JP2000286687A - レベルシフト回路及びインバータ装置 - Google Patents
レベルシフト回路及びインバータ装置Info
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Abstract
誤動作を防止することができ、各種ドライブ回路に用い
るのに適する。 【解決手段】 出力をフローティング電位とするブート
ストラップ方式に使用されるレベルシフト回路におい
て、電源Vcc端とフローティング電位Vss端との間に直
列接続された第1のp型MOSトランジスタ21及び第
1のn型MOSトランジスタ22から構成されるインバ
ータ回路と、このインバータ回路の入力端と電源VBS端
との間に接続された第2のp型MOSトランジスタ25
と、インバータ回路の入力端と接地端GNDとの間に接
続された高耐圧の第2のn型MOSトランジスタ26と
を具備し、第2のp型MOSトランジスタ25は、第2
のn型MOSトランジスタ26がONするときはOFF
で、且つフローティング電位が変化する際にはONとな
るように制御される。
Description
方式のハーフブリッジゲートドライバ,フルブリッジゲ
ートドライバ,三相ブリッジゲートドライバ等に使用さ
れるレベルシフト回路、更にはこれを用いたインバータ
装置に関する。
ては、ハイサイドの出力素子のゲート制御部に低電圧ロ
ジック信号を伝達するレベルシフト回路が必要不可欠で
ある。従来、この種のレベルシフト回路はフォトカプラ
を用いて構成されていたが、コスト低減及び部品点数の
削減のために、高耐圧のMOSFETを用いて信号を伝
達するブートストラップ方式が用いられるようになって
いる。
ドライブ回路を、図6に示す。このドライブ回路は、ハ
イサイドドライブ信号とローサイドドライブ信号を交互
に入力し、ハイサイド及びローサイドの高耐圧パワー素
子を交互にオン・オフさせるものである。このドライブ
回路では、フローティング電位Vssを持つブートストラ
ップ構造とすることで、ハイサイド側の電源電位Vreg
とVssは常に一定の電位差で振幅するので、Vss−Vre
g 間の素子は高耐圧である必要は無くなる。従ってこの
ドライブ回路は、高耐圧ICであるが全ての素子を高耐
圧にする必要が無いので、チップサイズは大きくなら
ず、コストの上昇を抑えることができる。
シフト回路のみを示しているが、ハイサイドドライバの
OFF入力端にもハイサイドOFF用のレベルシフト回
路が接続されている。そして、ローサイドドライバの入
力端には、レベルシフト機能を有しない制御回路が接続
されるものとなっている。
号の論理変化点を検出してレベルシフトを行い、論理変
化点のみ電流が流れるようにしたレベルシフト回路が知
られている。以下、このようなレベルシフト回路を用い
たドライブ回路の動作について説明する。
ングチャートである。このドライブ回路では、まずハイ
サイドドライブ信号が“H”レベルになると(時刻t
1)、エッジパルス回路はハイサイドドライブ信号の立
ち上がりによりONパルスを発生する(t2)。このO
Nパルスは、ハイサイドON用のレベルシフト回路の高
耐圧n型MOSトランジスタのゲートVG(ON) に入力さ
れ、このn型MOSトランジスタは導通状態になる。こ
れにより、ハイサイド電源ラインからプルアップ抵抗R
を通じてローサイド側の接地端GNDに電流Iが流れ
る。この電流により、抵抗Rの両端に電位差Vが生じ
て、インバータの入力端V(ON)は“L”レベルとな
る。
のオン抵抗をRon、プルアップ抵抗値をRとすると、次
の関係式が成り立つ。 V=I×R=(Vss+Vreg)×R/(Ron+R) これにより、インバータ出力Voutは“H”レベルとな
って、ハイサイドドライバのON入力端にVreg が入力
され、ハイサイドIGBTがドライブ状態となり、Vss
は所定の電位(通常600V程度)まで上昇する(t
4)。
た後、ハイサイドドライブ信号が“L”レベルになると
(t5)、エッジパルス回路はハイサイドドライブ信号
の立ち下がりによりOFFパルスを発生する(t6)。
このOFFパルスは、ハイサイドOFF用のレベルシフ
ト回路の高耐圧n型MOSトランジスタのゲートに入力
され、このn型MOSトランジスタは導通状態となる。
これにより、ONパルスの場合と同様にして、ハイサイ
ドドライバのOFF入力端にはVreg が入力され、ハイ
サイドIGBTのドライブ状態は解除される(t7)。
化をした場合の動作について説明する。高耐圧パワー素
子等の出力素子がオン或いはオフすると、高耐圧回路の
電位Vss及びVreg が出力素子のdV/dtに伴って変
動するが、この際に寄生する容量Cに充電電流Iが流
れ、次の関係式が成り立つ。 I=C×dV/dt 特に、このレベルシフト回路をSOI(Silicon On Ins
ulator)基板上に作製した場合には、図8に示すよう
に、高耐圧n型MOSトランジスタの埋め込み酸化膜の
上下に電荷が蓄積するのに要する電流値はかなり大きく
なる。この電流がプルアップ抵抗Rに電圧降下を生じさ
せ、インバータ出力が“H”となり、図7中に点線で示
すように、オフ誤動作信号が生じてしまう(t3)。こ
の擬似パルスにより、オフ信号がラッチに入力され、ラ
ッチ出力が反転してしまい、この結果IGBTはオン状
態を維持することができなくなってしまう。
さくすることで、変位電流による電圧降下を小さくする
ことが考えられるが、プルアップ抵抗Rを小さくすると
信号伝達に必要な電圧降下を生じさせるための電流量が
多くなり、高耐圧n型MOSトランジスタのオン抵抗を
下げる必要が生じて、チップ面積が大きくなる。さら
に、信号伝達に必要な消費電力が増加し、高電位側の電
源電圧Vreg が低下するという問題があった。
ベルシフト回路においては、プルアップ抵抗の値を大き
くすると誤動作が発生し易くなり、逆にこれを小さくす
るとチップ面積の増大や消費電力の増大を招く問題があ
った。つまり、誤動作の防止と消費電力の低減を両立さ
せることは困難であった。
ので、その目的とするところは、チップ面積や消費電力
の増大を招くことなく誤動作を防止することができ、各
種ドライブ回路に用いるのに適したレベルシフト回路を
提供することにある。
フト回路を用いた低消費電力で誤動作の少ないインバー
タ装置を提供することにある。
するために本発明は次のような構成を採用している。
とするブートストラップ方式に使用されるレベルシフト
回路において、電源端とフローティング電位端との間に
直列接続された第1のp型MOSトランジスタ及び第1
のn型MOSトランジスタから構成されるインバータ回
路と、このインバータ回路の入力端と前記電源端との間
に接続された第2のp型MOSトランジスタと、前記イ
ンバータ回路の入力端と接地端との間に接続された高耐
圧の第2のn型MOSトランジスタとを具備し、第2の
p型MOSトランジスタは、第2のn型MOSトランジ
スタがONするときはOFFで、且つフローティング電
位が変化する際にはONとなるように制御されることを
特徴とする。
は次のものがあげられる。 (1) 電源端と第2のn型MOSトランジスタとの間に、
第2のp型MOSトランジスタと並列に抵抗が接続され
ていること。 (2) 電源端と第2のn型MOSトランジスタとの間に第
1の抵抗が接続され、電源端と第2のn型MOSトラン
ジスタとの間に第2のp型MOSトランジスタと直列に
第2の抵抗が接続され、且つ第1の抵抗の抵抗値が第2
の抵抗の抵抗値よりも大きいこと。 (3) 各トランジスタは、絶縁膜上に形成された半導体層
に集積形成されていること。
とするブートストラップ方式に使用されるレベルシフト
回路において、電源端とフローティング電位端との間に
直列接続された第1のp型MOSトランジスタ及び第1
のn型MOSトランジスタから構成されるインバータ回
路と、このインバータ回路の入力端と前記電源端との間
に接続されたインピーダンス素子と、前記インバータ回
路の入力端と接地端との間に接続された高耐圧の第2の
n型MOSトランジスタと、第1のp型MOSトランジ
スタと第1のn型MOSトランジスタとの間に接続され
たフィルタ用抵抗と、前記インバータ回路の出力端とフ
ローティング電位端との間に接続されたフィルタ用コン
デンサとを具備してなることを特徴とする。
は次のものがあげられる。 (1) インピーダンス素子は、抵抗又は第2のp型MOS
トランジスタであること。 (2) 各トランジスタは、絶縁膜上に形成された半導体層
に集積形成されていること。
駆動するためのハイサイドドライバと、ローサイドトラ
ンジスタを駆動するためのローサイドドライバとを有す
るインバータ装置において、ハイサイドドライバに制御
信号を入力するための回路として、前記構成のレベルシ
フト回路を用いたことを特徴とする。
高耐圧n型MOSトランジスタ(第2のn型MOSトラ
ンジスタ)に接続すべきレベルシフトプルアップ抵抗と
して、第2のp型MOSトランジスタ或いは第2のp型
MOSトランジスタと抵抗を用い、この第2のp型MO
Sトランジスタを、第2のn型MOSトランジスタがO
NするときはOFFで、且つフローティング電位が変化
する際にはONとなるように制御している。即ち、第2
のp型MOSトランジスタの入力が、レベルシフト信号
伝達時と非伝達時で反転するように制御している。これ
により、信号伝達時はプルアップ抵抗を大きくでき、ま
た中間電位の変動による変位電流によって生じている間
はプルアップ抵抗を小さくできるため、誤動作を防止す
ることができる。
ランジスタと第1のn型MOSトランジスタからなるイ
ンバータの出力に抵抗とコンデンサからなるフィルタを
設置することにより、設定された時間内のパルスに対し
てインバータ出力が応答しないようにできる。これによ
り、変位電流によって生じる擬似パルスが入力されて
も、誤信号がハイサイドドライバ等に伝達するのを未然
に防止することが可能となる。
形態によって説明する。
の実施形態に係わるレベルシフト回路を用いたドライブ
回路を示すブロック図である。図中の破線で囲まれた部
分がレベルシフト回路部分である。
ブートストラップ用のダイオード(BSD)、13はブ
ートストラップ用のコンデンサ(CBS)である。ブート
ストラップによる電位VBS端とフローティング電位Vss
端との間にはハイサイドドライバ15が接続され、この
ドライバ15により第2の電源VB とVssとの間に接続
されたハイサイド側のIGBT16が駆動されるように
なっている。また、接地電位GND端とフローティング
電位Vss端との間にはローサイド側のIGBT18が接
続され、このIGBT18はローサイドドライバ17に
より駆動されるようになっている。
号を与えるためのレベルシフト回路(図中の破線で囲ま
れた領域)は、次のように構成されている。VBS端とV
ss端との間には、第1のp型MOSトランジスタ21と
第1のn型MOSトランジスタ22を直列接続してなる
インバータ回路が接続され、これらのトランジスタ2
1,22間には抵抗23(Rf)が挿入されている。こ
のインバータ回路の入力端とVBS端との間には、第2の
p型MOSトランジスタ25が接続されている。インバ
ータ回路の入力端とGND端との間には、高耐圧の第2
のn型MOSトランジスタ26が接続されている。
イバ15のOFF入力端に信号を与えるためのレベルシ
フト回路は、上記説明したレベルシフト回路と同様に構
成されている。また、ローサイドドライバ17の入力端
には、レベルシフト機能を有しない制御回路が接続され
ている。
のタイミングチャートである。ここで、VG1は第2のn
型MOSトランジスタ26のゲート入力、VG2は第2の
p型MOSトランジスタ25のゲート入力であり、(ON)
はハイサイドON側のレベルシフト回路、(OFF) はハイ
サイドOFF側のレベルシフト回路を意味している。初
期状態(時刻t0)ではVG2(ON)は“H”、VG2(OFF)
は“L”に設定されている。
なると(t1)、エッジパルス回路はハイサイドドライ
ブ信号の立ち上がりによりONパルスを発生する(t
2)。このONパルスは、ON側レベルシフト回路の高
耐圧n型MOSトランジスタ26のゲートVG1(ON)に入
力され、このn型MOSトランジスタ26は導通状態に
なる。このとき、VG2(ON)は“H”でp型MOSトラン
ジスタ25はOFF状態にあるため、その出力電位Vは
“L”となり、インバータ出力Vout は“H”となる。
従って、ハイサイドドライバ15のON入力端にON信
号が入力され、これによりラッチ出力が反転する。そし
て、ハイサイドドライバ15によりハイサイド側のIG
BT16の入力VH が“H”となり、IGBT16がオ
ン駆動される。
p型MOSトランジスタ25の入力VG2(ON)が“L”と
なることで、このp型MOSトランジスタ25はON状
態になる(t4)。このとき、p型MOSトランジスタ
25のオン抵抗Ron(p)はn型MOSトランジスタ2
6のオン抵抗Ron(n)よりも十分小さく設計されてい
ることから、その出力電位VはVreg に固定される。
F側レベルシフト回路のp型MOSトランジスタ25も
ON状態であるため、その出力電位VはVreg に固定さ
れている。従って、この後にハイサイド側のIGBT1
6がオンすることでVssの電位が上昇し、n型MOSト
ランジスタ26の寄生容量による変位電流が生じたとし
ても、ON,OFF側レベルシフト回路の出力は変動せ
ず、誤動作することがない。
5)、変位電流が消滅した後、OFF側のp型MOSト
ランジスタの入力VG2(OFF) が“H”となる(t6)。
このとき、ラッチが反転してからの時間差△t2は、△
t1と比較すると△t2>△t1の関係にある。
ベルになると(t7)、エッジパルス回路はハイサイド
ドライブ信号の立ち下がりによりOFFパルスを発生す
る(t8)。このOFFパルスは、OFF側レベルシフ
ト回路の高耐圧n型MOSトランジスタ26のゲートV
G1(OFF) に入力され、このn型MOSトランジスタ26
は導通状態になる。このとき、VG2(OFF) は“H”でp
型MOSトランジスタ25はOFF状態にあるため、そ
の出力電位Vは“L”となり、インバータ出力Vout は
“H”となる。従って、ハイサイドドライバ15のOF
F入力端にOFF信号が入力され、これによりラッチ出
力が反転する。そして、ハイサイドドライバ15により
ハイサイド側のIGBT16の入力VH が“L”とな
り、IGBT16がオフされる。
1後にp型MOSトランジスタ25の入力VG2(OFF) が
“L”となることで、このP型MOSトランジスタ25
はON状態になる(t10)。従って、ON信号伝達時と
同様に、IGBT16がオフすることでVssの電位が下
降し、n型MOSトランジスタ26の寄生容量による変
位電流が生じたとしても、ON,OFF側レベルシフト
回路の出力が変動しないため、誤動作することがない。
インバータ回路には、フィルタ回路としての抵抗23及
びコンデンサ24が接続されているために、コンデンサ
24に電荷が充放電されるまで出力が反転しない。この
とき、フィルタ設定時間をt f 、抵抗値をRf 、容量値
をCf 、しきい値を印加電圧の1/2とすると次式が成
り立つ。
ハイサイドドライバ15に伝わることがない。
フトプルアップ抵抗として用いる第2のp型MOSトラ
ンジスタ25を、レベルシフト用の第2のn型MOSト
ランジスタ26がONするときはOFFで、且つフロー
ティング電位Vssが変化する際にはONとなるように制
御しているので、信号伝達時はプルアップ抵抗を大きく
でき、また中間電位の変動による変位電流によって生じ
ている間はプルアップ抵抗を小さくできる。
なるインバータ回路の出力に抵抗23とコンデンサ24
からなるフィルタを設置し、設定された時間内のパルス
に対してインバータ出力が応答しないようにできるた
め、変位電流によって生じる擬似パルスが入力されて
も、誤信号がハイサイドドライバ等に伝達するのを未然
に防止することが可能となる。従って、チップ面積や消
費電力の増大を招くことなく誤動作を防止することがで
きる。
交流のインバータ装置を構成する基本回路として用いる
ことができる。例えば、図3に示すように、三相の交流
モータ等に対して、図1に示すようなドライブ回路31
を3つ用意し(31a,31b,31c)、各々の位相
を120度変えることにより、三相インバータ装置30
及び三相交流モータ33が実現されることになる。
の実施形態に係わるレベルシフト回路を用いたドライブ
回路を示すブロック図である。なお、図1と同一部分に
は同一符号を付して、その詳しい説明は省略する。
と異なる点は、第2のp型MOSトランジスタ25と並
列に抵抗28(R1)を、直列に抵抗29(R2)が接
続されている点である。ここで、R1>>R2であり、こ
れによりp型MOSトランジスタ25がオンしていると
きは、プルアップ抵抗値をR2に近い値に、またp型M
OSトランジスタ25がオフしているときには、プルア
ップ抵抗値をR1に近い値に設定できる。
SOI基板上に作製した場合の一例を示す。図中の51
はSi基板、52は埋め込み酸化膜、53はSi層であ
り、Si層53に各素子(p型MOSトランジスタ2
5,n型MOSトランジスタ26,抵抗29等)が形成
されている。
ジスタ26の隣に低耐圧p型MOSトランジスタ25が
形成されており、フローティング電位Vssが上昇したと
きには、p型MOSトランジスタ25のソース側から反
転層を形成するための正孔が変位電流として供給され
る。このため、ドレイン側に一端が接続された抵抗29
の他端の出力電位Vが変動することがなくなる。さら
に、n型MOSトランジスタ26のソース側には埋め込
み酸化膜52まで達するようにp型層が拡散されている
ため、ここからも正孔が供給される。
ーティング電位Vssの変動に伴う出力電位Vの変動を抑
制することができ、誤動作を未然に防止することが可能
となる。
されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で、種
々変形して実施することができる。
ベルシフトプルアップ抵抗として第2のp型MOSトラ
ンジスタを用い、この第2のp型MOSトランジスタの
入力が、レベルシフト信号伝達時と非伝達時で反転する
よう制御しているので、信号伝達時はプルアップ抵抗を
大きくでき、また中間電位の変動による変位電流によっ
て生じている間はプルアップ抵抗を小さくできる。従っ
て、チップ面積や消費電力の増大を招くことなく誤動作
を防止することができ、各種ドライブ回路に用いるのに
適したレベルシフト回路を実現することが可能となる。
さらに、これを用いて低消費電力で誤動作の少ないイン
バータ装置を実現することが可能となる。
いたドライブ回路を示すブロック図。
ングチャート。
ータ装置の回路構成を示す図。
いたドライブ回路を示すブロック図。
板上に作製した例を示す素子構造断面図。
を示すブロック図。
図。
素子構造断面図。
Claims (5)
- 【請求項1】出力をフローティング電位とするブートス
トラップ方式に使用されるレベルシフト回路において、 電源端とフローティング電位端との間に直列接続された
第1のp型MOSトランジスタ及び第1のn型MOSト
ランジスタから構成されるインバータ回路と、このイン
バータ回路の入力端と前記電源端との間に接続された第
2のp型MOSトランジスタと、前記インバータ回路の
入力端と接地端との間に接続された高耐圧の第2のn型
MOSトランジスタとを具備し、 第2のp型MOSトランジスタは、第2のn型MOSト
ランジスタがONするときはOFFで、且つフローティ
ング電位が変化する際にはONとなるように制御される
ことを特徴とするレベルシフト回路。 - 【請求項2】出力をフローティング電位とするブートス
トラップ方式に使用されるレベルシフト回路において、 電源端とフローティング電位端との間に直列接続された
p型MOSトランジスタ及び第1のn型MOSトランジ
スタから構成されるインバータ回路と、このインバータ
回路の入力端と前記電源端との間に接続されたインピー
ダンス素子と、前記インバータ回路の入力端と接地端と
の間に接続された高耐圧の第2のn型MOSトランジス
タと、第1のp型MOSトランジスタと第1のn型MO
Sトランジスタとの間に接続されたフィルタ用抵抗と、
前記インバータ回路の出力端とフローティング電位端と
の間に接続されたフィルタ用コンデンサとを具備してな
ることを特徴とするレベルシフト回路。 - 【請求項3】前記電源端と第2のn型MOSトランジス
タとの間に、第2のp型MOSトランジスタと並列に抵
抗が接続されていることを特徴とする請求項1に記載の
レベルシフト回路。 - 【請求項4】前記各トランジスタは、絶縁膜上に形成さ
れた半導体層に集積形成されることを特徴とする請求項
1又は2に記載のレベルシフト回路。 - 【請求項5】ハイサイドトランジスタを駆動するための
ハイサイドドライバと、ローサイドトランジスタを駆動
するためのローサイドドライバとを有するインバータ装
置であって、 前記ハイサイドドライバに制御信号を入力するための回
路として、請求項1〜4のいずれかに記載のレベルシフ
ト回路を用いたことを特徴とするインバータ装置。
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- 1999-03-31 JP JP09391999A patent/JP3469502B2/ja not_active Expired - Fee Related
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