JP2000228693A - Hybrid coupled circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電話回線を介して
通信を行う通信端末等で用いるハイブリッド結合回路に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a hybrid coupling circuit used in a communication terminal or the like that performs communication via a telephone line.
【0002】[0002]
【従来の技術】ハイブリッド結合回路とは、電話機のよ
うに、1対の伝送線路で構成された回線を用いて送受信
号をリアルタイムで伝送する通信端末に必要な回路であ
り、送受信が識別できるように、送信信号は相手側に送
出するが、自端末の受信端子にはそれが現れず、相手か
ら送られてきた受信信号のみを自端末の受信端子に導く
という側音防止機能を持つ回路である。図2は、従来の
電話機に用いられたハイブリッド結合回路の構成例を示
す回路図である。このハイブリッド結合回路は、音声信
号の送受のみを行う従来の電話機に設けられた回路であ
る。電話機は、音声を交流の送信信号に変換するトーカ
ー(T)1と、受信信号を音声に変換するレシーバ
(R)2とを有し、ハイブリッド結合回路は、ハイブリ
ッドトランス3とインピーダンス素子4とで構成されて
いる。2. Description of the Related Art A hybrid coupling circuit is a circuit required for a communication terminal, such as a telephone, for transmitting transmission / reception signals in real time using a line constituted by a pair of transmission lines, and which can identify transmission / reception. In addition, the transmission signal is sent to the other party, but it does not appear at the receiving terminal of its own terminal. is there. FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a hybrid combination circuit used in a conventional telephone. This hybrid coupling circuit is a circuit provided in a conventional telephone that only performs transmission and reception of audio signals. The telephone has a talker (T) 1 for converting voice into an AC transmission signal, and a receiver (R) 2 for converting a received signal into voice, and a hybrid coupling circuit includes a hybrid transformer 3 and an impedance element 4. It is configured.
【0003】トランス3の1次側巻線31 の一端は、
電話機と伝送線路との間を接続する機能を持つ電話アナ
ログフロントエンド回路(以下、AFE回路という)の
1つの端子L1に接続され、該1次側巻線31 の他端
がインピータンス素子4を介して、該AFE回路のもう
1つの端子L2に接続されている。トーカー1は、1次
側巻線31 の中点Tcと端子L2との間に接続されて
いる。レシーバ2は、トランス3の2次側巻線32 の
両端間に接続されている。インピーダンス素子4のイン
ピーダンスは、回線の特性インピーダンスに相当するよ
うに設定されている。このハイブリッド結合回路では、
回線から到来する受信信号がトランス3を介してレシー
バ2に与えられ、該受信信号が音声に変換される。トー
カー1が発生した送信信号は、ハイブリッドトランス3
の1次側巻線31 の中点Tcから、両側のAFE回路
とインピーダンス素子4とに伝達される。このとき、送
信信号は1次側巻線は31 の中点Tcから両側に等し
く流れるので、レシーバ2には、送信信号に対応する電
流が流れず、送信信号はレシーバ2に現れない。[0003] One end of the primary winding 31 of the transformer 3 is
The other end of the primary winding 31 is connected to one terminal L1 of a telephone analog front end circuit (hereinafter, referred to as an AFE circuit) having a function of connecting between the telephone and the transmission line. Through the other terminal L2 of the AFE circuit. The talker 1 is connected between the midpoint Tc of the primary winding 31 and the terminal L2. The receiver 2 is connected between both ends of the secondary winding 32 of the transformer 3. The impedance of the impedance element 4 is set so as to correspond to the characteristic impedance of the line. In this hybrid coupling circuit,
A received signal coming from the line is provided to the receiver 2 via the transformer 3, and the received signal is converted into voice. The transmission signal generated by the talker 1 is transmitted to the hybrid transformer 3
Is transmitted from the middle point Tc of the primary winding 31 to the AFE circuit and the impedance element 4 on both sides. At this time, since the transmission signal flows equally to both sides from the middle point Tc of the primary winding 31, no current corresponding to the transmission signal flows in the receiver 2, and the transmission signal does not appear in the receiver 2.
【0004】図2のハイブリッド結合回路は、音声を送
受するだけのときには十分だったが、モデム機能回路
や、他の電気通信回路に用いようとすると、トーカー1
とレシーバ2のグランドを共通にできない点や、回線を
介した交換機に直流電位を合わせなければならないこ
と、或いは、該交換機からの送受信信号が平衡信号であ
り、一般の片側グランドの不平衡動作と合わないこと等
の欠点がある。そのため、モデム等を利用する通信端末
には、次の図3のようなハイブリッド結合回路が用いら
れる。図3は、従来のハイブリッド結合回路の他の例を
示す回路図である。このハイブリッド結合回路は、トラ
ンス11を備えている。トランス11の1次側巻線11
1 の両端は、AFE回路の2つの端子L1,L2にそ
れぞれ接続されている。図示しないトーカーから送信信
号Viが与えられる送信端子Tiには、キャパシタ12
と抵抗13とが直列に接続され、該抵抗13が演算増幅
器14の反転入力端子(−)に接続されている。演算増
幅器14の正相入力端子(+)はグランドに接続され、
該演算増幅器14の出力端子及び反転入力端子間が、抵
抗15によって接続されている。The hybrid coupling circuit shown in FIG. 2 is sufficient when only transmitting and receiving voice. However, when it is used for a modem function circuit or other telecommunication circuits, the talker 1 is used.
And the ground of the receiver 2 cannot be shared, that the DC potential must be adjusted to the exchange via the line, or that the transmission / reception signal from the exchange is a balanced signal, and the unbalanced operation of the general single-sided ground. There are drawbacks such as mismatch. Therefore, a hybrid coupling circuit as shown in FIG. 3 is used for a communication terminal using a modem or the like. FIG. 3 is a circuit diagram showing another example of the conventional hybrid coupling circuit. This hybrid coupling circuit includes a transformer 11. Primary winding 11 of transformer 11
1 are connected to two terminals L1 and L2 of the AFE circuit, respectively. A transmission terminal Ti to which a transmission signal Vi is supplied from a talker (not shown) has a capacitor 12
And the resistor 13 are connected in series, and the resistor 13 is connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 14. The positive-phase input terminal (+) of the operational amplifier 14 is connected to the ground,
The output terminal and the inverted input terminal of the operational amplifier 14 are connected by a resistor 15.
【0005】演算増幅器14の出力端子は、抵抗16を
介して演算増幅器17の反転入力端子に接続されてい
る。演算増幅器17の正相入力端子はグランドに接続さ
れ、この演算増幅器17の出力端子と反転入力端子とが
抵抗18で接続されている。抵抗16の抵抗値と抵抗1
8の抵抗値とは同一であり、演算増幅器17が利得−1
の増幅を行う構成になっている。演算増幅器17の出力
端子が、トランス11の2次側巻線112 の一端に接
続されている。トランス11の2次側巻線112の他端
には、抵抗19の一端と抵抗20の一端とが接続されて
いる。抵抗19の他端は、演算増幅器14の出力端子に
接続され、抵抗20の他端は、演算増幅器21の反転入
力端子に接続されている。この演算増幅器21の正相入
力端子は、グランドに接続され、該演算増幅器21の出
力端子と反転入力端子との間が、抵抗22によって接続
されている。演算増幅器21の出力端子には、キャパシ
タ23の一方の電極が接続され、該キャパシタ23の他
方の電極が、図示しないレシーバへ受信端子Toに接続
されている。The output terminal of the operational amplifier 14 is connected to the inverting input terminal of an operational amplifier 17 via a resistor 16. The positive-phase input terminal of the operational amplifier 17 is connected to the ground, and the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 17 are connected by the resistor 18. Resistance value of resistance 16 and resistance 1
8, the operational amplifier 17 has a gain of -1.
Is configured to be amplified. The output terminal of the operational amplifier 17 is connected to one end of the secondary winding 112 of the transformer 11. One end of the resistor 19 and one end of the resistor 20 are connected to the other end of the secondary winding 112 of the transformer 11. The other end of the resistor 19 is connected to the output terminal of the operational amplifier 14, and the other end of the resistor 20 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 21. The positive-phase input terminal of the operational amplifier 21 is connected to the ground, and the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 21 are connected by a resistor 22. One terminal of a capacitor 23 is connected to the output terminal of the operational amplifier 21, and the other electrode of the capacitor 23 is connected to a receiving terminal To of a receiver (not shown).
【0006】このハイブリッド結合回路では、直流電位
を回線を介した交換機に合わせなければならないことの
欠点と、交換機側からの送受信信号が平衡信号であるの
で、一般の片側グランドの不平衡動作と合わないことの
欠点とが、トランス11でAFE回路と結合することに
より、解決している。また、送信信号の電圧Viと受信
信号の電圧Voに対するグランドの共通化は、増幅器1
4,17,21と、抵抗13,15,16,12,1
9,20,22と、キャパシタ12,23とで構成する
側音防止回路で解決している。トランス11を用いるこ
とにより、回線側との直流結合がカットされることと、
平衡信号と一般の片側グランドの不平衡動作とが結合で
きることは周知の事実なので、ここでは、増幅器14,
17,21と、抵抗13,15,16,12,19,2
0,22と、キャパシタ12,23とで構成する側音防
止回路により、側音防止が行われることを以下に示す。This hybrid coupling circuit has the disadvantage that the DC potential must be adjusted to the exchange via the line, and the unbalanced operation of the common one-side ground because the transmission / reception signal from the exchange is a balanced signal. The disadvantage of the absence is solved by coupling with the AFE circuit by the transformer 11. Further, the common ground for the voltage Vi of the transmission signal and the voltage Vo of the reception signal is determined by the amplifier 1.
4, 17, 21 and resistors 13, 15, 16, 12, 1
The problem is solved by a sidetone prevention circuit composed of 9, 20, 22 and capacitors 12, 23. By using the transformer 11, DC coupling with the line side is cut off,
It is a well-known fact that a balanced signal can be combined with an unbalanced operation of a general single-sided ground.
17, 21 and resistors 13, 15, 16, 12, 19, 2
The following describes that sidetone prevention is performed by the sidetone prevention circuit composed of 0 and 22 and capacitors 12 and 23.
【0007】送信信号の直流分が、キャパシタ12でカ
ットされ、交流成分のみが抵抗13を介して演算増幅器
14に入力される。演算増幅器14は、抵抗13,15
で規定される利得で送信信号Viの交流成分の増幅を行
う。演算増幅器17は、利得が1の増幅により、増幅さ
れた送信信号の逆相信号を生成する。この演算増幅器1
7で生成された逆相信号と,演算増幅器14が出力する
増幅した送信信号とが、2次側巻線112 及び抵抗1
9で構成される直列回路に流れる。結果として、送信交
流信号がトランス11を介してAFE回路に送られる。
このとき、抵抗19の抵抗値を、2次側巻線112 か
らトランス11を介して見たAFE回路及び回線のイン
ピーダンスに合わせておくと、トランス11の2次側巻
線112と抵抗19の接続点は、増幅した送信信号と逆
相信号の中和点になるので、該接続点には、送信信号が
現れない。よって、抵抗20及び22で利得が規定され
る増幅器21の出力端子にも、送信信号が現れない。[0007] The DC component of the transmission signal is cut by the capacitor 12, and only the AC component is input to the operational amplifier 14 via the resistor 13. The operational amplifier 14 includes resistors 13 and 15
Amplify the AC component of the transmission signal Vi with the gain specified by The operational amplifier 17 generates an inverted-phase signal of the amplified transmission signal by amplification with a gain of one. This operational amplifier 1
7 and the amplified transmission signal output from the operational amplifier 14 are combined with the secondary winding 112 and the resistor 1.
9 flows into the series circuit. As a result, the transmission AC signal is sent to the AFE circuit via the transformer 11.
At this time, if the resistance value of the resistor 19 is matched with the impedance of the AFE circuit and the line viewed from the secondary winding 112 through the transformer 11, the connection between the secondary winding 112 of the transformer 11 and the resistor 19 is made. Since the point is a neutralization point between the amplified transmission signal and the reverse phase signal, the transmission signal does not appear at the connection point. Therefore, no transmission signal appears at the output terminal of the amplifier 21 whose gain is defined by the resistors 20 and 22.
【0008】一方、局の交換機から送られてくる受信信
号は、回線及びAFE回路を介してトランス11の1次
側巻線111 に到達し、これが2次側巻線112 に誘
導される。トランス11の2次側巻線112 の一端
は、インピーダンスの低い演算増幅器17の出力端子に
接続されており、受信信号に対してはグランドに接続し
たのと等価になっている。トランス11の2次側巻線1
12 の他端は、抵抗19を介してインピーダンスの低
い演算増幅器15の出力端子に接続され、受信信号に対
して抵抗19を介してグランドに接続したのと等価にな
っている。ここで、抵抗20の抵抗値を抵抗19の抵抗
値に対して十分に大きいものとすると、トランス11の
1次側巻線111 (回線)からトランス11を見たイ
ンピーダンスは、抵抗19をトランス11の巻数比で換
算したインピーダンスになる。このインピーダンスを回
線の特性インピーダンスRo に合わせておけば、受信
信号の局側への反射を防止した良好な端末となる。トラ
ンス11の2次側巻線112と抵抗19との接続点に現
れた受信信号は、抵抗20,22で利得が規定される演
算増幅器21により、適宜なレベルに増幅され、キャパ
シタ23でその直流分がカットされ、受信信号電圧Vo
として受信端子Toからレシーバに与えられる。On the other hand, the received signal transmitted from the exchange of the office reaches the primary winding 111 of the transformer 11 via the line and the AFE circuit, and is guided to the secondary winding 112. One end of the secondary winding 112 of the transformer 11 is connected to the output terminal of the operational amplifier 17 having a low impedance, which is equivalent to connecting to the ground for a received signal. Secondary winding 1 of transformer 11
12 is connected to the output terminal of the low-impedance operational amplifier 15 via a resistor 19, which is equivalent to connecting the received signal to the ground via the resistor 19. Here, assuming that the resistance value of the resistor 20 is sufficiently larger than the resistance value of the resistor 19, the impedance of the transformer 11 viewed from the primary winding 111 (line) of the transformer Is the impedance converted by the turns ratio. If this impedance is adjusted to the characteristic impedance Ro of the line, a good terminal that prevents reflection of the received signal to the station side can be obtained. The received signal appearing at the connection point between the secondary winding 112 of the transformer 11 and the resistor 19 is amplified to an appropriate level by an operational amplifier 21 whose gain is defined by the resistors 20 and 22, The minute is cut and the received signal voltage Vo
From the receiving terminal To to the receiver.
【0009】以上のように、送信信号は回線側に送出さ
れるが、受信端子Toには現れず、回線からの受信信号
のみが受信端子Toに適宜なレベルで現れるという側音
防止機能が実現されている。なお、送信端子Ti及び受
信端子Toにおける直流バイアスがグランド電位でよい
場合には、キャパシタ12及び23は省略可能である。As described above, the transmission signal is transmitted to the line side, but does not appear at the reception terminal To, and only the reception signal from the line appears at the reception terminal To at an appropriate level, thereby realizing a side tone prevention function. Have been. Note that when the DC bias at the transmission terminal Ti and the reception terminal To may be the ground potential, the capacitors 12 and 23 can be omitted.
【0010】[0010]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図2及
び図3のハイブリッド結合回路では、いずれも、トラン
ス3,11を使用している。そのため、ハイブリッド結
合回路が、重く大型になると共に高価になる。さらに、
トランス3,11は、磁気ノイズの影響を受けやすいの
で、技術的に満足できるハイブリッド結合回路を構成す
ることができなかった。However, the hybrid coupling circuits shown in FIGS. 2 and 3 use the transformers 3 and 11, respectively. Therefore, the hybrid coupling circuit becomes heavy and large and expensive. further,
Since the transformers 3 and 11 are easily affected by magnetic noise, a technically satisfactory hybrid coupling circuit cannot be formed.
【0011】[0011]
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明のうちの第1の発明は、対をなす回線に接続
された通信端末に設けられ、受信端子と送信端子とを有
し、該回線を介して与えられた受信信号は該受信端子に
与え、該送信端子に与えられた送信信号は該受信端子に
漏らすことなく該回線に送出するハイブリッド結合回路
において、次のような第1のフォトカプラ駆動回路、第
1のフォトカプラ、第2のフォトカプラ駆動回路、第2
のフォトカプラ、電流/電圧変換回路、第1のキャパシ
タ及び加算回路で構成している。In order to solve the above-mentioned problems, a first aspect of the present invention is provided in a communication terminal connected to a paired line and has a reception terminal and a transmission terminal. The received signal supplied through the line is supplied to the receiving terminal, and the transmitted signal supplied to the transmitting terminal is transmitted to the line without leaking to the receiving terminal. A first photocoupler driving circuit, a first photocoupler, a second photocoupler driving circuit,
, A current / voltage conversion circuit, a first capacitor, and an addition circuit.
【0012】前記第1のフォトカプラ駆動回路は、送信
端子上の送信電圧に応じた第1の駆動信号を生成する回
路である。第1のフォトカプラは、第1のフォトカプラ
駆動回路に接続された入力部とこの入力部に光結合する
と共に回線に接続された出力部とを有し、第1の駆動信
号によって駆動されて出力部から送信電圧に応じた電流
を送信信号として回線に送出するものである。第2のフ
ォトカプラ駆動回路は、回線の電圧に応じた第2の駆動
信号を生成する回路である。第2のフォトカプラは、第
2のフォトカプラ駆動回路に接続された入力部とこの入
力部に光結合する出力部とを有し、第2の駆動信号によ
って駆動されて出力部から回線の電圧に応じた電流を出
力するものである。電流/電圧変換回路は、第2のフォ
トカプラの出力部に接続され、第2のフォトカプラの出
力電流を電圧信号に変換する回路である。第1のキャパ
シタは、電流/電圧変換回路に接続され、電圧信号にお
ける直流分をカットする機能を有している。加算回路
は、第1のキャパシタと送信端子とに接続され、送信電
圧と直流分がカットされた電圧信号とを入力し、これら
の加算動作により、電圧信号における送信電圧に相当す
る成分をキャンセルして受信信号を抽出し、抽出した受
信信号を受信端子に与えるものである。The first photocoupler drive circuit is a circuit for generating a first drive signal according to a transmission voltage on a transmission terminal. The first photocoupler has an input connected to the first photocoupler drive circuit and an output optically coupled to the input and connected to a line, and is driven by the first drive signal. The output unit sends a current corresponding to the transmission voltage to the line as a transmission signal. The second photocoupler driving circuit is a circuit that generates a second driving signal according to the line voltage. The second photocoupler has an input connected to the second photocoupler drive circuit and an output optically coupled to the input, and is driven by the second drive signal to output a line voltage from the output. To output a current corresponding to. The current / voltage conversion circuit is a circuit that is connected to the output section of the second photocoupler and converts the output current of the second photocoupler into a voltage signal. The first capacitor is connected to the current / voltage conversion circuit and has a function of cutting a direct current component in the voltage signal. The addition circuit is connected to the first capacitor and the transmission terminal, receives the transmission voltage and the DC signal from which the DC component has been cut, and cancels a component corresponding to the transmission voltage in the voltage signal by an addition operation of these components. To extract the received signal, and to provide the extracted received signal to the receiving terminal.
【0013】このような構成を採用したことにより、送
信端子上の送信電圧に応じた第1の駆動信号が第1のフ
ォトカプラ駆動回路によって生成され、該第1の駆動信
号に応じた電流が、送信信号として第1のフォトカプラ
から出力されて回線に与えられる。回線から与えられた
受信信号に相当する交流電圧が回線を介して与えられた
場合には、第2のフォトカプラ駆動回路が回線の電圧に
応じた第2の駆動信号を生成し、該第2の駆動信号に応
じた電流が第2のフォトカプラから出力される。電流/
電圧変換回路により、第2のフォトカプラの出力電流が
電圧信号に変換される。電圧信号の直流分が第1のキャ
パシタによってカットされて加算回路に与えられる。こ
こで、送信信号に対応する電圧が回線上に現れた場合で
も、同様に、第1のキャパシタを介する電流/電圧変換
回路の出力電圧に乗って加算回路に与えられるが、加算
回路では、送信端子からの送信電圧と第1のキャパシタ
を介する電流/電圧変換回路の出力電圧との加算動作に
より、送信電圧に対応した成分をキャンセルし、受信信
号のみを抽出して受信端子に与える。By adopting such a configuration, a first drive signal corresponding to the transmission voltage on the transmission terminal is generated by the first photocoupler drive circuit, and a current corresponding to the first drive signal is generated. , Are output from the first photocoupler as transmission signals and supplied to the line. When an AC voltage corresponding to the received signal given from the line is applied via the line, the second photocoupler driving circuit generates a second drive signal corresponding to the voltage of the line, and Is output from the second photocoupler. Current /
The output current of the second photocoupler is converted into a voltage signal by the voltage conversion circuit. The DC component of the voltage signal is cut by the first capacitor and applied to the adding circuit. Here, even when a voltage corresponding to the transmission signal appears on the line, the voltage is similarly supplied to the addition circuit on the output voltage of the current / voltage conversion circuit via the first capacitor. By adding the transmission voltage from the terminal and the output voltage of the current / voltage conversion circuit via the first capacitor, the component corresponding to the transmission voltage is canceled, and only the reception signal is extracted and given to the reception terminal.
【0014】第2の発明では、第1の発明における第1
のフォトカプラ駆動回路には、第1のフォトカプラの入
力部に直列接続された入力部とこの入力部に光結合する
出力部とを持ち、出力部から第1のフォトカプラの出力
部が出力する電流と同じ値の電流を出力する第3のフォ
トカプラを経路に含む負帰還回路を形成し、第2のフォ
トカプラ駆動回路には、第2のフォトカプラの入力部に
直列接続された入力部とこの入力部に光結合する出力部
とを持ち、出力部から第2のフォトカプラの出力部が出
力する電流と同じ値の電流を出力する第4のフォトカプ
ラを経路に含む負帰還回路を形成している。このような
構成を採用したことにより、第1のフォトカプラ駆動回
路が負帰還量に応じた第1の駆動信号を生成するが、負
帰還の経路になる第3のフォトカプラの出力部に流れる
電流と第1のフォトカプラの出力部に流れる電流とが同
じになる。同様に、第2のフォトカプラ駆動回路が負帰
還量に応じた第2の駆動信号を生成するが、負帰還の経
路になる第4のフォトカプラの出力部に流れる電流と第
2のフォトカプラの出力部に流れる電流とが同じにな
る。In a second aspect, the first aspect of the first aspect is provided.
Has an input section connected in series to the input section of the first photocoupler and an output section optically coupled to the input section, and the output section of the first photocoupler outputs from the output section. A negative feedback circuit including a third photocoupler that outputs a current having the same value as the current to be supplied is formed in the path, and the second photocoupler driving circuit has an input connected in series to an input section of the second photocoupler. Feedback circuit having a first photocoupler and a fourth photocoupler that outputs a current having the same value as the current output from the output unit of the second photocoupler from the output unit. Is formed. By employing such a configuration, the first photocoupler driving circuit generates the first drive signal according to the amount of negative feedback, but flows to the output section of the third photocoupler which is a path for negative feedback. The current and the current flowing to the output of the first photocoupler become the same. Similarly, the second photocoupler driving circuit generates a second drive signal according to the amount of negative feedback, and the current flowing through the output of the fourth photocoupler, which is a path for negative feedback, and the second photocoupler And the current flowing through the output section becomes the same.
【0015】第3の発明では、第2の発明のハイブリッ
ド結合回路において、次のような構成にしている。即
ち、前記第2のフォトカプラ駆動回路は、一端が前記回
線の一方に接続された抵抗を有し、この抵抗を流れる電
流が第4のフォトカプラの出力部に流れることにより、
負帰還が成立する構成としている。そして、一端が前記
回線の一方に接続され、前記第2のフォトカプラ駆動回
路における抵抗を除く部分に対し、回線の一方から定電
流を流して電源供給を行う定電流回路を設けている。こ
のような構成を採用したことにより、回線に流れる電流
の変動が第2及び第4の出力部に流れる電流のみに現れ
るようになり、さらに、その電流が回線電圧と抵抗とで
決まる値になる。According to a third aspect, in the hybrid coupling circuit according to the second aspect, the following configuration is provided. That is, the second photocoupler driving circuit has a resistor having one end connected to one of the lines, and a current flowing through the resistor flows to an output section of the fourth photocoupler.
Negative feedback is established. One end is connected to one of the lines, and a constant current circuit is provided for supplying power by supplying a constant current from one of the lines to a portion of the second photocoupler driving circuit other than the resistor. By adopting such a configuration, the variation of the current flowing through the line appears only in the current flowing through the second and fourth output units, and the current has a value determined by the line voltage and the resistance. .
【0016】第4の発明では、第3の発明のハイブリッ
ド結合回路において、次のような構成にしている。即
ち、前記第2のフォトカプラ駆動回路は、回線に接続さ
れた抵抗に直列接続され、抵抗に直流分をカットした電
流を流す第2のキャパシタと、抵抗及び第2のキャパシ
タに並列接続されて第2のフォトカプラに対する直流バ
イアス電流を流す直流バイアス供給部とを設け、抵抗及
び第2のキャパシタと前記直流バイアス供給部とを流れ
る電流が第4のフォトカプラの出力部に流れることによ
り前記負帰還が成立する構成にしている。このような構
成を採用したことにより、回線の電圧によらない直流バ
イアス電流が直流バイアス供給部から第4のフォトカプ
ラの出力部に流され、抵抗及び第2のキャパシタから第
4のフォトカプラの出力部に交流電流が流れる。According to a fourth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the third aspect, the following configuration is provided. That is, the second photocoupler driving circuit is connected in series to the resistor connected to the line, and is connected in parallel to the resistor and the second capacitor, and a second capacitor through which a current in which a DC component is cut is passed through the resistor. A DC bias supply unit for supplying a DC bias current to the second photocoupler; and a current flowing through a resistor, a second capacitor, and the DC bias supply unit flowing to an output unit of the fourth photocoupler. The configuration is such that feedback is established. By adopting such a configuration, a DC bias current that does not depend on the line voltage flows from the DC bias supply unit to the output unit of the fourth photocoupler. An alternating current flows through the output section.
【0017】第5の発明では、第1〜第3または第4の
発明のハイブリッド結合回路において、次のような構成
にしている。即ち、前記第1のフォトカプラ駆動回路
を、第1のフォトカプラに対する直流バイアス電流を流
す第1の直流バイアス供給部と、送信電圧に対応する交
流送信電圧を生成する第1の交流駆動部とで構成してい
る。このような構成を採用したことにより、第1のフォ
トカプラを駆動するための直流バイアス電流が第1の直
流バイアス供給部で生成される。According to a fifth aspect of the present invention, the hybrid coupling circuit according to the first to third or fourth aspects has the following configuration. That is, the first photocoupler drive circuit includes a first DC bias supply unit that supplies a DC bias current to the first photocoupler, and a first AC drive unit that generates an AC transmission voltage corresponding to the transmission voltage. It consists of. By employing such a configuration, a DC bias current for driving the first photocoupler is generated in the first DC bias supply unit.
【0018】第6の発明では、第1〜第3または第5の
発明のハイブリッド結合回路において、次のような構成
にしている。即ち、前記第2のフォトカプラ駆動回路
を、第2のフォトカプラに対する直流バイアス電流を流
す第2の直流バイアス供給部と、回線の電圧に対応する
交流受信電圧を生成する第2の交流駆動部とで構成しと
ている。このような構成を採用したことにより,第2の
フォトカプラを駆動するための回線の電圧変動に連動し
ない直流バイアス電流が第2の直流バイアス供給部で生
成される。According to a sixth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the first to third or fifth aspects, the following configuration is provided. That is, the second photocoupler driving circuit includes a second DC bias supply unit for supplying a DC bias current to the second photocoupler, and a second AC driving unit for generating an AC reception voltage corresponding to a line voltage. It is composed of By employing such a configuration, a DC bias current that is not linked to a voltage change of a line for driving the second photocoupler is generated in the second DC bias supply unit.
【0019】第7の発明では、第1〜第5または第6の
発明のハイブリッド結合回路において、前記電流/電圧
変換回路を、直流バイアス電流を流す第3の直流バイア
ス供給部を設け、第2のフォトカプラの出力電流にその
直流バイアス電流を加算した上で前記電圧信号に変換す
る構成にしている。このような構成を採用したことによ
り、電流/電圧変換回路が出力する電圧信号の直流バイ
アス電圧分をゼロ近辺に戻すことができる。第8の発明
では、第1〜第6または第7の発明のハイブリッド結合
回路において、第1のフォトカプラの出力電流を増幅す
る第1のトランジスタ又は電流ミラー回路、または第2
のフォトカプラの出力電流を増幅する第2のトランジス
タ又は電流ミラー回路のうちの少なくとも1つを設けて
いる。このような構成を採用したことにより、第1及び
第2のフォトカプラにおける変換効率が低くても、第1
及び第2のトランジスタによってそれが補償される。According to a seventh aspect of the present invention, in the hybrid coupling circuit of the first to fifth or sixth aspects, the current / voltage conversion circuit is provided with a third DC bias supply section for supplying a DC bias current, and The DC bias current is added to the output current of the photocoupler and then converted to the voltage signal. By employing such a configuration, the DC bias voltage component of the voltage signal output from the current / voltage conversion circuit can be returned to near zero. According to an eighth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the first to sixth or seventh aspects, the first transistor or the current mirror circuit for amplifying the output current of the first photocoupler, or the second transistor.
At least one of a second transistor or a current mirror circuit that amplifies the output current of the photocoupler. By employing such a configuration, even if the conversion efficiency of the first and second photocouplers is low, the first
And the second transistor compensates it.
【0020】第9の発明では、第1〜第8の発明のハイ
ブリッド結合回路において、前記送信端子に接続され、
送信電圧を増幅する電圧アンプ回路を設けている。この
ような構成を採用したことにより、送信電圧の振幅が低
い場合でもそれが電圧アンプ回路によつて増幅される。
第10の発明では、第9の発明のハイブリッド結合回路
において、次のような構成にしている。即ち、前記送信
端子と電圧アンプ回路との間を交流結合する第3のキャ
パシタ、電圧アンプ回路と第1のフォトカプラ回路との
間を交流結合する第4のキャパシタ、電圧アンプ回路と
加算回路との間を交流結合する第5のキャパシタ、また
は、加算回路と受信端子との間を交流結合する第6のキ
ャパシタのうちの少なくとも1つを設けている。このよ
うな構成を採用したことにより、第3〜6のキャパシタ
により、交流結合されて直流分がカットされるので、電
圧アンプ回路、第1のフォトカプラ駆動回路あるいは加
算回路には、交流分のみが入力されるようになる。According to a ninth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the first to eighth aspects, the hybrid coupling circuit is connected to the transmission terminal,
A voltage amplifier circuit for amplifying the transmission voltage is provided. By employing such a configuration, even when the amplitude of the transmission voltage is low, it is amplified by the voltage amplifier circuit.
According to a tenth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the ninth aspect, the following configuration is provided. That is, a third capacitor for AC coupling between the transmission terminal and the voltage amplifier circuit, a fourth capacitor for AC coupling between the voltage amplifier circuit and the first photocoupler circuit, a voltage amplifier circuit and an addition circuit. There is provided at least one of a fifth capacitor for AC coupling between the first and second capacitors or a sixth capacitor for AC coupling between the addition circuit and the receiving terminal. By adopting such a configuration, the DC component is cut by AC coupling by the third to sixth capacitors, so that only the AC component is supplied to the voltage amplifier circuit, the first photocoupler driving circuit or the adding circuit. Will be entered.
【0021】第11の発明では、平衡形ケーブルで構成
されて対をなす回線に接続された通信端末に設けられ、
受信端子と送信端子とを有し,該回線を介して与えられ
た受信信号は該受信端子に与え、該送信端子に与えられ
た送信信号は該受信端子に漏らすことなく回線に送出す
るハイブリッド結合回路において、次のような構成にし
ている。即ち、平衡形ケーブルの特性インピーダンスに
比べて十分に低い出力インピーダンスを持ち、送信端子
に接続され、この送信端子上の電圧を送信信号として増
幅する第1のアンプ回路と、平衡形ケーブルの特性イン
ピーダンスに比べて十分に低い出力インピーダンスを持
ち、第1のアンプ回路の出力端子に接続され、増幅され
た送信信号の逆相信号を出力する第2のアンプ回路と、
第2のアンプ回路の出力端子と回線の一方との間に接続
された第1のマッチング抵抗と、第1のアンプ回路の出
力端子と回線の他方との間に接続された第2のマッチン
グ抵抗と、第1のマッチング抵抗と回線の一方とが接続
された第1の接続点に入力端子が接続され、この第1の
接続点に現れる信号電圧と第1のアンプ回路が出力する
送信信号の電圧とを一定の利得比で加算する第3のアン
プ回路と、第2のマッチング抵抗と回線の他方とが接続
された第2の接続点に入力端子が接続され、第2の接続
点に現れる信号電圧を第3のアンプ回路とは逆相に増幅
する第4のアンプ回路と、第3のアンプ回路の出力信号
と第4のアンプ回路の出力信号と一定利得比で加算する
第5のアンプ回路とを、備えている。In the eleventh invention, the communication terminal is provided in a communication terminal which is constituted by a balanced cable and is connected to a paired line.
A hybrid coupling having a receiving terminal and a transmitting terminal, wherein a receiving signal provided through the line is provided to the receiving terminal, and a transmitting signal provided to the transmitting terminal is transmitted to the line without leaking to the receiving terminal. The circuit has the following configuration. That is, a first amplifier circuit having an output impedance sufficiently lower than the characteristic impedance of the balanced cable, connected to the transmission terminal, and amplifying the voltage on the transmission terminal as a transmission signal, and a characteristic impedance of the balanced cable. A second amplifier circuit having an output impedance sufficiently lower than that of the first amplifier circuit and connected to the output terminal of the first amplifier circuit, and outputting a signal in reverse phase to the amplified transmission signal;
A first matching resistor connected between the output terminal of the second amplifier circuit and one of the lines, and a second matching resistor connected between the output terminal of the first amplifier circuit and the other of the line And an input terminal connected to a first connection point to which the first matching resistor and one of the lines are connected, and a signal voltage appearing at the first connection point and a transmission signal output by the first amplifier circuit. The input terminal is connected to a third connection point where the third amplifier circuit that adds the voltage and the voltage at a constant gain ratio, and the second connection point where the second matching resistor and the other of the lines are connected, and appears at the second connection point. A fourth amplifier circuit for amplifying the signal voltage in a phase opposite to that of the third amplifier circuit, and a fifth amplifier for adding the output signal of the third amplifier circuit and the output signal of the fourth amplifier circuit at a constant gain ratio And a circuit.
【0022】第12の発明では、第11の発明のハイブ
リッド結合回路において、前記第2のアンプを前記第1
のアンプと逆相の出力を得るアンプとし送信信号を増幅
する構成としたことにより、位相周波数特性が改善され
る。According to a twelfth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the eleventh aspect, the second amplifier is connected to the first amplifier.
The phase frequency characteristic is improved by adopting a configuration that amplifies the transmission signal by using an amplifier that obtains an output of a phase opposite to that of the amplifier.
【0023】このような構成を採用したことにより、第
3及び第4のアンプ回路の入力インピーダンスを回線の
特性インピーダンスに対して十分に高くしておけば、第
1のアンプ回路の出力端子と第2のアンプ回路の出力端
子との間に、第1及び第2のマッチング抵抗と回線の特
性インピーダンスに相当するインピーダンスとが直列接
続された形となり、送信端子の電圧を増幅した信号が平
衡信号の形で回線に与えられる。対をなす回線上の同相
成分は、第3のアンプ回路及び第4のアンプ回路を介し
て第5のアンプ回路で加算されることで、キャンセルさ
れ、差動成分のみが第5のアンプ回路の出力端子に現れ
る。ここで、各アンプ回路の利得を調整すれば、第3の
アンプ回路を介することによって第5のアンプ回路の出
力端子上の差動成分に含まれるはずの第1のアンプ回路
の出力電圧成分は、第4のアンプ回路の出力信号に含ま
れる第1のアンプ回路の出力電圧成分により、消去可能
である。By adopting such a configuration, if the input impedance of the third and fourth amplifier circuits is made sufficiently higher than the characteristic impedance of the line, the output terminal of the first amplifier circuit and the output terminal The first and second matching resistors and the impedance corresponding to the characteristic impedance of the line are connected in series between the output terminal of the second amplifier circuit and the signal obtained by amplifying the voltage of the transmission terminal. Given to the line in the form. The in-phase components on the paired lines are canceled by being added by the fifth amplifier circuit via the third amplifier circuit and the fourth amplifier circuit, so that only the differential component is output from the fifth amplifier circuit. Appears at the output terminal. Here, if the gain of each amplifier circuit is adjusted, the output voltage component of the first amplifier circuit, which should be included in the differential component on the output terminal of the fifth amplifier circuit via the third amplifier circuit, becomes , Can be erased by the output voltage component of the first amplifier circuit included in the output signal of the fourth amplifier circuit.
【0024】第13または14の発明では、第11また
は12の発明のハイブリッド結合回路において、前記第
1の接続点に現れる信号電圧と第2の接続点に現れる信
号電圧とを一定利得比で加算する第6のアンプ回路を設
け、第1のアンプ回路は、送信端子上の電圧と第6のア
ンプ回路の出力信号を一定利得比で加算増幅し、第2の
アンプ回路は、第1のアンプ回路の加算増幅結果または
送信端子上の電圧と前記第6のアンプ回路の出力信号と
を一定利得比で加算増幅し、第3のアンプ回路は、前記
第1の接続点に現われる信号電圧と前記第1のアンプ回
路の加算結果と前記第6のアンプ回路の出力信号とを一
定利得比で加算増幅する構成にしている。このような構
成を採用したことにより、対をなす回線上の電圧の差動
成分に対しては第6のアンプ回路の出力電圧がゼロとな
り、同相成分に対してのみ有効に出力電圧を出力する。
第6のアンプ回路の出力電圧が第1及び第2のアンプ回
路でそれぞれ加算増幅される。ここで、第1から第3の
アンプ回路の出力電圧がその同相成分の電圧になるよう
に、第1から第3のアンプ回路の利得を調整すると、第
1から第3のマッチング抵抗には回線上の同相成分によ
る電流がほとんど流れなくなる。According to a thirteenth aspect or a fourteenth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the eleventh or twelfth aspect, the signal voltage appearing at the first connection point and the signal voltage appearing at the second connection point are added at a constant gain ratio. A first amplifier circuit for adding and amplifying a voltage on the transmission terminal and an output signal of the sixth amplifier circuit at a constant gain ratio, and a second amplifier circuit for the first amplifier circuit. The addition amplification result of the circuit or the voltage on the transmission terminal and the output signal of the sixth amplifier circuit are added and amplified at a constant gain ratio, and the third amplifier circuit determines the signal voltage appearing at the first connection point and the signal voltage. The addition result of the first amplifier circuit and the output signal of the sixth amplifier circuit are added and amplified at a constant gain ratio. By employing such a configuration, the output voltage of the sixth amplifier circuit becomes zero for the differential component of the voltage on the paired line, and the output voltage is effectively output only for the in-phase component. .
The output voltage of the sixth amplifier circuit is added and amplified by the first and second amplifier circuits, respectively. Here, when the gains of the first to third amplifier circuits are adjusted such that the output voltages of the first to third amplifier circuits become the voltages of the in-phase components, the first to third matching resistors are turned off. The current due to the in-phase component on the line hardly flows.
【0025】第15の発明では、第12または14の発
明のハイブリッド結合回路において、前記第1及び第2
のアンプ回路の前段に前記送信信号を増幅して前記第1
及び第2のアンプ回路に与える第7のアンプ回路を設け
たことにより、微小な送信信号を増幅して送信できる。According to a fifteenth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the twelfth or fourteenth aspect, the first and second hybrid coupling circuits are provided.
Amplifying the transmission signal before the amplifier circuit of
By providing the seventh amplifier circuit for the second amplifier circuit, it is possible to amplify and transmit a minute transmission signal.
【0026】第16の発明では、第11から15の発明
のハイブリッド結合回路において、前記第1から第5の
アンプ回路を用いる代わりに、前記第1の接続点に現わ
れる信号電圧と、前記第2の接続点に現われる信号電圧
と、前記第1または第2のアンプ回路の出力電圧と、前
記第6のアンプ回路がある場合は該第6のアンプ回路の
出力電圧とを、一定利得比で加算増幅する第8のアンプ
回路を用いる構成により、回路全体が簡単化され、消費
電力も節約できる。According to a sixteenth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the eleventh to fifteenth aspects, instead of using the first to fifth amplifier circuits, a signal voltage appearing at the first connection point and the second voltage are supplied to the second connection point. , The output voltage of the first or second amplifier circuit, and the output voltage of the sixth amplifier circuit, if present, at a constant gain ratio. With the configuration using the eighth amplifier circuit for amplification, the entire circuit is simplified and power consumption can be reduced.
【0027】第17の発明では、第11または第16の
発明のハイブリッド結合回路において、次のような構成
にしている。即ち、前記回線の一方と第1の接続点との
間に挿入接続されて直流電流の入出力をカットする第1
のキャパシタと、回線の他方と第1の接続点との間に挿
入接続されて直流電流の入出力をカットする第2のキャ
パシタとを、設けている。このような構成を採用したこ
とにより、回線からの直流電流の入出力がなくなる。According to a seventeenth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the eleventh or sixteenth aspect, the following configuration is provided. In other words, a first circuit which is inserted and connected between one of the lines and the first connection point and cuts the input and output of DC current.
And a second capacitor inserted and connected between the other end of the line and the first connection point to cut off the input and output of the direct current. By adopting such a configuration, there is no input / output of DC current from the line.
【0028】第18及び第19の発明では、第17の発
明のハイブリッド結合回路において、次のような構成に
している。即ち、前記第1のキャパシタの第1の接続点
側電極と第2のキャパシタの第2の接続点側電極との間
に接続され、過渡時電流をバイパスする第1の過渡時電
流バイパス手段と、第1のキャパシタの第1の接続点側
電極とグランドとの間に接続され、過渡時電流をバイパ
スする第2の過渡時電流バイパス手段と、第2のキャパ
シタの第2の接続点側電極とグランドとの間に接続さ
れ、過渡時電流をバイパスする第3の過渡時電流バイパ
ス手段のうちの少なくとも1つを、設けている。このよ
うな構成を採用したことにより、回線とハイブリッド結
合回路との接続時等で発生する第1及び第2のキャパシ
タの充電電流が、過渡時電流となって流れても、それが
第1、第2及び第3の過渡時電流バイパス手段のいずれ
かによりバイパスされる。According to the eighteenth and nineteenth aspects, the hybrid coupling circuit according to the seventeenth aspect has the following configuration. That is, first transient current bypass means connected between the first connection point side electrode of the first capacitor and the second connection point side electrode of the second capacitor and bypassing the transient current. Second transient current bypass means connected between the first connection point electrode of the first capacitor and the ground, and bypassing the transient current; and a second connection point electrode of the second capacitor. And at least one of a third transient current bypass unit that is connected between the power supply and the ground and bypasses the transient current. By adopting such a configuration, even if the charging current of the first and second capacitors generated at the time of connection between the line and the hybrid coupling circuit or the like flows as a transient current, the charging current is first, The current is bypassed by any of the second and third transient current bypass units.
【0029】第20の発明では、第11から19の発明
のハイブリッド結合回路において、前記第1から第8の
アンプ回路の加算入力部に、キャパシタ結合(直流入力
信号をカット)を用いる構成により、直流成分が増幅さ
れ伝達されることが防止され、アンプの出力ダイナミッ
クレンジを有効に活用できる。According to a twentieth aspect, in the hybrid coupling circuit according to the eleventh to nineteenth aspects, a capacitor coupling (cutting a DC input signal) is used in an addition input section of the first to eighth amplifier circuits. The DC component is prevented from being amplified and transmitted, and the output dynamic range of the amplifier can be effectively used.
【0030】[0030]
【発明の実施の形態】第1の実施形態 図4は、局の交換機と通信端末の関係を示す構成図であ
る。局の持つ交換機41と、通信端末42とは、市内ケ
ーブル等で構成された1対の回線43で接続されてい
る。交換機41には、直流供給電源41aが設けられ、
この直流供給電源41aの発生する直流電圧Vdc1
に、値がRsである出力インピーダンス41cを持つ交
流信号源41bからの交流信号が重畳されて、回線43
に与えられるようになっている。回線43は、単位長さ
当たり直流抵抗や静電容量が規格によって定められ、こ
れらの規格値から全体の直流抵抗RL や特性インピー
ダンスRo 等が決まる。通信端末42では、回線43
にAFE回路42aが接続されている。このAFE回路
42aの端子L1及び端子L2に、ハイブリッド結合回
路42bが接続されている。AFE回路42aは、ハイ
ブリッド結合回路42bを回線43に接続または切り離
しを行う回路の他に、極性反転検出部、ベル信号検出
部、オフフック電流形成部、及びダイヤルパルス発生部
等で構成されている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First Embodiment FIG. 4 is a block diagram showing the relationship between a central office exchange and communication terminals. The exchange 41 of the station and the communication terminal 42 are connected by a pair of lines 43 constituted by a local cable or the like. The exchange 41 is provided with a DC power supply 41a,
The DC voltage Vdc1 generated by the DC power supply 41a
An AC signal from an AC signal source 41b having an output impedance 41c whose value is Rs is superimposed on
Is to be given. The DC resistance and capacitance per unit length of the line 43 are determined by standards, and the overall DC resistance RL, characteristic impedance Ro, and the like are determined from these standard values. In the communication terminal 42, the line 43
Is connected to the AFE circuit 42a. The hybrid coupling circuit 42b is connected to the terminals L1 and L2 of the AFE circuit 42a. The AFE circuit 42a includes a circuit for connecting / disconnecting the hybrid coupling circuit 42b to / from the line 43, a polarity inversion detecting unit, a bell signal detecting unit, an off-hook current forming unit, a dial pulse generating unit, and the like.
【0031】図1は、図4における本発明の第1の実施
形態を示すハイブリッド結合回路の回路図である。この
ハイブリッド結合回路は、第1の発明に対応するもので
あり、図示しないモデム等に接続された送信端子Ti及
び受信端子Toと、端末42と回線43との間の直流的
な結合を防止し、該端子Tiから与えられた送信電圧V
iに応じた出力電流をAFE回路42aへ流す第1のフ
ォトカプラ51と、その送信電圧Viに応じてそのフォ
トカプラ51の入力部である発光ダイオード51aを駆
動する第1のフォトカプラ駆動回路52とを有してい
る。フォトカプラ51の出力部であるフォトトランジス
タ51bのコレクタとエミッタとがAFE回路42aの
端子L1,L2を介して回線43に接続されている。FIG. 1 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a first embodiment of the present invention in FIG. This hybrid coupling circuit corresponds to the first invention, and prevents DC coupling between the terminal 42 and the line 43 and the transmission terminal Ti and the reception terminal To connected to a modem (not shown). , The transmission voltage V given from the terminal Ti.
a first photocoupler 51 for passing an output current according to i to the AFE circuit 42a, and a first photocoupler driving circuit 52 for driving a light emitting diode 51a which is an input part of the photocoupler 51 according to the transmission voltage Vi. And The collector and the emitter of the phototransistor 51b, which is the output section of the photocoupler 51, are connected to the line 43 via the terminals L1 and L2 of the AFE circuit 42a.
【0032】第1のフォトカプラ駆動回路52は、正相
入力端子(+)が端子Tiに接続されると共に、出力端
子がフォトダイオード51aのアノードに接続された演
算増幅器52aと、2つの抵抗52b,52cとを備え
ている。抵抗52bにより、増幅器52aの反転入力端
子(−)と直流電圧Vdc2 との間が接続されてい
る。抵抗52cは、増幅器52aの正相入力端子の電位
を設定するものであり、該正相入力端子とグランドとの
間に接続されている。フォトカプラ51aのカソード
は、増幅器52の反転入力端子及び抵抗52bの接続点
に接続されている。このハイブリッド結合回路には、さ
らに、第2のフォトカプラ53と、第2のフォトカプラ
駆動回路54とが設けられ、該フォトカプラ53の出力
側に電流/電圧変換回路55、第1のキャパシタ56及
び加算回路57が順に接続されている。フォトカプラ5
3は、回線43と端末間の直流的な結合を防止しつつ、
回線間電圧に応じた出力電流を端末の受信側に流すもの
であり、入力部である発光ダイオード53aと出力部で
あるフォトトランジスタ53bとを有している。フォト
カプラ駆動回路54は、回線間電圧に応じて発光ダイオ
ード53aを駆動するものであり、抵抗54aで構成さ
れている。抵抗54aの一端がAFE回路42aの端子
L1を介して回線43の一方に接続され、該抵抗54a
他端が、発光ダイオード53aのアノードに接続されて
いる。発光ダイオード53aのカソードがAFE回路4
2aの端子L2を介して回線43の他方に接続されてい
る。フォトカプラ53のフォトトランジスタ53bのエ
ミッタは、電源電圧(−V)に接続されている。電流/
電圧変換回路55は、フォトカプラ53の出力電流を端
末側の電圧信号に変換する回路であり、該フォトトラン
ジスタ53bのコレクタに反転入力端子(−)が接続さ
れ、正相入力端子(+)がグランドに接続された演算増
幅器55aと、該増幅器55aの出力端子及び反転入力
端子間を接続する負帰還抵抗55bとで構成されてい
る。The first photocoupler driving circuit 52 includes an operational amplifier 52a having a positive-phase input terminal (+) connected to a terminal Ti and an output terminal connected to the anode of a photodiode 51a, and two resistors 52b. , 52c. The resistor 52b connects between the inverting input terminal (-) of the amplifier 52a and the DC voltage Vdc2. The resistor 52c sets the potential of the positive-phase input terminal of the amplifier 52a, and is connected between the positive-phase input terminal and the ground. The cathode of the photocoupler 51a is connected to a connection point between the inverting input terminal of the amplifier 52 and the resistor 52b. The hybrid coupling circuit further includes a second photocoupler 53 and a second photocoupler driving circuit 54. A current / voltage conversion circuit 55 and a first capacitor 56 are provided on the output side of the photocoupler 53. And an adder circuit 57 are connected in order. Photo coupler 5
3, while preventing DC coupling between the line 43 and the terminal,
An output current corresponding to the line voltage is caused to flow to the receiving side of the terminal, and has a light emitting diode 53a as an input unit and a phototransistor 53b as an output unit. The photocoupler driving circuit 54 drives the light emitting diode 53a in accordance with the line voltage, and includes a resistor 54a. One end of the resistor 54a is connected to one of the lines 43 via the terminal L1 of the AFE circuit 42a.
The other end is connected to the anode of the light emitting diode 53a. The cathode of the light emitting diode 53a is the AFE circuit 4.
It is connected to the other side of the line 43 via the terminal L2 of 2a. The emitter of the phototransistor 53b of the photocoupler 53 is connected to the power supply voltage (-V). Current /
The voltage conversion circuit 55 is a circuit for converting the output current of the photocoupler 53 into a voltage signal on the terminal side. The inverting input terminal (-) is connected to the collector of the phototransistor 53b. It comprises an operational amplifier 55a connected to the ground, and a negative feedback resistor 55b connecting between the output terminal and the inverting input terminal of the amplifier 55a.
【0033】キャパシタ56は、電流/電圧変換回路5
5の出力電圧の直流分をカットするものであり、一方の
電極が増幅器55aの出力端子に接続されている。加算
回路57は、電流/電圧変換回路55の直流分がカット
された出力電圧と送信電圧Viとを適宜な比率で加算
し、送信電圧Viをキャンセルして増幅する回路であ
り、キャパシタ56の他方の電極が一端に接続された抵
抗57aと、端子Tiに一端が接続されると共に他端が
抵抗57aの他端に接続された抵抗57bと、これらの
抵抗57a,57bの接続点に反転入力端子(−)が接
続され、かつ、正相入力端子(+)がグランドに接続さ
れた演算増幅器57cとを有している。増幅器57cの
出力端子及び反転入力端子間には抵抗57dが接続さ
れ、該増幅器57cに負帰還がかかる構成になってい
る。この増幅器57cの出力端子が、端子Toに接続さ
れている。The capacitor 56 is connected to the current / voltage conversion circuit 5
5 cuts the DC component of the output voltage, and one electrode is connected to the output terminal of the amplifier 55a. The addition circuit 57 is a circuit that adds the output voltage of the current / voltage conversion circuit 55 from which the DC component has been cut and the transmission voltage Vi at an appropriate ratio, cancels the transmission voltage Vi, and amplifies the transmission voltage Vi. Is connected to one end of the resistor 57a, a resistor 57b having one end connected to the terminal Ti and the other end connected to the other end of the resistor 57a, and an inverting input terminal connected to a connection point between the resistors 57a and 57b. (-) Is connected and the operational amplifier 57c is connected to the positive-phase input terminal (+) to the ground. A resistor 57d is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the amplifier 57c, and a negative feedback is applied to the amplifier 57c. The output terminal of the amplifier 57c is connected to the terminal To.
【0034】次に、図1のハイブリッド結合回路の動作
を説明する。増幅器52aの正相入力端子は、抵抗52
cを介してグランドに接続され、該増幅器52aの出力
端子がフォトカプラ51の入力フォトダイオード51a
を介して該増幅器52aの反転入力端子に接続され、か
つ、抵抗52bを介して電源Vdc2 に接続されてい
る。そのため,増幅器52aの入力電流が小さく、抵抗
52cでの電圧降下が無視できるとすると、この増幅器
52aには、反転入力端子の直流電位がグランド電位と
なるような負帰還がかかる。よって、フォトダイオード
51a及び抵抗52bに直流電流Idc1 が流れる。
抵抗52bの抵抗値をR52b とすると、直流電流I
dc1 は次の(1)式で表すことができる。 Idc1 =−Vdc2 /R52b ・・・(1) この状態で交流の送信電圧Viを増幅器52aの正相入
力端子に入力すると、フォトダイオード51a及び抵抗
52bには、さらに、次の(2)式の交流電流Iac1
が流れ、フォトダイオード51aには、Idc1 とI
ac1 の合成電流IR1が流れて光信号を発生する。 Iac1 =Vi/R52b ・・・(2) フォトカプラ51内において、負の光信号は発生できな
いので、直流電圧Vdc2 を常に次の(3)式を満た
す電圧値に維持すると、Iac1 《Idc1 となり、
電圧Viの変化を反映した光信号を発生することができ
る。 Vi《−Vdc2 ・・・(3) フォトカプラ51の出力フォトトランジスタ51bに
は、電流Idc1 ,Iac1の合成電流IR1に該フ
ォトカプラ51での変換効率B1を乗じた次の(4)式
の電流I51b が流れる。 I51b =B1(Idc1 +Iac1 ) =(B1/R52b )(−Vdc2 +Vi) ・・・(4)Next, the operation of the hybrid combination circuit of FIG. 1 will be described. The positive input terminal of the amplifier 52a is connected to the resistor 52
c, and the output terminal of the amplifier 52a is connected to the input photodiode 51a of the photocoupler 51.
To the inverting input terminal of the amplifier 52a, and to the power supply Vdc2 via a resistor 52b. Therefore, assuming that the input current of the amplifier 52a is small and the voltage drop at the resistor 52c is negligible, negative feedback is applied to the amplifier 52a such that the DC potential of the inverting input terminal becomes the ground potential. Therefore, the DC current Idc1 flows through the photodiode 51a and the resistor 52b.
Assuming that the resistance value of the resistor 52b is R52b, the DC current I
dc1 can be represented by the following equation (1). Idc1 = -Vdc2 / R52b (1) In this state, when the AC transmission voltage Vi is input to the positive-phase input terminal of the amplifier 52a, the photodiode 51a and the resistor 52b further receive the following equation (2). AC current Iac1
Flows through the photodiode 51a, and Idc1 and Idc1
The combined current IR1 of ac1 flows to generate an optical signal. Iac1 = Vi / R52b (2) Since a negative optical signal cannot be generated in the photocoupler 51, if the DC voltage Vdc2 is always maintained at a voltage value satisfying the following expression (3), Iac1 << Idc1, and
An optical signal reflecting the change in the voltage Vi can be generated. Vi <<-Vdc2 (3) The output phototransistor 51b of the photocoupler 51 has a current of the following formula (4) obtained by multiplying the combined current IR1 of the currents Idc1 and Iac1 by the conversion efficiency B1 of the photocoupler 51. I51b flows. I51b = B1 (Idc1 + Iac1) = (B1 / R52b) (-Vdc2 + Vi) (4)
【0035】一方、フォトカプラ53の発光ダイオード
53aには、交換機41の直流供給電源41aの出力す
る供給電圧Vdc1 と回線43の直流抵抗RLとフォ
トカプラ駆動回路54の抵抗54aの抵抗値R54a
とで決まる直流電流と、フォトカプラ51が出力する直
流電流(Vdc2 (B1/R52b ))に基づく直流
電流とが流れると共に、さらに、次のような交流電流が
流れる。フォトカプラ53の発光ダイオード53aに流
れる交流電流としては、交換機41の交流信号源41b
が発生する電圧Vsと信号源インピーダンスRs と回
線43の特性インピーダンスRo と抵抗値R54aと
で決まる交流電流と、フォトカプラ51の出力する交流
電流(Vi(B1/R52b ))と交換機41の信号
源インピーダンスRs と回線43の特性インピーダン
スRo と抵抗値R54a とで決まる交流電流とがあ
る。On the other hand, the light emitting diode 53a of the photocoupler 53 has a supply voltage Vdc1 output from the DC power supply 41a of the exchange 41, a DC resistance RL of the line 43, and a resistance R54a of a resistor 54a of the photocoupler driving circuit 54.
And a DC current based on the DC current (Vdc2 (B1 / R52b)) output from the photocoupler 51, and further, the following AC current flows. The AC current flowing through the light emitting diode 53a of the photocoupler 53 is the AC signal source 41b of the exchange 41.
, The AC current determined by the signal source impedance Rs, the characteristic impedance Ro of the line 43, and the resistance value R54a, the AC current (Vi (B1 / R52b)) output from the photocoupler 51, and the signal source of the exchange 41. There is an alternating current determined by the impedance Rs, the characteristic impedance Ro of the line 43, and the resistance value R54a.
【0036】フォトカプラ53の入力抵抗は、抵抗54
aの抵抗値R54a に比べて十分に小さく無視できる
ものとし、フォトカプラ53の発光ダイオード53aに
流れる直流電流分Idc2 を求めると、次の(5)式
で表せる。 Idc2 =Vdc1 /(RL +R54a+RS ) +Vdc2(B1/R52b)(RL+RS)/(RL+RS+R54a) ・・・(5)The input resistance of the photocoupler 53 is
When the DC current Idc2 flowing through the light emitting diode 53a of the photocoupler 53 is obtained by assuming that it is sufficiently small and negligible compared to the resistance value R54a of a, it can be expressed by the following equation (5). Idc2 = Vdc1 / (RL + R54a + RS) + Vdc2 (B1 / R52b) (RL + RS) / (RL + RS + R54a) (5)
【0037】また、信号源インピーダンスRS と、回
線43から端末42を見込む抵抗となるR54a と
を、回線43の特性インピーダンスRo に合わせ、R
S =R54a =Ro とし、原理の説明であるので回
線43の交流信号に対する損失を無視すると、交換機4
1の交流信号源41bの発生する電圧Vsにより、フォ
トダイオード53aに入力される交流信号電流Is
は、次の(6)式で表される。 Is =Vs/(2Ro ) ・・・(6) フォトカプラ51の出力交流電流(Vi(B1/R52
b ))により、フォトダイオード53aに入力される
交流信号電流Io は、次の(7)式で表される。 Io =−Vi(B1/R52b )・Ro /(Ro +Ro ) =−Vi・B1/(2R52b ) ・・・(7) Further, the signal source impedance RS and the resistance R54a, which is a resistance for seeing the terminal 42 from the line 43, are adjusted to the characteristic impedance Ro of the line 43,
Since S = R54a = Ro and the principle is explained, ignoring the loss to the AC signal on the line 43, the exchange 4
The AC signal current Is input to the photodiode 53a is generated by the voltage Vs generated by the AC signal source 41b.
Is represented by the following equation (6). Is = Vs / (2Ro) (6) The output AC current of the photocoupler 51 (Vi (B1 / R52)
According to b)), the AC signal current Io input to the photodiode 53a is expressed by the following equation (7). Io = −Vi (B1 / R52b) · Ro / (Ro + Ro) = − Vi · B1 / (2R52b) (7)
【0038】交流信号電流Io は、回線43側に送り
出される信号分でもあるので、該回線43側への送信電
圧VoL は、次の(8)式で表される。 VoL=Io・Ro=−Vi・B1・Ro/(2R52b)・・(8)Since the AC signal current Io is also the amount of the signal sent to the line 43, the transmission voltage VoL to the line 43 is expressed by the following equation (8). VoL = Io · Ro = −Vi · B1 · Ro / (2R52b) (8)
【0039】フォトカプラ53の出力フォトトランジス
タ53bに流れる電流I53bは、該フォトカプラ53
での変換効率B2を用いると、次の(9)式で表され
る。 I53b =B2(Idc2 +Is +Io ) ・・・(9) この場合も、交流信号電流分であるIs 及びIo のそ
れぞれのピーク値の和よりも、直流電流分Idc2 が
大きくなる必要がある。増幅器55aと抵抗55bとで
構成される電流/電圧変換回路55の出力電圧Vrは、
該抵抗55bの抵抗値をR55b とすると、次の(1
0)式で表される。 Vr=I53b ・R55b =B2・Idc2+Vs・B2・R55b /(2Ro ) −Vi・B1・B2・R55b /(2R52b ) ・・(10)The current I53b flowing through the output phototransistor 53b of the photocoupler 53 is
Using the conversion efficiency B2 in the above equation, the following equation (9) is used. I53b = B2 (Idc2 + Is + Io) (9) Also in this case, the DC current component Idc2 needs to be larger than the sum of the peak values of the AC signal current components Is and Io. The output voltage Vr of the current / voltage conversion circuit 55 composed of the amplifier 55a and the resistor 55b is
Assuming that the resistance value of the resistor 55b is R55b, the following (1)
0). Vr = I53b R55b = B2Idc2 + VsB2R55b / (2Ro) -ViB1B2R55b / (2R52b) (10)
【0040】電流/電圧変換回路55の出力電圧Vrの
うちの直流分B2・Idc2 は、キャパシタ56でカ
ットされ、次の(11)式の交流分Vracのみが、加
算回路57に与えられる。 Vrac=Vs・B2・R55b /(2Ro ) −Vi・B1・B2・R55b /(2R52b ) ・・・(11) この(11)式の第1項は、回線43側から送られてく
る信号分であり、第2項は、当該端末の送信信号のルー
プバック成分である。加算回路57での加算時にループ
バック成分をキャンセルすれば、側音防止機能を持つ受
信が実現できる。The DC component B2 · Idc2 of the output voltage Vr of the current / voltage conversion circuit 55 is cut by the capacitor 56, and only the AC component Vrac of the following equation (11) is given to the addition circuit 57. Vrac = Vs · B2 · R55b / (2Ro) −Vi · B1 · B2 · R55b / (2R52b) (11) The first term of the equation (11) is a signal component transmitted from the line 43 side. And the second term is a loopback component of the transmission signal of the terminal. If the loopback component is canceled at the time of addition by the addition circuit 57, reception having a sidetone prevention function can be realized.
【0041】加算回路57の出力電圧Voは、各抵抗5
7a,57b,57dの抵抗値をそれぞれR57a ,
R57b ,R57d とすると、次の(12)で表すこ
とができる。 Vo=−Vrac・R57d /R57a−Vi・R57d /R57b =−(Vs・B2・R55b /(2Ro ) −Vi・B1・B2・R55b/(2R52b ))R57d/R57a −Vi・R57d /R57b ・・・(12)The output voltage Vo of the adding circuit 57 is equal to
The resistance values of 7a, 57b, and 57d are R57a,
R57b and R57d can be expressed by the following (12). Vo = -Vrac.R57d / R57a-Vi.R57d / R57b =-(Vs.B2.R55b / (2Ro) -Vi.B1.B2.R55b / (2R52b)) R57d / R57a -Vi.R57d / R57b ..・ (12)
【0042】よって、次の(13)式となるように、抵
抗値を選定すれば、ループバック成分がキャンセルされ
る。そして、このときの加算回路57の出力電圧、つま
り、端末42の受信信号は、(14)式で表すことがで
きる。 B1・B2・R55b ・R57d /(2R52b ・R57a ) =R57d /R57b B1・B2・R55b・R57b/(2R52b・R57a)=1・・(13) Vo=−Vs・B2・R55b・R57d/(2Ro・R57a)・・(14) よって、送信信号Viは、回線43側に送出されるが、
受信端子Toには現れず、回線43からの受信信号のみ
が該受信端子Toに表れ、側音防止機能を持つハイブリ
ッド結合回路が実現する。Therefore, if the resistance is selected so as to satisfy the following equation (13), the loopback component is canceled. Then, the output voltage of the adder circuit 57, that is, the received signal of the terminal 42, can be expressed by equation (14). B1 • B2 • R55b • R57d / (2R52b • R57a) = R57d / R57b B1 • B2 • R55b • R57b / (2R52b • R57a) = 1 •• (13) Vo = -Vs • B2 • R55b • R57d / (2Ro) · R57a) · · · (14) Thus, the transmission signal Vi is sent to the line 43 side.
Only the reception signal from the line 43 does not appear at the reception terminal To, but appears at the reception terminal To, thereby realizing a hybrid coupling circuit having a sidetone prevention function.
【0043】以上のように、この第1の実施形態では、
図1のように、第1及び第2のフォトカプラ51,53
と、それらのフォトカプラ51,53を電圧Viまたは
回線43の電圧に基づいて駆動するフォトカプラ駆動回
路52,54と、電流/電圧変換回路55と、キャパシ
タ56と,加算回路57とで構成したので、次の(1)
〜(3)のような利点が得られる。 (1)回線43側との直流結合を、トランスを用いずに
防止するハイブリッド結合回路が実現できる。 (2)トランスを用いないので、磁気的なノイズの侵入
が防止できるようになり、品質のよいハイブリッド結合
回路を実現できる。 (3)トランスを用いないので、ハイブリッド結合回路
の軽量化と小型化ができるばかりでなく、さらに、低コ
スト化が可能になる。なお、加算回路57の出力ダイナ
ミックレンジが十分にある場合、キャパシタ56を加算
回路57と受信端子Toの間に移しても同様な効果が得
られる。As described above, in the first embodiment,
As shown in FIG. 1, the first and second photocouplers 51, 53
And photocoupler driving circuits 52 and 54 for driving the photocouplers 51 and 53 based on the voltage Vi or the voltage of the line 43, a current / voltage conversion circuit 55, a capacitor 56, and an addition circuit 57. So the following (1)
Advantages such as (3) are obtained. (1) A hybrid coupling circuit that prevents direct-current coupling with the line 43 without using a transformer can be realized. (2) Since no transformer is used, magnetic noise can be prevented from entering, and a high-quality hybrid coupling circuit can be realized. (3) Since no transformer is used, not only the weight and size of the hybrid coupling circuit can be reduced, but also the cost can be reduced. If the output dynamic range of the adding circuit 57 is sufficient, the same effect can be obtained even if the capacitor 56 is moved between the adding circuit 57 and the receiving terminal To.
【0044】第2の実施形態 図5は、本発明の第2の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図であり、第1の実施形態を示す図1中の
要素と共通の要素には共通の符号が付されている。この
ハイブリッド結合回路は、第1の実施形態と同様に、図
4中の通信端末42に、AFE回路42aと共に設けら
れた回路であり、図1と同様の送信端子Tiと、受信端
子Toと、第1及び第2のフォトカプラ51,53と、
キャパシタ56と、加算回路57とを有し、第1の実施
形態とは構成が異なる第1及び第2のフォトカプラ駆動
回路58,59及び電流/電圧変換回路60を備えてい
る。 Second Embodiment FIG. 5 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a second embodiment of the present invention, and is common to elements in FIG. 1 showing the first embodiment and common elements. Are given. This hybrid coupling circuit is a circuit provided together with the AFE circuit 42a in the communication terminal 42 in FIG. 4 similarly to the first embodiment, and includes a transmission terminal Ti, a reception terminal To similar to FIG. First and second photocouplers 51 and 53;
It has a capacitor 56 and an addition circuit 57, and includes first and second photocoupler driving circuits 58 and 59 and a current / voltage conversion circuit 60, which are different from those of the first embodiment.
【0045】フォトカプラ駆動回路58は、端子Tiと
フォトカプラ51の発光ダイオード51aとの間に接続
された図1と同様の演算増幅器52a、該増幅器52a
の反転入力端子に一端が接続された抵抗52b、及び正
相入力端子に一端が接続された抵抗52cを有してい
る。抵抗52bの他端は、新たに設けられたキャパシタ
58aの一方の電極に接続されている。このキャパシタ
58aの他方の電極と抵抗52cの他端とがグランドに
接続されている。このフォトカプラ駆動回路58には、
さらに、定電流源で構成された第1の直流バイアス供給
部58bが設けられている。直流バイアス供給部58b
は、フォトカプラ51の発光ダイオード51aのカソー
ドに接続されている。増幅器52a、抵抗52b,52
c及びキャパシタ58aは、端子Tiから入力された交
流信号電圧Viに応じた交流信号を生成する第1の交流
駆動部を構成し、直流バイアス供給部58bの出力する
電流と実質的な加算動作を行うように機能する。The photocoupler driving circuit 58 is connected between the terminal Ti and the light emitting diode 51a of the photocoupler 51, and has the same operational amplifier 52a as in FIG.
Has a resistor 52b having one end connected to the inverting input terminal and a resistor 52c having one end connected to the positive-phase input terminal. The other end of the resistor 52b is connected to one electrode of a newly provided capacitor 58a. The other electrode of the capacitor 58a and the other end of the resistor 52c are connected to the ground. The photocoupler driving circuit 58 includes:
Further, a first DC bias supply unit 58b composed of a constant current source is provided. DC bias supply unit 58b
Is connected to the cathode of the light emitting diode 51a of the photocoupler 51. Amplifier 52a, resistors 52b, 52
c and the capacitor 58a constitute a first AC drive unit that generates an AC signal according to the AC signal voltage Vi input from the terminal Ti, and perform a substantial addition operation with the current output from the DC bias supply unit 58b. Works to do.
【0046】フォトカプラ駆動回路59は、AFE回路
42aの端子L1を介して回線43の一方に接続される
第1の実施形態と同様の抵抗54aを有している。抵抗
54aの他端が新たに設けられたキャパシタ59aの一
方の電極に接続されている。キャパシタ59aの他方の
電極が、フォトカプラ53の発光ダイオード53aのア
ノードに接続されている。このフォトカプラ駆動回路5
9には、さらに、第2の直流バイアス供給部59bが設
けられている。この直流バイアス供給部59bは、キャ
パシタ59aと発光ダイオード53aのアノードとの接
続点と、端子L1との間に接続されている。抵抗54a
とキャパシタ59aとが、回線43間の交流電圧に応じ
た駆動を行う第2の交流駆動部を構成し、直流バイアス
供給部59bの出力する電流Ib2 と実質的な加算動
作を行うように機能する。The photocoupler driving circuit 59 has the same resistor 54a as in the first embodiment connected to one of the lines 43 via the terminal L1 of the AFE circuit 42a. The other end of the resistor 54a is connected to one electrode of a newly provided capacitor 59a. The other electrode of the capacitor 59a is connected to the anode of the light emitting diode 53a of the photocoupler 53. This photocoupler driving circuit 5
9 is further provided with a second DC bias supply unit 59b. The DC bias supply unit 59b is connected between a connection point between the capacitor 59a and the anode of the light emitting diode 53a and the terminal L1. Resistance 54a
And the capacitor 59a constitute a second AC drive unit for performing drive according to the AC voltage between the lines 43, and function to perform a substantial addition operation with the current Ib2 output from the DC bias supply unit 59b. .
【0047】電流/電圧変換回路60は、2つの入力端
子がグランドとフォトカプラ53のフォトトランジスタ
53bのコレクタとにそれぞれ接続された図1と同様の
演算増幅器55a、及び該増幅器55aに負帰還をかけ
る抵抗55bを有すると共に、新たに設けられた直流バ
イアス供給素子60aが前記増幅器55aの反転入力端
子に接続されている。直流バイアス供給素子60aは、
この電流/電圧変換回路60の入力側に直流バイアス電
流Ib3を加算するように機能する。The current / voltage conversion circuit 60 has an operational amplifier 55a similar to that shown in FIG. 1 having two input terminals connected to the ground and the collector of the phototransistor 53b of the photocoupler 53, respectively, and a negative feedback to the amplifier 55a. A DC bias supply element 60a having a resistance 55b to be applied and newly provided is connected to the inverting input terminal of the amplifier 55a. The DC bias supply element 60a
It functions so as to add the DC bias current Ib3 to the input side of the current / voltage conversion circuit 60.
【0048】次に、図5のハイブリッド結合回路の動作
を説明する。フォトカプラ駆動回路58では、抵抗52
bにキャパシタ58aが直列接続されているので、該抵
抗52bを流れる直流電流Idc1はゼロになり、電圧
Viに対応する交流電圧電流のみを流す。直流バイアス
供給部58bが、フォトカプラ51を駆動するに必要な
直流バイアス電流Ib1 を流す。これら交流電流と直
流バイアス電流Ib1とがフォトカプラ51の発光ダイ
オード51aに加算されて与えられ、該発光ダイオード
51aが駆動される。Next, the operation of the hybrid combination circuit of FIG. 5 will be described. In the photocoupler driving circuit 58, the resistance 52
Since the capacitor 58a is connected in series with the capacitor b, the DC current Idc1 flowing through the resistor 52b becomes zero, and only the AC voltage current corresponding to the voltage Vi flows. The DC bias supply unit 58b supplies a DC bias current Ib1 necessary for driving the photocoupler 51. The AC current and the DC bias current Ib1 are added to the light emitting diode 51a of the photocoupler 51 and given, and the light emitting diode 51a is driven.
【0049】フォトカプラ駆動回路59では、抵抗54
aにキャパシタ59aが直列に接続されているので、該
抵抗54aには(5)式のような直流電流が流れず、交
流信号電流のみを流す。直流バイアス供給部59bが、
フォトカプラ53の入力発光ダイオード53aを駆動す
るために必要な直流バイアス電流Ib2 を流す。これ
らの交流信号電流と直流バイアス電流Ib2 とが、フ
ォトカプラ53の発光ダイオード53aに与えられ、該
発光ダイオード53aが駆動される。このように直流バ
イアス供給部58b及び59bを設けることにより、発
光ダイオード51a,53aに対する直流バイアス電流
を電源電圧や回線43の回線間の電圧に依存しない形で
設定することができ、各直流バイアス電流を最適で安定
した値に設定できる。特に、回線間電圧は、回線43の
距離つまり直流抵抗RL によって変化するので有効で
ある。In the photocoupler driving circuit 59, the resistor 54
Since the capacitor 59a is connected in series to the resistor a, the DC current as in the equation (5) does not flow through the resistor 54a, and only the AC signal current flows. The DC bias supply unit 59b
A DC bias current Ib2 necessary to drive the input light emitting diode 53a of the photocoupler 53 flows. The AC signal current and the DC bias current Ib2 are supplied to the light emitting diode 53a of the photocoupler 53, and the light emitting diode 53a is driven. By providing the DC bias supply units 58b and 59b in this manner, the DC bias current for the light emitting diodes 51a and 53a can be set independent of the power supply voltage and the voltage between the lines 43, and each DC bias current can be set. Can be set to an optimal and stable value. In particular, the line voltage is effective because it varies depending on the distance of the line 43, that is, the DC resistance RL.
【0050】各フォトカプラ駆動回路58,59中の直
流バイアス供給部58b,59bで設定された直流バイ
アス電流Ib1 ,Ib2 に対応した直流バイアス電流
が、フォトカプラ53の発光ダイオード53aに流れ、
それに対応する直流分を含む電流がフォトトランジスタ
53bから出力される。そのため、電流/電圧変換回路
60の出力信号も、直流バイアス電圧を持つ。この電流
/電圧変換回路60内の直流バイアス供給部60aが流
す電流値を、フォトトランジスタ53bの出力する直流
分と概ね等しく、かつ、減算するような値に設定してお
けば、電流/電圧変換回路60の出力直流バイアス電圧
をゼロ近辺に戻すことができる。これにより、電流/電
圧変換回路60の有限のダイナミックレンジを有効に使
用できるようになり、歪みの少ない交流信号電圧を後段
に与えることができる。キャパシタ56及び加算回路5
7は、第1の実施形態と同様の動作を行い、受信信号の
みを抽出して受信端子Toに与える。The DC bias currents corresponding to the DC bias currents Ib1 and Ib2 set by the DC bias supply units 58b and 59b in the photocoupler driving circuits 58 and 59 flow to the light emitting diode 53a of the photocoupler 53.
A corresponding current including a DC component is output from the phototransistor 53b. Therefore, the output signal of the current / voltage conversion circuit 60 also has a DC bias voltage. If the current value supplied by the DC bias supply unit 60a in the current / voltage conversion circuit 60 is set to a value that is substantially equal to the DC component output from the phototransistor 53b and is subtracted, the current / voltage conversion is performed. The output DC bias voltage of circuit 60 can be returned to near zero. As a result, the finite dynamic range of the current / voltage conversion circuit 60 can be used effectively, and an AC signal voltage with less distortion can be applied to the subsequent stage. Capacitor 56 and addition circuit 5
7 performs the same operation as in the first embodiment, extracts only the received signal, and supplies it to the receiving terminal To.
【0051】以上のように、この第2の実施形態では、
第1の実施形態の(1)〜(3) と同様の利点を有する
ばかりでなく、さらに、次の(4),(5)の利点を有
している。 (4)フォトカプラ駆動回路58,59に、直流バイア
ス供給部58b,59bを設け、該フォトカプラ51,
53中の発光ダイオード51a,53aを駆動するため
の直流バイアス電流を、電源電圧や回線43における回
線間電圧に依存しない形で設定する構成にしたので、該
各直流バイアス電流を最適で、安定な値にすることがで
きる。 (5)電流/電圧変換回路60の入力側に直流バイアス
供給部60aを設けたので、該電流/電圧変換回路60
の出力信号における直流バイアス電圧をゼロ近辺にする
ことができ、出力電圧範囲を交流信号に対し、有効に使
用できる(交流信号に対し、ダイナミックレンジを有効
に使用できる)。As described above, in the second embodiment,
Not only have the same advantages as (1) to (3) of the first embodiment, but also the following advantages (4) and (5). (4) The photocoupler driving circuits 58 and 59 are provided with DC bias supply units 58b and 59b, respectively.
Since the DC bias current for driving the light emitting diodes 51a and 53a in the circuit 53 is set independent of the power supply voltage and the line voltage in the line 43, each DC bias current is optimized and stable. Can be a value. (5) Since the DC bias supply unit 60a is provided on the input side of the current / voltage conversion circuit 60, the current / voltage conversion circuit 60
, The DC bias voltage in the output signal can be set near zero, and the output voltage range can be used effectively for an AC signal (the dynamic range can be used effectively for an AC signal).
【0052】第3の実施形態 図6は、本発明の第3の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図であり、第1の実施形態を示す図1中の
要素と共通の要素には共通の符号が付されている。この
ハイブリッド結合回路は、第1の実施形態と同様に、図
4における通信端末42に、AFE回路42aと共に設
けられた回路であり、図1と同様の送信端子Ti、受信
端子To、第1及び第2のフォトカプラ51,53、電
流/電圧変換回路55、キャパシタ56、及び加算回路
57を有し、第1の実施形態とは構成が異なる第1及び
第2のフォトカプラ駆動回路61,62を備えている。
フォトカプラ駆動回路61は、第1の実施形態と同様の
演算増幅器52a及び抵抗52b,52cを備えると共
に、新たに、フォトカプラ51と同一特性の第3のフォ
トカプラ61aが負帰還経路に組込まれている。フォト
カプラ61aは、発光ダイオード61aa及びフォトト
ランジスタ61abとで構成されている。 Third Embodiment FIG. 6 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a third embodiment of the present invention, and is common to elements in FIG. 1 showing the first embodiment and common elements. Are given. This hybrid coupling circuit is a circuit provided together with the AFE circuit 42a in the communication terminal 42 in FIG. 4 similarly to the first embodiment, and has the same transmission terminal Ti, reception terminal To, first and second terminals as those in FIG. It has second photocouplers 51 and 53, a current / voltage conversion circuit 55, a capacitor 56, and an addition circuit 57, and has first and second photocoupler driving circuits 61 and 62 different in configuration from the first embodiment. It has.
The photocoupler driving circuit 61 includes an operational amplifier 52a and resistors 52b and 52c similar to those of the first embodiment, and a third photocoupler 61a having the same characteristics as the photocoupler 51 is newly incorporated in the negative feedback path. ing. The photo coupler 61a includes a light emitting diode 61aa and a photo transistor 61ab.
【0053】発光ダイオード61aaは、フォトカプラ
51内の発光ダイオード51aとグランドとの間に直列
に接続され、フォトトランジスタ61abのコレクタが
電源電圧(+V)に接続され、さらに、該出力フォトト
ランジスタ61abのエミッタが増幅器52aの反転入
力端子(−)に接続されている。The light emitting diode 61aa is connected in series between the light emitting diode 51a in the photocoupler 51 and the ground, the collector of the phototransistor 61ab is connected to the power supply voltage (+ V), and the output transistor 61ab is The emitter is connected to the inverting input terminal (-) of the amplifier 52a.
【0054】フォトカプラ駆動回路62は、第1の実施
形態と同様に、AFE回路42aの端子L1を介して回
線43の一方に一端が接続された抵抗54aを有すると
共に、新たに、フォトカプラ53と同一特性の第4のフ
ォトカプラ62aと、ダーリントン接続された2個のト
ランジスタ62b,62cとを設けている。フォトカプ
ラ62aは発光ダイオード62aaとフォトトランジス
タ62abとで構成されている。抵抗54aの他端にそ
のフォトトランジスタ62abのコレクタが接続され、
該フォトトランジスタ62abのエミッタが、AFE回
路42の端子L2を介して回線43の他方に接続されて
いる。発光ダイオード62aaのアノードは、フォトカ
プラ53の発光ダイオード53aのカソードに接続さ
れ、該発光ダイオード62aaのカソードがトランジス
タ62b及び62cのコレクタに接続されている。トラ
ンジスタ62bのベースは、フォトトランジスタ62a
b及び抵抗54aの接続点に接続されている。トランジ
スタ62bのエミッタは、トランジスタ62cのベース
に接続され、該トランジスタ62cのエミッタが、AF
E回路42を介して回線43の他方に接続されている。
フォトカプラ62aと2個のトランジスタ62b,62
cとで負帰還回路が構成され、フォトカプラ62aの出
力電流が、回線43における回線間電圧に応じて流れる
構成になっている。As in the first embodiment, the photocoupler driving circuit 62 has a resistor 54a having one end connected to one end of the line 43 via the terminal L1 of the AFE circuit 42a. And a fourth Darlington-connected transistor 62b, 62c. The photo coupler 62a includes a light emitting diode 62aa and a photo transistor 62ab. The collector of the phototransistor 62ab is connected to the other end of the resistor 54a,
The emitter of the phototransistor 62ab is connected to the other side of the line 43 via the terminal L2 of the AFE circuit 42. The anode of the light emitting diode 62aa is connected to the cathode of the light emitting diode 53a of the photocoupler 53, and the cathode of the light emitting diode 62aa is connected to the collectors of the transistors 62b and 62c. The base of the transistor 62b is a phototransistor 62a
b and the connection point of the resistor 54a. The emitter of the transistor 62b is connected to the base of the transistor 62c.
It is connected to the other of the lines 43 via the E circuit 42.
Photocoupler 62a and two transistors 62b, 62
and c constitute a negative feedback circuit, and the output current of the photocoupler 62a flows according to the line voltage in the line 43.
【0055】次に、ハイブリッド結合回路の動作を説明
する。第1の実施形態では、増幅器52aの出力端子と
抵抗52bとの間にフォトカプラ51の発光ダイオード
51aが接続されていたので、送信電圧Viと直流バイ
アス電源Vdc2 と抵抗52bの抵抗値R52b とで
決定される電流が該発光ダイオード51aに流れた。こ
れに対し、図6のハイブリッド結合回路では、増幅器5
2aの出力端子とグランドとの間にフォトカプラ51,
61aの発光ダイオード51a,61aaが直列に接続
され、かつ、増幅器52aの反転入力端子にフォトカプ
ラ61aのフォトトランジスタ61abのエミッタが接
続されて負帰還が成立する構成なので、送信電圧Viと
直流バイアス電源Vdc2 と抵抗52bの抵抗値R5
2b とで決定される電流が、フォトカプラ61aのフ
ォトトランジスタ61abに流れる。この電流と同じ電
流が、フォトカプラ51のフォトトランジスタ51bに
も流れて回線43へ出力される。Next, the operation of the hybrid coupling circuit will be described. In the first embodiment, since the light emitting diode 51a of the photocoupler 51 is connected between the output terminal of the amplifier 52a and the resistor 52b, the transmission voltage Vi, the DC bias power supply Vdc2, and the resistance R52b of the resistor 52b are different. The determined current passed through the light emitting diode 51a. On the other hand, in the hybrid coupling circuit of FIG.
A photocoupler 51 is connected between the output terminal 2a and the ground.
The light emitting diodes 51a and 61aa of the photocoupler 61a are connected in series, and the emitter of the phototransistor 61ab of the photocoupler 61a is connected to the inverting input terminal of the amplifier 52a so that negative feedback is established. Vdc2 and the resistance value R5 of the resistor 52b
2b flows through the phototransistor 61ab of the photocoupler 61a. The same current as this current also flows through the phototransistor 51b of the photocoupler 51 and is output to the line 43.
【0056】また、第1の実施形態では、抵抗54aが
フォトカプラ53の発光ダイオード53aに接続されて
いたので、回線43の回線間電圧と抵抗54aの抵抗値
R54aとで決定される電流が、その発光ダイオード5
3aに流れた。これに対し、図6では、ダーリントン接
続されたトランジスタ62b,62cがアンプとして動
作し、フォトカプラ62aにより負帰還が成立するの
で、回線43の回線間電圧と抵抗54aの抵抗値R54
a とフォトカプラ62aの変換効率で決定される電流
が、該フォトカプラ62aのフォトトランジスタ62a
bに流れる。フォトトランジスタ62abと直列に接続
された発光ダイオード53aを持つフォトカプラ53で
は、フォトトランジスタ53bが、フォトトランジスタ
62abと同じ値の電流を流す。ここで、フォトカプラ
53及び62aに変換効率の高いものを使用すると、各
駆動出力側での交流信号分の電流に対して各駆動入力側
での交流信号分の電流が無視でき、これらフォトカプラ
53及び62aの出力電流が、回線43の回線間電圧と
抵抗値R54a とで決定される電流値になる。図6の
ハイブリッド結合回路における他の動作は、第1の実施
形態と同様である。In the first embodiment, since the resistor 54a is connected to the light emitting diode 53a of the photocoupler 53, the current determined by the line voltage of the line 43 and the resistance R54a of the resistor 54a is: The light emitting diode 5
Flowed to 3a. On the other hand, in FIG. 6, the Darlington-connected transistors 62b and 62c operate as amplifiers, and negative feedback is established by the photocoupler 62a. Therefore, the line-to-line voltage of the line 43 and the resistance R54 of the resistor 54a.
and the current determined by the conversion efficiency of the photocoupler 62a is the phototransistor 62a of the photocoupler 62a.
b. In the photocoupler 53 having the light emitting diode 53a connected in series with the phototransistor 62ab, the phototransistor 53b allows a current having the same value as that of the phototransistor 62ab to flow. Here, if a high conversion efficiency is used for the photocouplers 53 and 62a, the current for the AC signal at each drive input side can be ignored with respect to the current for the AC signal at each drive output side. The output currents of 53 and 62a become current values determined by the line voltage of the line 43 and the resistance value R54a. Other operations in the hybrid coupling circuit in FIG. 6 are the same as those in the first embodiment.
【0057】以上のように、この第3の実施形態では、
トランスを用いないので第1の実施形態の(1)〜
(3)と同様の利点を有すると共に、次の(6),
(7)のような利点を有している。 (6)演算増幅器52aの負帰還回路を構成するフォト
カプラ61aのフォトトランジスタ61abには、送信
電圧Viを抵抗52bの抵抗値R52bで除した電流が
流れ、このフォトカプラ61aと同一の駆動を受けるフ
ォトカプラ51のフォトトランジスタ51bには、フォ
トトランジスタ61abと等しい電流が流れる。結果と
して、フォトカプラ51,61aの入出力間の関係が例
えば非線形であっても、回線43側に送り出す電流は
(Vi/R52b )の値を保ち、歪みを受けない。As described above, in the third embodiment,
Since no transformer is used, (1) to (1) of the first embodiment
In addition to the same advantages as (3), the following (6),
It has advantages such as (7). (6) A current obtained by dividing the transmission voltage Vi by the resistance value R52b of the resistor 52b flows through the phototransistor 61ab of the photocoupler 61a constituting the negative feedback circuit of the operational amplifier 52a, and receives the same drive as the photocoupler 61a. A current equal to that of the phototransistor 61ab flows through the phototransistor 51b of the photocoupler 51. As a result, even if the relationship between the input and output of the photocouplers 51 and 61a is, for example, non-linear, the current sent out to the line 43 maintains the value of (Vi / R52b) and is not distorted.
【0058】(7)ダーリントン接続されたトランジス
タ62b,62cに対する負帰還回路を構成するフォト
カプラ62aのフォトトランジスタ62abには、回線
43の回線間電圧を抵抗54aの抵抗値R54a で除
した電流が流れ、フォトカプラ53のフォトトランジス
タ53bには、そのフォトトランジスタ62abに流れ
る電流と同じ値の電流が流れる。結果として、フォトカ
プラ53,62aの入出力間の関係が例えば非線形であ
っても、受信信号電流となるフォトカプラ53の出力電
流は歪まない。(7) A current obtained by dividing the line voltage of the line 43 by the resistance R54a of the resistor 54a flows through the phototransistor 62ab of the photocoupler 62a constituting a negative feedback circuit for the Darlington-connected transistors 62b and 62c. In the phototransistor 53b of the photocoupler 53, a current having the same value as the current flowing in the phototransistor 62ab flows. As a result, even if the relationship between the inputs and outputs of the photocouplers 53 and 62a is, for example, non-linear, the output current of the photocoupler 53, which becomes the received signal current, is not distorted.
【0059】第4の実施形態 図7は、本発明の第4の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図であり第3の実施形態を示す図6中の要
素と共通の要素には共通の符号が付されている。このハ
イブリッド結合回路は、図6のフォトカプラ駆動回路6
2をフォトカプラ駆動回路63に変更したものであり、
他の構成は図6と同様になっている。 Fourth Embodiment FIG. 7 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a fourth embodiment of the present invention, and the elements common to those in FIG. 6 showing the third embodiment are common. Reference numerals are attached. This hybrid coupling circuit is a photocoupler driving circuit 6 shown in FIG.
2 is changed to a photocoupler driving circuit 63,
Other configurations are the same as those in FIG.
【0060】フォトカプラ駆動回路63は、第3の実施
形態と同様にAFE回路42aの端子L1を介して回線
43の一方に一端が接続された抵抗54aと、フォトカ
プラ62aと、2個のダーリントン接続されたトランジ
スタ62b,62cとを有している。抵抗54aの他端
に、フォトカプラ62aのフォトトランジスタ62ab
のコレクタが接続され、該フォトトランジスタ62ab
のエミッタは、AFE回路42aの端子L2を介して回
線43の他方に接続されている。フォトカプラ62aの
発光ダイオード62aaのアノードとAFE回路42a
の端子L1との間には、新たに設けられた定電流回路6
3aが接続され、該定電流回路63a及び発光ダイオー
ド62aaのアノードとの接続点には、ツェナーダイオ
ード63bのカソードが接続されている。ツェナーダイ
オード63bのアノードは、トランジスタ62cのエミ
ッタに接続されている。As in the third embodiment, the photocoupler driving circuit 63 includes a resistor 54a having one end connected to one end of the line 43 via the terminal L1 of the AFE circuit 42a, a photocoupler 62a, and two Darlingtons. It has transistors 62b and 62c connected. A phototransistor 62ab of a photocoupler 62a is connected to the other end of the resistor 54a.
Of the phototransistor 62ab
Is connected to the other end of the line 43 via the terminal L2 of the AFE circuit 42a. Anode of light emitting diode 62aa of photocoupler 62a and AFE circuit 42a
And a terminal L1 of the constant current circuit 6 newly provided.
The cathode of a zener diode 63b is connected to a connection point between the constant current circuit 3a and the anode of the light emitting diode 62aa. The anode of the Zener diode 63b is connected to the emitter of the transistor 62c.
【0061】発光ダイオード62aaのカソードとダー
リントン接続されたトランジスタ62b,62cのコレ
クタとの間に、フォトカプラ53の発光ダイオード53
aが接続されている。なお、発光ダイオード53a及び
発光ダイオード62aaの接続位置は、図6のように逆
にすることができる。フォトカプラ駆動回路63では、
該駆動回路63内における抵抗54a以外の回路に対す
る回線43側からの電源供給を、定電流回路63aを介
して行う構成になっており、該定電流回路63aの流す
定電流値I63a を、フォトカプラ53及び62aの
発光ダイオード53a,62aaに流れる最大電流(直
流バイアス電流+交流信号電流の最大値)よりも大きく
している。発光ダイオード53a,62aaに流れきれ
ずに余分となる電流が、ツェナーダイオード63bを介
して流れる構成になっている。なお、前述の如くツェナ
ーダイオード63bは、前述の余分となる電流を流すだ
けであり、複数個の順方向直列接続ダイオードで構成す
る素子など、適宜、置き換えることも可能である。The light emitting diode 53 of the photocoupler 53 is connected between the cathode of the light emitting diode 62aa and the collectors of the transistors 62b and 62c connected in Darlington.
a is connected. The connection positions of the light emitting diode 53a and the light emitting diode 62aa can be reversed as shown in FIG. In the photocoupler driving circuit 63,
Power is supplied from the line 43 side to circuits other than the resistor 54a in the drive circuit 63 through the constant current circuit 63a, and a constant current value I63a flowing from the constant current circuit 63a is determined by a photocoupler. The current is larger than the maximum current (the DC bias current + the maximum value of the AC signal current) flowing through the light emitting diodes 53a and 62aa of 53 and 62a. An extra current that does not completely flow through the light emitting diodes 53a and 62aa flows through the Zener diode 63b. Note that, as described above, the Zener diode 63b only allows the above-described extra current to flow, and can be appropriately replaced with an element composed of a plurality of forward-series connected diodes.
【0062】次に、図7のハイブリッド結合回路の動作
を説明する。基本動作は、第3の実施形態と同様であ
る。ここで、回線43における交流信号電圧分が変動す
ると、直列のフォトカプラ53,62aの発光ダイオー
ド53a,62aaに流れる電流が変動するが、定電流
回路63a及びツォエナーダイオード63bの作用によ
り、この変動分はAFE回路42aの端子電流の変動と
はならない。AFE回路42aの端子電流の変動となる
のは、フォトカプラ53のフォトトランジスタ53bと
同じ電流を流すフォトカプラ62aのフォトトランジス
タ62abに流れる電流の変動分だけである。しかも、
それが、回線43の回線間電圧の変化と抵抗54aの抵
抗値R54a で決定される電流となり、線形性が向上
する。なお、第3の実施形態と比較すると、交流信号動
作に対するフォトカプラ53、62aの変換効率の影響
を完全にゼロにでき、変換効率の高いものを使用すると
いう制約を解除できる。Next, the operation of the hybrid combination circuit of FIG. 7 will be described. The basic operation is the same as in the third embodiment. Here, when the AC signal voltage in the line 43 fluctuates, the current flowing through the light emitting diodes 53a and 62aa of the serial photocouplers 53 and 62a fluctuates. The fluctuation is caused by the action of the constant current circuit 63a and the zener diode 63b. The difference does not result in a change in the terminal current of the AFE circuit 42a. The fluctuation of the terminal current of the AFE circuit 42a is only the fluctuation of the current flowing to the phototransistor 62ab of the photocoupler 62a that flows the same current as the phototransistor 53b of the photocoupler 53. Moreover,
This becomes the current determined by the change in the line voltage of the line 43 and the resistance value R54a of the resistor 54a, and the linearity is improved. Compared with the third embodiment, the effect of the conversion efficiency of the photocouplers 53 and 62a on the AC signal operation can be made completely zero, and the restriction of using a high conversion efficiency can be removed.
【0063】以上のように、この第4の実施形態では、
第3の実施形態と同様の利点を有するばかりでなく、さ
らに、次の(8),(9)のような利点を有する。 (8)AFE回路42aの端子電流の変動は、フォトカ
プラ62aのフォトトランジスタ62abに流れる電流
の変動分のみとなり、しかも、その電流値が回線間電圧
と抵抗54の抵抗値とで決定される値になって線形性が
向上し、歪みの発生を防止できる。 (9)フォトカプラ53、62aにおける変換効率の制
約を解除できる。As described above, in the fourth embodiment,
Not only has the same advantages as the third embodiment, but also the following advantages (8) and (9). (8) The terminal current of the AFE circuit 42a varies only by the variation of the current flowing through the phototransistor 62ab of the photocoupler 62a, and the current value is determined by the line voltage and the resistance value of the resistor 54. , The linearity is improved, and the occurrence of distortion can be prevented. (9) The restriction on the conversion efficiency in the photocouplers 53 and 62a can be released.
【0064】第5の実施形態 図8は、本発明の第5の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図であり、第2の実施形態を示す図5中の
要素と共通の要素には共通の符号が付されいる。このハ
イブリッド結合回路は、第2の実施形態のハイブリッド
結合回路に対し、第1のフォトカプラ51の出力電流を
増幅する第1のトランジスタ64と、第2のフォトカプ
ラ53の出力電流を増幅する第2のトランジスタ65
と、端末送信電圧Viを増幅する電圧アンプ回路66
と、該電圧アンプ回路66と送信端子Tiとの間を交流
結合する第3のキャパシタ67と、該電圧アンプ回路6
6とフォトカプラ駆動回路58の入力側との間を交流結
合する第4のキャパシタ68と、該電圧アンプ回路66
と加算回路57の抵抗57bとの間を交流結合する第5
のキャパシタ69と、該加算回路57の出力端子と受信
端子Toとの間を交流結合する第6のキャパシタ70と
を設けたものである。電圧アンプ回路66は、キャパシ
タ67に一端が接続された抵抗66aと、該抵抗66a
の他端が入力端子に接続された増幅器66bと、該増幅
器66bの出力端子から入力端子へ負帰還をかける抵抗
66cとで構成されている。 Fifth Embodiment FIG. 8 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a fifth embodiment of the present invention. Common elements are the same as those shown in FIG. 5 showing the second embodiment. Are given. This hybrid coupling circuit is different from the hybrid coupling circuit according to the second embodiment in that a first transistor 64 for amplifying the output current of the first photocoupler 51 and a second transistor for amplifying the output current of the second photocoupler 53 are provided. Two transistors 65
And a voltage amplifier circuit 66 for amplifying the terminal transmission voltage Vi
A third capacitor 67 for AC coupling between the voltage amplifier circuit 66 and the transmission terminal Ti;
A fourth capacitor 68 for AC-coupling between the input terminal 6 and the input side of the photocoupler driving circuit 58;
And a resistor 57b of the adder circuit 57 for AC coupling.
And a sixth capacitor 70 for AC coupling between the output terminal of the adder circuit 57 and the receiving terminal To. The voltage amplifier circuit 66 includes a resistor 66a having one end connected to the capacitor 67, and a resistor 66a.
Is connected to an input terminal of the amplifier 66b, and a resistor 66c for applying a negative feedback from the output terminal of the amplifier 66b to the input terminal.
【0065】ただし、キャパシタ67〜70は、各接続
点での直流バイアスの整合がとれて直結が可能な場合に
は省略(短絡)できる。また、トランジスタ64,65
及び電圧アンプ回路66についても、該当箇所における
電流または電圧が一定レベル以上に確保できる場合に
は、省略が可能である。However, the capacitors 67 to 70 can be omitted (short-circuited) when direct connection is possible with matching DC bias at each connection point. In addition, transistors 64 and 65
Also, the voltage amplifier circuit 66 can be omitted if the current or voltage at the corresponding location can be maintained at a certain level or higher.
【0066】次に、図8のハイブリッド結合回路の動作
を説明する。フォトカプラ51,53に供給する直流バ
イアスは、これらを駆動するためのみに必要であり、増
幅や加算が必要なのは交流信号分のみなので、各増幅器
間にキャパシタ67〜70を接続して直流分をカットし
ても、増幅や加算動作に支障はない。直流分をカットす
ることにより、直流バイアスが電源電圧や温度で変動す
る交流信号専用の増幅器の使用が可能になる。交流信号
専用の増幅器は、直流分を含めて線形に増幅する演算増
幅器に比べ、構成が一般的に簡単である。Next, the operation of the hybrid combination circuit shown in FIG. 8 will be described. The DC bias supplied to the photocouplers 51 and 53 is necessary only for driving them, and only the AC signal needs to be amplified or added. Even if it is cut, there is no problem in the amplification and the addition operation. By cutting the DC component, it becomes possible to use an amplifier dedicated to an AC signal whose DC bias varies with the power supply voltage or temperature. The configuration of an amplifier dedicated to an AC signal is generally simpler than that of an operational amplifier that amplifies linearly including a DC component.
【0067】トランジスタ64,65、電圧アンプ回路
66及びキャパシタ67〜70を設けたハイブリッド結
合回路においても、その基本的動作は、第1〜4の実施
形態と同様である。なお、送信信号である送信電圧Vi
を増幅する電圧アンプ回路66とトランジスタ64,6
5を付加したので、前記(1)〜(14)式におけるV
iの値を、次の(15)と置き換え、さらに、変換効率
B1,B2を(16)に置き換えて計算する。 Vi→Vi・R66c /R66a ・・・(15) ただし、 R66c ;抵抗66cの抵抗値 R66b ;抵抗66bの抵抗値 R66c /R66b ;電圧アンプ回路66の利得 B1→B1・b1 B2→B2・b2 ・・・(16) ただし、 b1;トランジスタ64の電流増幅率 b2;トランジスタ65の電流増幅率The basic operation of the hybrid combination circuit including the transistors 64 and 65, the voltage amplifier circuit 66, and the capacitors 67 to 70 is the same as that of the first to fourth embodiments. In addition, the transmission voltage Vi which is a transmission signal
Voltage amplifier circuit 66 and transistors 64 and 6
5, the value of V in the above equations (1) to (14)
The value of i is replaced by the following (15), and the conversion efficiencies B1 and B2 are further replaced by (16). Vi → Vi · R66c / R66a (15) where: R66c; resistance value of resistor 66c R66b; resistance value of resistor 66b R66c / R66b; gain of voltage amplifier circuit 66 B1 → B1 · b1 B2 → B2 · b2 · ··· (16) where b1; current amplification factor of transistor 64 b2; current amplification factor of transistor 65
【0068】以上のように構成はた第5の実施形態で
は、第2の実施形態の利点に加え、さらに、次の(1
0)〜(12)のような利点が得られる。 (10)電圧アンプ回路66を設けたので、送信電圧V
iが低レベル振幅であっても対応がとれる。 (11)トランジスタ64,65を設けたので、フォト
カプラ51,53の変換効率B1,B2が低くても、そ
の出力電流が増幅されるので問題がない。 (12)キャパシタ67〜70を設けたので、構造が簡
単な交流信号専用の増幅器を使用できる。また、送信端
子Tiと受信端子Toにおける直流バイアスを、自由に
設定できるようになる。尚、トランジスタ64,65
を、ダーリントン接続トランジスタとしても良く、さら
に電流増幅率が1以上の電流ミラー回路に置きかえる
と、フォトカプラ51、53の出力電流増幅時の歪みが
軽減される。In the fifth embodiment configured as described above, in addition to the advantages of the second embodiment, the following (1)
Advantages such as 0) to (12) are obtained. (10) Since the voltage amplifier circuit 66 is provided, the transmission voltage V
Even if i has a low level amplitude, it can be handled. (11) Since the transistors 64 and 65 are provided, even if the conversion efficiencies B1 and B2 of the photocouplers 51 and 53 are low, the output current is amplified, so that there is no problem. (12) Since the capacitors 67 to 70 are provided, it is possible to use an amplifier dedicated to an AC signal having a simple structure. Further, the DC bias at the transmission terminal Ti and the reception terminal To can be set freely. The transistors 64 and 65
May be replaced by a Darlington connection transistor, and by replacing the current mirror circuit with a current amplification factor of 1 or more, the distortion at the time of amplifying the output current of the photocouplers 51 and 53 can be reduced.
【0069】第6の実施形態 図9は、本発明の第6の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図である。このハイブリッド結合回路は、
第1の実施形態と同様に、図4における通信端末42
に、AFE回路42aと共に設けられた回路であり、送
信端子Tiと受信端子Toとを有すると共に、回線43
を構成する平衡形ケーブルの特性インピーダンスRoに
比べて十分に低い出力インピーダンスを持ち、該端子T
iから与えられた送信電圧Viを増幅する第1のアンプ
回路71を備えている。アンプ回路71は、端子Tiに
一端が接続された抵抗71aと、該抵抗71aの他端が
反転入力端子(−)に接続された演算増幅器71bと、
該増幅器71bの出力端子と反転入力端子間に接続され
た抵抗71cとで構成され、この増幅器71bの正相入
力端子がグランドに接続されている。 Sixth Embodiment FIG. 9 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit according to a sixth embodiment of the present invention. This hybrid coupling circuit,
As in the first embodiment, the communication terminal 42 in FIG.
A circuit provided together with the AFE circuit 42a, having a transmission terminal Ti and a reception terminal To,
Has a sufficiently lower output impedance than the characteristic impedance Ro of the balanced type cable constituting the terminal T.
The first amplifier circuit 71 amplifies the transmission voltage Vi given from i. The amplifier circuit 71 includes a resistor 71a having one end connected to the terminal Ti, an operational amplifier 71b having the other end of the resistor 71a connected to the inverting input terminal (-),
It comprises a resistor 71c connected between the output terminal of the amplifier 71b and the inverting input terminal, and the positive-phase input terminal of the amplifier 71b is connected to the ground.
【0070】第1のアンプ回路71の出力端子である増
幅器71bの出力端子には、回線43の特性インピーダ
ンスRoに比べて十分に低い出力インピーダンスを持
ち、該増幅器71bから与えられた電圧Vo1を利得ゼ
ロdBで反転した逆相送信電圧信号Vo2を出力する第
2のアンプ回路72が接続され、該アンプ回路72の出
力端子には抵抗値がRo/2の第1のマッチング抵抗7
3の一端が接続されている。抵抗73の他端は、第1の
接続点N1でAFE回路42aの端子L1に接続され、
該端子L1を介して該回線43の一方と接続されてい
る。アンプ回路72は、増幅器71bの出力端子に一端
が接続された抵抗72aと、該抵抗72aの他端が反転
入力端子(−)に接続された演算増幅器72bと、該増
幅器72bの出力端子と反転入力端子間に接続された抵
抗72cとで構成され、該増幅器72bの正相入力端子
がグランドに接続されている。この増幅器72bの出力
端子が、アンプ回路72の出力端子になっている。The output terminal of the amplifier 71b, which is the output terminal of the first amplifier circuit 71, has an output impedance that is sufficiently lower than the characteristic impedance Ro of the line 43, and the voltage Vo1 given from the amplifier 71b is gained. A second amplifier circuit 72 that outputs the inverted-phase transmission voltage signal Vo2 inverted at zero dB is connected, and an output terminal of the amplifier circuit 72 has a first matching resistor 7 having a resistance value of Ro / 2.
3 is connected to one end. The other end of the resistor 73 is connected to a terminal L1 of the AFE circuit 42a at a first connection point N1,
It is connected to one of the lines 43 via the terminal L1. The amplifier circuit 72 includes a resistor 72a having one end connected to the output terminal of the amplifier 71b, an operational amplifier 72b having the other end of the resistor 72a connected to the inverting input terminal (−), and an output terminal of the amplifier 72b. A positive-phase input terminal of the amplifier 72b is connected to the ground. The output terminal of the amplifier 72b is the output terminal of the amplifier circuit 72.
【0071】第1のアンプ回路71の出力端子には、さ
らに、第2のマッチング抵抗74の一端が接続され、該
抵抗74の他端が第2の接続点N2でAFE回路42a
のもう一方の端子L2に接続されている。抵抗74の抵
抗値はRo/2である。第1のアンプ回路71の出力端
子と第1のマッチング抵抗73の他端は、第3のアンプ
回路75に接続されている。アンプ回路75は、マッチ
ング抵抗73の接続された接続点N1に現れる信号電圧
と、アンプ回路71が出力する電圧とを一定利得比で加
算する回路であり、該接続点N1に一端が接続された加
算用抵抗75aと、アンプ回路71の出力端子に一端が
接続された加算用抵抗75bとを有している。これらの
抵抗75a,75bの他端は、共に演算増幅器75cの
反転入力端子(−)に接続されている。増幅器75cの
出力端子と反転入力端子とは抵抗75dによって接続さ
れ、該増幅器75cの正相入力端子は、グランドに接続
されている。増幅器75cの出力端子がアンプ回路75
の出力端子になっている。The output terminal of the first amplifier circuit 71 is further connected to one end of a second matching resistor 74, and the other end of the resistor 74 is connected to the AFE circuit 42a at a second connection point N2.
Is connected to the other terminal L2. The resistance value of the resistor 74 is Ro / 2. The output terminal of the first amplifier circuit 71 and the other end of the first matching resistor 73 are connected to a third amplifier circuit 75. The amplifier circuit 75 is a circuit that adds a signal voltage appearing at a connection point N1 to which the matching resistor 73 is connected and a voltage output from the amplifier circuit 71 at a constant gain ratio, and one end is connected to the connection point N1. It has an addition resistor 75a and an addition resistor 75b having one end connected to the output terminal of the amplifier circuit 71. The other ends of the resistors 75a and 75b are both connected to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier 75c. The output terminal and the inverting input terminal of the amplifier 75c are connected by a resistor 75d, and the positive input terminal of the amplifier 75c is connected to the ground. The output terminal of the amplifier 75c is the amplifier circuit 75
Output terminal.
【0072】このハイブリッド結合回路には、さらに、
端子L2側に現れる信号電圧を増幅する第4のアンプ回
路76が設けられている。アンプ回路76は、接続点N
2を介して端子L1が正相入力端子(+)に接続された
演算増幅器76aと、該増幅器76aの反転入力端子
(−)とグランドとの間に接続された抵抗76bと、該
増幅器76aの出力端子と反転入力端子とを接続する抵
抗76cとで構成されている。増幅器76aの出力端子
がアンプ回路76の出力端子になっている。第3及び第
4のアンプ回路75,76の出力側には、第5のアンプ
回路77が接続されている。アンプ回路77は、アンプ
回路75の出力端子に一端が接続された抵抗77aと、
アンプ回路76の出力端子に一端が接続された抵抗77
bとを有している。これらの抵抗77a,77bの他端
は、共に演算増幅器77cの反転入力端子(−)に接続
されている。増幅器77cの出力端子と反転入力端子と
は抵抗77dによって接続され、該増幅器77cの正相
入力端子は、グランドに接続されている。増幅器77c
の出力端子がアンプ回路77の出力端子になって、受信
端子Toに接続されている。This hybrid coupling circuit further includes:
A fourth amplifier circuit 76 for amplifying a signal voltage appearing on the terminal L2 side is provided. The amplifier circuit 76 has a connection point N
2, an operational amplifier 76a whose terminal L1 is connected to the positive-phase input terminal (+), a resistor 76b connected between the inverting input terminal (-) of the amplifier 76a and the ground, It comprises a resistor 76c connecting the output terminal and the inverting input terminal. The output terminal of the amplifier 76a is the output terminal of the amplifier circuit 76. A fifth amplifier circuit 77 is connected to the output sides of the third and fourth amplifier circuits 75 and 76. The amplifier circuit 77 includes a resistor 77a having one end connected to an output terminal of the amplifier circuit 75,
A resistor 77 having one end connected to the output terminal of the amplifier circuit 76
b. The other ends of these resistors 77a and 77b are both connected to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier 77c. The output terminal and the inverting input terminal of the amplifier 77c are connected by a resistor 77d, and the positive-phase input terminal of the amplifier 77c is connected to the ground. Amplifier 77c
Are the output terminals of the amplifier circuit 77 and are connected to the reception terminal To.
【0073】次に、図9のハイブリッド結合回路の動作
を説明する。アンプ回路71は、端末側の送信電圧Vi
を増幅するが、その目的は特性インピーダンスRoに比
べて十分低い出力インピーダンスを得ることである。送
信端子Tiからの送信電圧が送信に必要な十分な振幅
と、特性インピーダンスRoに対して十分低い出力イン
ピーダンスで与えられる場合には、アンプ回路71は省
略可能である。各マッチング抵抗73,74の抵抗の値
をそれぞれRo/2とし、加算を行うアンプ回路75の
加算抵抗75aの抵抗値R75a と、アンプ回路76
の増幅器76aの入力抵抗とを、特性インピーダンスR
oに対して十分高く設定しておけば、端子L1,L2側
から平衡ケーブルで構成された回線43側を見ると、通
過交流信号周波数帯域においては、平衡ケーブルの特性
インピーダンスである抵抗Roに見える。Next, the operation of the hybrid combination circuit shown in FIG. 9 will be described. The amplifier circuit 71 includes a terminal-side transmission voltage Vi.
The purpose is to obtain an output impedance sufficiently lower than the characteristic impedance Ro. When the transmission voltage from the transmission terminal Ti is given with a sufficient amplitude necessary for transmission and an output impedance sufficiently low with respect to the characteristic impedance Ro, the amplifier circuit 71 can be omitted. The resistance value of each of the matching resistors 73 and 74 is set to Ro / 2, and the resistance value R75a of the addition resistor 75a of the amplifier circuit 75 for performing addition and the amplifier circuit 76
And the input resistance of the amplifier 76a of the
If it is set sufficiently high with respect to o, when viewed from the terminals L1 and L2 to the line 43 side constituted by the balanced cable, in the passing AC signal frequency band, it looks like the resistance Ro which is the characteristic impedance of the balanced cable. .
【0074】このような設定では、抵抗75aとアンプ
回路76の入力抵抗とが無視でき、端末側の送信電圧V
iを増幅した電圧Vo1を出力するアンプ回路71の出
力端子と、この出力電圧Vo1の逆相である逆相送信電
圧Vo2を出力するアンプ回路72の出力端子との間
に、抵抗73と、回線の特性インピーダンスRoと、抵
抗74とが直列に接続されたことになる。よって、抵抗
73,74の抵抗値をR73,R74とすると、端子L
1上の出力電圧VL1o 、及び端子L2上の出力電圧
VL2oは、次の(17)〜(20)式で表される。 Vo2=−Vo1 ・・・(17) VL1o=(Vo2−Vo1)(Ro+R74)/(Ro+R74+R73)+ Vo1 =−2Vo1・0.75+Vo1 =−0.5Vo1 ・・・(18) VL2o=(Vo2−Vo1)(R74)/(Ro+R74+R73)+Vo1 =−2Vo1・0.25+Vo1 =0.5Vo1 ・・・(19) VLo=VL1o −VL2o =−Vo1 ・・・(20)In such a setting, the resistance 75a and the input resistance of the amplifier circuit 76 can be ignored, and the transmission voltage V
A resistor 73 and a line are connected between an output terminal of an amplifier circuit 71 that outputs a voltage Vo1 obtained by amplifying i and an output terminal of an amplifier circuit 72 that outputs a reverse-phase transmission voltage Vo2 that is the reverse phase of the output voltage Vo1. This means that the characteristic impedance Ro and the resistor 74 are connected in series. Therefore, assuming that the resistance values of the resistors 73 and 74 are R73 and R74, the terminal L
1 and the output voltage VL2o on the terminal L2 are expressed by the following equations (17) to (20). Vo2 = −Vo1 (17) VL1o = (Vo2−Vo1) (Ro + R74) / (Ro + R74 + R73) + Vo1 = −2Vo · 0.75 + Vo1 = −0.5Vo1 (18) VL2o = (Vo2−Vo1) ) (R74) / (Ro + R74 + R73) + Vo1 = −2Vo1 · 0.25 + Vo1 = 0.5Vo1 (19) VLo = VL1o−VL2o = −Vo1 (20)
【0075】以上、端子L1と端子L2の間に、端末側
の送信電圧Viをアンプ回路71で増幅した電圧Vo1
の逆相電圧信号が、出力インピーダンスRoの平衡信号
の形で送出される。一方、各抵抗75a,75d,76
b,76c,77a,77b,77dの抵抗値をそれぞ
れR75a ,R75d ,R76b ,R76c ,R7
7a ,R77b ,R77d とすると、端子L1から
アンプ回路75を介してアンプ回路77で加算される経
路の利得G1と、端子L2からアンプ回路76を介して
アンプ回路77で加算される経路の利得G2とは、次の
(21),(22)式となる。 G1=(R75d/R75a)(R77d/R77a) ・・・(21) G2=−((R76b+R76c)/R76b)(R77d/R77b)・(22)As described above, the voltage Vo1 obtained by amplifying the transmission voltage Vi on the terminal side by the amplifier circuit 71 is provided between the terminal L1 and the terminal L2.
Is transmitted in the form of a balanced signal having an output impedance Ro. On the other hand, each of the resistors 75a, 75d, 76
b, 76c, 77a, 77b, 77d are respectively set to R75a, R75d, R76b, R76c, R7.
7a, R77b, and R77d, the gain G1 of the path added by the amplifier circuit 77 from the terminal L1 via the amplifier circuit 75, and the gain G2 of the path added by the amplifier circuit 77 from the terminal L2 via the amplifier circuit 76. Becomes the following equations (21) and (22). G1 = (R75d / R75a) (R77d / R77a) (21) G2 = − ((R76b + R76c) / R76b) (R77d / R77b) · (22)
【0076】グランドに対する端子L1の受信電圧VL
1と端子L2の受信電圧VL2とは、次の(23)式の
ように、利得G1及びG2で増幅されてアンプ回路77
の出力電圧Voとして出力される。 Vo=G1・VL1+G2・VL2 ・・・(23) ここで、利得G1及びG2の絶対値を同じにしておけ
ば、各端子L1,L2の電位がグランドに対して同相で
変動するコモンモード雑音は、キャンセルされ、アンプ
回路77の出力電圧Voには現われない。即ち、次の
(24)〜(26)式のようになる。 G1=−G2=G ・・・(24) VL1=VL2=Vcom ・・・(25) Vo=VL1・G−VL2・G〜 =(VL1−VL2)G =(Vcom −Vcom )G=0 ・・・(26)Received voltage VL at terminal L1 with respect to ground
1 and the reception voltage VL2 at the terminal L2 are amplified by the gains G1 and G2 as shown in the following equation (23), and are amplified by the amplifier circuit 77.
Is output as the output voltage Vo. Vo = G1 · VL1 + G2 · VL2 (23) Here, if the absolute values of the gains G1 and G2 are set to be the same, the common mode noise in which the potentials of the terminals L1 and L2 fluctuate in the same phase with respect to the ground is obtained. , And does not appear in the output voltage Vo of the amplifier circuit 77. That is, the following equations (24) to (26) are obtained. G1 = −G2 = G (24) VL1 = VL2 = Vcom (25) Vo = VL1 · G−VL2 · G〜 = (VL1−VL2) G = (Vcom−Vcom) G = 0 ·・ ・ (26)
【0077】これに対し、端子L1と端子L2の電位が
グランドに対して逆相で変動する平衡信号は、次の(2
7),(28)式のように加算増強されて出力電圧Vo
に現われる。 VL1=−VL2=Vs/2 ・・・(27) Vo=((Vs/2)−(−Vs/2))G=Vs・G・・・(28) よって、回線43側から送られたきた平衡信号は、アン
プ回路77の出力電圧Voに現われ、コモンモード雑音
はキャンセルされて消去されることになる。On the other hand, a balanced signal in which the potentials of the terminals L1 and L2 fluctuate in the opposite phase with respect to the ground is expressed by the following (2)
7), the output voltage Vo is increased by the addition as shown in the equations (28).
Appears in VL1 = −VL2 = Vs / 2 (27) Vo = ((Vs / 2) − (− Vs / 2)) G = Vs · G (28) The resulting balanced signal appears in the output voltage Vo of the amplifier circuit 77, and the common mode noise is canceled and eliminated.
【0078】前記(18)式のVL1o =−0.5V
o1及び(19)式のVL2o =0.5Vo1も、ア
ンプ回路77の出力電圧VoにVoxとして現われる。
これは、(26)式により、(29)式で表すことがで
きる。 Vox=(VL1o −VL2o )G =(−0.5Vo1−0.5Vo1)G =(−Vo1)G ・・・(29) ただし、アンプ回路71の出力電圧Vo1に関しては、
アンプ回路75の抵抗75bを介して加算されてアンプ
回路77の出力電圧Voに現われる経路がある。この経
路における利得をG3、抵抗75bの抵抗値をR75b
とすると、この経路でアンプ回路77の出力電圧Voに
現われる電圧Voyは、次の(30),(31)式で表
される。よって、出力電圧Voにおげる電圧Viの成分
は、(32)式で表される。 G3=(R75d/R75b)(R77d /R77a )・・・(30) Voy=Vo1 ・G3 ・・・(31) Vo=Vox+Voy =Vo1(G3−G) ・・・(32)VL1o = −0.5 V in the above equation (18)
o1 and VL2o = 0.5Vo1 in the equation (19) also appear as Vox in the output voltage Vo of the amplifier circuit 77.
This can be expressed by Expression (29) by Expression (26). Vox = (VL1o−VL2o) G = (− 0.5Vol−0.5Vol) G = (− Vol) G (29) However, regarding the output voltage Vo1 of the amplifier circuit 71,
There is a path that is added via the resistor 75b of the amplifier circuit 75 and appears in the output voltage Vo of the amplifier circuit 77. The gain in this path is G3, and the resistance of the resistor 75b is R75b.
Then, the voltage Voy appearing in the output voltage Vo of the amplifier circuit 77 on this path is expressed by the following equations (30) and (31). Therefore, the component of the voltage Vi in the output voltage Vo is expressed by Expression (32). G3 = (R75d / R75b) (R77d / R77a) (30) Voy = Vo1 · G3 (31) Vo = Vox + Voy = Vo1 (G3-G) (32)
【0079】ここで、利得G3が利得Gと等しくなるよ
うに設定すると、端末側の送信電圧Viは受信端子To
に現われず、側音防止機能が実現され、平衡ケーブルに
適したハイブリッド結合回路になっている。結局、図9
のハイブリッド結合回路は、従来の図3の回路で回線側
に接続するトランスコイルにセンタタップを設け、該セ
ンタタップをグランドに接続した回路と同一の形式の回
路になる。Here, if the gain G3 is set to be equal to the gain G, the transmission voltage Vi on the terminal side becomes equal to the reception terminal To.
, And a side-tone prevention function is realized, making it a hybrid coupling circuit suitable for balanced cables. Eventually, FIG.
Is a circuit of the same type as the conventional circuit of FIG. 3 in which a center tap is provided in a transformer coil connected to the line side and the center tap is connected to the ground.
【0080】図10は、図9のハイブリッド結合回路の
改善例を示す回路図であり、図11は、図10の等価回
路を示す回路図である。これらの図10及び図11にお
ける図9中の要素と共通の要素には共通の符号が付され
ている。図9のハイブリッド結合回路を、直流大電圧が
重畳した電話回線に直接接続すると、大電流が流れるお
それがある。そこで、図10のハイブリッド結合回路で
は、端子L1と第1の接続点N1との間が第1のキャパ
シタ81によって接続され、端子L2と第2の接続点N
2との間が第2のキャパシタ82によって接続されてい
る。これらのキャパシタ81,82の容量値は同じに設
定され、回線とハイブリッド結合回路との直流結合が防
止されている。これをトランスを用いた等価回路で表す
と図11のようになる。FIG. 10 is a circuit diagram showing an improved example of the hybrid coupling circuit of FIG. 9, and FIG. 11 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of FIG. Elements in FIG. 10 and FIG. 11 that are common to those in FIG. 9 are denoted by common reference numerals. If the hybrid coupling circuit of FIG. 9 is directly connected to a telephone line on which a large DC voltage is superimposed, a large current may flow. Therefore, in the hybrid coupling circuit of FIG. 10, the terminal L1 and the first connection point N1 are connected by the first capacitor 81, and the terminal L2 and the second connection point N1 are connected.
2 is connected by a second capacitor 82. The capacitance values of these capacitors 81 and 82 are set to be the same, thereby preventing DC coupling between the line and the hybrid coupling circuit. FIG. 11 shows this as an equivalent circuit using a transformer.
【0081】この改善例のハイブリッド結合回路には、
さらに、送信端子Tiとアンプ回路71中の抵抗71a
との間を交流結合する第3のキャパシタ83と、該アン
プ回路71とアンプ回路72中の抵抗72aとの間を交
流結合する第4のキャパシタ84と、第1の接続点N1
とアンプ回路75中の抵抗75aとの間を交流結合する
第5のキャパシタ85と、アンプ回路71とアンプ回路
75中の抵抗75bとの間を交流結合する第6のキャパ
シタ86と、第2の接続点N2とアンプ回路76中の増
幅器76aの正相入力端子との間を交流結合する第7の
キャパシタ87と、アンプ回路75とアンプ回路77中
の抵抗77aとの間を交流結合する第8のキャパシタ8
8と、アンプ回路76とアンプ回路77中の抵抗77b
との間を交流結合する第9のキャパシタ89と、そのア
ンプ回路77と受信端子Toとの間を交流結合する第1
0のキャパシタ90とが、設けられている。これらのキ
ャパシタ83〜90を設けることにより、第5の実施形
態と同様に、各アンプ回路71,72,75〜77にお
ける入力信号の直流分がカットされるので、増幅器71
b,72b,75c,76a,77cが、交流信号専用
のものでよくなる。The hybrid coupling circuit of this improved example includes:
Further, the transmission terminal Ti and the resistor 71a in the amplifier circuit 71
, A fourth capacitor 84 that AC-couples between the amplifier circuit 71 and the resistor 72a in the amplifier circuit 72, and a first connection point N1.
A fifth capacitor 85 for AC coupling between the amplifier circuit 75 and a resistor 75a in the amplifier circuit 75; a sixth capacitor 86 for AC coupling between the amplifier circuit 71 and the resistor 75b in the amplifier circuit 75; A seventh capacitor 87 for AC coupling between the connection point N2 and the positive-phase input terminal of the amplifier 76a in the amplifier circuit 76, and an eighth capacitor for AC coupling between the amplifier circuit 75 and the resistor 77a in the amplifier circuit 77. Capacitor 8
8, the amplifier circuit 76 and the resistor 77b in the amplifier circuit 77
A ninth capacitor 89 for AC-coupling between the amplifier circuit 77 and a first capacitor 89 for AC-coupling between the amplifier circuit 77 and the receiving terminal To.
0 capacitor 90 is provided. By providing these capacitors 83 to 90, as in the fifth embodiment, the DC component of the input signal in each of the amplifier circuits 71, 72, and 75 to 77 is cut off.
b, 72b, 75c, 76a, 77c may be dedicated to AC signals.
【0082】以上のように、この第6の実施形態では、
次の(13)〜(16)のような利点を有している。 (13)図9のように接続されたアンプ回路71,7
2,75〜77とマッチング抵抗73,74とを備えた
ので、平衡形ケーブルの回線43に対して平衡信号の送
受できると共に、コモンモード雑音の消去が可能なハイ
ブリッド結合回路が実現できる。 (14)キャパシタ81,82で端子L1,L2と接続
することにより、トランスやフォトカプラに比べて安価
なキャパシタで、直流結合を防止したハイブリッド結合
回路を実現できる。As described above, in the sixth embodiment,
It has the following advantages (13) to (16). (13) Amplifier circuits 71 and 7 connected as shown in FIG.
The provision of the matching resistors 73, 74 and the matching resistors 73, 74 makes it possible to transmit and receive a balanced signal to and from the line 43 of the balanced cable and to realize a hybrid coupling circuit capable of eliminating common mode noise. (14) By connecting the terminals L1 and L2 with the capacitors 81 and 82, a hybrid coupling circuit that prevents DC coupling with a capacitor that is less expensive than a transformer or a photocoupler can be realized.
【0083】(15)トランスを使用しないので、磁気
誘導雑音に強く、かつ軽量小形のハイブリッド結合回路
を実現できる。 (16)フォトカプラは動作条件によっては、入出力間
が非線形になり、歪みが発生する可能性が高いが、図9
及び図10の回路は、フォトカプラ等の非線形素子を含
まないので、交流信号に対する線形性が高いハイブリッ
ド結合回路を実現できる。(15) Since no transformer is used, a lightweight and compact hybrid coupling circuit resistant to magnetic induction noise can be realized. (16) Depending on the operating conditions of the photocoupler, there is a high possibility that the input and output become non-linear and distortion occurs.
Since the circuit of FIG. 10 does not include a non-linear element such as a photocoupler, a hybrid coupling circuit having high linearity with respect to an AC signal can be realized.
【0084】第7の実施形態 図12は、本発明の第7の実施形態を示すハイブリッド
結合回路の回路図であり、第6の実施形態を示す図9及
び図10中の要素と共通の要素には共通の符号が付され
ている。このハイブリッド結合回路は、図9の回路に図
10のキャパシタ81,82,83,90を設けると共
に、該キャパシタ81の第1の接続点N1側電極と該キ
ャパシタ82の第2の接続点N2側電極との間に接続さ
れた第1の過渡時電流バイパス手段であるバリスタ91
と、該キャパシタ81の第1の接続点N1側電極とグラ
ンドとの間に接続された第2の過渡時電流バイパス手段
であるバリスタ92と、該キャパシタ82の第2の接続
点N2側電極とグランドとの間に接続された第3の過渡
時電流バイパス手段であるバリスタ93とを新たに設け
たものであり、他の構成は、図9の回路と同様になって
いる。 Seventh Embodiment FIG. 12 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a seventh embodiment of the present invention, and has the same elements as those in FIGS. 9 and 10 showing the sixth embodiment. Are denoted by the same reference numerals. This hybrid coupling circuit is provided with the capacitors 81, 82, 83, and 90 shown in FIG. 10 in the circuit shown in FIG. 9, and the first connection point N1 side electrode of the capacitor 81 and the second connection point N2 side of the capacitor 82. Varistor 91 as first transient current bypass means connected between electrodes
A varistor 92, which is a second transient current bypass means connected between the first connection point N 1 side electrode of the capacitor 81 and the ground, and a second connection point N 2 side electrode of the capacitor 82. A varistor 93, which is a third transient current bypass unit connected to the ground, is newly provided, and the other configuration is the same as the circuit of FIG.
【0085】次に、このハイブリッド結合回路の動作を
説明する。交流信号に対して側音防止を果たす動作とコ
モンモード雑音を除去する動作とについては、第6の実
施形態と同様であるので、ここでは、バリスタ91〜9
3の動作を説明する。回線43との接続時等では、過渡
的に、キャパシタ81,82に充電電流が流れる。第6
の実施形態では、これらの電流が抵抗73を介してアン
プ回路72の出力側に流れると共に、抵抗74を介して
アンプ回路71の出力側に流れる。そのため、これらの
アンプ回路71,72の出力側は、その電流に耐える能
力を持つ必要があった。これに対し、バリスタ91〜9
3を有する図12のハイブリッド結合回路では、接続時
にバリスタ91〜93のいずれかがオンする電圧になれ
ばオン状態になり、過渡時の充電電流がバイパスされ
る。よって、アンプ回路71,72の出力側の負担が軽
減され、該過渡応答時間も短縮される。Next, the operation of the hybrid coupling circuit will be described. Since the operation for preventing the side signal from the AC signal and the operation for removing the common mode noise are the same as those in the sixth embodiment, the varistors 91 to 9 are used here.
Operation 3 will be described. At the time of connection to the line 43 or the like, a charging current transiently flows through the capacitors 81 and 82. Sixth
In this embodiment, these currents flow to the output side of the amplifier circuit 72 via the resistor 73, and also flow to the output side of the amplifier circuit 71 via the resistor 74. Therefore, the output sides of these amplifier circuits 71 and 72 have to be capable of withstanding the current. On the other hand, the varistors 91 to 9
In the hybrid coupling circuit shown in FIG. 12 having the circuit No. 3, if any one of the varistors 91 to 93 is turned on at the time of connection, the varistor 91 is turned on, and the transient charging current is bypassed. Therefore, the load on the output side of the amplifier circuits 71 and 72 is reduced, and the transient response time is also reduced.
【0086】以上のように、この第7の実施形態では、
図9の回路にキャパシタ81,82を設けたハイブリッ
ド結合回路に対して、さらに、バリスタ91〜93を設
けたので、次の(17),(18)のような利点が得ら
れる。 (17)過渡時に発生するキャパシタ81,82の充電
電流がオン状態になったバリスタ91〜93によってバ
イパスされるので、アンプ回路71,72の出力側に流
れ込む電流が軽減され、その負担を軽減できる。 (18)接続時の過渡応答特性が短縮できる。As described above, in the seventh embodiment,
Since the varistors 91 to 93 are further provided for the hybrid coupling circuit in which the capacitors 81 and 82 are provided in the circuit of FIG. 9, the following advantages (17) and (18) are obtained. (17) Since the charging current of the capacitors 81 and 82 generated at the time of transition is bypassed by the varistors 91 to 93 which are turned on, the current flowing into the output side of the amplifier circuits 71 and 72 is reduced, and the burden can be reduced. . (18) Transient response characteristics at the time of connection can be shortened.
【0087】第8の実施形態 図13は、本発明の第8の実施形態を示すハイブリッド
結合回路の回路図であり、図14は、図13の等価回路
を示す回路図である。これらの図13及び図14におけ
る第6の実施形態を示す図9中の要素と共通の要素には
共通の符号が付されている。このハイブリッド結合回路
は、第6の実施形態のハイブリッド結合回路に、新たに
第6のアンプ回路94を設け、第1のアンプ回路71が
該アンプ回路94の出力信号と送信電圧Viとを一定利
得比で加算する構成とし、第2のアンプ回路72が、該
アンプ回路94の出力信号とアンプ回路71の出力信号
とを一定利得比で加算する構成になっており、他は、図
9と同様の構成になっている。 Eighth Embodiment FIG. 13 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing an eighth embodiment of the present invention, and FIG. 14 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of FIG. Elements common to those in FIG. 9 showing the sixth embodiment in FIGS. 13 and 14 are denoted by the same reference numerals. In this hybrid coupling circuit, a sixth amplifier circuit 94 is newly provided in the hybrid coupling circuit of the sixth embodiment, and the first amplifier circuit 71 makes the output signal of the amplifier circuit 94 and the transmission voltage Vi have a constant gain. The second amplifier circuit 72 is configured to add the output signal of the amplifier circuit 94 and the output signal of the amplifier circuit 71 at a constant gain ratio. It has a configuration.
【0088】アンプ回路94は、端子L1に現れる信号
電圧VL1と端子L2に現れる信号電圧VL2とを一定
利得比で加算するものであり、該端子L1に一端が接続
された抵抗94aと、該端子L2に一端が接続された抵
抗94bとを備えている。これらの抵抗94a,94b
の他端が演算増幅器94cの反転入力端子(−)に接続
されている。増幅器94cの正相入力端子はグランドに
接続され、該増幅器94cの反転入力端子及び出力端子
間が抵抗94dで接続されている。増幅器94cの出力
端子がアンプ回路94の出力端子になっている。アンプ
回路94の出力端子が、アンプ回路71内で抵抗71d
を介して増幅器71bの反転入力端子に接続されてい
る。アンプ回路94の出力端子が、アンプ回路72内で
抵抗72dを介して増幅器72bの反転入力端子に接続
されている。アンプ回路94の出力端子がアンプ回路7
5内で抵抗75eを介して増幅器75cの反転入力端子
に接続されている。The amplifier circuit 94 adds the signal voltage VL1 appearing at the terminal L1 and the signal voltage VL2 appearing at the terminal L2 at a constant gain ratio. And a resistor 94b having one end connected to L2. These resistors 94a, 94b
Is connected to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier 94c. The positive input terminal of the amplifier 94c is connected to the ground, and the inverting input terminal and the output terminal of the amplifier 94c are connected by a resistor 94d. The output terminal of the amplifier 94c is the output terminal of the amplifier circuit 94. The output terminal of the amplifier circuit 94 is connected to the resistor 71 d in the amplifier circuit 71.
To the inverting input terminal of the amplifier 71b. The output terminal of the amplifier circuit 94 is connected to the inverting input terminal of the amplifier 72b via the resistor 72d in the amplifier circuit 72. The output terminal of the amplifier circuit 94 is the amplifier circuit 7
5 is connected to an inverting input terminal of an amplifier 75c via a resistor 75e.
【0089】次に、このハイブリッド結合回路の動作を
説明する。アンプ回路94の入力インピーダンスを、平
衡ケーブルで構成された回線43の特性インピーダンス
Roに比べて十分高くしておき、アンプ回路94内で抵
抗94a及び抵抗94dの抵抗値で決まる利得と、抵抗
94b及び抵抗94dの抵抗値で決まる利得とを等しく
設定しておく。このようにすると、アンプ回路94の出
力電圧V94は、端子L1と端子L2との間の差動信号
に対しては相互にキャンセルしてゼロになり、同相信号
(コモンモード雑音)に対しては設定された利得で増幅
加算されたものになる。Next, the operation of the hybrid coupling circuit will be described. The input impedance of the amplifier circuit 94 is set sufficiently higher than the characteristic impedance Ro of the line 43 composed of a balanced cable, and the gain determined by the resistance values of the resistors 94a and 94d in the amplifier circuit 94, and the resistance of the resistors 94b and 94d are determined. The gain determined by the resistance value of the resistor 94d is set equal. By doing so, the output voltage V94 of the amplifier circuit 94 cancels each other for the differential signal between the terminals L1 and L2 and becomes zero, and the output voltage V94 for the in-phase signal (common mode noise). Is obtained by amplification and addition with the set gain.
【0090】つまり、抵抗94a,94b,94dの抵
抗値をそれぞれR94a ,R94b ,R94d とす
ると、電圧値V94は、 V94=−(R94d/R94a)VL1−(R94d/R94b)VL2 =−G1(VL1+VL2) ただし、G1=R94d /R94a =R94d /R
94bで表される。ここで、差動信号の場合には、VL
1=Vs及びVL2=−Vsとなるので、V94=0と
なる。同相信号の場合には、VL1=VL2=Vcom
とすることができるので、V94=−2G1・Vco
m となる。That is, assuming that the resistance values of the resistors 94a, 94b and 94d are R94a, R94b and R94d, respectively, the voltage value V94 is as follows: V94 =-(R94d / R94a) VL1- (R94d / R94b) VL2 = -G1 (VL1 + VL2 Where G1 = R94d / R94a = R94d / R
94b. Here, in the case of a differential signal, VL
Since 1 = Vs and VL2 = −Vs, V94 = 0. In the case of an in-phase signal, VL1 = VL2 = Vcom
V94 = −2G1 · Vco
m.
【0091】ここで、アンプ回路71,72の設定条件
を説明する。同相信号Vcom に対するアンプ回路9
4の出力電圧V94を増幅器71bで増幅した電圧V7
1が該同相信号Vcom と等しくなる(或いはそれよ
り僅かに小さくなる)ように、増幅器71bの利得を次
のように設定する。抵抗71cの抵抗値R71c と抵
抗71dの抵抗値R71d とした場合に、 V71=−(R71c /R71d )V94 =2G1・G2・Vcom ≦Vcom G2=(R71c /R71d ) ∴2G1・G2≦1 となるように、利得G1及びG2を設定する。Here, the setting conditions of the amplifier circuits 71 and 72 will be described. Amplifier circuit 9 for in-phase signal Vcom
Voltage V7 obtained by amplifying the output voltage V94 of No. 4 by the amplifier 71b.
The gain of the amplifier 71b is set as follows so that 1 becomes equal to (or slightly smaller than) the in-phase signal Vcom. When the resistance value of the resistor 71c is R71c and the resistance value of the resistor 71d is R71d, V71 = − (R71c / R71d) V94 = 2G1 · G2 · Vcom ≦ Vcom G2 = (R71c / R71d) ∴2G1 · G2 ≦ 1 Thus, the gains G1 and G2 are set.
【0092】アンプ回路72の出力信号には、アンプ回
路71からの出力電圧V71に対する逆相信号に、さら
に、アンプ回路94からの電圧V94を抵抗72c及び
抵抗72dの抵抗値の比(R72c /R72d )で決
められた利得で増幅した電圧が加算される。加算結果の
電圧V72が、同相信号Vcom と等しくなるかそれ
よりも僅かに小さくなるように、該(R72c /R7
2d )を次のように設定する。 V72=−V71−(R72c /R72d )V94 =−2G1・G2・Vcom +2G1・G3・Vco
m ≦Vcom G3=(RR72c /R72d ) ∴2G1(G3−G2)≦1 となるように利得G1,G2及びG3を設定する。The output signal of the amplifier circuit 72 is a signal having an opposite phase to the output voltage V71 from the amplifier circuit 71, and further, the voltage V94 from the amplifier circuit 94 is applied to the ratio of the resistance values of the resistors 72c and 72d (R72c / R72d). ), The voltage amplified by the gain determined in the above is added. (R72c / R7) so that the voltage V72 resulting from the addition becomes equal to or slightly smaller than the in-phase signal Vcom.
2d) is set as follows. V72 = -V71- (R72c / R72d) V94 = -2G1, G2, Vcom + 2G1, G3, Vco
The gains G1, G2 and G3 are set so that m ≦ Vcom G3 = (RR72c / R72d) 2G1 (G3-G2) ≦ 1.
【0093】回線端子L1及びL2端子のコモンモード雑
音による第6のアンプ回路の出力が第3及び第5のアン
プ回路の出力に現れないようにする為、第6のアンプ回
路の出力を抵抗75eを介して第3のアンプ回路の入力
に接続する。抵抗75eの抵抗値は以下の関係を満たす
ように設定する。 R75e=R75b(R71d/R71c) 以上のような設定を行うと、端子L1と端子L2との間
の差動信号に対しては相互にキャンセルしあい出力がゼ
ロになるので、アンプ回路94が無視できる。一方、同
相信号Vcom に対しては、該同相信号Vcom と同
じ電圧或いはそれよりも僅かに小さい電圧が、第1のア
ンプ回路71及び第2のアンプ回路72から出力され
る。結果として、マッチング抵抗73及び74の端子間
には電圧がほとんど発生しないことになり、これらの抵
抗73,74には電流がほとんど流れない。よって、コ
モンモード雑音となる同相信号Vcom に対しては、
端子L1及び端子L2から当該抵抗73,74を見ると
高抵抗の回路となる。これを等価的に表すと、図14の
ように、グランドとトランスのセンタタップとの間に抵
抗78が挿入接続された回路になる。抵抗78の抵抗値
が無限大の場合には、従来の図3と同じになる。To prevent the output of the sixth amplifier circuit from appearing in the outputs of the third and fifth amplifier circuits due to the common mode noise at the line terminals L1 and L2, the output of the sixth amplifier circuit is connected to a resistor 75e. To the input of the third amplifier circuit. The resistance value of the resistor 75e is set so as to satisfy the following relationship. R75e = R75b (R71d / R71c) With the above setting, the differential signal between the terminal L1 and the terminal L2 cancels each other and the output becomes zero, so that the amplifier circuit 94 can be ignored. . On the other hand, for the in-phase signal Vcom, the same voltage as the in-phase signal Vcom or a voltage slightly smaller than the same is output from the first amplifier circuit 71 and the second amplifier circuit 72. As a result, almost no voltage is generated between the terminals of the matching resistors 73 and 74, and almost no current flows through these resistors 73 and 74. Therefore, for the in-phase signal Vcom which becomes the common mode noise,
When the resistors 73 and 74 are viewed from the terminals L1 and L2, a high-resistance circuit is formed. If this is equivalently expressed, as shown in FIG. 14, a circuit in which a resistor 78 is inserted and connected between the ground and the center tap of the transformer is obtained. When the resistance value of the resistor 78 is infinite, it becomes the same as the conventional FIG.
【0094】以上のように、この第8の実施形態では、
第6の実施形態のハイブリッド結合回路にアンプ回路9
4を設け、アンプ回路71,72がアンプ回路94の出
力電圧を適宜な利得で加算増幅するようにしたので,第
6の実施形態と同様の利点に加えて次の(19)〜(2
1)ような利点を有している。 (19)コモンモード雑音に対して高抵抗となるので、
該コモンモード雑音による電流が減少する。 (20)前記コモンモード雑音による電流は、平衡ケー
ブルの中点であるグランドに流れるので、該電流が減少
することにより、接地が簡易化できる。 (21)さらに、従来のトランス結合に近い挙動を示す
ハイブリッド結合回路になる。As described above, in the eighth embodiment,
The amplifier circuit 9 is added to the hybrid coupling circuit of the sixth embodiment.
4, the amplifier circuits 71 and 72 add and amplify the output voltage of the amplifier circuit 94 with an appropriate gain. Therefore, in addition to the same advantages as in the sixth embodiment, the following (19) to (2)
1) It has such advantages. (19) High resistance to common mode noise
The current due to the common mode noise decreases. (20) Since the current due to the common mode noise flows to the ground, which is the middle point of the balanced cable, the ground can be simplified by reducing the current. (21) Furthermore, a hybrid coupling circuit that behaves like a conventional transformer coupling is provided.
【0095】なお、本発明は上記実施形態に限定され
ず、種々の変形や応用が可能である。その変形及び応用
例は例えば次のようなものが考えられる。 (a)第2の実施形態では、3個の直流バイアス供給部
58b,59b,60aを設けているが、いずれか1つ
だけを設けてもよい。 (b)図15は、第4の実施形態の変型例を示すハイブ
リッド結合回路の回路図である。The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications and applications are possible. For example, the following modifications are possible. (A) In the second embodiment, three DC bias supply units 58b, 59b, and 60a are provided, but only one of them may be provided. (B) FIG. 15 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a modification of the fourth embodiment.
【0096】第2の実施形態に示した直流バイアス供給
部58b,59b,60aは、第3〜第5の実施形態の
ハイブリッド結合回路にも適用できる。例えば、第4の
実施形態にハイブリッド結合回路に直流バイアス供給部
58bを適用する場合には、図15のように、フォトカ
プラ駆動回路61中の抵抗52bとグランドまたは電源
との間に直流カット用のキャパシタ58aが接続され、
増幅器52aの反転入力端子とグランドまたは電源との
間に直流バイアス供給部58bが接続される。直流バイ
アス供給部59bを適用する場合には、フォトカプラ駆
動回路63中の抵抗54aとフォトカプラ62aの出力
トランジスタ62abのコレクタとの間に直流カット用
のキャパシタ59aが接続され、端子L1と該フォトト
ランジスタ62abのコレクタとの間に直流バイアス供
給部59bが接続される。The DC bias supply units 58b, 59b, 60a shown in the second embodiment can be applied to the hybrid coupling circuits of the third to fifth embodiments. For example, when the DC bias supply unit 58b is applied to the hybrid coupling circuit in the fourth embodiment, as shown in FIG. 15, a DC cut-off circuit is provided between the resistor 52b in the photocoupler driving circuit 61 and the ground or the power supply. Is connected to the capacitor 58a,
A DC bias supply unit 58b is connected between the inverting input terminal of the amplifier 52a and the ground or the power supply. When the DC bias supply unit 59b is applied, a DC cut capacitor 59a is connected between the resistor 54a in the photocoupler driving circuit 63 and the collector of the output transistor 62ab of the photocoupler 62a, and the terminal L1 is connected to the terminal L1. A DC bias supply unit 59b is connected between the transistor 62ab and the collector.
【0097】直流バイアス供給部60aを適用する場合
には、グランドと増幅器55aの反転入力端子との間
に、該直流バイアス供給部60aが接続される。 (c)図16は、フォトカプラの変形例を示す回路図で
ある。第5の実施形態では、トランジスタ64,65を
設け、フォトカプラ51,53の変換効率の不足を補っ
ているが、これらのフォトカプラ51,53自体の変換
効率を向上するようにしてもよい。例えば、図16のよ
うに、入力部となる発光ダイオード96を任意数直列に
接続し、該各発光ダイオード96にそれぞれ対向する出
力トランジスタ97を並列に接続することで、変換効率
が高まった出力信号を取り出すことができる。 (d)第1のフォトカプラ駆動回路の構成についても、
フォトカプラ駆動回路52,58や61以外の構成も考
えられる。When the DC bias supply unit 60a is applied, the DC bias supply unit 60a is connected between the ground and the inverting input terminal of the amplifier 55a. (C) FIG. 16 is a circuit diagram showing a modified example of the photocoupler. In the fifth embodiment, the transistors 64 and 65 are provided to compensate for the shortage of the conversion efficiency of the photocouplers 51 and 53. However, the conversion efficiency of the photocouplers 51 and 53 may be improved. For example, as shown in FIG. 16, an arbitrary number of light emitting diodes 96 serving as input units are connected in series, and output transistors 97 opposed to the respective light emitting diodes 96 are connected in parallel, so that an output signal having increased conversion efficiency is obtained. Can be taken out. (D) Regarding the configuration of the first photocoupler driving circuit,
A configuration other than the photocoupler driving circuits 52, 58 and 61 is also conceivable.
【0098】図17(a)〜(d)は、第1のフォトカ
プラ駆動回路の他の構成例を示す回路図であり、図1、
図5及び図6中の要素と共通の要素には共通の符号が付
されている。図17(a)のフォトカプラ駆動回路は、
シンプルな構成例を示すもので、ベースがキャパシタ6
7を介して端子Tiに接続されたトランジスタ98を備
えている。トランジスタ98のベースは抵抗52cによ
って電源電圧Vdc2に接続され、該トランジスタ98
のエミッタが抵抗52bにより、グランドに接続されて
いる。トランジスタ98のコレクタは、フォトカプラ5
1のフォトトランジスタ51bのカソードに接続されて
いる。FIGS. 17A to 17D are circuit diagrams showing other configuration examples of the first photocoupler driving circuit.
Elements common to those in FIGS. 5 and 6 are denoted by common reference numerals. The photocoupler driving circuit in FIG.
This shows a simple configuration example in which the base is a capacitor 6
And a transistor 98 connected to the terminal Ti through the terminal. The base of transistor 98 is connected to power supply voltage Vdc2 by resistor 52c.
Are connected to the ground by a resistor 52b. The collector of the transistor 98 is connected to the photocoupler 5
It is connected to the cathode of one phototransistor 51b.
【0099】図17(b)の回路例は、交流信号を発生
する交流駆動部に、一定の電圧利得アンプ機能を持たせ
たものであり、送信端子Tiに正相入力端子が接続され
た増幅器52aの反転入力端子とグランドとの間が抵抗
99によって接続されている。増幅器52aの正相入力
端子とグランドとの間には、抵抗52cが接続され、該
増幅器52aの反転入力端子及び出力端子との間には抵
抗100が接続されている。その増幅器52aの出力端
子が、抵抗52b及びキャパシタ58aを介してフォト
カプラ51の発光ダイオード51aに接続されている。
以上のキャパシタ58aまでが交流駆動部であり、発光
ダイオード51aとキャパシタ58aとの接続点には、
直流バイアス供給部58bが接続されている。図17
(c)の回路例は、フォトカプラ61aを負帰還の経路
に組み込んだ場合のフォトカプラ駆動回路において増幅
器52aを交流用の増幅器としたとき回路例である。こ
のときには、送信端子Tiに交流結合用のキャパシタ6
7の一方の電極が接続され、該キャパシタ67の他方の
電極が抵抗52bを介して増幅器52aの反転入力端子
に接続されている。The circuit example shown in FIG. 17 (b) is obtained by providing a constant voltage gain amplifier function to an AC driver for generating an AC signal, and an amplifier in which a positive-phase input terminal is connected to a transmission terminal Ti. The resistor 99 connects between the inverting input terminal 52a and the ground. A resistor 52c is connected between the positive-phase input terminal of the amplifier 52a and the ground, and a resistor 100 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the amplifier 52a. The output terminal of the amplifier 52a is connected to the light emitting diode 51a of the photocoupler 51 via the resistor 52b and the capacitor 58a.
Up to the above-mentioned capacitor 58a is an AC driving unit, and a connection point between the light emitting diode 51a and the capacitor 58a is:
The DC bias supply unit 58b is connected. FIG.
The circuit example of (c) is a circuit example when the amplifier 52a is an AC amplifier in a photocoupler driving circuit in which the photocoupler 61a is incorporated in a negative feedback path. At this time, the capacitor 6 for AC coupling is connected to the transmission terminal Ti.
7, one electrode of the capacitor 67 is connected, and the other electrode of the capacitor 67 is connected to the inverting input terminal of the amplifier 52a via the resistor 52b.
【0100】(d)図18は、電流/電圧変換回路の変
形例を示す回路図である。図1及び図5等に示された電
流/電圧変換回路55及び60も変形が可能である。例
えば図18の回路例では、フォトカプラ53の出力トラ
ンジスタ53bのエミッタにベースが接続されたトラン
ジスタ101を備えている。トランジスタ101のコレ
クタが出力トランジスタ53bのコレクタと共に電源電
圧(+V)に接続され、該トランジスタ101のエミッ
タが電流/電圧変換回路の出力端子になっている。トラ
ンジスタ101のベースには、抵抗55bを介してグラ
ンドに接続され、該トランジスタ101のエミッタが、
エミッタ抵抗102を介してグランドに接続されてい
る。 (e)図19(a)〜(c)は、第2のフォトカプラ駆
動回路の変形例を示す回路図であり、第4の実施形態を
示す図7中の要素と共通の要素には共通の符号が付され
ている。(D) FIG. 18 is a circuit diagram showing a modification of the current / voltage conversion circuit. The current / voltage conversion circuits 55 and 60 shown in FIGS. 1 and 5 can also be modified. For example, the circuit example in FIG. 18 includes a transistor 101 whose base is connected to the emitter of the output transistor 53b of the photocoupler 53. The collector of the transistor 101 is connected to the power supply voltage (+ V) together with the collector of the output transistor 53b, and the emitter of the transistor 101 is the output terminal of the current / voltage conversion circuit. The base of the transistor 101 is connected to ground via a resistor 55b, and the emitter of the transistor 101
It is connected to ground via an emitter resistor 102. (E) FIGS. 19A to 19C are circuit diagrams showing modified examples of the second photocoupler driving circuit, and are common to elements in FIG. 7 showing the fourth embodiment and common elements. Are given.
【0101】これらの第2のフォトカプラ駆動回路は、
演算増幅器103を用いたもので、直列のフォトカプラ
53及び62aの発光ダイオード53a,62aaが該
増幅器103の差動出力端子間に接続されている。ただ
し、直列の発光ダイオード53a,62aaのプラス側
またはマイナス側は、増幅器103の出力端子以外の適
当な電位に接続してもよい (f)図20は、第8の実施形態の変形例のハイブリッ
ド結合回路を示す回路図であり、その第8の実施形態を
示す図13中の要素と共通の要素には共通の符号が付さ
れている。These second photocoupler driving circuits are:
The operational amplifier 103 is used, and light emitting diodes 53a and 62aa of serial photocouplers 53 and 62a are connected between differential output terminals of the amplifier 103. However, the plus side or the minus side of the series light emitting diodes 53a and 62aa may be connected to an appropriate potential other than the output terminal of the amplifier 103. (f) FIG. FIG. 14 is a circuit diagram showing a coupling circuit, wherein components common to those in FIG. 13 showing the eighth embodiment are denoted by common reference numerals.
【0102】第8の実施形態のように、アンプ回路94
を設けたハイブリッド結合回路にも、直流をカットする
ことや、第7の実施形態と同様に、過渡時電流バイパス
手段を設ける考え方は適用できる。図20の変形例で
は、図13のハイブリッド結合回路に対し、第7の実施
形態で適用したキャパシタ81〜83,90と、第1〜
第3の過渡時電流バイパス手段91〜93を設けると共
に、さらに、第11から第14のキャパシタ105,1
06,107,108、109を設けたものである。As in the eighth embodiment, the amplifier circuit 94
Can be applied to the hybrid coupling circuit provided with the above-described method, and the concept of providing the transient current bypass unit as in the seventh embodiment can be applied. In the modification of FIG. 20, the capacitors 81 to 83 and 90 applied to the hybrid coupling circuit of FIG.
Third transient current bypass means 91 to 93 are provided, and the eleventh to fourteenth capacitors 105 and 1 are further provided.
06, 107, 108, and 109 are provided.
【0103】キャパシタ105は、接続点N1とアンプ
回路94の抵抗94aとの間に接続され、これらを交流
結合する。キャパシタ106は、接続点N2とアンプ回
路94の抵抗94bとの間に接続され、これらを交流結
合する構成になっている。キャパシタ107は、増幅器
94cの出力端子とアンプ回路71の抵抗71dとの間
に接続され、これらを交流結合する構成になっている。
キャパシタ108は、増幅器94cの出力端子とアンプ
回路72の抵抗72dとの間に接続され、キャパシタ1
09は、増幅器94cの出力端子とアンプ回路75の抵
抗R72eとの間に接続され、これらを交流結合する構
成になっている。このように、キャパシタ105,10
6,107,108、109を設けることにより、増幅
器94c等が交流専用の増幅器で構成可能になる。ま
た、キャパシタ81,82と過渡時電流バイパス手段9
1〜93を設けることにより、大電流の流入を防止する
と共に過渡時電流から増幅器71b,72bの出力側を
守ることができる。The capacitor 105 is connected between the connection point N1 and the resistor 94a of the amplifier circuit 94, and couples them by AC. The capacitor 106 is connected between the connection point N2 and the resistor 94b of the amplifier circuit 94, and has a configuration in which they are AC-coupled. The capacitor 107 is connected between the output terminal of the amplifier 94c and the resistor 71d of the amplifier circuit 71, and has a configuration in which they are AC-coupled.
The capacitor 108 is connected between the output terminal of the amplifier 94c and the resistor 72d of the amplifier circuit 72.
Reference numeral 09 is connected between the output terminal of the amplifier 94c and the resistor R72e of the amplifier circuit 75, and has a configuration in which they are AC-coupled. Thus, the capacitors 105, 10
By providing 6, 107, 108, and 109, the amplifier 94c and the like can be configured with an amplifier dedicated to AC. Also, the capacitors 81 and 82 and the transient current bypass means 9 are used.
By providing 1 to 93, it is possible to prevent the inflow of a large current and to protect the output sides of the amplifiers 71b and 72b from the transient current.
【0104】(g)第7の実施形態で用いたバリスタ9
1〜93は、回線43に接続されたときにオン状態にな
るスイッチ機能素子やツェナーダイオード等に変更する
ことができる。 (h)第1から第8の実施形態では、AFE回路42a
についての詳細な説明を行っていないが、これらの実施
形態に適したAFE回路42aの説明を以下に示す。(G) Varistor 9 used in the seventh embodiment
1 to 93 can be changed to a switch function element, a Zener diode, or the like which is turned on when connected to the line 43. (H) In the first to eighth embodiments, the AFE circuit 42a
Is not described in detail, but an explanation of the AFE circuit 42a suitable for these embodiments is given below.
【0105】図21(a),(b)は、第1〜第5の実
施形態に適用可能なAFE回路の要部を示す構成図であ
る。第1〜第5の実施形態のハイブリッド結合回路で
は、フォトカプラ51,53の入力部及び出力部に直流
バイアス電流を流す必要がある。電話回線を利用した通
話或いは通信では、端末がオフフック状態であることを
交換機41側に認識させるためのオフフック信号となる
ループ電流Iofを流す必要がある。そこで、前記直流
バイアス電流とループ電流回路110の流す電流Iof
1 との和がそのループ電流Iofとなるよう設定すれ
ばよい。図21(a),(b)には、このように設定し
た回路例を示している。FIGS. 21 (a) and 21 (b) are configuration diagrams showing a main part of an AFE circuit applicable to the first to fifth embodiments. In the hybrid coupling circuits of the first to fifth embodiments, it is necessary to supply a DC bias current to the input unit and the output unit of the photocouplers 51 and 53. In a telephone call or communication using a telephone line, it is necessary to flow a loop current Iof serving as an off-hook signal for causing the exchange 41 to recognize that the terminal is in an off-hook state. Thus, the DC bias current and the current Iof flowing through the loop current circuit 110 are
What is necessary is just to set so that the sum with 1 becomes the loop current Iof. FIGS. 21A and 21B show circuit examples set as described above.
【0106】例えば、図21(a)のAFE回路では、
回線43の電圧が極性反転しも、常にフォトカプラ5
1,53に一定の電圧が印加されるように、全波整流回
路111と、該整流回路111のハイブリッド結合回路
42b側の端子対間に、接続されたループ電流回路11
0及びスイッチ112と、ハイブリッド結合回路との接
続と切り離しとを行うスイッチ113とで構成されてい
る。スイッチ112は、オフフック状態のときにオンす
るものである。ループ電流回路110は、スイッチ11
2がオンしているときに、直流の電流Iof1 を流
し、交流信号に対しては高インピーダンスを示す。図2
1(b)のAFE回路では、スイッチ112をループ電
流回路110が内蔵すると共に、同図(a)のスイッチ
113と同様の機能を、定電流源回路114とスイッチ
115と抵抗116及びトランジスタ117とで実現す
る構成にしている。For example, in the AFE circuit shown in FIG.
Even if the voltage of the line 43 is inverted, the photocoupler 5
The loop current circuit 11 connected between the full-wave rectifier circuit 111 and the terminal pair of the rectifier circuit 111 on the side of the hybrid coupling circuit 42b so that a constant voltage is applied to the rectifier circuits 1 and 53.
0 and a switch 112, and a switch 113 for connecting and disconnecting the hybrid coupling circuit. The switch 112 is turned on when in an off-hook state. The loop current circuit 110 includes a switch 11
When the switch 2 is on, a DC current Iof1 flows, and a high impedance is exhibited for an AC signal. FIG.
In the AFE circuit 1 (b), the switch 112 is incorporated in the loop current circuit 110, and the same function as the switch 113 in FIG. 1A is performed by the constant current source circuit 114, the switch 115, the resistor 116, the transistor 117, It is configured to be realized by.
【0107】図22(a),(b)は、第6〜第8の実
施形態に適用可能なAFE回路の要部を示す構成図であ
る。第6〜第8の実施形態の実施形態のハイブリッド結
合回路に対するAFE回路では、図22(a)のよう
に、直流の電流Iofを流す電流ループ回路120とそ
れをオン及びオフするスイッチ121と、端子L1と回
線43とを接続または切り離すスイッチ122と、端子
L2と回線43を接続または切り離しを行うスイッチ1
23とを設けておけばよい。FIGS. 22 (a) and 22 (b) are configuration diagrams showing a main part of an AFE circuit applicable to the sixth to eighth embodiments. In the AFE circuit for the hybrid coupling circuit according to the sixth to eighth embodiments, as shown in FIG. 22A, a current loop circuit 120 for flowing a DC current Iof, a switch 121 for turning it on and off, A switch 122 for connecting or disconnecting the terminal L1 from the line 43 and a switch 1 for connecting or disconnecting the terminal L2 from the line 43
23 may be provided.
【0108】図22(b)では、同図(a)の回路を半
導体素子で構成できるようにしたものであり、全波整流
回路125を回線43側に設け、前記電流Iof1 を
流す電流ループ回路126をフォトカプラ等でオン及び
オフできる疑似インダクタンス回路或いは定電流回路で
構成し、全波整流回路125のハイブリッド結合回路側
端子対間に直列に接続している。全波整流回路125の
一方の端子と端子L1との間に、同図(a)のスイッチ
122に相当するスイッチ部127が接続され、全波整
流回路125の他方の端子と端子L2との間に、同図
(a)のスイッチ123に相当するスイッチ部128が
接続されている。スイッチ部127は全波整流回路12
5の端子に一端が接続された抵抗127aと、この全波
整流回路125の端子にエミッタが接続されると共に抵
抗127aの他端にベースが接続されたトランジスタ1
27bとで構成されている。トランジスタ127bのコ
レクタが端子L1に接続されている。スイッチ部128
は全波整流回路125の他方の端子に一端が接続された
抵抗128aと、この全波整流回路125の端子にエミ
ッタが接続されると共に抵抗128aの他端にベースが
接続されたトランジスタ128bとで構成されている。
トランジスタ128bのコレクタが端子L2に接続され
ている。In FIG. 22 (b), the circuit shown in FIG. 22 (a) can be constituted by a semiconductor element. A full-wave rectifier circuit 125 is provided on the line 43 side, and a current loop circuit through which the current Iof1 flows. Reference numeral 126 denotes a pseudo-inductance circuit or a constant current circuit that can be turned on and off by a photocoupler or the like, and is connected in series between a pair of terminals on the hybrid coupling circuit side of the full-wave rectifier circuit 125. A switch unit 127 corresponding to the switch 122 in FIG. 9A is connected between one terminal of the full-wave rectifier circuit 125 and the terminal L1, and is connected between the other terminal of the full-wave rectifier circuit 125 and the terminal L2. The switch unit 128 corresponding to the switch 123 in FIG. The switch unit 127 includes the full-wave rectifier circuit 12
And a transistor 127 having an emitter connected to the terminal of the full-wave rectifier circuit 125 and a base connected to the other end of the resistor 127a.
27b. The collector of the transistor 127b is connected to the terminal L1. Switch section 128
Is a resistor 128a having one end connected to the other terminal of the full-wave rectifier circuit 125, and a transistor 128b having an emitter connected to the terminal of the full-wave rectifier circuit 125 and a base connected to the other end of the resistor 128a. It is configured.
The collector of the transistor 128b is connected to the terminal L2.
【0109】抵抗127aの他端と抵抗128aの他端
との間には、スイッチ部127,128を駆動する定電
流回路129と、フォトカプラ等で構成され、該定電流
回路129をオン及びオフするスイッチ130とが接続
されている。トランジスタ127b,128bのコレク
タ間には、該トランジスタ127a,128bの直流バ
イアス電流を流す定電流回路131と、フォトカプラ等
で構成され、該定電流回路131をオン及びオフするス
イッチ132とが接続されている。スイッチ130及び
132は、ほぼ同時にオン及びオフするものである。定
電流回路129に流れる電流と定電流回路131に流れ
る電流とループ電流回路126に流れる電流の合計が,
オフフック電流Iofとなる構成になっている。A constant current circuit 129 for driving the switches 127 and 128 and a photocoupler are provided between the other end of the resistor 127a and the other end of the resistor 128a, and the constant current circuit 129 is turned on and off. Switch 130 is connected. Connected between the collectors of the transistors 127b and 128b is a constant current circuit 131 for flowing a DC bias current of the transistors 127a and 128b, and a switch 132 configured by a photocoupler or the like and for turning on and off the constant current circuit 131. ing. Switches 130 and 132 are turned on and off almost simultaneously. The sum of the current flowing through the constant current circuit 129, the current flowing through the constant current circuit 131, and the current flowing through the loop current circuit 126 is:
The off-hook current Iof is configured.
【0110】ここで、電流Iofと電流Iof1 をほ
ぼ等しくなるように設定しておけば、スイッチ130,
132がオフのときにスイッチ121をオンにすること
で、ダイヤルパルスの発生も可能になる。なお、回線4
3が、プッシュボタン専用回線の場合には、スイッチ1
30でオン及びオフされる定電流回路129を疑似イン
ダクタンス回路または定電流回路とし、この回路129
に流れる電流をループ電流Iofとほぼ等しくして電流
ループ回路126の機能を持たせ、該電流ループ回路1
26を削除してもよい。If the current Iof and the current Iof1 are set to be substantially equal, the switches 130 and
By turning on the switch 121 when 132 is off, dial pulses can be generated. Line 4
If 3 is a push button dedicated line, switch 1
The constant current circuit 129 which is turned on and off at 30 is a pseudo inductance circuit or a constant current circuit.
The current flowing through the current loop circuit 1 is made substantially equal to the loop current Iof to provide the function of the current loop circuit 126.
26 may be deleted.
【0111】次に、前述の第6乃至第8の実施形態にお
けるハイブリット結合回路において、送信信号レベルの
劣化、側音防止機能の劣化を低減できる形態について説
明する。Next, a description will be given of a form in which the deterioration of the transmission signal level and the deterioration of the sidetone prevention function can be reduced in the hybrid coupling circuits in the above-described sixth to eighth embodiments.
【0112】この形態では、第1のアンプ回路は、平衡
形ケーブルの特性インピーダンスR0に比べて十分に低
い出力インピーダンスを有し、端末側送信電圧Viを正
相(或いは逆相)で増幅するアンプ回路で構成される。
さらに、第2のアンプ回路は、平衡形ケーブルの特性イ
ンピーダンスR0に比べて十分に低い出力インピーダン
スを有し、端末側送信電圧Viを逆相(或いは正相)で
増幅するアンプ回路で構成される。In this embodiment, the first amplifier circuit has an output impedance sufficiently lower than the characteristic impedance R0 of the balanced cable, and amplifies the terminal-side transmission voltage Vi in a positive phase (or a negative phase). It is composed of a circuit.
Further, the second amplifier circuit has an output impedance that is sufficiently lower than the characteristic impedance R0 of the balanced cable, and is configured by an amplifier circuit that amplifies the terminal-side transmission voltage Vi in a reverse phase (or a positive phase). .
【0113】すなわち、第1のアンプ回路と第2のアン
プ回路は互いに逆相で同利得値であり、入力が端末側送
信電圧Viに接続された構成である。That is, the first amplifier circuit and the second amplifier circuit have opposite phases and the same gain value, and the input is connected to the terminal side transmission voltage Vi.
【0114】この形態を図9に示される第6の実施の形
態に適用した構成が図23に示される。FIG. 23 shows a configuration in which this embodiment is applied to the sixth embodiment shown in FIG.
【0115】第1のアンプ回路71の演算増幅器71b
の正相入力端子(+)は送信端子Tiに接続され、逆相
入力端子(ー)は抵抗71e及び抵抗71fの一端に接
続される。抵抗71eの他端はグランドに接続される。
抵抗71fの他端は、演算増幅器71bの出力端子、抵
抗74及び抵抗75bに接続される。The operational amplifier 71b of the first amplifier circuit 71
The positive-phase input terminal (+) is connected to the transmission terminal Ti, and the negative-phase input terminal (−) is connected to one ends of the resistors 71e and 71f. The other end of the resistor 71e is connected to the ground.
The other end of the resistor 71f is connected to the output terminal of the operational amplifier 71b, the resistor 74 and the resistor 75b.
【0116】第2のアンプ回路72の演算増幅器72b
の正相入力端子(+)はグランドに接続され、逆相入力
端子(ー)は抵抗72d及び抵抗72eの一端に接続さ
れる。抵抗72dの他端は送信端子Tiに接続される。
抵抗72eの他端は、演算増幅器72bの出力端子、抵
抗73の一端に接続される。The operational amplifier 72b of the second amplifier circuit 72
Are connected to the ground, and the negative-phase input terminal (-) is connected to one ends of the resistors 72d and 72e. The other end of the resistor 72d is connected to the transmission terminal Ti.
The other end of the resistor 72e is connected to the output terminal of the operational amplifier 72b and one end of the resistor 73.
【0117】この第1のアンプ回路71と第2のアンプ
回路72とは、出力振幅が等しく、出力位相関係が互い
に180度異なる出力となる。さらに、周波数に対する
位相遅れの特性を予め調整しておく。すなわち、以下の
関係を満たすように各抵抗値を設定しておく。 (R71e+R71f)/R71e=R72e/R72d ただし、R71e;抵抗71eの抵抗値 R71f;抵抗71fの抵抗値 R72d;抵抗72dの抵抗値 R72e;抵抗72eの抵抗値The first amplifier circuit 71 and the second amplifier circuit 72 have outputs having the same output amplitude and an output phase relationship different from each other by 180 degrees. Further, the characteristic of the phase delay with respect to the frequency is adjusted in advance. That is, each resistance value is set so as to satisfy the following relationship. (R71e + R71f) / R71e = R72e / R72d where R71e; resistance value of resistor 71e R71f; resistance value of resistor 71f R72d; resistance value of resistor 72d R72e; resistance value of resistor 72e
【0118】前述の第6の実施の形態では、第2のアン
プ回路に位相遅れが生じると、送信信号のレベルの劣
化、側音防止機能の劣化が生じる可能性がある。上述の
構成では、第1のアンプ回路と第2のアンプ回路の位相
遅れの特性を揃えてあるので、伝送周波数が高くなり第
1及び第2のアンプ回路に位相遅れが生じたとしても、
第1及び第2のアンプ回路の出力間の位相は、常に18
0度異なったものとなる。従って、送信信号のレベルの
劣化、側音防止機能の劣化を大幅に低減することができ
る。In the above-described sixth embodiment, if a phase delay occurs in the second amplifier circuit, there is a possibility that the level of the transmission signal is degraded and the side noise prevention function is degraded. In the above-described configuration, since the phase delay characteristics of the first amplifier circuit and the second amplifier circuit are made uniform, even if the transmission frequency is increased and the first and second amplifier circuits have a phase delay,
The phase between the outputs of the first and second amplifier circuits is always 18
It will be 0 degrees different. Therefore, deterioration of the level of the transmission signal and deterioration of the sidetone prevention function can be significantly reduced.
【0119】このような構成を図12に示される第7の
実施の形態及び図13に示される第8の実施の形態に適
用した例が図24及び図25にそれぞれ示される。Examples in which such a configuration is applied to the seventh embodiment shown in FIG. 12 and the eighth embodiment shown in FIG. 13 are shown in FIGS. 24 and 25, respectively.
【0120】図24の第7の実施の形態に適用した例で
は、第1のアンプ回路71の演算増幅器71bの正相入
力端子(+)はグランドに接続され、逆相入力端子
(ー)は抵抗71e及び抵抗71fの一端に接続され
る。抵抗71eの他端はキャパシタ83及び演算増幅器
72bの正相入力端子(+)に接続される。抵抗71f
の他端は、演算増幅器71bの出力端子、抵抗74及び
抵抗75bに接続される。In the example applied to the seventh embodiment of FIG. 24, the positive-phase input terminal (+) of the operational amplifier 71b of the first amplifier circuit 71 is connected to the ground, and the negative-phase input terminal (−) is connected to the ground. Connected to one ends of the resistors 71e and 71f. The other end of the resistor 71e is connected to the capacitor 83 and the positive-phase input terminal (+) of the operational amplifier 72b. Resistance 71f
Is connected to the output terminal of the operational amplifier 71b, the resistor 74 and the resistor 75b.
【0121】第2のアンプ回路72の演算増幅器72b
の逆相入力端子(ー)は抵抗72d及び抵抗72eの一
端に接続される。抵抗72dの他端はグランドに接続さ
れる。抵抗72eの他端は、演算増幅器72bの出力端
子、抵抗73の一端に接続される。The operational amplifier 72b of the second amplifier circuit 72
Are connected to one ends of the resistors 72d and 72e. The other end of the resistor 72d is connected to the ground. The other end of the resistor 72e is connected to the output terminal of the operational amplifier 72b and one end of the resistor 73.
【0122】この場合も、 各抵抗値R71e、R71
f、R72d、R72eは上述の関係を満たすように設定
されている。位相関係が反転しているので、R71f/
R71e=(R72e+R72d)/R72となる。In this case as well, each resistance value R71e, R71
f, R72d, and R72e are set so as to satisfy the above relationship. Since the phase relationship is inverted, R71f /
R71e = (R72e + R72d) / R72.
【0123】図25の第8の実施の形態に適用した例で
は、第1のアンプ回路71の演算増幅器71bの正相入
力端子(+)は抵抗71a及び抵抗71eの一端に接続
され、逆相入力端子(ー)は抵抗71c及び抵抗71d
の一端に接続される。抵抗71aの他端は送信端子Ti
及び抵抗72aの一端に接続される。抵抗71eの他端
はグランドに接続される。抵抗71dの他端は演算増幅
器94cの出力、抵抗72bの一端及び抵抗75eの一
端に接続される。抵抗75eの他端は演算増幅器75c
の逆相入力端子(ー)に接続される。In the example applied to the eighth embodiment shown in FIG. 25, the positive-phase input terminal (+) of the operational amplifier 71b of the first amplifier circuit 71 is connected to one end of a resistor 71a and a resistor 71e. The input terminal (-) is a resistor 71c and a resistor 71d.
Is connected to one end. The other end of the resistor 71a is a transmission terminal Ti
And one end of the resistor 72a. The other end of the resistor 71e is connected to the ground. The other end of the resistor 71d is connected to the output of the operational amplifier 94c, one end of the resistor 72b, and one end of the resistor 75e. The other end of the resistor 75e is connected to an operational amplifier 75c.
Connected to the negative phase input terminal (-).
【0124】この場合、第1のアンプ71と第2のアン
プ72との利得が等しく(位相は逆相関係)なるために
以下の関係を満たすように各抵抗値が設定される。 G=(R71e/(R71a+R71e))(R71c+R71d)/R71d =R72c/R72a ただし、R71a;抵抗71aの抵抗値 R71c;抵抗71cの抵抗値 R71d;抵抗71dの抵抗値 R71e;抵抗71eの抵抗値 R72a;抵抗72aの抵抗値 R72c;抵抗72cの抵抗値In this case, since the gains of the first amplifier 71 and the second amplifier 72 are equal (the phases are opposite in phase), each resistance value is set so as to satisfy the following relationship. G = (R71e / (R71a + R71e)) (R71c + R71d) / R71d = R72c / R72a where R71a; resistance value of resistance 71a R71c; resistance value of resistance 71c R71d; resistance value of resistance 71d R71e; resistance value of resistance 71e R72a; Resistance value of resistance 72a R72c; resistance value of resistance 72c
【0125】このような構成によれば、第1のアンプ回
路と第2のアンプ回路の位相遅れの特性を揃えてあるの
で、伝送周波数が高くなり第1及び第2のアンプ回路に
位相遅れが生じたとしても、第1及び第2のアンプ回路
の出力間の位相は、常に180度異なったものとなる。
従って、送信信号のレベルの劣化、側音防止機能の劣化
を大幅に低減することができる。According to such a configuration, since the phase delay characteristics of the first amplifier circuit and the second amplifier circuit are made uniform, the transmission frequency becomes higher and the first and second amplifier circuits have a phase delay. Even if this occurs, the phase between the outputs of the first and second amplifier circuits will always be 180 degrees different.
Therefore, deterioration of the level of the transmission signal and deterioration of the sidetone prevention function can be significantly reduced.
【0126】このような構成は、図3に示されるような
従来のトランスを用いるハイブリット結合回路にも適用
できる。その適用例を図26に示す。この適用例につい
ては、上述の説明を参酌すれば容易に理解できるので、
詳細な説明は省略する。This configuration can be applied to a hybrid coupling circuit using a conventional transformer as shown in FIG. FIG. 26 shows an application example. Since this application example can be easily understood by referring to the above description,
Detailed description is omitted.
【0127】次に、前述の第6乃至第8の実施形態にお
けるハイブリット結合回路において、素子数を大幅に低
減できる形態について説明する。Next, a description will be given of embodiments in which the number of elements can be significantly reduced in the hybrid coupling circuits according to the sixth to eighth embodiments.
【0128】この形態では、第6乃至第8の実施形態に
おける第3乃至第5のアンプ回路が第7のアンプ回路に
置き換えられている。この第7のアンプ回路は、第1の
アンプ回路の出力と、第1のマッチング抵抗と一方の回
線の接続点の電圧と、第2のマッチング抵抗と他方の回
線との接続点の電圧とを一定の利得比で加算する機能を
有する。さらに、第8の実施の形態に適用する場合に
は、第1のアンプ回路の出力と、第1のマッチング抵抗
と一方の回線の接続点の電圧と、第2のマッチング抵抗
と他方の回線との接続点の電圧と、第6のアンプ回路の
出力とを一定の利得比で加算する機能を有する。In this embodiment, the third to fifth amplifier circuits in the sixth to eighth embodiments are replaced with seventh amplifier circuits. The seventh amplifier circuit calculates the output of the first amplifier circuit, the voltage at the connection point between the first matching resistor and one line, and the voltage at the connection point between the second matching resistor and the other line. It has the function of adding at a constant gain ratio. Further, when applied to the eighth embodiment, the output of the first amplifier circuit, the voltage of the connection point between the first matching resistor and one of the lines, the second matching resistor and the other line, And the output of the sixth amplifier circuit is added at a constant gain ratio.
【0129】この形態を図9に示される第6の実施の形
態に適用した構成が図27に示される。FIG. 27 shows a configuration in which this embodiment is applied to the sixth embodiment shown in FIG.
【0130】ここでは、第3のアンプ回路75、第4の
アンプ回路76、第5のアンプ回路77の代わりに、第
7のアンプ回路78を設けている。Here, a seventh amplifier circuit 78 is provided instead of the third amplifier circuit 75, the fourth amplifier circuit 76, and the fifth amplifier circuit 77.
【0131】この第7のアンプ回路78の差動増幅回路
78fの正相入力端子(+)には、抵抗78d及び抵抗
78eの一端が接続される。差動増幅回路78fの逆相
入力端子(ー)には、抵抗78a、抵抗78b、抵抗7
8cの一端が接続される。One end of a resistor 78d and one end of a resistor 78e are connected to the positive-phase input terminal (+) of the differential amplifier circuit 78f of the seventh amplifier circuit 78. A resistor 78a, a resistor 78b, a resistor 7
One end of 8c is connected.
【0132】抵抗78aの他端は接続点N1に接続さ
れ、抵抗78bの他端は第1のアンプ回路71の出力端
子に接続される。抵抗78cの他端は受信端子Vo及び差
動増幅回路78fの出力に接続される。抵抗78dの他端
はグランドに接続され、抵抗78eの他端は接続点N2
に接続される。The other end of the resistor 78a is connected to the connection point N1, and the other end of the resistor 78b is connected to the output terminal of the first amplifier circuit 71. The other end of the resistor 78c is connected to the receiving terminal Vo and the output of the differential amplifier circuit 78f. The other end of the resistor 78d is connected to the ground, and the other end of the resistor 78e is connected to a connection point N2.
Connected to.
【0133】ここで、端子L1の電圧をV1、端子L2の
電圧をV2、第1のアンプ回路71の出力電圧をVo1と
すると、第7のアンプ回路78の出力電圧Voは以下の
式で表わせる。この場合、抵抗値(R)の表示は上述の
場合に準じて同様に表示する。 Vo=V2(R78d/(R78d+R78e))((R78aR78b+R78b R78c+R78cR78a)/(R78aR78b)) −V1R78c/ R78a−Vo1R78c/R78b ・・・(33)Here, assuming that the voltage at the terminal L1 is V1, the voltage at the terminal L2 is V2, and the output voltage of the first amplifier circuit 71 is Vo1, the output voltage Vo of the seventh amplifier circuit 78 is expressed by the following equation. You. In this case, the resistance value (R) is displayed in the same manner as described above. Vo = V2 (R78d / (R78d + R78e)) ((R78aR78b + R78b R78c + R78cR78a) / (R78aR78b))-V1R78c / R78a-Vo1R78c / R78b (33)
【0134】ここで回線からのコモンモード雑音Vco
mに対して受信端子電圧Vo=0となるように設定する
と、以下の式で表わせる。 V1=V2=Vcom, Vo1=0 Vo=Vcom(R78d/(R78d+R78e))((R78aR78b+ R78bR78c+R78cR78a)/(R78aR78b))−VcomR 78c/R78a=0 従って、0= (R78d/(R78d+R78e))((R78aR78b+R 78bR78c+R78cR78a)/(R78aR78b))−R78c/R 78a ・・・(34)Here, the common mode noise Vco from the line
When the receiving terminal voltage Vo is set to be 0 for m, it can be expressed by the following equation. V1 = V2 = Vcom, Vo1 = 0 Vo = Vcom (R78d / (R78d + R78e)) ((R78aR78b + R78bR78c + R78cR78a) / (R78aR78b)) − VcomR 78c / R78a = 0 Therefore, 0 = (R78d / Rb) 78bR78c + R78cR78a) / (R78aR78b))-R78c / R78a (34)
【0135】入力電圧Viに対する第1のアンプ回路の
出力Vo1については、前述の(17)式乃至(20)
式に示すように、回線への出力Vlo、端子L1の電圧V
1、端子L2の電圧V2は、 Vlo=−Vo1,V1=−0.5Vo1,V2=0.
5Vo1With respect to the output Vo1 of the first amplifier circuit with respect to the input voltage Vi, the above equations (17) to (20)
As shown in the equation, the output Vlo to the line, the voltage V at the terminal L1
1. The voltage V2 of the terminal L2 is Vlo = -Vo1, V1 = -0.5Vo1, V2 = 0.
5Vo1
【0136】Vo1に対しては側音防止機能実現のため
受信端子電圧Vo=0となるように設定する。 Vo=0=0.5Vo1 (R78d/(R78d+R78e))((R78aR 78b+R78bR78c+R78cR78a)/(R78aR78b))+0 .5Vo1R78c/R78a−Vo1R78c/R78b) 従って、 0=(R78d/(R78d+R78e))((R78aR78b+R78bR 78c+R78cR78a)/(R78aR78b))+R78c/R78a− 2Vo1R78c/R78b ・・・(35)For Vo1, the receiving terminal voltage Vo = 0 is set to realize the sidetone prevention function. Vo = 0 = 0.5 Vo1 (R78d / (R78d + R78e)) ((R78aR 78b + R78bR78c + R78cR78a) / (R78aR78b)) + 0. 5Vo1R78c / R78a-Vo1R78c / R78b) Therefore, 0 = (R78d / (R78d + R78e)) ((R78aR78b + R78bR 78c + R78cR78a) / (R78aR78b)) + R78c / R78a-2Vo1R78c / R78b
【0137】ここで(34)式から(35)式を引くと
以下のようになる。 0=ー2R78c/R78a+2R78c/R78b ・・・(36) 従って、R78a=R78b ・・・(37)Here, the following equation is obtained by subtracting the equation (35) from the equation (34). 0 = −2R78c / R78a + 2R78c / R78b (36) Therefore, R78a = R78b (37)
【0138】ここで(37)式を(34)式に代入する
と以下のようになる。 0=(R78d/(R78d+R78e))(R78a+2R78c) /R78a−R78c/R78a ・・・(38) よって、 R78e/R78d=(R78a+R78c)/R78cもしくは R78e=R78d(R78a+R78c)/R78c・・・(39) 従って、R78d/(R78d+R78e) =R78c/(R78a+2R78c) ・・・(40)Here, the following is obtained by substituting equation (37) into equation (34). 0 = (R78d / (R78d + R78e)) (R78a + 2R78c) / R78a-R78c / R78a (38) Therefore, R78e / R78d = (R78a + R78c) / R78c or R78e = R78d (R78a + R78c) / R78c (39) Therefore, R78d / (R78d + R78e) = R78c / (R78a + 2R78c) (40)
【0139】回線間の平衡入力Vsに対する受信端子の出
力電圧Voを求めると以下のようになる。V2=0.5V
s,V1=−0.5Vsとし、(37)式及び(40)
式を(33)式に代入すると、 V0=0.5Vs(R78d/(R78d+R78e))((R78aR78b+ R78bR78c+R78cR78a)/(R78aR78b))+0.5Vo 1R78c/R78a =0.5Vs((R78c/(R78a+2R78c))(R78a+2R 78c)/R78a+R78c/R78a) =VsR78c/R78a ・・・(41)The output voltage Vo of the receiving terminal with respect to the balanced input Vs between the lines is obtained as follows. V2 = 0.5V
s, V1 = −0.5 Vs, and Equation (37) and (40)
By substituting the equation into the equation (33), V0 = 0.5 Vs (R78d / (R78d + R78e)) ((R78aR78b + R78bR78c + R78cR78a) / (R78aR78b)) + 0.5Vo1R78c / R78a = 0.5Vs ((R78c / (R78a + 2R78)) (R78a + 2R 78c) / R78a + R78c / R78a = VsR78c / R78a (41)
【0140】このように第6の実施形態と同様に本構成
においても、回線からのコモンモード雑音除去、及び送
信信号に対しては側音防止の機能を併せ持ったハイブリ
ッド結合回路が実現できる。さらに、この構成では第6
の実施形態に比較して大幅に素子数が低減できる。As described above, also in the present configuration, as in the sixth embodiment, a hybrid coupling circuit having functions of removing common mode noise from a line and preventing a side signal from transmitting a signal can be realized. Further, in this configuration, the sixth
The number of elements can be greatly reduced as compared with the embodiment.
【0141】この構成を図24に示される形態に適用し
た構成が図28に示される。第7のアンプ回路78の差
動増幅回路78fの正相入力端子(+)には、抵抗78d
及び抵抗78eの一端が接続される。差動増幅回路78
fの逆相入力端子(ー)には、抵抗78a、抵抗78b、
抵抗78cの一端が接続される。FIG. 28 shows a configuration in which this configuration is applied to the form shown in FIG. The positive input terminal (+) of the differential amplifier circuit 78f of the seventh amplifier circuit 78 is connected to a resistor 78d.
And one end of the resistor 78e. Differential amplifier circuit 78
A resistor 78a, a resistor 78b,
One end of the resistor 78c is connected.
【0142】抵抗78aの他端は接続点N1に接続さ
れ、抵抗78bの他端は第1のアンプ回路71の出力端
子に接続される。抵抗78cの他端は受信端子Vo及び差
動増幅回路78fの出力に接続される。抵抗78dの他端
はグランドに接続され、抵抗78eの他端は接続点N2
に接続される。The other end of the resistor 78a is connected to the connection point N1, and the other end of the resistor 78b is connected to the output terminal of the first amplifier circuit 71. The other end of the resistor 78c is connected to the receiving terminal Vo and the output of the differential amplifier circuit 78f. The other end of the resistor 78d is connected to the ground, and the other end of the resistor 78e is connected to a connection point N2.
Connected to.
【0143】この構成を図25に示される形態に適用し
た構成が図29に示される。第7のアンプ回路78の差
動増幅回路78fの正相入力端子(+)には、抵抗78d
及び抵抗78eの一端が接続される。差動増幅回路78
fの逆相入力端子(ー)には、抵抗78a、抵抗78b、
抵抗78c、抵抗78gの一端が接続される。FIG. 29 shows a configuration in which this configuration is applied to the form shown in FIG. The positive input terminal (+) of the differential amplifier circuit 78f of the seventh amplifier circuit 78 is connected to a resistor 78d.
And one end of the resistor 78e. Differential amplifier circuit 78
A resistor 78a, a resistor 78b,
One ends of the resistors 78c and 78g are connected.
【0144】抵抗78aの他端は接続点N1に接続さ
れ、抵抗78bの他端は第1のアンプ回路71の出力端
子に接続される。抵抗78cの他端は受信端子Vo及び差
動増幅回路78fの出力に接続される。抵抗78dの他端
はグランドに接続され、抵抗78eの他端は接続点N2
に接続される。抵抗78gの他端は第6のアンプ回路9
4の出力端子に接続される。The other end of the resistor 78a is connected to the connection point N1, and the other end of the resistor 78b is connected to the output terminal of the first amplifier circuit 71. The other end of the resistor 78c is connected to the receiving terminal Vo and the output of the differential amplifier circuit 78f. The other end of the resistor 78d is connected to the ground, and the other end of the resistor 78e is connected to a connection point N2.
Connected to. The other end of the resistor 78g is connected to the sixth amplifier circuit 9.
4 output terminal.
【0145】これらの構成でも図27に示される構成と
同様に、回線からのコモンモード雑音除去、及び送信信
号に対しては側音防止の機能を併せ持ったハイブリッド
結合回路が実現できると共に大幅に素子数が低減でき
る。In these configurations, as in the configuration shown in FIG. 27, it is possible to realize a hybrid coupling circuit having both functions of removing common mode noise from a line and preventing side noise for a transmission signal, and greatly reducing the number of elements. The number can be reduced.
【0146】また、図28に示される回路の第1のアン
プ回路と第2のアンプ回路の前段、すなわち、第1及び
第2のアンプ回路と受信端子Tiとの間に第8のアンプ
回路79を設けた構成が図30に示される。An eighth amplifier circuit 79 is provided before the first and second amplifier circuits of the circuit shown in FIG. 28, that is, between the first and second amplifier circuits and the receiving terminal Ti. 30 is shown in FIG.
【0147】第8のアンプ回路79の差動増幅回路79
の正相入力端子(+)はグランドに接続され、逆相入力
端子(ー)は抵抗79a及び抵抗79cの一端に接続さ
れる。この抵抗79aの他端はキャパシタC3に接続さ
れ、抵抗79cの他端は差動増幅回路79bの出力に接続
されている。The differential amplifier circuit 79 of the eighth amplifier circuit 79
Is connected to the ground, and the negative-phase input terminal (-) is connected to one end of the resistor 79a and the resistor 79c. The other end of the resistor 79a is connected to the capacitor C3, and the other end of the resistor 79c is connected to the output of the differential amplifier 79b.
【0148】この構成によれば、第1及び第2のアンプ
回路の利得を低く抑えることが可能となり、第1及び第
2のアンプ回路を負帰還アンプ回路とした場合、負帰還
量を大きくできる為、第1及び第2のアンプ回路の出力
のバランスを向上させることができる。According to this configuration, the gains of the first and second amplifier circuits can be suppressed low, and when the first and second amplifier circuits are negative feedback amplifier circuits, the amount of negative feedback can be increased. Therefore, the balance between the outputs of the first and second amplifier circuits can be improved.
【0149】また、図23から図30に例示するよう
に、第1と第2のアンプ回路の入力を送信端子Tiに接
続する、あるいは、該第1と第2のアンプ回路の入力と
該送信端子Tiの間に第8のアンプ回路を挿入する、あ
るいは、第3から第5のアンプ回路を用いる代わりに第
7のアンプ回路を用いる例においても、アンプの加算入
力部にキャパシタ結合を用いて直流分をカットし該アン
プ回路の出力ダイナミックレンジを有効活用する方法、
更に交流アンプを用いる方法、あるいは、第7の実施の
形態で説明した回線と第1及び第2の接続点との間にそ
れぞれキャパシタを接続し、該第1の接続点と該第2の
接続点とグランドとの、それぞれの間に前述の第1から
第3の過渡時電流バイパス手段を設ける方法を適用でき
る。さらに、アンプやフォトカップラの位相関係につい
ても、例示した回路に即して説明を行ってきたものであ
り、前段のアンプやフォトカップラの出力の位相を反転
したら、後段のアンプ入力の加算入力も逆相で加算する
など、適宜に加算の符号(正相か逆相)と利得を選ぶこ
とにより、これまでの説明と異なる位相関係を用いても
防側音機能やコモンモード雑音電流の軽減は可能であ
る。As illustrated in FIGS. 23 to 30, the inputs of the first and second amplifier circuits are connected to the transmission terminal Ti, or the inputs of the first and second amplifier circuits are connected to the transmission terminal Ti. In an example in which the eighth amplifier circuit is inserted between the terminals Ti, or in which the seventh amplifier circuit is used instead of the third to fifth amplifier circuits, a capacitor coupling is used in the addition input section of the amplifier. A method of cutting the DC component and effectively utilizing the output dynamic range of the amplifier circuit,
Further, a capacitor is connected between the line described in the seventh embodiment and the first and second connection points by using an AC amplifier, or the first connection point is connected to the second connection point. The method of providing the above-mentioned first to third transient current bypass means between each of the point and the ground can be applied. Further, the phase relationship between the amplifier and the photocoupler has been described in accordance with the illustrated circuit.If the phase of the output of the preceding amplifier or the photocoupler is inverted, the sum of the input of the subsequent amplifier is also reduced. By selecting the sign (positive phase or reverse phase) and gain of the addition as appropriate, such as adding in the opposite phase, the side protection function and the reduction of the common mode noise current can be achieved even if a phase relationship different from that described above is used. It is possible.
【0150】[0150]
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、トランスを用いることなく防側音機能や、コモン
モード雑音に基づく電流を軽減できるので、ハイブリッ
ド結合回路としてのトランスを不要にできる。これによ
り、小型軽量、低コスト、磁気的ノイズに強いハイブリ
ッド結合回路が実現できる。As described in detail above, according to the present invention, the side protection function and the current based on common mode noise can be reduced without using a transformer, so that a transformer as a hybrid coupling circuit is not required. it can. This makes it possible to realize a hybrid coupling circuit that is small, lightweight, low-cost, and resistant to magnetic noise.
【0151】さらに、本発明によれば、平衡ケーブルに
乗るコモンモードノイズをキャンセルすると共に側音防
止するハイブリッド結合回路が、トランスを用いずに構
成できる。そのため、ハイブリッド結合回路を軽量小形
にできると共に、低コスト化できる。さらに、トランス
を用いないので、磁気的なノイズにも耐性を持つハイブ
リッド結合回路が実現できる。Further, according to the present invention, a hybrid coupling circuit that cancels common mode noise on a balanced cable and prevents side noise can be configured without using a transformer. Therefore, the weight of the hybrid coupling circuit can be reduced, and the cost can be reduced. Further, since a transformer is not used, a hybrid coupling circuit having resistance to magnetic noise can be realized.
【図1】本発明の第1の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図2】従来の電話機に用いられたハイブリッド結合回
路の構成例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a hybrid combination circuit used in a conventional telephone.
【図3】従来のハイブリッド結合回路の他の例を示す回
路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another example of a conventional hybrid coupling circuit.
【図4】局の交換機と通信端末の関係を示す構成図であ
る。FIG. 4 is a configuration diagram showing a relationship between a central office exchange and communication terminals.
【図5】本発明の第2の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図6】本発明の第3の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit according to a third embodiment of the present invention.
【図7】本発明の第4の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
【図8】本発明の第5の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
【図9】本発明の第6の実施形態を示すハイブリッド結
合回路の回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit according to a sixth embodiment of the present invention.
【図10】図9のハイブリッド結合回路の改善例を示す
回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing an improved example of the hybrid coupling circuit of FIG. 9;
【図11】図10の等価回路を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of FIG. 10;
【図12】本発明の第7の実施形態を示すハイブリッド
結合回路の回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a seventh embodiment of the present invention.
【図13】本発明の第8の実施形態を示すハイブリッド
結合回路の回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing an eighth embodiment of the present invention.
【図14】図13の等価回路を示す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of FIG.
【図15】第4の実施形態の変型例を示すハイブリッド
結合回路の回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram of a hybrid coupling circuit showing a modification of the fourth embodiment.
【図16】フォトカプラの変形例を示す回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram showing a modification of the photocoupler.
【図17】第1のフォトカプラ駆動回路の他の構成例を
示す回路図である。FIG. 17 is a circuit diagram showing another configuration example of the first photocoupler driving circuit.
【図18】電流/電圧変換回路の変形例を示す回路図で
ある。FIG. 18 is a circuit diagram showing a modified example of the current / voltage conversion circuit.
【図19】第2のフォトカプラ駆動回路の変形例を示す
回路図である。FIG. 19 is a circuit diagram showing a modification of the second photocoupler driving circuit.
【図20】第8の実施形態の変形例のハイブリッド結合
回路を示す回路図である。FIG. 20 is a circuit diagram showing a hybrid coupling circuit according to a modification of the eighth embodiment.
【図21】第1〜第5の実施形態に適用可能なAFE回
路の要部を示す構成図である。FIG. 21 is a configuration diagram illustrating a main part of an AFE circuit applicable to the first to fifth embodiments;
【図22】第6〜第8の実施形態に適用可能なAFE回
路の要部を示す構成図である。FIG. 22 is a configuration diagram illustrating a main part of an AFE circuit applicable to the sixth to eighth embodiments.
【図23】第6の実施形態の変形例のハイブリッド結合
回路を示す回路図である。FIG. 23 is a circuit diagram showing a hybrid coupling circuit according to a modification of the sixth embodiment.
【図24】第7の実施形態の変形例のハイブリッド結合
回路を示す回路図である。FIG. 24 is a circuit diagram showing a hybrid coupling circuit according to a modification of the seventh embodiment.
【図25】第8の実施形態の変形例のハイブリッド結合
回路を示す回路図である。FIG. 25 is a circuit diagram showing a hybrid coupling circuit according to a modification of the eighth embodiment.
【図26】図23の構成を従来のトランスを用いるハイ
ブリット結合回路にも適用した例を示す回路図である。26 is a circuit diagram showing an example in which the configuration of FIG. 23 is also applied to a hybrid coupling circuit using a conventional transformer.
【図27】第6の実施形態の変形例のハイブリッド結合
回路を示す回路図である。FIG. 27 is a circuit diagram showing a hybrid coupling circuit according to a modification of the sixth embodiment.
【図28】第7の実施形態の変形例のハイブリッド結合
回路を示す回路図である。FIG. 28 is a circuit diagram showing a hybrid coupling circuit according to a modification of the seventh embodiment.
【図29】第8の実施形態の変形例のハイブリッド結合
回路を示す回路図である。FIG. 29 is a circuit diagram showing a hybrid coupling circuit according to a modification of the eighth embodiment.
【図30】図28に示されるハイブリット結合回路の変
形例のハイブリッド結合回路を示す回路図である。FIG. 30 is a circuit diagram showing a hybrid coupling circuit according to a modified example of the hybrid coupling circuit shown in FIG.
51,53 フォトカプラ 52,54,58,59,61,63 フォトカプラ
駆動回路 55,60 電流/電圧変換回路 56,67〜70,81〜90 キャパシタ 57 加算回路 58b,59b,60a 直流バイアス供給部 71,72,75〜77,94 アンプ回路 73,74 マッチング抵抗 91〜93 バリスタ(過渡時電流バイパス手段) Ti 送信端子 To 受信端子51, 53 Photocoupler 52, 54, 58, 59, 61, 63 Photocoupler drive circuit 55, 60 Current / voltage conversion circuit 56, 67 to 70, 81 to 90 Capacitor 57 Addition circuit 58b, 59b, 60a DC bias supply unit 71, 72, 75 to 77, 94 Amplifier circuit 73, 74 Matching resistor 91 to 93 Varistor (transient current bypass means) Ti transmission terminal To reception terminal
Claims (20)
けられ、受信端子と送信端子とを有し、該回線を介して
与えられた受信信号は該受信端子に与え、該送信端子に
与えられた送信信号は該受信端子に漏らすことなく該回
線に送出するハイブリッド結合回路において、 前記送信端子上の送信電圧に応じた第1の駆動信号を生
成する第1のフォトカプラ駆動回路と、 前記第1のフォトカプラ駆動回路に接続された入力部と
該入力部に光結合すると共に前記回線に接続された出力
部とを有し、前記第1の駆動信号によって駆動されて該
出力部から前記送信電圧に応じた電流を前記送信信号と
して該回線に送出する第1のフォトカプラと、 前記回線の電圧に応じた第2の駆動信号を生成する第2
のフォトカプラ駆動回路と、 前記第2のフォトカプラ駆動回路に接続された入力部と
該入力部に光結合する出力部とを有し、前記第2の駆動
信号によって駆動されて該出力部から前記回線の電圧に
応じた電流を出力する第2のフォトカプラと、 前記第2のフォトカプラの出力部に接続され、該第2の
フォトカプラの出力電流を電圧信号に変換する電流/電
圧変換回路と、 前記電流/電圧変換回路に接続され、前記電圧信号にお
ける直流分をカットする第1のキャパシタと、 前記第1のキャパシタと前記送信端子とに接続され、前
記送信電圧と前記直流分がカットされた電圧信号とを入
力し、加算動作により、該電圧信号における送信電圧に
相当する成分をキャンセルして前記受信信号を抽出し、
該抽出した受信信号を前記受信端子に与える加算回路と
を、備えたことを特徴とするハイブリッド結合回路。1. A communication terminal connected to a paired line, having a receiving terminal and a transmitting terminal, receiving a signal given via the line to the receiving terminal, A hybrid coupling circuit that transmits the given transmission signal to the line without leaking to the reception terminal; a first photocoupler drive circuit that generates a first drive signal according to a transmission voltage on the transmission terminal; An input unit connected to the first photocoupler driving circuit; and an output unit optically coupled to the input unit and connected to the line, and driven by the first drive signal to output from the output unit. A first photocoupler for transmitting a current according to the transmission voltage to the line as the transmission signal, and a second photocoupler for generating a second drive signal according to the voltage of the line
A photocoupler driving circuit, comprising: an input unit connected to the second photocoupler driving circuit; and an output unit optically coupled to the input unit. The output unit is driven by the second driving signal and outputs from the output unit. A second photocoupler that outputs a current according to the voltage of the line, and a current / voltage converter that is connected to an output unit of the second photocoupler and converts an output current of the second photocoupler into a voltage signal A first capacitor connected to the current / voltage conversion circuit to cut a direct current component in the voltage signal; a first capacitor connected to the first capacitor and the transmission terminal; wherein the transmission voltage and the direct current component are The cut voltage signal is input, and an addition operation is performed to cancel the component corresponding to the transmission voltage in the voltage signal and extract the reception signal,
And a summing circuit for applying the extracted reception signal to the reception terminal.
部と該入力部に光結合する出力部とを持ち、該出力部か
ら該第1のフォトカプラの出力部が出力する前記電流と
同じ値の電流を出力する第3のフォトカプラを経路に含
む負帰還回路を形成し、 前記第2のフォトカプラ駆動回路には、 前記第2のフォトカプラの入力部に直列接続された入力
部と該入力部に光結合する出力部とを持ち、該出力部か
ら該第2のフォトカプラの出力部が出力する前記電流と
同じ値の電流を出力する第4のフォトカプラを経路に含
む負帰還回路を形成した、ことを特徴とする請求項1記
載のハイブリッド結合回路。2. The first photocoupler driving circuit has an input section connected in series to an input section of the first photocoupler, and an output section optically coupled to the input section. A negative feedback circuit including a third photocoupler that outputs a current having the same value as the current output from the output unit of the first photocoupler in a path is formed, and the second photocoupler driving circuit includes: An input section connected in series to an input section of the second photocoupler, and an output section optically coupled to the input section, and having the same value as the current output from the output section of the second photocoupler. 2. The hybrid coupling circuit according to claim 1, wherein a negative feedback circuit including a fourth photocoupler that outputs a current of the second type in its path is formed.
端が前記回線の一方に接続された抵抗を有し、該抵抗を
流れる電流が前記第4のフォトカプラの出力部に流れる
ことにより、負帰還が成立する構成とし、 一端が前記回線の一方に接続され、前記第2のフォトカ
プラ駆動回路における前記抵抗を除く部分に対し、該回
線の一方から定電流を流して電源供給を行う定電流回路
を設けたことを特徴とする請求項2記載のハイブリッド
結合回路。3. The second photocoupler drive circuit has a resistor having one end connected to one of the lines, and a current flowing through the resistor flows to an output section of the fourth photocoupler. Negative feedback is established, one end is connected to one of the lines, and a constant current is supplied from one of the lines to a portion of the second photocoupler drive circuit other than the resistor to supply power. 3. The hybrid coupling circuit according to claim 2, further comprising a current circuit.
電流を流す第2のキャパシタと、前記抵抗及び第2のキ
ャパシタに並列接続されて前記第2のフォトカプラに対
する直流バイアス電流を流す直流バイアス供給部とを設
け、前記抵抗及び第2のキャパシタと前記直流バイアス
供給部とを流れる電流が前記第4のフォトカプラの出力
部に流れることにより前記負帰還が成立する構成にした
ことを特徴とする請求項3記載のハイブリッド結合回
路。4. The second photocoupler driving circuit is connected in series to the resistor, and is connected in parallel to the resistor and the second capacitor, with a second capacitor for passing a DC-cut current through the resistor. A DC bias supply unit for supplying a DC bias current to the second photocoupler, and a current flowing through the resistor and the second capacitor and the DC bias supply unit flows to an output unit of the fourth photocoupler. 4. The hybrid coupling circuit according to claim 3, wherein the negative feedback is established.
す第1の直流バイアス供給部と、前記送信電圧に対応す
る交流送信電圧を生成する第1の交流駆動部とで構成し
たことを特徴とする請求項1、2、3または4記載のハ
イブリッド結合回路。5. A first photocoupler driving circuit, comprising: a first DC bias supply unit that supplies a DC bias current to the first photocoupler; and a first AC bias voltage that generates an AC transmission voltage corresponding to the transmission voltage. 5. The hybrid coupling circuit according to claim 1, wherein the hybrid coupling circuit comprises:
す第2の直流バイアス供給部と、前記回線の電圧に対応
する交流受信電圧を生成する第2の交流駆動部とで構成
したことを特徴とする請求項1、2、3または5記載の
ハイブリッド結合回路。6. The second photocoupler driving circuit, further comprising: a second DC bias supply unit that supplies a DC bias current to the second photocoupler; and a second DC bias supply unit that generates an AC reception voltage corresponding to the line voltage. 6. The hybrid coupling circuit according to claim 1, wherein the hybrid coupling circuit comprises two AC driving units.
ス電流を流す第3の直流バイアス供給部を設け、前記第
2のフォトカプラの出力電流に該直流バイアス電流を加
算した上で前記電圧信号に変換する構成にしたことを特
徴とする請求項1、2、3、4、5または6記載のハイ
ブリッド結合回路。7. The current / voltage conversion circuit is provided with a third DC bias supply unit for flowing a DC bias current, and the DC signal is added to an output current of the second photocoupler, and the voltage signal is added to the output signal. The hybrid coupling circuit according to claim 1, 2, 3, 4, 5, or 6, wherein the hybrid coupling circuit is configured to be converted to:
幅する第1のトランジスタ又は電流ミラー回路、または
前記第2のフォトカプラの出力電流を増幅する第2のト
ランジスタ又は電流ミラー回路のうちの少なくとも1つ
を設けたことを特徴とする請求項1、2、3、4、5、
6または7記載のハイブリッド結合回路。8. A first transistor or a current mirror circuit for amplifying an output current of the first photocoupler, or a second transistor or a current mirror circuit for amplifying an output current of the second photocoupler. Claim 1, 2, 3, 4, 5, wherein at least one is provided.
8. The hybrid coupling circuit according to 6 or 7.
を増幅する電圧アンプ回路を設けたことを特徴とする請
求項1、2、3、4、5、6、7または8記載のハイブ
リッド結合回路9. The hybrid coupling according to claim 1, further comprising a voltage amplifier circuit connected to the transmission terminal and amplifying the transmission voltage. circuit
の間を交流結合する第3のキャパシタ、 前記電圧アンプ回路と前記第1のフォトカプラ駆動回路
との間を交流結合する第4のキャパシタ、 前記電圧アンプ回路と前記加算回路との間を交流結合す
る第5のキャパシタ、 または、前記加算回路と前記受信端子との間を交流結合
する第6のキャパシタのうちの少なくとも1つを設けた
ことを特徴とする請求項9記載のハイブリッド結合回
路。10. A third capacitor for AC coupling between the transmission terminal and the voltage amplifier circuit, a fourth capacitor for AC coupling between the voltage amplifier circuit and the first photocoupler driving circuit, At least one of a fifth capacitor for AC coupling between the voltage amplifier circuit and the addition circuit or a sixth capacitor for AC coupling between the addition circuit and the reception terminal is provided. The hybrid coupling circuit according to claim 9, wherein:
回線に接続された通信端末に設けられ、受信端子と送信
端子とを有し、該回線を介して与えられた受信信号は該
受信端子に与え、該送信端子に与えられた送信信号は該
受信端子に漏らすことなく該回線に送出するハイブリッ
ド結合回路において、 前記平衡形ケーブルの特性インピーダンスに比べて十分
に低い出力インピーダンスを持ち、前記送信端子に接続
され、該送信端子上の電圧を前記送信信号として増幅す
る第1のアンプ回路と、 前記平衡形ケーブルの特性インピーダンスに比べて十分
に低い出力インピーダンスを持ち、前記第1のアンプ回
路の出力端子に接続され、前記増幅された前記送信信号
の逆相信号を出力する第2のアンプ回路と、 前記第2のアンプ回路の出力端子と前記回線の一方との
間に接続された第1のマッチング抵抗と、 前記第1のアンプ回路の出力端子と前記回線の他方との
間に接続された第2のマッチング抵抗と、 前記第1のマッチング抵抗と前記回線の一方とが接続さ
れた第1の接続点に入力端子が接続され、該第1の接続
点に現れる信号電圧と前記第1のアンプ回路が出力する
送信信号の電圧とを一定の利得比で加算増幅する第3の
アンプ回路と、 前記第2のマッチング抵抗と前記回線の他方とが接続さ
れた第2の接続点に入力端子が接続され、該第2の接続
点に現れる信号電圧を前記第3のアンプ回路とは逆相に
増幅する第4のアンプ回路と、 前記第3のアンプ回路の出力信号と前記第4のアンプ回
路の出力信号と一定利得比で加算増幅する第5のアンプ
回路とを、備えたことを特徴とするハイブリッド結合回
路。11. A communication terminal comprising a balanced cable and connected to a pair of lines, the terminal having a reception terminal and a transmission terminal, and a reception signal provided through the line is connected to the reception terminal. Wherein the transmission signal applied to the transmission terminal is transmitted to the line without leaking to the reception terminal. The hybrid coupling circuit has an output impedance sufficiently lower than the characteristic impedance of the balanced cable, and A first amplifier circuit connected to a terminal and amplifying a voltage on the transmission terminal as the transmission signal; having a sufficiently low output impedance as compared to the characteristic impedance of the balanced cable; A second amplifier circuit that is connected to an output terminal and outputs a signal having a phase opposite to that of the amplified transmission signal; and an output terminal of the second amplifier circuit. A first matching resistor connected between one of the lines, a second matching resistor connected between an output terminal of the first amplifier circuit and the other of the line, An input terminal is connected to a first connection point where the matching resistor and one of the lines are connected, and a signal voltage appearing at the first connection point and a voltage of a transmission signal output by the first amplifier circuit are determined. A third amplifier circuit for adding and amplifying at a constant gain ratio; an input terminal connected to a second connection point where the second matching resistor and the other of the lines are connected; and a second connection point connected to the second connection point. A fourth amplifier circuit for amplifying the appearing signal voltage in a phase opposite to that of the third amplifier circuit; And a fifth amplifier circuit that performs Hybrid coupling circuit.
ーブルの特性インピーダンスに比べて十分に低い出力イ
ンピーダンスを有し、前記送信信号を正相または逆相で
増幅する構成とし、 前記第2のアンプ回路を前記平衡型ケーブルの特性イン
ピーダンスに比べて十分に低い出力インピーダンスを有
し、前記送信信号を逆相または正相で増幅する構成とし
たことを特徴とする請求項11記載のハイブリット結合
回路。12. The first amplifier circuit has an output impedance sufficiently lower than a characteristic impedance of the balanced cable, and amplifies the transmission signal in a positive phase or a negative phase. 12. The hybrid coupling circuit according to claim 11, wherein the amplifier circuit has an output impedance sufficiently lower than a characteristic impedance of the balanced cable and amplifies the transmission signal in a reverse phase or a positive phase. .
前記第2の接続点に現れる信号電圧とを一定利得比で加
算する第6のアンプ回路を設け、 前記第1のアンプ回路は、前記送信端子上の電圧と前記
第6のアンプ回路の出力信号を一定利得比で加算増幅
し、 前記第2のアンプ回路は、前記第1のアンプ回路の加算
増幅結果と前記第6のアンプ回路の出力信号とを一定利
得比で加算増幅し、 前記第3のアンプ回路は、前記第1の接続点に現われる
信号電圧と前記第1のアンプ回路の加算増幅結果と前記
第6のアンプ回路の出力信号を一定利得比で加算増幅す
る構成にしたことを特徴とする請求項11記載のハイブ
リッド結合回路。13. A sixth amplifier circuit for adding a signal voltage appearing at the first connection point and a signal voltage appearing at the second connection point at a constant gain ratio, wherein the first amplifier circuit comprises: The voltage on the transmission terminal and the output signal of the sixth amplifier circuit are added and amplified at a constant gain ratio. The second amplifier circuit calculates the addition amplification result of the first amplifier circuit and the sixth amplifier circuit. And the output signal of the third amplifier circuit is added and amplified at a constant gain ratio. The third amplifier circuit calculates the signal voltage appearing at the first connection point, the addition amplification result of the first amplifier circuit, and the sixth amplifier circuit. 12. The hybrid coupling circuit according to claim 11, wherein an output signal is added and amplified at a constant gain ratio.
と前記第2の接続点に現われる信号電圧とを一定利得比
で加算する第6のアンプ回路を設け、 前記第1のアンプ回路は前記送信端子上の電圧と前記第
6のアンプ回路の出力信号を一定利得比で加算増幅し、 前記第2のアンプ回路は前記送信端子上の電圧と前記第
6のアンプ回路の出力信号を一定利得比で加算増幅し、 前記第3のアンプ回路は前記第1の接続点に現われる信
号電圧と前記第1のアンプ回路の加算増幅結果と前記第
6のアンプ回路の出力信号を一定利得比で加算増幅する
構成にしたことを特徴とする請求項12記載のハイブリ
ット結合回路。14. A sixth amplifier circuit for adding a signal voltage appearing at the first connection point and a signal voltage appearing at the second connection point at a constant gain ratio, wherein the first amplifier circuit is configured to The voltage on the transmission terminal and the output signal of the sixth amplifier circuit are added and amplified at a constant gain ratio, and the second amplifier circuit converts the voltage on the transmission terminal and the output signal of the sixth amplifier circuit into a constant gain. The third amplifier circuit adds the signal voltage appearing at the first connection point, the addition amplification result of the first amplifier circuit, and the output signal of the sixth amplifier circuit at a constant gain ratio. 13. The hybrid coupling circuit according to claim 12, wherein the circuit is configured to amplify.
に、前記送信信号を増幅して前記第1及び第2のアンプ
回路に与える第8のアンプ回路を設けたことを特徴とす
る請求項12または14記載のハイブリット結合回路。15. An eighth amplifier circuit provided before the first and second amplifier circuits, for amplifying the transmission signal and supplying the amplified signal to the first and second amplifier circuits. Item 15. The hybrid coupling circuit according to item 12 or 14.
る代わりに、前記第1の接続点に現われる信号電圧と前
記第2の接続点に現われる信号電圧と、前記第1または
第2のアンプ回路の出力電圧と、前記第6のアンプ回路
がある場合は該第6のアンプ回路の出力電圧とを一定利
得比で加算増幅する第7のアンプを用いる構成とした請
求項11乃至15記載のハイブリット結合回路。16. The signal voltage appearing at the first connection point and the signal voltage appearing at the second connection point, and the first or second amplifier, instead of using the first to fifth amplifier circuits. 16. The configuration according to claim 11, wherein a seventh amplifier for adding and amplifying an output voltage of a circuit and an output voltage of the sixth amplifier circuit when there is the sixth amplifier circuit at a constant gain ratio is used. Hybrid coupling circuit.
の間に挿入接続されて直流電流の入出力をカットする第
1のキャパシタと、 前記回線の他方と前記第2の接続点との間に挿入接続さ
れて直流電流の入出力をカットする第2のキャパシタと
を設けたことを特徴とする請求項11乃至16記載のハ
イブリッド結合回路。17. A first capacitor inserted and connected between one of the lines and the first connection point to cut off input / output of DC current, and the other of the line and the second connection point. 17. The hybrid coupling circuit according to claim 11, further comprising a second capacitor inserted and connected between the second capacitor and the second capacitor to cut off input / output of a direct current.
続点側電極と前記第2のキャパシタの前記第2の接続点
側電極との間に接続され、過渡時電流をバイパスする第
1の過渡時電流バイパス手段と、 前記第1のキャパシタの前記第1の接続点側電極とグラ
ンドとの間に接続され、過渡時電流をバイパスする第2
の過渡時電流バイパス手段と、 前記第2のキャパシタの前記第2の接続点側電極とグラ
ンドとの間に接続され、過渡時電流をバイパスする第3
の過渡時電流バイパス手段のうちの少なくとも1つを、
設けたことを特徴とする請求項17記載のハイブリッド
結合回路。18. A first capacitor connected between the first node electrode of the first capacitor and the second node electrode of the second capacitor, and bypassing a transient current. A transient current bypass unit, a second capacitor connected between the first connection point side electrode of the first capacitor and ground, and bypassing the transient current.
A transient current bypass means, and a third current bypass means connected between the second connection point side electrode of the second capacitor and ground to bypass the transient current.
At least one of the transient current bypass means of
The hybrid coupling circuit according to claim 17, wherein the hybrid coupling circuit is provided.
ス手段は、バリスタ素子、ツェナーダイオードまたはス
イッチ機能素子でそれぞれ構成したことを特徴とする請
求項18記載のハイブリッド結合回路。19. The hybrid coupling circuit according to claim 18, wherein said first to third transient current bypass means are each constituted by a varistor element, a Zener diode, or a switch function element.
入力部に少なくとも1つのキャパシタ結合を用いたこと
を特徴とする請求項11乃至19記載のハイブリッド結
合回路。20. The hybrid coupling circuit according to claim 11, wherein at least one capacitor coupling is used in an addition input section of said first to eighth amplifier circuits.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11743799A JP2000228693A (en) | 1998-11-30 | 1999-04-26 | Hybrid coupled circuit |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP34000598 | 1998-11-30 | ||
JP10-340005 | 1998-11-30 | ||
JP11743799A JP2000228693A (en) | 1998-11-30 | 1999-04-26 | Hybrid coupled circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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Family
ID=26455547
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11743799A Abandoned JP2000228693A (en) | 1998-11-30 | 1999-04-26 | Hybrid coupled circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN114236221A (en) * | 2021-10-13 | 2022-03-25 | 北京华峰测控技术股份有限公司 | Differential voltage measurement circuit, device and method |
-
1999
- 1999-04-26 JP JP11743799A patent/JP2000228693A/en not_active Abandoned
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN114236221A (en) * | 2021-10-13 | 2022-03-25 | 北京华峰测控技术股份有限公司 | Differential voltage measurement circuit, device and method |
CN114236221B (en) * | 2021-10-13 | 2023-09-26 | 北京华峰测控技术股份有限公司 | Differential voltage measurement circuit, device and method |
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