inverse matrix can be easily calculated directly and analytically. In such a case, there is no need to solve the equation by a numerical algorithm. The solution when the number of auxiliary antennas is 2 is as shown in Expression (9). The load calculating means 15 includes a correlation matrix / cross-correlation vector calculating means 1
Equation (8) or Equation (9) is calculated from the matrix and the vector calculated at 0a to obtain the load, and the value is calculated by the load coefficient unit 3
a and 3b.

【００１８】[0018]

【数８】 (Equation 8)

【００１９】[0019]

【数９】 (Equation 9)

【００２０】干渉波数が補助アンテナ数と一致する場合
は、式（８）、式（９）から計算された荷重を持つ図６
のサイドローブキャンセラは、良好な干渉波抑圧性能を
持つ。ところが干渉波数が補助アンテナ数より少ない場
合、あるいは干渉波数が補助アンテナ数と一致しても干
渉波数が補助アンテナ数より少ないとみなされる場合
（補助アンテナ１０１ａに対する補助アンテナ１０１ｂ
における干渉波ｓ₁（ｋ）の受信位相差と干渉波ｓ
₂（ｋ）の受信位相差との２つの位相差の差が２πの整
数倍の場合）には、式（８）、式（９）から計算された
荷重を持つ図６のサイドローブキャンセラは、干渉波を
抑圧できてもサイドローブキャンセラ出力における信号
対雑音電力比が低下してしまうことがある。それは、１
つには主アンテナで受信した所望波を抑圧してしまうこ
と、２つには荷重係数ベクトルＷのノルム||Ｗ||が大き
くなってしまい、補助アンテナ１０１ａ，１０１ｂに接
続された受信機で発生する雑音が荷重係数ｗ₁，ｗ₂によ
り増幅されてしまうからである。特に荷重係数ベクトル
Ｗのノルム||Ｗ||が大きくなる理由について記されてい
る従来技術文献はあまりないと思われるので、上記の現
象について補助アンテナ数が２の場合について説明す
る。When the number of interference waves matches the number of auxiliary antennas, FIG. 6 having the weight calculated from equations (8) and (9)
Has good interference wave suppression performance. However, when the number of interference waves is smaller than the number of auxiliary antennas, or when the number of interference waves is considered to be smaller than the number of auxiliary antennas even when the number of interference waves matches the number of auxiliary antennas (the auxiliary antenna 101b with respect to the auxiliary antenna 101a)
Phase difference of interference wave s ₁ (k) and interference wave s
_In the case where the difference between the two phase differences from the ₂ (k) reception phase difference is an integral multiple of 2π), the side lobe canceller in FIG. 6 having the weight calculated from Expressions (8) and (9) is However, even if the interference wave can be suppressed, the signal-to-noise power ratio at the output of the side lobe canceller may decrease. It is 1
One is that the desired wave received by the main antenna is suppressed, and the other is that the norm || W || of the weighting factor vector W becomes large, and the receiver connected to the auxiliary antennas 101a and 101b This is because the generated noise is amplified by the weight coefficients w ₁ and w ₂ . In particular, it is considered that there are not many prior art documents describing the reason why the norm || W || of the load coefficient vector W becomes large. Therefore, the above phenomenon will be described in the case where the number of auxiliary antennas is two.

【００２１】定常状態の場合を考える。定常状態の場
合、式（２）の相関行列Ｒと式（３）の相互相関ベクト
ルｐの各要素は和ではなく、式（１０）と式（１１）の
ような集合平均で表現される（ｉ，ｊ＝１，２）。この
とき、式（８）はサイドローブキャンセラ出力信号平均
電力を最小にする意味で最適な解である。今後それを最
適解と呼ぶことにし、Ｗ_optと表記する。Consider a steady state case. In the steady state, each element of the correlation matrix R of Expression (2) and the cross-correlation vector p of Expression (3) is not a sum but is represented by a set average as in Expressions (10) and (11) ( i, j = 1,2). At this time, equation (8) is an optimal solution in the sense of minimizing the average power of the side lobe canceller output signal. In the future, it will be called the optimal solution, and will be denoted as W _opt .

【００２２】[0022]

【数１０】 (Equation 10)

【００２３】[0023]

【数１１】 [Equation 11]

【００２４】主アンテナの位置を位相中心として、補助
アンテナ１，２における所望信号の位相中心に対する位
相差ををα₀，β₀、干渉波ｉの位相中心に対する位相差
をα _i，β_iとする（ｉ＝１，２）。各補助アンテナの指
向特性は等方性で値は１とする。主アンテナ、補助アン
テナ１，２における受信信号ｘ₀（ｋ），ｘ₁（ｋ），ｘ
₂（ｋ）は、それぞれ式（１２）〜（１４）のようにな
る。ｎ₀（ｋ），ｎ₁（ｋ），ｎ₂（ｋ）は、それぞれ主
アンテナ，補助アンテナ１，補助アンテナ２における受
信機雑音で互いに無相関かつ入射波とも無相関であり、
Ｇ₀，Ｇ₁，Ｇ₂は、それぞれ所望波，干渉波１，干渉波
２に対する主アンテナにおける複素利得である。Using the position of the main antenna as the phase center,
Position with respect to phase center of desired signal in antennas 1 and 2
Α₀, Β₀, The phase difference of the interference wave i with respect to the phase center
Is α _i, Β_i(I = 1, 2). Finger of each auxiliary antenna
The direction characteristic is isotropic and the value is 1. Main antenna, auxiliary antenna
Received signal x at teners 1 and 2₀(K), x₁(K), x
_Two(K) are as shown in equations (12) to (14), respectively.
You. n₀(K), n₁(K), n_Two(K) is the main
Antennas, auxiliary antennas 1 and 2
It is uncorrelated with each other and uncorrelated with the incident wave due to the transmitter noise,
G₀, G₁, G_TwoAre the desired wave, the interference wave 1, and the interference wave, respectively.
2 is the complex gain at the main antenna.

【００２５】[0025]

【数１２】 (Equation 12)

【００２６】[0026]

【数１３】 (Equation 13)

【００２７】[0027]

【数１４】 [Equation 14]

【００２８】相関行列Ｒの要素ｒ_ijと相互相関ベクトル
ｐの要素ｐ_iは、それぞれ式（１５）〜（１８）のよう
になる。Ｐ_d＝Ｅ［｜ｄ（ｋ）｜²］、Ｐ_si＝Ｅ［｜ｓ_i
（ｋ）｜²］（ｉ＝１，２）、Ｐ_N＝Ｅ［｜ｎ_i（ｋ）
｜²］（ｉ＝０，１，２）で、各信号の電力である。The element r _ij of the correlation matrix R and the element p _i of the cross-correlation vector p are represented by the following equations (15) to (18). P _d = E [| d (k) | ² ], P _si = E [| s _i
(K) | ² ] (i = 1, 2), P _N = E [| n _i (k)
| ² ] (i = 0, 1, 2), which is the power of each signal.

【００２９】[0029]

【数１５】 (Equation 15)

【００３０】[0030]

【数１６】 (Equation 16)

【００３１】[0031]

【数１７】 [Equation 17]

【００３２】[0032]

【数１８】 (Equation 18)

【００３３】式（７）の解、すなわち最適解Ｗ_optを式
（１９）のように表す。式（１９）右辺の各要素は式
（２０）〜（２２）で、さらに相関行列固有値λは式
（２３）で表される。The solution of the equation (7), that is, the optimum solution W _opt is represented as the equation (19). The elements on the right side of Expression (19) are expressed by Expressions (20) to (22), and the correlation matrix eigenvalue λ is expressed by Expression (23).

【００３４】[0034]

【数１９】 [Equation 19]

【００３５】[0035]

【数２０】 (Equation 20)

【００３６】[0036]

【数２１】 (Equation 21)

【００３７】[0037]

【数２２】 (Equation 22)

【００３８】[0038]

【数２３】 (Equation 23)

【００３９】（β₂−α₂）と（β₁−α₁）の差が２πの
整数倍のとき、式（２２）の第４項は０になり、第２項
と第３項は式（２４）のようにまとめられる。式（２
３）の根号内も同様にまとめられる。つまり、入射角が
異なるにも関わらず、電力Ｐ_s1＋Ｐ_s2の１つの干渉波が
入射するのと同等となる。When the difference between (β ₂ -α ₂ ) and (β ₁ -α ₁ ) is an integral multiple of 2π, the fourth term of equation (22) is 0, and the second and third terms are (24). Equation (2
The same applies to 3). In other words, this is equivalent to the incidence of one interference wave of power P _s1 + P _s2 , despite the different incident angles.

【００４０】[0040]

【数２４】 (Equation 24)

【００４１】干渉波が１波の場合、Ｐ_s2＝０とおいて式
（２０）〜（２２）は簡単にできる。それを式（１９）
に代入して干渉波が１波の場合の最適解（式（２５））
を得る。式（２５）の分母が相関行列Ｒの行列式であ
る。さらに固有値λは式（２６）のようになる。In the case where the number of interference waves is one, equations (20) to (22) can be simplified with P _s2 = 0. Equation (19)
Optimal solution in the case of one interference wave by substituting into (Expression (25))
Get. The denominator of Expression (25) is the determinant of the correlation matrix R. Further, the eigenvalue λ is as shown in Expression (26).

【００４２】[0042]

【数２５】 (Equation 25)

【００４３】[0043]

【数２６】 (Equation 26)

【００４４】補助アンテナ１素子あたりの受信所望信号
対雑音電力比ＳＮＲ_in、受信干渉信号対雑音電力比ＩＮ
Ｒ_1inを式（２７）のように定義する。以降、それぞれ
入力ＳＮＲ，入力ＩＮＲと呼ぶことがある。最適解であ
る式（２５）は、式（２８）のように入力ＳＮＲ，入力
ＩＮＲで表現できる。さらに、式（２８）は、ＩＮＲ
_1in＞＞ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_1in＞＞１という条件下で
は式（２９）のように近似できる。Desired reception signal per auxiliary antenna element
Noise power ratio SNR_in,Received interference signal to noise power ratio IN
R_1inIs defined as in equation (27). Hereafter, each
They may be called input SNR and input INR. The optimal solution
Equation (25) is expressed by the input SNR and input
It can be represented by INR. Further, equation (28) is obtained by calculating INR
_1in>>> SNR_inAnd INR_1in>> Under the condition of 1
Can be approximated as in equation (29).

【００４５】[0045]

【数２７】 [Equation 27]

【００４６】[0046]

【数２８】 [Equation 28]

【００４７】[0047]

【数２９】 (Equation 29)

【００４８】補助アンテナ数が２、干渉波数が１の場合
のサイドローブキャンセラ出力信号ｚ（ｋ）は式（３
０）のようになる。従って、干渉波が１波の場合のサイ
ドローブキャンセラ出力信号電力Ｐ_outは式（３１）の
ようになる。式（３１）の一番下の式で、第１項は所望
信号電力、第２項は干渉信号電力、第３項は雑音電力で
ある。荷重係数ノルム２乗値が大きくなると第３項の雑
音電力が大きくなる。式（２５）の最適解はサイドロー
ブキャンセラ出力信号電力Ｐ_outを最小にするものであ
る。When the number of auxiliary antennas is 2 and the number of interference waves is 1, the side lobe canceller output signal z (k) is given by the following equation (3).
0). Therefore, the side lobe canceller output signal power P _{out in} the case of one interference wave is as shown in Expression (31). In the lowermost expression of Expression (31), the first term is the desired signal power, the second term is the interference signal power, and the third term is the noise power. The noise power of the third term increases as the weight coefficient norm squared value increases. The optimal solution of the equation (25) is to minimize the side lobe canceller output signal power P _out .

【００４９】[0049]

【数３０】 [Equation 30]

【００５０】[0050]

【数３１】 (Equation 31)

【００５１】式（３１）の一番下の式の第１項を主アン
テナ受信所望信号電力｜Ｇ₀｜²Ｐ_dで割ると、サイドロ
ーブキャンセラ出力において所望信号電力がどのくらい
保たれているかを表す量となる。式（３２）で定義され
るその量を所望信号電力増加比ＤＲと呼ぶことにする。
この量が小さいほどサイドローブキャンセラにおいて所
望信号は抑圧されるということである。ＩＮＲ_1in＞＞
ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_{1 in}＞＞１という条件下で最適解
（式（２９））に対する所望信号電力増加比ＤＲ _optを
求めると式（３３）のようになる。The first term of the lowermost equation of the equation (31) is replaced by
Tenor reception desired signal power | G₀|^TwoP_dDivide by
What is the desired signal power at the output of the
It is a quantity indicating whether it is kept. Defined by equation (32)
This amount is called a desired signal power increase ratio DR.
The smaller this amount is, the more
The wanted signal is suppressed. INR_1in>>
SNR_inAnd INR_{1 in}>> Optimal solution under the condition of 1
(Equation (29)) desired signal power increase ratio DR _optTo
When it is found, it becomes like Expression (33).

【００５２】[0052]

【数３２】 (Equation 32)

【００５３】[0053]

【数３３】 [Equation 33]

【００５４】例えば、Ｇ₀＝１００、Ｇ₁＝１、ＳＮＲ_in
＝０ｄＢとすると、式（３３）絶対値内の第３項はせい
ぜい０．０１程度である。第２項は所望波や干渉波の入
射角にもよるが、０から２／３程度の値である。第２項
が０に近くなるのはα₀−α₁−β₀＋β₁が２πの整数倍
に近い場合であり、それ以外はＤＲ_optは１より小さく
なる。入力ＳＮＲであるＳＮＲ_inがかなり小さくならな
い限り、ほとんどの場合についてＳＬＣ出力における所
望信号電力は低下する（所望信号が抑圧される）ことに
なる。For example, G ₀ = 100, G ₁ = 1, SNR _in
Assuming that = 0 dB, the third term in the absolute value of Expression (33) is at most about 0.01. The second term is a value of about 0 to 2/3, depending on the incident angle of the desired wave or the interference wave. The second term is close to 0 when α ₀ −α ₁ −β ₀ + β ₁ is close to an integral multiple of 2π, and otherwise DR _opt is smaller than 1. Unless the input SNR, SNR _in, is significantly reduced, in most cases the desired signal power at the SLC output will decrease (the desired signal will be suppressed).

【００５５】一方、式（３１）の一番下の式の第３項を
主アンテナ受信機雑音電力Ｐ_Nで割ると雑音電力がどの
くらい増えたかを表す量となる。式（３４）で定義され
るその量を雑音電力増加比ＮＲと呼ぶことにする。On the other hand, a quantity representing whether increased how much the three term divided by the main antenna receiver noise power P _N the noise power of the formula at the bottom of the formula (31). The amount defined by the equation (34) is referred to as a noise power increase ratio NR.

【００５６】[0056]

【数３４】 (Equation 34)

【００５７】ＩＮＲ_1in＞＞ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_1in＞
＞１という条件下で最適解（式（２９））に対する雑音
電力増加比ＮＲ_optを計算する。結果は複雑になるた
め、最適解に対する雑音電力増加比ＮＲ_optを式（３
５）のようにおく。式（３５）の第２項のＮ_w ⁽ⁱ⁾（ｉ＝
１，２，・・・，８），Ｄ_wは、それぞれ式（３６）〜
（４４）のようになる。INR _1in >> SNR _in and INR _1in >>
The noise power increase ratio NR _opt for the optimal solution (Equation (29)) is calculated under the condition of> 1. Since the result becomes complicated, the noise power increase ratio NR _opt for the optimal solution is calculated by the equation (3)
Place as in 5). N _w ⁽ⁱ ) of the second term of equation (35) (i =
1, 2,..., 8) and D _w are expressed by equations (36) to
It becomes like (44).

【００５８】[0058]

【数３５】 (Equation 35)

【００５９】[0059]

【数３６】 [Equation 36]

【００６０】[0060]

【数３７】 (37)

【００６１】[0061]

【数３８】 (38)

【００６２】[0062]

【数３９】 [Equation 39]

【００６３】[0063]

【数４０】 (Equation 40)

【００６４】[0064]

【数４１】 [Equation 41]

【００６５】[0065]

【数４２】 (Equation 42)

【００６６】[0066]

【数４３】 [Equation 43]

【００６７】[0067]

【数４４】 [Equation 44]

【００６８】最適解に対する雑音電力増加比ＮＲ_optの
値を見積もってみる。Ｇ₀＝１００、Ｇ₁＝１、ＳＮＲ_in
＝０ｄＢ、ＩＮＲ_1in≧２０ｄＢとする。このとき、式
（４４）のＤ_wの値は最小で４、最大で３６程度であ
る。式（３６）〜（４３）のＮ_w ^{(i )}（ｉ＝１，２，…，
８）のオーダはおよそ以下の通りである。Estimate the value of the noise power increase ratio NR _opt for the optimal solution. G ₀ = 100, G ₁ = 1, SNR _in
= 0 dB and INR _1in ≧ 20 dB. At this time, the value of D _w in Expression (44) is about 4 at the minimum and about 36 at the maximum. N _w ^{(i )} (i = 1, 2,...,
The order of 8) is approximately as follows.

【００６９】[0069]

【表１】 [Table 1]

【００７０】このように見ると、一番支配的な項はＧ₀
の２乗の項があり、しかもＩＮＲ_1inで割られることの
ないＮ_w ⁽²⁾である。これをＤ_wの最大値約３６で割って
も雑音電力増加比ＮＲ_optの値は２０００を越えてしま
う。入力ＳＮＲであるＳＮＲ_inがＧ₀の逆数より小さく
なるか、α₀−α₁−β₀＋β₁が２πの整数倍にならない
と雑音電力増加比ＮＲ_optの値は１に近づかない。しか
し式（３７）の中かっこ内が非常に小さい値になる角度
は限られている。In this way, the most dominant term is G ₀
N _w ⁽²⁾ which has a squared term and is not divided by INR _1in . Even if this is divided by the maximum value of D _w about 36, the value of the noise power increase ratio NR _opt exceeds 2000. The value of the noise power increase ratio NR _opt does not approach 1 unless the input SNR SNR _in becomes smaller than the reciprocal of G ₀ or α ₀ −α ₁ −β ₀ + β ₁ does not become an integral multiple of 2π. However, the angle at which the value inside the curly braces of Expression (37) becomes very small is limited.

【００７１】以上説明したように、最適解で与えられる
荷重に対しては、補助アンテナ受信所望信号対雑音電力
比がかなり小さくならないと所望信号は抑圧されてしま
うし、また、サイドローブキャンセラ出力における雑音
電力は大きく増加してしまう。つまり、信号対雑音電力
比が大きく低下してしまう。これは補助アンテナに指向
性を持たせて干渉波方向に補助アンテナのビームを向け
た場合も同様である。As described above, with respect to the load given by the optimal solution, the desired signal is suppressed unless the ratio of the desired signal to the noise of the auxiliary antenna is considerably reduced, and the output of the side lobe canceller is reduced. The noise power increases greatly. That is, the signal-to-noise power ratio is greatly reduced. The same applies to the case where the auxiliary antenna has directivity and the beam of the auxiliary antenna is directed in the interference wave direction.

【００７２】[0072]

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述の問題点
を解決するためになされたもので、干渉波数が補助アン
テナ数より少ない場合、あるいは異なる角度から入射す
る干渉波数が補助アンテナ数と一致しても干渉波数が補
助アンテナ数より少ないとみなされる場合でも、荷重係
数ベクトルＷのノルム||Ｗ||が大きくならず、干渉波を
十分抑圧し、かつ、サイドローブキャンセラ出力におけ
る信号対雑音電力比が低下することのないような干渉波
抑圧装置を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems. When the number of interference waves is smaller than the number of auxiliary antennas, or when the number of interference waves incident from different angles is equal to the number of auxiliary antennas. Even when the number of interference waves is considered to be smaller than the number of auxiliary antennas, the norm || W || of the weighting factor vector W does not increase, the interference waves are sufficiently suppressed, and the signal-to-noise at the sidelobe canceller output is reduced. It is an object of the present invention to provide an interference wave suppression device that does not reduce the power ratio.

【００７３】[0073]

【課題を解決するための手段】この発明に係る干渉波抑
圧装置は、所望の入射信号の入射方向にビームを向けた
主アンテナおよび主アンテナに近接して配置された複数
の補助アンテナヘの入射信号と同時に入射する干渉波信
号を抑圧する干渉波抑圧装置において、主アンテナおよ
び補助アンテナの各々に設けられ、主アンテナおよび補
助アンテナ受信信号を入力してディジタル同相・直交信
号に変換するディジタル同相・直交信号変換手段と、複
数の補助アンテナの受信信号に対応するディジタル同相
・直交信号に対して荷重係数により重み付けする荷重係
数重み付け手段と、重み付けされた複数のディジタル同
相・直交信号を加算する加算手段と、主アンテナの受信
信号に対応するディジタル同相・直交信号から加算され
たディジタル同相・直交信号を減算する減算手段と、補
助アンテナの受信信号に対応する複数のディジタル同相
・直交信号の相関行列を計算する相関行列計算手段と、
主アンテナの受信信号に対応するディジタル同相・直交
信号と補助アンテナの受信信号に対応する複数のディジ
タル同相・直交信号との間の相互相関ベクトルを計算す
る相互相関ベクトル計算手段と、相関行列の固有値を計
算する相関行列固有値計算手段と、固有値および相関行
列および相互相関ベクトルに基づいて荷重係数を計算
し、荷重係数を荷重係数重み付け手段に出力する荷重計
算手段とを備えている。According to the present invention, there is provided an interference wave suppressing apparatus comprising: a main antenna for directing a beam in a direction of incidence of a desired incident signal; and an incident signal to a plurality of auxiliary antennas arranged in proximity to the main antenna. In an interference wave suppression device for simultaneously suppressing an incident interference signal, a digital in-phase / quadrature is provided for each of a main antenna and an auxiliary antenna, and receives the main antenna and the auxiliary antenna and converts them into digital in-phase / quadrature signals. Signal conversion means, weighting means for weighting digital in-phase / quadrature signals corresponding to received signals of a plurality of auxiliary antennas with weight coefficients, and addition means for adding a plurality of weighted digital in-phase / quadrature signals. , The digital in-phase added from the digital in-phase and quadrature signals corresponding to the received signal of the main antenna Subtracting means for subtracting the quadrature signal, and correlation matrix calculating means for calculating a correlation matrix of a plurality of digital phase and quadrature signals corresponding to the received signal of the auxiliary antenna,
A cross-correlation vector calculation means for calculating a cross-correlation vector between a digital in-phase / quadrature signal corresponding to the received signal of the main antenna and a plurality of digital in-phase / quadrature signals corresponding to the received signal of the auxiliary antenna; And a load calculating means for calculating a weighting factor based on the eigenvalue, the correlation matrix and the cross-correlation vector, and outputting the weighting factor to the weighting factor weighting means.

【００７４】また、主アンテナは、複数の素子アンテナ
から構成されるアレーアンテナである。The main antenna is an array antenna composed of a plurality of element antennas.

【００７５】また、補助アンテナは、アレーアンテナを
構成する素子アンテナの一部の素子アンテナである。The auxiliary antenna is a part of the element antenna constituting the array antenna.

【００７６】また、補助アンテナは、指向性アンテナで
あり、干渉波の到来方向を計測する干渉波到来方向計測
手段と、干渉波到来方向に補助アンテナの主ビーム方向
を向けるアンテナ指向方向調整手段とをさらに備えてい
る。The auxiliary antenna is a directional antenna, and includes an interference wave arrival direction measuring means for measuring the arrival direction of the interference wave, and an antenna directivity adjustment means for directing the main beam direction of the auxiliary antenna to the interference wave arrival direction. Is further provided.

【００７７】また、補助アンテナは、複数の素子アンテ
ナから構成されたアレーアンテナであり、干渉波の到来
方向を計測する干渉波到来方向計測手段と、干渉波到来
方向に補助アンテナの主ビーム方向を向けるように補助
アンテナを構成する各素子アンテナに対して重み付けし
て合成する重み付け信号合成手段とをさらに備えてい
る。The auxiliary antenna is an array antenna composed of a plurality of element antennas, and includes an interference wave arrival direction measuring means for measuring an arrival direction of the interference wave, and a main beam direction of the auxiliary antenna for the interference wave arrival direction. Weighted signal combining means for weighting and combining each element antenna constituting the auxiliary antenna so as to direct the antenna is further provided.

【００７８】さらに、補助アンテナは、主アンテナを構
成する素子アンテナの少なくとも一部で構成され、干渉
波の到来方向を計測する干渉波到来方向計測手段と、干
渉波到来方向に補助アンテナの主ビーム方向を向けるよ
うに補助アンテナを構成する各素子アンテナに対して重
み付けして合成する重み付け信号合成手段とをさらに備
えている。Further, the auxiliary antenna is constituted by at least a part of an element antenna constituting the main antenna, and includes an interference wave arrival direction measuring means for measuring an arrival direction of the interference wave, and a main beam of the auxiliary antenna in the interference wave arrival direction. Weighted signal combining means for weighting and combining each element antenna constituting the auxiliary antenna so as to direct the direction is further provided.

【００７９】[0079]

【発明の実施の形態】実施の形態１．補助アンテナが２
素子の場合について説明する。最大２干渉波を抑圧でき
る。図１は本発明にかかわる干渉波抑圧装置の構成図で
ある。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiment 1 2 auxiliary antennas
The case of an element will be described. Up to two interference waves can be suppressed. FIG. 1 is a configuration diagram of an interference wave suppressing apparatus according to the present invention.

【００８０】図1において、１００は所望波方向にビー
ムを向けた主アンテナ、１０１ａ，１０１ｂは指向性が
等方性に近い補助アンテナ、１ａ，１ｂ，１ｃは受信
機、２ａ，２ｂ，２ｃはＡ／Ｄ変換器である。受信機１
ａ〜１ｃおよびＡ／Ｄ変換器２ａ〜２ｃは、受信信号を
ディジタル同相・直交信号に変換するディジタル同相・
直交信号変換手段を構成している。In FIG. 1, 100 is a main antenna for directing a beam in a desired wave direction, 101a and 101b are auxiliary antennas whose directivity is close to isotropic, 1a, 1b and 1c are receivers, 2a, 2b and 2c are receivers. An A / D converter. Receiver 1
a to 1c and A / D converters 2a to 2c are digital in-phase converters for converting received signals into digital in-phase and quadrature signals.
It constitutes orthogonal signal conversion means.

【００８１】３ａ，３ｂは、補助アンテナ受信信号に対
応する複数の上記ディジタル同相・直交信号を荷重係数
により重み付けする荷重係数重み付け手段である荷重係
数器である。４は重み付けされた信号を加算する加算手
段である加算器である。５は主アンテナ受信信号に対応
するディジタル同相・直交信号から上記重み付けされた
信号を減算する減算手段である減算器である。Reference numerals 3a and 3b denote weighting factors which are weighting means for weighting a plurality of the digital in-phase / quadrature signals corresponding to the auxiliary antenna reception signal by weighting factors. Reference numeral 4 denotes an adder which is an adding means for adding the weighted signals. Reference numeral 5 denotes a subtractor as subtraction means for subtracting the weighted signal from the digital in-phase / quadrature signal corresponding to the main antenna reception signal.

【００８２】１０ａは、補助アンテナ受信信号に対応す
る複数の上記ディジタル同相・直交信号の相関行列を計
算する相関行列計算手段であると共に、主アンテナ受信
信号に対応するディジタル同相・直交信号と補助アンテ
ナ受信信号に対応する複数のディジタル同相・直交信号
との間の相互相関ベクトルを計算する相互相関ベクトル
計算手段である相関行列・相互相関ベクトル計算手段で
ある。相関行列・相互相関ベクトル計算手段１０ａで
は、式（２）の相関行列Ｒと式（３）の相互相関ベクト
ルｐを計算する。Reference numeral 10a denotes a correlation matrix calculating means for calculating a correlation matrix of a plurality of digital in-phase / quadrature signals corresponding to the auxiliary antenna reception signal, and a digital in-phase / quadrature signal corresponding to the main antenna reception signal and the auxiliary antenna. Correlation matrix / cross-correlation vector calculation means, which is a cross-correlation vector calculation means for calculating a cross-correlation vector between a plurality of digital in-phase / quadrature signals corresponding to a received signal. The correlation matrix / cross-correlation vector calculation means 10a calculates the correlation matrix R of equation (2) and the cross-correlation vector p of equation (3).

【００８３】１１ａは相関行列の固有値を計算する相関
行列固有値計算手段である。１３ａは固有値に応じて相
関行列と相関関数ベクトルの各要素から荷重係数を計算
する荷重計算手段である。Reference numeral 11a denotes a correlation matrix eigenvalue calculating means for calculating the eigenvalue of the correlation matrix. Reference numeral 13a denotes a load calculating unit that calculates a load coefficient from each element of the correlation matrix and the correlation function vector according to the eigenvalue.

【００８４】相関行列固有値計算手段１１ａでは、相関
行列Ｒの固有値を計算する。相関行列Ｒの固有値を調べ
ることで、実質的な干渉波の数を知ることができる。
「実質的」という意味は、上述のように干渉波が２波入
射しても信号処理上は１波入射とみなされる場合がある
からである。相関行列Ｒは２×２の行列なので２つの固
有値は解析的に計算できて、式（１５）を考慮すると式
（４５）のようになる。The correlation matrix eigenvalue calculating means 11a calculates the eigenvalue of the correlation matrix R. By examining the eigenvalues of the correlation matrix R, it is possible to know the actual number of interference waves.
The meaning of “substantially” is because even if two interference waves are incident as described above, it may be regarded as one wave incident in signal processing. Since the correlation matrix R is a 2 × 2 matrix, two eigenvalues can be analytically calculated, and as shown in Expression (45) when Expression (15) is considered.

【００８５】[0085]

【数４５】 [Equation 45]

【００８６】定常状態では相関行列Ｒの固有値は干渉波
が２波の場合は式（２３）、１波の場合は式（２６）の
ようになる。固有値λのオーダは、干渉波がない場合は
小さい方がＰ_N、大きい方が２Ｐ_d＋Ｐ_N程度となる。干
渉波が１波の場合は大きい方が２Ｐ_s1、小さい方がＰ_N
から２Ｐ_d＋Ｐ_N程度となる。干渉波が２波の場合は、大
きい方が２（Ｐ_s1＋Ｐ_s2）、小さい方は入射角に依存し
て、最小でＰ_Nから２Ｐ_d＋Ｐ_N程度、最大でＰ_s1とＰ_s2
の小さい方の２倍程度となる。干渉波が２波の場合で小
さい方の固有値がＰ_Nから２Ｐ_d＋Ｐ_N程度となるのは、
実質的に干渉波が１波と見なされるような角度から２つ
の干渉波が入射する場合である。従って、小さい方の固
有値の大きさから干渉波が１波（干渉波が２波入射して
も実質的に１波入射とみなされる場合も含む。以降この
注釈を付けない）か２波かを判断することができる。有
限サンプル数で相関行列Ｒの要素を計算することを考慮
すると、雑音電力の２倍＋想定する受信信号電力最大値
の２倍をしきい値として、２つの固有値がともにしきい
値以下なら干渉波数は０、２つの固有値のうち一方がし
きい値を越えて小さい方の固有値がこのしきい値以下な
ら干渉波数は１、２つの固有値ともにしきい値を越えれ
ば干渉波数は２と判定する。In the steady state, the eigenvalue of the correlation matrix R is as shown in Equation (23) when the number of interference waves is two, and as Equation (26) when the number of interference waves is one. Order of the eigenvalues λ is better when there is no interference wave has a small P _N, the larger becomes about 2P _d + P _N. When the interference wave is one wave, the larger one is 2P _s1 and the smaller one is P _N
From this, it becomes about 2P _d + P _N. In the case of two interference waves, the larger one is 2 (P _s1 + P _s2 ), the smaller one depends on the angle of incidence and is at least _PN to 2P _d + P _N at the minimum, and P _s1 and P _s2 at the maximum.
Is about twice as small as The reason why the smaller eigenvalue is about 2P _d + P _N from P _N when there are two interference waves is
This is a case where two interference waves enter from an angle at which the interference wave is regarded as substantially one wave. Therefore, from the magnitude of the smaller eigenvalue, it is determined whether the interference wave is one wave (including the case where two interference waves are incident, but it is regarded as substantially one wave incident. You can judge. Considering that the elements of the correlation matrix R are calculated with a finite number of samples, if the threshold value is twice the noise power + twice the assumed maximum value of the received signal power, if both eigenvalues are equal to or less than the threshold value, interference occurs. The wave number is 0, if one of the two eigenvalues exceeds the threshold and the smaller eigenvalue is less than or equal to this threshold, the number of interference waves is determined to be 1. If both of the two eigenvalues exceed the threshold, the number of interference waves is determined to be 2. .

【００８７】相関行列固有値計算手段１１ａでは相関行
列Ｒの固有値を式（４５）により計算し、判定手段１２
ａでは計算された固有値に基づき、上述のように干渉波
数が１か２か判定する。荷重計算手段１３ａでは、相関
行列Ｒと相互相関ベクトルｐから荷重係数を計算し、そ
の結果を荷重係数器３ａ，３ｂに出力するが、判定手段
１２ａでの判定結果に応じて荷重計算法が異なる。以
下、それについて説明する。The correlation matrix eigenvalue calculation means 11a calculates the eigenvalue of the correlation matrix R according to equation (45),
In a, it is determined whether the number of interference waves is 1 or 2 based on the calculated eigenvalue as described above. The load calculating unit 13a calculates a load coefficient from the correlation matrix R and the cross-correlation vector p, and outputs the result to the load coefficient units 3a and 3b. The load calculating method differs depending on the result of the determination by the determining unit 12a. . Hereinafter, this will be described.

【００８８】干渉波数が２と判定された場合は式（９）
により荷重を計算し、その結果を荷重係数器３ａ，３ｂ
に出力する。干渉波数が０と判定された場合は、Ｗ₁＝
Ｗ₂＝０として荷重係数器３ａ，３ｂに出力する。If the number of interference waves is determined to be 2, the equation (9)
And calculate the load by using the load coefficient units 3a and 3b.
Output to If the number of interference waves is determined to be 0, W ₁ =
W ₂ = 0 is output to the load coefficient units 3a and 3b.

【００８９】干渉波数が１と判定した場合は、以下の３
つの荷重計算方法のうちのどれかにする。今まで行って
きた数値計算例によれば、干渉信号＋雑音の抑圧性能に
最も優れるのは３つめの荷重計算方法３であったのでそ
れを推奨する。If the number of interference waves is determined to be 1, the following 3
One of the two load calculation methods. According to the numerical calculation examples performed so far, the third load calculation method 3 is the most excellent in the suppression performance of the interference signal + noise, and therefore it is recommended.

【００９０】（荷重計算方法１）強制的にｗ_i＝０とす
る（ｉ＝１あるいは２）。これは補助アンテナ１０１ａ
あるいは１０１ｂからの信号をカットすることに等し
い。このとき荷重係数値は式（４６）もしくは式（４
７）である。サイドローブキャンセラ出力における雑音
電力をなるべく小さくする観点からは、荷重係数ベクト
ルのノルム||Ｗ||の小さい方がよい。(Load Calculation Method 1) Forcibly set w _i = 0 (i = 1 or 2). This is the auxiliary antenna 101a
Alternatively, it is equivalent to cutting the signal from 101b. At this time, the load coefficient value is calculated by the equation (46) or the equation (4).
7). From the viewpoint of minimizing the noise power in the sidelobe canceller output, the smaller the norm || W || of the weighting coefficient vector, the better.

【００９１】[0091]

【数４６】 [Equation 46]

【００９２】[0092]

【数４７】 [Equation 47]

【００９３】（荷重計算方法２）式（２）の相関行列Ｒ
は干渉波数が１のとき、干渉信号電力が補助アンテナ受
信機雑音電力に比べて十分に大きいと特異に近い。それ
は、上述のように大きい方の固有値が干渉信号電力の２
倍で小さい方の固有値が受信機雑音電力と所望信号電力
の２倍の和程度で、両者の大きさの違いが大きいからで
ある。そこで、いっそのこと相関行列Ｒは特異（ランク
が１）であると仮定して、式（７）の最小二乗最小ノル
ム解を荷重係数とする。このとき荷重係数ノルムは小さ
く抑えられるため、サイドローブキャンセラ出力におけ
る雑音電力増加は最小限となる。また、荷重計算方法３
を説明した後で示すが、この最小二乗最小ノルム解は、
干渉波電力が補助アンテナ受信機雑音電力に比べて十分
に大きいと所望信号の抑圧も抑えられる。(Load calculation method 2) Correlation matrix R of equation (2)
Is near singular when the interference signal power is sufficiently larger than the auxiliary antenna receiver noise power when the number of interference waves is 1. That is, as described above, the larger eigenvalue is 2 of the interference signal power.
This is because the smaller and larger eigenvalue is about twice the sum of the receiver noise power and the desired signal power, and the difference between the two is large. Therefore, it is further assumed that the correlation matrix R is singular (rank 1), and the least-squares least-norm solution of the equation (7) is used as the weighting factor. At this time, the load coefficient norm is kept small, so that an increase in noise power at the output of the side lobe canceller is minimized. In addition, load calculation method 3
After explaining, this least-squares least-norm solution is
If the interference wave power is sufficiently larger than the auxiliary antenna receiver noise power, suppression of the desired signal can be suppressed.

【００９４】式（７）の最小二乗最小ノルム解は補助ア
ンテナ数が多い場合は数値的に特異値分解を行って求め
なければならないが、補助アンテナ数が２の場合には特
異値分解を行う必要はない。以下、これについて説明す
る。相関行列Ｒが特異であるなら解は式（４８）を満足
する。ただしその解は無数に存在する。そのなかで荷重
係数ベクトルＷのノルム||Ｗ||を最小にするものが図１
のサイドローブキャンセラの荷重として望ましい。なぜ
なら、||Ｗ||²が小さいほどサイドローブキャンセラ出
力における雑音電力が小さくなるからである。When the number of auxiliary antennas is large, the least-squares least-norm solution of equation (7) must be numerically obtained by performing singular value decomposition, but when the number of auxiliary antennas is 2, singular value decomposition is performed. No need. Hereinafter, this will be described. If the correlation matrix R is singular, the solution satisfies equation (48). However, there are countless solutions. Among them, the one that minimizes the norm || W || of the load coefficient vector W is shown in FIG.
It is desirable as the load of the side lobe canceller. This is because the smaller || W || ² , the smaller the noise power at the sidelobe canceller output.

【００９５】[0095]

【数４８】 [Equation 48]

【００９６】最小ノルム解は以下のように求められる。
記述を簡単にするために、ａ＝ｒ₁₁，ｂ＝ｒ₁₂，ｃ＝ｐ
₁とおく。式（４８）からｗ₂を消去すると、解は式（４
９）のようになる。このとき、荷重係数ベクトルＷのノ
ルムの２乗||Ｗ||²は式（５０）のようになる。The minimum norm solution is obtained as follows.
To simplify the description, a = r ₁₁ , b = r ₁₂ , c = p
Set to ₁ . Eliminating w ₂ from equation (48), the solution becomes equation (4)
It becomes like 9). At this time, the square of the norm of the load coefficient vector W || W || ² is as shown in Expression (50).

【００９７】[0097]

【数４９】 [Equation 49]

【００９８】[0098]

【数５０】 [Equation 50]

【００９９】||Ｗ||²を最小にするｗ₁は式（５０）をｗ
₁に関して偏微分して０とおくことにより得られる。式
（５０）の偏微分は式（５１）のようになる。ここで、
∂ｗ ₁／∂ｗ₁＝１，∂ｗ₁ ^*／∂ｗ₁＝０であることを用
いた。これより荷重係数ベクトルのノルムが最小となる
解Ｗ_min.norm1、すなわち荷重係数は、式（５２）によ
り相関行列Ｒと相互相関ベクトルｐの要素より解析的に
簡単に計算できる。相関行列Ｒは実際には特異でないた
め、このように求められた荷重係数は最適解ではない
が、それに近い干渉信号抑圧性能を有していることは多
くの数値例で確認した。|| W ||^TwoW to minimize₁Is the equation (50)
₁Is obtained by partially differentiating with respect to. formula
The partial differential of (50) is as shown in equation (51). here,
∂w ₁/ ∂w₁= 1, ∂w₁ ^*/ ∂w₁= 0
Was. This minimizes the norm of the load coefficient vector
Solution W_min.norm1That is, the load coefficient is calculated by the equation (52).
From the elements of the correlation matrix R and the cross-correlation vector p
Easy to calculate. The correlation matrix R was not actually singular
Is not the optimal solution
However, they often have interference signal suppression performance close to that.
This was confirmed by a number of numerical examples.

【０１００】[0100]

【数５１】 (Equation 51)

【０１０１】[0101]

【数５２】 (Equation 52)

【０１０２】（荷重計算方法３）荷重計算方法２と同じ
く、式（２）の相関行列Ｒが特異であるとして式（７）
の最小二乗最小ノルム解を荷重係数として適用するが、
解の導き方が異なる。特異値分解ではなく、相関行列Ｒ
の大きい方の固有値に対応する固有ベクトルを用いて最
小二乗最小ノルム解を導ける。従来技術文献２（内田、
鷹尾著：“ビームスペース・パーシャリアダプティブア
レイに関する検討” 電子情報通信学会技術報告 Ａ・
Ｐ８８−５２，１９８８）では最小二乗最小ノルム解と
は全く記していないが、そこで得られている解は相関行
列が特異であるとして得られる最小二乗最小ノルム解と
等しい。補助アンテナ数が２、干渉波数が１の場合は以
下のようになる。結果として、式（２）の相関行列Ｒの
固有ベクトルを求める必要はない。(Load calculation method 3) Similarly to the load calculation method 2, it is assumed that the correlation matrix R of the equation (2) is singular and the equation (7)
Apply the least-squares least-norm solution of as the weighting factor,
The way to derive the solution is different. Rather than singular value decomposition, the correlation matrix R
The least-squares least-norm solution can be derived using the eigenvector corresponding to the larger eigenvalue of. Prior art document 2 (Uchida,
By Takao: "A study on beam space / perspective adaptive array" IEICE technical report
P88-52, 1988) does not describe any least-squares least-norm solution, but the solution obtained therefrom is equal to the least-square least-norm solution obtained assuming that the correlation matrix is singular. When the number of auxiliary antennas is 2 and the number of interference waves is 1, the following is performed. As a result, there is no need to find the eigenvectors of the correlation matrix R in equation (2).

【０１０３】固有値と固有ベクトルを用いると、最小二
乗最小ノルム解Ｗ_min.norm2（式（５２）と区別するた
めに添字に２を付けた）は式（５３）のようになる。式
（２）の相関行列Ｒの大きい方の固有値λ₁（式（４
５）の大きい方）に対応する固有ベクトルｅ＝［ｅ₁，
ｅ₂］^Tを用いると、式（５３）の行列Ｒ⁺は式（５４）
で定義される一種の擬似的な逆行列である。Using the eigenvalues and eigenvectors, the least-squares least-norm solution W _min.norm2 (subscripted with 2 to distinguish it from equation (52)) is as shown in equation (53). The larger eigenvalue λ ₁ of the correlation matrix R in Equation (2) (Equation (4)
The eigenvector e = [e ₁ ,
e ₂ ] ^T , the matrix R ^{+ in} equation (53) is given by equation (54)
Is a kind of pseudo inverse matrix defined by

【０１０４】[0104]

【数５３】 (Equation 53)

【０１０５】[0105]

【数５４】 (Equation 54)

【０１０６】式（５３）を式（４）の相関行列Ｒと式
（５）の相互相関ベクトルｐの要素で表す。||ｅ||²＝
１とする。Ｒｅ＝λ₁ｅであることより式（５５）が成
り立つ。これより式（５６）が得られる。さらに、特性
多項式が０に等しいことを利用すると式（５７）が得ら
れる。式（５７）と（５５）より、大きい方の固有値に
対応する固有ベクトルは式（５８）のようになる。φは
任意の実数である。Equation (53) is represented by the elements of the correlation matrix R of equation (4) and the cross-correlation vector p of equation (5). || e || ² =
Let it be 1. Equation (55) holds because Re = λ ₁ e. From this, equation (56) is obtained. Further, by utilizing that the characteristic polynomial is equal to 0, Expression (57) is obtained. From equations (57) and (55), the eigenvector corresponding to the larger eigenvalue is as shown in equation (58). φ is an arbitrary real number.

【０１０７】[0107]

【数５５】 [Equation 55]

【０１０８】[0108]

【数５６】 [Equation 56]

【０１０９】[0109]

【数５７】 [Equation 57]

【０１１０】[0110]

【数５８】 [Equation 58]

【０１１１】式（５８）を式（５３）に代入すると、式
（５９）のように最小二乗最小ノルム解Ｗ_min.norm2を
得ることができる。すなわち、結果的に固有ベクトルを
求めることなしに荷重係数ベクトルを計算できる。相関
行列Ｒは実際には特異でないため、このように求められ
た荷重係数は最適解ではないが、それに近い干渉信号抑
圧性能を有していることは多くの数値例で確認した。By substituting equation (58) into equation (53), a least squares minimum norm solution W _min.norm2 can be obtained as in equation (59). That is, as a result, the load coefficient vector can be calculated without obtaining the eigenvector. Since the correlation matrix R is not actually singular, the weighting factor obtained in this manner is not an optimal solution, but it has been confirmed in many numerical examples that it has interference signal suppression performance close to it.

【０１１２】[0112]

【数５９】 [Equation 59]

【０１１３】[0113]

【数６０】 [Equation 60]

【０１１４】式（５２）と式（５９）の違いだが、相関
行列Ｒが完全に特異であれば両者は一致する。しかし、
現実には受信機雑音があるから相関行列Ｒは特異に近い
とはいえ、特異にはならない。そのため、式（５２）と
式（５９）は実際には等しくない。多くの数値計算例に
よれば、式（５９）の方が干渉信号＋雑音の抑圧性能が
高いようである。また、定常状態における式（５９）の
干渉信号抑圧性能は、多くの数値計算例によれば最適解
（式（９））のそれに近いものであった。つまり、最適
解ではないにも関わらず干渉信号抑圧能力は高い。The difference between the equations (52) and (59) is that if the correlation matrix R is completely singular, they coincide. But,
In reality, since there is receiver noise, the correlation matrix R is not singular although it is close to singular. Therefore, equation (52) and equation (59) are not actually equal. According to many numerical calculation examples, it seems that Expression (59) has higher interference signal + noise suppression performance. Further, the interference signal suppression performance of Equation (59) in the steady state is close to that of the optimal solution (Equation (9)) according to many numerical calculation examples. In other words, the interference signal suppressing ability is high even though it is not the optimal solution.

【０１１５】次に、式（５２）と式（５９）の最小二乗
最小ノルム解が、所望信号の抑圧も起こさず、また、サ
イドローブキャンセラ出力における雑音電力の増大も最
適解に比べて小さいことを示す。まず、式（５２）の最
小ノルム解Ｗ_min.norm1について、式（３２）の所望信
号電力増加比と式（３４）の雑音電力増加比を計算す
る。式（５２）を各入射信号の電力あるいは入力ＳＮ
Ｒ，入力ＩＮＲで表現すると式（６１）のようになる。
式（６１）は、ＩＮＲ_1in＞＞ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_1in
＞＞１という条件下では式（６２）のように近似でき
る。Next, the least-squares least-norm solution of Equations (52) and (59) does not cause suppression of the desired signal, and the increase in noise power at the sidelobe canceller output is smaller than that of the optimal solution. Is shown. First, for the minimum norm solution W _min.norm1 in Expression (52), the desired signal power increase ratio in Expression (32) and the noise power increase ratio in Expression (34) are calculated. Equation (52) is used to calculate the power or input SN of each incident signal.
When expressed by R and input INR, it is as shown in equation (61).
Equation (61) is given by: INR _1in >> SNR _in and INR _1in
Under the condition of >> 1, it can be approximated as in equation (62).

【０１１６】[0116]

【数６１】 [Equation 61]

【０１１７】[0117]

【数６２】 (Equation 62)

【０１１８】ＩＮＲ_1in＞＞ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_1in＞
＞１という条件下で、式（６２）に対する所望信号電力
増加比ＤＲ_min.norm1と雑音電力増加比ＮＲ_min.norm1を
求める。これは式（６２）を式（３２）と式（３４）に
代入して得られる。その結果はそれぞれ式（６３）と式
（６４）のようになる。INR _1in >> SNR _in and INR _1in >>
Under the condition of> 1, the desired signal power increase ratio DR _min.norm1 and the noise power increase ratio NR _min.norm1 for Expression (62) are obtained. This is obtained by substituting equation (62) into equations (32) and (34). The results are as shown in equations (63) and (64), respectively.

【０１１９】[0119]

【数６３】 [Equation 63]

【０１２０】[0120]

【数６４】 [Equation 64]

【０１２１】式（６３）の所望信号電力増加比ＤＲ
_min.norm1と式（６４）の雑音電力増加比ＮＲ_min.norm1
の値を見積もってみる。上述と同様、Ｇ₀＝１００，Ｇ₁
＝１，ＳＮＲ_in＝０ｄＢ，ＩＮＲ_1in≧２０ｄＢとす
る。式（６３）の絶対値内の第２項は０．０１以下、第
３項も約０．０１である。従って式（６３）の所望信号
電力増加比ＤＲ_min.norm1はほぼ１である。つまり、所
望信号の抑圧はＩＮＲ_1in＞＞ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_1in
＞＞１、さらに主アンテナのサイドローブレベルが十分
に低い（Ｇ₁／Ｇ₀の値が十分小さい）限りほとんど生じ
ないことになる。The desired signal power increase ratio DR of the equation (63)
_min.norm1 and the noise power increase ratio NR _{min.norm1 in} equation (64)
Try to estimate the value of. As above, G ₀ = 100, G ₁
= 1, SNR _in = 0 dB, INR _1in ≧ 20 dB. The second term in the absolute value of the equation (63) is 0.01 or less, and the third term is also about 0.01. Therefore, the desired signal power increase ratio DR _{min.norm1 in the} equation (63) is almost 1. That is, the suppression of the desired signal is represented by INR _1in >> SNR _in and INR _1in
>> 1 and hardly occurs as long as the side lobe level of the main antenna is sufficiently low (the value of G ₁ / G ₀ is sufficiently small).

【０１２２】式（６４）の第１項は約１、第２項は約
０．５、第３項＋第４項は１．５である。雑音電力増加
比ＮＲ_min.norm1の値はせいぜい３程度であり、最適解
のような大きな値とはならない。つまり、サイドローブ
キャンセラ出力における雑音電力は最適解ほど増加しな
い。以上まとめると、式（５２）の荷重係数はサイドロ
ーブキャンセラ出力において所望信号電力の抑圧を起こ
さないし、雑音電力の増加も大きくない。従って信号対
雑音電力比は低下しない。In the equation (64), the first term is about 1, the second term is about 0.5, and the third and fourth terms are 1.5. The value of the noise power increase ratio NR _min.norm1 is at most about 3 and does not become a large value like the optimal solution. That is, the noise power at the output of the sidelobe canceller does not increase as much as the optimal solution. In summary, the weighting factor in equation (52) does not suppress the desired signal power at the sidelobe canceller output, and the increase in noise power is not large. Therefore, the signal to noise power ratio does not decrease.

【０１２３】同様に、式（５９）の最小ノルム解Ｗ
_min.norm2について、式（３２）の所望信号電力増加比
と式（３４）の雑音電力増加比を計算する。式（５９）
を各入射信号の電力あるいは入力ＳＮＲ，入力ＩＮＲで
表現する。式（６５）のようになる。式（６５）は、Ｉ
ＮＲ_1in＞＞ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_1in＞＞１という条件
下では式（６６）のように近似できる。Similarly, the minimum norm solution W of equation (59)
_{For min.norm2} , the desired signal power increase ratio of Expression (32) and the noise power increase ratio of Expression (34) are calculated. Equation (59)
Is represented by the power of each incident signal or the input SNR and input INR. Equation (65) is obtained. Equation (65) gives
Under the condition of NR _1in >> SNR _in and INR _1in >> 1, approximation can be made as in equation (66).

【０１２４】[0124]

【数６５】 [Equation 65]

【０１２５】[0125]

【数６６】 [Equation 66]

【０１２６】ＩＮＲ_1in＞＞ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_1in＞
＞１という条件下で、式（６６）に対する所望信号電力
増加比ＤＲ_min.norm2と雑音電力増加比ＮＲ_min.norm2を
求める。これは式（６６）を式（３２）と式（３４）に
代入して得られる。その結果はそれぞれ式（６７）と式
（６８）のようになる。INR _1in >> SNR _in and INR _1in >>
Under the condition of> 1, a desired signal power increase ratio DR _min.norm2 and a noise power increase ratio NR _min.norm2 for Expression (66) are obtained. This is obtained by substituting equation (66) into equations (32) and (34). The results are as shown in equations (67) and (68), respectively.

【０１２７】[0127]

【数６７】 [Equation 67]

【０１２８】[0128]

【数６８】 [Equation 68]

【０１２９】式（６７）の所望信号電力増加比ＤＲ
_min.norm2と式（６８）の雑音電力増加比ＮＲ_min.norm2
の値を見積もってみる。上述と同様、Ｇ₀＝１００、Ｇ₁
＝１、ＳＮＲ_in＝０ｄＢ、ＩＮＲ_1in≧２０ｄＢとす
る。式（６７）の絶対値内の第２項は０．０１以下、第
３項も約０．０１である。従って式（６７）の所望信号
電力増加比ＤＲ_min.norm2はほぼ１である。つまり、所
望信号の抑圧はＩＮＲ_1in＞＞ＳＮＲ_inおよびＩＮＲ_1in
＞＞１、さらに主アンテナのサイドローブレベルが十分
に低い限りほとんど生じないことになる。The desired signal power increase ratio DR in equation (67)
_min.norm2 and the noise power increase ratio NR _{min.norm2 in} equation (68)
Try to estimate the value of. As above, G ₀ = 100, G ₁
= 1, SNR _in = 0 dB, INR _1in ≧ 20 dB. The second term in the absolute value of the equation (67) is 0.01 or less, and the third term is also about 0.01. Therefore, the desired signal power increase ratio DR _{min.norm2 in} equation (67) is approximately 1. That is, the suppression of the desired signal is represented by INR _1in >> SNR _in and INR _1in
>> 1 and hardly any as long as the side lobe level of the main antenna is sufficiently low.

【０１３０】式（６８）の第１項は約１、第２項は約
０．５、第３項＋第４項は１．５である。雑音電力増加
比ＮＲ_min.norm2の値はせいぜい３程度であり、最適解
のような大きな値とはならない。つまり、サイドローブ
キャンセラ出力における雑音電力は最適解ほど増加しな
い。以上まとめると、式（５２）の荷重係数はサイドロ
ーブキャンセラ出力において所望信号電力の抑圧を起こ
さないし、雑音電力の増加も大きくない。従って信号対
雑音電力比は低下しない。In the equation (68), the first term is about 1, the second term is about 0.5, and the third and fourth terms are 1.5. The value of the noise power increase ratio NR _min.norm2 is at most about 3 and does not become a large value like the optimal solution. That is, the noise power at the output of the sidelobe canceller does not increase as much as the optimal solution. In summary, the weighting factor in equation (52) does not suppress the desired signal power at the sidelobe canceller output, and the increase in noise power is not large. Therefore, the signal to noise power ratio does not decrease.

【０１３１】以上示したように、実施の形態１によれ
ば、サイドローブキャンセラの補助アンテナ数が２の場
合において、干渉波数が１、もしくは干渉波数が２でも
実質的に１とみなされる場合でも、干渉波を十分抑圧
し、かつ、サイドローブキャンセラ出力における信号対
雑音電力比が低下することのないような荷重係数を極め
て簡単に解析的に計算できる干渉波抑圧装置を提供でき
る。As described above, according to Embodiment 1, when the number of auxiliary antennas of the side lobe canceller is 2, even if the number of interference waves is 1, or even if the number of interference waves is 2, it is regarded as substantially 1 In addition, it is possible to provide an interference wave suppressing apparatus which can sufficiently suppress an interference wave and which can extremely easily and analytically calculate a weighting factor such that a signal-to-noise power ratio in a sidelobe canceller output does not decrease.

【０１３２】実施の形態２．補助アンテナが３素子の場
合について説明する。最大３干渉波を抑圧できる。図２
は本発明にかかわる干渉波抑圧装置の構成図である。本
構成の図１と異なる点は、補助アンテナが１つ増えたこ
と、相関行列・相互相関ベクトル計算手段１０ｂで計算
すべき行列とベクトルのサイズが大きくなっているこ
と、相関行列固有値計算手段１１ｂでの固有値計算方法
が相関行列固有値計算手段１１ａと異なること、荷重計
算手段１３ｂでの荷重計算方法が荷重計算手段１３ａと
異なる点にある。それ以外は同じであるので、図２にお
ける相関行列固有値計算方法と荷重計算方法についての
み説明する。Embodiment 2 The case where the auxiliary antenna has three elements will be described. Up to three interference waves can be suppressed. FIG.
1 is a configuration diagram of an interference wave suppression device according to the present invention. This configuration differs from FIG. 1 in that the number of auxiliary antennas is increased by one, the size of the matrix and vector to be calculated by the correlation matrix / cross-correlation vector calculation means 10b is large, and the correlation matrix eigenvalue calculation means 11b Is different from the correlation matrix eigenvalue calculation means 11a in that the load calculation means 13b is different from the load calculation means 13a. Since the rest is the same, only the correlation matrix eigenvalue calculation method and the load calculation method in FIG. 2 will be described.

【０１３３】相関行列・相互相関ベクトル計算手段１０
ｂでは、主アンテナ受信信号ｘ₀（ｋ）と補助アンテナ
受信信号ｘ_i（ｋ）（ｉ＝１，２，３）から式（６９）
の相関行列Ｒと式（７０）の相互相関ベクトルｐを計算
する。それらの各要素は式（４）と式（５）で計算でき
る。ただし、ｉ，ｊ＝１，２，３とする。ＳＭＩ法で解
くべき方程式は式（７１）で、その荷重係数ベクトルＷ
は式（７２）で定義される。Correlation matrix / cross-correlation vector calculation means 10
In b, from the main antenna received signal x ₀ (k) and the auxiliary antenna received signal x _i (k) (i = 1, 2, 3), the equation (69) is used.
And the cross-correlation vector p of equation (70) are calculated. Each of those elements can be calculated by equations (4) and (5). However, i, j = 1, 2, and 3. The equation to be solved by the SMI method is given by equation (71), and the weight coefficient vector W
Is defined by equation (72).

【０１３４】[0134]

【数６９】 [Equation 69]

【０１３５】[0135]

【数７０】 [Equation 70]

【０１３６】[0136]

【数７１】 [Equation 71]

【０１３７】[0137]

【数７２】 [Equation 72]

【０１３８】相関行列固有値計算手段１１ｂでは相関行
列Ｒの固有値を式（７３）〜式（７８）により計算す
る。相関行列Ｒの特性多項式は固有値λの３次方程式で
あり、式（７３）となる。式（７３）の３次方程式の解
は公知の解の公式により式（７４）〜式（７７）の順に
定数を定義して計算すると固有値である式（７８）を得
る。The correlation matrix eigenvalue calculation means 11b calculates the eigenvalues of the correlation matrix R according to equations (73) to (78). The characteristic polynomial of the correlation matrix R is a cubic equation of the eigenvalue λ, and is represented by Expression (73). The solution of the cubic equation of equation (73) is defined by a constant in the order of equations (74) to (77) according to a known solution formula, and calculation yields equation (78), which is an eigenvalue.

【０１３９】[0139]

【数７３】 [Equation 73]

【０１４０】[0140]

【数７４】 [Equation 74]

【０１４１】[0141]

【数７５】 [Equation 75]

【０１４２】[0142]

【数７６】 [Equation 76]

【０１４３】[0143]

【数７７】 [Equation 77]

【０１４４】[0144]

【数７８】 [Equation 78]

【０１４５】判定手段１２ｂでは、計算された式（７
８）の固有値に基づき、相関行列Ｒが特異に近いかそう
でないか判定する。判定手段１２ｂは３つの固有値の中
にしきい値以下のものがいくつあるかを判断する。補助
アンテナ数からそのような固有値の数を取り除いたもの
が実質的な干渉波の数である。しきい値は、多くの計算
例から無難と思われる雑音電力の２倍＋想定される所望
信号最大電力の２倍とする。In the judgment means 12b, the calculated expression (7
Based on the eigenvalue of 8), it is determined whether the correlation matrix R is close to singular or not. The determining means 12b determines how many of the three eigenvalues are equal to or smaller than the threshold value. The actual number of interference waves is obtained by removing the number of such eigenvalues from the number of auxiliary antennas. The threshold value is set to twice the noise power considered safe from many calculation examples + twice the assumed desired signal maximum power.

【０１４６】荷重計算手段１３ｂでは、相関行列Ｒと相
互相関ベクトルｐから荷重係数を計算するが、判定手段
１２ｂでの判定結果に応じて荷重計算手段１３ｂにおけ
る荷重計算法が異なる。以下、それについて説明する。The load calculating means 13b calculates a load coefficient from the correlation matrix R and the cross-correlation vector p, but the load calculating method in the load calculating means 13b differs depending on the result of the judgment by the judging means 12b. Hereinafter, this will be described.

【０１４７】（１）３つの固有値がしきい値以上の場合 式（７９）、式（８０）により荷重を計算し、その結果
を荷重係数器３ａ，３ｂ，３ｃに出力する。(1) When the three eigenvalues are equal to or larger than the threshold value: The load is calculated by the equations (79) and (80), and the result is output to the load coefficient units 3a, 3b and 3c.

【０１４８】[0148]

【数７９】 [Expression 79]

【０１４９】[0149]

【数８０】 [Equation 80]

【０１５０】（２）しきい値以下の固有値の数が２の場
合 干渉波数は１と判断される。相関行列Ｒは特異に近い。
Ｒのランクは１に近い。（Ａ）と（Ｂ）の２つの荷重計
算方法があるが、荷重係数ベクトルのノルムをなるべく
小さくする観点から（Ｂ）を推奨する。（Ｂ）はＲのラ
ンクが１であると仮定してノルムが最小となる解（荷
重）の計算である。(2) When the number of eigenvalues equal to or less than the threshold value is 2 The number of interference waves is determined to be 1. The correlation matrix R is close to singular.
The rank of R is close to one. There are two load calculation methods (A) and (B), but (B) is recommended from the viewpoint of minimizing the norm of the load coefficient vector. (B) is the calculation of the solution (load) that minimizes the norm, assuming that the rank of R is 1.

【０１５１】（荷重計算方法Ａ）強制的にｗ_i＝ｗ_j＝０
とする（ｉ，ｊ＝１，２，３；ｉ≠ｊ）。これは３つの
補助アンテナ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃのうちの２
つの補助アンテナからの信号をカットすることに等し
い。このとき解（荷重）は式（８１）〜式（８３）の３
通りのうちのどれかとする。サイドローブキャンセラ出
力における雑音電力をなるべく小さくする観点からは、
荷重係数ベクトルのノルム||W||が小さい方がよい。(Load Calculation Method A) Forcibly w _i = w _j = 0
(I, j = 1, 2, 3; i ≠ j). This is two of the three auxiliary antennas 101a, 101b, 101c.
Equivalent to cutting the signal from two auxiliary antennas. At this time, the solution (load) is expressed by Equations (81) to (83).
Any of the streets. From the viewpoint of minimizing the noise power in the sidelobe canceller output,
The smaller the norm || W || of the load coefficient vector, the better.

【０１５２】[0152]

【数８１】 [Equation 81]

【０１５３】[0153]

【数８２】 (Equation 82)

【０１５４】[0154]

【数８３】 [Equation 83]

【０１５５】（荷重計算方法Ｂ）式（６９）の相関行列
Ｒのランクが１であると仮定したときにノルムが最小と
なる解を荷重とする。補助アンテナ数が３の場合も特異
値分解を行う必要はない。以下、これについて説明す
る。ｒａｎｋ（Ｒ）＝１なら、式（７１）の解は式（８
４）を満足するｗ₁，ｗ₂，ｗ₃で、これは無数に存在す
る。そのなかで荷重係数ベクトルＷのノルム||Ｗ||を最
小にするものが図２のサイドローブキャンセラの荷重と
して最も望ましい。なぜなら、||Ｗ||²の値が小さいほ
どサイドローブキャンセラ出力における雑音電力が小さ
くなるからである。(Load Calculation Method B) Assuming that the rank of the correlation matrix R in equation (69) is 1, the solution with the minimum norm is taken as the load. Even when the number of auxiliary antennas is 3, it is not necessary to perform singular value decomposition. Hereinafter, this will be described. If rank (R) = 1, the solution of equation (71) is given by equation (8)
There are countless w ₁ , w ₂ , and w ₃ that satisfy 4). Among them, the one that minimizes the norm || W || of the load coefficient vector W is most desirable as the load of the side lobe canceller in FIG. This is because the smaller the value of || W || ^2, the smaller the noise power in the sidelobe canceller output.

【０１５６】[0156]

【数８４】 [Equation 84]

【０１５７】そのような解は以下のように求められる。
記述を簡単にするために、ａ＝ｒ₁₁，ｂ＝ｒ₁₂，ｃ＝ｒ
₁₃とおく。これらのａ，ｂ，ｃは実施の形態１とは定義
が異なる。式（８４）からｗ₃を消去すると解は式（８
５）となる。このとき、式（８５）の荷重係数ベクトル
Ｗのノルムの２乗||Ｗ||²は式（８６）となる。Such a solution is obtained as follows.
To simplify the description, a = r ₁₁ , b = r ₁₂ , c = r
Enter ₁₃ . These a, b, and c have different definitions from the first embodiment. Eliminating w ₃ from equation (84) gives a solution to equation (8)
5). At this time, the square || W || ² of the norm of the load coefficient vector W in the equation (85) becomes the equation (86).

【０１５８】[0158]

【数８５】 [Equation 85]

【０１５９】[0159]

【数８６】 [Equation 86]

【０１６０】式（８６）の荷重係数ベクトルＷのノルム
の２乗||Ｗ||²を最小にするｗ₁，ｗ ₂は、式（８６）を
ｗ₁，ｗ₂に関して偏微分して０とおくことにより得られ
る。偏微分した結果を式（８７）、式（８８）に示す。The norm of the load coefficient vector W in equation (86)
Square of || W ||^TwoW to minimize₁, W _TwoReplaces equation (86) with
w₁, W_TwoIs obtained by partially differentiating with respect to
You. Expressions (87) and (88) show the results of partial differentiation.

【０１６１】[0161]

【数８７】 [Equation 87]

【０１６２】[0162]

【数８８】 [Equation 88]

【０１６３】式（８７）、（８８）よりｗ₁，ｗ₂が求め
られ、さらに式（８４）よりｗ₃が求められる。荷重係
数ベクトルのノルムが最小となる解（荷重係数ベクト
ル）は式（８９）の通りとなる。W ₁ and w ₂ are obtained from equations (87) and (88), and w ₃ is obtained from equation (84). The solution (load coefficient vector) that minimizes the norm of the load coefficient vector is as shown in equation (89).

【０１６４】[0164]

【数８９】 [Equation 89]

【０１６５】（３）しきい値以下の固有値の数が１の場
合 相関行列Ｒは特異に近い。干渉波数は２と判断される。
Ｒのランクは２に近い。（Ｃ）と（Ｄ）の２つの荷重計
算方法が考えられる。（Ｄ）はＲのランクが２であると
仮定してノルムが最小となる荷重の計算である。(3) When the number of eigenvalues equal to or smaller than the threshold value is 1 The correlation matrix R is almost singular. The number of interference waves is determined to be 2.
The rank of R is close to two. Two load calculation methods (C) and (D) can be considered. (D) is the calculation of the load that minimizes the norm, assuming that the rank of R is 2.

【０１６６】（荷重計算方法Ｃ）強制的にｗ_i＝０とす
る。ｉ＝１，２，３のどれかである。これは補助アンテ
ナ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃからのどれか１つの信
号をカットすることに等しい。このとき解くべき方程式
は２元１次連立方程式となる。式（９）と同様にして荷
重を解析的に得ることができる。(Load Calculation Method C) Forcibly set w _i = 0. i = 1, 2, or 3. This is equivalent to cutting any one signal from the auxiliary antennas 101a, 101b, and 101c. The equation to be solved at this time is a two-dimensional linear simultaneous equation. The load can be obtained analytically in the same manner as in equation (9).

【０１６７】（荷重計算方法Ｄ）Ｒのランクが２である
と仮定したときにノルムが最小となる解を荷重とする。
特異値分解を行う必要はない。以下、これについて説明
する。まず、３元１次連立方程式（式（７０））の中か
ら独立な２つの方程式を選び出す。それを式（９０）の
ようにおく。ここで、［ａ，ｂ，ｃ］＝［ｒ_i1，ｒ_i2，
ｒ_i3］、ｐ_A＝ｐ_i(ｉ＝１，２のどれか)、［ｄ，ｅ，
ｆ］＝［ｒ_j1，ｒ_j2，ｒ_j3］、ｐ_B＝ｐ_j （ｊ＝２，３
のどれか、ただし、ｊ≠ｉ）である。定数ａ，ｂ，ｃは
荷重計算方法Ｂと意味が異なる。(Load Calculation Method D) When it is assumed that the rank of R is 2, the solution that minimizes the norm is defined as the load.
There is no need to perform singular value decomposition. Hereinafter, this will be described. First, two independent equations are selected from the ternary linear equations (Equation (70)). It is set as in equation (90). Here, [a, b, c] = [ _ri1 , _ri2 ,
r _i3 ], p _A = p _i (i = 1 or 2), [d, e,
f] = [r _j1 , r _j2 , r _j3 ], p _B = p _j (j = 2, 3
Where j ≠ i). The constants a, b, and c have different meanings from the load calculation method B.

【０１６８】[0168]

【数９０】 [Equation 90]

【０１６９】式（９０）からｗ₂，ｗ₃をｗ₁で表せる。
まず、式（９０）の行列の２行目の式から式（９１）を
得る。式（９１）を式（９０）の行列の１行目の式に代
入して式（９２）を得る。さらに式（９２）を式（９
１）に代入して式（９３）を得る。From equation (90), w ₂ and w ₃ can be represented by w ₁ .
First, Expression (91) is obtained from the expression in the second row of the matrix of Expression (90). The equation (91) is substituted into the equation of the first row of the matrix of the equation (90) to obtain the equation (92). Further, equation (92) is replaced with equation (9)
Substituting into 1) yields equation (93).

【０１７０】[0170]

【数９１】 [Equation 91]

【０１７１】[0171]

【数９２】 (Equation 92)

【０１７２】[0172]

【数９３】 [Equation 93]

【０１７３】簡単のため、式（９２）、式（９３）をそ
れぞれ式（９４）、式（９５）のようにおく。解（荷重
係数）Ｗは１変数だけで式（９６）のように表される。
そしてそのノルムの２乗は式（９７）で与えられる。For simplicity, equations (92) and (93) are set as equations (94) and (95), respectively. The solution (load coefficient) W is represented by equation (96) using only one variable.
The square of the norm is given by equation (97).

【０１７４】[0174]

【数９４】 [Equation 94]

【０１７５】[0175]

【数９５】 [Equation 95]

【０１７６】[0176]

【数９６】 [Equation 96]

【０１７７】[0177]

【数９７】 (97)

【０１７８】ノルムが最小となる解は、式（９７）の||
Ｗ||²を最小にするｗ₁を求めることで得られる。式（９
７）の||Ｗ||²をｗ₁に関して偏微分して０とおく（式
（９８））．これから式（９９）の通りｗ₁を求めるこ
とができる。The solution with the minimum norm is given by ||
It is obtained by finding w ₁ that minimizes W || ² . Equation (9
|| W || ² is partially differentiated with respect to w ₁ to 0 (Equation (98)). From this, w ₁ can be obtained as in equation (99).

【０１７９】[0179]

【数９８】 [Equation 98]

【０１８０】[0180]

【数９９】 [Equation 99]

【０１８１】式（９９）を式（９６）に代入すると、荷
重係数ベクトルは式（１００）のようになる。ここで
α，β，γ，δは式（９４）（９５）の通りである。By substituting equation (99) into equation (96), the load coefficient vector becomes as shown in equation (100). Here, α, β, γ, and δ are as shown in equations (94) and (95).

【０１８２】[0182]

【数１００】 [Equation 100]

【０１８３】（４）３つの固有値がすべてしきい値以下
の場合 干渉波は存在しないとみなし、Ｗ₁＝Ｗ₂＝Ｗ₃＝０とし
て、荷重係数器３ａ，３ｂ，３ｃに出力する。[0183] regarded as (4) three eigenvalues do not exist when the interference waves below the threshold, all as _{W 1 = W 2 = W 3} = 0, and outputs the load coefficient units 3a, 3b, to 3c.

【０１８４】以上示したように、実施の形態２によれ
ば、サイドローブキャンセラの補助アンテナ数が３の場
合において、干渉波数が２以下、もしくは干渉波数が３
でも実質的に２以下とみなされる場合でも、干渉波を十
分抑圧し、かつ、サイドローブキャンセラ出力における
信号対雑音電力比が低下することのないような荷重係数
を解析的に計算できる干渉波抑圧装置を提供できる。As described above, according to Embodiment 2, when the number of auxiliary antennas of the side lobe canceller is 3, the number of interference waves is 2 or less, or the number of interference waves is 3
However, even when the signal is regarded as being substantially equal to or less than 2, the interference wave can be suppressed sufficiently, and the weighting factor can be analytically calculated so that the signal-to-noise power ratio at the side lobe canceller output does not decrease. Equipment can be provided.

【０１８５】実施の形態３．実施の形態１と２では主ア
ンテナの構造について特定しなかったが、複数の素子ア
ンテナからなり、所望波方向にビームを向けるように荷
重が調整されたアレーアンテナを用いることができる。
さらにこの場合、補助アンテナとしてアレーアンテナを
構成する任意の素子アンテナを用いることも可能であ
る。図３に補助アンテナとして用いる素子アンテナが２
の場合の構成図を示す。２００はＮ個の素子アンテナ２
０１ａ，２０１ｂ，…，２０１ｎからなるアレーアンテ
ナである（素子数Ｎは想定する最大信号数＋１以上）。Embodiment 3 Although the structure of the main antenna is not specified in the first and second embodiments, an array antenna composed of a plurality of element antennas and having a load adjusted to direct a beam in a desired wave direction can be used.
Further, in this case, any element antenna constituting the array antenna can be used as the auxiliary antenna. FIG. 3 shows two element antennas used as auxiliary antennas.
FIG. 200 is N element antennas 2
, 201n (the number of elements N is equal to or more than the assumed maximum number of signals + 1).

【０１８６】Ｎ個の素子アンテナのうちの適当な２素子
（図３では２０１ｃと２０１ｅ）を補助アンテナとす
る。素子アンテナ２０１ａ，２０１ｂ，…，２０１ｎに
は主ビームが所望波方向に向くように適切な荷重を掛け
ておく。荷重の掛け方は、アナログ処理に基づいて位相
器を用いても、あるいは各素子アンテナ受信信号をディ
ジタル同相・直交信号に変換して荷重を掛けるディジタ
ルビームフォーミングでもよい。前者ではビームフォー
ミングの後に信号をディジタル同相・直交信号に変換す
る。図３は後者の構成で、２０２ａ，２０２ｂ，…，２
０２ｎは受信機、２０３ａ，２０３ｂ，…，２０３ｎは
Ａ／Ｄ変換器、２０４ａ，２０４ｂ，…，２０４ｎはビ
ームを所望波方向へ向けるための荷重係数器である。２
０５は荷重係数器２０４ａ，２０４ｂ，…，２０４ｎ出
力信号を合成する合成器である。主アンテナとしてのア
レーアンテナ２００で受信された干渉信号のレプリカを
生成するための信号はＡ／Ｄ変換器２０３ａ〜２０３ｎ
出力のどれかからとる（図３では２０３ｃと２０３
ｅ）。それ以下の構成、機能は実施の形態１と同様であ
るが、特長として、補助アンテナとしてアレーアンテナ
を構成する任意の素子アンテナを用いた場合、補助アン
テナを特に設ける必要はなくなるため、スペースファク
タに優れる。Appropriate two elements (201c and 201e in FIG. 3) of the N element antennas are used as auxiliary antennas. An appropriate load is applied to the element antennas 201a, 201b,..., 201n so that the main beam is directed to a desired wave direction. The weight may be applied by using a phase shifter based on analog processing, or by digital beam forming in which the received signal of each element antenna is converted into a digital in-phase / quadrature signal and the weight is applied. In the former, a signal is converted into a digital in-phase / quadrature signal after beamforming. FIG. 3 shows the latter configuration, in which 202a, 202b,.
.., 203n are A / D converters, and 204a, 204b,..., 204n are weighting factors for directing a beam in a desired wave direction. 2
Reference numeral 05 denotes a combiner for combining the output signals of the weighting coefficients 204a, 204b,..., 204n. Signals for generating replicas of the interference signals received by the array antenna 200 as the main antenna are A / D converters 203a to 203n.
From one of the outputs (203c and 203c in FIG. 3)
e). The configuration and functions below this are the same as those of the first embodiment. However, when an arbitrary element antenna constituting an array antenna is used as an auxiliary antenna, there is no need to provide an auxiliary antenna. Excellent.

【０１８７】実施の形態４．実施の形態１と２では補助
アンテナの指向特性は等方性としたが、指向性を持たせ
たアンテナを補助アンテナとして用いてもよい。ただ、
補助アンテナのビーム方向はおおまかに個々の干渉波の
方向に向ける必要があるため、干渉波到来方向計測手段
を必要とする。その計測結果に基づき、補助アンテナの
指向方向を決める。Embodiment 4 Although the directional characteristics of the auxiliary antenna are isotropic in the first and second embodiments, an antenna having directivity may be used as the auxiliary antenna. However,
Since the beam direction of the auxiliary antenna needs to be roughly directed to the direction of each interference wave, an interference wave arrival direction measuring means is required. The directional direction of the auxiliary antenna is determined based on the measurement result.

【０１８８】図４は干渉波到来方向計測手段を備えた補
助アンテナ数２の干渉波抑圧装置の構成図である。図１
と共通部分については説明を省く。２０ａは干渉波到来
方向計測手段、２１は干渉波到来方向計測手段２０ａで
の計測結果に基づいて、補助アンテナの指向方向を干渉
波到来方向に向けるためのアンテナ指向方向調整手段で
ある。干渉波到来方向計測は、例えば主アンテナビーム
を全空間に対して走査し、電力の大きい到来波の到来方
向を検出したり、あるいは別に干渉波到来計測用のアン
テナを設けて行う。図４は前者の構成である。補助アン
テナのビーム幅が狭くなければ、精密な計測は必要な
い。アンテナ指向方向調整手段２１では計測された到来
方向に２つの補助アンテナの主ビームを向けさせる。干
渉波が２波検出されれば、２つの補助アンテナ指向方向
をそれぞれの干渉波到来方向に向ける。干渉波が１波検
出されれば、２つの補助アンテナ両方の指向方向をその
到来方向に向ける。補助アンテナの指向方向調整方法は
特定しない。FIG. 4 is a block diagram of an interference wave suppressing device having two auxiliary antennas and having an interference wave arrival direction measuring means. FIG.
The description of the common parts is omitted. 20a is an interference wave arrival direction measuring means, and 21 is an antenna pointing direction adjusting means for turning the pointing direction of the auxiliary antenna to the interference wave arrival direction based on the measurement result by the interference wave arrival direction measurement means 20a. The measurement of the direction of arrival of the interference wave is performed, for example, by scanning the main antenna beam over the entire space to detect the direction of arrival of the arriving wave with high power, or by separately providing an antenna for measuring the arrival of the interference wave. FIG. 4 shows the former configuration. If the beam width of the auxiliary antenna is not narrow, precise measurement is not required. The antenna directivity adjusting means 21 directs the main beams of the two auxiliary antennas in the measured arrival direction. If two interference waves are detected, the directions of the two auxiliary antennas are directed to the respective arrival directions of the interference waves. If one interference wave is detected, the directional directions of both of the two auxiliary antennas are directed to their arrival directions. The method of adjusting the directivity of the auxiliary antenna is not specified.

【０１８９】干渉波到来方向計測手段２０ａで干渉波数
を検出しているので、実施の形態１で述べたような相関
行列固有値による干渉波数判定は必要ないように思われ
るが、主アンテナのビーム幅より近接した複数干渉波は
干渉波到来方向計測手段２０ａで検出できないので、相
関行列固有値による干渉波数判定を行う。その後の処理
は実施の形態１と同じである。Since the number of interference waves is detected by the interference wave arrival direction measuring means 20a, it does not seem to be necessary to determine the number of interference waves based on the correlation matrix eigenvalue as described in the first embodiment. Since a plurality of interference waves closer to each other cannot be detected by the interference wave arrival direction measuring means 20a, the number of interference waves is determined based on the correlation matrix eigenvalue. Subsequent processing is the same as in the first embodiment.

【０１９０】補助アンテナに指向性を持たせることで補
助アンテナ利得を高くでき、補助アンテナ出力における
雑音電力を相対的に低くすることができるため、サイド
ローブキャンセラ出力における信号対雑音電力比の点で
有利となる。By providing directivity to the auxiliary antenna, the gain of the auxiliary antenna can be increased, and the noise power at the output of the auxiliary antenna can be relatively reduced, so that the signal-to-noise power ratio at the output of the sidelobe canceller can be reduced. This is advantageous.

【０１９１】実施の形態５．指向性を持たせたアレーア
ンテナを補助アンテナとして用いてもよい。ただ、ビー
ム方向はおおまかに干渉波の方向に向ける必要があるた
め、干渉波到来方向計測手段を必要とする。その計測結
果に基づき、補助アンテナとしてのアレーアンテナの荷
重を干渉波方向に向けるように調整する。主アンテナを
アレーアンテナとする場合、補助アンテナ用アレーアン
テナを構成する素子アンテナとしては、主アンテナを構
成する素子アンテナの全てあるいは一部（複数）と共用
してもよいし、主アンテナとは別に設けてもよい。Embodiment 5 FIG. An array antenna having directivity may be used as an auxiliary antenna. However, since the beam direction needs to be roughly directed to the direction of the interference wave, an interference wave arrival direction measuring means is required. Based on the measurement result, the load of the array antenna as the auxiliary antenna is adjusted so as to be directed to the interference wave direction. When the main antenna is an array antenna, the element antenna constituting the auxiliary antenna array antenna may be shared with all or some (plural) of the element antennas constituting the main antenna, or separately from the main antenna. It may be provided.

【０１９２】図５は補助アンテナを構成するアレーアン
テナが、主アンテナを構成するアレーアンテナの一部と
共用する場合の干渉波到来方向計測手段を備えた補助ア
ンテナ数２の干渉波抑圧装置の構成図である。図１や図
３と共通部分については説明を省く。図５では２つの補
助アンテナを構成する素子アンテナが共通となっている
が、別の素子アンテナを用いてもよい。２０ｂは干渉波
到来方向計測手段、３０１ａ，３０１ｂ，…，３０１ｍ
と３０２ａ，３０２ｂ，…，３０２ｍは２つの補助アン
テナを構成するアレーアンテナが干渉波到来方向計測手
段２０ｂで計測された結果に基づき干渉波到来方向にビ
ームを向けるための荷重、３０３ａ，３０３ｂはそれぞ
れ３０１ａ，３０１ｂ，…，３０１ｍおよび３０２ａ，
３０２ｂ，…，３０２ｍで重み付けされた信号を合成す
る重み付け信号合成手段としての合成器、２２は３０１
ａ，３０１ｂ，…，３０１ｍおよび３０２ａ，３０２
ｂ，…，３０２ｍの荷重係数値を計算するための荷重計
算手段である。FIG. 5 shows a configuration of an interference wave suppressing device having two auxiliary antennas and having an interference wave arrival direction measuring means when the array antenna forming the auxiliary antenna is shared with a part of the array antenna forming the main antenna. FIG. 1 and 3 will not be described. In FIG. 5, the element antennas constituting the two auxiliary antennas are common, but different element antennas may be used. Reference numeral 20b denotes an interference wave arrival direction measuring means, 301a, 301b,.
, 302m are loads for the array antennas constituting the two auxiliary antennas to direct the beam in the direction of arrival of the interference wave based on the result measured by the direction-of-arrival measurement means 20b, and 303a and 303b are respectively , 301m and 302a,
A combiner as a weighted signal combining means for combining the signals weighted by 302b,.
, 301m and 302a, 302
b,..., a load calculating means for calculating a load coefficient value of 302 m.

【０１９３】干渉波到来方向計測手段２０ｂは主アンテ
ナを構成する素子アンテナすべてもしくは一部（複数）
の受信信号を利用して干渉波到来方向計測を行う。図５
では全素子アンテナを用いている。計測方法は特に問わ
ないが、例えば、主アンテナビーム方向を走査したり、
ＭＵＳＩＣ法などを使用する。補助アンテナのビーム幅
が狭くなければ精密な計測は必要ない。荷重計算手段２
２では計測された到来方向に２つの補助アンテナの主ビ
ームを向けさせるように荷重３０１ａ，３０１ｂ，…，
３０１ｍと３０２ａ，３０２ｂ，…，３０２ｍの係数を
計算する。干渉波が２波検出されれば、２つの補助アン
テナビーム方向をそれぞれの干渉波到来方向に向ける。
干渉波が１波検出されれば、２つの補助アンテナ両方の
ビームをその到来方向に向ける。The direction-of-arrival-of-interference measuring means 20b includes all or some (plural) element antennas constituting the main antenna.
The direction of arrival of the interference wave is measured using the received signal. FIG.
Uses all element antennas. The measurement method is not particularly limited, for example, scanning the main antenna beam direction,
The MUSIC method or the like is used. If the beam width of the auxiliary antenna is not narrow, precise measurement is not required. Load calculation means 2
2, the loads 301a, 301b,..., So as to direct the main beams of the two auxiliary antennas in the measured direction of arrival.
The coefficients of 301m and 302a, 302b, ..., 302m are calculated. If two interference waves are detected, the two auxiliary antenna beam directions are directed to the respective arrival directions of the interference waves.
If one interference wave is detected, the beams of both the two auxiliary antennas are directed in the direction of arrival.

【０１９４】干渉波到来方向計測手段２０ｂで干渉波数
を数えているので、実施の形態１で述べたような相関行
列固有値による干渉波数判定は必要ないように思われる
が、干渉波到来方向の計測分解能が高くない場合は相関
行列固有値による干渉波数判定を判定手段１２ａで行
う。その後の処理は実施の形態１と同じである。Since the number of interference waves is counted by the interference wave arrival direction measuring means 20b, it does not seem to be necessary to determine the number of interference waves based on the correlation matrix eigenvalue as described in the first embodiment. If the resolution is not high, the determination means 12a determines the number of interference waves based on the correlation matrix eigenvalue. Subsequent processing is the same as in the first embodiment.

【０１９５】一方、干渉波到来方向の計測分解能が高い
場合は干渉波到来方向計測手段２０ｂで検出した干渉波
数を判定結果としてよい。この場合は相関行列Ｒの固有
値を計算してそれに基づいて干渉波到来波数を判定する
必要はない。図５の波線による矢印は干渉波到来方向計
測手段２０ｂで検出した干渉波数を判定結果とするとき
の処理の流れを示す。干渉波到来波数判定後の処理は実
施の形態１と同様である。On the other hand, when the measurement resolution of the direction of arrival of the interference wave is high, the number of interference waves detected by the direction of arrival measurement device 20b may be used as the determination result. In this case, there is no need to calculate the eigenvalue of the correlation matrix R and determine the number of incoming interference waves based on the eigenvalue. An arrow indicated by a wavy line in FIG. 5 indicates a flow of processing when the number of interference waves detected by the interference wave arrival direction measuring means 20b is used as a determination result. The processing after the determination of the number of incoming interference waves is the same as in the first embodiment.

【０１９６】補助アンテナにアレーアンテナを用いるこ
とで補助アンテナ利得を高くでき、補助アンテナ出力に
おける雑音電力を相対的に低くすることができるため、
サイドローブキャンセラ出力における信号対雑音電力比
の点で有利となる。また、補助アンテナを主アンテナを
構成する素子アンテナを共用にすれば、補助アンテナを
主アンテナとは別に設置する必要がないため、スペース
ファクタに優れる。By using an array antenna for the auxiliary antenna, the gain of the auxiliary antenna can be increased, and the noise power at the output of the auxiliary antenna can be relatively reduced.
This is advantageous in terms of the signal-to-noise power ratio at the side lobe canceller output. In addition, if the auxiliary antenna shares the element antenna constituting the main antenna, it is not necessary to install the auxiliary antenna separately from the main antenna, so that the space factor is excellent.

【０１９７】[0197]

【実施例】以下、上記の実施の形態に係わる実施例を説
明する。ここでは計算機シミュレーションにより上記実
施の形態にかかわる干渉波抑圧装置の有効性を示す。計
算機シミュレーションでは図３の構成を用いた。１００
素子半波長間隔リニアアレー、補助アンテナ数２（図３
の左端の素子２０１ａから４４．５波長、４９．５波長
離れている）で、所望波は０゜（１素子当たり信号対雑
音電力比＝０ｄＢ、雑音電力を１に正規化）、干渉波は
１波で１０゜（１素子当たり干渉信号対雑音電力比＝４
０ｄＢ、主アンテナサイドローブレベルは約−３０ｄ
Ｂ）の方向から入射する。角度はリニアアレーのブロー
ドサイド方向を０゜とする。所望波と干渉波は狭帯域
で、所望波と干渉波との間に相関はない。想定する所望
信号電力最大値を雑音電力の３倍とし、干渉波数を１か
２かを判定するしきい値を２×（雑音電力）＋２×（所
望信号電力最大値）＝２×１＋２×（３×１）＝８とす
る。EXAMPLES Examples of the above embodiment will be described below. Here, the effectiveness of the interference wave suppressing apparatus according to the above embodiment is shown by computer simulation. In the computer simulation, the configuration shown in FIG. 3 was used. 100
Element half-wavelength linear array, 2 auxiliary antennas (Fig. 3
Is 44.5 wavelengths and 49.5 wavelengths away from the leftmost element 201a), the desired wave is 0 ° (signal-to-noise power ratio = 0 dB per element, noise power is normalized to 1), and the interference wave is 10 ゜ for one wave (interference signal to noise power ratio per element = 4
0dB, main antenna side lobe level is about -30d
Light is incident from the direction B). The angle is 0 ° in the broadside direction of the linear array. The desired wave and the interference wave are narrow bands, and there is no correlation between the desired wave and the interference wave. The assumed maximum value of the desired signal power is set to three times the noise power, and the threshold value for determining whether the number of interference waves is 1 or 2 is 2 × (noise power) + 2 × (maximum desired signal power) = 2 × 1 + 2 × ( 3 × 1) = 8.

【０１９８】ＳＭＩ法で使用するサンプル数Ｋ＝１００
０とし、相関行列Ｒを式（２）、式（４）に従って計算
し、式（４５）から相関行列Ｒの固有値を求めたとこ
ろ、２００００および１．３２となった。前者はしきい
値よりはるかに大きく、後者はしきい値より小さいので
干渉波数は１と判断する。荷重を式（５２）で求め、１
素子当たりの信号対干渉信号＋雑音電力比に対するサイ
ドローブキャンセラ出力における信号対干渉信号＋雑音
電力比の改善度と、１素子当たりの信号対雑音電力比に
対するサイドローブキャンセラ出力における信号対雑音
電力比の改善度を求めたところ、前者は５９．８ｄＢ、
後者は１９．８ｄＢとなった。荷重係数ベクトルのノル
ムの２乗値は０．０４８であり、式（３４）の雑音電力
増加比は１．０５である。また、式（３２）の所望信号
電力増加比は１．０４で、所望信号の抑圧はなかったこ
とになる。荷重を式（５９）で求めた場合も式（５２）
で求めた場合とほぼ同じであった。なお、荷重係数ベク
トルのノルムの２乗値は、強制的にｗ₁＝０あるいはｗ₂
＝０としたときの約１／２であった。The number of samples used in the SMI method K = 100
The correlation matrix R was calculated according to the equations (2) and (4), and the eigenvalues of the correlation matrix R were obtained from the equation (45). Since the former is much larger than the threshold and the latter is smaller than the threshold, the number of interference waves is determined to be one. The load is determined by equation (52), and 1
Improvement of the signal-to-interference signal + noise power ratio at the side lobe canceller output with respect to the signal-to-interference signal-to-noise power ratio per element, and the signal-to-noise power ratio at the side-lobe canceller output to the signal-to-noise power ratio per element When the degree of improvement was determined, the former was 59.8 dB,
The latter is 19.8 dB. The square value of the norm of the weighting coefficient vector is 0.048, and the noise power increase ratio in Expression (34) is 1.05. In addition, the desired signal power increase ratio in Expression (32) is 1.04, which means that the desired signal has not been suppressed. When the load is obtained by equation (59), equation (52)
The results were almost the same as those obtained in The square value of the norm of the load coefficient vector is forcibly set to w ₁ = 0 or w ₂
= 0, which is about 1/2.

【０１９９】一方、荷重を式（９）に従って求めた場合
は１素子当たりの信号対干渉信号＋雑音電力比に対する
サイドローブキャンセラ出力における信号対干渉信号＋
雑音電力比の改善度は４４．６ｄＢ、１素子当たりの信
号対雑音電力比に対するサイドローブキャンセラ出力に
おける信号対雑音電力比の改善度は４．６ｄＢとなっ
た。信号対雑音電力比の改善度は荷重を式（５２）で求
めた場合よりかなり低い。そしてこれは１００素子アレ
ーアンテナで得られる理論値（２０ｄＢ）の１／１０以
下である。荷重係数ベクトルのノルムの２乗値は１９．
８であり、式（３４）の雑音電力増加比は２０．８であ
った。つまり、サイドローブキャンセラ出力の雑音電力
が大幅に増加したことになる。そして、式（３２）の所
望信号電力増加比は０．５９であった。所望信号が一部
抑圧されてしまったことになる。そのために信号対干渉
信号＋雑音電力比の改善度は本発明によるものより大き
く低下した。On the other hand, when the load is obtained according to the equation (9), the signal to interference signal at the side lobe canceller output with respect to the signal-to-interference signal plus noise power ratio per element +
The improvement ratio of the noise power ratio was 44.6 dB, and the improvement ratio of the signal-to-noise power ratio at the side lobe canceller output with respect to the signal-to-noise power ratio per element was 4.6 dB. The improvement in the signal-to-noise power ratio is much lower than when the weight is determined by equation (52). This is 1/10 or less of the theoretical value (20 dB) obtained by the 100-element array antenna. The square value of the norm of the load coefficient vector is 19.
8, and the noise power increase ratio in Expression (34) was 20.8. That is, the noise power of the output of the side lobe canceller is significantly increased. Then, the desired signal power increase ratio in Expression (32) was 0.59. This means that the desired signal has been partially suppressed. As a result, the improvement of the signal-to-interference signal + noise power ratio was greatly reduced from that of the present invention.

【０２００】この実施例で示すように、干渉波数が補助
アンテナ数より少ない場合は、連立方程式を直接解いて
荷重とするとサイドローブキャンセラ出力において所望
信号の抑圧と雑音電力の増加が起こることがあるのに対
して、本発明では干渉波数が補助アンテナ数より少なく
なってもそのようなことが起こらないことがわかる。As shown in this embodiment, when the number of interference waves is smaller than the number of auxiliary antennas, suppression of a desired signal and an increase in noise power may occur in the output of the sidelobe canceller if the simultaneous equations are directly solved and weighted. On the other hand, according to the present invention, even when the number of interference waves becomes smaller than the number of auxiliary antennas, such a phenomenon does not occur.

【０２０１】[0201]

【発明の効果】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所望
の入射信号の入射方向にビームを向けた主アンテナおよ
び主アンテナに近接して配置された複数の補助アンテナ
ヘの入射信号と同時に入射する干渉波信号を抑圧する干
渉波抑圧装置において、主アンテナおよび補助アンテナ
の各々に設けられ、主アンテナおよび補助アンテナ受信
信号を入力してディジタル同相・直交信号に変換するデ
ィジタル同相・直交信号変換手段と、複数の補助アンテ
ナの受信信号に対応するディジタル同相・直交信号に対
して荷重係数により重み付けする荷重係数重み付け手段
と、重み付けされた複数のディジタル同相・直交信号を
加算する加算手段と、主アンテナの受信信号に対応する
ディジタル同相・直交信号から加算されたディジタル同
相・直交信号を減算する減算手段と、補助アンテナの受
信信号に対応する複数のディジタル同相・直交信号の相
関行列を計算する相関行列計算手段と、主アンテナの受
信信号に対応するディジタル同相・直交信号と補助アン
テナの受信信号に対応する複数のディジタル同相・直交
信号との間の相互相関ベクトルを計算する相互相関ベク
トル計算手段と、相関行列の固有値を計算する相関行列
固有値計算手段と、固有値および相関行列および相互相
関ベクトルに基づいて荷重係数を計算し、荷重係数を荷
重係数重み付け手段に出力する荷重計算手段とを備えて
いる。そのため、干渉波数が補助アンテナ数より少ない
場合、あるいは干渉波数が補助アンテナ数と一致しても
干渉波数が補助アンテナ数より少ないとみなされる場合
でも、荷重係数ベクトルＷのノルム||Ｗ||が大きくなら
ず、干渉波を十分抑圧し、かつ、サイドローブキャンセ
ラ出力における信号対雑音電力比が低下することがな
い。The interference wave suppressing apparatus according to the present invention simultaneously enters incident signals to a main antenna and a plurality of auxiliary antennas arranged in proximity to the main antenna with a beam directed in the incident direction of a desired incident signal. In an interference wave suppression device for suppressing an interference wave signal, a digital in-phase / quadrature signal conversion unit is provided for each of a main antenna and an auxiliary antenna, and inputs a main antenna and an auxiliary antenna reception signal and converts them into digital in-phase / quadrature signals. Weighting means for weighting the digital in-phase / quadrature signals corresponding to the reception signals of the plurality of auxiliary antennas with a weighting factor; adding means for adding the weighted plurality of digital in-phase / quadrature signals; The added digital in-phase / quadrature signal is subtracted from the digital in-phase / quadrature signal corresponding to the received signal. Subtraction means, a correlation matrix calculation means for calculating a correlation matrix of a plurality of digital in-phase / quadrature signals corresponding to the reception signal of the auxiliary antenna, and reception of the digital in-phase / quadrature signal corresponding to the reception signal of the main antenna and the auxiliary antenna Cross-correlation vector calculation means for calculating a cross-correlation vector between a plurality of digital in-phase / quadrature signals corresponding to a signal, correlation-matrix eigenvalue calculation means for calculating an eigenvalue of a correlation matrix, eigenvalue and correlation matrix and cross-correlation vector And a load calculating means for calculating the load coefficient based on the weighting factor and outputting the load coefficient to the load coefficient weighting means. Therefore, even when the number of interference waves is smaller than the number of auxiliary antennas, or when the number of interference waves is considered to be smaller than the number of auxiliary antennas even when the number of interference waves matches the number of auxiliary antennas, the norm || W || The signal does not increase, the interference wave is sufficiently suppressed, and the signal-to-noise power ratio at the output of the side lobe canceller does not decrease.

【０２０２】また、主アンテナは、複数の素子アンテナ
から構成されるアレーアンテナである。そのため、スペ
ースファクタに優れる。The main antenna is an array antenna composed of a plurality of element antennas. Therefore, the space factor is excellent.

【０２０３】また、補助アンテナは、アレーアンテナを
構成する素子アンテナの一部の素子アンテナである。そ
のため、スペースファクタに優れる。The auxiliary antenna is a part of the element antenna constituting the array antenna. Therefore, the space factor is excellent.

【０２０４】また、補助アンテナは、指向性アンテナで
あり、干渉波の到来方向を計測する干渉波到来方向計測
手段と、干渉波到来方向に補助アンテナの主ビーム方向
を向けるアンテナ指向方向調整手段とをさらに備えてい
る。そのため、補助アンテナに指向性を持たせることで
補助アンテナ利得を高くでき、補助アンテナ出力におけ
る雑音電力を相対的に低くすることができるため、サイ
ドローブキャンセラ出力における信号対雑音電力比の点
で有利となる。The auxiliary antenna is a directional antenna, and includes an interference wave arrival direction measuring means for measuring the arrival direction of the interference wave, and an antenna directivity adjustment means for directing the main beam direction of the auxiliary antenna to the interference wave arrival direction. Is further provided. Therefore, by giving the auxiliary antenna directivity, the auxiliary antenna gain can be increased, and the noise power at the output of the auxiliary antenna can be relatively reduced, which is advantageous in terms of the signal-to-noise power ratio at the output of the sidelobe canceller. Becomes

【０２０５】また、補助アンテナは、複数の素子アンテ
ナから構成されたアレーアンテナであり、干渉波の到来
方向を計測する干渉波到来方向計測手段と、干渉波到来
方向に補助アンテナの主ビーム方向を向けるように補助
アンテナを構成する各素子アンテナに対して重み付けし
て合成する重み付け信号合成手段とをさらに備えてい
る。そのため、補助アンテナにアレーアンテナを用いる
ことで補助アンテナ利得を高くでき、補助アンテナ出力
における雑音電力を相対的に低くすることができるた
め、サイドローブキャンセラ出力における信号対雑音電
力比の点で有利となる。The auxiliary antenna is an array antenna composed of a plurality of element antennas, and includes an interference wave arrival direction measurement means for measuring the arrival direction of the interference wave, and a main beam direction of the auxiliary antenna for the interference wave arrival direction. Weighted signal combining means for weighting and combining each element antenna constituting the auxiliary antenna so as to direct the antenna is further provided. Therefore, by using an array antenna as the auxiliary antenna, the auxiliary antenna gain can be increased and the noise power at the output of the auxiliary antenna can be relatively reduced, which is advantageous in terms of the signal-to-noise power ratio at the output of the sidelobe canceller. Become.

【０２０６】さらに、補助アンテナは、主アンテナを構
成する素子アンテナの少なくとも一部で構成され、干渉
波の到来方向を計測する干渉波到来方向計測手段と、干
渉波到来方向に補助アンテナの主ビーム方向を向けるよ
うに補助アンテナを構成する各素子アンテナに対して重
み付けして合成する重み付け信号合成手段とをさらに備
えている。そのため、また、補助アンテナと主アンテナ
を構成する素子アンテナとを共用にすれば、補助アンテ
ナを主アンテナとは別に設置する必要がないため、スペ
ースファクタに優れる。Further, the auxiliary antenna is constituted by at least a part of an element antenna constituting the main antenna, and includes an interference wave arrival direction measuring means for measuring an arrival direction of the interference wave, and a main beam of the auxiliary antenna in the arrival direction of the interference wave. Weighted signal combining means for weighting and combining each element antenna constituting the auxiliary antenna so as to direct the direction is further provided. Therefore, if the auxiliary antenna and the element antenna constituting the main antenna are shared, it is not necessary to install the auxiliary antenna separately from the main antenna, so that the space factor is excellent.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明の実施の形態１による干渉波抑圧装置
の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of an interference wave suppression device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】 本発明の実施の形態２による干渉波抑圧装置
の構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of an interference wave suppression device according to a second embodiment of the present invention.

【図３】 本発明の実施の形態３による干渉波抑圧装置
の構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of an interference wave suppression device according to a third embodiment of the present invention.

【図４】 本発明の実施の形態４による干渉波抑圧装置
の構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of an interference wave suppression device according to a fourth embodiment of the present invention.

【図５】 本発明の実施の形態５による干渉波抑圧装置
の構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram of an interference wave suppression device according to a fifth embodiment of the present invention.

【図６】 従来の干渉波抑圧装置の構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram of a conventional interference wave suppression device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ａ〜１ｄ，２０２ａ〜２０２ｎ 受信機（ディジタル
同相・直交信号変換手段）、２ａ〜２ｄ，２０３ａ〜２
０３ｎ Ａ／Ｄ変換器（ディジタル同相・直交信号変換
手段）、３ａ〜３ｃ 荷重係数器（荷重係数重み付け手
段）、４ 加算器（加算手段）、５ 減算器（減算手
段）、１０ａ，１０ｂ 相関行列・相互相関ベクトル計
算手段（相関行列計算手段，相互相関ベクトル計算手
段）、１１ａ，１１ｂ 相関行列固有値計算手段、１３
ａ，１３ｂ，２２ 荷重計算手段、２１ アンテナ指向
方向調整手段、２０ａ，２０ｂ 干渉波到来方向計測手
段、３０３ａ，３０３ｂ 合成器（重み付け信号合成手
段）。1a to 1d, 202a to 202n Receiver (digital in-phase / quadrature signal conversion means), 2a to 2d, 203a to 2
03n A / D converter (digital in-phase / quadrature signal conversion means), 3a to 3c weighting coefficient unit (weighting coefficient weighting means), 4 adder (addition means), 5 subtractor (subtraction means), 10a, 10b correlation matrix Cross-correlation vector calculation means (correlation matrix calculation means, cross-correlation vector calculation means), 11a, 11b correlation matrix eigenvalue calculation means, 13
a, 13b, 22 load calculating means, 21 antenna directivity adjusting means, 20a, 20b interference wave arrival direction measuring means, 303a, 303b combiner (weighted signal combining means).

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤坂 貴彦 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5J021 AA03 AA04 AA05 AA06 AB09 DA02 DB01 EA04 FA00 FA13 FA14 FA15 FA32 GA02 GA06 JA00 5K052 AA01 BB02 DD04 EE13 FF31 GG19 GG48 5K059 CC03 DD33 DD35 EE02  ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Takahiko Fujisaka 2-3-2 Marunouchi, Chiyoda-ku, Tokyo F-term (reference) 5J021 AA03 AA04 AA05 AA06 AB09 DA02 DB01 EA04 FA00 FA13 FA14 FA15 FA32 GA02 GA06 JA00 5K052 AA01 BB02 DD04 EE13 FF31 GG19 GG48 5K059 CC03 DD33 DD35 EE02

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 所望の入射信号の入射方向にビームを向
けた主アンテナおよび主アンテナに近接して配置された
複数の補助アンテナヘの上記入射信号と同時に入射する
干渉波信号を抑圧する干渉波抑圧装置において、 上記主アンテナおよび上記補助アンテナの各々に設けら
れ、上記主アンテナおよび上記補助アンテナ受信信号を
入力してディジタル同相・直交信号に変換するディジタ
ル同相・直交信号変換手段と、 上記複数の補助アンテナの受信信号に対応する上記ディ
ジタル同相・直交信号に対して荷重係数により重み付け
する荷重係数重み付け手段と、 上記重み付けされた複数の上記ディジタル同相・直交信
号を加算する加算手段と、 上記主アンテナの受信信号に対応するディジタル同相・
直交信号から上記加算された上記ディジタル同相・直交
信号を減算する減算手段と、 上記補助アンテナの受信信号に対応する複数の上記ディ
ジタル同相・直交信号の相関行列を計算する相関行列計
算手段と、 上記主アンテナの受信信号に対応する上記ディジタル同
相・直交信号と上記補助アンテナの受信信号に対応する
複数の上記ディジタル同相・直交信号との間の相互相関
ベクトルを計算する相互相関ベクトル計算手段と、 上記相関行列の固有値を計算する相関行列固有値計算手
段と、 上記固有値および上記相関行列および上記相互相関ベク
トルに基づいて上記荷重係数を計算し、荷重係数を上記
荷重係数重み付け手段に出力する荷重計算手段とを備え
たことを特徴とする干渉波抑圧装置。1. An interference wave suppressor for suppressing an interference wave signal simultaneously incident on said main antenna and a plurality of auxiliary antennas disposed in proximity to said main antenna and directing the beam in the incident direction of a desired incident signal. A digital in-phase / quadrature signal conversion means provided in each of the main antenna and the auxiliary antenna for receiving the main antenna and the auxiliary antenna reception signal and converting the received signal into a digital in-phase / quadrature signal; Weighting means for weighting the digital in-phase / quadrature signal corresponding to the reception signal of the antenna by a weighting factor; adding means for adding the plurality of weighted digital in-phase / quadrature signals; Digital in-phase corresponding to the received signal
Subtraction means for subtracting the added digital in-phase / quadrature signal from the quadrature signal; correlation matrix calculation means for calculating a correlation matrix of a plurality of the digital in-phase / quadrature signals corresponding to the reception signal of the auxiliary antenna; Cross-correlation vector calculation means for calculating a cross-correlation vector between the digital in-phase / quadrature signal corresponding to the reception signal of the main antenna and the plurality of digital in-phase / quadrature signals corresponding to the reception signal of the auxiliary antenna; Correlation matrix eigenvalue calculation means for calculating an eigenvalue of a correlation matrix, load calculation means for calculating the load coefficient based on the eigenvalue and the correlation matrix and the cross-correlation vector, and outputting the load coefficient to the load coefficient weighting means An interference wave suppression device comprising: 【請求項２】 上記主アンテナは、複数の素子アンテナ
から構成されるアレーアンテナであることを特徴とする
請求項１記載の干渉波抑圧装置。2. The interference wave suppression device according to claim 1, wherein the main antenna is an array antenna including a plurality of element antennas. 【請求項３】 上記補助アンテナは、上記アレーアンテ
ナを構成する素子アンテナの一部の素子アンテナである
ことを特徴とする請求項２記載の干渉波抑圧装置。3. The interference wave suppression device according to claim 2, wherein the auxiliary antenna is a part of an element antenna constituting the array antenna. 【請求項４】 上記補助アンテナは、指向性アンテナで
あり、 干渉波の到来方向を計測する干渉波到来方向計測手段
と、 上記干渉波到来方向に上記補助アンテナの主ビーム方向
を向けるアンテナ指向方向調整手段とをさらに備えたこ
とを特徴とする請求項１または２記載の干渉波抑圧装
置。4. The auxiliary antenna is a directional antenna, an interference wave arrival direction measuring means for measuring an arrival direction of an interference wave, and an antenna directivity direction for directing a main beam direction of the auxiliary antenna to the interference wave arrival direction. 3. The interference wave suppressing device according to claim 1, further comprising an adjusting unit. 【請求項５】 上記補助アンテナは、複数の素子アンテ
ナから構成されたアレーアンテナであり、 干渉波の到来方向を計測する干渉波到来方向計測手段
と、 上記干渉波到来方向に上記補助アンテナの主ビーム方向
を向けるように上記補助アンテナを構成する各素子アン
テナに対して重み付けして合成する重み付け信号合成手
段とをさらに備えたことを特徴とする請求項１または２
記載の干渉波抑圧装置。5. The auxiliary antenna is an array antenna composed of a plurality of element antennas, an interference wave arrival direction measuring means for measuring an arrival direction of an interference wave, and a main antenna of the auxiliary antenna in the interference wave arrival direction. 3. A weighted signal synthesizing means for weighting and synthesizing each element antenna constituting the auxiliary antenna so as to direct the beam direction, and further comprising a weighted signal synthesizing means.
An interference wave suppression device as described in the above. 【請求項６】 上記補助アンテナは、主アンテナを構成
する素子アンテナの少なくとも一部で構成され、 干渉波の到来方向を計測する干渉波到来方向計測手段
と、 上記干渉波到来方向に上記補助アンテナの主ビーム方向
を向けるように上記補助アンテナを構成する各素子アン
テナに対して重み付けして合成する重み付け信号合成手
段とをさらに備えたことを特徴とする請求項３記載の干
渉波抑圧装置。6. The auxiliary antenna comprises at least a part of an element antenna constituting a main antenna, an interference wave arrival direction measuring means for measuring an arrival direction of an interference wave, and the auxiliary antenna in an interference wave arrival direction. 4. The interference wave suppression apparatus according to claim 3, further comprising: a weighted signal combining unit that weights and combines each element antenna constituting the auxiliary antenna so as to direct the main beam direction.