JP2000261313A - 高周波帯位相校正信号発生方法 - Google Patents
高周波帯位相校正信号発生方法Info
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- JP2000261313A JP2000261313A JP11101594A JP10159499A JP2000261313A JP 2000261313 A JP2000261313 A JP 2000261313A JP 11101594 A JP11101594 A JP 11101594A JP 10159499 A JP10159499 A JP 10159499A JP 2000261313 A JP2000261313 A JP 2000261313A
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- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 RF帯位相校正信号振幅・安定等による使用
可能上限をなくし、且つ高周波VLBIが期待できる高
周波帯位相校正信号発生方法を提供する。 【解決手段】 位相校正信号を生成する為の基準信号を
分割し、基準信号からパルス列(コム)発生器で位相校
正信号ほベースバンド帯域で生成すると同時に、基準信
号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期発
振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用のロ
ーカル周波数信号でコンバートすることにより、高周波
帯の位相校正信号を作製する。
可能上限をなくし、且つ高周波VLBIが期待できる高
周波帯位相校正信号発生方法を提供する。 【解決手段】 位相校正信号を生成する為の基準信号を
分割し、基準信号からパルス列(コム)発生器で位相校
正信号ほベースバンド帯域で生成すると同時に、基準信
号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期発
振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用のロ
ーカル周波数信号でコンバートすることにより、高周波
帯の位相校正信号を作製する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、超長基線電波干渉
計(VLBI)の局内遅延及び位相補償に関し、更に詳
細には、超長基線電波干渉計に関する。
計(VLBI)の局内遅延及び位相補償に関し、更に詳
細には、超長基線電波干渉計に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、超長基線電波干渉計(VLBI)
技術の測地分野への応用は、8GHz帯が中心であっ
た。地球規模でmm単位の測地を可能とした現在では、
原理的により高精度が期待できる高周波数帯への応用の
機運が高まっている。従来の高周波数帯での概略図を第
4図に示す。電波星からの信号が2つの受信局へ到達す
る時間差を観測量とするVLBIにおいて、位相校正信
号4はアンテナ5以降の局内遅延、且つ周波数特性の補
正を行い、真の到達時間差を求めるのに欠くことのでき
ないものである。アンテナ5内で受信信号に受信直後
に、位相校正信号4は方向性結合器6により混合され
る。以後は、受信信号と位相校正信号は全く同じ系(増
幅器7、フィルタ8、及び周波数変換10)を通過し、
サンプリンラ11でサンプリングされることとなり、そ
の結果、同じ周波数成分は同じ遅延及び周波数特性を受
けることになる。両者の差を取ってやると局内遅延及び
受信系の周波数特性を補正することができる。この原理
から位相校正信号は、受信信号周波数(RF)と同じ周
波数である必要がある。
技術の測地分野への応用は、8GHz帯が中心であっ
た。地球規模でmm単位の測地を可能とした現在では、
原理的により高精度が期待できる高周波数帯への応用の
機運が高まっている。従来の高周波数帯での概略図を第
4図に示す。電波星からの信号が2つの受信局へ到達す
る時間差を観測量とするVLBIにおいて、位相校正信
号4はアンテナ5以降の局内遅延、且つ周波数特性の補
正を行い、真の到達時間差を求めるのに欠くことのでき
ないものである。アンテナ5内で受信信号に受信直後
に、位相校正信号4は方向性結合器6により混合され
る。以後は、受信信号と位相校正信号は全く同じ系(増
幅器7、フィルタ8、及び周波数変換10)を通過し、
サンプリンラ11でサンプリングされることとなり、そ
の結果、同じ周波数成分は同じ遅延及び周波数特性を受
けることになる。両者の差を取ってやると局内遅延及び
受信系の周波数特性を補正することができる。この原理
から位相校正信号は、受信信号周波数(RF)と同じ周
波数である必要がある。
【0003】従来、位相校正信号4は、ケーブル遅延校
正装置2を通過した原子時計からの基準周波数1である
信号をパルス列(コム)発生器3により逓倍して直接R
F周波数帯の信号として発生させていた。
正装置2を通過した原子時計からの基準周波数1である
信号をパルス列(コム)発生器3により逓倍して直接R
F周波数帯の信号として発生させていた。
【0004】従来の基準周波数からRF信号への逓倍比
は、8GHz帯で1720程度であるが、より高周波信
号で2000を越えて位相校正信号を作成した場合に
は、生成される位相校正信号の位相安定度及び振幅に無
理が生じる。各周波数における位相校正信号振幅は、パ
ルス列(コム)発生器(図4の3に示す)により発生さ
れるパルス列のパルス幅(X)により決定される、SI
N(X)/(X)のほうらく線状の振幅特性を持ち、従
来の位相校正信号振幅は15GHz付近で零となってし
まう。この様子を第5図に示す。時間軸でみた場合を
(a)図に、及び周波数軸でみた場合を(b)図に示
す。実際には、10GHz近辺から現在のVLBIの必
要精度を満たさなくなる。高周波帯で位相校正信号が生
成できなくなると、局内遅延及び周波数特性の補正が行
えず、高精度化を目指して高周波帯に移行することが高
精度化に繋がることになる。これらの詳細については、
下記の文献を参照されたい。 (1) A.E.E.Rgers,:Very lon
g baselineinterferometry
with large effectivebandw
idth for p hase−delay mea
surements”,Radio Sci.,Vo
l.5,No.10,pp.1239−1247,19
70. (2) H.Kiuch,:Instrumental
delay calibration with z
ero baseline interferomet
ry for VLBI time compari
son:,IEE Proc.−Sci.Meas.T
echnol.,Vol 144,No.4,pp.1
81−188,1997. (3)特許第1928027号 高精度伝送路電気長測
定方法
は、8GHz帯で1720程度であるが、より高周波信
号で2000を越えて位相校正信号を作成した場合に
は、生成される位相校正信号の位相安定度及び振幅に無
理が生じる。各周波数における位相校正信号振幅は、パ
ルス列(コム)発生器(図4の3に示す)により発生さ
れるパルス列のパルス幅(X)により決定される、SI
N(X)/(X)のほうらく線状の振幅特性を持ち、従
来の位相校正信号振幅は15GHz付近で零となってし
まう。この様子を第5図に示す。時間軸でみた場合を
(a)図に、及び周波数軸でみた場合を(b)図に示
す。実際には、10GHz近辺から現在のVLBIの必
要精度を満たさなくなる。高周波帯で位相校正信号が生
成できなくなると、局内遅延及び周波数特性の補正が行
えず、高精度化を目指して高周波帯に移行することが高
精度化に繋がることになる。これらの詳細については、
下記の文献を参照されたい。 (1) A.E.E.Rgers,:Very lon
g baselineinterferometry
with large effectivebandw
idth for p hase−delay mea
surements”,Radio Sci.,Vo
l.5,No.10,pp.1239−1247,19
70. (2) H.Kiuch,:Instrumental
delay calibration with z
ero baseline interferomet
ry for VLBI time compari
son:,IEE Proc.−Sci.Meas.T
echnol.,Vol 144,No.4,pp.1
81−188,1997. (3)特許第1928027号 高精度伝送路電気長測
定方法
【0005】本発明は、RF帯位相校正信号振幅・安定
度等による使用可能上限をなくし、且つ高周波VLBI
が期待できる高周波帯位相校正信号発生方法を提供する
ことが、目的である。
度等による使用可能上限をなくし、且つ高周波VLBI
が期待できる高周波帯位相校正信号発生方法を提供する
ことが、目的である。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために、位相校正信号を生成する為の基準信号
を分割し、基準信号からパルス列(コム)発生器で位相
校正信号をベースバンド帯域で生成すると同時に、基準
信号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期
発振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用の
ローカル周波数信号でアップコンバートすることによ
り、高周波帯の位相校正信号を作製することを特徴とし
ている。
解決するために、位相校正信号を生成する為の基準信号
を分割し、基準信号からパルス列(コム)発生器で位相
校正信号をベースバンド帯域で生成すると同時に、基準
信号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期
発振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用の
ローカル周波数信号でアップコンバートすることによ
り、高周波帯の位相校正信号を作製することを特徴とし
ている。
【0007】また、本発明は、ベースバンドで位相校正
信号を発生させ、更に位相校正信号を発生させたのと同
一の基準信号を用いて、周波数変換用のローカル周波数
を発生させ周波数変換することを特徴としている。
信号を発生させ、更に位相校正信号を発生させたのと同
一の基準信号を用いて、周波数変換用のローカル周波数
を発生させ周波数変換することを特徴としている。
【0008】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を、図
面に基づいて説明するが、本発明は、この実施の形態に
限定されない。本発明の概略図を第1図に示す。図1に
おいて、ケーブル遅延校正装置2を通過した原子時計か
らの基準周波数1である信号を分配し、その信号から位
相校正信号をベースバンド帯域で生成するためのパルス
列発生器3、分配信号から周波数変換用のローカル周波
数信号を発生させるための位相同期発振器4、位相校正
信号を周波数変換するためのアップコンバータ5からな
る高周波(RF)帯の位相校正信号6を作製する。ま
た、同図において、1は原子時計等により発生された基
準信号、2はケーブル遅延校正装置、3はステップリカ
バリーダイオードまたはトンネルダイオード等のパルス
列(コム)発生器、4は位相同期発振器、5はアップコ
ンバータ、6は位相校正信号、7はアンテナ、8は方向
性結合器、9は増幅器、10はフィルタ、11は位相同
期発振器、12は周波数変換器、及び13はサンプラで
ある。更に、ケーブル遅延校正装置2は、ステップリカ
バリーダイオードまたはトンネルダイオード等のパルス
列(コム)発生器3までのケーブル伝送遅延量を測定す
る。アップコンバータ5は、3と4の信号を混合する。
尚、7から13は、VLBI観測装置である。更に又、
図において、位相同期発振器4は、共振器構造をしてい
るので、一次逓倍によって生じたFM雑音を除去でき、
直接逓倍によって発生させた信号より安定となる。
面に基づいて説明するが、本発明は、この実施の形態に
限定されない。本発明の概略図を第1図に示す。図1に
おいて、ケーブル遅延校正装置2を通過した原子時計か
らの基準周波数1である信号を分配し、その信号から位
相校正信号をベースバンド帯域で生成するためのパルス
列発生器3、分配信号から周波数変換用のローカル周波
数信号を発生させるための位相同期発振器4、位相校正
信号を周波数変換するためのアップコンバータ5からな
る高周波(RF)帯の位相校正信号6を作製する。ま
た、同図において、1は原子時計等により発生された基
準信号、2はケーブル遅延校正装置、3はステップリカ
バリーダイオードまたはトンネルダイオード等のパルス
列(コム)発生器、4は位相同期発振器、5はアップコ
ンバータ、6は位相校正信号、7はアンテナ、8は方向
性結合器、9は増幅器、10はフィルタ、11は位相同
期発振器、12は周波数変換器、及び13はサンプラで
ある。更に、ケーブル遅延校正装置2は、ステップリカ
バリーダイオードまたはトンネルダイオード等のパルス
列(コム)発生器3までのケーブル伝送遅延量を測定す
る。アップコンバータ5は、3と4の信号を混合する。
尚、7から13は、VLBI観測装置である。更に又、
図において、位相同期発振器4は、共振器構造をしてい
るので、一次逓倍によって生じたFM雑音を除去でき、
直接逓倍によって発生させた信号より安定となる。
【0009】本発明は、ケーブル遅延校正装置2を通過
した基準周波数1である信号を基に低周波数帯(ベース
バンド帯)で安定で高振幅の位相校正信号を発生させ、
同一の基準信号から位相同期発振器4で発生させた周波
数変換用のローカル周波数信号で、アップコンバート5
することによりRF帯の位相校正信号6を得る。この
時、周波数変換用のローカル周波数信号は、位相校正信
号を発生させるのに用いた同一の基準信号であることが
重要である。周波数変換用のローカル周波数を作るだけ
なら、受信信号をダウンコンバートするためのローカル
周波数信号(位相同期発振器11により作製)を分割
し、用いることが考えられる。この方式は、簡便である
がダウンコンバート用のローカル信号(位相同期発振器
11)の変動を取り除くことができない。
した基準周波数1である信号を基に低周波数帯(ベース
バンド帯)で安定で高振幅の位相校正信号を発生させ、
同一の基準信号から位相同期発振器4で発生させた周波
数変換用のローカル周波数信号で、アップコンバート5
することによりRF帯の位相校正信号6を得る。この
時、周波数変換用のローカル周波数信号は、位相校正信
号を発生させるのに用いた同一の基準信号であることが
重要である。周波数変換用のローカル周波数を作るだけ
なら、受信信号をダウンコンバートするためのローカル
周波数信号(位相同期発振器11により作製)を分割
し、用いることが考えられる。この方式は、簡便である
がダウンコンバート用のローカル信号(位相同期発振器
11)の変動を取り除くことができない。
【0010】この様子を第2図を用いて考察する。従来
型の位相校正信号位相(図2の(a))と2つの周波数
変換型(本発明である図2の(b)と図2の(c))位
相校正信号を考えてみる。ここで図2の(b)は、アッ
プコンバータ用のローカル信号にダウンコンバータ用の
ローカル信号を分配して用いたもので、第2の(c)は
本発明であり、ベースバンド位相校正信号用基準信号に
位相同期した位相同期発振器によって作られたものであ
る。ここで、それぞれの場合の局内位相について考えて
みる。各図中の上半分は、アンテナ、ダウンコンバー
タ、フィルタ、及びサンプラ等周波数変換系を含む観測
系を示し、下半分は位相及び遅延補正系を示す。図中で
観測系は、全位相の合計という形で1つの増幅器、フィ
ルタ、ミキサで表している。 位相校正信号は、ステッ
プリカバリーダイオード又はトンネルダイオード等によ
り狭パルス幅列の信号として作製される。この時、これ
らのダイオードは、パルス列発生器として動作する。ダ
イオードの入力端における基準信号位相は、次式で表さ
れる。 φ1(t)=ωref(t+ΔtL−τCable), (1) ここでωrefは、原子時計により発生される局の基準
信号であり、tは時刻、ΔtLはUTC(国際標準時)
からのずれ、τcableは原子時計からのダイオード
入力端までのケーブル遅延量である。 この遅延量は、
ケーブル遅延校正器で測定される(上記の文献(1)、
(2)、及び(3)参照)。
型の位相校正信号位相(図2の(a))と2つの周波数
変換型(本発明である図2の(b)と図2の(c))位
相校正信号を考えてみる。ここで図2の(b)は、アッ
プコンバータ用のローカル信号にダウンコンバータ用の
ローカル信号を分配して用いたもので、第2の(c)は
本発明であり、ベースバンド位相校正信号用基準信号に
位相同期した位相同期発振器によって作られたものであ
る。ここで、それぞれの場合の局内位相について考えて
みる。各図中の上半分は、アンテナ、ダウンコンバー
タ、フィルタ、及びサンプラ等周波数変換系を含む観測
系を示し、下半分は位相及び遅延補正系を示す。図中で
観測系は、全位相の合計という形で1つの増幅器、フィ
ルタ、ミキサで表している。 位相校正信号は、ステッ
プリカバリーダイオード又はトンネルダイオード等によ
り狭パルス幅列の信号として作製される。この時、これ
らのダイオードは、パルス列発生器として動作する。ダ
イオードの入力端における基準信号位相は、次式で表さ
れる。 φ1(t)=ωref(t+ΔtL−τCable), (1) ここでωrefは、原子時計により発生される局の基準
信号であり、tは時刻、ΔtLはUTC(国際標準時)
からのずれ、τcableは原子時計からのダイオード
入力端までのケーブル遅延量である。 この遅延量は、
ケーブル遅延校正器で測定される(上記の文献(1)、
(2)、及び(3)参照)。
【0011】パルス列としてのダイオード出力φ1は、 φ(t)=φ(t)n+φcomb =ωc(t+ΔtL−τcable)+φcomb, :従来システム φ2(t)=φ1(t)m+φcomb =ω((t+ΔtL−τcable)+φcomb, :本発明による 図2の(b)と図2の(c)本発明,(2) ここで、 ω=nωref,ωc=mωref(n,m
は整数,n>m),φcombは定数。 −π/2はト
ンネルダイオードの場合に、及びp(n+(1/2))
はステップリカバリーダイオードの場合に相当(文献
(2))する。
は整数,n>m),φcombは定数。 −π/2はト
ンネルダイオードの場合に、及びp(n+(1/2))
はステップリカバリーダイオードの場合に相当(文献
(2))する。
【0012】従来型では、この一度の逓倍でRF帯の位
相校正信号が作られる。そのため、図5から判るように
十分な振幅を得にくい。周波数変換型の位相校正システ
ム(図2の(b)、及び(c)を参照)では、作製され
たφ1(t)の信号はベースバンド帯であるので、周波
数変換によりRF帯の位相校正信号が作製される。 ベ
ースバンド帯での位相校正信号は、図5からも判るよう
に十分な振幅を得やすい。周波数変換用ローカル信号φ
3(t)は、図2の(b)ではダウンコンバータ用のロ
ーカル信号が分配され、図2の(c)の本発明ではφ1
(t)に位相同期したローカル信号が位相同期発振器に
より、作製される。 φ3(t)=ωc(t+ΔtL−τcable)+φcomb+ωLocalt +φLocal :図2の(b), φ2(t)=ωc((t+ΔtL−τcable)+φcomb+ωLocal (t+ΔtL−τcable)+φLocal :図2の(c)本発明(3) ここで、φLocalは、基準信号のダイオード入力端
と位相同期発振器入力端の位相差を含むものとする。周
波数変換型の場合にはベースバンド位相校正信号f
2は、ローカル信号ΦLocalによってRF帯に周波
数変換される。最終的に何れのシステムもRF帯の位相
校正信号は、低雑音増幅器の前においてアンテナで受信
された信号に混合される。ダイオード出力端から信号挿
入端までの遅延量をtSRDとすると、信号挿入端にお
ける位相校正信号f4(1)とアンテナでの受信信号位
相f5(t)は、次式で表される。 φ4(t)=ω(t+ΔtL−τcable−τSRD)+φcomb, :従来システム φ4(t):ωc(t+ΔtL−τcableτSRD)+φcomb+ωLo cal (1−τ)+φLocal :図2の(b), φ4(t)=ωc(t+ΔtL−τcable−τSRD)+φcomb+ω( t+ΔtL−τcable−τSRD)+φLocal:図2の(c)本発明 (4) φ5(t):ω(t−τant)+θ(t), (5) ここで、θ(t)はアンテナでの受信信号、τantは
アンテナ構造体遅延。RF帯の位相校正信号で、受信信
号周波数と同一の周波数に変換するので、 ωは(ωc
+ωLocal)と同一とすることができる。
相校正信号が作られる。そのため、図5から判るように
十分な振幅を得にくい。周波数変換型の位相校正システ
ム(図2の(b)、及び(c)を参照)では、作製され
たφ1(t)の信号はベースバンド帯であるので、周波
数変換によりRF帯の位相校正信号が作製される。 ベ
ースバンド帯での位相校正信号は、図5からも判るよう
に十分な振幅を得やすい。周波数変換用ローカル信号φ
3(t)は、図2の(b)ではダウンコンバータ用のロ
ーカル信号が分配され、図2の(c)の本発明ではφ1
(t)に位相同期したローカル信号が位相同期発振器に
より、作製される。 φ3(t)=ωc(t+ΔtL−τcable)+φcomb+ωLocalt +φLocal :図2の(b), φ2(t)=ωc((t+ΔtL−τcable)+φcomb+ωLocal (t+ΔtL−τcable)+φLocal :図2の(c)本発明(3) ここで、φLocalは、基準信号のダイオード入力端
と位相同期発振器入力端の位相差を含むものとする。周
波数変換型の場合にはベースバンド位相校正信号f
2は、ローカル信号ΦLocalによってRF帯に周波
数変換される。最終的に何れのシステムもRF帯の位相
校正信号は、低雑音増幅器の前においてアンテナで受信
された信号に混合される。ダイオード出力端から信号挿
入端までの遅延量をtSRDとすると、信号挿入端にお
ける位相校正信号f4(1)とアンテナでの受信信号位
相f5(t)は、次式で表される。 φ4(t)=ω(t+ΔtL−τcable−τSRD)+φcomb, :従来システム φ4(t):ωc(t+ΔtL−τcableτSRD)+φcomb+ωLo cal (1−τ)+φLocal :図2の(b), φ4(t)=ωc(t+ΔtL−τcable−τSRD)+φcomb+ω( t+ΔtL−τcable−τSRD)+φLocal:図2の(c)本発明 (4) φ5(t):ω(t−τant)+θ(t), (5) ここで、θ(t)はアンテナでの受信信号、τantは
アンテナ構造体遅延。RF帯の位相校正信号で、受信信
号周波数と同一の周波数に変換するので、 ωは(ωc
+ωLocal)と同一とすることができる。
【0013】ここで、サンプラの基準信号に対する遅延
をτFMTとすると、サンプラでのタイミングtPMT
は、次式の様になる。 tFMT=t+ΔtL−τFMT, (6) 以上より、デジタル化された最終位相(位相校正信号φ
Pcal(tPMT)、受信信号φsignal(t
FMT))は、次式で表される。 φPcal(tPMT) =ω(t+ΔtL−τcable−τSRD)+φc omb −ωτamp− ωLocaltL−φLocal−ωLτFMT, :従来システム φPcal(tPMT) =ωc(t+ΔtL−τSRD)−ω(τSRD)+φcomb−ωτamp− φamp−ωLτFMT:図2の(b), φsignal(tPMT) =ω(t+ΔtL−τcable−τSRD)+φcomb+φLocal−ω τamp− φamp−ωLocaltL−φLocaltL −ωLτPMT :図2図の(c)本発明, (7) φsignal(tFMT) =ω(t−τant)+θ−ωτamp−φamp−ωLocatLl−φLo cal −ωLτPMT,.(8) ここで、φsignal(tFMT)とφPcal(t
FMT)の差をとり、局内遅延量の補償を行うことがで
きる。図2の(b)場合、差は{ω(t+ΔtL−τ
cable)},(ωc(t+ΔtL−
τcable)},{ωLocaltL+
φLcost}の和となる。図2の(C)での本発明の
場合には、差はφLocalのみである。
をτFMTとすると、サンプラでのタイミングtPMT
は、次式の様になる。 tFMT=t+ΔtL−τFMT, (6) 以上より、デジタル化された最終位相(位相校正信号φ
Pcal(tPMT)、受信信号φsignal(t
FMT))は、次式で表される。 φPcal(tPMT) =ω(t+ΔtL−τcable−τSRD)+φc omb −ωτamp− ωLocaltL−φLocal−ωLτFMT, :従来システム φPcal(tPMT) =ωc(t+ΔtL−τSRD)−ω(τSRD)+φcomb−ωτamp− φamp−ωLτFMT:図2の(b), φsignal(tPMT) =ω(t+ΔtL−τcable−τSRD)+φcomb+φLocal−ω τamp− φamp−ωLocaltL−φLocaltL −ωLτPMT :図2図の(c)本発明, (7) φsignal(tFMT) =ω(t−τant)+θ−ωτamp−φamp−ωLocatLl−φLo cal −ωLτPMT,.(8) ここで、φsignal(tFMT)とφPcal(t
FMT)の差をとり、局内遅延量の補償を行うことがで
きる。図2の(b)場合、差は{ω(t+ΔtL−τ
cable)},(ωc(t+ΔtL−
τcable)},{ωLocaltL+
φLcost}の和となる。図2の(C)での本発明の
場合には、差はφLocalのみである。
【0014】φLocalは、定数であり、郡遅延を観
測量とするVLBIでは全周波数に共通に入る定数項に
は全く影響を受けない。上述のように、図2の(C)で
の本発明は、十分な位相校正振幅を得られるばかりか、
従来、システムと位相校正信号の位相関係が同一と言え
る。また、位相同期発振器は、共振器型逓倍方式である
ので、単一周波数に対してFM雑音を除去することが可
能で、安定した1周波を得られるため、従来方式より位
相校正信号位相安定度においてもはるかに有利である。
一方、図2の(b)は、十分な位相校正振幅を得られる
反面、周波数変換用のローカル信号位相が補償されず、
従来型と位相校正信号の位相関係は同一と言えない。
測量とするVLBIでは全周波数に共通に入る定数項に
は全く影響を受けない。上述のように、図2の(C)で
の本発明は、十分な位相校正振幅を得られるばかりか、
従来、システムと位相校正信号の位相関係が同一と言え
る。また、位相同期発振器は、共振器型逓倍方式である
ので、単一周波数に対してFM雑音を除去することが可
能で、安定した1周波を得られるため、従来方式より位
相校正信号位相安定度においてもはるかに有利である。
一方、図2の(b)は、十分な位相校正振幅を得られる
反面、周波数変換用のローカル信号位相が補償されず、
従来型と位相校正信号の位相関係は同一と言えない。
【0015】上述の内容より、本方式(図2の(c)で
の)本発明)では、従来型で問題となっていたRF帯位
相校正信号振幅・安定度等による使用可能周波数の上限
をなくすことが可能となり、高周波VLBIの道を開く
ものである。
の)本発明)では、従来型で問題となっていたRF帯位
相校正信号振幅・安定度等による使用可能周波数の上限
をなくすことが可能となり、高周波VLBIの道を開く
ものである。
【0016】
【発明の効果】VLBI観測において局内遅延・周波数
特性を補正することができ、位相校正信号生成可能周波
数の上限をなくし、高周波VLBIが可能となる。
特性を補正することができ、位相校正信号生成可能周波
数の上限をなくし、高周波VLBIが可能となる。
【図1】本発明の基本構成を示す概略図である。
【図2】各方式の局内位相関係を示す構成図である。
【図3】本発明の一実施の形態を示す概略図である。
【図4】従来の方式を示す概略図である。
【図5】時間又は周波数と振幅の関係を示す図である。
1 基準周波数 2 ケーブル遅延校正装置 3 ステップリカバリーまたはトンネルダイオード 4 位相同期発振器 5 アップコンバータ 6 位相校正信号 7 アンテナ 8 方向性結合器 9 増幅器 10 フイルタ 11 位相同期発振器 12 周波数変換器 13 サンプラ 14 パルス列(コム)発生器
Claims (2)
- 【請求項1】 位相校正信号を生成する為の基準信号を
分割し、基準信号からパルス列(コム)発生器で位相校
正信号をベースバンド帯域で生成すると同時に、基準信
号から周波数変換用のローカル周波数信号を位相同期発
振器により発生させ、位相校正信号を周波数変換用のロ
ーカル周波数信号でアップコンバートすることにより、
高周波帯の位相校正信号を作製することを特徴とする高
周波帯位相校正信号発生方法。 - 【請求項2】 ベースバンドで位相校正信号を発生さ
せ、更に位相校正信号を発生させたのと同一の基準信号
を用いて、周波数変換用のローカル周波数を発生させ周
波数変換することを特徴とする高周波帯位相校正信号発
生方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11101594A JP2000261313A (ja) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | 高周波帯位相校正信号発生方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11101594A JP2000261313A (ja) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | 高周波帯位相校正信号発生方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000261313A true JP2000261313A (ja) | 2000-09-22 |
Family
ID=14304719
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11101594A Pending JP2000261313A (ja) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | 高周波帯位相校正信号発生方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2000261313A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106771712A (zh) * | 2016-11-15 | 2017-05-31 | 中国电子科技集团公司第四十研究所 | 一种变频器相位一致性测试装置及方法 |
CN114070307A (zh) * | 2022-01-17 | 2022-02-18 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种宽带快速切换频率合成电路 |
-
1999
- 1999-03-04 JP JP11101594A patent/JP2000261313A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106771712A (zh) * | 2016-11-15 | 2017-05-31 | 中国电子科技集团公司第四十研究所 | 一种变频器相位一致性测试装置及方法 |
CN106771712B (zh) * | 2016-11-15 | 2019-07-26 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种变频器相位一致性测试装置及方法 |
CN114070307A (zh) * | 2022-01-17 | 2022-02-18 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种宽带快速切换频率合成电路 |
CN114070307B (zh) * | 2022-01-17 | 2022-04-08 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种宽带快速切换频率合成电路 |
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