JP2000278956A - Power unit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置に関する
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply.
【０００２】[0002]
【従来の技術】この種の電源装置としては、図８に示す
ように、直流電源Ｅの電源電圧をスイッチング素子Ｑ１
でスイッチングすることにより、電源電圧を昇圧した直
流電圧を発生させるコンバータ回路１と、ブリッジ接続
されたスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４を有し、コンバ
ータ回路１の出力電圧をスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１
４でスイッチングすることにより矩形波電圧を発生させ
るインバータ回路２と、インバータ回路２の出力端子間
に接続されたメタルハライドランプなどの高圧放電灯Ｌ
Ｐと、放電灯始動時に高圧放電灯ＬＰに高圧パルスを印
加する始動電圧発生回路３と、コンバータ回路１やイン
バータ回路２の出力を制御する制御回路４とを備えたも
のがあった。2. Description of the Related Art As a power supply device of this type, as shown in FIG.
And a switching circuit Q1 to Q14 connected in a bridge to generate a DC voltage obtained by boosting the power supply voltage. The output voltage of the converter circuit 1 is changed by the switching elements Q11 to Q1.
And a high-pressure discharge lamp L such as a metal halide lamp connected between output terminals of the inverter circuit 2 for generating a rectangular wave voltage by switching at 4.
P, a starting voltage generating circuit 3 for applying a high-voltage pulse to the high-pressure discharge lamp LP when starting the discharge lamp, and a control circuit 4 for controlling the output of the converter circuit 1 and the inverter circuit 2.
【０００３】コンバータ回路１は、直流電源Ｅの両極間
に接続されたコンデンサＣ０と、コンデンサＣ０の正極
側の端子に一次巻線ｎ１の一端が接続されたトランスＴ
１と、トランスＴ１の一次巻線ｎ１の他端とコンデンサ
Ｃ０の負極側の端子との間に接続されたスイッチング素
子Ｑ１と、トランスＴ１の二次巻線ｎ２の中間タップに
アノードが接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ
１のカソードと二次巻線ｎ２の一端との間に接続された
コンデンサＣ２とで構成され、ダイオードＤ１及びコン
デンサＣ２の接続点は直流電源Ｅの負極（グランド）に
接続されている。The converter circuit 1 includes a capacitor C0 connected between both poles of a DC power supply E, and a transformer T having one end of a primary winding n1 connected to a positive terminal of the capacitor C0.
1, a switching element Q1 connected between the other end of the primary winding n1 of the transformer T1 and the negative terminal of the capacitor C0, and an anode connected to an intermediate tap of the secondary winding n2 of the transformer T1. Diode D1 and diode D
1 and a capacitor C2 connected between one end of the secondary winding n2 and a connection point between the diode D1 and the capacitor C2 is connected to the negative electrode (ground) of the DC power supply E.
【０００４】インバータ回路２は、コンデンサＣ１の両
端間にそれぞれ接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ
１４の直列回路とスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１２の直
列回路とで構成される。The inverter circuit 2 includes switching elements Q11 and Q11 connected between both ends of a capacitor C1.
14 and a series circuit of switching elements Q13 and Q12.
【０００５】始動電圧発生回路３は、直流電源Ｅの電源
電圧を昇圧した直流電圧を発生させる昇圧回路部３ａ
と、高圧放電灯ＬＰに高圧パルスを印加する高圧パルス
発生部３ｂとを有し、昇圧回路部３ａは、トランスＴ１
の二次巻線ｎ２の他端にアノードが接続されたダイオー
ドＤ２と、ダイオードＤ２のカソードと二次巻線ｎ２の
一端との間に接続されたコンデンサＣ２とで構成され、
高圧パルス発生部３ｂは、ダイオードＤ２及びコンデン
サＣ２の接続点に一端が接続された放電用の抵抗Ｒ１
と、抵抗Ｒ１の他端とスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１２
の接続点との間に接続されたコンデンサＣ３と、コンデ
ンサＣ３の両端間にパルストランスＴ２の一次巻線ｎ１
１を介して接続されたギャップ素子Ｇとで構成される。
ここで、パルストランスＴ２の二次巻線ｎ１２の一端は
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の接続点に接続され、
二次巻線ｎ１２の他端とスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１
２の接続点との間には高圧放電灯ＬＰが接続されてお
り、パルストランスＴ２の二次巻線ｎ１２の両端間には
高圧放電灯ＬＰを介してバイパスコンデンサＣ４が接続
されている。The starting voltage generating circuit 3 includes a boosting circuit 3a for generating a DC voltage obtained by boosting the power supply voltage of the DC power supply E.
And a high-voltage pulse generator 3b for applying a high-voltage pulse to the high-pressure discharge lamp LP.
A diode D2 having an anode connected to the other end of the secondary winding n2, and a capacitor C2 connected between the cathode of the diode D2 and one end of the secondary winding n2.
The high-voltage pulse generator 3b includes a discharge resistor R1 having one end connected to a connection point between the diode D2 and the capacitor C2.
And the other end of the resistor R1 and the switching elements Q13, Q12
And a capacitor C3 connected between the two terminals of the primary winding n1 of the pulse transformer T2 between both ends of the capacitor C3.
1 and a gap element G connected through the same.
Here, one end of the secondary winding n12 of the pulse transformer T2 is connected to a connection point of the switching elements Q11 and Q14,
The other end of the secondary winding n12 and the switching elements Q13, Q1
The high pressure discharge lamp LP is connected to the connection point No. 2 and a bypass capacitor C4 is connected between both ends of the secondary winding n12 of the pulse transformer T2 via the high pressure discharge lamp LP.
【０００６】次に本回路の動作について簡単に説明す
る。コンバータ回路１では、スイッチング素子Ｑ１が制
御回路４から入力された制御信号ａによってオン／オフ
されており、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コ
ンデンサＣ０からトランスＴ１の一次巻線ｎ１及びスイ
ッチング素子Ｑ１を介して電流が流れ、トランスＴ１の
一次巻線ｎ１にエネルギが蓄積される。ここでトランス
Ｔ１の一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２とは逆極性になって
おり、ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されているので、ス
イッチング素子Ｑ１のオン時にはトランスＴ１の二次側
ｎ２には電流が流れず、スイッチング素子Ｑ２がオフに
なると、トランスＴ１の逆起電力によって二次巻線ｎ２
の中間タップからダイオードＤ１を介してコンデンサＣ
１に電流が流れ、コンデンサＣ１の両端間に直流電圧Ｖ
Ｃ１が発生する。また、この時同時にトランスＴ１の逆
起電力によってトランスＴ１の二次巻線ｎ２からダイオ
ードＤ２を介してコンデンサＣ２に電流が流れ、コンデ
ンサＣ２の両端間にコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１よ
りも高い直流電圧ＶＣ２が発生する。したがって、ダイ
オードＤ１及びコンデンサＣ１の接続点Ｘの電位Ｖｘ
と、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点Ｙの電位Ｖｙと、ダ
イオードＤ２及びコンデンサＣ２の接続点Ｚの電位Ｖｚ
との関係は、Ｖｚ＞Ｖｘ＞Ｖｙとなる。尚、無負荷時
（始動時）にコンデンサＣ１の両端間に発生する電圧Ｖ
Ｃ１は略２００〜４００Ｖ程度であり、定常時には略１
５０Ｖ以下である。Next, the operation of the circuit will be briefly described. In converter circuit 1, switching element Q1 is turned on / off by control signal a input from control circuit 4, and when switching element Q1 is turned on, primary winding n1 of transformer T1 and switching element Q1 are switched from capacitor C0. A current flows through the primary winding n1 and energy is stored in the primary winding n1 of the transformer T1. Here, the primary winding n1 and the secondary winding n2 of the transformer T1 have opposite polarities, and the diodes D1 and D2 are connected. Therefore, when the switching element Q1 is on, the secondary side n2 of the transformer T1 is When no current flows and the switching element Q2 is turned off, the secondary winding n2 is generated by the back electromotive force of the transformer T1.
From the middle tap of the capacitor C via the diode D1.
1, a DC voltage V is applied across the capacitor C1.
C1 occurs. At this time, at the same time, current flows from the secondary winding n2 of the transformer T1 to the capacitor C2 via the diode D2 due to the back electromotive force of the transformer T1, and a DC voltage higher than the voltage VC1 across the capacitor C1 across the capacitor C2. VC2 occurs. Therefore, the potential Vx at the connection point X between the diode D1 and the capacitor C1
And the potential Vy of the connection point Y between the capacitors C1 and C2, and the potential Vz of the connection point Z between the diode D2 and the capacitor C2.
Vz>Vx> Vy. The voltage V generated across the capacitor C1 when there is no load (at start-up)
C1 is about 200 to 400 V, and is about 1
50 V or less.
【０００７】一方、インバータ回路２では、スイッチン
グ素子Ｑ１１〜Ｑ１４が制御回路４から入力された制御
信号ｂ〜ｅによってそれぞれオン／オフされており、図
９に示すように対角の位置にそれぞれ配置されたスイッ
チング素子Ｑ１１，Ｑ１２の組とスイッチング素子Ｑ１
３，Ｑ１４の組とが交互にオン／オフされる。而して、
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がオン、スイッチング
素子Ｑ１３，Ｑ１４がオフの期間（図９の期間Ｔａ）で
は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の接続点（Ｂ点）
の電位は０［Ｖ］、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の
接続点（Ｃ点）の電位は−ＶＣ１［Ｖ］となる。一方、
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がオフ、スイッチング
素子Ｑ１３，Ｑ１４がオンの期間（図９の期間Ｔｂ）で
は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の接続点（Ｂ点）
の電位は−ＶＣ１［Ｖ］、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ
１３の接続点（Ｃ点）の電位は０［Ｖ］となる。On the other hand, in inverter circuit 2, switching elements Q11 to Q14 are turned on / off by control signals be inputted from control circuit 4, respectively, and are arranged at diagonal positions as shown in FIG. Set of switching elements Q11 and Q12 and switching element Q1
3 and Q14 are alternately turned on / off. Thus,
In a period in which the switching elements Q11 and Q12 are on and the switching elements Q13 and Q14 are off (period Ta in FIG. 9), a connection point (point B) of the switching elements Q11 and Q14.
Is 0 [V], and the potential at the connection point (point C) of the switching elements Q12 and Q13 is -VC1 [V]. on the other hand,
In a period in which the switching elements Q11 and Q12 are off and the switching elements Q13 and Q14 are on (period Tb in FIG. 9), a connection point (point B) of the switching elements Q11 and Q14.
Is -VC1 [V], and the switching elements Q12, Q
The potential at the connection point 13 (point C) becomes 0 [V].
【０００８】また、始動電圧発生回路３では上述のよう
にしてコンデンサＣ２が充電され、抵抗Ｒ１及びコンデ
ンサＣ３の接続点（図８のＡ点）の電位が上昇する。そ
して、Ａ点の電位がギャップ素子Ｇの放電を開始させる
ブレークオーバ電圧まで上昇し、スイッチング素子Ｑ１
１，Ｑ１２がオフ、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４が
オンの状態から、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がオ
ン、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４がオフの状態に切
り替わると、ギャップ素子Ｇの両端間に印加される電圧
が、ギャップ素子Ｇの放電を開始させるブレークオーバ
電圧に達し、ギャップ素子Ｇが導通してコンデンサＣ２
に蓄積された電荷が、コンデンサＣ２→抵抗Ｒ１→パル
ストランスＴ２の一次巻線ｎ１１→ギャップ素子Ｇ→ス
イッチング素子Ｑ１２→コンデンサＣ２の経路で急峻に
放出され、このときパルストランスＰＴの二次巻線ｎ１
２には巻線比に応じた高圧のパルス電圧が発生する。パ
ルストランスＴ２の二次巻線ｎ１２に発生した高圧パル
スはバイパスコンデンサＣ４を介して高圧放電灯ＬＰの
両端間に印加され、高圧放電灯ＬＰが始動する。In the starting voltage generating circuit 3, the capacitor C2 is charged as described above, and the potential at the connection point (point A in FIG. 8) between the resistor R1 and the capacitor C3 rises. Then, the potential at the point A rises to a breakover voltage for starting the discharge of the gap element G, and the switching element Q1
When the switching elements Q11 and Q12 are turned on and the switching elements Q13 and Q14 are turned off from the state where the switching elements Q1 and Q12 are off and the switching elements Q13 and Q14 are on, the voltage applied across the gap element G is changed. Reaches the breakover voltage at which the discharge of the gap element G is started, the gap element G is turned on, and the capacitor C2 is turned on.
Is rapidly discharged through the path of the capacitor C2 → the resistor R1 → the primary winding n11 of the pulse transformer T2 → the gap element G → the switching element Q12 → the capacitor C2. At this time, the secondary winding of the pulse transformer PT n1
2, a high-voltage pulse voltage corresponding to the turn ratio is generated. The high-voltage pulse generated in the secondary winding n12 of the pulse transformer T2 is applied across the high-pressure discharge lamp LP via the bypass capacitor C4, and the high-pressure discharge lamp LP starts.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】上記構成の電源装置で
は、インバータ回路２の出力線や始動電圧発生回路３の
配線がわたり配線され、装置の外部に露出している場合
があり、例えばインバータ回路２の出力線（図８の点
Ａ）と始動電圧発生回路３の配線（図８の点Ｂ）とが短
絡する虞があった。また、パルストランスＴ２が異常状
態となって一次側（図８の点Ａ’）と二次側（図８の点
Ｂ’）とが短絡する虞もあった。上述のように放電灯始
動時にはコンデンサＣ２の両端電圧が上昇しているの
で、始動電圧発生回路３（図８の点Ａ，Ａ’）と、放電
灯始動時において低電位側となるインバータ回路２の出
力端（図８の点Ｂ，Ｂ’）との間が短絡すると、コンデ
ンサＣ２から抵抗Ｒ１、スイッチング素子Ｑ１１及びコ
ンデンサＣ１を介して低インピーダンスの閉ループが形
成され、コンデンサＣ２の放電用の抵抗Ｒ１に継続的に
大電流が流れて、抵抗Ｒ１に過大なストレスがかかり、
抵抗Ｒ１が過熱して焼損する虞もあった。In the power supply device having the above-described structure, the output line of the inverter circuit 2 and the wiring of the starting voltage generation circuit 3 may be routed over and exposed outside the device. The output line No. 2 (point A in FIG. 8) and the wiring of the starting voltage generating circuit 3 (point B in FIG. 8) may be short-circuited. Further, the pulse transformer T2 may be in an abnormal state, and the primary side (point A ′ in FIG. 8) and the secondary side (point B ′ in FIG. 8) may be short-circuited. As described above, when the discharge lamp is started, the voltage across the capacitor C2 is increased. Therefore, the starting voltage generating circuit 3 (points A and A 'in FIG. 8) and the inverter circuit 2 which is on the low potential side when the discharge lamp is started. Is short-circuited with the output terminal (points B and B 'in FIG. 8), a low-impedance closed loop is formed from the capacitor C2 via the resistor R1, the switching element Q11 and the capacitor C1, and the discharging resistor of the capacitor C2 is formed. A large current continuously flows through R1, and an excessive stress is applied to the resistor R1,
There was also a risk that the resistor R1 would overheat and burn.
【００１０】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、その目的とするところは、短絡状態を検出する
ことのできる電源装置を提供することにあり、請求項２
乃至４の発明の目的は、上記目的に加えて、短絡電流に
より素子が破損するのを防止できる電源装置を提供する
ことにある。[0010] The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a power supply device capable of detecting a short-circuit state.
It is another object of the present invention to provide a power supply device capable of preventing a device from being damaged by a short-circuit current in addition to the above objects.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、直流電圧を発生する直流電源
部と、直流電源部の直流電圧をスイッチング素子でスイ
ッチングすることにより矩形波電圧に変換して負荷に供
給するインバータ回路と、スイッチング素子のオン／オ
フを制御する制御回路と、高電圧を発生する昇圧回路を
有し該昇圧回路の出力により負荷に高圧パルスを印加し
て負荷を始動させる始動電圧発生回路と、前記昇圧回路
の出力電圧から始動電圧発生回路の短絡状態を検出する
短絡検出回路とを備えて成ることを特徴とし、始動電圧
発生回路と他の回路の部位とが短絡すると昇圧回路の出
力電圧が変化するので、短絡検出回路では昇圧回路の出
力電圧を検出することにより短絡の発生を検出すること
ができる。In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a DC power supply for generating a DC voltage and a DC voltage of the DC power supply are switched by a switching element. An inverter circuit that converts the voltage to a load and supplies the load to a load; a control circuit that controls on / off of a switching element; and a booster circuit that generates a high voltage. A starting voltage generating circuit for starting a load; and a short-circuit detecting circuit for detecting a short-circuit state of the starting voltage generating circuit from an output voltage of the booster circuit. When the short circuit occurs, the output voltage of the boost circuit changes, so that the short circuit detection circuit can detect the occurrence of the short circuit by detecting the output voltage of the boost circuit.
【００１２】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記短絡検出回路が上記始動電圧発生回路の短絡
を検出すると、上記制御回路は、上記昇圧回路からの電
流が流れる低インピーダンスの閉ループを遮断するよう
に上記スイッチング素子をオフさせることを特徴とし、
短絡発生時に制御回路はスイッチング素子をオフさせて
おり、昇圧回路からの電流が流れる低インピーダンスの
閉ループを遮断しているので、回路素子に短絡電流が流
れるのを防止して、回路素子が破損するのを防止でき
る。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, when the short-circuit detecting circuit detects a short-circuit in the starting voltage generating circuit, the control circuit sets a low-impedance closed loop through which a current flows from the booster circuit. Characterized by turning off the switching element so as to shut off
When a short circuit occurs, the control circuit turns off the switching element and cuts off the low-impedance closed loop through which the current from the booster circuit flows, preventing the short circuit current from flowing through the circuit element and damaging the circuit element Can be prevented.
【００１３】請求項３の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記インバータ回路は４個のスイッチング素子が
ブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路からな
り、上記短絡検出回路が上記始動電圧発生回路の短絡を
検出すると、上記制御回路は、上記昇圧回路からの電流
が流れる低インピーダンスの閉ループを遮断するように
少なくとも２個のスイッチング素子をオフさせることを
特徴とし、短絡発生時に制御回路は少なくとも２個のス
イッチング素子をオフさせて、昇圧回路からの電流が流
れる低インピーダンスの閉ループを遮断しているので、
請求項２の発明と同様、回路素子に短絡電流が流れるの
を防止して、回路素子が破損するのを防止できる。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the inverter circuit comprises a full-bridge inverter circuit in which four switching elements are bridge-connected, and the short-circuit detection circuit includes a short-circuit of the starting voltage generation circuit. Is detected, the control circuit turns off at least two switching elements so as to cut off a low-impedance closed loop through which the current from the booster circuit flows. When the short circuit occurs, the control circuit turns off at least two switching elements. Since the switching element is turned off and the closed loop of low impedance through which the current from the booster circuit flows is cut off,
As in the second aspect of the present invention, it is possible to prevent a short circuit current from flowing through the circuit element, thereby preventing the circuit element from being damaged.
【００１４】請求項４の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記インバータ回路は４個のスイッチング素子が
ブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路からな
り、少なくとも１個のスイッチング素子と直列に逆流防
止素子を接続し、上記短絡検出回路が上記始動電圧発生
回路の短絡を検出すると、上記制御回路は、上記昇圧回
路からの電流が流れる低インピーダンスの閉ループを遮
断するように、上記逆流防止素子の接続されたスイッチ
ング素子と対をなす少なくとも１個のスイッチング素子
をオフさせることを特徴とし、短絡発生時に制御回路は
逆流防止素子の接続されたスイッチング素子と対をなす
少なくとも１個のスイッチング素子をオフさせて、昇圧
回路からの電流が流れる低インピーダンスの閉ループを
逆流防止素子とオフ状態のスイッチング素子とで遮断し
ているので、請求項２の発明と同様、回路素子に短絡電
流が流れるのを防止して、回路素子が破損するのを防止
できる。According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect, the inverter circuit comprises a full-bridge inverter circuit in which four switching elements are bridge-connected, and a backflow prevention element is connected in series with at least one switching element. When the short-circuit detection circuit detects a short circuit in the starting voltage generation circuit, the control circuit connects the backflow prevention element so as to cut off a low-impedance closed loop through which current from the booster circuit flows. And turning off at least one switching element paired with the switching element connected to the backflow prevention element when a short circuit occurs, wherein the control circuit turns off at least one switching element paired with the switching element. And a low-impedance closed loop through which the current from the booster circuit flows Since it blocked with the state of the switching elements, similar to the invention of claim 2, to prevent the short-circuit current flows in the circuit element, thereby preventing the circuit element from being damaged.
【００１５】[0015]
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面を参照
して説明する。Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００１６】（実施形態１）本実施形態の電源装置のブ
ロック図を図２に、具体回路図を図１に示す。この電源
装置は、直流電源Ｅの電源電圧をスイッチング素子Ｑ１
でスイッチングすることにより直流電源Ｅの電源電圧を
昇圧した直流電圧を発生するコンバータ回路１と、スイ
ッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がブリッジ接続されたフル
ブリッジインバータ回路からなり、コンバータ回路１の
出力電圧をスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４でスイッチ
ングすることにより矩形波電圧を発生させるインバータ
回路２と、インバータ回路２の出力端子間に接続された
メタルハライドランプなどの高圧放電灯（負荷）ＬＰ
と、放電灯始動時に高圧放電灯ＬＰに高圧パルスを印加
する始動電圧発生回路３と、コンバータ回路１やインバ
ータ回路２の出力を制御する制御回路４と、インバータ
回路２の出力端と始動電圧発生回路３との間の短絡やパ
ルストランスＴ２の一次側と二次側との間の短絡を検出
する短絡検出回路５とで構成される。ここに、直流電源
Ｅ及びコンバータ回路１から直流電源部が構成される。
尚、短絡検出回路５以外の構成は上述した図８の回路と
略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付
してその説明を省略する。(Embodiment 1) FIG. 2 is a block diagram of a power supply device according to the present embodiment, and FIG. 1 is a specific circuit diagram thereof. This power supply device converts a power supply voltage of a DC power supply E into a switching element Q1.
And a full-bridge inverter circuit in which switching elements Q11 to Q14 are connected in a bridge, and the output voltage of the converter circuit 1 is switched by the switching element. An inverter circuit 2 for generating a rectangular wave voltage by switching at Q11 to Q14, and a high-pressure discharge lamp (load) LP such as a metal halide lamp connected between output terminals of the inverter circuit 2
A starting voltage generating circuit 3 for applying a high-voltage pulse to the high-pressure discharge lamp LP when starting the discharge lamp; a control circuit 4 for controlling the output of the converter circuit 1 and the inverter circuit 2; A short-circuit detection circuit 5 for detecting a short-circuit with the circuit 3 and a short-circuit between the primary side and the secondary side of the pulse transformer T2. Here, the DC power supply E and the converter circuit 1 constitute a DC power supply unit.
Since the configuration other than the short-circuit detection circuit 5 is substantially the same as the circuit of FIG. 8 described above, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００１７】ここで、短絡検出回路５は、抵抗Ｒ１及び
コンデンサＣ３の接続点（図１の点Ａ）と、コンバータ
回路２の高電位側の出力端（すなわち回路のグランド）
との間に接続されており、Ａ点の電位を検出している。
而して、短絡検出回路５では、２点Ａ−Ｂ間の短絡やパ
ルストランスＴ２の一次側と二次側との間の短絡などの
異常によるＡ点の電位の変化から、始動電圧発生回路５
の短絡などの異常を検出できる。なお、短絡検出回路５
では、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ３の接続点Ａと、イン
バータ回路３の前段であるコンバータ回路２の高電位側
の出力端との間の電位差を検出しているので、放電灯始
動時にＢ点に印加される−ＶＣ１［Ｖ］の矩形波電圧が
短絡検出回路５に印加されることはなく、耐圧の低い素
子を用いて短絡検出回路５を構成することができる。Here, the short-circuit detection circuit 5 includes a connection point between the resistor R1 and the capacitor C3 (point A in FIG. 1) and a high-potential output terminal of the converter circuit 2 (that is, the circuit ground).
And detects the potential at point A.
Thus, the short-circuit detection circuit 5 detects a change in the potential at the point A due to an abnormality such as a short circuit between the two points AB and a short circuit between the primary side and the secondary side of the pulse transformer T2. 5
An abnormality such as a short circuit can be detected. Note that the short-circuit detection circuit 5
Detects the potential difference between the connection point A of the resistor R1 and the capacitor C3 and the output terminal on the high potential side of the converter circuit 2, which is the preceding stage of the inverter circuit 3, so that the potential difference is applied to the point B when the discharge lamp is started. Therefore, the short-circuit detection circuit 5 can be configured using an element having a low withstand voltage without applying the rectangular wave voltage of −VC1 [V] to the short-circuit detection circuit 5.
【００１８】次に本回路の動作を図３を参照して簡単に
説明する。尚、図３（ａ）は図１中のＡ点の電圧波形を
示し、図３（ｂ）は図１中のＢ点の電圧波形を示し、図
３（ｃ）は図１のＣ点の電圧波形を示している。コンバ
ータ回路１では、制御回路４から入力される制御信号ａ
によってスイッチング素子Ｑ１がオン／オフされてお
り、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、直流電源Ｅ
からトランスＴ１の一次巻線ｎ１及びスイッチング素子
Ｑ１を介して電流が流れ、トランスＴ１の一次巻線ｎ１
にエネルギが蓄積される。ここでトランスＴ１の一次巻
線ｎ１と二次巻線ｎ２とは逆極性になっており、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２が接続されているので、スイッチング素
子Ｑ１のオン時にはトランスＴ１の二次側には電流が流
れず、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、トランス
Ｔ１の逆起電力によって二次巻線ｎ２の中間タップから
ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に電流が流れ、
コンデンサＣ１の両端間に直流電源Ｅの電源電圧を昇圧
した直流電圧ＶＣ１が発生する。また、この時同時にト
ランスＴ１の逆起電力によってトランスＴ１の二次巻線
ｎ２からダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２に電流
が流れ、コンデンサＣ２の両端間にコンデンサＣ１の両
端電圧ＶＣ１よりも高い直流電圧ＶＣ２が発生する。Next, the operation of the circuit will be briefly described with reference to FIG. 3A shows a voltage waveform at point A in FIG. 1, FIG. 3B shows a voltage waveform at point B in FIG. 1, and FIG. 3C shows a voltage waveform at point C in FIG. 3 shows a voltage waveform. In converter circuit 1, control signal a input from control circuit 4
The switching element Q1 is turned on / off by the switch. When the switching element Q1 is turned on, the DC power supply E
Current flows through the primary winding n1 of the transformer T1 and the switching element Q1 from the primary winding n1 of the transformer T1.
Energy is stored in Here, the primary winding n1 and the secondary winding n2 of the transformer T1 have opposite polarities, and the diodes D1 and D2 are connected. Therefore, when the switching element Q1 is turned on, a current flows through the secondary side of the transformer T1. Does not flow and the switching element Q1 is turned off, a current flows from the intermediate tap of the secondary winding n2 to the capacitor C1 via the diode D1 by the back electromotive force of the transformer T1,
A DC voltage VC1 obtained by boosting the power supply voltage of the DC power supply E is generated between both ends of the capacitor C1. At this time, at the same time, current flows from the secondary winding n2 of the transformer T1 to the capacitor C2 via the diode D2 due to the back electromotive force of the transformer T1, and a DC voltage higher than the voltage VC1 across the capacitor C1 across the capacitor C2. VC2 occurs.
【００１９】またインバータ回路２では、制御回路４か
ら入力される制御信号ｆによって、対角の位置に配置さ
れたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の組と、スイッチ
ング素子Ｑ１３，Ｑ１４の組とが交互にオン／オフされ
ており、コンバータ回路１の出力電圧を矩形波電圧に変
換する。すなわち、放電灯始動時においてスイッチング
素子Ｑ１１，Ｑ１２の組がオン、スイッチング素子Ｑ１
３，Ｑ１４の組がオフとなる期間（図３の期間Ｔｃ）で
は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の接続点Ｂの電位
が０［Ｖ］となり、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の
接続点Ｃの電位が−ＶＣ１［Ｖ］となる。一方、スイッ
チング素子Ｑ１１，Ｑ１２の組がオフ、スイッチング素
子Ｑ１３，Ｑ１４の組がオンとなる期間（図３の期間Ｔ
ｄ）では点Ｂの電位が−ＶＣ１［Ｖ］、点Ｃの電位が０
［Ｖ］となる。ここで、時刻ｔ１においてＡ点の電位が
ＶSGまで上昇した時点で、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ
１２の組がオフ、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の組
がオンの状態から、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の
組がオン、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の組がオフ
の状態に切り替わると、ギャップ素子Ｇの両端間に、ギ
ャップ素子Ｇの放電を開始させるブレークオーバ電圧が
印加され、ギャップ素子Ｇが導通して、コンデンサＣ２
に蓄積された電荷がコンデンサＣ２→抵抗Ｒ１→パルス
トランスＴ２の一次巻線→ギャップ素子Ｇ→スイッチン
グ素子Ｑ１２→コンデンサＣ２の経路で急峻に放出さ
れ、このときパルストランスＴ２の二次巻線には巻線比
に応じた高圧のパルス電圧が発生する。而して、パルス
トランスＴ２の二次巻線に発生した高圧パルスをバイパ
スコンデンサＣ４を介して高圧放電灯ＬＰの両端間に印
加することにより、高圧放電灯ＬＰが始動する。In the inverter circuit 2, a set of switching elements Q11 and Q12 and a set of switching elements Q13 and Q14 arranged at diagonal positions are alternately turned on by a control signal f input from the control circuit 4. / Off, and converts the output voltage of the converter circuit 1 into a rectangular wave voltage. That is, when the discharge lamp is started, the set of the switching elements Q11 and Q12 is turned on, and the switching element Q1 is turned on.
In a period in which the pair of Q3 and Q14 is off (period Tc in FIG. 3), the potential at the connection point B of the switching elements Q11 and Q14 is 0 [V], and the potential at the connection point C of the switching elements Q12 and Q13 is-. VC1 [V]. On the other hand, a period during which the pair of switching elements Q11 and Q12 is off and the pair of switching elements Q13 and Q14 are on (period T1 in FIG. 3).
In d), the potential at the point B is -VC1 [V], and the potential at the point C is 0.
[V]. Here, when the potential at point A rises to VSG at time t1, switching elements Q11, Q
When the set of switching elements Q13 and Q14 is turned on from the state where the set of switching elements Q13 and Q14 are turned on and the set of switching elements Q11 and Q12 are turned on and the set of switching elements Q13 and Q14 are turned off, the gap element G , A breakover voltage for starting discharge of the gap element G is applied, the gap element G is turned on, and the capacitor C2
Is rapidly discharged through the path of the capacitor C2 → the resistor R1 → the primary winding of the pulse transformer T2 → the gap element G → the switching element Q12 → the capacitor C2. At this time, the secondary winding of the pulse transformer T2 A high-voltage pulse voltage corresponding to the turns ratio is generated. Thus, the high-pressure pulse generated in the secondary winding of the pulse transformer T2 is applied across the high-pressure discharge lamp LP via the bypass capacitor C4, so that the high-pressure discharge lamp LP starts.
【００２０】その後、高圧放電灯ＬＰが安定点灯する
と、Ｂ点及びＣ点の電圧は高圧放電灯ＬＰのインピーダ
ンスに適合した電圧、すなわち電圧値が０［Ｖ］と−Ｖ
Ｃ１’（＞（−ＶＣ１））［Ｖ］とに交互に切り替わる
矩形波電圧に低下し、Ａ点の電位はトランスＴ１の一次
巻線ｎ１と二次巻線ｎ２との巻線比に応じた電圧ＶＣ
２’（＜ＶSG）となる。Thereafter, when the high-pressure discharge lamp LP is stably turned on, the voltages at the points B and C are adjusted to a voltage suitable for the impedance of the high-pressure discharge lamp LP, that is, the voltage values are 0 [V] and -V.
C1 ′ (> (− VC1)) [V], the voltage drops to a rectangular wave voltage that alternately switches, and the potential at the point A depends on the turns ratio between the primary winding n1 and the secondary winding n2 of the transformer T1. Voltage VC
2 ′ (<VSG).
【００２１】ところで、放電灯始動時（図３の期間Ｔ
ｄ）において、配線の噛み込みなどにより抵抗Ｒ１及び
コンデンサＣ３の接続点（図１の点Ａ）とインバータ回
路２の低電位側の出力端（図１の点Ｂ）との間が短絡し
たり、パルストランスＴ２の故障によって一次側と二次
側との間が短絡するとＡ点の電位が変化するので、短絡
検出回路５では上記Ａ点とコンバータ回路１の高電位側
の出力端（グランド）との間の電位差が所定のしきい値
以下になると、短絡が発生したと判断して、制御回路４
に検出信号を出力する。制御回路４は短絡検出回路５か
ら検出信号が入力されると、全てのスイッチング素子Ｑ
１１〜Ｑ１４をオフにしているので、コンデンサＣ２か
らの電流が流れる低インピーダンスの閉ループが形成さ
れて放電用抵抗Ｒ１に短絡電流が持続的に流れることは
なく、抵抗Ｒ１などの素子に過大なストレスがかかるの
を防止できる。When the discharge lamp is started (period T in FIG. 3).
In d), the connection between the resistor R1 and the capacitor C3 (point A in FIG. 1) and the output terminal on the low potential side (point B in FIG. 1) of the inverter circuit 2 are short-circuited due to biting of the wiring or the like. When the primary side and the secondary side are short-circuited due to the failure of the pulse transformer T2, the potential at the point A changes. Therefore, the short-circuit detection circuit 5 outputs the point A and the output terminal (ground) on the high potential side of the converter circuit 1. Is smaller than a predetermined threshold value, it is determined that a short circuit has occurred, and the control circuit 4
Output a detection signal. When the detection signal is input from the short-circuit detection circuit 5, the control circuit 4
Since 11 to Q14 are turned off, a low-impedance closed loop through which the current from the capacitor C2 flows is formed, so that the short-circuit current does not continuously flow through the discharge resistor R1, and excessive stress is applied to the element such as the resistor R1. Can be prevented.
【００２２】尚、本回路では始動電圧発生回路３の昇圧
回路部３ａはトランスＴ１の二次側から電源供給されて
いるが、コンバータ回路１の前段、コンバータ回路１の
後段、或いはインバータ回路２の内部から電源供給する
ようにしても良い。In this circuit, the booster circuit section 3a of the starting voltage generating circuit 3 is supplied with power from the secondary side of the transformer T1, but is provided before the converter circuit 1, after the converter circuit 1, or in the inverter circuit 2. Power may be supplied from the inside.
【００２３】（実施形態２）本実施形態の電源装置の回
路図を図４に示す。本実施形態の電源装置では、実施形
態１の電源装置において、始動電圧発生回路３の昇圧回
路部３ａを、トランスＴ１の二次巻線ｎ２の一端にアノ
ードが接続されたダイオードＤ２と、ダイオードＤ２の
カソードと二次巻線ｎ２の他端との間に接続されたコン
デンサＣ２とで構成する代わりに、トランスＴ１の二次
側に巻線ｎ３，ｎ４を設け、巻線ｎ３，ｎ４の一端（巻
始め側）にそれぞれアノードが接続されたダイオードＤ
３，Ｄ４と、ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードと巻線ｎ
３，ｎ４の他端との間に接続されたコンデンサＣ２とか
らなる倍電圧回路で構成し、コンデンサＣ２の両端間に
実施形態１に比べてさらに昇圧された直流電圧が発生す
る。ここで、コンデンサＣ２の高電位側の端子は抵抗Ｒ
１の一端に接続されると共に、低電位側の端子はコンデ
ンサＣ１の低電位側の端子に接続されている。また、実
施形態１ではダイオードＤ１及びコンデンサＣ１の接続
点をグランドに接続しているが、本実施形態ではトラン
スＴ１の一次側と二次側が絶縁されている。(Embodiment 2) FIG. 4 shows a circuit diagram of a power supply device according to this embodiment. In the power supply device according to the present embodiment, in the power supply device according to the first embodiment, the boosting circuit unit 3a of the starting voltage generation circuit 3 includes a diode D2 having an anode connected to one end of the secondary winding n2 of the transformer T1, and a diode D2. , And instead of the capacitor C2 connected between the other end of the secondary winding n2, windings n3 and n4 are provided on the secondary side of the transformer T1, and one end of the windings n3 and n4 ( Diodes D each having an anode connected to the winding start side)
3, D4, cathodes of diodes D3, D4 and winding n
3 and a capacitor C2 connected between the other end of n4 and a capacitor C2, and a DC voltage which is further boosted as compared with the first embodiment is generated between both ends of the capacitor C2. Here, the terminal on the high potential side of the capacitor C2 is a resistor R
1 and a low-potential terminal is connected to a low-potential terminal of the capacitor C1. In the first embodiment, the connection point of the diode D1 and the capacitor C1 is connected to the ground, but in the present embodiment, the primary side and the secondary side of the transformer T1 are insulated.
【００２４】また短絡検出回路５は、図５に示すよう
に、抵抗Ｒ１の高圧パルス発生部３ｂ側の端子（図４中
のＡ点）とスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の接続点
（図４中のＢ点）との間に接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２の直列回路と、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧する抵
抗Ｒ１３，Ｒ１４の直列回路と、２点Ａ−Ｂ間の電位差
を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した電圧Ｖ２と基準電圧Ｖ
ｒｅｆを抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧した電圧Ｖ３との高
低を比較するコンパレータＣＰとで構成される。なお、
始動電圧発生回路３の昇圧回路部３ａ及び短絡検出回路
５以外の構成は実施形態１と略同様であるので、同一の
構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略す
る。As shown in FIG. 5, the short-circuit detecting circuit 5 is connected to the terminal (point A in FIG. 4) of the resistor R1 on the high-voltage pulse generating section 3b side and the connection point between the switching elements Q11 and Q14 (in FIG. B)), the resistors R11, R1 connected between
2, a series circuit of resistors R13 and R14 for dividing a predetermined reference voltage Vref, a voltage V2 obtained by dividing a potential difference between two points AB by resistors R11 and R12, and a reference voltage V
Ref is composed of a comparator CP for comparing the level of a voltage V3 obtained by dividing ref with resistors R13 and R14. In addition,
The configuration other than the booster circuit section 3a and the short-circuit detection circuit 5 of the starting voltage generation circuit 3 is substantially the same as that of the first embodiment, and thus the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００２５】ところで、放電灯始動時にスイッチング素
子Ｑ１１，Ｑ１２の組がオン、スイッチング素子Ｑ１
３，Ｑ１４の組がオフしている状態で、配線の噛み込み
などにより抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ３の接続点（図４
の点Ａ）とインバータ回路２の出力端（図４の点Ｂ又は
点Ｃ）との間が短絡したり、パルストランスＴ２の故障
によって一次側と二次側との間が短絡すると、コンデン
サＣ２、抵抗Ｒ１及びスイッチング素子Ｑ１１（又はＱ
１２）などから低インピーダンスの閉ループが形成さ
れ、コンデンサＣ２に充電された電荷が抵抗Ｒ１及びス
イッチング素子Ｑ１１（又はＱ１２）などを介して放電
される虞がある。本実施形態では、上述のように短絡検
出回路５が２点Ａ−Ｂ間の電位差を検出しており、コン
パレータＣＰは２点Ａ−Ｂ間の電圧を分圧した電圧Ｖ２
と所定のしきい値電圧Ｖ３との高低を比較している。こ
こで、２点Ａ−Ｂ間又はＡ−Ｃ間の短絡やパルストラン
スＴ２の一次側と二次側との間が短絡すると、２点Ａ−
Ｂ間の電圧が低下するので、２点Ａ−Ｂ間の電圧を分圧
した電圧Ｖ２がしきい値電圧Ｖ３以下に低下することか
ら短絡の発生を検出することができ、コンパレータＣＰ
は短絡発生を示す検出信号を制御回路４に出力する。制
御回路４では、短絡検出回路５から検出信号が入力され
ると、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ
１４を全てオフさせているので、抵抗Ｒ１やスイッチン
グ素子Ｑ１１（又はＱ１２）などを介してコンデンサＣ
２の充電電荷が放電される低インピーダンスの閉ループ
が形成されることはない。したがって、２点Ａ−Ｂ間又
はＡ−Ｃ間が短絡したり、パルストランスＴ２の一次側
と二次側との間が短絡したとしても、コンデンサＣ２の
充電電荷が、コンデンサＣ２や抵抗Ｒ１やスイッチング
素子Ｑ１１〜Ｑ１４などから形成される閉ループを介し
て放電されることはなく、素子に短絡電流が流れて破損
するのを防止できる。When the discharge lamp is started, the set of the switching elements Q11 and Q12 is turned on, and the switching element Q1 is turned on.
With the set of Q3 and Q14 turned off, the connection point between the resistor R1 and the capacitor C3 (see FIG.
(A) and the output terminal (point B or C in FIG. 4) of the inverter circuit 2 or short-circuit between the primary side and the secondary side due to failure of the pulse transformer T2, the capacitor C2 , Resistor R1 and switching element Q11 (or Q11).
12), a low-impedance closed loop is formed, and the charge charged in the capacitor C2 may be discharged via the resistor R1, the switching element Q11 (or Q12), and the like. In the present embodiment, as described above, the short-circuit detection circuit 5 detects the potential difference between the two points AB, and the comparator CP outputs the voltage V2 obtained by dividing the voltage between the two points AB.
And a predetermined threshold voltage V3. Here, if a short circuit between the two points AB or AC or a short circuit between the primary side and the secondary side of the pulse transformer T2 occurs, the two points A-
Since the voltage between B and B falls, the voltage V2 obtained by dividing the voltage between the two points A and B falls below the threshold voltage V3, so that the occurrence of a short circuit can be detected.
Outputs a detection signal indicating the occurrence of a short circuit to the control circuit 4. In the control circuit 4, when a detection signal is input from the short-circuit detection circuit 5, the switching elements Q 11 to Q
14 are turned off, the capacitor C is connected via the resistor R1 and the switching element Q11 (or Q12).
A low-impedance closed loop in which the charge 2 is discharged is not formed. Therefore, even if the two points A and B or A and C are short-circuited, or if the primary side and the secondary side of the pulse transformer T2 are short-circuited, the charge of the capacitor C2 is reduced by the capacitor C2 or the resistor R1 or the like. It is not discharged through a closed loop formed by the switching elements Q11 to Q14 and the like, and it is possible to prevent a short circuit current from flowing through the elements and damage them.
【００２６】また、放電灯始動時にインバータ回路２が
交流動作を行う場合、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２
がオフ、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４がオンになる
と、２点Ａ−Ｂ間にコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が
発生するため、短絡検出回路５を構成する素子に高耐圧
の素子を用いる必要があるが、放電灯始動時に制御回路
４がスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン、スイッチ
ング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフとして、インバータ回路
２を直流動作させることにより、２点Ａ−Ｂ間に発生す
る電圧を、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２とコンデン
サＣ１の両端電圧ＶＣ１との差の電圧（＝ＶＣ２−ＶＣ
１）とすることができ、インバータ回路２が交流動作を
行う場合に比べて短絡検出回路５を構成する素子にかか
る電圧が低下するから、耐圧の低い素子を用いることが
でき、コストダウンが図れる。なお、安定点灯時はコン
デンサＣ２の両端電圧が低下するので、インバータ回路
２が交流動作したとしても、短絡検出回路５を構成する
素子に高電圧が印加されることはない。When the inverter circuit 2 performs an AC operation when the discharge lamp is started, the switching elements Q11, Q12
Is turned off and the switching elements Q13 and Q14 are turned on, a voltage VC2 across the capacitor C2 is generated between the two points A and B. Therefore, it is necessary to use a high withstand voltage element as an element constituting the short circuit detection circuit 5. When the discharge lamp is started, the control circuit 4 turns on the switching elements Q11 and Q12, turns off the switching elements Q13 and Q14, and causes the inverter circuit 2 to perform DC operation. (= VC2-VC) between the voltage VC2 across the capacitor VC1 and the voltage VC1 across the capacitor C1.
Since the voltage applied to the elements constituting the short-circuit detection circuit 5 is lower than when the inverter circuit 2 performs an AC operation, an element having a low withstand voltage can be used, and the cost can be reduced. . During stable lighting, the voltage across the capacitor C2 decreases, so that even if the inverter circuit 2 performs an AC operation, no high voltage is applied to the elements constituting the short-circuit detection circuit 5.
【００２７】尚、本回路では始動電圧発生回路３の昇圧
回路部３ａはトランスＴ１の二次側から電源供給されて
いるが、コンバータ回路１の前段、コンバータ回路１の
後段、或いはインバータ回路２の内部から電源供給する
ようにしても良い。In this circuit, the booster circuit section 3a of the starting voltage generating circuit 3 is supplied with power from the secondary side of the transformer T1, but is provided before the converter circuit 1, after the converter circuit 1, or in the inverter circuit 2. Power may be supplied from the inside.
【００２８】（実施形態３）本実施形態の電源装置の回
路図を図６に示す。本実施形態の電源装置では、実施形
態１の電源装置において、始動電圧発生回路３の昇圧回
路部３ａを、トランスＴ１の二次巻線ｎ２の一端にアノ
ードが接続されたダイオードＤ２と、ダイオードＤ２の
カソードと二次巻線ｎ２の他端との間に接続されたコン
デンサＣ２とで構成する代わりに、ダイオードＤ１及び
コンデンサＣ１の接続点に一端が接続された抵抗Ｒ２
と、抵抗Ｒ２の他端にアノードが接続されたダイオード
Ｄ５と、ダイオードＤ５のカソードとスイッチング素子
Ｑ１３，Ｑ１２の接続点との間に接続されたコンデンサ
Ｃ５と、コンデンサＣ５の両端間にトリガ素子ＴＧを介
して一次巻線が接続されたトランスＴ３と、トランスＴ
３の二次巻線の一端にアノードが接続されたダイオード
Ｄ６と、ダイオードＤ６のカソードとトランスＴ３の二
次巻線の他端との間に接続されたコンデンサＣ６とで構
成しており、ダイオードＤ６及びコンデンサＣ６の接続
点は抵抗Ｒ１の一端に接続されると共に、コンデンサＣ
６及びトランスＴ３の接続点はコンデンサＣ１の低電位
側端子に接続されている。また、実施形態１ではダイオ
ードＤ１及びコンデンサＣ１の接続点をグランドに接続
しているが、本実施形態ではトランスＴ１の一次側と二
次側とが絶縁されている。また、実施形態１では短絡検
出回路５は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ３の接続点Ａ
と、コンバータ回路２の高電位側の出力端との間の電位
差を検出しているが、本実施形態では上記Ａ点とスイッ
チング素子Ｑ１１，Ｑ１４の接続点Ｂとの間の電位差を
検出している。尚、昇圧回路部３ａ以外の構成は実施形
態１と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符
号を付して、その説明を省略する。(Embodiment 3) FIG. 6 shows a circuit diagram of a power supply device of this embodiment. In the power supply device according to the present embodiment, in the power supply device according to the first embodiment, the boosting circuit unit 3a of the starting voltage generation circuit 3 includes a diode D2 having an anode connected to one end of the secondary winding n2 of the transformer T1, and a diode D2. , And a capacitor C2 connected between the other end of the secondary winding n2 and a resistor R2 having one end connected to a connection point between the diode D1 and the capacitor C1.
A diode D5 having an anode connected to the other end of the resistor R2, a capacitor C5 connected between a cathode of the diode D5 and a connection point of the switching elements Q13 and Q12, and a trigger element TG between both ends of the capacitor C5. And a transformer T3 to which a primary winding is connected via
3 and a capacitor C6 connected between the cathode of the diode D6 and the other end of the secondary winding of the transformer T3. The connection point of D6 and the capacitor C6 is connected to one end of the resistor R1, and
6 and the transformer T3 are connected to the low-potential terminal of the capacitor C1. In the first embodiment, the connection point of the diode D1 and the capacitor C1 is connected to the ground, but in the present embodiment, the primary side and the secondary side of the transformer T1 are insulated. Further, in the first embodiment, the short-circuit detection circuit 5 includes a connection point A between the resistor R1 and the capacitor C3.
And the potential difference between the output terminal on the high potential side of the converter circuit 2 and the potential difference between the point A and the connection point B of the switching elements Q11 and Q14. I have. Since the configuration other than the booster circuit section 3a is substantially the same as that of the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
【００２９】ここで、昇圧回路部３の動作について以下
に説明する。放電灯始動時（すなわち高圧放電灯ＬＰに
電流が流れていない場合）、コンバータ回路１のコンデ
ンサＣ１に充電された電荷が抵抗Ｒ２及びダイオードＤ
５を介してコンデンサＣ５に流れ、コンデンサＣ５が充
電される。コンデンサＣ５の両端電圧が増加して、トリ
ガ素子ＴＧのトリガ電圧に達すると、トリガ素子ＴＧが
オンになり、トリガ素子ＴＧを介してトランスＴ３の一
次巻線に電流が流れる。この時、トランスＴ３の二次巻
線からダイオードＤ６を介してコンデンサＣ６に電流が
流れ、コンデンサＣ６が充電され、コンデンサＣ６に直
流電源Ｅの電源電圧を昇圧した電圧が発生する。Here, the operation of the booster circuit section 3 will be described below. When the discharge lamp is started (that is, when no current flows through the high-pressure discharge lamp LP), the electric charge charged in the capacitor C1 of the converter circuit 1 is converted to the resistance R2 and the diode D2.
5, the capacitor C5 is charged, and the capacitor C5 is charged. When the voltage across the capacitor C5 increases and reaches the trigger voltage of the trigger element TG, the trigger element TG turns on, and a current flows through the primary winding of the transformer T3 via the trigger element TG. At this time, current flows from the secondary winding of the transformer T3 to the capacitor C6 via the diode D6, the capacitor C6 is charged, and a voltage obtained by boosting the power supply voltage of the DC power supply E is generated in the capacitor C6.
【００３０】ところで、例えば放電灯始動時においてス
イッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がオフ、スイッチング素
子Ｑ１３，Ｑ１４がオンの状態（すなわちＢ点が低電位
側）で、始動電圧発生回路３のパルストランスＴ２の故
障により、パルストランスＴ２の一次側と二次側との間
が短絡すると、図６中のＡ点とＷ点（トランスＴ２の二
次巻線と高圧放電灯ＬＰとの接続点）とが電気的に接続
され、Ａ点のＢ点に対する電位が低下する。本実施形態
では、短絡検出回路５が２点Ａ−Ｂ間の電位差を検出し
ているので、２点Ａ−Ｂ間の電位差が所定のしきい値電
圧以下になることから、短絡が発生したと判断して、短
絡の発生を示す検出信号を制御回路４に出力する。制御
回路４では、短絡検出回路５から検出信号が入力される
と、Ｂ点に接続される側のアームの少なくとも２個のス
イッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４を強制的にオフにして、
コンデンサＣ３の充電電荷が抵抗Ｒ１やスイッチング素
子Ｑ１１又はＱ１４を介して流れるのを防止しているの
で、抵抗Ｒ１などの素子に短絡電流が流れて破損するの
を防止することができる。When, for example, the switching elements Q11 and Q12 are off and the switching elements Q13 and Q14 are on (ie, the point B is on the low potential side) when the discharge lamp is started, the pulse transformer T2 of the starting voltage generating circuit 3 fails. Accordingly, when the primary side and the secondary side of the pulse transformer T2 are short-circuited, the points A and W (the connection point between the secondary winding of the transformer T2 and the high-pressure discharge lamp LP) in FIG. And the potential of point A with respect to point B decreases. In the present embodiment, since the short-circuit detecting circuit 5 detects the potential difference between the two points AB, the short-circuit occurs because the potential difference between the two points AB becomes equal to or less than a predetermined threshold voltage. And outputs a detection signal indicating the occurrence of a short circuit to the control circuit 4. When the detection signal is input from the short-circuit detection circuit 5, the control circuit 4 forcibly turns off at least two switching elements Q11 and Q14 of the arm connected to the point B,
Since the charge of the capacitor C3 is prevented from flowing through the resistor R1 and the switching element Q11 or Q14, it is possible to prevent the short circuit current from flowing through the element such as the resistor R1 and damage the element.
【００３１】尚、本回路では始動電圧発生回路３の昇圧
回路部３ａはコンバータ回路１の後段から電源供給され
ているが、コンバータ回路１の前段、コンバータ回路１
の内部、或いはインバータ回路２の内部から電源供給す
るようにしても良い。In this circuit, the booster circuit section 3a of the starting voltage generating circuit 3 is supplied with power from the latter stage of the converter circuit 1.
May be supplied from inside the inverter circuit 2 or from the inside of the inverter circuit 2.
【００３２】（実施形態４）本実施形態の電源装置の回
路図を図７に示す。本実施形態の電源装置では、実施形
態１の電源装置において、始動電圧発生回路３の昇圧回
路部３ａを、トランスＴ１の二次巻線ｎ２の一端にアノ
ードが接続されたダイオードＤ２と、ダイオードＤ２の
カソードと二次巻線ｎ２の他端との間に接続されたコン
デンサＣ２とで構成する代わりに、直流電源Ｅの正極に
一端が接続されたインダクタＬ１と、インダクタＬ１の
他端とダイオードＤ１及びコンデンサＣ１の接続点（グ
ランド）との間に接続されたスイッチング素子Ｑ２と、
スイッチング素子Ｑ２の両端間に接続されたダイオード
Ｄ２及びコンデンサＣ２の直列回路とからなる昇圧チョ
ッパ回路で構成しており、ダイオードＤ２及びコンデン
サＣ２の接続点に抵抗Ｒ１の一端が接続されている。
尚、ダイオードＤ２はアノードがスイッチング素子Ｑ２
側に接続されている。また、ダイオードＤ１及びコンデ
ンサＣ１の接続点とスイッチング素子Ｑ１１との間に
は、スイッチング素子Ｑ１１と直列にダイオード（逆流
防止素子）Ｄ７が接続されている。尚、昇圧回路部３ａ
及びダイオードＤ７以外の構成は実施形態１と略同様で
あるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、そ
の説明を省略する。(Embodiment 4) FIG. 7 is a circuit diagram of a power supply device according to this embodiment. In the power supply device according to the present embodiment, in the power supply device according to the first embodiment, the boosting circuit unit 3a of the starting voltage generation circuit 3 includes a diode D2 having an anode connected to one end of the secondary winding n2 of the transformer T1, and a diode D2. Instead of the capacitor C2 connected between the cathode of the DC power source E and the other end of the secondary winding n2, an inductor L1 having one end connected to the positive electrode of the DC power source E, and the other end of the inductor L1 and the diode D1. A switching element Q2 connected between the switching element Q2 and a connection point (ground) of the capacitor C1;
It comprises a boost chopper circuit composed of a series circuit of a diode D2 and a capacitor C2 connected between both ends of the switching element Q2, and one end of a resistor R1 is connected to a connection point between the diode D2 and the capacitor C2.
The diode D2 has an anode connected to the switching element Q2.
Connected to the side. Further, a diode (backflow prevention element) D7 is connected in series with the switching element Q11 between the connection point of the diode D1 and the capacitor C1 and the switching element Q11. Note that the booster circuit section 3a
The configuration other than the diode D7 is substantially the same as that of the first embodiment. Therefore, the same components are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００３３】次に昇圧回路部３の動作について以下に説
明する。スイッチング素子Ｑ２は制御回路４から入力さ
れる制御信号ｆによってオン／オフされており、スイッ
チング素子Ｑ２がオンになると、直流電源Ｅからインダ
クタＬ１及びスイッチング素子Ｑ２に電流が流れて、イ
ンダクタＬ１にエネルギが蓄積される。次にスイッチン
グ素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ２のオ
ン時にインダクタＬ１に蓄積されたエネルギによりイン
ダクタＬ１からダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２
に電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。ここで、
制御回路４は、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティ
を変化させることによって、コンデンサＣ２の両端電圧
を変化させており、放電灯始動時には直流電源Ｅの電源
電圧をギャップ素子Ｇの放電を開始させるブレークオー
バ電圧まで昇圧させると共に、始動後にはブレークオー
バ電圧よりも低い電圧に制御する。Next, the operation of the booster circuit unit 3 will be described below. The switching element Q2 is turned on / off by a control signal f input from the control circuit 4. When the switching element Q2 is turned on, a current flows from the DC power supply E to the inductor L1 and the switching element Q2, and energy is supplied to the inductor L1. Is accumulated. Next, when the switching element Q2 is turned off, the energy stored in the inductor L1 when the switching element Q2 is turned on is transferred from the inductor L1 to the capacitor C2 via the diode D2.
, And the capacitor C2 is charged. here,
The control circuit 4 changes the voltage across the capacitor C2 by changing the on-duty of the switching element Q2. When the discharge lamp is started, the control circuit 4 changes the power supply voltage of the DC power supply E to a breakover voltage for starting the discharge of the gap element G. After the start, the voltage is controlled to be lower than the breakover voltage.
【００３４】ところで、例えば配線の噛み込みなどによ
り抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ３の接続点（図７の点Ａ）
とインバータ回路２の低電位側の出力端（図７の点Ｂ）
との間が短絡したり、パルストランスＴ２の一次側と二
次側との間が短絡すると、Ａ点の電位が低下する。本実
施形態では、短絡検出回路５が抵抗Ｒ１及びコンデンサ
Ｃ３の接続点Ａとコンバータ回路１の高電位側の出力端
（グランド）との間の電位差を検出しており、その電位
差が所定のしきい値電圧以下になることから短絡の発生
を検出し、短絡の発生を示す検出信号を制御回路４に出
力している。制御回路４は、短絡検出回路５から検出信
号が入力されると、ダイオードＤ７の接続されたスイッ
チング素子Ｑ１１と同じ側のアームのスイッチング素子
Ｑ１４をオフさせており、スイッチング素子Ｑ１４及び
ダイオードＤ７によって、コンデンサＣ２の放電電荷が
流れる閉ループが形成されるのを防止することができ、
抵抗Ｒ１などの素子に短絡電流が流れて、破損するのを
防止できる。The connection point of the resistor R1 and the capacitor C3 (point A in FIG. 7) due to, for example, biting of the wiring.
And the output terminal on the low potential side of the inverter circuit 2 (point B in FIG. 7)
Is short-circuited or the primary and secondary sides of the pulse transformer T2 are short-circuited, the potential at point A decreases. In the present embodiment, the short-circuit detection circuit 5 detects the potential difference between the connection point A of the resistor R1 and the capacitor C3 and the output terminal (ground) on the high potential side of the converter circuit 1, and the potential difference is determined to be a predetermined value. Since the voltage becomes lower than the threshold voltage, the occurrence of a short circuit is detected, and a detection signal indicating the occurrence of the short circuit is output to the control circuit 4. When the detection signal is input from the short-circuit detection circuit 5, the control circuit 4 turns off the switching element Q14 on the same side as the switching element Q11 to which the diode D7 is connected, and the switching element Q14 and the diode D7 It is possible to prevent the formation of a closed loop through which the discharge charge of the capacitor C2 flows,
It is possible to prevent a short-circuit current from flowing through an element such as the resistor R1 to damage the element.
【００３５】このように、本回路では、ダイオードＤ１
及びコンデンサＣ１の接続点とスイッチング素子Ｑ１１
との間に、逆流防止用のダイオードＤ７を挿入している
ので、ダイオードＤ７の接続されたスイッチング素子Ｑ
１１と対をなす少なくとも１個のスイッチング素子Ｑ１
４をオフさせるだけで、コンデンサＣ２の放電電流が流
れる経路を遮断することができる。As described above, in this circuit, the diode D1
And the connection point of the capacitor C1 and the switching element Q11
, A diode D7 for backflow prevention is inserted between the switching element Q and the switching element Q connected to the diode D7.
11, at least one switching element Q1
The path through which the discharge current of the capacitor C2 flows can be cut off only by turning off the switch 4.
【００３６】尚、本回路では始動電圧発生回路３の昇圧
回路部３ａはコンバータ回路１の前段から電源供給され
ているが、コンバータ回路１の内部、コンバータ回路１
の後段、或いはインバータ回路２の内部から電源供給す
るようにしても良い。In this circuit, the booster circuit section 3a of the starting voltage generating circuit 3 is supplied with power from a stage preceding the converter circuit 1.
The power may be supplied from the subsequent stage or from inside the inverter circuit 2.
【００３７】[0037]
【発明の効果】上述のように、請求項１の発明は、直流
電圧を発生する直流電源部と、直流電源部の直流電圧を
スイッチング素子でスイッチングすることにより矩形波
電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、スイ
ッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、高電
圧を発生する昇圧回路を有し該昇圧回路の出力により負
荷に高圧パルスを印加して負荷を始動させる始動電圧発
生回路と、前記昇圧回路の出力電圧から始動電圧発生回
路の短絡状態を検出する短絡検出回路とを備えて成るこ
とを特徴とし、始動電圧発生回路と他の回路の部位とが
短絡すると昇圧回路の出力電圧が変化するので、短絡検
出回路では昇圧回路の出力電圧を検出することにより短
絡の発生を検出できるという効果がある。As described above, according to the first aspect of the present invention, a DC power supply for generating a DC voltage and a DC voltage of the DC power supply are switched by a switching element to convert the DC voltage into a rectangular wave voltage to be applied to a load. An inverter circuit for supplying the power supply, a control circuit for controlling on / off of the switching element, and a booster circuit for generating a high voltage. A short-circuit detection circuit for detecting a short-circuit state of the starting voltage generation circuit from an output voltage of the boosting circuit. Since the output voltage changes, the short circuit detection circuit has an effect that the occurrence of a short circuit can be detected by detecting the output voltage of the booster circuit.
【００３８】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記短絡検出回路が上記始動電圧発生回路の短絡を
検出すると、上記制御回路は、上記昇圧回路からの電流
が流れる低インピーダンスの閉ループを遮断するように
上記スイッチング素子をオフさせることを特徴とし、短
絡発生時に制御回路はスイッチング素子をオフさせてお
り、昇圧回路からの電流が流れる低インピーダンスの閉
ループを遮断しているので、回路素子に短絡電流が流れ
るのを防止して、回路素子が破損するのを防止できると
いう効果がある。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, when the short-circuit detecting circuit detects a short-circuit in the starting voltage generating circuit, the control circuit sets a low-impedance closed loop through which a current flows from the booster circuit. The control circuit turns off the switching element when a short circuit occurs, and cuts off a low-impedance closed loop through which current from the booster circuit flows. This prevents the short circuit current from flowing to the circuit element, thereby preventing the circuit element from being damaged.
【００３９】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路は４個のスイッチング素子がブ
リッジ接続されたフルブリッジインバータ回路からな
り、上記短絡検出回路が上記始動電圧発生回路の短絡を
検出すると、上記制御回路は、上記昇圧回路からの電流
が流れる低インピーダンスの閉ループを遮断するように
少なくとも２個のスイッチング素子をオフさせることを
特徴とし、短絡発生時に制御回路は少なくとも２個のス
イッチング素子をオフさせて、昇圧回路からの電流が流
れる低インピーダンスの閉ループを遮断しているので、
請求項２の発明と同様、回路素子に短絡電流が流れるの
を防止して、回路素子が破損するのを防止できるという
効果ある。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the inverter circuit comprises a full-bridge inverter circuit in which four switching elements are bridge-connected, and the short-circuit detecting circuit includes a short-circuit of the starting voltage generating circuit. Is detected, the control circuit turns off at least two switching elements so as to cut off a low-impedance closed loop through which the current from the booster circuit flows. When the short circuit occurs, the control circuit turns off at least two switching elements. Since the switching element is turned off and the closed loop of low impedance through which the current from the booster circuit flows is cut off,
As in the second aspect of the invention, there is an effect that the short circuit current is prevented from flowing through the circuit element, and the circuit element can be prevented from being damaged.
【００４０】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路は４個のスイッチング素子がブ
リッジ接続されたフルブリッジインバータ回路からな
り、少なくとも１個のスイッチング素子と直列に逆流防
止素子を接続し、上記短絡検出回路が上記始動電圧発生
回路の短絡を検出すると、上記制御回路は、上記昇圧回
路からの電流が流れる低インピーダンスの閉ループを遮
断するように、上記逆流防止素子の接続されたスイッチ
ング素子と対をなす少なくとも１個のスイッチング素子
をオフさせることを特徴とし、短絡発生時に制御回路は
逆流防止素子の接続されたスイッチング素子と対をなす
少なくとも１個のスイッチング素子をオフさせて、昇圧
回路からの電流が流れる低インピーダンスの閉ループを
逆流防止素子とオフ状態のスイッチング素子とで遮断し
ているので、請求項２の発明と同様、回路素子に短絡電
流が流れるのを防止して、回路素子が破損するのを防止
できるという効果がある。According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect, the inverter circuit comprises a full-bridge inverter circuit in which four switching elements are bridge-connected, and a backflow prevention element is connected in series with at least one switching element. When the short-circuit detection circuit detects a short circuit in the starting voltage generation circuit, the control circuit connects the backflow prevention element so as to cut off a low-impedance closed loop through which current from the booster circuit flows. And turning off at least one switching element paired with the switching element connected to the backflow prevention element when a short circuit occurs, wherein the control circuit turns off at least one switching element paired with the switching element. The low-impedance closed loop through which the current from the boost circuit flows turns off the backflow prevention element. Since blocked by the switching element of the state, similar to the invention of claim 2, to prevent the short-circuit current flows in the circuit element, there is an effect that it is possible to prevent the circuit element from being damaged.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図１】実施形態１の電源装置を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a power supply device according to a first embodiment.
【図２】同上の電源装置のブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of the power supply device according to the first embodiment;
【図３】（ａ）〜（ｃ）は同上の電源装置の動作を説明
する説明図である。FIGS. 3A to 3C are explanatory diagrams illustrating the operation of the above power supply device.
【図４】実施形態２の電源装置を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a power supply device according to a second embodiment.
【図５】同上の電源装置の要部回路図である。FIG. 5 is a main part circuit diagram of the power supply device.
【図６】実施形態３の電源装置を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a power supply device according to a third embodiment.
【図７】実施形態４の電源装置を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a power supply device according to a fourth embodiment.
【図８】従来の電源装置の回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional power supply device.
【図９】同上の動作を説明する説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating the operation of the above.
１ コンバータ回路 ２ インバータ回路 ３ 始動電圧発生回路 ３ａ 昇圧回路部 ３ｂ 高圧パルス発生部 ５ 短絡検出回路 ＬＰ 高圧放電灯 Ｑ１１〜Ｑ１４ スイッチング素子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Converter circuit 2 Inverter circuit 3 Starting voltage generation circuit 3a Boost circuit part 3b High voltage pulse generation part 5 Short circuit detection circuit LP High pressure discharge lamp Q11-Q14 Switching element
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０５Ｂ 41/282 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｃ (72)発明者 片岡 寿夫 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 多賀 義高 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 上野 政利 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 Ｆターム(参考） 3K072 AA13 AC01 BA03 BA05 BB01 BB10 DD08 EA07 EB05 GA01 GB18 GC04 HB03 3K082 AA12 BA04 BA24 BC14 BC24 BC29 BD03 BD23 BD36 BE13 CA33 5H007 AA05 AA06 AA17 BB03 CA00 CB05 CC12 CC32 DB01 DC05 EA02 FA03 FA08 FA13 FA19 FA20 5H730 AA20 AS11 BB43 BB57 BB86 DD01 EE07 EE65 FD01 FD21 FG01 XX13 XX15 XX23 XX33 XX43 Continued on the front page (51) Int.Cl. 7 Identification symbol FI Theme coat II (Reference) H05B 41/282 H05B 41/29 C (72) Inventor Toshio Kataoka 1048 Ojimon Kadoma, Kadoma, Osaka Pref. Matsushita Electric Works, Ltd. (72) Inventor Yoshitaka Taga 1048, Kazuma, Kadoma, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works Co., Ltd. BA03 BA05 BB01 BB10 DD08 EA07 EB05 GA01 GB18 GC04 HB03 3K082 AA12 BA04 BA24 BC14 BC24 BC29 BD03 BD23 BD36 BE13 CA33 5H007 AA05 AA06 AA17 BB03 CA00 CB05 CC12 CC32 DB01 DC05 EA02 FA03 FA08 FB13 EB01 BB07 CCB FD21 FG01 XX13 XX15 XX23 XX33 XX43
Claims (4)
源部の直流電圧をスイッチング素子でスイッチングする
ことにより矩形波電圧に変換して負荷に供給するインバ
ータ回路と、スイッチング素子のオン／オフを制御する
制御回路と、高電圧を発生する昇圧回路を有し該昇圧回
路の出力により負荷に高圧パルスを印加して負荷を始動
させる始動電圧発生回路と、前記昇圧回路の出力電圧か
ら始動電圧発生回路の短絡状態を検出する短絡検出回路
とを備えて成ることを特徴とする電源装置。1. A DC power supply for generating a DC voltage, an inverter circuit for converting a DC voltage of the DC power supply by a switching element to convert the DC voltage into a rectangular wave voltage and supplying the voltage to a load, and turning on / off the switching element A start-up voltage generating circuit for applying a high-voltage pulse to the load by the output of the booster circuit to start the load, and a starting voltage from the output voltage of the booster circuit. A power supply device comprising: a short-circuit detection circuit that detects a short-circuit state of the generation circuit.
の短絡を検出すると、上記制御回路は、上記昇圧回路か
らの電流が流れる低インピーダンスの閉ループを遮断す
るように上記スイッチング素子をオフさせることを特徴
とする請求項１記載の電源装置。2. When the short-circuit detecting circuit detects a short-circuit in the starting voltage generating circuit, the control circuit turns off the switching element so as to cut off a low-impedance closed loop through which a current from the booster circuit flows. The power supply device according to claim 1, wherein:
素子がブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路
からなり、上記短絡検出回路が上記始動電圧発生回路の
短絡を検出すると、上記制御回路は、上記昇圧回路から
の電流が流れる低インピーダンスの閉ループを遮断する
ように少なくとも２個のスイッチング素子をオフさせる
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。3. The inverter circuit comprises a full-bridge inverter circuit in which four switching elements are bridge-connected, and when the short-circuit detection circuit detects a short circuit in the starting voltage generation circuit, the control circuit controls the boost circuit. The power supply device according to claim 1, wherein at least two switching elements are turned off so as to cut off a low-impedance closed loop through which current flows from the power supply.
素子がブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路
からなり、少なくとも１個のスイッチング素子と直列に
逆流防止素子を接続し、上記短絡検出回路が上記始動電
圧発生回路の短絡を検出すると、上記制御回路は、上記
昇圧回路からの電流が流れる低インピーダンスの閉ルー
プを遮断するように、上記逆流防止素子の接続されたス
イッチング素子と対をなす少なくとも１個のスイッチン
グ素子をオフさせることを特徴とする請求項１記載の電
源装置。4. The inverter circuit comprises a full-bridge inverter circuit in which four switching elements are bridge-connected, a backflow prevention element is connected in series with at least one switching element, and the short-circuit detection circuit is provided with the starting voltage. Upon detecting a short circuit in the generating circuit, the control circuit controls at least one switching element paired with the switching element connected to the backflow prevention element so as to cut off a low impedance closed loop through which the current from the booster circuit flows. The power supply device according to claim 1, wherein the element is turned off.
Priority Applications (1)
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100994230B1 (en) * | 2003-12-29 | 2010-11-12 | 엘지디스플레이 주식회사 | Apparatus and method driving lamp |
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1999
- 1999-03-19 JP JP11076440A patent/JP2000278956A/en not_active Withdrawn
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