JP2000245058A - Voltage generating circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は電圧発生回路に係
り、特に電圧値が時間の経過と共に漸次変化する波形の
電圧を発生する電圧発生回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage generating circuit, and more particularly to a voltage generating circuit for generating a voltage having a waveform whose voltage value gradually changes with time.
【0002】[0002]
【従来の技術】図5は従来の電圧発生回路の一例の回路
図を示す。同図において、従来の電圧発生回路1は第1
の直流電源2、第2の直流電源3、スイッチS1及び2
個のダイオードD1及びD2とから構成されており、D
C−DCコンバータ4に入力電圧Vinを供給する構成
である。ここで、第1の直流電源2が発生する直流電圧
V1と、第2の直流電源3が発生する直流電圧V2と
は、V1>V2なる関係にある。2. Description of the Related Art FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a conventional voltage generating circuit. Referring to FIG. 1, a conventional voltage generating circuit 1
DC power supply 2, second DC power supply 3, switches S1 and S2
D1 and D2.
In this configuration, the input voltage Vin is supplied to the C-DC converter 4. Here, the DC voltage V1 generated by the first DC power supply 2 and the DC voltage V2 generated by the second DC power supply 3 have a relationship of V1> V2.
【0003】第1の直流電源2はスイッチS1及びダイ
オードD1を介してDC−DCコンバータ4の入力端子
に接続されており、また第2の直流電源3がダイオード
D2を介してDC−DCコンバータ4の入力端子に接続
されている。DC−DCコンバータ4は入力直流電圧V
inを昇圧して負荷5に供給する。A first DC power supply 2 is connected to an input terminal of a DC-DC converter 4 via a switch S1 and a diode D1, and a second DC power supply 3 is connected to a DC-DC converter 4 via a diode D2. Is connected to the input terminal of The DC-DC converter 4 has an input DC voltage V
in is boosted and supplied to the load 5.
【0004】このような構成の電圧発生回路1におい
て、スイッチS1を閉じた場合は、V1>V2であるか
ら、スイッチS1及びダイオードD1を通して第1の直
流電源2が発生する直流電圧V1がDC−DCコンバー
タ4に入力電圧Vinとして入力され、スイッチS1を
開いた場合は、ダイオードD2を通して第2の直流電源
3が発生する直流電圧V2がDC−DCコンバータ4に
入力電圧Vinとして入力される。すなわち、この電圧
発生回路1は、直流電圧V1及びV2の一方を発生して
DC−DCコンバータ4に入力電圧Vinとして入力す
る。In the voltage generating circuit 1 having such a configuration, when the switch S1 is closed, since V1> V2, the DC voltage V1 generated by the first DC power supply 2 through the switch S1 and the diode D1 is DC- When the input is input to the DC converter 4 as the input voltage Vin and the switch S1 is opened, the DC voltage V2 generated by the second DC power supply 3 through the diode D2 is input to the DC-DC converter 4 as the input voltage Vin. That is, the voltage generation circuit 1 generates one of the DC voltages V1 and V2 and inputs the DC voltage to the DC-DC converter 4 as the input voltage Vin.
【0005】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、入力急
変のスルーレートに対するDC−DCコンバータ4の出
力変動の特性評価をする場合、DC−DCコンバータ4
の入力電圧Vinは時間の経過と共に漸次レベルが変化
させる必要があるが、上記の従来の電圧発生回路では、
スイッチS1を閉じた状態から開くと、図6に示すよう
に、入力電圧Vinが電圧V1から電圧V2に瞬時に変
化してしまい、スルーレートを設定することができな
い。However, when evaluating the characteristics of the output fluctuation of the DC-DC converter 4 with respect to the slew rate of the sudden input change, the DC-DC converter 4
Of the input voltage Vin needs to be gradually changed over time, but in the above-described conventional voltage generating circuit,
When the switch S1 is opened from the closed state, as shown in FIG. 6, the input voltage Vin instantaneously changes from the voltage V1 to the voltage V2, and the slew rate cannot be set.
【0006】このため、従来は上記の入力急変のスルー
レートに対するDC−DCコンバータ4の出力変動の特
性評価をする場合、DC−DCコンバータ4の入力電圧
Vinを得るために、高価なプログラマブル電源を用い
なければならないという問題がある。Therefore, conventionally, when evaluating the characteristics of the output fluctuation of the DC-DC converter 4 with respect to the slew rate of the above-mentioned sudden input change, an expensive programmable power supply is required to obtain the input voltage Vin of the DC-DC converter 4. There is a problem that must be used.
【0007】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
入力急変のスルーレートに対するDC−DCコンバータ
4の出力変動の特性評価を可能とさせる電圧を、簡単で
安価な構成により発生し得る電圧発生回路を提供するこ
とを目的とする。[0007] The present invention has been made in view of the above points,
It is an object of the present invention to provide a voltage generating circuit capable of generating a voltage enabling a characteristic evaluation of output fluctuation of the DC-DC converter 4 with respect to a slew rate of a sudden input change by a simple and inexpensive configuration.
【0008】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、互いに電源電位の異なる第1及び第2の直
流電源と、電源電位の絶対値の大なる方の第1の直流電
源に一端が接続された開閉成スイッチと、開閉成スイッ
チの他端と出力端子の間に接続された逆流防止用の第1
のダイオードと、第2の直流電源と出力端子の間に接続
された逆流防止用の第2のダイオードと、開閉成スイッ
チ及び第1のダイオードの接続点と、第1及び第2の直
流電源の共通接続点との間に接続された、一又は二以上
の容量素子を少なくとも含む回路とを有し、開閉成スイ
ッチを閉成した後開成することにより、出力端子に第1
の直流電源の電源電位から第2の直流電源の電源電位に
向かって時間の変化と共に漸次変化する波形の電圧を出
力する構成としたものである。SUMMARY OF THE INVENTION In order to achieve the above object, the present invention provides a first DC power supply having different power supply potentials from each other and a first DC power supply having a larger absolute value of the power supply potential. And a first switch for preventing backflow connected between the other end of the switch and an output terminal.
, A second diode for backflow prevention connected between the second DC power supply and the output terminal, a connection point of the open / close switch and the first diode, and a connection point of the first and second DC power supplies. A circuit including at least one or more capacitive elements connected between the common connection point and a first connection to an output terminal by opening and closing the open / close switch.
And outputs a voltage having a waveform that gradually changes from time to time from the power supply potential of the DC power supply toward the power supply potential of the second DC power supply.
【0009】この発明では、出力端子に第1の直流電源
の電源電位から第2の直流電源の電源電位に向かって、
上記一又は二以上の容量素子を少なくとも含む回路の容
量値に従って時間の変化と共に漸次変化する波形の電圧
を出力するようにしたため、一又は二以上の容量素子を
少なくとも含む回路の容量値を可変することにより、出
力電圧の単位時間当たり変動(スルーレイト)を可変で
きる。According to the present invention, the output terminal is connected from the power supply potential of the first DC power supply toward the power supply potential of the second DC power supply.
Since a voltage having a waveform that gradually changes with time according to the capacitance value of a circuit including at least one or two or more capacitance elements is output, the capacitance value of a circuit including at least one or two or more capacitance elements is varied. Thereby, the variation (slew rate) of the output voltage per unit time can be varied.
【0010】ここで、上記の一又は二以上の容量素子を
少なくとも含む回路は、交換自在とされた、単一のコン
デンサからなる構成、単一の可変容量素子からなる構
成、直列に接続された複数のコンデンサと、複数のコン
デンサのうちの一部又は全部にそれぞれ並列に接続され
た一又は二以上のスイッチングトランジスタとからなる
構成、あるいは、並列に接続された複数のコンデンサ
と、複数のコンデンサのうちの一部又は全部にそれぞれ
並列に接続された一又は二以上のスイッチングトランジ
スタとからなる構成のいずれでもよい。Here, the circuit including at least one or two or more capacitance elements is configured to be exchangeable, composed of a single capacitor, composed of a single variable capacitance element, and connected in series. A configuration including a plurality of capacitors and one or two or more switching transistors connected in parallel to part or all of the plurality of capacitors, respectively, or a plurality of capacitors connected in parallel and a plurality of capacitors. Either one or two or more switching transistors connected in parallel to part or all of them may be used.
【0011】[0011]
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図1は本発明になる電圧発生回
路の第1の実施の形態の回路図を示す。同図中、図5と
同一構成部分には同一符号を付してある。図1に示すよ
うに、第1の実施の形態の電圧発生回路10は、第1の
直流電源2、第2の直流電源3、開閉成スイッチS1、
2個の逆流防止用のダイオードD1及びD2、並びにコ
ンデンサ11とから構成されており、DC−DCコンバ
ータ4に入力電圧Vinを供給する構成である。ここ
で、第1の直流電源2が発生する直流電圧V1と、第2
の直流電源3が発生する直流電圧V2とは、V1>V2
なる関係にある。Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit diagram of a first embodiment of the voltage generating circuit according to the present invention. 5, the same components as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. As shown in FIG. 1, a voltage generation circuit 10 according to the first embodiment includes a first DC power supply 2, a second DC power supply 3, an on / off switch S1,
It is composed of two backflow preventing diodes D1 and D2 and a capacitor 11, and is configured to supply an input voltage Vin to the DC-DC converter 4. Here, the DC voltage V1 generated by the first DC power supply 2 and the second
The DC voltage V2 generated by the DC power supply 3 is V1> V2
In a relationship.
【0012】第1の直流電源2の正側端子はスイッチS
1及びダイオードD1を介してDC−DCコンバータ4
の入力端子に接続されており、また第2の直流電源3の
正側端子がダイオードD2を介してDC−DCコンバー
タ4の入力端子に接続されている点は、従来の電圧発生
回路1と同様であるが、この実施の形態は更に直流電源
2及び3の負側端子の共通接続点と、スイッチS1及び
ダイオードD1のアノードの接続点との間に、コンデン
サ11を接続した点に特徴がある。The positive terminal of the first DC power supply 2 is a switch S
1 and a diode-DC converter 4 through a diode D1.
And the positive terminal of the second DC power supply 3 is connected to the input terminal of the DC-DC converter 4 via a diode D2 in the same manner as the conventional voltage generating circuit 1. However, this embodiment is further characterized in that a capacitor 11 is connected between a common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 and a connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1. .
【0013】次に、この実施の形態の動作について説明
する。まず、スイッチS1は閉じた状態(オン状態)と
され、第1の直流電源2の正の直流電圧V1がスイッチ
S1及びダイオードD1を介してDC−DCコンバータ
4の入力されると共に、コンデンサ11が正の直流電圧
V1により充電される。なお、このとき、ダイオードD
1及びD2の両カソードの電位がV1であり、D2のア
ノードの電位がV2であり、V1>V2であるので、ダ
イオードD2は逆バイアスされるため、DC−DCコン
バータ4の入力電圧VinはV1である(なお、ダイオ
ードD1、D2の順方向降下電圧は無視する)。Next, the operation of this embodiment will be described. First, the switch S1 is closed (ON state), the positive DC voltage V1 of the first DC power supply 2 is input to the DC-DC converter 4 via the switch S1 and the diode D1, and the capacitor 11 is turned on. It is charged by the positive DC voltage V1. At this time, the diode D
Since the potential of both cathodes of D1 and D2 is V1, the potential of the anode of D2 is V2, and V1> V2, the diode D2 is reverse-biased, so that the input voltage Vin of the DC-DC converter 4 becomes V1. (Note that the forward drop voltages of the diodes D1 and D2 are ignored).
【0014】次に、コンデンサ11が正の直流電圧V1
により充電され終った後、任意のタイミングでスイッチ
S1が開かれる(オフ状態とされる)。これにより、コ
ンデンサ11の充電電荷がダイオードD1及びDC−D
Cコンバータ4を介して放電され始め、コンデンサ11
の端子電圧が徐々に低下し、それに伴ってダイオードD
1のカソード電位である入力電圧Vinも徐々に低下し
ていく。Next, the capacitor 11 is connected to the positive DC voltage V1.
After the charging is completed, the switch S1 is opened (turned off) at an arbitrary timing. Thereby, the charge of the capacitor 11 is reduced to the diode D1 and the DC-D
It starts to be discharged through the C converter 4 and the capacitor 11
Terminal voltage gradually decreases, and accordingly, the diode D
The input voltage Vin, which is the cathode potential of 1, also gradually decreases.
【0015】コンデンサ11の充電電荷の放電が進み、
ダイオードD1のカソード電位が第2の直流電源3の正
の直流電圧V2以下になると、ダイオードD1が逆バイ
アスされ、かつ、ダイオードD2が順方向にバイアスさ
れるため、DC−DCコンバータ4の入力電圧Vinは
V2となる。The discharging of the charge of the capacitor 11 proceeds,
When the cathode potential of the diode D1 falls below the positive DC voltage V2 of the second DC power supply 3, the diode D1 is reverse-biased and the diode D2 is forward-biased. Vin becomes V2.
【0016】図2はこのときの入力電圧Vinの変化の
様子を示す。同図において、t1はスイッチS1を開い
たときの時刻であり、これ以降、入力電圧Vinは電圧
V1から電圧V2に向かってコンデンサ11の容量Cに
より決まる放電時定数に従って時間の経過と共に漸次低
下する。この入力電圧Vinの傾斜部分のスルーレイト
(dV/dt)はよく知られているように、次式で表さ
れる。FIG. 2 shows how the input voltage Vin changes at this time. In the figure, t1 is the time when the switch S1 is opened, and thereafter, the input voltage Vin gradually decreases from time V1 to voltage V2 with the passage of time according to the discharge time constant determined by the capacitance C of the capacitor 11. . The slew rate (dV / dt) of the slope portion of the input voltage Vin is expressed by the following equation, as is well known.
【0017】dV/dt=I/C (1) ただし、(1)式中、Cはコンデンサ11の容量値、I
はDC−DCコンバータ4の入力電流を示す。ここで
は、V1とV2の変動(電位差)はあまり大きくなく、
従ってDC−DCコンバータ4の入力電流Iは一定とみ
なせる。DV / dt = I / C (1) where C is the capacitance value of the capacitor 11, I
Indicates an input current of the DC-DC converter 4. Here, the fluctuation (potential difference) between V1 and V2 is not so large,
Therefore, the input current I of the DC-DC converter 4 can be regarded as constant.
【0018】上記の入力電圧Vinの傾斜部分の期間に
おけるDC−DCコンバータ4の出力電圧の変化を測定
することにより、入力急変のスルーレイトに対するDC
−DCコンバータ4の出力変動の特性評価ができる。ま
た、上記のコンデンサ11を容量値の異なるものに交換
することにより、簡単にスルーレイトを可変できるた
め、高価なプログラマブル電源は不要にできる。By measuring the change in the output voltage of the DC-DC converter 4 during the period of the slope of the input voltage Vin, the DC with respect to the slew rate of the sudden input change is measured.
-Characteristic evaluation of output fluctuation of the DC converter 4 can be performed. In addition, since the slew rate can be easily changed by replacing the capacitor 11 with a capacitor having a different capacitance value, an expensive programmable power supply can be eliminated.
【0019】このように、この実施の形態では、従来回
路にコンデンサ11を1個追加するだけの極めて簡単な
構成により、入力急変のスルーレイトに対するDC−D
Cコンバータ4の出力変動の特性評価ができ、その価格
は例えば1000円程度であり、50万円〜100万円
程度のプログラマブル電源に比べて大幅にコストダウン
を実現できる。As described above, in this embodiment, the DC-D with respect to the slew rate of the sudden input change is realized by a very simple configuration in which only one capacitor 11 is added to the conventional circuit.
The characteristics of the output fluctuation of the C converter 4 can be evaluated, and the price is, for example, about 1000 yen, and the cost can be significantly reduced as compared with a programmable power supply of about 500,000 to 1,000,000 yen.
【0020】次に、本発明の第2の実施の形態について
説明する。図3は本発明になる電圧発生回路の第2の実
施の形態の回路図を示す。同図中、図1と同一構成部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。図3に示す
第2の実施の形態の電圧発生回路20は、直流電源2及
び3の負側端子の共通接続点と、スイッチS1及びダイ
オードD1のアノードの接続点との間に、バリキャップ
コンデンサVCを接続した点に特徴がある。Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is a circuit diagram of a voltage generating circuit according to a second embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The voltage generating circuit 20 according to the second embodiment shown in FIG. 3 includes a varicap capacitor between a common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 and a connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1. The feature is that the VC is connected.
【0021】この実施の形態の電圧発生回路20の動作
は、基本的に電圧発生回路10と同様であるが、電圧発
生回路10で必要としたコンデンサ11の交換をバリキ
ャップVCの容量値を可変することで実現できる点が異
なる。この実施の形態の電圧発生回路20によれば、電
圧発生回路10にくらべてより簡単にスルーレイトを可
変調整できる。The operation of the voltage generation circuit 20 of this embodiment is basically the same as that of the voltage generation circuit 10, except that the capacitor 11 required in the voltage generation circuit 10 is replaced by changing the capacitance value of the varicap VC. The point that can be realized by doing. According to the voltage generation circuit 20 of this embodiment, the slew rate can be variably adjusted more easily than the voltage generation circuit 10.
【0022】次に、本発明の第3の実施の形態について
説明する。図4は本発明になる電圧発生回路の第3の実
施の形態の回路図を示す。同図中、図1と同一構成部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。図4に示す
第3の実施の形態の電圧発生回路30は、直流電源2及
び3の負側端子の共通接続点と、スイッチS1及びダイ
オードD1のアノードの接続点との間に、コンデンサ1
2及び13の直列回路と、コンデンサ13に並列に接続
されたNPNトランジスタTrとからなる回路部を設け
た点に特徴がある。Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 4 is a circuit diagram of a voltage generating circuit according to a third embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The voltage generating circuit 30 according to the third embodiment shown in FIG. 4 includes a capacitor 1 connected between a common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 and a connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1.
It is characterized in that a circuit section comprising a series circuit of 2 and 13 and an NPN transistor Tr connected in parallel to the capacitor 13 is provided.
【0023】この実施の形態の電圧発生回路30では、
スイッチS1を閉じる前にNPNトランジスタTrのベ
ースにスイッチング制御信号を入力して、NPNトラン
ジスタTrをオン又はオフとしておく。NPNトランジ
スタTrがオンとされたときは、コンデンサ13の両端
が短絡されるので、直流電源2及び3の負側端子の共通
接続点と、スイッチS1及びダイオードD1のアノード
の接続点との間には、等価的にコンデンサ12のみが接
続された状態となり、よって、スイッチS1をオンから
オフした直後の入力電圧Vinのスルーレイトはコンデ
ンサ12の容量値C1により決まる。In the voltage generating circuit 30 of this embodiment,
Before closing the switch S1, a switching control signal is input to the base of the NPN transistor Tr to turn on or off the NPN transistor Tr. When the NPN transistor Tr is turned on, both ends of the capacitor 13 are short-circuited, so that the common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 is connected to the connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1. Is equivalent to a state in which only the capacitor 12 is connected. Therefore, the slew rate of the input voltage Vin immediately after the switch S1 is turned off from on is determined by the capacitance value C1 of the capacitor 12.
【0024】一方、NPNトランジスタTrがオフとさ
れたときは、直流電源2及び3の負側端子の共通接続点
と、スイッチS1及びダイオードD1のアノードの接続
点との間には、等価的にコンデンサ12とコンデンサ1
3との直列回路が接続された状態となり、よって、スイ
ッチS1をオンからオフした直後の入力電圧Vinのス
ルーレイトはコンデンサ12の容量値C1とコンデンサ
13の容量値C2の直列合成値により決まる。On the other hand, when the NPN transistor Tr is turned off, an equivalent connection is established between the common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 and the connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1. Capacitor 12 and capacitor 1
3 is connected, and the slew rate of the input voltage Vin immediately after the switch S1 is turned on from off is determined by the series combination of the capacitance C1 of the capacitor 12 and the capacitance C2 of the capacitor 13.
【0025】従って、この実施の形態の電圧発生回路3
0は、NPNトランジスタTrをスイッチング制御する
ことで、容易に入力電圧Vinのスルーレイトを可変で
き、これによりDC−DCコンバータ4の入力急変時の
出力変動の特性評価が、簡単、かつ、安価な構成により
簡単にできる。Therefore, the voltage generating circuit 3 of this embodiment
0 can easily change the slew rate of the input voltage Vin by controlling the switching of the NPN transistor Tr, thereby making it easy and inexpensive to evaluate the characteristics of the output fluctuation of the DC-DC converter 4 at the time of sudden input change. It can be simplified by the configuration.
【0026】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えば、電源の極性及びダイオード
の向きを逆にすることにより、立ち下がり時のスルーレ
イトを得ることができ、また、図4ではコンデンサは1
2と13の2つが直列に接続されているが、3つ以上で
もよく、更にその場合2つ以上のコンデンサにそれぞれ
対応して並列にトランジスタを接続してもよい。更には
並列接続した複数のコンデンサにそれぞれ対応して並列
にトランジスタを接続した構成とすることもできる。ま
た、複数のコンデンサの直列接続と並列接続とを混合し
た構成も可能である。また、バリキャップコンデンサV
Cには可変容量ダイオードも含むものである。The present invention is not limited to the above embodiments. For example, by reversing the polarity of the power supply and the direction of the diode, a slew rate at the time of falling can be obtained. In FIG. 4, the capacitor is 1
Although two of 2 and 13 are connected in series, three or more may be connected, and in that case, a transistor may be connected in parallel corresponding to each of two or more capacitors. Furthermore, it is also possible to adopt a configuration in which transistors are connected in parallel corresponding to a plurality of capacitors connected in parallel. Also, a configuration in which a series connection and a parallel connection of a plurality of capacitors are mixed is possible. Varicap capacitor V
C includes a variable capacitance diode.
【0027】[0027]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
出力端子に第1の直流電源の電源電位から第2の直流電
源の電源電位に向かって、一又は二以上の容量素子を少
なくとも含む回路の容量値に従って時間の変化と共に漸
次変化する波形の電圧を出力すると共に、一又は二以上
の容量素子を少なくとも含む回路の容量値を可変するこ
とにより、出力電圧の単位時間当たり変動(スルーレイ
ト)を可変できるようにしたため、プログラマブル電源
に比べて極めて安価で、かつ極めて簡単な構成により、
傾斜波状の電圧を発生でき、これによりDC−DCコン
バータの入力電圧発生回路に適用した場合は、入力急変
のスルーレイトに対するDC−DCコンバータの出力変
動の特性評価を極めて簡単、かつ、容易にできる。As described above, according to the present invention,
At the output terminal, a voltage having a waveform that gradually changes with time according to the capacitance value of a circuit including at least one or two or more capacitive elements from the power supply potential of the first DC power supply toward the power supply potential of the second DC power supply. Output voltage and the capacitance value of a circuit including at least one or more capacitive elements can be varied to vary the output voltage variation per unit time (slew rate). , And a very simple configuration,
A ramp-shaped voltage can be generated, and when applied to an input voltage generation circuit of a DC-DC converter, it is possible to extremely easily and easily evaluate the characteristics of the output fluctuation of the DC-DC converter with respect to a slew rate of a sudden input change. .
【図1】本発明の第1の実施の形態の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram according to a first embodiment of the present invention.
【図2】図1の電圧発生回路の出力電圧の波形図であ
る。FIG. 2 is a waveform diagram of an output voltage of the voltage generation circuit of FIG.
【図3】本発明の第2の実施の形態の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図4】本発明の第3の実施の形態の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram according to a third embodiment of the present invention.
【図5】従来の電圧発生回路の一例の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of an example of a conventional voltage generation circuit.
【図6】図5の電圧発生回路の出力電圧波形図である。FIG. 6 is an output voltage waveform diagram of the voltage generation circuit of FIG. 5;
2 第1の直流電源 3 第2の直流電源 4 DC−DCコンバータ 5 負荷 10、20、30 電圧発生回路 11、12、13 コンデンサ S1 開閉成スイッチ D1、D2 逆流防止用ダイオード VC バリキャップコンデンサ Tr スイッチング用NPNトランジスタ 2 First DC power supply 3 Second DC power supply 4 DC-DC converter 5 Load 10, 20, 30 Voltage generation circuit 11, 12, 13 Capacitor S1 Open / close switch D1, D2 Backflow prevention diode VC Varcap capacitor Tr Switching NPN transistor
Claims (6)
直流電源と、 電源電位の絶対値の大なる方の前記第1の直流電源に一
端が接続された開閉成スイッチと、 前記開閉成スイッチの他端と出力端子の間に接続された
逆流防止用の第1のダイオードと、 前記第2の直流電源と前記出力端子の間に接続された逆
流防止用の第2のダイオードと、 前記開閉成スイッチ及び前記第1のダイオードの接続点
と、前記第1及び第2の直流電源の共通接続点との間に
接続された、一又は二以上の容量素子を少なくとも含む
回路とを有し、前記開閉成スイッチを閉成した後開成す
ることにより、前記出力端子に前記第1の直流電源の電
源電位から前記第2の直流電源の電源電位に向かって時
間の変化と共に漸次変化する波形の電圧を出力すること
を特徴とする電圧発生回路。A first DC power supply having a power supply potential different from that of the first DC power supply; an open / close switch having one end connected to the first DC power supply having a larger absolute value of the power supply potential; A first diode for backflow prevention connected between the other end of the switch and the output terminal; a second diode for backflow prevention connected between the second DC power supply and the output terminal; A circuit including at least one or more capacitive elements connected between a connection point of the opening / closing switch and the first diode and a common connection point of the first and second DC power supplies; By opening and closing the on / off switch, the output terminal has a waveform having a waveform that gradually changes from the power supply potential of the first DC power supply toward the power supply potential of the second DC power supply with time. It is characterized by outputting voltage Voltage generation circuit that.
も含む回路は、交換自在とされた、単一のコンデンサか
らなることを特徴とする請求項1記載の電圧発生回路。2. The voltage generating circuit according to claim 1, wherein the circuit including at least one or two or more capacitive elements comprises a single replaceable capacitor.
も含む回路は、単一の可変容量素子からなることを特徴
とする請求項1記載の電圧発生回路。3. The voltage generation circuit according to claim 1, wherein the circuit including at least one or two or more capacitance elements comprises a single variable capacitance element.
も含む回路は、直列に接続された複数のコンデンサと、
該複数のコンデンサのうちの一部又は全部にそれぞれ並
列に接続された一又は二以上のスイッチングトランジス
タとからなることを特徴とする請求項1記載の電圧発生
回路。4. A circuit including at least one or two or more capacitive elements, comprising: a plurality of capacitors connected in series;
2. The voltage generating circuit according to claim 1, comprising one or two or more switching transistors connected in parallel to part or all of said plurality of capacitors.
も含む回路は、並列に接続された複数のコンデンサと、
該複数のコンデンサのうちの一部又は全部にそれぞれ並
列に接続された一又は二以上のスイッチングトランジス
タとからなることを特徴とする請求項1記載の電圧発生
回路。5. A circuit including at least one or two or more capacitive elements, comprising: a plurality of capacitors connected in parallel;
2. The voltage generating circuit according to claim 1, comprising one or two or more switching transistors connected in parallel to part or all of said plurality of capacitors.
入力端子に接続されていることを特徴とする請求項1記
載の電圧発生回路。6. The voltage generating circuit according to claim 1, wherein said output terminal is connected to an input terminal of a DC-DC converter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11044546A JP2000245058A (en) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | Voltage generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11044546A JP2000245058A (en) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | Voltage generating circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000245058A true JP2000245058A (en) | 2000-09-08 |
Family
ID=12694511
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
JP11044546A Pending JP2000245058A (en) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | Voltage generating circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2000245058A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003092863A (en) * | 2001-09-20 | 2003-03-28 | Nissan Motor Co Ltd | Permanent magnet embedded synchronous motor |
WO2017110314A1 (en) | 2015-12-25 | 2017-06-29 | 株式会社オーク | Piling construction management method |
-
1999
- 1999-02-23 JP JP11044546A patent/JP2000245058A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003092863A (en) * | 2001-09-20 | 2003-03-28 | Nissan Motor Co Ltd | Permanent magnet embedded synchronous motor |
WO2017110314A1 (en) | 2015-12-25 | 2017-06-29 | 株式会社オーク | Piling construction management method |
US10557241B2 (en) | 2015-12-25 | 2020-02-11 | Oak Co., Ltd. | Piling construction management method |
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