JP2000261313A - 高周波帯位相校正信号発生方法 - Google Patents
高周波帯位相校正信号発生方法Info
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- JP2000261313A JP2000261313A JP11101594A JP10159499A JP2000261313A JP 2000261313 A JP2000261313 A JP 2000261313A JP 11101594 A JP11101594 A JP 11101594A JP 10159499 A JP10159499 A JP 10159499A JP 2000261313 A JP2000261313 A JP 2000261313A
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＲＦ帯位相校正信号振幅・安定等による使用
可能上限をなくし、且つ高周波ＶＬＢＩが期待できる高
周波帯位相校正信号発生方法を提供する。 【解決手段】 位相校正信号を生成する為の基準信号を
分割し、基準信号からパルス列（コム）発生器で位相校
正信号ほベースバンド帯域で生成すると同時に、基準信
号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期発
振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用のロ
ーカル周波数信号でコンバートすることにより、高周波
帯の位相校正信号を作製する。
可能上限をなくし、且つ高周波ＶＬＢＩが期待できる高
周波帯位相校正信号発生方法を提供する。 【解決手段】 位相校正信号を生成する為の基準信号を
分割し、基準信号からパルス列（コム）発生器で位相校
正信号ほベースバンド帯域で生成すると同時に、基準信
号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期発
振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用のロ
ーカル周波数信号でコンバートすることにより、高周波
帯の位相校正信号を作製する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、超長基線電波干渉
計（ＶＬＢＩ）の局内遅延及び位相補償に関し、更に詳
細には、超長基線電波干渉計に関する。
計（ＶＬＢＩ）の局内遅延及び位相補償に関し、更に詳
細には、超長基線電波干渉計に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、超長基線電波干渉計（ＶＬＢＩ）
技術の測地分野への応用は、８ＧＨｚ帯が中心であっ
た。地球規模でｍｍ単位の測地を可能とした現在では、
原理的により高精度が期待できる高周波数帯への応用の
機運が高まっている。従来の高周波数帯での概略図を第
４図に示す。電波星からの信号が２つの受信局へ到達す
る時間差を観測量とするＶＬＢＩにおいて、位相校正信
号４はアンテナ５以降の局内遅延、且つ周波数特性の補
正を行い、真の到達時間差を求めるのに欠くことのでき
ないものである。アンテナ５内で受信信号に受信直後
に、位相校正信号４は方向性結合器６により混合され
る。以後は、受信信号と位相校正信号は全く同じ系（増
幅器７、フィルタ８、及び周波数変換１０）を通過し、
サンプリンラ１１でサンプリングされることとなり、そ
の結果、同じ周波数成分は同じ遅延及び周波数特性を受
けることになる。両者の差を取ってやると局内遅延及び
受信系の周波数特性を補正することができる。この原理
から位相校正信号は、受信信号周波数（ＲＦ）と同じ周
波数である必要がある。
技術の測地分野への応用は、８ＧＨｚ帯が中心であっ
た。地球規模でｍｍ単位の測地を可能とした現在では、
原理的により高精度が期待できる高周波数帯への応用の
機運が高まっている。従来の高周波数帯での概略図を第
４図に示す。電波星からの信号が２つの受信局へ到達す
る時間差を観測量とするＶＬＢＩにおいて、位相校正信
号４はアンテナ５以降の局内遅延、且つ周波数特性の補
正を行い、真の到達時間差を求めるのに欠くことのでき
ないものである。アンテナ５内で受信信号に受信直後
に、位相校正信号４は方向性結合器６により混合され
る。以後は、受信信号と位相校正信号は全く同じ系（増
幅器７、フィルタ８、及び周波数変換１０）を通過し、
サンプリンラ１１でサンプリングされることとなり、そ
の結果、同じ周波数成分は同じ遅延及び周波数特性を受
けることになる。両者の差を取ってやると局内遅延及び
受信系の周波数特性を補正することができる。この原理
から位相校正信号は、受信信号周波数（ＲＦ）と同じ周
波数である必要がある。
【０００３】従来、位相校正信号４は、ケーブル遅延校
正装置２を通過した原子時計からの基準周波数１である
信号をパルス列（コム）発生器３により逓倍して直接Ｒ
Ｆ周波数帯の信号として発生させていた。
正装置２を通過した原子時計からの基準周波数１である
信号をパルス列（コム）発生器３により逓倍して直接Ｒ
Ｆ周波数帯の信号として発生させていた。
【０００４】従来の基準周波数からＲＦ信号への逓倍比
は、８ＧＨｚ帯で１７２０程度であるが、より高周波信
号で２０００を越えて位相校正信号を作成した場合に
は、生成される位相校正信号の位相安定度及び振幅に無
理が生じる。各周波数における位相校正信号振幅は、パ
ルス列（コム）発生器（図４の３に示す）により発生さ
れるパルス列のパルス幅（Ｘ）により決定される、ＳＩ
Ｎ（Ｘ）／（Ｘ）のほうらく線状の振幅特性を持ち、従
来の位相校正信号振幅は１５ＧＨｚ付近で零となってし
まう。この様子を第５図に示す。時間軸でみた場合を
（ａ）図に、及び周波数軸でみた場合を（ｂ）図に示
す。実際には、１０ＧＨｚ近辺から現在のＶＬＢＩの必
要精度を満たさなくなる。高周波帯で位相校正信号が生
成できなくなると、局内遅延及び周波数特性の補正が行
えず、高精度化を目指して高周波帯に移行することが高
精度化に繋がることになる。これらの詳細については、
下記の文献を参照されたい。 （１） Ａ．Ｅ．Ｅ．Ｒｇｅｒｓ，：Ｖｅｒｙ ｌｏｎ
ｇ ｂａｓｅｌｉｎｅｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｙ
ｗｉｔｈ ｌａｒｇｅ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｂａｎｄｗ
ｉｄｔｈ ｆｏｒ ｐ ｈａｓｅ−ｄｅｌａｙ ｍｅａ
ｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”，Ｒａｄｉｏ Ｓｃｉ．，Ｖｏ
ｌ．５，Ｎｏ．１０，ｐｐ．１２３９−１２４７，１９
７０． （２） Ｈ．Ｋｉｕｃｈ，：Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｌ
ｄｅｌａｙ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｚ
ｅｒｏ ｂａｓｅｌｉｎｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔ
ｒｙ ｆｏｒ ＶＬＢＩ ｔｉｍｅ ｃｏｍｐａｒｉ
ｓｏｎ：，ＩＥＥ Ｐｒｏｃ．−Ｓｃｉ．Ｍｅａｓ．Ｔ
ｅｃｈｎｏｌ．，Ｖｏｌ １４４，Ｎｏ．４，ｐｐ．１
８１−１８８，１９９７． （３）特許第１９２８０２７号 高精度伝送路電気長測
定方法
は、８ＧＨｚ帯で１７２０程度であるが、より高周波信
号で２０００を越えて位相校正信号を作成した場合に
は、生成される位相校正信号の位相安定度及び振幅に無
理が生じる。各周波数における位相校正信号振幅は、パ
ルス列（コム）発生器（図４の３に示す）により発生さ
れるパルス列のパルス幅（Ｘ）により決定される、ＳＩ
Ｎ（Ｘ）／（Ｘ）のほうらく線状の振幅特性を持ち、従
来の位相校正信号振幅は１５ＧＨｚ付近で零となってし
まう。この様子を第５図に示す。時間軸でみた場合を
（ａ）図に、及び周波数軸でみた場合を（ｂ）図に示
す。実際には、１０ＧＨｚ近辺から現在のＶＬＢＩの必
要精度を満たさなくなる。高周波帯で位相校正信号が生
成できなくなると、局内遅延及び周波数特性の補正が行
えず、高精度化を目指して高周波帯に移行することが高
精度化に繋がることになる。これらの詳細については、
下記の文献を参照されたい。 （１） Ａ．Ｅ．Ｅ．Ｒｇｅｒｓ，：Ｖｅｒｙ ｌｏｎ
ｇ ｂａｓｅｌｉｎｅｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｙ
ｗｉｔｈ ｌａｒｇｅ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｂａｎｄｗ
ｉｄｔｈ ｆｏｒ ｐ ｈａｓｅ−ｄｅｌａｙ ｍｅａ
ｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”，Ｒａｄｉｏ Ｓｃｉ．，Ｖｏ
ｌ．５，Ｎｏ．１０，ｐｐ．１２３９−１２４７，１９
７０． （２） Ｈ．Ｋｉｕｃｈ，：Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｌ
ｄｅｌａｙ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｚ
ｅｒｏ ｂａｓｅｌｉｎｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔ
ｒｙ ｆｏｒ ＶＬＢＩ ｔｉｍｅ ｃｏｍｐａｒｉ
ｓｏｎ：，ＩＥＥ Ｐｒｏｃ．−Ｓｃｉ．Ｍｅａｓ．Ｔ
ｅｃｈｎｏｌ．，Ｖｏｌ １４４，Ｎｏ．４，ｐｐ．１
８１−１８８，１９９７． （３）特許第１９２８０２７号 高精度伝送路電気長測
定方法
【０００５】本発明は、ＲＦ帯位相校正信号振幅・安定
度等による使用可能上限をなくし、且つ高周波ＶＬＢＩ
が期待できる高周波帯位相校正信号発生方法を提供する
ことが、目的である。
度等による使用可能上限をなくし、且つ高周波ＶＬＢＩ
が期待できる高周波帯位相校正信号発生方法を提供する
ことが、目的である。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために、位相校正信号を生成する為の基準信号
を分割し、基準信号からパルス列（コム）発生器で位相
校正信号をベースバンド帯域で生成すると同時に、基準
信号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期
発振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用の
ローカル周波数信号でアップコンバートすることによ
り、高周波帯の位相校正信号を作製することを特徴とし
ている。
解決するために、位相校正信号を生成する為の基準信号
を分割し、基準信号からパルス列（コム）発生器で位相
校正信号をベースバンド帯域で生成すると同時に、基準
信号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期
発振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用の
ローカル周波数信号でアップコンバートすることによ
り、高周波帯の位相校正信号を作製することを特徴とし
ている。
【０００７】また、本発明は、ベースバンドで位相校正
信号を発生させ、更に位相校正信号を発生させたのと同
一の基準信号を用いて、周波数変換用のローカル周波数
を発生させ周波数変換することを特徴としている。
信号を発生させ、更に位相校正信号を発生させたのと同
一の基準信号を用いて、周波数変換用のローカル周波数
を発生させ周波数変換することを特徴としている。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を、図
面に基づいて説明するが、本発明は、この実施の形態に
限定されない。本発明の概略図を第１図に示す。図１に
おいて、ケーブル遅延校正装置２を通過した原子時計か
らの基準周波数１である信号を分配し、その信号から位
相校正信号をベースバンド帯域で生成するためのパルス
列発生器３、分配信号から周波数変換用のローカル周波
数信号を発生させるための位相同期発振器４、位相校正
信号を周波数変換するためのアップコンバータ５からな
る高周波（ＲＦ）帯の位相校正信号６を作製する。ま
た、同図において、１は原子時計等により発生された基
準信号、２はケーブル遅延校正装置、３はステップリカ
バリーダイオードまたはトンネルダイオード等のパルス
列（コム）発生器、４は位相同期発振器、５はアップコ
ンバータ、６は位相校正信号、７はアンテナ、８は方向
性結合器、９は増幅器、１０はフィルタ、１１は位相同
期発振器、１２は周波数変換器、及び１３はサンプラで
ある。更に、ケーブル遅延校正装置２は、ステップリカ
バリーダイオードまたはトンネルダイオード等のパルス
列（コム）発生器３までのケーブル伝送遅延量を測定す
る。アップコンバータ５は、３と４の信号を混合する。
尚、７から１３は、ＶＬＢＩ観測装置である。更に又、
図において、位相同期発振器４は、共振器構造をしてい
るので、一次逓倍によって生じたＦＭ雑音を除去でき、
直接逓倍によって発生させた信号より安定となる。
面に基づいて説明するが、本発明は、この実施の形態に
限定されない。本発明の概略図を第１図に示す。図１に
おいて、ケーブル遅延校正装置２を通過した原子時計か
らの基準周波数１である信号を分配し、その信号から位
相校正信号をベースバンド帯域で生成するためのパルス
列発生器３、分配信号から周波数変換用のローカル周波
数信号を発生させるための位相同期発振器４、位相校正
信号を周波数変換するためのアップコンバータ５からな
る高周波（ＲＦ）帯の位相校正信号６を作製する。ま
た、同図において、１は原子時計等により発生された基
準信号、２はケーブル遅延校正装置、３はステップリカ
バリーダイオードまたはトンネルダイオード等のパルス
列（コム）発生器、４は位相同期発振器、５はアップコ
ンバータ、６は位相校正信号、７はアンテナ、８は方向
性結合器、９は増幅器、１０はフィルタ、１１は位相同
期発振器、１２は周波数変換器、及び１３はサンプラで
ある。更に、ケーブル遅延校正装置２は、ステップリカ
バリーダイオードまたはトンネルダイオード等のパルス
列（コム）発生器３までのケーブル伝送遅延量を測定す
る。アップコンバータ５は、３と４の信号を混合する。
尚、７から１３は、ＶＬＢＩ観測装置である。更に又、
図において、位相同期発振器４は、共振器構造をしてい
るので、一次逓倍によって生じたＦＭ雑音を除去でき、
直接逓倍によって発生させた信号より安定となる。
【０００９】本発明は、ケーブル遅延校正装置２を通過
した基準周波数１である信号を基に低周波数帯（ベース
バンド帯）で安定で高振幅の位相校正信号を発生させ、
同一の基準信号から位相同期発振器４で発生させた周波
数変換用のローカル周波数信号で、アップコンバート５
することによりＲＦ帯の位相校正信号６を得る。この
時、周波数変換用のローカル周波数信号は、位相校正信
号を発生させるのに用いた同一の基準信号であることが
重要である。周波数変換用のローカル周波数を作るだけ
なら、受信信号をダウンコンバートするためのローカル
周波数信号（位相同期発振器１１により作製）を分割
し、用いることが考えられる。この方式は、簡便である
がダウンコンバート用のローカル信号（位相同期発振器
１１）の変動を取り除くことができない。
した基準周波数１である信号を基に低周波数帯（ベース
バンド帯）で安定で高振幅の位相校正信号を発生させ、
同一の基準信号から位相同期発振器４で発生させた周波
数変換用のローカル周波数信号で、アップコンバート５
することによりＲＦ帯の位相校正信号６を得る。この
時、周波数変換用のローカル周波数信号は、位相校正信
号を発生させるのに用いた同一の基準信号であることが
重要である。周波数変換用のローカル周波数を作るだけ
なら、受信信号をダウンコンバートするためのローカル
周波数信号（位相同期発振器１１により作製）を分割
し、用いることが考えられる。この方式は、簡便である
がダウンコンバート用のローカル信号（位相同期発振器
１１）の変動を取り除くことができない。
【００１０】この様子を第２図を用いて考察する。従来
型の位相校正信号位相（図２の（ａ））と２つの周波数
変換型（本発明である図２の（ｂ）と図２の（ｃ））位
相校正信号を考えてみる。ここで図２の（ｂ）は、アッ
プコンバータ用のローカル信号にダウンコンバータ用の
ローカル信号を分配して用いたもので、第２の（ｃ）は
本発明であり、ベースバンド位相校正信号用基準信号に
位相同期した位相同期発振器によって作られたものであ
る。ここで、それぞれの場合の局内位相について考えて
みる。各図中の上半分は、アンテナ、ダウンコンバー
タ、フィルタ、及びサンプラ等周波数変換系を含む観測
系を示し、下半分は位相及び遅延補正系を示す。図中で
観測系は、全位相の合計という形で１つの増幅器、フィ
ルタ、ミキサで表している。 位相校正信号は、ステッ
プリカバリーダイオード又はトンネルダイオード等によ
り狭パルス幅列の信号として作製される。この時、これ
らのダイオードは、パルス列発生器として動作する。ダ
イオードの入力端における基準信号位相は、次式で表さ
れる。 φ１（ｔ）＝ωｒｅｆ（ｔ＋ΔｔＬ−τＣａｂｌｅ）， （１） ここでωｒｅｆは、原子時計により発生される局の基準
信号であり、ｔは時刻、ΔｔＬはＵＴＣ（国際標準時）
からのずれ、τｃａｂｌｅは原子時計からのダイオード
入力端までのケーブル遅延量である。 この遅延量は、
ケーブル遅延校正器で測定される（上記の文献（１）、
（２）、及び（３）参照）。
型の位相校正信号位相（図２の（ａ））と２つの周波数
変換型（本発明である図２の（ｂ）と図２の（ｃ））位
相校正信号を考えてみる。ここで図２の（ｂ）は、アッ
プコンバータ用のローカル信号にダウンコンバータ用の
ローカル信号を分配して用いたもので、第２の（ｃ）は
本発明であり、ベースバンド位相校正信号用基準信号に
位相同期した位相同期発振器によって作られたものであ
る。ここで、それぞれの場合の局内位相について考えて
みる。各図中の上半分は、アンテナ、ダウンコンバー
タ、フィルタ、及びサンプラ等周波数変換系を含む観測
系を示し、下半分は位相及び遅延補正系を示す。図中で
観測系は、全位相の合計という形で１つの増幅器、フィ
ルタ、ミキサで表している。 位相校正信号は、ステッ
プリカバリーダイオード又はトンネルダイオード等によ
り狭パルス幅列の信号として作製される。この時、これ
らのダイオードは、パルス列発生器として動作する。ダ
イオードの入力端における基準信号位相は、次式で表さ
れる。 φ１（ｔ）＝ωｒｅｆ（ｔ＋ΔｔＬ−τＣａｂｌｅ）， （１） ここでωｒｅｆは、原子時計により発生される局の基準
信号であり、ｔは時刻、ΔｔＬはＵＴＣ（国際標準時）
からのずれ、τｃａｂｌｅは原子時計からのダイオード
入力端までのケーブル遅延量である。 この遅延量は、
ケーブル遅延校正器で測定される（上記の文献（１）、
（２）、及び（３）参照）。
【００１１】パルス列としてのダイオード出力φ１は、 φ（ｔ）＝φ（ｔ）ｎ＋φｃｏｍｂ ＝ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ）＋φｃｏｍｂ， ：従来システム φ２（ｔ）＝φ１（ｔ）ｍ＋φｃｏｍｂ ＝ω（（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ）＋φｃｏｍｂ， ：本発明による 図２の（ｂ）と図２の（ｃ）本発明，（２） ここで、 ω＝ｎωｒｅｆ，ωｃ＝ｍωｒｅｆ（ｎ，ｍ
は整数，ｎ＞ｍ），φｃｏｍｂは定数。 −π／２はト
ンネルダイオードの場合に、及びｐ（ｎ＋（１／２））
はステップリカバリーダイオードの場合に相当（文献
（２））する。
は整数，ｎ＞ｍ），φｃｏｍｂは定数。 −π／２はト
ンネルダイオードの場合に、及びｐ（ｎ＋（１／２））
はステップリカバリーダイオードの場合に相当（文献
（２））する。
【００１２】従来型では、この一度の逓倍でＲＦ帯の位
相校正信号が作られる。そのため、図５から判るように
十分な振幅を得にくい。周波数変換型の位相校正システ
ム（図２の（ｂ）、及び（ｃ）を参照）では、作製され
たφ１（ｔ）の信号はベースバンド帯であるので、周波
数変換によりＲＦ帯の位相校正信号が作製される。 ベ
ースバンド帯での位相校正信号は、図５からも判るよう
に十分な振幅を得やすい。周波数変換用ローカル信号φ
３（ｔ）は、図２の（ｂ）ではダウンコンバータ用のロ
ーカル信号が分配され、図２の（ｃ）の本発明ではφ１
（ｔ）に位相同期したローカル信号が位相同期発振器に
より、作製される。 φ３（ｔ）＝ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ）＋φｃｏｍｂ＋ωＬｏｃａｌｔ ＋φＬｏｃａｌ ：図２の（ｂ）， φ２（ｔ）＝ωｃ（（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ）＋φｃｏｍｂ＋ωＬｏｃａｌ （ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ）＋φＬｏｃａｌ ：図２の（ｃ）本発明（３） ここで、φＬｏｃａｌは、基準信号のダイオード入力端
と位相同期発振器入力端の位相差を含むものとする。周
波数変換型の場合にはベースバンド位相校正信号ｆ
２は、ローカル信号ΦＬｏｃａｌによってＲＦ帯に周波
数変換される。最終的に何れのシステムもＲＦ帯の位相
校正信号は、低雑音増幅器の前においてアンテナで受信
された信号に混合される。ダイオード出力端から信号挿
入端までの遅延量をｔＳＲＤとすると、信号挿入端にお
ける位相校正信号ｆ４（１）とアンテナでの受信信号位
相ｆ５（ｔ）は、次式で表される。 φ４（ｔ）＝ω（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ， ：従来システム φ４（ｔ）：ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅτＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ＋ωＬｏ ｃａｌ （１−τ）＋φＬｏｃａｌ ：図２の（ｂ）， φ４（ｔ）＝ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ＋ω（ ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φＬｏｃａｌ：図２の（ｃ）本発明 （４） φ５（ｔ）：ω（ｔ−τａｎｔ）＋θ（ｔ）， （５） ここで、θ（ｔ）はアンテナでの受信信号、τａｎｔは
アンテナ構造体遅延。ＲＦ帯の位相校正信号で、受信信
号周波数と同一の周波数に変換するので、 ωは（ωｃ
＋ωＬｏｃａｌ）と同一とすることができる。
相校正信号が作られる。そのため、図５から判るように
十分な振幅を得にくい。周波数変換型の位相校正システ
ム（図２の（ｂ）、及び（ｃ）を参照）では、作製され
たφ１（ｔ）の信号はベースバンド帯であるので、周波
数変換によりＲＦ帯の位相校正信号が作製される。 ベ
ースバンド帯での位相校正信号は、図５からも判るよう
に十分な振幅を得やすい。周波数変換用ローカル信号φ
３（ｔ）は、図２の（ｂ）ではダウンコンバータ用のロ
ーカル信号が分配され、図２の（ｃ）の本発明ではφ１
（ｔ）に位相同期したローカル信号が位相同期発振器に
より、作製される。 φ３（ｔ）＝ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ）＋φｃｏｍｂ＋ωＬｏｃａｌｔ ＋φＬｏｃａｌ ：図２の（ｂ）， φ２（ｔ）＝ωｃ（（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ）＋φｃｏｍｂ＋ωＬｏｃａｌ （ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ）＋φＬｏｃａｌ ：図２の（ｃ）本発明（３） ここで、φＬｏｃａｌは、基準信号のダイオード入力端
と位相同期発振器入力端の位相差を含むものとする。周
波数変換型の場合にはベースバンド位相校正信号ｆ
２は、ローカル信号ΦＬｏｃａｌによってＲＦ帯に周波
数変換される。最終的に何れのシステムもＲＦ帯の位相
校正信号は、低雑音増幅器の前においてアンテナで受信
された信号に混合される。ダイオード出力端から信号挿
入端までの遅延量をｔＳＲＤとすると、信号挿入端にお
ける位相校正信号ｆ４（１）とアンテナでの受信信号位
相ｆ５（ｔ）は、次式で表される。 φ４（ｔ）＝ω（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ， ：従来システム φ４（ｔ）：ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅτＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ＋ωＬｏ ｃａｌ （１−τ）＋φＬｏｃａｌ ：図２の（ｂ）， φ４（ｔ）＝ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ＋ω（ ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φＬｏｃａｌ：図２の（ｃ）本発明 （４） φ５（ｔ）：ω（ｔ−τａｎｔ）＋θ（ｔ）， （５） ここで、θ（ｔ）はアンテナでの受信信号、τａｎｔは
アンテナ構造体遅延。ＲＦ帯の位相校正信号で、受信信
号周波数と同一の周波数に変換するので、 ωは（ωｃ
＋ωＬｏｃａｌ）と同一とすることができる。
【００１３】ここで、サンプラの基準信号に対する遅延
をτＦＭＴとすると、サンプラでのタイミングｔＰＭＴ
は、次式の様になる。 ｔＦＭＴ＝ｔ＋ΔｔＬ−τＦＭＴ， （６） 以上より、デジタル化された最終位相（位相校正信号φ
Ｐｃａｌ（ｔＰＭＴ）、受信信号φｓｉｇｎａｌ（ｔ
ＦＭＴ））は、次式で表される。 φＰｃａｌ（ｔＰＭＴ） ＝ω（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φｃ ｏｍｂ −ωτａｍｐ− ωＬｏｃａｌｔＬ−φＬｏｃａｌ−ωＬτＦＭＴ， ：従来システム φＰｃａｌ（ｔＰＭＴ） ＝ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τＳＲＤ）−ω（τＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ−ωτａｍｐ− φａｍｐ−ωＬτＦＭＴ：図２の（ｂ）， φｓｉｇｎａｌ（ｔＰＭＴ） ＝ω（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ＋φＬｏｃａｌ−ω τａｍｐ− φａｍｐ−ωＬｏｃａｌｔＬ−φＬｏｃａｌｔＬ −ωＬτＰＭＴ ：図２図の（ｃ）本発明， （７） φｓｉｇｎａｌ（ｔＦＭＴ） ＝ω（ｔ−τａｎｔ）＋θ−ωτａｍｐ−φａｍｐ−ωＬｏｃａｔＬｌ−φＬｏ ｃａｌ −ωＬτＰＭＴ，．（８） ここで、φｓｉｇｎａｌ（ｔＦＭＴ）とφＰｃａｌ（ｔ
ＦＭＴ）の差をとり、局内遅延量の補償を行うことがで
きる。図２の（ｂ）場合、差は｛ω（ｔ＋ΔｔＬ−τ
ｃａｂｌｅ）｝，（ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−
τｃａｂｌｅ）｝，｛ωＬｏｃａｌｔＬ＋
φＬｃｏｓｔ｝の和となる。図２の（Ｃ）での本発明の
場合には、差はφＬｏｃａｌのみである。
をτＦＭＴとすると、サンプラでのタイミングｔＰＭＴ
は、次式の様になる。 ｔＦＭＴ＝ｔ＋ΔｔＬ−τＦＭＴ， （６） 以上より、デジタル化された最終位相（位相校正信号φ
Ｐｃａｌ（ｔＰＭＴ）、受信信号φｓｉｇｎａｌ（ｔ
ＦＭＴ））は、次式で表される。 φＰｃａｌ（ｔＰＭＴ） ＝ω（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φｃ ｏｍｂ −ωτａｍｐ− ωＬｏｃａｌｔＬ−φＬｏｃａｌ−ωＬτＦＭＴ， ：従来システム φＰｃａｌ（ｔＰＭＴ） ＝ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−τＳＲＤ）−ω（τＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ−ωτａｍｐ− φａｍｐ−ωＬτＦＭＴ：図２の（ｂ）， φｓｉｇｎａｌ（ｔＰＭＴ） ＝ω（ｔ＋ΔｔＬ−τｃａｂｌｅ−τＳＲＤ）＋φｃｏｍｂ＋φＬｏｃａｌ−ω τａｍｐ− φａｍｐ−ωＬｏｃａｌｔＬ−φＬｏｃａｌｔＬ −ωＬτＰＭＴ ：図２図の（ｃ）本発明， （７） φｓｉｇｎａｌ（ｔＦＭＴ） ＝ω（ｔ−τａｎｔ）＋θ−ωτａｍｐ−φａｍｐ−ωＬｏｃａｔＬｌ−φＬｏ ｃａｌ −ωＬτＰＭＴ，．（８） ここで、φｓｉｇｎａｌ（ｔＦＭＴ）とφＰｃａｌ（ｔ
ＦＭＴ）の差をとり、局内遅延量の補償を行うことがで
きる。図２の（ｂ）場合、差は｛ω（ｔ＋ΔｔＬ−τ
ｃａｂｌｅ）｝，（ωｃ（ｔ＋ΔｔＬ−
τｃａｂｌｅ）｝，｛ωＬｏｃａｌｔＬ＋
φＬｃｏｓｔ｝の和となる。図２の（Ｃ）での本発明の
場合には、差はφＬｏｃａｌのみである。
【００１４】φＬｏｃａｌは、定数であり、郡遅延を観
測量とするＶＬＢＩでは全周波数に共通に入る定数項に
は全く影響を受けない。上述のように、図２の（Ｃ）で
の本発明は、十分な位相校正振幅を得られるばかりか、
従来、システムと位相校正信号の位相関係が同一と言え
る。また、位相同期発振器は、共振器型逓倍方式である
ので、単一周波数に対してＦＭ雑音を除去することが可
能で、安定した１周波を得られるため、従来方式より位
相校正信号位相安定度においてもはるかに有利である。
一方、図２の（ｂ）は、十分な位相校正振幅を得られる
反面、周波数変換用のローカル信号位相が補償されず、
従来型と位相校正信号の位相関係は同一と言えない。
測量とするＶＬＢＩでは全周波数に共通に入る定数項に
は全く影響を受けない。上述のように、図２の（Ｃ）で
の本発明は、十分な位相校正振幅を得られるばかりか、
従来、システムと位相校正信号の位相関係が同一と言え
る。また、位相同期発振器は、共振器型逓倍方式である
ので、単一周波数に対してＦＭ雑音を除去することが可
能で、安定した１周波を得られるため、従来方式より位
相校正信号位相安定度においてもはるかに有利である。
一方、図２の（ｂ）は、十分な位相校正振幅を得られる
反面、周波数変換用のローカル信号位相が補償されず、
従来型と位相校正信号の位相関係は同一と言えない。
【００１５】上述の内容より、本方式（図２の（ｃ）で
の）本発明）では、従来型で問題となっていたＲＦ帯位
相校正信号振幅・安定度等による使用可能周波数の上限
をなくすことが可能となり、高周波ＶＬＢＩの道を開く
ものである。
の）本発明）では、従来型で問題となっていたＲＦ帯位
相校正信号振幅・安定度等による使用可能周波数の上限
をなくすことが可能となり、高周波ＶＬＢＩの道を開く
ものである。
【００１６】
【発明の効果】ＶＬＢＩ観測において局内遅延・周波数
特性を補正することができ、位相校正信号生成可能周波
数の上限をなくし、高周波ＶＬＢＩが可能となる。
特性を補正することができ、位相校正信号生成可能周波
数の上限をなくし、高周波ＶＬＢＩが可能となる。
【図１】本発明の基本構成を示す概略図である。
【図２】各方式の局内位相関係を示す構成図である。
【図３】本発明の一実施の形態を示す概略図である。
【図４】従来の方式を示す概略図である。
【図５】時間又は周波数と振幅の関係を示す図である。
１ 基準周波数 ２ ケーブル遅延校正装置 ３ ステップリカバリーまたはトンネルダイオード ４ 位相同期発振器 ５ アップコンバータ ６ 位相校正信号 ７ アンテナ ８ 方向性結合器 ９ 増幅器 １０ フイルタ １１ 位相同期発振器 １２ 周波数変換器 １３ サンプラ １４ パルス列（コム）発生器
Claims (2)
- 【請求項１】 位相校正信号を生成する為の基準信号を
分割し、基準信号からパルス列（コム）発生器で位相校
正信号をベースバンド帯域で生成すると同時に、基準信
号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期発
振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用のロ
ーカル周波数信号でアップコンバートすることにより、
高周波帯の位相校正信号を作製することを特徴とする高
周波帯位相校正信号発生方法。 - 【請求項２】 ベースバンドで位相校正信号を発生さ
せ、更に位相校正信号を発生させたのと同一の基準信号
を用いて、周波数変換用のローカル周波数を発生させ周
波数変換することを特徴とする高周波帯位相校正信号発
生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11101594A JP2000261313A (ja) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | 高周波帯位相校正信号発生方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11101594A JP2000261313A (ja) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | 高周波帯位相校正信号発生方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000261313A true JP2000261313A (ja) | 2000-09-22 |
Family
ID=14304719
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11101594A Pending JP2000261313A (ja) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | 高周波帯位相校正信号発生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000261313A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106771712A (zh) * | 2016-11-15 | 2017-05-31 | 中国电子科技集团公司第四十研究所 | 一种变频器相位一致性测试装置及方法 |
| CN114070307A (zh) * | 2022-01-17 | 2022-02-18 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种宽带快速切换频率合成电路 |
-
1999
- 1999-03-04 JP JP11101594A patent/JP2000261313A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106771712A (zh) * | 2016-11-15 | 2017-05-31 | 中国电子科技集团公司第四十研究所 | 一种变频器相位一致性测试装置及方法 |
| CN106771712B (zh) * | 2016-11-15 | 2019-07-26 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种变频器相位一致性测试装置及方法 |
| CN114070307A (zh) * | 2022-01-17 | 2022-02-18 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种宽带快速切换频率合成电路 |
| CN114070307B (zh) * | 2022-01-17 | 2022-04-08 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种宽带快速切换频率合成电路 |
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