JP2000245058A - Voltage generating circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は電圧発生回路に係
り、特に電圧値が時間の経過と共に漸次変化する波形の
電圧を発生する電圧発生回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage generating circuit, and more particularly to a voltage generating circuit for generating a voltage having a waveform whose voltage value gradually changes with time.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図５は従来の電圧発生回路の一例の回路
図を示す。同図において、従来の電圧発生回路１は第１
の直流電源２、第２の直流電源３、スイッチＳ１及び２
個のダイオードＤ１及びＤ２とから構成されており、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ４に入力電圧Ｖｉｎを供給する構成
である。ここで、第１の直流電源２が発生する直流電圧
Ｖ１と、第２の直流電源３が発生する直流電圧Ｖ２と
は、Ｖ１＞Ｖ２なる関係にある。2. Description of the Related Art FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a conventional voltage generating circuit. Referring to FIG. 1, a conventional voltage generating circuit 1
DC power supply 2, second DC power supply 3, switches S1 and S2
D1 and D2.
In this configuration, the input voltage Vin is supplied to the C-DC converter 4. Here, the DC voltage V1 generated by the first DC power supply 2 and the DC voltage V2 generated by the second DC power supply 3 have a relationship of V1> V2.
【０００３】第１の直流電源２はスイッチＳ１及びダイ
オードＤ１を介してＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力端子
に接続されており、また第２の直流電源３がダイオード
Ｄ２を介してＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力端子に接続
されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ４は入力直流電圧Ｖ
ｉｎを昇圧して負荷５に供給する。A first DC power supply 2 is connected to an input terminal of a DC-DC converter 4 via a switch S1 and a diode D1, and a second DC power supply 3 is connected to a DC-DC converter 4 via a diode D2. Is connected to the input terminal of The DC-DC converter 4 has an input DC voltage V
in is boosted and supplied to the load 5.
【０００４】このような構成の電圧発生回路１におい
て、スイッチＳ１を閉じた場合は、Ｖ１＞Ｖ２であるか
ら、スイッチＳ１及びダイオードＤ１を通して第１の直
流電源２が発生する直流電圧Ｖ１がＤＣ−ＤＣコンバー
タ４に入力電圧Ｖｉｎとして入力され、スイッチＳ１を
開いた場合は、ダイオードＤ２を通して第２の直流電源
３が発生する直流電圧Ｖ２がＤＣ−ＤＣコンバータ４に
入力電圧Ｖｉｎとして入力される。すなわち、この電圧
発生回路１は、直流電圧Ｖ１及びＶ２の一方を発生して
ＤＣ−ＤＣコンバータ４に入力電圧Ｖｉｎとして入力す
る。In the voltage generating circuit 1 having such a configuration, when the switch S1 is closed, since V1> V2, the DC voltage V1 generated by the first DC power supply 2 through the switch S1 and the diode D1 is DC- When the input is input to the DC converter 4 as the input voltage Vin and the switch S1 is opened, the DC voltage V2 generated by the second DC power supply 3 through the diode D2 is input to the DC-DC converter 4 as the input voltage Vin. That is, the voltage generation circuit 1 generates one of the DC voltages V1 and V2 and inputs the DC voltage to the DC-DC converter 4 as the input voltage Vin.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、入力急
変のスルーレートに対するＤＣ−ＤＣコンバータ４の出
力変動の特性評価をする場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４
の入力電圧Ｖｉｎは時間の経過と共に漸次レベルが変化
させる必要があるが、上記の従来の電圧発生回路では、
スイッチＳ１を閉じた状態から開くと、図６に示すよう
に、入力電圧Ｖｉｎが電圧Ｖ１から電圧Ｖ２に瞬時に変
化してしまい、スルーレートを設定することができな
い。However, when evaluating the characteristics of the output fluctuation of the DC-DC converter 4 with respect to the slew rate of the sudden input change, the DC-DC converter 4
Of the input voltage Vin needs to be gradually changed over time, but in the above-described conventional voltage generating circuit,
When the switch S1 is opened from the closed state, as shown in FIG. 6, the input voltage Vin instantaneously changes from the voltage V1 to the voltage V2, and the slew rate cannot be set.
【０００６】このため、従来は上記の入力急変のスルー
レートに対するＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力変動の特
性評価をする場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力電圧
Ｖｉｎを得るために、高価なプログラマブル電源を用い
なければならないという問題がある。Therefore, conventionally, when evaluating the characteristics of the output fluctuation of the DC-DC converter 4 with respect to the slew rate of the above-mentioned sudden input change, an expensive programmable power supply is required to obtain the input voltage Vin of the DC-DC converter 4. There is a problem that must be used.
【０００７】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
入力急変のスルーレートに対するＤＣ−ＤＣコンバータ
４の出力変動の特性評価を可能とさせる電圧を、簡単で
安価な構成により発生し得る電圧発生回路を提供するこ
とを目的とする。[0007] The present invention has been made in view of the above points,
It is an object of the present invention to provide a voltage generating circuit capable of generating a voltage enabling a characteristic evaluation of output fluctuation of the DC-DC converter 4 with respect to a slew rate of a sudden input change by a simple and inexpensive configuration.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、互いに電源電位の異なる第１及び第２の直
流電源と、電源電位の絶対値の大なる方の第１の直流電
源に一端が接続された開閉成スイッチと、開閉成スイッ
チの他端と出力端子の間に接続された逆流防止用の第１
のダイオードと、第２の直流電源と出力端子の間に接続
された逆流防止用の第２のダイオードと、開閉成スイッ
チ及び第１のダイオードの接続点と、第１及び第２の直
流電源の共通接続点との間に接続された、一又は二以上
の容量素子を少なくとも含む回路とを有し、開閉成スイ
ッチを閉成した後開成することにより、出力端子に第１
の直流電源の電源電位から第２の直流電源の電源電位に
向かって時間の変化と共に漸次変化する波形の電圧を出
力する構成としたものである。SUMMARY OF THE INVENTION In order to achieve the above object, the present invention provides a first DC power supply having different power supply potentials from each other and a first DC power supply having a larger absolute value of the power supply potential. And a first switch for preventing backflow connected between the other end of the switch and an output terminal.
, A second diode for backflow prevention connected between the second DC power supply and the output terminal, a connection point of the open / close switch and the first diode, and a connection point of the first and second DC power supplies. A circuit including at least one or more capacitive elements connected between the common connection point and a first connection to an output terminal by opening and closing the open / close switch.
And outputs a voltage having a waveform that gradually changes from time to time from the power supply potential of the DC power supply toward the power supply potential of the second DC power supply.
【０００９】この発明では、出力端子に第１の直流電源
の電源電位から第２の直流電源の電源電位に向かって、
上記一又は二以上の容量素子を少なくとも含む回路の容
量値に従って時間の変化と共に漸次変化する波形の電圧
を出力するようにしたため、一又は二以上の容量素子を
少なくとも含む回路の容量値を可変することにより、出
力電圧の単位時間当たり変動（スルーレイト）を可変で
きる。According to the present invention, the output terminal is connected from the power supply potential of the first DC power supply toward the power supply potential of the second DC power supply.
Since a voltage having a waveform that gradually changes with time according to the capacitance value of a circuit including at least one or two or more capacitance elements is output, the capacitance value of a circuit including at least one or two or more capacitance elements is varied. Thereby, the variation (slew rate) of the output voltage per unit time can be varied.
【００１０】ここで、上記の一又は二以上の容量素子を
少なくとも含む回路は、交換自在とされた、単一のコン
デンサからなる構成、単一の可変容量素子からなる構
成、直列に接続された複数のコンデンサと、複数のコン
デンサのうちの一部又は全部にそれぞれ並列に接続され
た一又は二以上のスイッチングトランジスタとからなる
構成、あるいは、並列に接続された複数のコンデンサ
と、複数のコンデンサのうちの一部又は全部にそれぞれ
並列に接続された一又は二以上のスイッチングトランジ
スタとからなる構成のいずれでもよい。Here, the circuit including at least one or two or more capacitance elements is configured to be exchangeable, composed of a single capacitor, composed of a single variable capacitance element, and connected in series. A configuration including a plurality of capacitors and one or two or more switching transistors connected in parallel to part or all of the plurality of capacitors, respectively, or a plurality of capacitors connected in parallel and a plurality of capacitors. Either one or two or more switching transistors connected in parallel to part or all of them may be used.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる電圧発生回
路の第１の実施の形態の回路図を示す。同図中、図５と
同一構成部分には同一符号を付してある。図１に示すよ
うに、第１の実施の形態の電圧発生回路１０は、第１の
直流電源２、第２の直流電源３、開閉成スイッチＳ１、
２個の逆流防止用のダイオードＤ１及びＤ２、並びにコ
ンデンサ１１とから構成されており、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ４に入力電圧Ｖｉｎを供給する構成である。ここ
で、第１の直流電源２が発生する直流電圧Ｖ１と、第２
の直流電源３が発生する直流電圧Ｖ２とは、Ｖ１＞Ｖ２
なる関係にある。Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit diagram of a first embodiment of the voltage generating circuit according to the present invention. 5, the same components as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. As shown in FIG. 1, a voltage generation circuit 10 according to the first embodiment includes a first DC power supply 2, a second DC power supply 3, an on / off switch S1,
It is composed of two backflow preventing diodes D1 and D2 and a capacitor 11, and is configured to supply an input voltage Vin to the DC-DC converter 4. Here, the DC voltage V1 generated by the first DC power supply 2 and the second
The DC voltage V2 generated by the DC power supply 3 is V1> V2
In a relationship.
【００１２】第１の直流電源２の正側端子はスイッチＳ
１及びダイオードＤ１を介してＤＣ−ＤＣコンバータ４
の入力端子に接続されており、また第２の直流電源３の
正側端子がダイオードＤ２を介してＤＣ−ＤＣコンバー
タ４の入力端子に接続されている点は、従来の電圧発生
回路１と同様であるが、この実施の形態は更に直流電源
２及び３の負側端子の共通接続点と、スイッチＳ１及び
ダイオードＤ１のアノードの接続点との間に、コンデン
サ１１を接続した点に特徴がある。The positive terminal of the first DC power supply 2 is a switch S
1 and a diode-DC converter 4 through a diode D1.
And the positive terminal of the second DC power supply 3 is connected to the input terminal of the DC-DC converter 4 via a diode D2 in the same manner as the conventional voltage generating circuit 1. However, this embodiment is further characterized in that a capacitor 11 is connected between a common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 and a connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1. .
【００１３】次に、この実施の形態の動作について説明
する。まず、スイッチＳ１は閉じた状態（オン状態）と
され、第１の直流電源２の正の直流電圧Ｖ１がスイッチ
Ｓ１及びダイオードＤ１を介してＤＣ−ＤＣコンバータ
４の入力されると共に、コンデンサ１１が正の直流電圧
Ｖ１により充電される。なお、このとき、ダイオードＤ
１及びＤ２の両カソードの電位がＶ１であり、Ｄ２のア
ノードの電位がＶ２であり、Ｖ１＞Ｖ２であるので、ダ
イオードＤ２は逆バイアスされるため、ＤＣ−ＤＣコン
バータ４の入力電圧ＶｉｎはＶ１である（なお、ダイオ
ードＤ１、Ｄ２の順方向降下電圧は無視する）。Next, the operation of this embodiment will be described. First, the switch S1 is closed (ON state), the positive DC voltage V1 of the first DC power supply 2 is input to the DC-DC converter 4 via the switch S1 and the diode D1, and the capacitor 11 is turned on. It is charged by the positive DC voltage V1. At this time, the diode D
Since the potential of both cathodes of D1 and D2 is V1, the potential of the anode of D2 is V2, and V1> V2, the diode D2 is reverse-biased, so that the input voltage Vin of the DC-DC converter 4 becomes V1. (Note that the forward drop voltages of the diodes D1 and D2 are ignored).
【００１４】次に、コンデンサ１１が正の直流電圧Ｖ１
により充電され終った後、任意のタイミングでスイッチ
Ｓ１が開かれる（オフ状態とされる）。これにより、コ
ンデンサ１１の充電電荷がダイオードＤ１及びＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ４を介して放電され始め、コンデンサ１１
の端子電圧が徐々に低下し、それに伴ってダイオードＤ
１のカソード電位である入力電圧Ｖｉｎも徐々に低下し
ていく。Next, the capacitor 11 is connected to the positive DC voltage V1.
After the charging is completed, the switch S1 is opened (turned off) at an arbitrary timing. Thereby, the charge of the capacitor 11 is reduced to the diode D1 and the DC-D
It starts to be discharged through the C converter 4 and the capacitor 11
Terminal voltage gradually decreases, and accordingly, the diode D
The input voltage Vin, which is the cathode potential of 1, also gradually decreases.
【００１５】コンデンサ１１の充電電荷の放電が進み、
ダイオードＤ１のカソード電位が第２の直流電源３の正
の直流電圧Ｖ２以下になると、ダイオードＤ１が逆バイ
アスされ、かつ、ダイオードＤ２が順方向にバイアスさ
れるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力電圧Ｖｉｎは
Ｖ２となる。The discharging of the charge of the capacitor 11 proceeds,
When the cathode potential of the diode D1 falls below the positive DC voltage V2 of the second DC power supply 3, the diode D1 is reverse-biased and the diode D2 is forward-biased. Vin becomes V2.
【００１６】図２はこのときの入力電圧Ｖｉｎの変化の
様子を示す。同図において、ｔ１はスイッチＳ１を開い
たときの時刻であり、これ以降、入力電圧Ｖｉｎは電圧
Ｖ１から電圧Ｖ２に向かってコンデンサ１１の容量Ｃに
より決まる放電時定数に従って時間の経過と共に漸次低
下する。この入力電圧Ｖｉｎの傾斜部分のスルーレイト
（ｄＶ／ｄｔ）はよく知られているように、次式で表さ
れる。FIG. 2 shows how the input voltage Vin changes at this time. In the figure, t1 is the time when the switch S1 is opened, and thereafter, the input voltage Vin gradually decreases from time V1 to voltage V2 with the passage of time according to the discharge time constant determined by the capacitance C of the capacitor 11. . The slew rate (dV / dt) of the slope portion of the input voltage Vin is expressed by the following equation, as is well known.
【００１７】ｄＶ／ｄｔ＝Ｉ／Ｃ （１） ただし、（１）式中、Ｃはコンデンサ１１の容量値、Ｉ
はＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力電流を示す。ここで
は、Ｖ１とＶ２の変動（電位差）はあまり大きくなく、
従ってＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力電流Ｉは一定とみ
なせる。DV / dt = I / C (1) where C is the capacitance value of the capacitor 11, I
Indicates an input current of the DC-DC converter 4. Here, the fluctuation (potential difference) between V1 and V2 is not so large,
Therefore, the input current I of the DC-DC converter 4 can be regarded as constant.
【００１８】上記の入力電圧Ｖｉｎの傾斜部分の期間に
おけるＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧の変化を測定
することにより、入力急変のスルーレイトに対するＤＣ
−ＤＣコンバータ４の出力変動の特性評価ができる。ま
た、上記のコンデンサ１１を容量値の異なるものに交換
することにより、簡単にスルーレイトを可変できるた
め、高価なプログラマブル電源は不要にできる。By measuring the change in the output voltage of the DC-DC converter 4 during the period of the slope of the input voltage Vin, the DC with respect to the slew rate of the sudden input change is measured.
-Characteristic evaluation of output fluctuation of the DC converter 4 can be performed. In addition, since the slew rate can be easily changed by replacing the capacitor 11 with a capacitor having a different capacitance value, an expensive programmable power supply can be eliminated.
【００１９】このように、この実施の形態では、従来回
路にコンデンサ１１を１個追加するだけの極めて簡単な
構成により、入力急変のスルーレイトに対するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ４の出力変動の特性評価ができ、その価格
は例えば１０００円程度であり、５０万円〜１００万円
程度のプログラマブル電源に比べて大幅にコストダウン
を実現できる。As described above, in this embodiment, the DC-D with respect to the slew rate of the sudden input change is realized by a very simple configuration in which only one capacitor 11 is added to the conventional circuit.
The characteristics of the output fluctuation of the C converter 4 can be evaluated, and the price is, for example, about 1000 yen, and the cost can be significantly reduced as compared with a programmable power supply of about 500,000 to 1,000,000 yen.
【００２０】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明する。図３は本発明になる電圧発生回路の第２の実
施の形態の回路図を示す。同図中、図１と同一構成部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。図３に示す
第２の実施の形態の電圧発生回路２０は、直流電源２及
び３の負側端子の共通接続点と、スイッチＳ１及びダイ
オードＤ１のアノードの接続点との間に、バリキャップ
コンデンサＶＣを接続した点に特徴がある。Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is a circuit diagram of a voltage generating circuit according to a second embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The voltage generating circuit 20 according to the second embodiment shown in FIG. 3 includes a varicap capacitor between a common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 and a connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1. The feature is that the VC is connected.
【００２１】この実施の形態の電圧発生回路２０の動作
は、基本的に電圧発生回路１０と同様であるが、電圧発
生回路１０で必要としたコンデンサ１１の交換をバリキ
ャップＶＣの容量値を可変することで実現できる点が異
なる。この実施の形態の電圧発生回路２０によれば、電
圧発生回路１０にくらべてより簡単にスルーレイトを可
変調整できる。The operation of the voltage generation circuit 20 of this embodiment is basically the same as that of the voltage generation circuit 10, except that the capacitor 11 required in the voltage generation circuit 10 is replaced by changing the capacitance value of the varicap VC. The point that can be realized by doing. According to the voltage generation circuit 20 of this embodiment, the slew rate can be variably adjusted more easily than the voltage generation circuit 10.
【００２２】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明する。図４は本発明になる電圧発生回路の第３の実
施の形態の回路図を示す。同図中、図１と同一構成部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。図４に示す
第３の実施の形態の電圧発生回路３０は、直流電源２及
び３の負側端子の共通接続点と、スイッチＳ１及びダイ
オードＤ１のアノードの接続点との間に、コンデンサ１
２及び１３の直列回路と、コンデンサ１３に並列に接続
されたＮＰＮトランジスタＴｒとからなる回路部を設け
た点に特徴がある。Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 4 is a circuit diagram of a voltage generating circuit according to a third embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The voltage generating circuit 30 according to the third embodiment shown in FIG. 4 includes a capacitor 1 connected between a common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 and a connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1.
It is characterized in that a circuit section comprising a series circuit of 2 and 13 and an NPN transistor Tr connected in parallel to the capacitor 13 is provided.
【００２３】この実施の形態の電圧発生回路３０では、
スイッチＳ１を閉じる前にＮＰＮトランジスタＴｒのベ
ースにスイッチング制御信号を入力して、ＮＰＮトラン
ジスタＴｒをオン又はオフとしておく。ＮＰＮトランジ
スタＴｒがオンとされたときは、コンデンサ１３の両端
が短絡されるので、直流電源２及び３の負側端子の共通
接続点と、スイッチＳ１及びダイオードＤ１のアノード
の接続点との間には、等価的にコンデンサ１２のみが接
続された状態となり、よって、スイッチＳ１をオンから
オフした直後の入力電圧Ｖｉｎのスルーレイトはコンデ
ンサ１２の容量値Ｃ１により決まる。In the voltage generating circuit 30 of this embodiment,
Before closing the switch S1, a switching control signal is input to the base of the NPN transistor Tr to turn on or off the NPN transistor Tr. When the NPN transistor Tr is turned on, both ends of the capacitor 13 are short-circuited, so that the common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 is connected to the connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1. Is equivalent to a state in which only the capacitor 12 is connected. Therefore, the slew rate of the input voltage Vin immediately after the switch S1 is turned off from on is determined by the capacitance value C1 of the capacitor 12.
【００２４】一方、ＮＰＮトランジスタＴｒがオフとさ
れたときは、直流電源２及び３の負側端子の共通接続点
と、スイッチＳ１及びダイオードＤ１のアノードの接続
点との間には、等価的にコンデンサ１２とコンデンサ１
３との直列回路が接続された状態となり、よって、スイ
ッチＳ１をオンからオフした直後の入力電圧Ｖｉｎのス
ルーレイトはコンデンサ１２の容量値Ｃ１とコンデンサ
１３の容量値Ｃ２の直列合成値により決まる。On the other hand, when the NPN transistor Tr is turned off, an equivalent connection is established between the common connection point of the negative terminals of the DC power supplies 2 and 3 and the connection point of the anode of the switch S1 and the diode D1. Capacitor 12 and capacitor 1
3 is connected, and the slew rate of the input voltage Vin immediately after the switch S1 is turned on from off is determined by the series combination of the capacitance C1 of the capacitor 12 and the capacitance C2 of the capacitor 13.
【００２５】従って、この実施の形態の電圧発生回路３
０は、ＮＰＮトランジスタＴｒをスイッチング制御する
ことで、容易に入力電圧Ｖｉｎのスルーレイトを可変で
き、これによりＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力急変時の
出力変動の特性評価が、簡単、かつ、安価な構成により
簡単にできる。Therefore, the voltage generating circuit 3 of this embodiment
0 can easily change the slew rate of the input voltage Vin by controlling the switching of the NPN transistor Tr, thereby making it easy and inexpensive to evaluate the characteristics of the output fluctuation of the DC-DC converter 4 at the time of sudden input change. It can be simplified by the configuration.
【００２６】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えば、電源の極性及びダイオード
の向きを逆にすることにより、立ち下がり時のスルーレ
イトを得ることができ、また、図４ではコンデンサは１
２と１３の２つが直列に接続されているが、３つ以上で
もよく、更にその場合２つ以上のコンデンサにそれぞれ
対応して並列にトランジスタを接続してもよい。更には
並列接続した複数のコンデンサにそれぞれ対応して並列
にトランジスタを接続した構成とすることもできる。ま
た、複数のコンデンサの直列接続と並列接続とを混合し
た構成も可能である。また、バリキャップコンデンサＶ
Ｃには可変容量ダイオードも含むものである。The present invention is not limited to the above embodiments. For example, by reversing the polarity of the power supply and the direction of the diode, a slew rate at the time of falling can be obtained. In FIG. 4, the capacitor is 1
Although two of 2 and 13 are connected in series, three or more may be connected, and in that case, a transistor may be connected in parallel corresponding to each of two or more capacitors. Furthermore, it is also possible to adopt a configuration in which transistors are connected in parallel corresponding to a plurality of capacitors connected in parallel. Also, a configuration in which a series connection and a parallel connection of a plurality of capacitors are mixed is possible. Varicap capacitor V
C includes a variable capacitance diode.
【００２７】[0027]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
出力端子に第１の直流電源の電源電位から第２の直流電
源の電源電位に向かって、一又は二以上の容量素子を少
なくとも含む回路の容量値に従って時間の変化と共に漸
次変化する波形の電圧を出力すると共に、一又は二以上
の容量素子を少なくとも含む回路の容量値を可変するこ
とにより、出力電圧の単位時間当たり変動（スルーレイ
ト）を可変できるようにしたため、プログラマブル電源
に比べて極めて安価で、かつ極めて簡単な構成により、
傾斜波状の電圧を発生でき、これによりＤＣ−ＤＣコン
バータの入力電圧発生回路に適用した場合は、入力急変
のスルーレイトに対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力変
動の特性評価を極めて簡単、かつ、容易にできる。As described above, according to the present invention,
At the output terminal, a voltage having a waveform that gradually changes with time according to the capacitance value of a circuit including at least one or two or more capacitive elements from the power supply potential of the first DC power supply toward the power supply potential of the second DC power supply. Output voltage and the capacitance value of a circuit including at least one or more capacitive elements can be varied to vary the output voltage variation per unit time (slew rate). , And a very simple configuration,
A ramp-shaped voltage can be generated, and when applied to an input voltage generation circuit of a DC-DC converter, it is possible to extremely easily and easily evaluate the characteristics of the output fluctuation of the DC-DC converter with respect to a slew rate of a sudden input change. .
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１の電圧発生回路の出力電圧の波形図であ
る。FIG. 2 is a waveform diagram of an output voltage of the voltage generation circuit of FIG.
【図３】本発明の第２の実施の形態の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３の実施の形態の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram according to a third embodiment of the present invention.
【図５】従来の電圧発生回路の一例の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of an example of a conventional voltage generation circuit.
【図６】図５の電圧発生回路の出力電圧波形図である。FIG. 6 is an output voltage waveform diagram of the voltage generation circuit of FIG. 5;
２ 第１の直流電源 ３ 第２の直流電源 ４ ＤＣ−ＤＣコンバータ ５ 負荷 １０、２０、３０ 電圧発生回路 １１、１２、１３ コンデンサ Ｓ１ 開閉成スイッチ Ｄ１、Ｄ２ 逆流防止用ダイオード ＶＣ バリキャップコンデンサ Ｔｒ スイッチング用ＮＰＮトランジスタ 2 First DC power supply 3 Second DC power supply 4 DC-DC converter 5 Load 10, 20, 30 Voltage generation circuit 11, 12, 13 Capacitor S1 Open / close switch D1, D2 Backflow prevention diode VC Varcap capacitor Tr Switching NPN transistor
Claims (6)
直流電源と、 電源電位の絶対値の大なる方の前記第１の直流電源に一
端が接続された開閉成スイッチと、 前記開閉成スイッチの他端と出力端子の間に接続された
逆流防止用の第１のダイオードと、 前記第２の直流電源と前記出力端子の間に接続された逆
流防止用の第２のダイオードと、 前記開閉成スイッチ及び前記第１のダイオードの接続点
と、前記第１及び第２の直流電源の共通接続点との間に
接続された、一又は二以上の容量素子を少なくとも含む
回路とを有し、前記開閉成スイッチを閉成した後開成す
ることにより、前記出力端子に前記第１の直流電源の電
源電位から前記第２の直流電源の電源電位に向かって時
間の変化と共に漸次変化する波形の電圧を出力すること
を特徴とする電圧発生回路。A first DC power supply having a power supply potential different from that of the first DC power supply; an open / close switch having one end connected to the first DC power supply having a larger absolute value of the power supply potential; A first diode for backflow prevention connected between the other end of the switch and the output terminal; a second diode for backflow prevention connected between the second DC power supply and the output terminal; A circuit including at least one or more capacitive elements connected between a connection point of the opening / closing switch and the first diode and a common connection point of the first and second DC power supplies; By opening and closing the on / off switch, the output terminal has a waveform having a waveform that gradually changes from the power supply potential of the first DC power supply toward the power supply potential of the second DC power supply with time. It is characterized by outputting voltage Voltage generation circuit that.
も含む回路は、交換自在とされた、単一のコンデンサか
らなることを特徴とする請求項１記載の電圧発生回路。2. The voltage generating circuit according to claim 1, wherein the circuit including at least one or two or more capacitive elements comprises a single replaceable capacitor.
も含む回路は、単一の可変容量素子からなることを特徴
とする請求項１記載の電圧発生回路。3. The voltage generation circuit according to claim 1, wherein the circuit including at least one or two or more capacitance elements comprises a single variable capacitance element.
も含む回路は、直列に接続された複数のコンデンサと、
該複数のコンデンサのうちの一部又は全部にそれぞれ並
列に接続された一又は二以上のスイッチングトランジス
タとからなることを特徴とする請求項１記載の電圧発生
回路。4. A circuit including at least one or two or more capacitive elements, comprising: a plurality of capacitors connected in series;
2. The voltage generating circuit according to claim 1, comprising one or two or more switching transistors connected in parallel to part or all of said plurality of capacitors.
も含む回路は、並列に接続された複数のコンデンサと、
該複数のコンデンサのうちの一部又は全部にそれぞれ並
列に接続された一又は二以上のスイッチングトランジス
タとからなることを特徴とする請求項１記載の電圧発生
回路。5. A circuit including at least one or two or more capacitive elements, comprising: a plurality of capacitors connected in parallel;
2. The voltage generating circuit according to claim 1, comprising one or two or more switching transistors connected in parallel to part or all of said plurality of capacitors.
入力端子に接続されていることを特徴とする請求項１記
載の電圧発生回路。6. The voltage generating circuit according to claim 1, wherein said output terminal is connected to an input terminal of a DC-DC converter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11044546A JP2000245058A (en) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | Voltage generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11044546A JP2000245058A (en) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | Voltage generating circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000245058A true JP2000245058A (en) | 2000-09-08 |
Family
ID=12694511
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11044546A Pending JP2000245058A (en) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | Voltage generating circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000245058A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003092863A (en) * | 2001-09-20 | 2003-03-28 | Nissan Motor Co Ltd | Permanent magnet embedded synchronous motor |
| WO2017110314A1 (en) | 2015-12-25 | 2017-06-29 | 株式会社オーク | Piling construction management method |
-
1999
- 1999-02-23 JP JP11044546A patent/JP2000245058A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003092863A (en) * | 2001-09-20 | 2003-03-28 | Nissan Motor Co Ltd | Permanent magnet embedded synchronous motor |
| WO2017110314A1 (en) | 2015-12-25 | 2017-06-29 | 株式会社オーク | Piling construction management method |
| US10557241B2 (en) | 2015-12-25 | 2020-02-11 | Oak Co., Ltd. | Piling construction management method |
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