JP2000270564A - 連系装置 - Google Patents

連系装置

Info

Publication number
JP2000270564A
JP2000270564A JP6823999A JP6823999A JP2000270564A JP 2000270564 A JP2000270564 A JP 2000270564A JP 6823999 A JP6823999 A JP 6823999A JP 6823999 A JP6823999 A JP 6823999A JP 2000270564 A JP2000270564 A JP 2000270564A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power supply
switch
half cycle
chopper circuit
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP6823999A
Other languages
English (en)
Inventor
Hideo Iwamoto
英雄 岩本
Takahiko Iida
隆彦 飯田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Kake Educational Institution
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Kake Educational Institution
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp, Kake Educational Institution filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP6823999A priority Critical patent/JP2000270564A/ja
Priority to US09/404,540 priority patent/US6104624A/en
Publication of JP2000270564A publication Critical patent/JP2000270564A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 トランスを用いずに直流側及び交流側を接地
可能で、かつ、トランジスタやダイオードの数が多くな
い構造の直流−交流連系装置を実現する。 【解決手段】 逆変換器ＩＶ１，ＩＶ２にバックブース
ト形またはバック形チョッパ回路を採用し、電源同期ス
イッチＳＷ１，ＳＷ２にトランジスタを採用する。チョ
ッパ回路のトランジスタにＰＷＭ信号を与えて、太陽電
池ＤＣ１，ＤＣ２の発生した直流電圧を交流電源ＡＣ１
の交流電圧の正側または負側の半波分に変換し、半周期
ごとに交互にそれぞれの逆変換器ＩＶ１，ＩＶ２の交流
出力端から出力して電力を逆潮流させる。なお、電源同
期スイッチＳＷ１，ＳＷ２はそれぞれ、交流電源ＡＣ１
の交流周期に同期して逆変換器ＩＶ１，ＩＶ２が発生し
た半波分の交流電圧を交流電源ＡＣ１へと伝える役割を
担うと共に、一方の逆変換器が動作している場合には、
他方の逆変換器を交流電源ＡＣ１から絶縁する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電力を逆変換
器により交流電力に変換し、その交流電力を交流電源ま
たは交流負荷に供給する連系装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、太陽電池や燃料電池等の代替エネ
ルギーによる発電装置の開発が進み、これらの直流電力
発生装置を既存の商用周波の電力系統に接続し、発生し
た直流電力を既存の電力系統に逆潮流させる装置の必要
性が高まっている。例えば太陽電池の場合、直流電力を
発生させるのでそのままでは交流電源や交流負荷に接続
することはできない。そこで、逆変換器を用いて直流電
力を交流電力に変換し、変換された交流電力を交流電源
に逆潮流または交流負荷に供給する連系装置が種々考え
出されている。
【０００３】図１３は、太陽電池を用いた従来の連系装
置ＳＣ５について示した図である。この連系装置ＳＣ５
は、太陽電池ＤＣ１及び商用周波の交流電源ＡＣ１及び
逆変換器ＩＶ５を備えており、太陽電池ＤＣ１の正極側
及び負極側のノードＮ１，Ｎ２が逆変換器ＩＶ５の入力
側に接続され、交流電源ＡＣ１の両端のノードＮ６，Ｎ
７が逆変換器ＩＶ５の出力側に接続されている。また、
交流電源ＡＣ１の一端のノードＮ７は、安全・保安上の
観点から接地され、固定電位、例えば接地電位ＧＮＤが
与えられている。
【０００４】図１４は、逆変換器ＩＶ５の構成の一例を
示した図である。この逆変換器ＩＶ５は、４つの絶縁ゲ
ートバイポーラ（ＩＧＢＴ）型のトランジスタＩＴ１〜
ＩＴ４及びダイオードＩＤ１〜ＩＤ４から成り立ってい
る。トランジスタＩＴ１，ＩＴ２のコレクタは共にノー
ドＮ１に接続され、トランジスタＩＴ３，ＩＴ４のエミ
ッタは共にノードＮ２に接続されている。そして、トラ
ンジスタＩＴ１のエミッタとトランジスタＩＴ３のコレ
クタは共にノードＮ７に接続され、トランジスタＩＴ２
のエミッタとトランジスタＩＴ４のコレクタは共にノー
ドＮ６に接続されている。また、ダイオードＩＤ１〜Ｉ
Ｄ４のアノードは、それぞれトランジスタＩＴ１〜ＩＴ
４のエミッタに接続され、ダイオードＩＤ１〜ＩＤ４の
カソードは、それぞれトランジスタＩＴ１〜ＩＴ４のコ
レクタに接続されている。また、各トランジスタのゲー
トには制御信号発生回路（図示せず）が接続され、そこ
からの逆変換動作用の制御信号（例えば第１の半周期に
トランジスタＩＴ１，ＩＴ４のみが同期してオンし、第
２の半周期にトランジスタＩＴ２，ＩＴ３のみが同期し
てオンするような制御信号）が与えられる。このような
タイプの逆変換器は、一般に単相ブリッジインバータと
呼ばれている。
【０００５】次に、逆変換器ＩＶ５の動作について説明
する。まず、トランジスタＩＴ１，ＩＴ４のゲートに制
御信号を与えて両トランジスタを導通させる。その場
合、太陽電池ＤＣ１の正極の電位（ノードＮ１での電
位）は、トランジスタＩＴ１及びノードＮ７を介して接
地されるので接地電位ＧＮＤとなる。また、太陽電池Ｄ
Ｃ１の負極の電位（ノードＮ２での電位）は、接地電位
ＧＮＤとなった正極の電位より太陽電池ＤＣ１の発電し
た電位分だけ低いので、トランジスタＩＴ４を介して導
通した交流電源ＡＣ１のノードＮ６の電位を接地電位Ｇ
ＮＤよりも低くする。
【０００６】その後、トランジスタＩＴ１，ＩＴ４への
制御信号の印加を停止し、今度はトランジスタＩＴ２，
ＩＴ３のゲートに制御信号を与えて両トランジスタを導
通させる。この場合には、太陽電池ＤＣ１の負極におけ
る電位が、トランジスタＩＴ３及びノードＮ７を介して
接地されて接地電位ＧＮＤとなる。また、太陽電池ＤＣ
１の正極の電位は、接地電位ＧＮＤとなった負極の電位
より太陽電池ＤＣ１の発電した電位分だけ高いので、ト
ランジスタＩＴ２を介して導通した交流電源ＡＣ１のノ
ードＮ６の電位を接地電位ＧＮＤよりも高くする。
【０００７】このような制御信号によるスイッチング動
作を所定の周期で繰り返すことにより、直流電力を交流
電力へと変換することが可能となる。なおダイオードＩ
Ｄ１〜ＩＤ４は、スイッチングの過渡期において負荷の
電流が各トランジスタのコレクタからエミッタの方向へ
と流れない場合に電流の帰還路を確保する目的で設けら
れている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】さて、図１３に示した
連系装置ＳＣ５の場合、交流電源ＡＣ１には接地がなさ
れているが、一方、太陽電池ＤＣ１については接地がな
されていない。太陽電池ＤＣ１についても、安全・保安
面での理由から同様に、そのどちらかの極のノードを接
地して電位を固定しておく方がよい（以下では、接地す
べきノードを例えばノードＮ２とする）。さらに、接地
されない場合に生じていた浮遊電位と接地電位との間の
静電容量に充放電電流を流すことがないので、装置の電
力効率が増大するという効果もある。
【０００９】ところがノードＮ２を接地すると、トラン
ジスタＩＴ１，ＩＴ４を導通させた場合にノードＮ６，
Ｎ７がともに接地された状態となるため、交流電源ＡＣ
１にとって危険であり、また、太陽電池ＤＣ１で発生し
た直流電力を交流電源ＡＣ１に交流電力として正しく伝
えることができなくなる。そのため図１３に示したよう
な連系装置ＳＣ５は、ノードＮ２での接地が不要で、出
力電力がごく僅かな簡単な装置以外には使用できなかっ
た。
【００１０】そこで、ノードＮ２，Ｎ７を共に接地でき
るような装置構成が考えられている。図１５は、そのよ
うな連系装置ＳＣ６を示すものである。この連系装置Ｓ
Ｃ６は、図１３に示した連系装置ＳＣ５と同様の太陽電
池ＤＣ１、交流電源ＡＣ１及び逆変換器ＩＶ５以外に、
更にトランスＴＲ２を備えている。このトランスＴＲ２
を逆変換器ＩＶ５と交流電源ＡＣ１との間に介挿するこ
とにより、太陽電池ＤＣ１と交流電源ＡＣ１とが電気的
に絶縁され、両者が共に接地可能となる。
【００１１】なお図１５においては、更に直流定電圧回
路ＤＳ１及びコンデンサＣ４を、太陽電池ＤＣ１と逆変
換器ＩＶ５との間に配置している。直流定電圧回路ＤＳ
１は太陽電池ＤＣ１の発電電圧の出力が日照条件により
変動したときにも一定の電圧を出力する役割を有し、コ
ンデンサＣ４は直流定電圧回路ＤＳ１の出力を平滑化す
る働きを有している。逆変換器ＩＶ５のような、電圧源
に接続される電圧型逆変換器は、直流電圧と交流電圧と
の変換比に最適値があり、その値以外では逆変換器の出
力特性が悪くなったり、逆変換器に用いられる半導体デ
バイスの電流容量が大きくなって不経済となるので、逆
変換器ＩＶ５を効率よく動作させるために、一定の直流
電圧を与えるようにするのが望ましいからである。
【００１２】直流定電圧回路ＤＳ１は、その入力側にお
いてノードＮ１，Ｎ２を介して太陽電池ＤＣ１の正極と
接続され、出力側においてノードＮ４，Ｎ２を介して逆
変換器ＩＶ５の入力端に接続される。また、コンデンサ
Ｃ４の一端は逆変換器ＩＶ５の入力側の一端となるノー
ドＮ４に接続され、他端はノードＮ２に接続される。
【００１３】なお直流定電圧回路ＤＳ１には、例えばチ
ョッパ回路が用いられる。チョッパ回路には、バック
（降圧）形、ブースト（昇圧）形、バックブースト（昇
降圧）形の三種があるが、例えば図１６に示すようなブ
ースト形チョッパ回路が直流定電圧回路ＤＳ１として採
用される。このブースト形チョッパ回路は、リアクトル
Ｌ１ｃ、絶縁ゲートバイポーラ型のトランジスタＣＴ１
ｃ及びダイオードＤ１ｃを備えており、リアクトルＬ１
ｃの一端、トランジスタＣＴ１ｃのエミッタ、ダイオー
ドＤ１ｃのカソードがそれぞれノードＮ１，Ｎ２，Ｎ４
に接続され、リアクトルＬ１ｃの他端がノードＮ８にお
いてトランジスタＣＴ１ｃのコレクタ及びダイオードＤ
１ｃのアノードに接続されている。また、トランジスタ
ＣＴ１ｃのゲートには制御信号発生回路（図示せず）が
接続され、そこからの直流定電圧生成用の制御信号（例
えば周期及び位相が一定のパルス信号等）が与えられ
る。
【００１４】このブースト形チョッパ回路においては、
トランジスタＣＴ１ｃをオンしたときにノードＮ１から
ノードＮ２へと電流が流れ、リアクトルＬ１ｃに電磁エ
ネルギーが蓄積される。逆に、トランジスタＣＴ１ｃを
オフしたときにはリアクトルＬ１ｃに蓄積された電磁エ
ネルギーがノードＮ４へと流出し、ノードＮ４に接続さ
れたコンデンサＣ４に静電エネルギーとして蓄積され
る。よって、トランジスタＣＴ１ｃのゲートに与える制
御信号を制御することにより、トランジスタＣＴ１ｃの
オン・オフを繰り返しながらオン期間の長さを調節し
て、所定の直流定電圧を逆変換器ＩＶ５に供給すること
が可能となる。
【００１５】ところがこのような連系装置ＳＣ６では、
太陽電池ＤＣ１及び交流電源ＡＣ１が共に接地可能であ
るものの、重量があり占有体積の大きなトランスＴＲ２
が必要となる。また、逆変換器ＩＶ５が存在するため素
子数が多く、また、これを効率よく作動させるために直
流定電圧回路ＤＳ１も必要となる。よって、これらの課
題を解決した構造の連系装置が望まれる。
【００１６】トランスを有しない連系装置についてはい
くつか発表されており、その例として例えば、特開平１
０−１４２４４号公報に開示された技術や特開平７−２
１３０７２号公報に開示された技術がある。しかし、前
者の技術は交流電源側が接地できない構造であるという
点で、後者の技術は単相三線式交流電源に対応した構造
であるという点で、図１５に示した回路の課題を解決し
ているわけではない。また、いずれの技術も単相ブリッ
ジインバータを用いているのでトランジスタやダイオー
ドの数が多いという課題も残る（単相ブリッジインバー
タでは、少なくともトランジスタ４つにダイオード４つ
が必要となる。また通常ではブリッジの入力部にはブー
スト形チョッパ回路等の回路が接続され、ブリッジの出
力部にはリアクトルが通常一つずつ設けられるので、素
子数はもっと多くなる）。
【００１７】本発明は、以上の課題を解決するためにな
されたもので、直流電力を交流電力に変換して交流電源
または交流負荷に供給する連系装置であって、トランス
を用いることなく直流側及び交流側を接地することが可
能で、かつ、トランジスタやダイオードの数が多くない
構造のものを提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】この発明のうち請求項１
にかかるものは、いずれも正極及び負極を有する第１直
流電源及び第２直流電源と、第１端と、前記第１直流電
源の前記正極及び前記第２直流電源の前記負極と共通し
て接続されて固定電位が与えられる第２端とを有し、自
身の前記第１端及び第２端の間に第１周波数の交流電圧
を与える交流電源と、前記第１直流電源の前記負極に流
れる電流を、前記交流電圧が前記固定電位よりも高い第
１半周期において、前記第１周波数よりも高い第２周波
数でチョッパリングして出力する第１チョッパ回路と、
前記第１チョッパ回路の出力を、前記第１半周期におい
て少なくとも前記第１チョッパ回路が前記第１直流電源
の前記負極に流れる電流を遮断している期間において前
記交流電源の前記第１端に供給し、前記交流電圧が前記
固定電位よりも低い第２半周期において供給しない第１
スイッチと、前記第２直流電源の前記正極に流れる電流
を、前記第２半周期において、前記第１周波数よりも高
い第３周波数でチョッパリングして出力する第２チョッ
パ回路と、前記第２チョッパ回路の出力を、前記第２半
周期において少なくとも前記第２チョッパ回路が前記第
２直流電源の前記正極に流れる電流を遮断している期間
において前記交流電源の前記第１端に供給し、前記交流
電圧が前記第１半周期において供給しない第２スイッチ
とを備える連系装置である。
【００１９】この発明のうち請求項２にかかるものは、
請求項１記載の連系装置であって、前記第１チョッパ回
路は、前記第１直流電源の前記負極に接続された第１端
と、第２端とを含み、前記第２周波数でオン・オフする
第３スイッチと、前記第３スイッチの前記第２端に接続
された第１端と、前記第１直流電源の前記正極に接続さ
れた第２端とを含む第１インダクタと、前記第３スイッ
チの前記第２端に接続されたアノードと、前記第１スイ
ッチに接続されたカソードとを含む第１ダイオードとを
有し、前記第２チョッパ回路は、前記第２直流電源の前
記正極に接続された第１端と、第２端とを含み、前記第
３周波数でオン・オフする第４スイッチと、前記第４ス
イッチの前記第２端に接続された第１端と、前記第２直
流電源の前記負極に接続された第２端とを含む第２イン
ダクタと、前記第４スイッチの前記第２端に接続された
カソードと、前記第２スイッチに接続されたアノードと
を含む第２ダイオードとを有する。
【００２０】この発明のうち請求項３にかかるものは、
請求項２記載の連系装置であって、前記第３スイッチは
前記第１半周期において前記第１スイッチと、前記第４
スイッチは前記第２半周期において前記第２スイッチ
と、それぞれ排他的にオン・オフする。
【００２１】この発明のうち請求項４にかかるものは、
請求項１記載の連系装置であって、前記第１スイッチは
前記第１半周期においてオン、前記第２半周期において
オフし、前記第２スイッチは前記第１半周期においてオ
フ、前記第２半周期においてオンする。
【００２２】この発明のうち請求項５にかかるものは、
いずれも正極及び負極を有する第１直流電源及び第２直
流電源と、第１端と、前記第１直流電源の前記正極及び
前記第２直流電源の前記負極と共通して接続されて固定
電位が与えられる第２端とを有し、自身の前記第１端及
び第２端の間に第１周波数の交流電圧を与える交流電源
と、前記第１直流電源の前記負極に流れる電流を、前記
交流電圧が前記固定電位よりも低い第１半周期におい
て、前記第１周波数よりも高い第２周波数でチョッパリ
ングして出力する第１チョッパ回路と、前記第１チョッ
パ回路の出力を、前記第１半周期において少なくとも前
記第１チョッパ回路が前記第１直流電源の前記負極に流
れる電流を遮断している期間において前記交流電源の前
記第１端に供給し、前記交流電圧が前記固定電位よりも
高い第２半周期において供給しない第１スイッチと、前
記第２直流電源の前記正極に流れる電流を、前記第２半
周期において、前記第１周波数よりも高い第３周波数で
チョッパリングして出力する第２チョッパ回路と、前記
第２チョッパ回路の出力を、前記第２半周期において少
なくとも前記第２チョッパ回路が前記第２直流電源の前
記正極に流れる電流を遮断している期間において前記交
流電源の前記第１端に供給し、前記交流電圧が前記第１
半周期において供給しない第２スイッチとを備える連系
装置である。
【００２３】この発明のうち請求項６にかかるものは、
請求項５記載の連系装置であって、前記第１チョッパ回
路は、前記第１直流電源の前記負極に接続された第１端
と、第２端とを含み、前記第２周波数でオン・オフする
第３スイッチと、前記第３スイッチの前記第２端に接続
された第１端と、前記第１スイッチに接続された第２端
とを含む第１インダクタと、前記第３スイッチの前記第
２端に接続されたアノードと、前記第１直流電源の前記
正極に接続されたカソードとを含む第１ダイオードとを
有し、前記第２チョッパ回路は、前記第２直流電源の前
記正極に接続された第１端と、第２端とを含み、前記第
３周波数でオン・オフする第４スイッチと、前記第４ス
イッチの前記第２端に接続された第１端と、前記第２ス
イッチに接続された第２端とを含む第２インダクタと、
前記第４スイッチの前記第２端に接続されたカソード
と、前記第２直流電源の前記負極に接続されたアノード
とを含む第２ダイオードとを有する。
【００２４】この発明のうち請求項７にかかるものは、
請求項５記載の連系装置であって、前記第１スイッチは
前記第１半周期においてオン、前記第２半周期において
オフし、前記第２スイッチは前記第１半周期においてオ
フ、前記第２半周期においてオンする。
【００２５】この発明のうち請求項８にかかるものは、
正極及び負極を有する直流電源と、第１端と、前記直流
電源の前記負極と共通して接続されて固定電位が与えら
れる第２端とを有し、自身の前記第１端及び第２端の間
に第１周波数の交流電圧を与える交流電源と、前記直流
電源の前記正極に流れる電流を、前記交流電圧が前記固
定電位よりも高い第１半周期において、前記第１周波数
よりも高い第２周波数でチョッパリングして出力する第
１チョッパ回路と、前記第１チョッパ回路の出力を、前
記第１半周期において少なくとも前記第１チョッパ回路
が前記直流電源の前記正極に流れる電流を遮断している
期間において前記交流電源の前記第１端に供給し、前記
交流電圧が前記固定電位よりも低い第２半周期において
供給しない第１スイッチと、前記直流電源の前記正極に
流れる電流を、前記第２半周期において、前記第１周波
数よりも高い第３周波数でチョッパリングして出力する
第２チョッパ回路と、前記第２チョッパ回路の出力を、
前記第２半周期において少なくとも前記第２チョッパ回
路が前記直流電源の前記正極に流れる電流を遮断してい
る期間において前記交流電源の前記第１端に供給し、前
記交流電圧が前記第１半周期において供給しない第２ス
イッチとを備える連系装置である。
【００２６】この発明のうち請求項９にかかるものは、
請求項８記載の連系装置であって、前記第１チョッパ回
路は、前記直流電源の前記正極に接続された第１端と、
第２端とを含み、前記第２周波数でオン・オフする第３
スイッチと、前記第３スイッチの前記第２端に接続され
た第１端と、前記第１スイッチに接続された第２端とを
含む第１インダクタと、前記第３スイッチの前記第２端
に接続されたカソードと、前記直流電源の前記負極に接
続されたアノードとを含む第１ダイオードとを有し、前
記第２チョッパ回路は、前記直流電源の前記正極に接続
された第１端と、第２端とを含み、前記第３周波数でオ
ン・オフする第４スイッチと、前記第４スイッチの前記
第２端に接続された第１端と、前記第２直流電源の前記
負極に接続された第２端とを含む第２インダクタと、前
記第４スイッチの前記第２端に接続されたカソードと、
前記第２スイッチに接続されたアノードとを含む第２ダ
イオードとを有する。
【００２７】この発明のうち請求項１０にかかるもの
は、請求項８記載の連系装置であって、前記第１チョッ
パ回路は、前記直流電源の前記正極に接続された第１端
と、第２端とを含み、前記第２周波数でオン・オフする
第３スイッチと、アノードと前記第１スイッチに接続さ
れたカソードとを含む第１ダイオードと、前記第３スイ
ッチの前記第２端に接続された第１端と前記直流電源の
前記負極に接続された第２端とを持つ一次巻線と、前記
第１ダイオードの前記アノードに接続された第１端と前
記直流電源の前記負極に接続された第２端とを持つ二次
巻線とを含むトランスとを有し、前記第２チョッパ回路
は、前記直流電源の前記正極に接続された第１端と、第
２端とを含み、前記第３周波数でオン・オフする第４ス
イッチと、前記第４スイッチの前記第２端に接続された
第１端と、前記第２直流電源の前記負極に接続された第
２端とを含む第２インダクタと、前記第４スイッチの前
記第２端に接続されたカソードと、前記第２スイッチに
接続されたアノードとを含む第２ダイオードとを有す
る。
【００２８】この発明のうち請求項１１にかかるもの
は、請求項１０記載の連系装置であって、前記第３スイ
ッチは前記第１半周期において前記第１スイッチと、前
記第４スイッチは前記第２半周期において前記第２スイ
ッチと、それぞれ排他的にオン・オフする。
【００２９】この発明のうち請求項１２にかかるもの
は、請求項８記載の連系装置であって、前記第１スイッ
チは前記第１半周期においてオン、前記第２半周期にお
いてオフし、前記第２スイッチは前記第１半周期におい
てオフ、前記第２半周期においてオンする。
【００３０】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は本実施の形
態にかかる連系装置ＳＣ１を示すものである。この連系
装置ＳＣ１は、二つの太陽電池ＤＣ１，ＤＣ２と一つの
交流電源ＡＣ１とを備えており、各々の太陽電池ＤＣ
１，ＤＣ２で発生した直流電力を、交流電源ＡＣ１の交
流周期の半周期分ごとに交互に交流電源ＡＣ１へと供給
する役割を有する。このような動作を行うために、更に
この連系装置ＳＣ１はコンデンサＣ１〜Ｃ３及び逆変換
器ＩＶ１，ＩＶ２及び電源同期スイッチＳＷ１，ＳＷ２
を備えている。
【００３１】太陽電池ＤＣ１の正極と、太陽電池ＤＣ２
の負極とは、ノードＮ２を介して共に接地されて接地電
位ＧＮＤが与えられる。また、太陽電池ＤＣ１の負極は
ノードＮ１を介してコンデンサＣ１の一端に、太陽電池
ＤＣ２の正極はノードＮ３を介してコンデンサＣ２の一
端にそれぞれ接続されている。またコンデンサＣ１，Ｃ
２の他端は共にノードＮ２に接続されている。
【００３２】逆変換器ＩＶ１，ＩＶ２は、それぞれ正及
び負の二端子の直流入力端と二端子の交流出力端とを有
している。逆変換器ＩＶ１については、その負の直流入
力端がノードＮ１に、正の直流入力端がノードＮ２にそ
れぞれ接続され、その交流出力端の一方はノードＮ４を
介して電源同期スイッチＳＷ１の一端に、交流出力端の
他方はノードＮ２にそれぞれ接続されている。また逆変
換器ＩＶ２については、その正の直流入力端がノードＮ
３に、負の直流入力端がノードＮ２にそれぞれ接続さ
れ、その交流出力端の一方はノードＮ５を介して電源同
期スイッチＳＷ２の一端に、交流出力端の他方はノード
Ｎ２にそれぞれ接続されている。
【００３３】電源同期スイッチＳＷ１，ＳＷ２の他端
は、共にノードＮ６を介して交流電源ＡＣ１の一端に接
続されている。交流電源ＡＣ１の他端はノードＮ７を介
して接地されている。また、コンデンサＣ３が交流電源
ＡＣ１と並列に接続されている。
【００３４】逆変換器ＩＶ１，ＩＶ２は、それぞれ太陽
電池ＤＣ１，ＤＣ２の発生した直流電圧を交流電圧に変
換する役割を担っている。つまり逆変換器ＩＶ１，ＩＶ
２は、太陽電池ＤＣ１，ＤＣ２の発生した直流電圧を、
交流電源ＡＣ１の交流電圧の正側または負側の半波分に
変換して、半周期ごとに交互に、それぞれの交流出力端
に出力する。また、電源同期スイッチＳＷ１，ＳＷ２は
それぞれ、交流電源ＡＣ１の交流周期に同期して逆変換
器ＩＶ１，ＩＶ２が発生した半波分の交流電圧を交流電
源ＡＣ１へと伝える役割を担うと共に、一方の逆変換器
が動作している場合には、他方の逆変換器を交流電源Ａ
Ｃ１から絶縁する働きを有する。
【００３５】そこで図２に示すように、逆変換器ＩＶ１
及び電源同期スイッチＳＷ１には、例えばバックブース
ト形チョッパ回路ＣＰ１ａ、絶縁ゲートバイポーラ型の
トランジスタＳＴ１ａをそれぞれ採用すればよい。逆変
換器ＩＶ１として機能するバックブースト形チョッパ回
路ＣＰ１ａは、絶縁ゲートバイポーラ型のトランジスタ
ＣＴ１ａ及びリアクトルＬ１ａ及びダイオードＤ１ａを
備えている。トランジスタＣＴ１ａのコレクタは、ノー
ドＮ８を介してリアクトルＬ１ａの一端及びダイオード
Ｄ１ａのアノードに接続される。また、トランジスタＣ
Ｔ１ａのエミッタはノードＮ１に、ダイオードＤ１ａの
カソードはノードＮ４にそれぞれ接続される。またリア
クトルＬ１ａの他端は、逆変換器ＩＶ１の正の直流入力
端及び一つの交流出力端の両者を兼ねており、ノードＮ
２に接続される。電源同期スイッチＳＷ１として機能す
るトランジスタＳＴ１ａについては、そのコレクタがノ
ードＮ４に、そのエミッタがノードＮ６にそれぞれ接続
される。なお、トランジスタＣＴ１ａ及びトランジスタ
ＳＴ１ａのそれぞれのゲートには、制御信号発生回路Ｃ
ＮＴからの交流電圧生成用の制御信号Ｓ１（例えばＰＷ
Ｍ信号），Ｓ２（例えば制御信号Ｓ１と排他的関係にあ
る信号）がそれぞれ与えられる。
【００３６】逆変換器ＩＶ２及び電源同期スイッチＳＷ
２にも同様に、図３に示すように例えばバックブースト
形チョッパ回路ＣＰ２ａ及び絶縁ゲートバイポーラ型の
トランジスタＳＴ２ａをそれぞれ採用すればよい。つま
り、逆変換器ＩＶ２として機能するバックブースト形チ
ョッパ回路ＣＰ２ａも、逆変換器ＩＶ１の場合と同様
に、絶縁ゲートバイポーラ型のトランジスタＣＴ２ａ及
びリアクトルＬ２ａ及びダイオードＤ２ａを備えてい
る。ただし、接続される太陽電池の極性がバックブース
ト形チョッパ回路ＣＰ１ａ及びトランジスタＳＴ１ａの
場合とは逆になることから、各素子の接続の仕方は上記
の場合とは異なる。すなわち、トランジスタＣＴ２ａの
エミッタは、ノードＮ９を介してリアクトルＬ２ａの一
端及びダイオードＤ２ａのカソードに接続される。そし
て、トランジスタＣＴ２ａのコレクタはノードＮ３に、
ダイオードＤ２ａのアノードはノードＮ５にそれぞれ接
続される。リアクトルＬ２ａの他端は、逆変換器ＩＶ２
の負の直流入力端及び一つの交流出力端の両者を兼ねて
おり、ノードＮ２に接続される。電源同期スイッチＳＷ
２として機能するトランジスタＳＴ２ａについては、そ
のエミッタがノードＮ５に、そのコレクタがノードＮ６
にそれぞれ接続される。なお、逆変換器ＩＶ１及び電源
同期スイッチＳＷ１と同様に、トランジスタＣＴ２ａ及
びトランジスタＳＴ２ａのそれぞれのゲートには、制御
信号発生回路ＣＮＴからの交流電圧生成用の制御信号Ｓ
３（例えばＰＷＭ信号），Ｓ４（例えば制御信号Ｓ３と
排他的関係にある信号）がそれぞれ与えられる。
【００３７】この連系装置ＳＣ１の動作について次に説
明する。交流電源ＡＣ１に対し、例えば図４に示すよう
な正弦波状の商用周波交流電圧ＶACを供給したい場合に
は、以下のように制御信号Ｓ１〜Ｓ４を与えればよい。
すなわち、制御信号発生回路ＣＮＴは、商用周波交流電
圧ＶACの正の半周期ｔpを検出し、制御信号Ｓ１を商用
周波交流電圧に対応したＰＷＭ信号として発生させ、ま
た、制御信号Ｓ２を制御信号Ｓ１と排他的な関係となる
ように発生させて、トランジスタＣＴ１ａ，ＳＴ１ａの
それぞれに与える。制御信号Ｓ１は、出力すべき商用周
波数の例えば１０倍以上の周波数でオン・オフを繰り返
し、デューティファクタが徐々に変化する。一方、制御
信号発生回路ＣＮＴは、負の半周期ｔnを検出し、制御
信号Ｓ３を商用周波交流電圧に対応したＰＷＭ信号とし
て発生させ、また、制御信号Ｓ４を制御信号Ｓ３と排他
的な関係となるように発生させて、トランジスタＣＴ２
ａ，ＳＴ２ａのそれぞれに与える。そうすれば逆変換器
ＩＶ１，ＩＶ２から、それぞれ半周期ごとに交互に、正
または負の半波分の正弦波状電圧が出力され、交流電源
ＡＣ１に対し正弦波状の商用周波交流電圧ＶACを供給で
きる。また、コンデンサＣ３は、逆変換器ＩＶ１または
ＩＶ２から流出したエネルギーを静電エネルギーの形で
蓄え、さらに交流電圧ＶACから不要な高調波を除去して
電圧ＶACの波形をより正弦波に近付ける役割をも有す
る。なおバックブースト形チョッパは入力信号を正負反
転させて出力するので、ここでは、図１に示した電圧Ｖ
ACの矢印の向きを正とした。
【００３８】上記の動作の場合、制御信号Ｓ１〜Ｓ４は
同時に二つ以上与えられることはない。制御信号Ｓ１〜
Ｓ４のうちどれがオンとなるかによって、回路の動作は
以下の４つの動作モードを示す。
【００３９】モードＩ（制御信号Ｓ１がオン）：トラン
ジスタＣＴ１ａがオンすると、入力電源である太陽電池
ＤＣ１及びコンデンサＣ１が、リアクトルＬ１ｃに電磁
エネルギーを蓄える。また、負荷側のコンデンサＣ３に
蓄積されたエネルギーは、ダイオードＤ１ａが存在する
ためバックブースト形チョッパ回路の方には流れず、負
荷である交流電源ＡＣ１へと流れる。
【００４０】モードII（制御信号Ｓ２がオン）：トラン
ジスタＣＴ１ａがオフし、トランジスタＳＴ１ａがオン
すると、リアクトルＬ１ａに蓄積されていた電磁エネル
ギーが、負荷側のコンデンサＣ３および交流電源ＡＣ１
へと流れる。
【００４１】モードIII（制御信号Ｓ３がオン）：トラ
ンジスタＣＴ１ａをトランジスタＣＴ２ａに、トランジ
スタＳＴ１ａをトランジスタＳＴ２ａに、リアクトルＬ
１ａをリアクトルＬ２ａにそれぞれ読み替えれば、動作
はモードＩと同様である。
【００４２】モードIV（制御信号Ｓ４がオン）：これも
モードIIIと同様に、トランジスタＣＴ１ａをトランジ
スタＣＴ２ａに、トランジスタＳＴ１ａをトランジスタ
ＳＴ２ａに、リアクトルＬ１ａをリアクトルＬ２ａにそ
れぞれ読み替えれば、動作はモードIIと同様である。
【００４３】なおコンデンサＣ１は、太陽電池ＤＣ１の
出力電圧を平滑化する役割の他に、モードIII及びIVの
場合に逆変換器ＩＶ１と絶縁された太陽電池ＤＣ１から
の電流を受け入れて充電し、負の半波期間中も太陽電池
ＤＣ１が出力するエネルギーを静電エネルギーとして蓄
積する役割をも有する。コンデンサＣ２についても同様
であり、太陽電池ＤＣ２の出力電圧を平滑化し、正の半
波期間中に太陽電池ＤＣ２が出力するエネルギーを静電
エネルギーとして蓄積する。これらのコンデンサが存在
することで、太陽電池ＤＣ１，ＤＣ２の利用効率が半減
するようなことはない。
【００４４】本実施の形態にかかる連系装置を用いれ
ば、直流電源たる太陽電池ＤＣ１，ＤＣ２と交流電源Ａ
Ｃ１とに共通して接地電位ＧＮＤを供給することができ
るので、連系装置全体の安定性や安全性を向上させるこ
とができる。さらに、接地電位ＧＮＤが与えられるべき
ノードＮ２が接地されない場合に生じていた、ノードＮ
２での浮遊電位と接地電位ＧＮＤとの間の静電容量に充
放電電流を流すことがないので連系装置の電力効率が増
大する。またトランスを用いないので、連系装置全体の
重量及び占有体積を増大させない。また、単相ブリッジ
インバータを用いないので、必要なトランジスタやダイ
オードの個数を少なくすることができる。
【００４５】なお本実施の形態においては、装置を構成
する全てのトランジスタに絶縁ゲートバイポーラ型を挙
げたが、もちろんＦＥＴや通常のバイポーラトランジス
タ等、同等の機能を有する半導体デバイスを用いても構
わない。
【００４６】また、本実施の形態においては、負荷とし
て交流電源ＡＣ１を用いて電力を逆潮流させる場合につ
いて示したが、図５に示す連系装置ＳＣ２のように交流
電源ＡＣ１と並列に交流負荷Ｚ１を追加接続して、逆潮
流動作を行いつつ逆変換駆動源として動作させることも
可能である。また、図１において交流電源ＡＣ１の代わ
りに交流負荷Ｚ１のみを負荷としてもよい。
【００４７】また、本実施の形態においては、直流電源
として太陽電池ＤＣ１，ＤＣ２を用いる場合について示
したが、図６に示す連系装置ＳＣ３のように、通常の電
池等の直流定電圧源ＤＣ３，ＤＣ４を用いてもよい。
【００４８】実施の形態２．本実施の形態は、実施の形
態１と全く同じ構成の連系装置ＳＣ１であるが、ただ、
トランジスタＳＴ１ａ，ＳＴ２ａに与えられる制御信号
Ｓ２，Ｓ４のみが異なっている場合について示すもので
ある。
【００４９】図７に示すように、制御信号Ｓ２，Ｓ４と
してそれぞれ、制御信号Ｓ１，Ｓ３のＰＷＭ信号と排他
的関係にある信号ではなく、交流電源ＡＣ１の交流周期
の正または負の半周期の間ずっとオンの状態を保つ信号
を採用する。このようにしても、実施の形態１にかかる
連系装置ＳＣ１の動作と変わるところがない。むしろ、
スイッチング回数が少なくなるので電力損失が少なく、
かつ、制御信号Ｓ２，Ｓ４の発生が行いやすくなる。
【００５０】本実施の形態にかかる連系装置を用いれ
ば、制御信号Ｓ２，Ｓ４のオン・オフの回数を実施の形
態１に比べて少なくできるので、スイッチングによる電
力損失が少なく、かつ、トランジスタＳＴ１ａ，ＳＴ２
ａの制御が行いやすくなる。
【００５１】実施の形態３．本実施の形態は図１と同じ
構成の連系装置ＳＣ１であるが、ただ、逆変換器ＩＶ
１，ＩＶ２として、図２，３に示したバックブースト形
チョッパ回路ＣＰ１ａ，ＣＰ２ａではなく、図８，９に
示すバック形チョッパ回路ＣＰ１ｂ，ＣＰ２ｂを採用す
る場合について示すものである。なおバック形チョッパ
回路は、バックブースト形チョッパ回路と異なり入力信
号を正負反転させずに出力するので、電源同期スイッチ
ＳＷ１，ＳＷ２に用いられるトランジスタの向きも実施
の形態１及び２とは異なる。
【００５２】図８に示すように、逆変換器ＩＶ１として
機能するバック形チョッパ回路ＣＰ１ｂは、絶縁ゲート
バイポーラ型のトランジスタＣＴ１ｂ及びリアクトルＬ
１ｂ及びダイオードＤ１ｂを備えている。トランジスタ
ＣＴ１ｂのコレクタは、ノードＮ８を介してリアクトル
Ｌ１ｂの一端及びダイオードＤ１ｂのアノードに接続さ
れる。また、トランジスタＣＴ１ｂのエミッタはノード
Ｎ１に、リアクトルＬ１ｂの他端はノードＮ４にそれぞ
れ接続される。またダイオードＤ１ｂのカソードは、逆
変換器ＩＶ１の正の直流入力端及び一つの交流出力端の
両者を兼ねており、ノードＮ２に接続される。電源同期
スイッチＳＷ１として機能するトランジスタＳＴ１ｂに
ついては、そのコレクタがノードＮ６に、そのエミッタ
がノードＮ４にそれぞれ接続される。なお、トランジス
タＣＴ１ｂ及びトランジスタＳＴ１ｂのそれぞれのゲー
トには、制御信号発生回路ＣＮＴから制御信号Ｓ１，Ｓ
２がそれぞれ与えられる。
【００５３】また逆変換器ＩＶ１の場合と同様に、図９
に示すように、逆変換器ＩＶ２として機能するバック形
チョッパ回路ＣＰ２ｂは、絶縁ゲートバイポーラ型のト
ランジスタＣＴ２ｂ及びリアクトルＬ２ｂ及びダイオー
ドＤ２ｂを備えている。ただし、接続される太陽電池の
極性が逆変換器ＩＶ１及び電源同期スイッチＳＷ１の場
合とは逆になることから、各素子の接続の仕方は上記の
場合とは異なる。すなわち、トランジスタＣＴ２ｂのエ
ミッタは、ノードＮ９を介してリアクトルＬ２ｂの一端
及びダイオードＤ２ｂのカソードに接続される。そし
て、トランジスタＣＴ２ｂのコレクタはノードＮ３に、
リアクトルＬ２ｂの他端はノードＮ５にそれぞれ接続さ
れる。ダイオードＤ２ｂのアノードは、逆変換器ＩＶ２
の負の直流入力端及び一つの交流出力端の両者を兼ねて
おり、ノードＮ２に接続される。電源同期スイッチＳＷ
２として機能するトランジスタＳＴ２ｂについては、そ
のエミッタがノードＮ６に、そのコレクタがノードＮ５
にそれぞれ接続される。なお、逆変換器ＩＶ１及び電源
同期スイッチＳＷ１と同様に、トランジスタＣＴ２ｂ及
びトランジスタＳＴ２ｂのそれぞれのゲートには、制御
信号発生回路ＣＮＴから制御信号Ｓ３，Ｓ４がそれぞれ
与えられる。
【００５４】本実施の形態での連系装置ＳＣ１の動作に
ついて、次に説明する。交流電源ＡＣ１に対し、例えば
図１０に示すような正弦波状の商用周波交流電圧Ｖ
AC（実施の形態１と同様、図１中の矢印の向きを正とす
る）を供給したい場合には、以下のように制御信号を与
えればよい。すなわち、商用周波交流電圧ＶACの負の半
周期ｔnにおいて制御信号発生回路ＣＮＴが、制御信号
Ｓ１を商用周波交流電圧に対応したＰＷＭ信号として発
生させ、また、制御信号Ｓ２を交流電源ＡＣ１の交流周
期の負の半周期の間ずっとオンの状態を保つように発生
させて、トランジスタＣＴ１ｂ，ＳＴ１ｂのそれぞれに
与える。一方、正の半周期ｔpにおいては、制御信号発
生回路ＣＮＴが、制御信号Ｓ３を商用周波交流電圧に対
応したＰＷＭ信号として発生させ、また、制御信号Ｓ４
を交流電源ＡＣ１の交流周期の正の半周期の間ずっとオ
ンの状態を保つように発生させて、トランジスタＣＴ２
ｂ，ＳＴ２ｂのそれぞれに与える。そうすれば逆変換器
ＩＶ１，ＩＶ２から、それぞれ半周期ごとに交互に、負
または正の半波分の正弦波状電圧が出力され、交流電源
ＡＣ１に対し正弦波状の商用周波電圧ＶACを供給でき
る。
【００５５】つまり実施の形態２と同様、制御信号Ｓ２
及びＳ４に、制御信号Ｓ１，Ｓ３のＰＷＭ信号と排他的
関係にある信号ではなく、交流電源ＡＣ１の交流周期の
負または正の半周期の間ずっとオンの状態を保つ信号を
採用する。バック形チョッパ回路を用いる場合は、トラ
ンジスタＳＴ１ｂまたはＳＴ２ｂがオフの状態ではリア
クトルＬ１ｂまたはＬ２ｂに電磁エネルギーを蓄積させ
ることも放出させることもできず、チョッパ回路として
の働きをなさない。よって、実施の形態１のように制御
信号Ｓ２及びＳ４に、制御信号Ｓ１，Ｓ３のＰＷＭ信号
と排他的関係にある信号を採用することはできないから
である。
【００５６】本実施の形態にかかる連系装置を用いれ
ば、直流電源たる太陽電池ＤＣ１，ＤＣ２と交流電源Ａ
Ｃ１とに共通して接地電位ＧＮＤを供給することができ
るので、連系装置全体の安定性や安全性を向上させるこ
とができる。さらに、接地電位ＧＮＤが与えられるべき
ノードＮ２が接地されない場合に生じていた、ノードＮ
２での浮遊電位と接地電位ＧＮＤとの間の静電容量に充
放電電流を流すことがないので連系装置の電力効率が増
大する。またトランスを用いないので、連系装置全体の
重量及び占有体積を増大させない。また、単相ブリッジ
インバータを用いないので、必要なトランジスタやダイ
オードの個数を少なくすることができる。また、制御信
号Ｓ２，Ｓ４のオン・オフの回数を実施の形態１に比べ
て少なくできるので、スイッチングによる電力損失が少
なく、かつ、制御信号Ｓ２，Ｓ４の発生が行いやすくな
る。
【００５７】なお本実施の形態においても、実施の形態
１と同様、装置を構成する全てのトランジスタにＦＥＴ
や通常のバイポーラトランジスタ等、同等の機能を有す
る半導体デバイスを用いても構わない。
【００５８】さらに実施の形態１と同様、図５に示した
連系装置ＳＣ２のように交流電源ＡＣ１と並列に交流負
荷Ｚ１を追加接続して、逆潮流動作を行いつつ逆変換駆
動源として動作させてもよい。また、交流電源ＡＣ１の
代わりに交流負荷Ｚ１のみを負荷としてもよい。また、
図６に示す連系装置ＳＣ３のように直流定電圧源ＤＣ
３，ＤＣ４を用いてもよい。
【００５９】実施の形態４．本実施の形態は、図１に示
した連系装置ＳＣ１の変形例である。図１１は、本実施
の形態にかかる連系装置ＳＣ４を示したものである。こ
の連系装置ＳＣ４は、連系装置ＳＣ１と異なり、太陽電
池及びコンデンサをそれぞれ一つずつしか有しない。つ
まり、連系装置ＳＣ４は、一つの太陽電池ＤＣ２と一つ
の交流電源ＡＣ１とを備えており、太陽電池ＤＣ２で発
生した直流電力を、交流電源ＡＣ１の交流周期の全周期
にわたって交流電源ＡＣ１へと供給する役割を有する。
このような動作を行うために、更にこの連系装置ＳＣ４
はコンデンサＣ２，Ｃ３及び逆変換器ＩＶ３，ＩＶ４及
び電源同期スイッチＳＷ３，ＳＷ４を備えている。
【００６０】太陽電池ＤＣ２の負極は、ノードＮ２を介
して接地されて接地電位ＧＮＤが与えられる。また、太
陽電池ＤＣ２の正極はノードＮ３を介してコンデンサＣ
２の一端に接続されている。またコンデンサＣ２の他端
はノードＮ２に接続されている。逆変換器ＩＶ３，ＩＶ
４は、それぞれ正及び負の二端子の直流入力端と二端子
の交流出力端とを有している。逆変換器ＩＶ３について
は、その負の直流入力端がノードＮ２に、正の直流入力
端がノードＮ３にそれぞれ接続され、その交流出力端の
一方はノードＮ５ａを介して電源同期スイッチＳＷ３の
一端に、交流出力端の他方はノードＮ２にそれぞれ接続
されている。また逆変換器ＩＶ４については、その正の
直流入力端がノードＮ３に、負の直流入力端がノードＮ
２にそれぞれ接続され、その交流出力端の一方はノード
Ｎ５ｂを介して電源同期スイッチＳＷ４の一端に、交流
出力端の他方はノードＮ２にそれぞれ接続されている。
電源同期スイッチＳＷ３，ＳＷ４の他端は、共にノード
Ｎ６を介して交流電源ＡＣ１の一端に接続されている。
交流電源ＡＣ１の他端はノードＮ７を介して接地されて
いる。また、コンデンサＣ３が交流電源ＡＣ１と並列接
続されている。
【００６１】逆変換器ＩＶ３，ＩＶ４は、共に太陽電池
ＤＣ２の発生した直流電圧を交流電圧に変換する役割を
担っている。つまり逆変換器ＩＶ３，ＩＶ４は、太陽電
池ＤＣ２の発生した直流電圧を、交流電源ＡＣ１の交流
電圧の正側または負側の半波分に変換して、半周期ごと
に交互に、それぞれの交流出力端に出力する。また、電
源同期スイッチＳＷ３，ＳＷ４はそれぞれ、交流電源Ａ
Ｃ１の交流周期に同期して逆変換器ＩＶ３，ＩＶ４が発
生した半波分の交流電圧を交流電源ＡＣ１へと伝える役
割を担うと共に、一方の逆変換器が動作している場合に
は、他方の逆変換器を交流電源ＡＣ１から絶縁する働き
を有する。
【００６２】そこで、逆変換器ＩＶ３には、例えば図９
に示したバック形チョッパ回路ＣＰ２ｂを採用し、電源
同期スイッチＳＷ３には、同じく図９に示したトランジ
スタＳＴ２ｂを採用すればよい（ただし、図９において
示したノードＮ５をＮ５ａに、制御信号Ｓ３，Ｓ４をＳ
１，Ｓ２に、それぞれ読み替える）。
【００６３】逆変換器ＩＶ４及び電源同期スイッチＳＷ
４についても同様に、例えば図３に示したバックブース
ト形チョッパ回路ＣＰ２ａ及びトランジスタＳＴ２ａを
それぞれ採用すればよい（ただし、図３において示した
ノードＮ５をＮ５ｂに読み替える）。
【００６４】このようにすれば、交流電源ＡＣ１に対
し、例えば図７に示したような正弦波状の商用周波交流
電圧ＶACを供給したい場合、以下のように制御信号を与
えればよい。すなわち、商用周波交流電圧ＶACの正の半
周期ｔpにおいて制御信号発生回路ＣＮＴから、制御信
号Ｓ１を商用周波交流電圧ＶACに対応したＰＷＭ信号と
して発生させ、制御信号Ｓ２を交流電源ＡＣ１の交流周
期の正の半周期の間ずっとオンの状態を保つ信号として
発生させて、トランジスタＣＴ２ｂ，ＳＴ２ｂのそれぞ
れに与える。一方、負の半周期ｔnにおいては、制御信
号発生回路ＣＮＴから、制御信号Ｓ３を商用周波交流電
圧に対応したＰＷＭ信号として発生させ、また、制御信
号Ｓ４を交流電源ＡＣ１の交流周期の負の半周期の間ず
っとオンの状態を保つ信号として発生させて、トランジ
スタＣＴ２ａ，ＳＴ２ａのそれぞれに与える。そうすれ
ば逆変換器ＩＶ３，ＩＶ４から、それぞれ半周期ごとに
交互に、正または負の半波分の正弦波状電圧が出力さ
れ、交流電源ＡＣ１に対し正弦波状の商用周波交流電圧
ＶACを供給できる。なおここでは、図１１に示した電圧
ＶACの矢印の向きを正とした。
【００６５】また逆変換器ＩＶ３には、バック形チョッ
パ回路ＣＰ２ｂの代わりに、例えば図１２に示すリンギ
ングチョーク形コンバータＣＰ２ｃを採用してもよい。
リンギングチョーク形チョッパ回路ＣＰ２ｃは、絶縁ゲ
ートバイポーラ型のトランジスタＣＴ２ｃ及びトランス
ＴＲ１及びダイオードＤ２ｃを備えている。リンギング
チョーク形コンバータはトランスＴＲ１を備えているも
のの、電源電流のリップルが小さくなる利点があるとさ
れているので、重量及び占有体積の面で支障がなければ
これを用いてもよい。トランジスタＣＴ２ｃのエミッタ
は、ノードＮ９ａを介してトランスＴＲ１の一次巻線の
一端に接続される。トランスＴＲ１の一次巻線の他端
は、逆変換器ＩＶ３の負の直流入力端及び一つの交流出
力端の両者を兼ねつつ、ノードＮ２を介してトランスＴ
Ｒ１の二次巻線の一端に接続される。トランスＴＲ１の
二次巻線の他端は、ノードＮ９ｂを介してダイオードＤ
２ｃのアノードに接続される。このときのトランスＴＲ
１の一次巻線と二次巻線との極性は、一次巻線側のノー
ドＮ９ａ−Ｎ２間に正の電圧を与えたときに二次巻線側
のノードＮ２−Ｎ９ｂ間に正の電圧が現れるようにして
おく。また、トランジスタＣＴ２ｃのコレクタはノード
Ｎ３に、ダイオードＤ２ｃのカソードはノードＮ５ａに
それぞれ接続される。電源同期スイッチＳＷ３として機
能するトランジスタＳＴ２ｂについては、バック形チョ
ッパ回路ＣＰ２ｂを用いた場合と同様、そのコレクタが
ノードＮ５ａに、そのエミッタがノードＮ６にそれぞれ
接続される。なお、トランジスタＣＴ２ｃ及びトランジ
スタＳＴ２ｂのそれぞれのゲートには、先述と同様、制
御信号発生回路ＣＮＴからの交流電圧生成用の制御信号
Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ与えられる。リンギングチョーク
形コンバータＣＰ２ｃを用いた場合は、バック形チョッ
パ回路ＣＰ２ｂを用いる場合と異なり、図４に示した制
御信号の動作も、図７に示した制御信号の動作も可能と
なる。
【００６６】本実施の形態にかかる連系装置を用いれ
ば、実施の形態１にかかる連系装置に比べ、太陽電池及
びコンデンサが共に一つでよいので素子数が少なくな
り、連系装置がより小型化する。
【００６７】なお本実施の形態においても、実施の形態
１と同様、装置を構成する全てのトランジスタにＦＥＴ
や通常のバイポーラトランジスタ等、同等の機能を有す
る半導体デバイスを用いても構わない。
【００６８】さらに実施の形態１と同様、図５に示した
連系装置ＳＣ２のように交流電源ＡＣ１と並列に交流負
荷Ｚ１を追加接続して、逆潮流動作を行いつつ逆変換駆
動源として動作させてもよい。また、交流電源ＡＣ１の
代わりに交流負荷Ｚ１のみを負荷としてもよい。また、
図６に示す連系装置ＳＣ３のように直流定電圧源ＤＣ４
を用いてもよい。
【００６９】
【発明の効果】この発明のうち請求項１にかかる連系装
置を用いれば、第１及び第２直流電源と交流電源とに共
通して固定電位を供給することができるので、連系装置
全体の安定性や安全性を向上させることができる。また
トランスを用いないので、連系装置全体の重量及び占有
体積も増大させない。さらに、固定電位が与えられない
場合に生じていた、浮遊電位と固定電位との間の静電容
量に充放電電流を流すことがないので連系装置の電力効
率が増大する。
【００７０】この発明のうち請求項２にかかる連系装置
を用いれば、スイッチ及びダイオードの個数を少なくし
て、第１直流電源及び第２直流電源の出力を安定して交
流電源に供給することができる。
【００７１】この発明のうち請求項３にかかる連系装置
を用いれば、第１及び第２チョッパ回路から、それぞれ
半周期ごとに交互に、正または負の半波分の交流電圧が
出力され、交流電源に対し交流電力を供給できる。
【００７２】この発明のうち請求項４にかかる連系装置
を用いれば、請求項３にかかる連系装置の有する効果に
加えて、第１及び第２スイッチのオン・オフの回数を少
なくできるので、スイッチングによる電力損失が少な
く、かつ、第１及び第２スイッチの制御が行いやすくな
る。
【００７３】この発明のうち請求項５にかかる連系装置
を用いれば、請求項１記載の連系装置と同様の効果があ
る。
【００７４】この発明のうち請求項６にかかる連系装置
を用いれば、請求項２記載の連系装置と同様の効果があ
る。
【００７５】この発明のうち請求項７にかかる連系装置
を用いれば、請求項４記載の連系装置と同様の効果があ
る。
【００７６】この発明のうち請求項８にかかる連系装置
を用いれば、請求項１記載の連系装置と同様の効果があ
る。さらに直流電源が一つだけであるので請求項１記載
の連系装置よりも小型化が図れる。
【００７７】この発明のうち請求項９にかかる連系装置
を用いれば、請求項２記載の連系装置と同様の効果があ
る。
【００７８】この発明のうち請求項１０にかかる連系装
置を用いれば、請求項２記載の連系装置と同様の効果が
ある。加えて、第１チョッパ回路をリンギングチョーク
形コンバータとするので、電源電流のリップルを小さく
することができる。
【００７９】この発明のうち請求項１１にかかる連系装
置を用いれば、請求項３記載の連系装置と同様の効果が
ある。
【００８０】この発明のうち請求項１２にかかる連系装
置を用いれば、請求項４記載の連系装置と同様の効果が
ある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施の形態１にかかる連系装置を示す図であ
る。
【図２】 実施の形態１にかかる連系装置の逆変換機Ｉ
Ｖ１及び電源同期スイッチＳＷ１の具体的構成を示す図
である。
【図３】 実施の形態１にかかる連系装置の逆変換機Ｉ
Ｖ２及び電源同期スイッチＳＷ２の具体的構成を示す図
である。
【図４】 実施の形態１にかかる連系装置の動作を示す
図である。
【図５】 実施の形態１にかかる連系装置の変形例を示
す図である。
【図６】 実施の形態１にかかる連系装置の変形例を示
す図である。
【図７】 実施の形態２にかかる連系装置の動作を示す
図である。
【図８】 実施の形態３にかかる連系装置の逆変換機Ｉ
Ｖ１及び電源同期スイッチＳＷ１の具体的構成を示す図
である。
【図９】 実施の形態３にかかる連系装置の逆変換機Ｉ
Ｖ２及び電源同期スイッチＳＷ２の具体的構成を示す図
である。
【図１０】 実施の形態３にかかる連系装置の動作を示
す図である。
【図１１】 実施の形態４にかかる連系装置を示す図で
ある。
【図１２】 実施の形態４にかかる連系装置の逆変換機
ＩＶ３及び電源同期スイッチＳＷ３の具体的構成を示す
図である。
【図１３】 従来の連系装置を示す図である。
【図１４】 従来の連系装置の逆変換機ＩＶ５の具体的
構成を示す図である。
【図１５】 従来の連系装置を示す図である。
【図１６】 従来の連系装置の直流定電圧回路ＤＳ１の
具体的構成を示す図である。
【符号の説明】
ＤＣ１，ＤＣ２ 太陽電池、ＤＣ３，ＤＣ４ 直流定電
圧源、ＩＶ１〜ＩＶ５逆変換器、ＳＷ１〜ＳＷ４ 電源
同期スイッチ、ＡＣ１ 交流電源、ＣＰ１ａ，ＣＰ２ａ
バックブースト形チョッパ回路、ＣＰ１ｂ，ＣＰ２ｂ
バック形チョッパ回路、ＣＰ２ｃ リンギングチョー
ク形コンバータ、ＣＴ１ａ〜ＣＴ１ｃ，ＣＴ２ａ〜ＣＴ
２ｃ，ＳＴ１ａ，ＳＴ２ａ，ＳＴ１ｂ，ＳＴ２ｂ トラ
ンジスタ、Ｄ１ａ〜Ｄ１ｃ，Ｄ２ａ〜Ｄ２ｃ ダイオー
ド、Ｌ１ａ〜Ｌ１ｃ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ リアクトル、Ｔ
Ｒ１ トランス。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G066 HA01 HB03 HB06 5H007 AA06 BB07 CA01 CB02 CB04 CC03 CC12 DA03 DA06 DB01 DC05 EA02 5H420 BB12 BB14 CC03 DD03 EA11 EA39 EA42 EA45 EA48 EB04 EB09 EB12 EB15 EB39 FF03 NB04 NB20 NB32 NB37

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 いずれも正極及び負極を有する第１直流
    電源及び第２直流電源と、 第１端と、前記第１直流電源の前記正極及び前記第２直
    流電源の前記負極と共通して接続されて固定電位が与え
    られる第２端とを有し、自身の前記第１端及び第２端の
    間に第１周波数の交流電圧を与える交流電源と、 前記第１直流電源の前記負極に流れる電流を、前記交流
    電圧が前記固定電位よりも高い第１半周期において、前
    記第１周波数よりも高い第２周波数でチョッパリングし
    て出力する第１チョッパ回路と、 前記第１チョッパ回路の出力を、前記第１半周期におい
    て少なくとも前記第１チョッパ回路が前記第１直流電源
    の前記負極に流れる電流を遮断している期間において前
    記交流電源の前記第１端に供給し、前記交流電圧が前記
    固定電位よりも低い第２半周期において供給しない第１
    スイッチと、 前記第２直流電源の前記正極に流れる電流を、前記第２
    半周期において、前記第１周波数よりも高い第３周波数
    でチョッパリングして出力する第２チョッパ回路と、 前記第２チョッパ回路の出力を、前記第２半周期におい
    て少なくとも前記第２チョッパ回路が前記第２直流電源
    の前記正極に流れる電流を遮断している期間において前
    記交流電源の前記第１端に供給し、前記交流電圧が前記
    第１半周期において供給しない第２スイッチとを備える
    連系装置。
  2. 【請求項２】 前記第１チョッパ回路は、 前記第１直流電源の前記負極に接続された第１端と、第
    ２端とを含み、前記第２周波数でオン・オフする第３ス
    イッチと、 前記第３スイッチの前記第２端に接続された第１端と、
    前記第１直流電源の前記正極に接続された第２端とを含
    む第１インダクタと、 前記第３スイッチの前記第２端に接続されたアノード
    と、前記第１スイッチに接続されたカソードとを含む第
    １ダイオードとを有し、 前記第２チョッパ回路は、 前記第２直流電源の前記正極に接続された第１端と、第
    ２端とを含み、前記第３周波数でオン・オフする第４ス
    イッチと、 前記第４スイッチの前記第２端に接続された第１端と、
    前記第２直流電源の前記負極に接続された第２端とを含
    む第２インダクタと、 前記第４スイッチの前記第２端に接続されたカソード
    と、前記第２スイッチに接続されたアノードとを含む第
    ２ダイオードとを有する、請求項１記載の連系装置。
  3. 【請求項３】 前記第３スイッチは前記第１半周期にお
    いて前記第１スイッチと、前記第４スイッチは前記第２
    半周期において前記第２スイッチと、それぞれ排他的に
    オン・オフする、請求項２記載の連系装置。
  4. 【請求項４】 前記第１スイッチは前記第１半周期にお
    いてオン、前記第２半周期においてオフし、前記第２ス
    イッチは前記第１半周期においてオフ、前記第２半周期
    においてオンする、請求項１記載の連系装置。
  5. 【請求項５】 いずれも正極及び負極を有する第１直流
    電源及び第２直流電源と、 第１端と、前記第１直流電源の前記正極及び前記第２直
    流電源の前記負極と共通して接続されて固定電位が与え
    られる第２端とを有し、自身の前記第１端及び第２端の
    間に第１周波数の交流電圧を与える交流電源と、 前記第１直流電源の前記負極に流れる電流を、前記交流
    電圧が前記固定電位よりも低い第１半周期において、前
    記第１周波数よりも高い第２周波数でチョッパリングし
    て出力する第１チョッパ回路と、 前記第１チョッパ回路の出力を、前記第１半周期におい
    て少なくとも前記第１チョッパ回路が前記第１直流電源
    の前記負極に流れる電流を遮断している期間において前
    記交流電源の前記第１端に供給し、前記交流電圧が前記
    固定電位よりも高い第２半周期において供給しない第１
    スイッチと、 前記第２直流電源の前記正極に流れる電流を、前記第２
    半周期において、前記第１周波数よりも高い第３周波数
    でチョッパリングして出力する第２チョッパ回路と、 前記第２チョッパ回路の出力を、前記第２半周期におい
    て少なくとも前記第２チョッパ回路が前記第２直流電源
    の前記正極に流れる電流を遮断している期間において前
    記交流電源の前記第１端に供給し、前記交流電圧が前記
    第１半周期において供給しない第２スイッチとを備える
    連系装置。
  6. 【請求項６】 前記第１チョッパ回路は、 前記第１直流電源の前記負極に接続された第１端と、第
    ２端とを含み、前記第２周波数でオン・オフする第３ス
    イッチと、 前記第３スイッチの前記第２端に接続された第１端と、
    前記第１スイッチに接続された第２端とを含む第１イン
    ダクタと、 前記第３スイッチの前記第２端に接続されたアノード
    と、前記第１直流電源の前記正極に接続されたカソード
    とを含む第１ダイオードとを有し、 前記第２チョッパ回路は、 前記第２直流電源の前記正極に接続された第１端と、第
    ２端とを含み、前記第３周波数でオン・オフする第４ス
    イッチと、 前記第４スイッチの前記第２端に接続された第１端と、
    前記第２スイッチに接続された第２端とを含む第２イン
    ダクタと、 前記第４スイッチの前記第２端に接続されたカソード
    と、前記第２直流電源の前記負極に接続されたアノード
    とを含む第２ダイオードとを有する、請求項５記載の連
    系装置。
  7. 【請求項７】 前記第１スイッチは前記第１半周期にお
    いてオン、前記第２半周期においてオフし、前記第２ス
    イッチは前記第１半周期においてオフ、前記第２半周期
    においてオンする、請求項５記載の連系装置。
  8. 【請求項８】 正極及び負極を有する直流電源と、 第１端と、前記直流電源の前記負極と共通して接続され
    て固定電位が与えられる第２端とを有し、自身の前記第
    １端及び第２端の間に第１周波数の交流電圧を与える交
    流電源と、 前記直流電源の前記正極に流れる電流を、前記交流電圧
    が前記固定電位よりも高い第１半周期において、前記第
    １周波数よりも高い第２周波数でチョッパリングして出
    力する第１チョッパ回路と、 前記第１チョッパ回路の出力を、前記第１半周期におい
    て少なくとも前記第１チョッパ回路が前記直流電源の前
    記正極に流れる電流を遮断している期間において前記交
    流電源の前記第１端に供給し、前記交流電圧が前記固定
    電位よりも低い第２半周期において供給しない第１スイ
    ッチと、 前記直流電源の前記正極に流れる電流を、前記第２半周
    期において、前記第１周波数よりも高い第３周波数でチ
    ョッパリングして出力する第２チョッパ回路と、 前記第２チョッパ回路の出力を、前記第２半周期におい
    て少なくとも前記第２チョッパ回路が前記直流電源の前
    記正極に流れる電流を遮断している期間において前記交
    流電源の前記第１端に供給し、前記交流電圧が前記第１
    半周期において供給しない第２スイッチとを備える連系
    装置。
  9. 【請求項９】 前記第１チョッパ回路は、 前記直流電源の前記正極に接続された第１端と、第２端
    とを含み、前記第２周波数でオン・オフする第３スイッ
    チと、 前記第３スイッチの前記第２端に接続された第１端と、
    前記第１スイッチに接続された第２端とを含む第１イン
    ダクタと、 前記第３スイッチの前記第２端に接続されたカソード
    と、前記直流電源の前記負極に接続されたアノードとを
    含む第１ダイオードとを有し、 前記第２チョッパ回路は、 前記直流電源の前記正極に接続された第１端と、第２端
    とを含み、前記第３周波数でオン・オフする第４スイッ
    チと、 前記第４スイッチの前記第２端に接続された第１端と、
    前記第２直流電源の前記負極に接続された第２端とを含
    む第２インダクタと、 前記第４スイッチの前記第２端に接続されたカソード
    と、前記第２スイッチに接続されたアノードとを含む第
    ２ダイオードとを有する、請求項８記載の連系装置。
  10. 【請求項１０】 前記第１チョッパ回路は、 前記直流電源の前記正極に接続された第１端と、第２端
    とを含み、前記第２周波数でオン・オフする第３スイッ
    チと、 アノードと前記第１スイッチに接続されたカソードとを
    含む第１ダイオードと、 前記第３スイッチの前記第２端に接続された第１端と前
    記直流電源の前記負極に接続された第２端とを持つ一次
    巻線と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続され
    た第１端と前記直流電源の前記負極に接続された第２端
    とを持つ二次巻線とを含むトランスとを有し、 前記第２チョッパ回路は、 前記直流電源の前記正極に接続された第１端と、第２端
    とを含み、前記第３周波数でオン・オフする第４スイッ
    チと、 前記第４スイッチの前記第２端に接続された第１端と、
    前記第２直流電源の前記負極に接続された第２端とを含
    む第２インダクタと、 前記第４スイッチの前記第２端に接続されたカソード
    と、前記第２スイッチに接続されたアノードとを含む第
    ２ダイオードとを有する、請求項８記載の連系装置。
  11. 【請求項１１】 前記第３スイッチは前記第１半周期に
    おいて前記第１スイッチと、前記第４スイッチは前記第
    ２半周期において前記第２スイッチと、それぞれ排他的
    にオン・オフする、請求項１０記載の連系装置。
  12. 【請求項１２】 前記第１スイッチは前記第１半周期に
    おいてオン、前記第２半周期においてオフし、前記第２
    スイッチは前記第１半周期においてオフ、前記第２半周
    期においてオンする、請求項８記載の連系装置。
JP6823999A 1999-03-15 1999-03-15 連系装置 Pending JP2000270564A (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP6823999A JP2000270564A (ja) 1999-03-15 1999-03-15 連系装置
US09/404,540 US6104624A (en) 1999-03-15 1999-09-24 System connecting device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP6823999A JP2000270564A (ja) 1999-03-15 1999-03-15 連系装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2000270564A true JP2000270564A (ja) 2000-09-29

Family

ID=13368043

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP6823999A Pending JP2000270564A (ja) 1999-03-15 1999-03-15 連系装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US6104624A (ja)
JP (1) JP2000270564A (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009510986A (ja) * 2005-09-28 2009-03-12 シーメンス アクチエンゲゼルシャフト エスターライヒ ２つの直流電流源に対するインバータおよびインバータの駆動方法
JP2010088276A (ja) * 2008-10-02 2010-04-15 Tokyo Electric Power Co Inc:The 電源装置、圧縮式冷媒サイクル装置および貯湯式給湯システム
JP2011511607A (ja) * 2008-01-29 2011-04-07 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 電子駆動回路及び方法
JP2012513180A (ja) * 2008-12-18 2012-06-07 アーベーベー・リサーチ・リミテッド コンバータ装置およびコンバータ装置を制御するための方法

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6385057B1 (en) * 2001-01-31 2002-05-07 Bartronics, Inc. Power conversion system and method of power conversion
WO2002082627A1 (fr) * 2001-03-30 2002-10-17 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Convertisseur de puissance
US6809942B2 (en) * 2001-06-29 2004-10-26 Sanyo Electric Co., Ltd. System interconnection electric power generator and control method therefor
US7138730B2 (en) * 2002-11-22 2006-11-21 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Topologies for multiple energy sources
US7099169B2 (en) 2003-02-21 2006-08-29 Distributed Power, Inc. DC to AC inverter with single-switch bipolar boost circuit
US6806662B1 (en) * 2003-05-28 2004-10-19 The Boeing Company Multiple mode universal power source utilizing a rotating machine
CA2502798C (en) * 2004-03-31 2011-06-14 University Of New Brunswick Single-stage buck-boost inverter
US7339809B2 (en) * 2004-11-30 2008-03-04 The Boeing Company Systems and methods for electrical power regulation and distribution in aircraft
US7485987B2 (en) * 2006-02-23 2009-02-03 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Power converting device
US8563845B2 (en) 2006-04-06 2013-10-22 Carmanah Technologies Corp. Adaptive solar powered system
WO2008154918A1 (de) * 2007-06-20 2008-12-24 Powerlynx A/S Trafolose wechselrichtereinheit für dünnfilm-solarpaneele
US8088991B2 (en) * 2008-07-25 2012-01-03 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Three-terminal two-junction photovoltaic cells and method of use
DK176983B1 (en) 2008-11-07 2010-09-20 Danfoss Solar Inverters As Photovoltaic power plant
US8779627B2 (en) * 2009-04-01 2014-07-15 Nextronex, Inc. Grid tie solar system and a method
CN101882883B (zh) * 2009-05-08 2012-11-14 盈正豫顺电子股份有限公司 直流/交流变流器
DE102009047936A1 (de) * 2009-10-01 2011-04-07 Dr. Johannes Heidenhain Gmbh Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters und Wechselrichter
EP2482419A4 (en) * 2010-02-09 2014-03-05 Panasonic Corp POWER CONVERSION DEVICE AND FUEL CELL SYSTEM THEREWITH
DE102010023085A1 (de) * 2010-06-08 2011-12-08 Yamaichi Electronics Deutschland Gmbh Anschlußdose, Solarpaneel, Verwendung und Verfahren zum Erzeugen eines vorbestimmten Stroms
US9118213B2 (en) 2010-11-24 2015-08-25 Kohler Co. Portal for harvesting energy from distributed electrical power sources
CN103001524A (zh) * 2011-09-09 2013-03-27 阳光电源股份有限公司 一种单相逆变器
US9379543B2 (en) 2012-04-10 2016-06-28 Sol Chip Ltd. Integrated circuit energy harvester
US9413269B2 (en) * 2012-06-25 2016-08-09 Arizona Board Of Regents, For And On Behalf Of, Arizona State University Circuits and methods for photovoltaic inverters
CN103107728A (zh) * 2013-03-05 2013-05-15 上海海事大学 电压电流混源型并网逆变器拓扑
US9473044B2 (en) 2013-05-07 2016-10-18 University of Central Research Foundation, Inc. Power inverter implementing phase skipping control
KR101505545B1 (ko) 2013-10-25 2015-03-25 삼성중공업 주식회사 가변 컨버터를 구비한 전력 변환 장치
WO2016207969A1 (ja) * 2015-06-23 2016-12-29 日産自動車株式会社 充電共用インバータ
CN105356784B (zh) * 2015-12-08 2017-10-20 上海海事大学 一种具有直流母线电压平衡功能的并网逆变器
CN105515041B (zh) * 2015-12-08 2017-12-22 上海海事大学 为电网提供有功和无功电流支持的并网逆变器
JP6996366B2 (ja) 2018-03-13 2022-01-17 オムロン株式会社 変換装置及びハイブリット電源システム
US11063513B1 (en) * 2020-03-05 2021-07-13 Kazimierz J. Breiter Buck-boost converter with positive output voltage

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0813171B2 (ja) * 1987-06-26 1996-02-07 株式会社ユタカ電機製作所 安定化電源装置
JPH07213072A (ja) * 1994-01-14 1995-08-11 Toshiba Fa Syst Eng Kk 単相３線式インバータの接地保護装置
JPH1014244A (ja) * 1996-06-27 1998-01-16 Matsushita Electric Works Ltd 電力変換装置

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009510986A (ja) * 2005-09-28 2009-03-12 シーメンス アクチエンゲゼルシャフト エスターライヒ ２つの直流電流源に対するインバータおよびインバータの駆動方法
JP4705682B2 (ja) * 2005-09-28 2011-06-22 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト ２つの直流電流源に対するインバータおよびインバータの駆動方法
JP2011511607A (ja) * 2008-01-29 2011-04-07 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 電子駆動回路及び方法
JP2010088276A (ja) * 2008-10-02 2010-04-15 Tokyo Electric Power Co Inc:The 電源装置、圧縮式冷媒サイクル装置および貯湯式給湯システム
JP2012513180A (ja) * 2008-12-18 2012-06-07 アーベーベー・リサーチ・リミテッド コンバータ装置およびコンバータ装置を制御するための方法

Also Published As

Publication number Publication date
US6104624A (en) 2000-08-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2000270564A (ja) 連系装置
US10651731B1 (en) Zero voltage switching of interleaved switched-capacitor converters
JP5065188B2 (ja) 直列共振型コンバータ
JP4995985B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
JP5303648B2 (ja) Ｄｃ／ａｃ変換機のための分離回路
JP6675106B2 (ja) 電力変換システム
Fujiwara et al. A novel lossless passive snubber for soft-switching boost-type converters
JP2008199808A (ja) 系統連系インバータ装置
US7944188B1 (en) Power converter circuits having bipolar outputs and bipolar inputs
JP2010041910A (ja) 電源装置
JP2011097688A (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP2012110108A (ja) スイッチング電源装置
JP3286673B2 (ja) 充電器用のコンバータ回路
JP3655804B2 (ja) 系統連系インバータ装置
CN100474753C (zh) 电源电路及电子装置
Afsharian et al. Space vector demonstration and analysis of zero-voltage switching transitions in three-phase isolated PWM rectifier
JP2000116120A (ja) 電力変換装置
JP4323049B2 (ja) 電力変換装置
JP3934654B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2005304289A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3034860B1 (ja) 電力回生装置
JPH08168240A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3235711B2 (ja) スイッチング電源
Maithili et al. A step down transformerless single switch integerated buck and buck-boost converter
JP3180522B2 (ja) 直流電源装置