JP2000215622A - Recording or reproducing apparatus - Google Patents
Recording or reproducing apparatusInfo
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- JP2000215622A JP2000215622A JP11015387A JP1538799A JP2000215622A JP 2000215622 A JP2000215622 A JP 2000215622A JP 11015387 A JP11015387 A JP 11015387A JP 1538799 A JP1538799 A JP 1538799A JP 2000215622 A JP2000215622 A JP 2000215622A
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Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、再生系において
ビタビ復号方式が採用されている記録又は再生装置に関
するものである。[0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to a recording or reproducing apparatus employing a Viterbi decoding method in a reproducing system.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、データ記録再生の際の伝送方式と
して符号間干渉を積極的に利用したパーシャルレスポン
ス方式が開発されており、このパーシャルレスポンスと
ビタビ復号方式を採用した記録再生装置が実用化に向け
られている。2. Description of the Related Art In recent years, a partial response system that actively utilizes intersymbol interference has been developed as a transmission system for data recording and reproduction, and a recording and reproducing apparatus employing this partial response and Viterbi decoding system has been put into practical use. Is aimed at.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】ところで、例えば情報
の再生時や、記録時における記録情報の再生（記録動作
に関するベリファイのためなどの再生）時には、その再
生される情報の信頼性を確認することが行われ、信頼性
のないデータが再生された場合などには、リトライ動作
が行われることになる。このようなリトライ動作は、信
号品質が維持できなくなった際に迅速に実行できること
が好ましく、またこのためには、再生データについて迅
速に信号品質が評価できるようにすることが望まれてい
る。By the way, at the time of, for example, reproducing information or reproducing recorded information at the time of recording (reproducing for verifying a recording operation, etc.), it is necessary to confirm the reliability of the reproduced information. Is performed, and when unreliable data is reproduced, a retry operation is performed. It is preferable that such a retry operation can be executed quickly when the signal quality cannot be maintained. For this purpose, it is desired that the signal quality of the reproduced data can be quickly evaluated.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】本発明はこのような事情
に応じて、デジタル型のパーシャルレスポンス方式／ビ
タビ復号を採用する記録又は再生装置において、再生情
報の信頼性が不十分となった際に、即座にそれを検知
し、迅速にリトライ動作が実行できるようにすることを
目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION According to the present invention, there is provided a recording / reproducing apparatus employing a digital partial response system / Viterbi decoding, in which the reliability of reproduced information becomes insufficient. It is another object of the present invention to immediately detect such a situation and quickly execute a retry operation.
【０００５】このため記録又は再生装置において、クロ
ック信号に従ってサンプリングされる再生信号値に基づ
いてクロック信号に応じたタイミングで最尤な状態遷移
を表す状態データを生成する状態データ生成手段と、状
態データに基づいて復号データを出力する復号データ出
力手段と、状態データを用いて信号品質情報を生成する
品質情報生成手段と、品質情報生成手段で生成される信
号品質情報を基準値と比較してその比較結果を出力する
比較手段と、比較手段からの出力に基づいて動作リトラ
イを実行させる制御手段とを備えるようにする。信号品
質情報としては、再生信号のジッター及び／又は再生信
号とクロック信号の位相誤差を表す情報や、再生信号波
形の非対称性を表す情報とする。Therefore, in the recording or reproducing apparatus, state data generating means for generating state data representing the maximum likelihood state transition at a timing corresponding to the clock signal based on a reproduced signal value sampled according to the clock signal; Decoding data output means for outputting decoded data based on the quality information generating means for generating signal quality information using the state data, and comparing the signal quality information generated by the quality information generating means with a reference value. A comparison means for outputting a comparison result and a control means for executing an operation retry based on an output from the comparison means are provided. The signal quality information is information representing the jitter of the reproduction signal and / or the phase error between the reproduction signal and the clock signal, or information representing the asymmetry of the reproduction signal waveform.
【０００６】即ち本発明では、ビタビ復号過程で得られ
る状態データに基づいて得られる信号品質情報を所定の
基準値と比較して、その結果品質が十分でない、即ちデ
ータの信頼性が維持されていないと判断された場合に
は、即座にリトライ動作が実行できるようにする。That is, in the present invention, signal quality information obtained based on state data obtained in the Viterbi decoding process is compared with a predetermined reference value, and as a result, the quality is not sufficient, that is, data reliability is maintained. If it is determined that no retry operation is performed, the retry operation can be immediately executed.
【０００７】[0007]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明するが、実施の形態の理解を容易とするために、
下記順序のように、まずビタビ復号方法を行う再生系を
有する記録再生装置の構成、ビタビ復号方法等について
説明し、その後、実施の形態としての記録再生装置の構
成及び動作を説明していく。 １．ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録再生装置
の説明 １−１ 装置構成の概要 １−２ 記録媒体のセクターフォーマット １−３ ４値４状態ビタビ復号方法 １−４ ４値４状態ビタビ復号器 １−５ ４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方
法 ２．実施の形態の記録再生装置 ２−１ 概要 ２−２ 装置構成 ２−３ 信号品質情報としてのＣＨＱ／アシンメトリに
関する動作DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described, but in order to facilitate understanding of the embodiments,
First, the configuration of a recording / reproducing apparatus having a reproducing system that performs the Viterbi decoding method, the Viterbi decoding method, and the like will be described in the following order, and then the configuration and operation of the recording / reproducing apparatus as an embodiment will be described. 1. Description of Recording / Reproducing Apparatus Having Reproducing System Performing Viterbi Decoding Method 1-1 Overview of Device Configuration 1-2 Sector Format of Recording Medium 1-3 4-Valued 4-State Viterbi Decoding Method 1-4 4-Valued 4-State Viterbi Decoder 1 -5 Viterbi decoding method other than 4-value 4-state Viterbi decoding method Recording / reproducing apparatus according to embodiment 2-1 Overview 2-2 Apparatus configuration 2-3 Operations related to CHQ / asymmetry as signal quality information
【０００８】１．ビタビ復号方法を行う再生系を有する
記録再生装置の説明 １−１ 装置構成の概要 以下、ビタビ復号方法を行う再生系を有する、典型的な
記録／再生装置の一例について説明する。図１は、ビタ
ビ復号方法を行う再生系を有する光磁気ディスク装置の
一例の全体構成を示すブロック図である。記録時には、
コントローラ２がホストコンピュータ１の指令に従っ
て、記録すべきユーザデータを受取リ、情報語としての
ユーザデータに基づいてエンコードを行って、符号語と
してのＲＬＬ（１，７）符号を生成する。この符号語が
記録データとしてレーザパワーコントロール部（以下、
ＬＰＣと表記する）４に供給される。コントローラ２
は、このような処理の他に、後述する復号化処理、およ
び記録、再生、消去等の各モードの制御、並びにホスト
コンピュータ１との交信等の動作を行う。[0008] 1. Description of Recording / Reproducing Apparatus Having Reproducing System Performing Viterbi Decoding Method 1-1 Overview of Device Configuration Hereinafter, an example of a typical recording / reproducing apparatus having a reproducing system performing a Viterbi decoding method will be described. FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an example of a magneto-optical disk device having a reproducing system that performs a Viterbi decoding method. At the time of recording,
The controller 2 receives the user data to be recorded and performs encoding based on the user data as the information word in accordance with an instruction from the host computer 1 to generate an RLL (1, 7) code as a code word. This code word is used as recording data by a laser power control unit (hereinafter, referred to as a laser power control unit).
LPC 4). Controller 2
In addition to such processing, performs operations such as decoding processing described later, control of each mode such as recording, reproduction, and erasure, and communication with the host computer 1.
【０００９】ＬＰＣ４は、供給された記録データに対応
して、光ピックアップ７のレーザパワーを制御して光磁
気ディスク６上に磁気極性を有するピット列を形成する
ことにより、記録を行う。この記録の際に、磁気へッド
５が光磁気ディスク６にバイアス磁界を付与する。実際
には、記録データに基づいて後述するように生成される
プリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ
記録が行われる。The LPC 4 performs recording by controlling the laser power of the optical pickup 7 to form a pit row having a magnetic polarity on the magneto-optical disk 6 in accordance with the supplied recording data. At the time of this recording, the magnetic head 5 applies a bias magnetic field to the magneto-optical disk 6. Actually, mark edge recording as described later is performed according to a precode output generated as described later based on the recording data.
【００１０】後述するように、記録位置すなわちピット
の形成位置の制御は、磁気へッド５および光ピックアッ
プ７等の位置決めを行う図示しない手段によってなされ
る。このため、記録動作時においても、光ピックアップ
７がアドレス部等を通過する際には、後述するような再
生時の動作と同様な動作が行われる。As will be described later, the recording position, that is, the pit formation position is controlled by means (not shown) for positioning the magnetic head 5, the optical pickup 7, and the like. For this reason, even during the recording operation, when the optical pickup 7 passes through the address section and the like, the same operation as the reproducing operation described later is performed.
【００１１】上述したようにして形成される各ピット
を、記録データに基づいて後述するようにして生成され
るプリコード出力中の各ピットに対応させる方法につい
て、図２を参照して説明する。プリコード出力中の、例
えば’１’に対してピットを形成し、’０’に対してピ
ットを形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称す
る。一方、各ピットのエッジによって表現される、プリ
コード出力中の各ピットの境界における極性の反転を、
例えば’１’に対応させる記録方法をマークエッジ記録
方法と称する。再生時には、再生信号中の各ピットの境
界は、後述するようにして生成されるリードクロックＤ
ＣＫに従って認識される。A method of associating each pit formed as described above with each pit in a precode output generated as described later based on recording data will be described with reference to FIG. A recording method in which pits are formed for, for example, "1" and no pits are formed for "0" during precode output is referred to as a mark position recording method. On the other hand, the polarity inversion at the boundary of each pit in the precode output, represented by the edge of each pit,
For example, a recording method corresponding to “1” is called a mark edge recording method. At the time of reproduction, the boundary of each pit in the reproduction signal is determined by a read clock D generated as described later.
Recognized according to CK.
【００１２】次に、再生系の構成および動作について説
明する。光ピックアップ７は、光磁気ディスク６にレー
ザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、
再生信号を生成する。再生信号は、和信号Ｒ＋、差信号
Ｒ−および図示しないフォーカスエラー信号ならびにト
ラッキングエラー信号の４種類の信号からなる。和信号
Ｒ＋は、アンプ８によってゲイン調整等がなされた後に
切替えスイッチ１０に供給される。また、差信号Ｒ−
は、アンプ９によってゲイン調整等がなされた後に切替
えスイッチ１０に供給される。さらに、フォーカスエラ
ー信号は、フォーカスエラーを解消する手段（図示せ
ず）に供給される。一方、トラッキングエラー信号は、
図示しないサーボ系等に供給され、それらの動作におい
て用いられる。Next, the configuration and operation of the reproducing system will be described. The optical pickup 7 irradiates the magneto-optical disk 6 with laser light, receives reflected light generated thereby,
Generate a playback signal. The reproduction signal is composed of four types of signals: a sum signal R +, a difference signal R−, a focus error signal (not shown), and a tracking error signal. The sum signal R + is supplied to the changeover switch 10 after gain adjustment and the like are performed by the amplifier 8. The difference signal R−
Is supplied to the changeover switch 10 after the gain is adjusted by the amplifier 9. Further, the focus error signal is supplied to a means (not shown) for eliminating the focus error. On the other hand, the tracking error signal is
It is supplied to a servo system and the like (not shown) and used in those operations.
【００１３】切替えスイッチ１０には、後述するような
切替え信号Ｓが供給される。切替えスイッチ１０は、こ
の切替え信号Ｓに従って、以下のように、和信号Ｒ＋ま
たは差信号Ｒ−をフィルタ部１１に供給する。すなわ
ち、後述するような光磁気ディスク６のセクタフォーマ
ットにおいて、エンボス加工によって形成される部分か
ら再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給され
る期間には、和信号Ｒ＋をフィルタ部１１に供給する。
また、光磁気的に記録される部分から再生される再生信
号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、差信号
Ｒ−をフィルタ部１１に供給する。The changeover switch 10 is supplied with a changeover signal S as described later. The changeover switch 10 supplies the sum signal R + or the difference signal R− to the filter unit 11 according to the changeover signal S as follows. That is, in a sector format of the magneto-optical disk 6 described later, the sum signal R + is supplied to the filter unit 11 during a period in which a reproduction signal reproduced from a portion formed by embossing is supplied to the changeover switch 10. .
Further, during a period in which a reproduction signal reproduced from a portion recorded magneto-optically is supplied to the changeover switch 10, the difference signal R− is supplied to the filter unit 11.
【００１４】切替え信号Ｓは、例えば次のようにして生
成される。すなわち、まず、再生信号から、セクタフォ
ーマットに規定される所定のパターンから再生される信
号を検出する。このような所定のパターンとしては、例
えば後述するセクタマークＳＭ等が用いられる。そし
て、かかる検出がなされた時点を基準として、後述する
リードクロックを数える等の方法によって認識される所
定時点において、切替え信号Ｓが生成される。The switching signal S is generated, for example, as follows. That is, first, a signal reproduced from a predetermined pattern defined in the sector format is detected from the reproduced signal. As such a predetermined pattern, for example, a sector mark SM described later is used. Then, the switching signal S is generated at a predetermined time point recognized by a method such as counting read clocks, which will be described later, based on the time point at which the detection is performed.
【００１５】フィルタ部１１は、ノイズカットを行うロ
ーパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構
成される。後述するように、この際の波形等化処理にお
いて用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器１３が行
うビタビ復号方法に適合するものとされる。フィルタ部
１１の出力が供給されるＡ／Ｄ変換器１２は、後述する
ようにして供給されるリードクロックＤＣＫに従って再
生信号値ｚ［ｋ］をサンプリングする。ビタビ復号器１
３は、再生信号値ｚ［ｋ］に基づいて、ビタビ復号方法
によって復号データを生成する。かかる復号データは、
上述したようにして記録される記録データに対する最尤
復号系列である。従って、復号エラーが無い場合には、
復号データは、記録データと一致する。The filter section 11 includes a low-pass filter for performing noise cut and a waveform equalizer for performing waveform equalization. As will be described later, the waveform equalization characteristics used in the waveform equalization process at this time are adapted to the Viterbi decoding method performed by the Viterbi decoder 13. The A / D converter 12 to which the output of the filter unit 11 is supplied samples the reproduction signal value z [k] in accordance with a read clock DCK supplied as described later. Viterbi decoder 1
3 generates decoded data by the Viterbi decoding method based on the reproduced signal value z [k]. Such decrypted data is
This is the maximum likelihood decoding sequence for the recording data recorded as described above. Therefore, if there is no decoding error,
The decrypted data matches the recorded data.
【００１６】復号データは、コントローラ２に供給され
る。上述したように、記録データは、ユーザデータから
チャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語
である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復
号データは、符号語としての記録データとみなすことが
できる。コントロ―ラ２は、復号データに、上述のチャ
ンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すこ
とにより、ユーザデータ等を再生する。[0016] The decoded data is supplied to the controller 2. As described above, the recording data is a codeword generated from user data by encoding such as channel encoding. Therefore, if the decoding error rate is sufficiently low, the decoded data can be regarded as recording data as a codeword. The controller 2 reproduces user data and the like by performing a decoding process corresponding to the above-described encoding such as the channel encoding on the decoded data.
【００１７】また、フィルタ部１１の出力は、ＰＬＬ部
１４にも供給される。ＰＬＬ部１４は、供給された信号
に基づいて、リードクロックＤＣＫを生成する。このＰ
ＬＬ部１４は、従来の構成の場合では、光磁気ディスク
６中に記録される一定周波数の信号を利用して位相エラ
ーを検出する構成とされている。リードクロックＤＣＫ
は、コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器
１３等に供給される。コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１
２、ビタビ復号器１３の動作は、リードクロックＤＣＫ
に従うタイミングでなされる。さらに、リードクロック
ＤＣＫは、図示しないタイミングジェネレータに供給さ
れる。タイミングジェネレータは、例えば、記録／再生
動作の切替え等の装置の動作タイミングを制御する信号
を生成する。The output of the filter unit 11 is also supplied to a PLL unit 14. The PLL unit 14 generates a read clock DCK based on the supplied signal. This P
In the case of the conventional configuration, the LL unit 14 is configured to detect a phase error using a signal of a constant frequency recorded in the magneto-optical disk 6. Read clock DCK
Is supplied to the controller 2, the A / D converter 12, the Viterbi decoder 13, and the like. Controller 2, A / D converter 1
2. The operation of the Viterbi decoder 13 is based on the read clock DCK.
It is made at the timing according to. Further, the read clock DCK is supplied to a timing generator (not shown). The timing generator generates a signal for controlling operation timing of the apparatus, for example, for switching between recording and reproduction operations.
【００１８】上述したような再生動作において、光磁気
ディスク６から再生される再生信号に基いて、より正し
い再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作
を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。
このような操作をキャリブレーションと称する。キャリ
ブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等
の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワ
ーの変動、周囲温度等の記録／再生時の条件等によって
変化する可能性があることに対応するために再生系のパ
ラメータを適正化するためのものである。In the above-mentioned reproducing operation, in order to obtain more accurate reproduction data based on the reproduction signal reproduced from the magneto-optical disk 6, the operation of each component of the reproduction system is performed in accordance with the quality of the reproduction signal. Optimization is performed.
Such an operation is called calibration. In the calibration, there is a possibility that the quality and the like of the reproduction signal may change due to the characteristics of the recording medium such as processing accuracy and the like, for example, fluctuations in the power of the recording laser beam, recording / reproduction conditions such as the ambient temperature, and the like. This is to optimize the parameters of the reproduction system in order to cope with the above.
【００１９】キャリブレーションの内容は、例えば光ピ
ックアップ７の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ
８、９のゲインの調整、フィルタ部１１の波形等化特性
の調整、およびビタビ復号器１３の動作において用いら
れる振幅基準値の調整等である。このようなキャリブレ
ーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時等
に、図１中には図示しない構成によって行われる。The contents of the calibration include, for example, adjustment of the reading laser light power of the optical pickup 7, adjustment of the gains of the amplifiers 8 and 9, adjustment of the waveform equalization characteristic of the filter unit 11, and operation of the Viterbi decoder 13. For example, adjustment of an amplitude reference value to be used. Such calibration is performed by a configuration not shown in FIG. 1 immediately after the power is turned on or when the recording medium is replaced.
【００２０】１−２ 記録媒体のセクターフォーマット 以上のような構成の記録再生装置に対応するディスク６
のセクタフォーマットを図３に示す。光磁気ディスク６
には、セクタを記録／再生の単位としてユーザデータが
記録される。図３（ａ）に示すように、１セクタは、記
録／再生の順にしたがって、ヘッダ、ＡＬＰＣ，ギャッ
プ、ＶＦＯ３、シンク、データフィールド、バッファの
各エリアに区分されている。なお図中に付した数字はバ
イト数を表す。このような１セクタは、大きく分けてア
ドレス部（すなわちヘッダ）とデータ部が設けられ、そ
の間にＡＬＰＣギャップが位置する。1-2. Sector Format of Recording Medium Disk 6 corresponding to the recording / reproducing apparatus having the above configuration.
FIG. 3 shows the sector format. Magneto-optical disk 6
In, user data is recorded using a sector as a unit of recording / reproduction. As shown in FIG. 3A, one sector is divided into respective areas of a header, an ALPC, a gap, a VFO3, a sync, a data field, and a buffer in the order of recording / reproduction. The numbers given in the figure represent the number of bytes. Such one sector is roughly divided into an address portion (that is, a header) and a data portion, and an ALPC gap is located therebetween.
【００２１】なおセクタフォーマットとしては、ユーザ
データ量が１０２４バイトのフォーマットと、５１２バ
イトのフォーマットとが用意されている。ユーザデータ
量が５１２バイトのフォーマットでは、データフィール
ドのバイト数が６７０バイトとされる。また、ユーザデ
ータ量が１０２４バイトのフォーマットでは、データフ
ィールドのバイト数が１２７８バイトとされる。これら
２つのセクタフォーマットにおいて、６３バイトのプリ
フォーマットされたへッダと、ＡＬＰＣギャップエリア
の１８バイトは、同一とされている。As the sector format, a format in which the user data amount is 1024 bytes and a format in which the user data amount is 512 bytes are prepared. In the format in which the user data amount is 512 bytes, the number of bytes in the data field is 670 bytes. In the format in which the user data amount is 1024 bytes, the number of bytes in the data field is 1278 bytes. In these two sector formats, the preformatted header of 63 bytes and the 18 bytes of the ALPC gap area are the same.
【００２２】図３（ｂ）は、アドレス部としての６３バ
イトのへッダを拡大して示している。へッダは、セクタ
マークＳＭ（８バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ１
（２６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、Ｉ
ＤフィールドのＩＤ１（５バイト）、ＶＦＯフィールド
のＶＦＯ２（１６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バ
イト）、ＩＤフィールドのＩＤ２（５バイト）、および
ポストアンブルＰＡ（１バイト）が順に配列された構成
とされている。FIG. 3B is an enlarged view of a 63-byte header as an address portion. The header is a sector mark SM (8 bytes), VFO1 in the VFO field.
(26 bytes), address mark AM (1 byte), I
A configuration in which ID1 of D field (5 bytes), VFO2 of VFO field (16 bytes), address mark AM (1 byte), ID2 of ID field (5 bytes), and postamble PA (1 byte) are arranged in order. Have been.
【００２３】セクタマークＳＭは、セクタの開始を識別
するためのマークであり、ＲＬＬ（１，７）符号におい
て生じないエンボス加工によって形成されたパターンを
有する。The sector mark SM is a mark for identifying the start of a sector, and has a pattern formed by embossing that does not occur in the RLL (1, 7) code.
【００２４】ひとつのセクタにおけるＶＦＯフィールド
は、上述のＰＬＬ部１４中のＶＦＯ（Variable Frequen
cy Oscillator）を同期させるためのもので、ＶＦＯ
１、ＶＦＯ２およびＶＦＯ３からなる。つまりこれらは
ＰＬＬ引込領域となる。そして、アドレス部にはＶＦＯ
１およびＶＦＯ２がエンボス加工によって形成されてい
る。なお、ＶＦＯ３は図３（ａ）に示したようにデータ
部に設けられ、そのセクタに対して記録動作が行われる
際に光磁気的に書かれる。The VFO field in one sector corresponds to the VFO (Variable Frequency) in the PLL unit 14 described above.
cy Oscillator) to synchronize the VFO
1, VFO2 and VFO3. In other words, these become PLL pull-in areas. And the address part is VFO
1 and VFO2 are formed by embossing. The VFO 3 is provided in the data section as shown in FIG. 3A, and is written magneto-optically when a recording operation is performed on the sector.
【００２５】ＶＦＯ１、ＶＦＯ２、ＶＦＯ３は、それぞ
れチャネルビットの‘０’と‘１’が交互に現れるパタ
ーン（２Ｔパターン）を有する。したがって、１チャネ
ルビットの時間長に対応する時間をＴとすると、ＶＦＯ
フィールドを再生したときに、２Ｔ毎にレベルが反転す
る再生信号が得られる。Each of VFO1, VFO2, and VFO3 has a pattern (2T pattern) in which channel bits "0" and "1" alternately appear. Therefore, assuming that the time corresponding to the time length of one channel bit is T, VFO
When a field is reproduced, a reproduced signal whose level is inverted every 2T is obtained.
【００２６】アドレスマークＡＭは、後続のＩＤフィー
ルドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使
用され、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボ
スされたパターンを有する。ＩＤフィールドは、セクタ
のアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号
の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のＣＲＣ
バイトを有する。５バイトの各ＩＤフィールドＩＤ１、
ＩＤ２はセクタのアドレス情報となるが、これらは同一
のデータとされている。つまりひとつのセクタ内にはア
ドレスが２回記録されるものとなっている。The address mark AM is used to provide byte synchronization to the device for the subsequent ID field and has an embossed pattern that does not occur in the RLL (1,7) code. The ID field includes a sector address, that is, information of a track number and a sector number, and a CRC for error detection for the information.
Has bytes. Each 5-byte ID field ID1,
ID2 is the address information of the sector, and these are the same data. That is, the address is recorded twice in one sector.
【００２７】ポストアンブルＰＡは、チャネルビットの
‘０’と‘１’とが交互に現れるパターン（２Ｔパター
ン）を有する。以上のようなアドレス部としてのヘッダ
領域は、エンボス加工によりピットが形成されたプリフ
ォーマット領域である。The postamble PA has a pattern (2T pattern) in which channel bits “0” and “1” appear alternately. The header area as the address section as described above is a preformat area in which pits are formed by embossing.
【００２８】図３（ｃ）は１８バイトのＡＬＰＣギャッ
プエリアを拡大して示す。１８バイトは、ギャップフィ
ールド（５バイト）、フラグフィールド（５バイト）、
ギャップフィールド（２バイト）、ＡＬＰＣ（６バイ
ト）からなる。FIG. 3C is an enlarged view of the 18-byte ALPC gap area. 18 bytes are a gap field (5 bytes), a flag field (5 bytes),
It consists of a gap field (2 bytes) and ALPC (6 bytes).
【００２９】最初のギャップフィールド（５バイト）
は、プリフォーマットされたへッダの後の最初のフィー
ルドであり、これによって、ヘッダの読取りを完了した
後の処理に装置が要する時間が確保される。２番目のギ
ャップフィールド（２バイト）は、後のＶＦＯ３の位置
のずれを許容するためのものである。First gap field (5 bytes)
Is the first field after the preformatted header, which reserves the time the device needs to process after reading the header. The second gap field (2 bytes) is for allowing a displacement of the position of the VFO 3 later.
【００３０】５バイトのフラグフィールドは、セクタの
データが記録されるときに、連続した２Ｔパターンが記
録される。ＡＬＰＣ（Auto Laser Power Control）フィ
ールドは、記録時のレーザパワーをテストするために設
けられている。In the 5-byte flag field, a continuous 2T pattern is recorded when sector data is recorded. The ALPC (Auto Laser Power Control) field is provided for testing the laser power during recording.
【００３１】また、図３（ａ）のようにデータ部はＶＦ
Ｏ３、シンクフィールド、データフィールド、バッファ
フィールドから構成されるが、シンクフィールド（４バ
イト）は、続くデータフィールドのためのバイト同期を
装置が得るために設けられており、所定のシンクパター
ンを有する。Further, as shown in FIG.
O3, a sync field, a data field, and a buffer field. The sync field (4 bytes) is provided for the device to obtain byte synchronization for the subsequent data field, and has a predetermined sync pattern.
【００３２】データフィールドは、ユーザデータを記録
するために設けられる。６７０バイト場合は、５１２バ
イトのユーザデータと、１４４バイトのエラー検出、訂
正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグ
と、２バイト（ＦＦ）とからなる。また、１２７８バイ
トの場合には、１０２４バイトのユーザデータと、２４
２バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バ
イトのセクタ書込みフラグとからなる。なお図示してい
ないが、データフィールドには所定の位置に同期のため
のリシンクパターンが配されている。バッファフィール
ドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する許容範囲
として使用される。The data field is provided for recording user data. In the case of 670 bytes, it is composed of 512 bytes of user data, 144 bytes of parity for error detection and correction, a 12 byte sector write flag, and 2 bytes (FF). In the case of 1278 bytes, 1024 bytes of user data and 24 bytes
It consists of a 2-byte parity for error detection and correction, and a 12-byte sector write flag. Although not shown, a resync pattern for synchronization is arranged at a predetermined position in the data field. The buffer field is used as a tolerance for electrical or mechanical errors.
【００３３】１−３ ４値４状態ビタビ復号方法 以下、ビタビ復号器１３によって行われるビタビ復号方
法について説明する。上述したように、ユーザデータ
は、様々な符号化方法によって記録データとしての符号
語に変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および
記録／再生方法等に応じて適切なものが採用される。図
１に示した記録再生装置においては、ブロック符号化に
おいて、”１”と”１”の間の”０”の数を制限するＲ
ＬＬ（RunLength Limited）符号化方法が用いられてい
る。1-3 A 4-Valued 4-State Viterbi Decoding Method A Viterbi decoding method performed by the Viterbi decoder 13 will be described below. As described above, the user data is converted into a codeword as recording data by various encoding methods. An appropriate encoding method is adopted according to the characteristics of the recording medium and the recording / reproducing method. In the recording / reproducing apparatus shown in FIG. 1, in the block coding, R for limiting the number of "0" between "1" and "1" is used.
The LL (Run Length Limited) coding method is used.
【００３４】このようなＲＬＬ符号化方法と、上述した
マークエッジ記録方法との組合わせによって記録された
テータから再生される再生信号を復号するために、ビタ
ビ復号方法を用いることができる。A Viterbi decoding method can be used to decode a reproduction signal reproduced from the data recorded by the combination of the RLL encoding method and the mark edge recording method described above.
【００３５】このようなＲＬＬ符号化方法は、記録密度
の向上、および再生動作の安定性の確保という２つの観
点から、符号化方法に要求される条件に対応できるもの
である。まず、上述したように、マークエッジ記録方法
は、記録データに基づいて後述するように生成されるプ
リコード出力における”１”を各ピットのエッジによっ
て表現される極性の反転に対応させるものなので、”
１”と”１”の間の”０”の数を多くする程、各ピット
ｌ個当たりに記録されるピット数を多くすることができ
る。したがって、記録密度を大きくすることができる。Such an RLL encoding method can meet the conditions required for the encoding method from the two viewpoints of improving the recording density and ensuring the stability of the reproducing operation. First, as described above, the mark edge recording method associates "1" in a precode output generated as described later based on recording data with the inversion of the polarity represented by the edge of each pit. "
As the number of "0" s between "1" and "1" is increased, the number of pits recorded per l pits can be increased, and the recording density can be increased.
【００３６】一方、再生系の動作タイミングを合わせる
ために必要な再生クロックＤＣＫは、上述したように、
再生信号に基づいてＰＬＬ部１４によって生成される。
このため、記録データにおいて”１”と”１”の間の”
０”の数を多くすると、再生動作の際にＰＬＬ部１４の
動作が不安定となるので、再生動作全体が不安定なもの
となる。On the other hand, the reproduction clock DCK necessary for adjusting the operation timing of the reproduction system is, as described above,
It is generated by the PLL section 14 based on the reproduction signal.
For this reason, in the recording data, "1" and "1"
When the number of 0 "s is increased, the operation of the PLL unit 14 becomes unstable during the reproducing operation, so that the entire reproducing operation becomes unstable.
【００３７】これら２つの条件を考慮すると、”１”
と”１”の間の”０”の数は、多過ぎたり、少な過ぎた
りしない、適切な範囲内に設定される必要がある。この
ような、記録データ中の”０”の数の設定に関して、Ｒ
ＬＬ符号化方法が有効となる。Considering these two conditions, "1"
The number of “0” s between “1” and “1” needs to be set within an appropriate range that is neither too large nor too small. Regarding the setting of the number of “0” in the recording data, R
The LL encoding method becomes effective.
【００３８】ところで、図４に示すように、上述したＲ
ＬＬ(１，７)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み
合わせにおいては、記録データに基づいて生成されるプ
リコード出力中の”１”と”１”の間に最低１個の”
０”が含まれるので、最小反転幅(ＲＬｍｉｎ)が２とな
る。このような、最小反転幅が２となる符号化方法が用
いられる場合に、符号間干渉およびノイズ等の影響を受
けている再生信号から記録データを復号する方法とし
て、後述するように、４値４状態ビタビ復号方法を適用
することができる。By the way, as shown in FIG.
In the combination of the LL (1,7) encoding method and the mark edge recording method, at least one "1" is inserted between "1" and "1" in the precode output generated based on the recording data.
Since 0 ”is included, the minimum inversion width (RLmin) is 2. When such an encoding method with the minimum inversion width of 2 is used, it is affected by intersymbol interference and noise. As a method for decoding recorded data from a reproduced signal, a 4-level 4-state Viterbi decoding method can be applied as described later.
【００３９】上述したように、再生信号には、フィルタ
部１１によって波形等化処理が施される。ビタビ復号方
法の前段として行われるこのような波形等化処理には、
符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方
法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、
一般に（１＋Ｄ）nで表されるパーシャルレスポンス特
性の内から、記録／再生系の線記録密度およびＭＴＦ(M
odulation Transfer Function)を考慮して決められる。
上述したＲＬＬ(１，７)符号化方法とマークエッジ記録
方法の組み合わせによって記録されたデータに対して、
ＰＲ(１，２，１)を用いる波形等化処理は、４値４状態
ビタビ復号方法の前段となる。As described above, the reproduced signal is subjected to the waveform equalization processing by the filter unit 11. Such a waveform equalization process performed as a preceding stage of the Viterbi decoding method includes:
A partial response method that actively uses intersymbol interference is used. The waveform equalization characteristics used at this time are:
From the partial response characteristics generally represented by (1 + D) n , the linear recording density and MTF (M
odulation transfer function).
For data recorded by a combination of the RLL (1,7) encoding method and the mark edge recording method described above,
The waveform equalization processing using PR (1,2,1) is a preceding stage of the 4-value 4-state Viterbi decoding method.
【００４０】上述した図４のように、マークエッジ記録
方法においては、光磁気ディスク等に対する実際の記録
に先立って、上述のＲＬＬ符号化等によって符号化され
た記録データに基づくプリコードが行われる。各時点ｋ
における記録データ列をａ[ｋ]、これに基づくプリコー
ド出方をｂ[ｋ]とすると、プリコードは、以下のように
行われる。 ｂ[ｋ]＝ｍｏｄ２｛ａ[ｋ]＋ｂ［ｋ−１］｝・・・（１） このようなプリコード出力ｂ[ｋ]が実際に光磁気ディス
ク６に記録される。As described above with reference to FIG. 4, in the mark edge recording method, precoding based on recording data encoded by the RLL encoding or the like is performed prior to actual recording on a magneto-optical disk or the like. . Each time point k
Assuming that the recording data string in is a [k] and the way of precoding based on this is b [k], the precoding is performed as follows. b [k] = mod2 {a [k] + b [k-1]} (1) Such a precode output b [k] is actually recorded on the magneto-optical disk 6.
【００４１】このような記録データの再生時にフィルタ
部１１中の波形等化器によってなされる波形等化特性Ｐ
Ｒ(１，２，１)での波形等化処理について説明する。但
し、以下の説明においては、信号の振幅を規格化せず
に、波形等化特性をＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）とする。ま
た、ノイズを考慮しない場合の再生信号の値をｃ[ｋ]と
表記する。さらに、ノイズを含む実際の再生信号（すな
わち、記録媒体から再生された再生信号）をｚ[ｋ]と表
記する。When such recorded data is reproduced, a waveform equalization characteristic P made by the waveform equalizer in the filter unit 11 is obtained.
The waveform equalization processing at R (1, 2, 1) will be described. However, in the following description, the waveform equalization characteristic is PR (B, 2A, B) without normalizing the signal amplitude. The value of the reproduced signal when noise is not taken into account is denoted by c [k]. Further, an actual reproduced signal including noise (that is, a reproduced signal reproduced from a recording medium) is denoted by z [k].
【００４２】ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）は、ある時点ｋにお
ける再生信号の値に対して、時点ｋにおける振幅の寄与
が振幅値の２Ａ倍とされ、さらに前後の時点ｋ−１およ
びｋ＋１における振幅の寄与が各々の時点での信号の振
幅のＢ倍とされるものである。したがって、再生信号の
値の最大値は、時点ｋ−ｌ、ｋ、ｋ＋１において何れも
パルスが検出される場合である。このような場合には、
再生信号の値の最大値は、以下のようになる。PR (B, 2A, B) is such that the contribution of the amplitude at time k to the value of the reproduced signal at a certain time k is 2A times the amplitude value, and furthermore, at the preceding and following time k-1 and k + 1. The contribution of the amplitude is B times the amplitude of the signal at each point in time. Therefore, the maximum value of the value of the reproduction signal is a case where a pulse is detected at any of the time points k−1, k, and k + 1. In such a case,
The maximum value of the reproduction signal is as follows.
【００４３】Ｂ＋２Ａ＋Ｂ＝２Ａ＋２Ｂ また、再生信号の値の最少値は０となる。但し、実際の
取り扱いにおいては、ｃ[ｋ]として、ＤＣ成分のＡ＋Ｂ
を差し引いた以下のようなものが用いられる。 ｃ[ｋ]＝Ｂ×ｂ(ｋ−２)＋２Ａ×ｂ(ｋ−１)＋Ｂ×ｂ[ｋ]−Ａ−Ｂ・・・(２)B + 2A + B = 2A + 2B The minimum value of the reproduced signal is 0. However, in the actual handling, A + B of the DC component is used as c [k].
The following is used by subtracting c [k] = B * b (k-2) + 2A * b (k-1) + B * b [k] -AB (2)
【００４４】したがって、ノイズを考慮しない場合の再
生信号ｃ[ｋ]は、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何
れかの値をとることになる。一般に、再生信号の性質を
示す方法のひとつとして、例えば５個の時点を単位とし
て、再生信号を多数重ね合わせたものをアイパターンと
称する。この発明を適用することができる記録再生装置
において、ＰＲ(Ｂ，２Ａ，Ｂ)の下で波形等化処理され
た実際の再生信号ｚ[ｋ]についてのアイパターンの一例
を図５に示す。図５から各時点における再生信号ｚ[ｋ]
の値は、ノイズによるばらつきを有するが、ほぼ、Ａ＋
Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかになることが確認
できる。後述するように、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂ
の値は、識別点として用いられる。Therefore, the reproduction signal c [k] when noise is not taken into account takes any one of A + B, A, -A, and -AB. In general, as one of the methods for indicating the properties of a reproduced signal, a pattern obtained by superimposing a large number of reproduced signals in units of, for example, five points is called an eye pattern. FIG. 5 shows an example of an eye pattern of an actual reproduced signal z [k] which has been subjected to waveform equalization processing under PR (B, 2A, B) in a recording / reproducing apparatus to which the present invention can be applied. From FIG. 5, the reproduced signal z [k] at each time point
Has a variation due to noise, but is approximately A +
It can be confirmed that any one of B, A, -A, and -AB is obtained. As described later, A + B, A, -A, -AB
Is used as an identification point.
【００４５】上述したような波形等化処理が施された再
生信号を復号するビタビ復号方法の概略は、ステップ
乃至ステップに示すようにされる。 ステップ・・・・符号化方法および記録媒体に対す記
録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定する。 ステップ・・・ある時点における各状態を起点とし
て、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状
態遷移が生じるときの記録データａ[ｋ]および再生信号
の値ｃ[ｋ]を特定する。 なお、ステップおよびの結果として特定された全て
の状態および状態遷移と、各状態遷移が生じるときの
｛記録データの値ａ[ｋ]／再生信号の値ｃ[ｋ]｝を模式
的に示すと後で詳しく説明する図７に示すような状態遷
移図となる。そして、この状態遷移図に基づく復号動作
を行うように、ビタビ複号器１３が構成される。The outline of the Viterbi decoding method for decoding the reproduced signal subjected to the above-described waveform equalization processing is as shown in steps 1 to 3. Step: Specify all possible states based on the encoding method and the recording method for the recording medium. Step: Starting from each state at a certain time point, all possible state transitions at the next time point, and the recording data a [k] and the value c [k] of the reproduction signal at the time of each state transition are specified. . Note that all states and state transitions specified as a result of the step and the state, and {recorded data value a [k] / reproduction signal value c [k]} when each state transition occurs are schematically shown. It becomes a state transition diagram as shown in FIG. 7 described in detail later. The Viterbi decoder 13 is configured to perform a decoding operation based on this state transition diagram.
【００４６】ステップ・・・ステップ、に示す状
態遷移を前提として、記録媒体から各時点ｋにおいて再
生される再生信号ｚ[ｋ]に基づく最尤な状態遷移が選択
される。但し、上述したように、再生信号ｚ[ｋ]は、ビ
タビ復号器１３に供給される前段において波形等化され
たものである。 このような最尤な状態遷移の選択が行われる毎に、選択
された状態遷移に対応して、記録データａ[ｋ]の値を復
号値とすることによって、記録データに対する最尤復号
値系列しての復号データａ’[ｋ]を得ることができる。
但し、各時点ｋにおける復号データ値から、最尤復号値
系列とするための構成は、後述するビタビ復号器１３中
のＰＭＵ２３である。従って、上述したように、復号デ
ータ列ａ’[ｋ]は、復号エラーがない場合には、記録デ
ータ列ａ［ｋ］と一致する。On the premise of the state transition shown in step..., The maximum likelihood state transition based on the reproduced signal z [k] reproduced from the recording medium at each time point k is selected. However, as described above, the reproduction signal z [k] has been waveform-equalized in a stage before being supplied to the Viterbi decoder 13. Each time such a maximum likelihood state transition is selected, the value of the recording data a [k] is set as a decoded value in accordance with the selected state transition, so that a maximum likelihood decoded value sequence for the recording data is obtained. The decoded data a ′ [k] can be obtained.
However, a configuration for forming a maximum likelihood decoded value sequence from the decoded data values at each time point k is a PMU 23 in the Viterbi decoder 13 described later. Therefore, as described above, the decoded data sequence a '[k] matches the recording data sequence a [k] when there is no decoding error.
【００４７】以下、上述のステップ〜について詳細
に説明する。まずステップについて詳しく説明する。
ここで用いられる状態として、ある時点ｋにおける状態
を、時点ｋおよびそれ以前のプリコード出力を用いて次
のように定義する。すなわち、ｎ＝ｂ[ｋ]、ｍ＝ｂ[ｋ
−１]、ｌ＝ｂ[ｋ−２]のときの状態をＳｎｍｌと定義
する。このような定義によって、２3＝８個の状態があ
ると考えられるが、上述したように、実際に生じ得る状
態は、符号化方法等に基づいて制限される。ＲＬＬ
(１，７)符号として符号化された記録データ列ａ[ｋ]に
おいては、”１”と”１”の間に最低１個の”０”が含
まれるので、２個以上の”１”が連続することがない。
記録データ列ａ[ｋ]に課されるこのような条件に基づい
てプリコード出力ｂ[ｋ]について一定の条件が課され、
その結果として生じ得る状態に制限が加えられる。Hereinafter, the above-mentioned steps 1 to will be described in detail. First, the steps will be described in detail.
As the state used here, the state at a certain time point k is defined as follows using the precode output before the time point k. That is, n = b [k] and m = b [k
−1] and 1 = b [k−2] are defined as Snml. With such a definition, it is considered that there are 2 3 = 8 states, but as described above, the states that can actually occur are limited based on the encoding method and the like. RLL
In the recording data string a [k] encoded as the (1, 7) code, at least one “0” is included between “1” and “1”, and thus two or more “1” s are included. Is not continuous.
Based on such conditions imposed on the recording data string a [k], certain conditions are imposed on the precode output b [k],
Restrictions are placed on the resulting conditions.
【００４８】このような制限について具体的に説明す
る。上述したようにＲＬＬ(１，７)符号化によって生成
される記録データ列中に、２個以上の”１”が連続する
もの、すなわち以下のパターンはあり得ない。 ａ[ｋ]＝１，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝１ ・・・ (３) ａ[ｋ]＝１，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝０ ・・・ (４) ａ[ｋ]＝０，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝１ ・・・ (５) 記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上
述の(１)式にしたがってｂ[ｋ]について課される条件に
ついて検討すると、上記Ｓｎｍｌの定義において、Ｓ０
１０およびＳ１０１の２個の状態は生じ得ないことがわ
かる。したがって、生じ得る状態は、２3−２＝６個で
ある。Such a limitation will be specifically described. As described above, in the recording data sequence generated by the RLL (1, 7) encoding, there is no pattern in which two or more “1” s are continuous, that is, the following pattern. a [k] = 1, a [k−1] = 1, a [k−2] = 1 (3) a [k] = 1, a [k−1] = 1, a [k− 2] = 0 (4) a [k] = 0, a [k−1] = 1, a [k−2] = 1 (5) Such a kind imposed on the recording data sequence Considering the conditions imposed on b [k] in accordance with the above equation (1) based on the conditions, it is found that S0 in the definition of Snml.
It can be seen that the two states of 10 and S101 cannot occur. Therefore, there are 2 3 −2 = 6 possible states.
【００４９】次に、ステップについて詳しく説明す
る。ある時点ｊにおける状態を起点として、次の時点ｊ
＋１において生じ得る状態を求めるためには、時点ｊ＋
１における記録データの値ａ[ｊ＋１]が１となる場合、
または０となる場合に分けて調べる必要がある。Next, the steps will be described in detail. Starting from the state at a certain time point j, the next time point j
To determine the state that can occur at +1, the time j +
When the value a [j + 1] of the recording data at 1 is 1,
Or, it is necessary to check separately when it becomes 0.
【００５０】ここでは、状態Ｓ０００を例として説明す
る。上述の(１)式にしたがって、Ｓ０００すなわちｎ＝
ｂ[ｊ]＝０，ｍ＝ｂ[ｊ−１]＝０，ｌ＝ｂ[ｊ−２]＝０
とプリコードされる記録データとしては、以下の２個が
考えられる。 ａ[ｊ]＝０、ａ[ｊ−１]＝０、ａ[ｊ−２]＝１・・・(６) ａ[ｊ]＝０、ａ[ｊ−１]＝０、ａ[ｊ−２]＝０・・・(７)Here, the state S000 will be described as an example. According to the above equation (1), S000, that is, n =
b [j] = 0, m = b [j-1] = 0, l = b [j-2] = 0
The following two are conceivable as recording data pre-coded as follows. a [j] = 0, a [j-1] = 0, a [j-2] = 1 ... (6) a [j] = 0, a [j-1] = 0, a [j- 2] = 0 (7)
【００５１】・・・ａ[ｊ＋１]＝１のとき このとき、(１)式にしたがって、ｂ[ｊ＋１]は、以下の
ように計算される。 したがって、再生信号ｃ[ｊ]の値は、上述の(２)式にし
たがって、次のように計算される。... A [j + 1] = 1 At this time, b [j + 1] is calculated as follows according to the equation (1). Therefore, the value of the reproduced signal c [j] is calculated as follows according to the above equation (2).
【００５２】 ｃ[ｊ＋１]＝｛Ｂ×ｂ[ｊ＋１]＋２Ａ×ｂ[ｊ]＋Ｂ×ｂ[ｊ−１]−Ａ−Ｂ ＝{Ｂ×１＋２Ａ×０＋Ｂ×０}−Ａ−Ｂ ＝−Ａ ・・・(９)C [j + 1] = {B × b [j + 1] + 2A × b [j] + B × b [j−1] −AB = {B × 1 + 2A × 0 + B × 0} −AB = −A ... (9)
【００５３】また、次の時点[ｊ＋１]での状態Ｓｎｍｌ
については、ｎ＝ｂ[ｊ＋１]，ｍ＝ｂ[ｊ]，ｌ＝ｂ[ｊ
−１]である。そして、上述したようにｂ[ｊ＋１]＝
１，ｂ[ｊ]＝０，ｂ[ｊ−１]＝０となるので、次の時
点、ｊ＋１における状態は、Ｓ１００である。したがっ
て、ａ[ｊ＋１]＝１の場合には、Ｓ０００→Ｓ１００と
いう遷移が生じることが特定できる。The state Snml at the next time point [j + 1]
For n = b [j + 1], m = b [j], 1 = b [j
-1]. Then, as described above, b [j + 1] =
Since 1, b [j] = 0 and b [j-1] = 0, the state at the next time point, j + 1, is S100. Therefore, when a [j + 1] = 1, it can be specified that a transition of S000 → S100 occurs.
【００５４】・・・ ａ[ｊ＋１]＝０のとき このとき、(１)式にしたがって、ｂ[ｊ＋１]は、以下の
ように計算される。 したがって、再生信号ｃ[ｊ＋１]の値は、上述の(２)式
にしたがって、次のように計算される。When a [j + 1] = 0 At this time, b [j + 1] is calculated as follows according to the equation (1). Therefore, the value of the reproduced signal c [j + 1] is calculated as follows according to the above equation (2).
【００５５】 ｃ[ｊ＋１]＝{Ｂ×ｂ[ｊ＋１]＋２Ａ×ｂｊ]＋Ｂ×ｂ[ｊ−１]}−Ａ−Ｂ ＝{Ｂ×０＋２Ａ×０＋Ｂ×０}−Ａ−Ｂ ＝−Ａ−Ｂ ・・・(１１)C [j + 1] = {B × b [j + 1] + 2A × bj] + B × b [j−1]} − AB = {B × 0 + 2A × 0 + B × 0} −AB = −A− B ... (11)
【００５６】また、次の時点ｊ＋１における状態Ｓｎｍ
ｌについては、ｎ＝ｂ[ｊ＋１]，ｍ＝ｂ[ｊ]，ｌ＝ｂ
[ｊ−１]である。そして、上述したようにｂ[ｊ＋１]＝
０，ｂ[ｊ]＝０，ｂ[ｊ−１]＝０となるので、次の時点
における状態は、Ｓ０００である。したがって、ａ[ｊ
＋１]＝０の場合には、Ｓ０００→Ｓ０００という遷移
が生じることが特定できる。The state Snm at the next time point j + 1
For l, n = b [j + 1], m = b [j], l = b
[j-1]. Then, as described above, b [j + 1] =
Since 0, b [j] = 0 and b [j-1] = 0, the state at the next point in time is S000. Therefore, a [j
In the case of +1] = 0, it can be specified that a transition of S000 → S000 occurs.
【００５７】このようにして、時点ｊにおけるＳ０００
以外の各状態についても、それらを起点として次の時点
ｊ＋１において生じ得る状態遷移と、そのような各状態
遷移が生じるときの記録テータ値ａ[ｊ＋１]および再生
信号値ｃ[ｊ＋１]との対応を求めることができる。Thus, S000 at time j
, The state transitions that can occur at the next time point j + 1 starting from them and the correspondence between the recording data value a [j + 1] and the reproduction signal value c [j + 1] when such state transitions occur Can be requested.
【００５８】上述したようにして、各状態について、そ
れらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生
じるときの記録データの値および再生信号の値との対応
を求め、模式図として示したのが図６である。上述の時
点ｊおよびｊ＋１は、特別の時点ではない。したがっ
て、上述したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそ
れらに伴う記録データの値および再生信号の値との対応
は、任意の時点において適用することができる。このた
め、図６においては、任意の時点ｋにおいて生じる状態
遷移に伴う記録データの値をａ[ｋ]と表記し、再生信号
の値をｃ[ｋ]と表記する。As described above, for each state, the correspondence between the state transition that can occur starting from the state and the value of the recording data and the value of the reproduction signal when each state transition occurs is shown as a schematic diagram. FIG. Time points j and j + 1 described above are not special time points. Therefore, the correspondence between the possible state transitions obtained as described above and the accompanying values of the recording data and the values of the reproduction signals can be applied at any time. For this reason, in FIG. 6, the value of the recording data associated with the state transition occurring at an arbitrary time point k is denoted as a [k], and the value of the reproduced signal is denoted as c [k].
【００５９】図６において、状態遷移は矢印によって表
される。また、各矢印に付した符号が｛記録データ値ａ
[ｋ]／再生信号値ｃ[ｋ]｝を示している。状態Ｓ００
０，Ｓ００１，Ｓ１１１およびＳ１１０を起点とする状
態遷移は、２通りあるのに対して、状態Ｓ０１１および
Ｓ１００を起点として生じ得る遷移は１通りのみであ
る。In FIG. 6, the state transition is represented by an arrow. Further, the sign given to each arrow is Δrecorded data value a
[k] / reproduced signal value c [k]}. State S00
There are two types of state transitions starting from 0, S001, S111, and S110, whereas only one transition can occur starting from states S011 and S100.
【００６０】さらに、図６においてＳ０００とＳ００１
は、何れもａ[ｋ]＝１に対しては、ｃ[ｋ]＝−Ａという
値を取り、Ｓ１００に遷移している。一方、ａ[ｋ]＝０
に対しては、ｃ[ｋ]＝−Ａ−Ｂという値を取りＳ０００
に遷移している。また、Ｓ１１１とＳ１１０も同様に、
同じａ[ｋ＋ｌ]の値について同じｃ[ｋ＋１]の値を取
り、且つ、同じ状態に遷移している。したがって、Ｓ０
００とＳ００１をまとめてＳ０と表現し、Ｓ１１１とＳ
１１０をまとめてＳ２と表現することができる。さら
に、Ｓ０１１をＳ３とし、Ｓ１００をＳ１と表現するこ
とにして、整理したものが図７である。Further, in FIG. 6, S000 and S001
Takes a value of c [k] =-A for a [k] = 1, and transits to S100. On the other hand, a [k] = 0
Takes a value of c [k] =-AB and S000
Has transitioned to Similarly, S111 and S110 are also
The same value of c [k + 1] is taken for the same value of a [k + 1] and the state transits to the same state. Therefore, S0
00 and S001 are collectively expressed as S0, and S111 and S001
110 can be collectively expressed as S2. Further, FIG. 7 shows an arrangement in which S011 is expressed as S3 and S100 is expressed as S1.
【００６１】図７が４値４状態ビタビ復号方法に用いら
れる状態遷移図である。図７には、４値４状態ビタビ復
号方法に用いられる状態遷移として、Ｓ０〜Ｓ３の４個
の状態、および再生信号ｃ[ｋ＋１]の値としての−Ａ−
Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの４個の値が示されている。状態
Ｓ０およびＳ２を起点とする状態遷移は、２通りあるの
に対して、状態Ｓ１およびＳ３を起点とする状態遷移は
１通りのみである。FIG. 7 is a state transition diagram used in the 4-value 4-state Viterbi decoding method. FIG. 7 shows four states S0 to S3 as state transitions used in the four-value four-state Viterbi decoding method, and -A- as a value of the reproduced signal c [k + 1].
Four values of B, -A, A, A + B are shown. There are two types of state transition starting from the states S0 and S2, but only one state transition starting from the states S1 and S3.
【００６２】図７に対応して、状態遷移を時間に沿って
表現する形式として、図８に示すようなトレリス線図が
用いられる。図８では、２個の時点間の遷移を示してい
るが、さらに多数の時点間の遷移を示すこともできる。
時間経過に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表
現される。したがって、水平な矢印は、例えばＳ０→Ｓ
０等の同じ状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えば
Ｓ１→Ｓ２等の異なる状態への遷移を表すことになる。In correspondence with FIG. 7, a trellis diagram as shown in FIG. 8 is used as a format for expressing a state transition along time. FIG. 8 shows a transition between two time points, but a transition between many more time points can also be shown.
As the time elapses, a state in which the image sequentially transits to the right time point is expressed. Therefore, the horizontal arrow indicates, for example, S0 → S
A transition to the same state such as 0 is shown, and an oblique arrow represents a transition to a different state such as S1 → S2.
【００６３】上述したビタビ復号方法のステップ、す
なわち図７に示した状態遷移図を前提として、ノイズを
含む実際の再生信号ｚ［ｋ］から最尤な状態遷移を選択
する方法について以下に説明する。The steps of the above-described Viterbi decoding method, that is, a method of selecting the most likely state transition from the actual reproduced signal z [k] including noise, based on the state transition diagram shown in FIG. 7, will be described below. .
【００６４】最尤な状態遷移を選択するためには、ま
ず、ある時点ｋにおける状態について、その状態に至る
過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度
の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較し
て、最尤の復号系列を選択することが必要である。この
ような尤度の和をパスメトリックと称する。In order to select the maximum likelihood state transition, first, for the state at a certain time point k, the sum of the likelihoods of the state transitions between a plurality of time points passed in the process of reaching the state is calculated. It is necessary to select the maximum likelihood decoded sequence by comparing the calculated sums of likelihoods. Such a sum of likelihoods is called a path metric.
【００６５】パスメトリックを計算するためには、ま
ず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが
必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移
図を参照して、再生信号ｚ［ｋ］の値に基づいて以下の
ようになされる。まず、一般的な説明として、時点ｋ−
１において、状態Ｓａである場合について考える。この
時、ビタビ復号器３１に再生信号ｚ［ｋ］が入力された
場合に、状態Ｓｂへの状態遷移が生じる尤度が次式に従
って計算される。但し、状態Ｓａおよび状態Ｓｂは、図
７の状態遷移図に記載されている４個の状態の何れかと
する。In order to calculate a path metric, it is first necessary to calculate the likelihood of a state transition between adjacent time points. Such calculation of likelihood is performed as follows based on the value of the reproduced signal z [k] with reference to the above-described state transition diagram. First, as a general explanation, the time k-
Consider the case where the state is Sa in state No. 1. At this time, when the reproduction signal z [k] is input to the Viterbi decoder 31, the likelihood that a state transition to the state Sb occurs is calculated according to the following equation. However, the state Sa and the state Sb are any of the four states described in the state transition diagram of FIG.
【００６６】 （ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓａ，Ｓｂ））2 ・・・（１２） 上式において、ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）は、状態Ｓａから状態
Ｓｂへの状態遷移について、図７の状態遷移図に記載さ
れている再生信号の値である。すなわち、上述の図７に
おいて、例えば状態遷移Ｓ０→Ｓ１について、−Ａと算
出されている値である。従って、式（１２）は、ノイズ
を含む実際の再生信号ｚ［ｋ］の値と、ノイズを考慮せ
ずに計算された再生信号ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）の値の間のユ
ークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリッ
クは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状
態遷移の尤度の総和として定義される。(Z [k] −c (Sa, Sb)) 2 ... (12) In the above equation, c (Sa, Sb) is the state transition from the state Sa to the state Sb in the state of FIG. This is the value of the reproduced signal described in the transition diagram. That is, in FIG. 7 described above, for example, for the state transition S0 → S1, the value is calculated as −A. Therefore, equation (12) is the Euclidean distance between the value of the actual reproduced signal z [k] including noise and the value of the reproduced signal c (Sa, Sb) calculated without considering noise. The path metric at a certain point in time is defined as the sum of likelihoods of state transition between such adjacent points up to that point.
【００６７】ところで、時点ｋにおいて状態Ｓａである
場合を考える。この場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ
ａに遷移し得る状態をＳｐとすれば、パスメトリックＬ
（Ｓａ，ｋ）は、時点ｋ−１におけるパスメトリックを
用いて次式のように計算される。Now, consider the case where the state Sa is at time k. In this case, at time k-1, the state S
If the state that can transition to a is Sp, the path metric L
(Sa, k) is calculated by the following equation using the path metric at the time point k-1.
【００６８】 Ｌ（Ｓａ，ｋ） ＝Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 ・・・（１３） すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐに至った場合の
パスメトリックＬ（Ｓｐ，ｋ−１）と、時点ｋ−１と時
点ｋの間で生じるＳｐ→Ｓａなる状態遷移の尤度（ｚ
［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2とを加算することによっ
て、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）が計算される。この
（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2のような、最新の状
態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但
し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復
号器１３中のブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）２
０によって計算されるブランチメトリック、すなわち、
規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、
別のものであることに注意が必要である。L (Sa, k) = L (Sp, k−1) + (z [k] −c (Sp, Sa)) 2 (13) That is, at time k−1, the state Sp is reached. Path metric L (Sp, k-1), and the likelihood (z (z) of the state transition Sp → Sa occurring between time k-1 and time k)
By adding [k] −c (Sp, Sa)) 2 , the path metric L (Sa, k) is calculated. The likelihood of the latest state transition such as (z [k] -c (Sp, Sa)) 2 is called a branch metric. However, the branch metric here is a branch metric calculation circuit (BMC) 2 in the Viterbi decoder 13 described later.
A branch metric calculated by 0, ie
The branch metric corresponding to the standardized metric is
Note that they are different.
【００６９】また、時点ｋにおいて状態Ｓａとなる場合
に、時点ｋ−１における状態（状態Ｓａに遷移し得る状
態）が複数個存在することがある。図７においては、状
態Ｓ０およびＳ２がこのような場合である。すなわち時
点ｋにおいて状態Ｓ０となる場合は、時点ｋ−１として
あり得る状態は、Ｓ０とＳ３の２個である。また、時点
ｋにおいて状態Ｓ２となる場合に、時点ｋ−１において
あり得る状態は、Ｓ１とＳ２の２個である。一般的な説
明として、時点ｋにおいて状態Ｓａであり、且つ、時点
ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態がＳｐおよび
Ｓｑの２個である場合に、パスメトリックＬ（Ｓａ，
ｋ）は、次式のように計算される。When the state Sa at time k is reached, there may be a plurality of states at time k-1 (states that can transition to state Sa). In FIG. 7, states S0 and S2 are such cases. That is, when the state becomes the state S0 at the time point k, there are two possible states as the time point k−1: S0 and S3. Further, when the state S2 is set at the time point k, two possible states at the time point k-1 are S1 and S2. As a general explanation, when the state Sa is the state Sa at the time point k and the two states that can transition to the state Sa at the time point k-1 are Sp and Sq, the path metric L (Sa,
k) is calculated as follows:
【００７０】 Ｌ（Ｓａ，ｋ） ＝ｍｉｎ｛Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2， Ｌ（Ｓｑ，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｑ，Ｓａ））2｝ ・・・（１４） すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐであり、Ｓｐ→
Ｓａなる状態遷移によって状態Ｓａに至った場合と、時
点ｋ−１において状態Ｓｑであり、Ｓｑ→Ｓａなる状態
遷移によって状態Ｓａに至った場合の各々について、尤
度の和を計算する。そして、各々の計算値を比較し、よ
り小さい値を時点ｋにおける状態Ｓａに関するパスメト
リックＬ（Ｓａ，ｋ）とする。L (Sa, k) = min ｛L (Sp, k−1) + (z [k] −c (Sp, Sa)) 2 , L (Sq, k−1) + (z [k] −c (Sq, Sa)) 2・ ・ ・ (14) That is, at time point k−1, the state is Sp, and Sp →
The sum of the likelihoods is calculated for each of the case where the state Sa is reached by the state transition Sa and the case where the state Sq is reached at the time k-1 and the state Sq is reached by the state transition Sq → Sa. Then, the respective calculated values are compared, and the smaller value is set as the path metric L (Sa, k) for the state Sa at the time point k.
【００７１】このようなパスメトリックの計算を、図７
を用いて上述した４値４状態について具体的に適用する
と、時点ｋにおける各状態Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２およびＳ３
についてのパスメトリックＬ（０，ｋ），Ｌ（１，
ｋ），Ｌ（２，ｋ）およびＬ（３，ｋ）は、時点ｋ−１
における各状態Ｓ０〜Ｓ３についてのパスメトリックＬ
（０，ｋ−１）〜Ｌ（３，ｋ−１）を用いて以下のよう
に計算できる。The calculation of such a path metric is shown in FIG.
Is specifically applied to the above-described quaternary and four states by using, the respective states S0, S1, S2 and S3 at time k
Path metrics L (0, k), L (1,
k), L (2, k) and L (3, k) are at time k−1
Path metric L for each state S0 to S3 in
It can be calculated as follows using (0, k-1) to L (3, k-1).
【００７２】 Ｌ（０，ｋ）＝ｍｉｎ｛Ｌ（０，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］＋Ａ＋Ｂ）2， Ｌ（３，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］＋Ａ）2 ｝ ・・・（１５） Ｌ（１，ｋ）＝Ｌ（０，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］＋Ａ）2 ・・・（１６） Ｌ（２，ｋ）＝ｍｉｎ｛Ｌ（２，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］−Ａ−Ｂ）2， Ｌ（２，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］−Ａ）2 ｝ ・・・（１７） Ｌ（３，ｋ）＝Ｌ（２，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］−Ａ）2 ・・・（１８）L (0, k) = min {L (0, k−1) + (z [k] + A + B) 2 , L (3, k−1) + (z [k] + A) 2 } (15) L (1, k) = L (0, k−1) + (z [k] + A) 2 (16) L (2, k) = min ｛L (2, k−1) ) + (Z [k] −AB) 2 , L (2, k−1) + (z [k] −A) 2・ ・ ・ (17) L (3, k) = L (2, k-1) + (z [k] -A) 2 (18)
【００７３】上述したように、このようにして計算され
るパスメトリックの値を比較して、最尤な状態遷移が選
択されれば良い。ところで、最尤な状態遷移を選択する
ためには、パスメトリックの値そのものを計算しなくて
も、パスメトリックの値の比較ができれば良い。そこ
で、実際の４値４状態ビタビ復号方法においては、パス
メトリックの代わりに以下に定義するような規格化パス
メトリックを用いることにより、各時点ｋにおけるｚ
［ｋ］に基づく計算を容易なものとするようになされ
る。As described above, the value of the path metric calculated in this way is compared, and the most likely state transition may be selected. By the way, in order to select the maximum likelihood state transition, it suffices if the value of the path metric can be compared without calculating the value of the path metric itself. Therefore, in the actual 4-valued 4-state Viterbi decoding method, a normalized path metric as defined below is used in place of the path metric to obtain z at each time point k.
The calculation based on [k] is facilitated.
【００７４】 ｍ（ｉ，ｋ） ＝［Ｌ（ｉ，ｋ）−ｚ［ｋ］2−（Ａ＋Ｂ）2］／２／（Ａ＋Ｂ） ・・・（１９） 式（１９）をＳ０〜Ｓ３の各状態に適用すると、具体的
な規格化パスメトリックは、以下のように２乗計算を含
まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、
選択回路（ＡＣＳ）２１における計算を容易なものとす
ることができる。M (i, k) = [L (i, k) −z [k] 2 − (A + B) 2 ] / 2 / (A + B) (19) When applied to each state, the specific normalized path metric does not include the square calculation as follows. For this reason, addition, comparison,
Calculation in the selection circuit (ACS) 21 can be facilitated.
【００７５】 ｍ（０，ｋ）＝ｍｉｎ｛ｍ（０，ｋ−１）＋ｚ［ｋ］， ｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−β｝・・（２０） ｍ（１，ｋ）＝ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−β ・・（２１） ｍ（２，ｋ）＝ｍｉｎ｛ｍ（２，ｋ−１）−ｚ［ｋ］， ｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ［ｋ］−β｝・・（２２） ｍ（３，ｋ）＝ｍ（２，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−β ・・（２３） 但し、式（２０）〜（２３）中のαおよびβは、以下の
ようなものである。M (0, k) = min {m (0, k−1) + z [k], m (3, k−1) + α × z [k] −β} (20) m (1 , K) = m (0, k−1) + α × z [k] −β (21) m (2, k) = min ｛m (2, k−1) −z [k], m ( (1, k−1) −α × z [k] −β} (22) m (3, k) = m (2, k−1) + α × z [k] −β (23) Α and β in the formulas (20) to (23) are as follows.
【００７６】 α＝Ａ／（Ａ＋Ｂ） ・・・（２４） β＝Ｂ×（Ｂ＋２×Ａ）／２／（Ａ＋Ｂ） ・・・（２５） このような規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビ
タビ復号方法における状態遷移の条件について図９に示
す。上述の４個の規格化パスメトリックの内に、２個か
ら１個を選択する式が２つあるので、２×２＝４通りの
条件がある。Α = A / (A + B) (24) β = B × (B + 2 × A) / 2 / (A + B) (25) Four-valued four-state based on such a normalized path metric FIG. 9 shows conditions for state transition in the Viterbi decoding method. Since there are two expressions for selecting one from two of the four normalized path metrics, there are 2 × 2 = 4 conditions.
【００７７】１−４ ４値４状態ビタビ復号器 上述した４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復
号器１３について以下に説明する。図１０にビタビ復号
器１３の全体構成を示す。ビタビ復号器１３は、ブラン
チメトリック計算回路（以下、ＢＭＣと表記する）２
０、加算、比較および選択回路（以下、ＡＣＳと表記す
る）２１、圧縮およびラッチ回路２２およびパスメモリ
ユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３から構成され
る。これらの各構成要素に対して上述のリードクロック
ＤＣＫ（以下の説明においては、単にクロックと表記す
る）が供給されることにより、ビタビ復号器１３全体の
動作タイミングが合わされる。以下、各構成要素につい
て説明する。1-4 Four-Valued Four-State Viterbi Decoder A Viterbi decoder 13 that realizes the four-valued four-state Viterbi decoding method will be described below. FIG. 10 shows the overall configuration of the Viterbi decoder 13. The Viterbi decoder 13 includes a branch metric calculation circuit (hereinafter, referred to as BMC) 2
0, an addition, comparison and selection circuit (hereinafter abbreviated as ACS) 21, a compression and latch circuit 22, and a path memory unit (hereinafter abbreviated as PMU) 23. By supplying the above read clock DCK (hereinafter simply referred to as a clock) to each of these components, the operation timing of the entire Viterbi decoder 13 is adjusted. Hereinafter, each component will be described.
【００７８】ＢＭＣ２０は、入力される再生信号ｚ
［ｋ］に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブ
ランチメトリックの値ＢＭ０，ＢＭ１，ＢＭ２およびＢ
Ｍ３を計算する。ＢＭ０〜ＢＭ３は、上述の式（２０）
〜（２３）の規格化パスメトリックを計算するために必
要とされる、以下のようなものである。The BMC 20 receives the reproduced signal z
Based on [k], branch metric values BM0, BM1, BM2 and B corresponding to the normalized path metric
Calculate M3. BM0 to BM3 are calculated by the above equation (20).
The following are required to calculate the normalized path metric of (23).
【００７９】 ＢＭ０＝ｚ [ｋ] ・・・（２６） ＢＭ１＝α×ｚ［ｋ］−β ・・・（２７） ＢＭ２＝−ｚ [ｋ] ・・・（２８） ＢＭ３＝−α×ｚ [ｋ] −β ・・・（２９） この計算に必要なαおよびβは、上述の式（２４）およ
び（２５）に従ってＢＭＣ２０によって計算される基準
値である。かかる計算は、例えば再生信号ｚ［ｋ］に基
づくエンベロープ検出等の方法で検出され、ＢＭＣ２０
に供給される識別点−Ａ−Ｂ，−Ａ，ＡおよびＡ＋Ｂの
値に基づいてなされる。BM0 = z [k] (26) BM1 = α × z [k] −β (27) BM2 = −z [k] (28) BM3 = −α × z [k] -β (29) α and β required for this calculation are reference values calculated by the BMC 20 according to the above-described equations (24) and (25). This calculation is detected by a method such as envelope detection based on the reproduced signal z [k], and the BMC 20
Based on the values of the discrimination points -AB, -A, A, and A + B.
【００８０】ＢＭ０〜ＢＭ３の値は、ＡＣＳ２１に供給
される。一方、ＡＣＳ２１は、後述するような圧縮およ
びラッチ回路２２から、１クロック前の規格化パスメト
リックの値（但し、後述するように圧縮のなされたも
の）Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２およびＭ３が供給される。そし
て、Ｍ０〜Ｍ３と、ＢＭ０〜ＢＭ３とを加算して、後述
するようにして、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ
０，Ｌ１，Ｌ２およびＬ３を計算する。Ｍ０〜Ｍ３が圧
縮のなされたものであるため、Ｌ０〜Ｌ３を計算する際
のオーバーフローを避けることができる。The values of BM0 to BM3 are supplied to the ACS 21. On the other hand, the ACS 21 supplies the normalized path metric values M0, M1, M2, and M3 one clock before (however, compressed as described later) from the compression and latch circuit 22 described later. . Then, M0 to M3 and BM0 to BM3 are added, and the latest standardized path metric value L is added as described later.
Calculate 0, L1, L2 and L3. Since M0 to M3 are compressed, it is possible to avoid overflow when calculating L0 to L3.
【００８１】さらに、ＡＣＳ２１は、最新の規格化パス
メトリックの値Ｌ０〜Ｌ３に基づいて、後述するよう
に、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応し
て、パスメモリ２３に供給される選択信号ＳＥＬ０およ
びＳＥＬ２を「High」または「Low」とする。Further, the ACS 21 selects the maximum likelihood state transition based on the latest standardized path metric values L0 to L3, as described later, and stores it in the path memory 23 in accordance with the selection result. The supplied selection signals SEL0 and SEL2 are set to “High” or “Low”.
【００８２】また、ＡＣＳ２１は、Ｌ０〜Ｌ３を圧縮お
よびラッチ回路２２に供給する。圧縮およびラッチ回路
２２は、供給されるＬ０〜Ｌ３を圧縮した後にラッチす
る。その後、１クロック前の規格化パスメトリックＭ０
〜Ｍ３としてＡＣＳ２１に供給する。The ACS 21 supplies L0 to L3 to the compression and latch circuit 22. The compression and latch circuit 22 latches the supplied L0 to L3 after compressing them. Thereafter, the normalized path metric M0 one clock before
To the ACS 21 as .about.M3.
【００８３】この際の圧縮の方法としては、例えば以下
に示すように、最新の規格化パスメトリックＬ０〜Ｌ３
から、そのうちの１個、例えばＬ０を一律に差し引く等
の方法が用いられる。As a compression method at this time, for example, as shown below, the latest standardized path metrics L0 to L3
Therefore, a method of uniformly subtracting one of them, for example, L0, is used.
【００８４】Ｍ０＝Ｌ０−Ｌ０ ・・・（３０） Ｍ１＝Ｌ１−Ｌ０ ・・・（３１） Ｍ２＝Ｌ２−Ｌ０ ・・・（３２） Ｍ３＝Ｌ３−Ｌ０ ・・・（３３） この結果として、Ｍ０が常に０の値をとることになる
が、以下の説明においては、一般性を損なわないため
に、このままＭ０と表記する。式（３０）〜（３３）に
よって計算されるＭ０〜Ｍ３の値の差は、Ｌ０〜Ｌ３の
値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状
態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値
の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法
は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パス
メトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方
法として有効である。このように、ＡＣＳ２１と圧縮お
よびラッチ回路２２は、規格化パスメトリックの計算に
関するループを構成する。M0 = L0-L0 (30) M1 = L1-L0 (31) M2 = L2-L0 (32) M3 = L3-L0 (33) , M0 always take a value of 0, but in the following description, it will be referred to as M0 as it is in order not to impair generality. The difference between the values of M0 to M3 calculated by the equations (30) to (33) is equal to the difference between the values of L0 to L3. As described above, in the selection of the maximum likelihood state transition, only the value difference between the normalized path metrics becomes a problem. Therefore, such a compression method is effective as a method of compressing the value of the normalized path metric without affecting the selection result of the maximum likelihood state transition and preventing overflow. Thus, the ACS 21 and the compression and latch circuit 22 form a loop related to the calculation of the normalized path metric.
【００８５】上述のＡＣＳ２１について、図１１を参照
してより詳細に説明する。ＡＣＳ２１は、６個の加算器
５１、５２、５３、５４、５６、５８および２個の比較
器５５、５７から構成される。一方、上述したようにＡ
ＣＳ２１には、１クロック前の圧縮された規格化パスメ
トリックの値Ｍ０〜Ｍ３および規格化パスメトリックに
対応するブランチメトリックの値ＢＭ０〜ＢＭ３が供給
される。The above-mentioned ACS 21 will be described in more detail with reference to FIG. The ACS 21 includes six adders 51, 52, 53, 54, 56, 58 and two comparators 55, 57. On the other hand, as described above, A
CS 21 is supplied with compressed standardized path metric values M0 to M3 one clock before and branch metric values BM0 to BM3 corresponding to the standardized path metric.
【００８６】加算器５１には、Ｍ０およびＢＭ０が供給
される。加算器５１は、これらを加算して以下のような
Ｌ００を算出する。M0 and BM0 are supplied to the adder 51. The adder 51 adds these to calculate L00 as follows.
【００８７】Ｌ００＝Ｍ０＋ＢＭ０ ・・・（３４） 上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基
づいて上述の（２６）式に従って計算されるもの、すな
わちｚ［ｋ］の値そのものである。従って、式（３４）
の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式
（２０）中のｍ（０，ｋ−１）＋ｚ［ｋ］の値を計算し
たものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０
であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ０によって最
終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値であ
る。L00 = M0 + BM0 (34) As described above, M0 is in the state S0 at the time point k-1.
Is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed. Also, BM
0 is the value calculated based on the above-described equation (26) based on the reproduced signal z [k] input at the time point k, that is, the value of z [k] itself. Therefore, equation (34)
Is obtained by calculating the value of m (0, k-1) + z [k] in the above equation (20) under the effect of the above-described compression. That is, the state S0 at the time point k-1
This is a calculated value corresponding to the case where the state transition S0 finally arrives at the time point k by the state transition S0 → S0.
【００８８】一方、加算器５２には、Ｍ３およびＢＭ１
が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下の
ようなＬ３０を算出する。On the other hand, M3 and BM1 are added to the adder 52.
Is supplied. The adder 51 adds these to calculate the following L30.
【００８９】Ｌ３０＝Ｍ３＋ＢＭ１ ・・・（３５） 上述したように、Ｍ３は、時点ｋ−１において状態Ｓ３
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る、圧縮された規格化パスメトリックである。また、Ｂ
Ｍ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に
基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、す
なわちα×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３５）の
値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２
０）中のｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−βの値を計
算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態
Ｓ３であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ３→Ｓ０によっ
て最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値
である。L30 = M3 + BM1 (35) As described above, M3 is in the state S3 at the time point k-1.
, Is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed. Also, B
M1 is a value calculated according to the above equation (27) based on the reproduced signal z [k] input at the time point k, that is, α × z [k] −β. Therefore, the value of equation (35) is calculated by the above equation (2) under the action of compression as described above.
0) in (m (3, k-1) + α × z [k] −β). That is, this is a calculated value corresponding to the case where the state is S3 at the time point k−1 and finally reaches the state transition S0 by the state transition S3 → S0 at the time point k.
【００９０】上述のＬ００およびＬ３０は、比較器５５
に供給される。比較器５５は、Ｌ００およびＬ３０の値
を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ０
とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択
信号ＳＥＬ０の極性を切替える。このような構成は、式
（２０）において、最小値が選択されることに対応する
ものである。すなわち、Ｌ００＜Ｌ３０の場合（この時
は、Ｓ０→Ｓ０が選択される）に、Ｌ００をＬ０として
出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば、「Low」とする。ま
た、Ｌ３０＜Ｌ００の場合（この時は、Ｓ３→Ｓ０が選
択される）には、Ｌ３０をＬ０として出力し、且つ、Ｓ
ＥＬ０を例えば「High」とする。ＳＥＬ０は、後述する
ように、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４に供給
される。The above-mentioned L00 and L30 correspond to the comparator 55
Supplied to The comparator 55 compares the values of L00 and L30, and determines the smaller one as the latest standardized path metric L0.
In addition, the polarity of the selection signal SEL0 is switched according to the selection result as described above. Such a configuration corresponds to the fact that the minimum value is selected in equation (20). That is, when L00 <L30 (in this case, S0 → S0 is selected), L00 is output as L0, and SEL0 is set to, for example, “Low”. When L30 <L00 (in this case, S3 → S0 is selected), L30 is output as L0, and S30 is output.
EL0 is set to “High”, for example. SEL0 is supplied to the A-type path memory 24 corresponding to the state S0, as described later.
【００９１】このように、加算器５１、５２および比較
器５５は、上述の式（２０）に対応して、Ｓ０→Ｓ０と
Ｓ３→Ｓ０の内から、時点ｋにおける状態遷移として最
尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応
じて、最新の規格化パスメトリックＬ０および選択信号
ＳＥＬ０を出力する。As described above, the adders 51 and 52 and the comparator 55 are the most likely state transitions at the time point k from S0 → S0 and S3 → S0 in accordance with the above equation (20). Is performed. Then, it outputs the latest standardized path metric L0 and the selection signal SEL0 according to the selection result.
【００９２】また、加算器５６には、Ｍ０およびＢＭ１
が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下の
ようなＬ１を算出する。The adder 56 has M0 and BM1.
Is supplied. The adder 51 adds these to calculate the following L1.
【００９３】Ｌ１＝Ｍ０＋ＢＭ１ ・・・（３６） 上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基
づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すな
わちα×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３６）の値
は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２
１）の右辺ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−βの値を
計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状
態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ１によ
って最終的に状態遷移Ｓ１に至った場合に対応する計算
値である。式（２１）が値の選択を行わないことに対応
して、加算器５６の出力がそのまま最新の規格化パスメ
トリックＬ１とされる。L1 = M0 + BM1 (36) As described above, M0 is in the state S0 at the time point k-1.
Is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed. Also, BM
1 is calculated based on the reproduced signal z [k] input at the time point k in accordance with the above equation (27), that is, α × z [k] −β. Therefore, the value of equation (36) is calculated by the above equation (2) under the action of compression as described above.
The value of the right side m (0, k-1) + α × z [k] −β of 1) is calculated. That is, the calculated value corresponds to the case where the state S0 is at the time point k−1 and the state transition S1 is finally reached by the state transition S0 → S1 at the time point k. In response to the expression (21) not selecting a value, the output of the adder 56 is used as it is as the latest standardized path metric L1.
【００９４】加算器５３には、Ｍ２およびＢＭ２が供給
される。加算器５３は、これらを加算して以下のような
Ｌ２２を算出する。The adder 53 is supplied with M2 and BM2. The adder 53 adds these to calculate the following L22.
【００９５】Ｌ２２＝Ｍ２＋ＢＭ２ ・・・（３７） 上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基
づいて上述の（２８）式に従って計算されるもの、すな
わち−ｚ［ｋ］である。従って、式（３７）の値は、上
述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中の
ｍ（２，ｋ−１）−ｚ［ｋ］の値を計算したものとな
る。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ２であり、時
点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ２によって最終的に状態
遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。L22 = M2 + BM2 (37) As described above, M2 is in the state S2 at the time point k-1.
Is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed. Also, BM
0 is a value calculated in accordance with the above-mentioned equation (28) based on the reproduced signal z [k] inputted at the time point k, that is, -z [k]. Therefore, the value of Expression (37) is a value obtained by calculating the value of m (2, k-1) -z [k] in Expression (22) under the effect of compression as described above. . That is, the calculated value corresponds to the case where the state S2 is at the time point k−1 and the state transition S2 is finally reached by the state transition S2 → S2 at the time point k.
【００９６】一方、加算器５４には、Ｍ１およびＢＭ３
が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下の
ようなＬ１２を算出する。On the other hand, the adder 54 has M1 and BM3
Is supplied. The adder 53 adds these values to calculate L12 as described below.
【００９７】Ｌ１２＝Ｍ１＋ＢＭ３ ・・・（３８） 上述したように、Ｍ１は、時点ｋ−１において状態Ｓ１
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基
づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すな
わち−α×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３８）の
値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２
２）中のｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ［ｋ］−βの値を計
算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態
Ｓ１であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ１→Ｓ２によっ
て最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値
である。L12 = M1 + BM3 (38) As described above, M1 is in the state S1 at the time point k-1.
Is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed. Also, BM
Numeral 3 is a value calculated based on the reproduced signal z [k] input at the time point k in accordance with the above equation (29), that is, -α × z [k] -β. Therefore, the value of equation (38) is calculated by the above equation (2) under the action of compression as described above.
The value of m (1, k-1) -α × z [k] -β in 2) is calculated. That is, the calculated value corresponds to the case where the state S1 is at the time point k−1 and the state transition S2 is finally reached by the state transition S1 → S2 at the time point k.
【００９８】上述のＬ２２およびＬ１２は、比較器５７
に供給される。比較器５７は、Ｌ２２およびＬ１２の値
を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ２
とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択
信号ＳＥＬ２の極性を切替える。このような構成は、式
（２２）において、最小値が選択されることに対応する
ものである。すなわち、Ｌ２２＜Ｌ１２の場合（この時
は、Ｓ２→Ｓ２が選択される）に、Ｌ２２をＬ２として
出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば、「Low」とする。ま
た、Ｌ１２＜Ｌ２２の場合（この時は、Ｓ１→Ｓ２が選
択される）には、Ｌ１２をＬ２として出力し、且つ、Ｓ
ＥＬ２を例えば「High」とする。ＳＥＬ２は、後述する
ように、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に供給
される。The above-mentioned L22 and L12 are connected to the comparator 57.
Supplied to The comparator 57 compares the values of L22 and L12, and determines the smaller one as the latest standardized path metric L2.
At the same time, the polarity of the selection signal SEL2 is switched according to the selection result as described above. Such a configuration corresponds to the fact that the minimum value is selected in equation (22). That is, when L22 <L12 (in this case, S2 → S2 is selected), L22 is output as L2, and SEL2 is set to, for example, “Low”. When L12 <L22 (in this case, S1 → S2 is selected), L12 is output as L2, and S12 is output.
EL2 is set to “High”, for example. SEL2 is supplied to the A-type path memory 26 corresponding to the state S2 as described later.
【００９９】このように、加算器５３、５４および比較
器５７は、上述の式（２２）に対応して、Ｓ１→Ｓ２と
Ｓ２→Ｓ２の内から、時点ｋにおける状態遷移として最
尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新
の規格化パスメトリックＬ２および選択信号ＳＥＬ２を
出力する。As described above, the adders 53 and 54 and the comparator 57 correspond to the above-mentioned equation (22) to determine the maximum likelihood state transition at the time point k from S1 → S2 and S2 → S2. Select Then, it outputs the latest standardized path metric L2 and the selection signal SEL2 according to the selection result.
【０１００】また、加算器５８には、Ｍ２およびＢＭ３
が供給される。加算器５８は、これらを加算して以下の
ようなＬ３を算出する。The adder 58 includes M2 and BM3
Is supplied. The adder 58 adds these to calculate the following L3.
【０１０１】Ｌ３＝Ｍ２＋ＢＭ３ ・・・（３９） 上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基
づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すな
わち−α×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３９）の
値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２
３）の右辺ｍ（２，ｋ−１）−α×ｚ［ｋ］−βの値を
計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状
態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ３によ
って最終的に状態遷移Ｓ３に至った場合に対応する計算
値である。式（２３）が値の選択を行わないことに対応
して、加算器５８の出力がそのまま最新の規格化パスメ
トリックＬ３とされる。L3 = M2 + BM3 (39) As described above, M2 is in the state S2 at the time point k-1.
Is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed. Also, BM
Numeral 3 is a value calculated based on the reproduced signal z [k] input at the time point k in accordance with the above equation (29), that is, -α × z [k] -β. Therefore, the value of equation (39) is calculated by the above equation (2) under the action of compression as described above.
The value of the right side m (2, k−1) −α × z [k] −β of 3) is calculated. That is, the calculated value corresponds to the case where the state S0 is at the time point k−1 and the state transition S3 is finally reached by the state transition S2 → S3 at the time point k. In response to the expression (23) not selecting a value, the output of the adder 58 is used as it is as the latest standardized path metric L3.
【０１０２】上述したようにして、ＡＣＳ２１が出力す
るＳＥＬ０およびＳＥＬ２に従って、パスメモリユニッ
ト（以下、ＰＭＵと表記する）２３が動作することによ
って、記録データａ［ｋ］に対する最尤復号系列として
の復号データａ’［ｋ］が生成される。ＰＭＵ２３は、
図７に示した４個の状態間の状態遷移に対応するため
に、２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリ
から構成される。As described above, the path memory unit (hereinafter referred to as PMU) 23 operates in accordance with SEL0 and SEL2 output from the ACS 21, thereby decoding the recording data a [k] as the maximum likelihood decoding sequence. Data a '[k] is generated. PMU23
In order to cope with the state transition between the four states shown in FIG. 7, it is composed of two A-type path memories and two B-type path memories.
【０１０３】Ａ型パスメモリは、その状態に至る遷移と
して２つの遷移（すなわち、自分自身からの遷移と、他
の１個の状態からの遷移）を有し、且つ、その状態を起
点とする２つの遷移（すなわち、自分自身に至る遷移と
他の１個の状態に至る遷移）を有する状態に対応するた
めの構成とされる。従って、Ａ型パスメモリは、図７に
示した４個の状態の内、Ｓ０およびＳ２に対応するもの
である。The A-type path memory has two transitions (ie, a transition from itself and a transition from another state) as transitions to the state, and uses the state as a starting point. The configuration is such that it corresponds to a state having two transitions (ie, a transition leading to itself and a transition leading to another single state). Therefore, the A-type path memory corresponds to S0 and S2 among the four states shown in FIG.
【０１０４】一方、Ｂ型パスメモリは、その状態に至る
遷移が１つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷
移が１つのみである状態に対応するための構成とされ
る。従って、Ｂ型パスメモリは、図７に示した４個の状
態の内、Ｓ１およびＳ３に対応するものである。On the other hand, the B-type path memory is configured to cope with a state in which there is only one transition to the state and only one transition starting from the state. Therefore, the B-type path memory corresponds to S1 and S3 among the four states shown in FIG.
【０１０５】これら２個のＡ型パスメモリおよび２個の
Ｂ型パスメモリが図７に示した状態遷移図に従う動作を
行うために、ＰＭＵ２３において、図１０に示すような
復号データの受渡しがなされるように構成される。すな
わち、Ａ型パスメモリ２４がＳ０に対応し、Ａ型パスメ
モリ２６がＳ２に対応する。また、Ｂ型パスメモリ２５
がＳ１に対応し、また、Ｂ型パスメモリ２７がＳ３に対
応する。このように構成すれは、Ｓ０を起点として生じ
得る状態遷移がＳ０→Ｓ０およびＳ０→Ｓ１であり、Ｓ
２を起点として生じ得る状態遷移がＳ２→Ｓ２およびＳ
２→Ｓ３であることに合致する。また、Ｓ１を起点とし
て生じ得る状態遷移がＳ１→Ｓ２のみであり、Ｓ３を起
点として生じ得る状態遷移がＳ３→Ｓ０のみであること
にも合致する。In order for the two A-type path memories and the two B-type path memories to operate in accordance with the state transition diagram shown in FIG. 7, the PMU 23 transfers the decoded data as shown in FIG. It is configured to be. That is, the A-type path memory 24 corresponds to S0, and the A-type path memory 26 corresponds to S2. Also, the B-type path memory 25
Corresponds to S1, and the B-type path memory 27 corresponds to S3. In this configuration, state transitions that can occur starting from S0 are S0 → S0 and S0 → S1, and
S2 → S2 and S2
This corresponds to 2 → S3. In addition, the state transition that can occur with S1 as the starting point is only S1 → S2, and the state transition that can occur with S3 as the starting point is only S3 → S0.
【０１０６】Ａ型パスメモリ２４について、その詳細な
構成を図１２に示す。Ａ型パスメモリ２４は、パスメモ
リ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、
交互に接続したものである。図１２には、１４ビットの
デコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、
１４個のセレクタ３１-1〜３１-14および１５個のフリ
ップフロップ３０-0〜３０-14を有するものである。セ
レクタ３１-1〜３１-14は、何れも２個のデータを受取
リ、その内の１個を選択的に後段に供給するものであ
る。また、フリップフロップ３０-0〜３０-14にクロッ
クが供給されることにより、Ａ型パスメモリ２４全体の
動作タイミングが合わされる。FIG. 12 shows the detailed configuration of the A-type path memory 24. The A-type path memory 24 includes a number of flip-flops and selectors corresponding to the path memory length,
They are connected alternately. FIG. 12 shows a configuration corresponding to a decoded data length of 14 bits. That is,
It has 14 selectors 31-1 to 31-14 and 15 flip-flops 30-0 to 30-14. Each of the selectors 31-1 to 31-14 receives two data and selectively supplies one of them to a subsequent stage. Further, by supplying a clock to the flip-flops 30-0 to 30-14, the operation timing of the entire A-type path memory 24 is adjusted.
【０１０７】図７を用いて上述したように、状態Ｓ０に
至る遷移は、Ｓ０→Ｓ０すなわち自分自身から継承する
遷移、およびＳ３→Ｓ０である。このような状況に対応
する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロッ
プから供給されるデータすなわちＳ０→Ｓ０に対応する
復号データと、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７
から供給されるデータすなわちＳ３→Ｓ０に対応する復
号データＰＭ３とを受取る。さらに、各セレクタは、Ａ
ＣＳ２１からＳＥＬ０を供給される。そして、ＳＥＬ０
の極牲に応じて、供給される２個の復号データの内の一
方を後段のフリップフロップに供給する。また、このよ
うにして後段のフリップフロップに供給される復号デー
タは、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５にもＰＭ
０として供給される。As described above with reference to FIG. 7, the transition to the state S0 is S0 → S0, that is, the transition inherited from itself, and S3 → S0. As a configuration corresponding to such a situation, each selector includes data supplied from the preceding flip-flop, that is, decoded data corresponding to S0 → S0, and B-type path memory 27 corresponding to state S3.
, Ie, decoded data PM3 corresponding to S3 → S0. Further, each selector has A
SEL0 is supplied from CS21. And SEL0
In accordance with the polarity, one of the two decoded data supplied is supplied to the subsequent flip-flop. Further, the decoded data supplied to the subsequent flip-flop in this manner is also stored in the B-type path memory 25 corresponding to the state S1 in the PM.
Supplied as 0.
【０１０８】すなわち、例えばセレクタ３１-14は、前
段のフリップフロップ３０-13から供給されるデータ
と、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットから
なるＰＭ３の１４番目のビット位置のデータとを受取
る。そして、これら２個のデータの内から以下のように
して選択したデータを、後段のフリップフロップ３０-1
4に供給する。上述したようにＳＥＬ０は、選択結果に
応じて、「Low」または「High」とされる。ＳＥＬ０が
例えば「Low」の時は、前段のフリップフロップ３０-13
からのデータが選択されるようになされる。また、ＳＥ
Ｌ０が例えば「High」の時は、ＰＭ３の１４番目のビッ
ト位置のデータが選択されるようになされる。選択され
たデータは、後段のフリップフロップ３０-14に供給さ
れ、また、ＰＭ０の１４番目のビット位置のデータとし
て、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５に供給され
る。That is, for example, the selector 31-14 compares the data supplied from the preceding flip-flop 30-13 with the data at the 14th bit position of the PM3 consisting of 14 bits supplied from the B-type path memory 27. Receive. Then, the data selected as follows from the two data is transferred to the subsequent flip-flop 30-1.
Supply 4 As described above, SEL0 is set to “Low” or “High” according to the selection result. When SEL0 is “Low”, for example, the flip-flop 30-13
Is selected. Also, SE
When L0 is, for example, "High", the data at the 14th bit position of PM3 is selected. The selected data is supplied to the subsequent flip-flop 30-14, and is supplied to the B-type path memory 25 corresponding to the state S1 as data at the 14th bit position of PM0.
【０１０９】Ａ型パスメモリ２４中の他のセレクタ３１
-1〜３１-13においても、ＳＥＬ０の極性に応じて、同
様な動作が行われる。従って、Ａ型パスメモリ２４全体
としては、ＳＥＬ０が例えば「Low」の時は、Ａ型パス
メモリ２４中で、各々のフリップフロップがその前段に
位置するフリップフロップのデータを継承するシリアル
シフトを行う。また、ＳＥＬ０が例えば「High」の時
は、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットから
なる復号データＰＭ３を継承するパラレルロードを行
う。何れの場合にも、継承される復号データは、Ｂ型パ
スメモリ２５に１４ビットの復号データＰＭ０として供
給される。Another selector 31 in the A-type path memory 24
The same operation is performed in -1 to 31-13 according to the polarity of SEL0. Therefore, when SEL0 is, for example, "Low", the A-type path memory 24 as a whole performs a serial shift in the A-type path memory 24 in which each flip-flop inherits the data of the flip-flop located at the preceding stage. . When SEL0 is, for example, "High", parallel loading is performed to inherit the 14-bit decoded data PM3 supplied from the B-type path memory 27. In any case, the inherited decoded data is supplied to the B-type path memory 25 as 14-bit decoded data PM0.
【０１１０】また、最初の処理段となるフリップフロッ
プ３０0には、クロックに同期して常に’０’が入力さ
れる。かかる動作は、Ｓ０に至る状態遷移Ｓ０→Ｓ０と
Ｓ２→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号
データが’０’なので、最新の復号データは、常に’
０’となることに対応している。Further, "0" is always input to the flip-flop 300 as the first processing stage in synchronization with the clock. In such an operation, the decoded data is '0' as shown in FIG. 7 in any of the state transitions S0 → S0 and S2 → S0 leading to S0.
It corresponds to becoming 0 '.
【０１１１】上述したように、Ｓ２に対応するＡ型パス
メモリ２６についても、構成自体は、Ａ型パスメモリ２
４と全く同様である。但し、ＡＣＳ２１から入力される
選択信号は、ＳＥＬ２である。また、図６に示すように
状態Ｓ２に至る遷移としては、Ｓ２→Ｓ２すなわち自分
自身から継承する遷移と、Ｓ１→Ｓ２とがある。このた
め、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５からＰＭ１
を供給される。さらに、状態Ｓ２を起点として生じ得る
状態がＳ２すなわち自分自身と、Ｓ３であることに対応
して、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７にＰＭ２
を供給する。As described above, the configuration itself of the A-type path memory 26 corresponding to S2 is the same as that of the A-type path memory 2.
4 is exactly the same. However, the selection signal input from the ACS 21 is SEL2. In addition, as shown in FIG. 6, transitions to the state S2 include S2 → S2, that is, transitions inherited from itself, and S1 → S2. Therefore, the PM1 is stored in the B-type path memory 25 corresponding to the state S1.
Supplied. Further, in response to the state that can occur starting from the state S2 being S2, ie, itself, and S3, PM2 is stored in the B-type path memory 27 corresponding to the state S3.
Supply.
【０１１２】また、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６
においても、最初の処理段となるフリップフロップに
は、クロックに同期して常に’０’が入力される。かか
る動作は、Ｓ２に至る状態遷移Ｓ２→Ｓ２とＳ１→Ｓ０
の何れにおいても、図７に示すように、復号データが’
０’なので、最新の復号データは、常に’０’となるこ
とに対応している。The A-type path memory 26 corresponding to S2
In this case, "0" is always input to the flip-flop serving as the first processing stage in synchronization with the clock. Such an operation is a state transition S2 → S2 and S1 → S0 leading to S2.
In either case, as shown in FIG.
Since it is "0", it corresponds to that the latest decoded data is always "0".
【０１１３】他方、Ｂ型パスメモリ２５について、その
詳細な構成を図１３に示す。Ｂ型パスメモリ２５は、パ
スメモリ長に対応する個数のフリップフロップを接続し
たものである。図１３には、１４ビットのデコードデー
タ長に対応する構成を示した。すなわち、１５個のフリ
ップフロップ３２-0〜３２-14を有するものである。フ
リップフロップ３２-0〜３２-14にクロックが供給され
ることにより、Ｂ型パスメモリ２５全体の動作タイミン
グが合わされる。On the other hand, FIG. 13 shows a detailed configuration of the B-type path memory 25. The B-type path memory 25 has a number of flip-flops connected to the path memory length. FIG. 13 shows a configuration corresponding to a decoded data length of 14 bits. That is, it has 15 flip-flops 32-0 to 32-14. By supplying a clock to the flip-flops 32-0 to 32-14, the operation timing of the entire B-type path memory 25 is adjusted.
【０１１４】各フリップフロップ３２-1〜３２-14に
は、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４から、１４
ビットの復号データがＰＭ０として供給される。例え
ば、フリップフロップ３２-1には、ＰＭ０の１ビット目
が供給される。各フリップフロップ３２-1〜３２-14
は、供給された値を１クロックの間保持する。そして、
状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に、１４ビット
の復号データＰＭＬとして出力する。例えば、フリップ
フロップ３２-1は、ＰＭＬの２ビット目を出力する。Each of the flip-flops 32-1 to 32-14 has an A-type path memory 24 corresponding to the state S0.
Bit decoded data is supplied as PM0. For example, the first bit of PM0 is supplied to the flip-flop 32-1. Each flip-flop 32-1 to 32-14
Holds the supplied value for one clock. And
It outputs as 14-bit decoded data PML to the A-type path memory 26 corresponding to the state S2. For example, the flip-flop 32-1 outputs the second bit of the PML.
【０１１５】Ｂ型パスメモリ２５中の他のセレクタ３２
-1〜３２-13においても、同様な動作が行われる。従っ
て、Ｂ型パスメモリ２５全体としては、Ａ型パスメモリ
２４から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ
０を受取リ、またＡ型パスメモリ２６に１４ビットから
なる復号データＰＭ１を供給する。Another selector 32 in the B-type path memory 25
Similar operations are performed in -1 to 32-13. Therefore, the entire B-type path memory 25 receives the 14-bit decoded data PM supplied from the A-type path memory 24.
0, and supplies 14-bit decoded data PM1 to the A-type path memory 26.
【０１１６】また、フリップフロップ３２-0には、クロ
ックに同期して常に’１’が入力される。かかる動作
は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ０→Ｓ１
である場合に復号データが’１’であることに対応して
いる。Further, "1" is always input to the flip-flop 32-0 in synchronization with the clock. In this operation, as shown in FIG. 7, the latest state transition is S0 → S1.
The case corresponds to that the decoded data is '1'.
【０１１７】また、上述のように、状態Ｓ３に対応する
Ｂ型パスメモリ２７についても、Ｂ型パスメモリ２５と
全く同様な構成とされる。但し、図７に示すように状態
Ｓ３に至る遷移は、Ｓ２→Ｓ３なので、状態Ｓ２に対応
するＡ型パスメモリ２６からＰＭ２を供給される。さら
に、状態Ｓ３を起点として生じ得る状態がＳ０であるこ
とに対応して、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４
にＰＭ３を供給するようになされる。Ｂ型パスメモリ２
７においても、最初の処理段となるフリップフロップに
は、クロックに同期して常に’１’が入力される。かか
る動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ２
→Ｓ３である場合に復号データが’１’であることに対
応している。As described above, the configuration of the B-type path memory 27 corresponding to the state S3 is completely the same as that of the B-type path memory 25. However, as shown in FIG. 7, since the transition to the state S3 is from S2 to S3, PM2 is supplied from the A-type path memory 26 corresponding to the state S2. Further, in response to the state that can occur starting from the state S3 being S0, the A-type path memory 24 corresponding to the state S0
To supply PM3. B type path memory 2
Also in 7, the flip-flop serving as the first processing stage is always supplied with “1” in synchronization with the clock. This operation is performed when the latest state transition is S2 as shown in FIG.
→ If S3, it corresponds to the fact that the decoded data is '1'.
【０１１８】上述したようにして、ＰＭＵ２３中の４個
のパスメモリは、各々復号データを生成する。このよう
にして生成される４個の復号データは、常に正確なビタ
ビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することに
なる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、４
個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。こ
のような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等
により、上述の識別点ＡおよびＢを検出する際に誤差が
生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なもの
となることによって生じる。As described above, each of the four path memories in the PMU 23 generates decoded data. The four pieces of decoded data generated in this way match each other if an accurate Viterbi decoding operation is always performed. By the way, in the actual Viterbi decoding operation, 4
A mismatch may occur in the pieces of decoded data. Such inconsistency is caused by an inaccurate Viterbi decoding operation due to factors such as an error in detecting the above-described identification points A and B due to the influence of noise included in the reproduced signal. .
【０１１９】一般に、このような不一致が生じる確率
は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数
（メモリ長）を充分に大きく設定することによって減少
させることができる。すなわち、再生信号のＣ／Ｎ等の
品質が良い場合には、パスメモリの処理段数が比較的小
さくても復号データ間の不一致が生じる確率は小さい。
これに対して、再生信号の品質が良くない場合には、上
述の不一致が生じる確率を小さくするためには、パスメ
モリの処理段数を大きくする必要がある。再生信号の品
質に対してパスメモリの処理段数が比較的小さくて、復
号データ間の不一致が生じる確率を充分に低くすること
ができない場合には、４個の復号データから、例えは多
数決等の方法によって、より的確なものを選択するよう
な、図示しない構成がＰＭＵ２３中の４個のパスメモリ
の後段に設けられる。Generally, the probability of occurrence of such a mismatch can be reduced by setting the number of processing stages (memory length) of the path memory sufficiently large in accordance with the quality of the reproduced signal. That is, when the quality of the reproduction signal such as C / N is good, the probability of occurrence of mismatch between decoded data is small even if the number of processing stages of the path memory is relatively small.
On the other hand, when the quality of the reproduced signal is not good, it is necessary to increase the number of processing stages of the path memory in order to reduce the probability that the above-described mismatch occurs. If the number of processing stages of the path memory is relatively small with respect to the quality of the reproduced signal and the probability of occurrence of inconsistency between the decoded data cannot be reduced sufficiently, the four decoded data may be used, for example, by majority decision. Depending on the method, a configuration (not shown) for selecting a more appropriate one is provided after the four path memories in the PMU 23.
【０１２０】１−５ ４値４状態ビタビ復号方法以外の
ビタビ復号方法 上述した４値４状態ビタビ復号方法は、フィルタ部１１
において用いられる波形等化特性がＰＲ（１，２，１）
であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号
が採用される場合に用いられる。例えば、記録線密度
０．４０μｍ，レーザ波長６８５ｎｍ，ＮＡ＝０．５５
の場合には、波形等化特性をＰＲ（１，２，１）とし、
４値４状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。
他方、波形等化特性または記録データを生成するための
符号化方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用い
られることもある。1-5 Viterbi Decoding Method Other than Four-Valued Four-State Viterbi Decoding Method
Is equal to PR (1,2,1)
And when the RLL (1, 7) code is adopted as the recording data. For example, recording linear density 0.40 μm, laser wavelength 685 nm, NA = 0.55
In the case of, the waveform equalization characteristic is PR (1, 2, 1),
It is optimal to use a 4-value 4-state Viterbi decoding method.
On the other hand, other types of Viterbi decoding methods may be used depending on the waveform equalization characteristics or the encoding method for generating the recording data.
【０１２１】例えば、波形等化特性がＰＲ（１，１）で
あり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が
用いられる場合には、３値４状態ビタビ復号方法が用い
られる。また、波形等化特性がＰＲ（１，３，３，１）
であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号
が用いられる場合には、７値６状態ビタビ復号方法が用
いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用い
るかを選択するための要素の１つとなる波形等化特性
は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いもの
が採用される。従って、上述したように、線記録密度お
よびＭＴＦを考慮して最適なものとされる。For example, when the waveform equalization characteristic is PR (1, 1) and an RLL (1, 7) code is used as recording data, a ternary 4-state Viterbi decoding method is used. Further, the waveform equalization characteristic is PR (1, 3, 3, 1)
In the case where the RLL (1, 7) code is used as the recording data, a 7-value 6-state Viterbi decoding method is used. Among such Viterbi decoding methods, a waveform equalization characteristic that is one of the elements for selecting which method to use is preferably one that has a high degree of compatibility with intersymbol interference on a reproduced signal. Therefore, as described above, it is optimized in consideration of the linear recording density and the MTF.
【０１２２】また、波形等化特牲の理論値からのずれ、
および再生信号の振幅変動、非対称歪等によって、識別
点の値が理論と異なる場合もある。このような場合を考
慮して、ビタビ復号方法を修正して用いることも行われ
る。例えば４値４状態ビタビ復号方法において、波形等
化特牲を正確にＰＲ（１，２，１）とすることは困難で
ある点を考慮して、後述するように６個の識別点を前提
とした６値４状態ビタビ復号方法が用いられることもあ
る。Further, the deviation of the waveform equalization characteristic from the theoretical value,
Also, the value of the discrimination point may be different from the theory due to amplitude fluctuation of the reproduction signal, asymmetric distortion, and the like. In consideration of such a case, the Viterbi decoding method may be modified and used. For example, in the 4-value 4-state Viterbi decoding method, considering that it is difficult to accurately set the waveform equalization characteristic to PR (1, 2, 1), six identification points are assumed as described later. 6-level 4-state Viterbi decoding method may be used.
【０１２３】２．実施の形態の記録再生装置 ２−１ 概要 以下、上述してきたような記録再生装置として適用でき
る、本発明の実施の形態としての記録再生装置を説明し
ていく。本例の記録再生装置では、ビタビ復号器の動作
によって選択される状態遷移に基づいてリードクロック
毎に、上述した振幅基準値の更新を行うことによって振
幅基準値を再生信号に適応化させている。この際、適応
化された振幅基準値からチャンネルクオリティ（以降、
ＣＨＱという）、及びアシンメトリ値を得ることができ
る。このＣＨＱ値、アシンメトリ値は、再生データの品
質に応じた値となる。そこで本例ではこのＣＨＱ値、ア
シンメトリ値を利用して再生データの信頼性を判断し、
記録再生装置のリトライシーケンスをスムースに行うも
のである。2. 2. Recording / reproducing apparatus of embodiment 2-1 Outline Hereinafter, a recording / reproducing apparatus according to an embodiment of the present invention, which can be applied as the above-described recording / reproducing apparatus, will be described. In the recording / reproducing apparatus of this embodiment, the amplitude reference value is adapted to the reproduction signal by updating the amplitude reference value for each read clock based on the state transition selected by the operation of the Viterbi decoder. . At this time, the channel quality (hereinafter, referred to as the
CHQ), and an asymmetry value. The CHQ value and the asymmetry value are values according to the quality of the reproduced data. Therefore, in this example, the reliability of the reproduced data is determined using the CHQ value and the asymmetry value,
The retry sequence of the recording / reproducing apparatus is performed smoothly.
【０１２４】ところで、振幅基準値をビタビ復号器の動
作によって選択される状態遷移に基づいて更新するため
には、かかる状態迄移に対応する復号データ値の系列と
しての復号データではなく、状態遷移そのものを表現す
るデータが必要となる。そこで本例におけるビタビ復号
器においては、復号データ値の代わりに状態そのものを
表現する状態データ値を用いることによって、選択され
る状態遷移そのものを表現する状態データを生成するよ
うになされる。このため、上述の光磁気ディスク装置の
―例におけるパスメモリユニットＰＭＵの代わりに、後
述するようにして状態データ値の系列を生成するステー
タスメモリユニット(以下、ＳＭＵと表記する)が用いら
れる。By the way, in order to update the amplitude reference value based on the state transition selected by the operation of the Viterbi decoder, not the decoded data as a series of decoded data values corresponding to the state transition but the state transition Data that expresses itself is needed. Therefore, in the Viterbi decoder in this example, state data representing the selected state transition itself is generated by using a state data value representing the state itself instead of the decoded data value. Therefore, instead of the path memory unit PMU in the above-described example of the magneto-optical disk device, a status memory unit (hereinafter, referred to as SMU) for generating a sequence of state data values is used as described later.
【０１２５】例えば４値４状態ビタビ復号方法等の４個
の状熊を有する場合には、かかる４個の状態を２ビット
で表現できるので、このような２ビットのデータを状態
データ値として用いることができる。そこで、図７中の
Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を、それぞれ２ビットの状態デ
ータ値、００，０１，１１，１０を用いて表現すること
ができる。そこで、以下の説明においては、図７中のＳ
０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をそれぞれＳ００，Ｓ０１，Ｓ１
１，Ｓ１０と表記することにする。For example, when there are four states such as a four-level four-state Viterbi decoding method or the like, these four states can be expressed by two bits, and such two-bit data is used as a state data value. be able to. Therefore, S0, S1, S2, and S3 in FIG. 7 can be expressed using 2-bit state data values, 00, 01, 11, and 10, respectively. Therefore, in the following description, S in FIG.
0, S1, S2, and S3 are S00, S01, and S1, respectively.
1, and S10.
【０１２６】また、例えば光磁気ディスクのセクタフォ
ーマットにおいては 上述の２種類の領域としてアドレ
ス部とデータ部が設けられている。アドレス部は、エン
ボス加工等によって形成される、当該セクタのアドレス
に関する情報等を有する領域である。図３を参照して説
明したセクタフォーマットの―例においては、へッダが
アドレス部である。また、データ部は，光磁気的にユー
ザデータ等が記録される領域である。そして、ヘッダに
後続するＡＬＰＣギャップ以降の部分がデータ部とな
る。For example, in a sector format of a magneto-optical disk, an address section and a data section are provided as the above two types of areas. The address portion is an area formed by embossing or the like and having information about the address of the sector and the like. In the example of the sector format described with reference to FIG. 3, the header is the address portion. The data section is an area where user data and the like are recorded magneto-optically. Then, the portion after the ALPC gap following the header becomes the data portion.
【０１２７】アドレス部およびデータ部から再生される
再生信号は、Ｃ／Ｎ等の点で異なる信号品質を有するも
のである。すなわち、―般に、アドレス部から再生され
る再生信号は、Ｃ／Ｎが良く、データ部から再生される
再生信号は、Ｃ／Ｎが良くない。The reproduced signals reproduced from the address portion and the data portion have different signal qualities in terms of C / N and the like. That is, generally, a reproduced signal reproduced from the address portion has a good C / N, and a reproduced signal reproduced from the data portion has a poor C / N.
【０１２８】また、以下の説明においては、波形等化特
性として、上述のＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の代わりに、Ｐ
Ｒ（α，β，γ）を前提とする。このような前提は、実
際の光磁気ディスク装置等においては、理想通りのパー
シャルレスポンス特性を得ることが難しく、波形等化特
性が非対称なものとなることが多いことを考慮したもの
である。Also, in the following description, the waveform equalization characteristic is calculated using P (P, B, 2A, B) instead of PR (B, 2A, B).
It is assumed that R (α, β, γ). This premise is based on the fact that in an actual magneto-optical disk device or the like, it is difficult to obtain an ideal partial response characteristic, and the waveform equalization characteristic is often asymmetric.
【０１２９】理想通りのパーシャルレスポンス特性を得
ることが難しい原因としては、波形等化器の動作精度の
限界、記録時のレーザパワーが過大または過小であるこ
とに起因するアシンメトリー(波形の非対称性)および再
生信号からＡ／Ｄ変換器によるサンプリングを行う際に
用いられるリードクロックの位相誤差等がある。The reasons why it is difficult to obtain the ideal partial response characteristics include the limitation of the operation accuracy of the waveform equalizer and the asymmetry (waveform asymmetry) due to the excessive or excessive laser power during recording. And a phase error of a read clock used when the A / D converter performs sampling from the reproduced signal.
【０１３０】上述した４値４状態ビタビ復号方法の場合
と同様に考えると、記録時にＲＬＬ（１，７）符号化等
のＲＬｍｉｎ＝２となる符号化を行い、且つ、再生時の
パーシャルレスポンス特性がＰＲ（α，β，γ）である
場合には、６値４状態となることがわかる。すなわち、
ＲＬｍｉｎ＝２という条件によって除かれる２個の状態
以外の２3−２＝６個の｛ｂ〔ｊ−１〕，ｂ〔ｊ〕，ｂ
〔ｊ＋１〕｝の組の各々について、識別点の値すなわち
ノイズが無い理想的な場合における波形等化後の再生信
号値ｃ〔ｊ＋１〕が異なる値をとる。Considering the same as in the case of the above-described four-value four-state Viterbi decoding method, RLL (1,7) coding or the like is performed so that RLmin = 2, and partial response characteristics during reproduction are performed. Is PR (α, β, γ), it can be seen that there are six values and four states. That is,
2 3 -2 = 6 ｛b [j−1], b [j], b other than the two states excluded by the condition that RLmin = 2
For each set of [j + 1]}, the reproduced signal value c [j + 1] after waveform equalization in an ideal case with no noise takes a different value.
【０１３１】このような６個の識別点の値をｃｐｑｒと
表記する。ここでｐ，ｑ，ｒは、それぞれｂ〔ｊ−
１〕，ｂ〔ｊ〕，ｂ〔ｊ＋１〕を表現している。各識別
点の値と状態遷移の関係を図１４に示す。なおこの図１
４は上述したように、図７中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３
をＳ００，Ｓ０１，Ｓ１１，Ｓ１０と表記したものであ
る。ここで、ＲＬｍｉｎ＝２であるため、ｃ０１０およ
びｃ１０１が無いことに注意が必要である。以下の説明
は、図１４の状態遷移図に従う６値４状態を前提として
行う。The values of the six discrimination points are denoted by cpqr. Here, p, q, and r are b [j−
1], b [j] and b [j + 1]. FIG. 14 shows the relationship between the value of each identification point and the state transition. FIG. 1
4 are S0, S1, S2, S3 in FIG.
Are represented as S00, S01, S11, and S10. Here, since RLmin = 2, it should be noted that c010 and c101 do not exist. The following description is made on the premise that the 6 values and 4 states follow the state transition diagram of FIG.
【０１３２】また、図１４中の６個の状態遷移に対応し
て計算されるブランチメトリックを以下のように表記す
る。まず、遷移前の状態と遷移後の状熊を表記するそれ
ぞれ２ビットの状態データ値を書き並べて４個の数字の
列とする。次に、中央寄りの２個の(すなわち２番目と
３番目の)数字を１個の数字とすることによって、３個
の数字の列として、１リードクロックの間に生じ得るブ
ランチメトリックを表記する。例えば状態遷移Ｓ１１→
Ｓ１０に伴うブランチメトリックは、ｂｍ１１０と表記
される。このようにして、図１４中の６種類の状態遷移
に対応するブランチメトリックを、図１５に示すように
表記できる。The branch metrics calculated corresponding to the six state transitions in FIG. 14 are described as follows. First, two-bit state data values indicating the state before the transition and the state after the transition are written and arranged to form a sequence of four numbers. Next, a branch metric that can occur during one read clock is expressed as a sequence of three numbers by using the two numbers (ie, the second and third numbers) near the center as one number. . For example, state transition S11 →
The branch metric associated with S10 is denoted by bm110. In this way, the branch metrics corresponding to the six types of state transition in FIG. 14 can be represented as shown in FIG.
【０１３３】さらに、リードクロックに従って動作する
Ａ／Ｄ変換器によってサンプリングされる実際の再生信
号値ｚ〔ｋ〕と各識別点の値のユークリッド距離として
定義されるブランチメトリックは、以下のように計算さ
れる。Further, the branch metric defined as the Euclidean distance between the actual reproduced signal value z [k] sampled by the A / D converter operating according to the read clock and the value of each discrimination point is calculated as follows. Is done.
【０１３４】 ｂｍ０００＝（ｚ〔ｋ〕−ｃ０００）2 ・・・（４０） ｂｍ００１＝（ｚ〔ｋ〕−ｃ００１）2 ・・・（４１） ｂｍ０１１＝（ｚ〔ｋ〕−ｃ０１１）2 ・・・（４２） ｂｍ１１１＝（ｚ〔ｋ〕−ｃ１１１）2 ・・・（４３） ｂｍ１１０＝（ｚ〔ｋ〕−ｃ１１０）2 ・・・（４４） ｂｍ１００＝（ｚ〔ｋ〕−ｃ１００）2 ・・・（４５） ブランチメトリックをこのように計算する場合には、各
識別点の値がそのまま振幅基準値とされる。なお２乗計
算を避ける等の目的で規格化パスメトリックを用いる場
合には、規格化パスメトリックに対応するブランチメト
リックは、式（４０）〜（４５）に従うものとは異な
る。このような場合には、振幅基準値として各識別点の
値をそのまま用いることはできないが、この発明を適用
することは可能である。Bm000 = (z [k] -c000) 2 ... (40) bm001 = (z [k] -c001) 2 ... (41) bm011 = (z [k] -c011) 2. (42) bm111 = (z [k] -c111) 2 ... (43) bm110 = (z [k] -c110) 2 ... (44) bm100 = (z [k] -c100) 2. (45) When the branch metric is calculated in this way, the value of each discrimination point is directly used as the amplitude reference value. When a standardized path metric is used for the purpose of avoiding the square calculation or the like, the branch metric corresponding to the standardized path metric is different from those according to the equations (40) to (45). In such a case, the value of each identification point cannot be used as it is as the amplitude reference value, but the present invention can be applied.
【０１３５】このようなブランチメトリックの値を用い
て、時点ｋにおける状態Ｓｉｊのパスメトリックｍｉｊ
〔ｋ〕が以下のように計算される。これらの式は、４値
４状態ビタビ復号方法における上述の（１５）〜（１
８）に相当するものである。Using the value of such a branch metric, the path metric mij of the state Sij at the time point k is obtained.
[K] is calculated as follows. These equations correspond to the above-mentioned (15) to (1) in the 4-value 4-state Viterbi decoding method.
8).
【０１３６】 ｍ１０〔ｋ〕＝ｍ１１〔ｋ−１〕＋ｂｍ１１０ ・・・（４６） ｍ１１〔ｋ〕＝ｍｉｎ｛ｍ１１〔ｋ−１〕＋ｂｍ１１１， ｍ０１〔ｋ−１〕＋ｂｍ０１１｝ ・・・（４７） ｍ０１〔ｋ〕＝ｍ００〔ｋ−１〕＋ｂｍ００１ ・・・（４８） ｍ００〔ｋ〕＝ｍｉｎ｛ｍ００〔ｋ−１〕＋ｂｍ０００， ｍ１０〔ｋ−１〕＋ｂｍ１００｝ ・・・（４９）M10 [k] = m11 [k−1] + bm110 (46) m11 [k] = min {m11 [k−1] + bm111, m01 [k−1] + bm011} (47) m01 [k] = m00 [k-1] + bm001 (48) m00 [k] = min {m00 [k-1] + bm000, m10 [k-1] + bm100} (49)
【０１３７】２−２ 装置構成 図１６は、本例の記録再生装置の全体構成を示すブロッ
ク図である。なお、図１等を参照して上述した光磁気デ
ィスク装置の一例と同様の構成要素には、同一の符号を
付した。記録系および図示しないサーボ系等について
は、上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。
また光ピックアップ７からＡ／Ｄ変換器１２までの再生
系の構成および動作は、上述の光磁気ディスク装置の一
例と概略同様である。但しＡ／Ｄ変換器１２の出力はビ
タビ復号器１３０とデータメモリユニット（以下、ＤＭ
Ｕ）１００に供給される。また図１と比較してわかるよ
うに、本例において最も特徴的となる構成部分（符号１
００〜１０６の各ブロック）が加えられているが、これ
らについては後述する。2-2 Apparatus Configuration FIG. 16 is a block diagram showing the overall configuration of the recording / reproducing apparatus of this embodiment. The same components as those in the example of the magneto-optical disk device described above with reference to FIG. 1 and the like are denoted by the same reference numerals. The recording system and the servo system (not shown) are the same as those of the above-described magneto-optical disk device.
The configuration and operation of the reproducing system from the optical pickup 7 to the A / D converter 12 are substantially the same as those of the above-described magneto-optical disk device. However, the output of the A / D converter 12 is output from a Viterbi decoder 130 and a data memory unit (hereinafter referred to as DM).
U) 100. Also, as can be seen from comparison with FIG. 1, the most characteristic components in this example (reference numeral 1)
00 to 106), which will be described later.
【０１３８】ビタビ復号器１３０は、Ａ／Ｄ変換器１２
から供給される再生信号値ｚ［ｋ］に基づいて、最尤な
状態遷移を選択し、選択される状態遷移そのものを表現
する状態データを生成する。そして状態データを後述す
る振幅基準値適応化部（以下、ＲＡＡ）１０１に供給す
る。また状態データに基づいて復号データを生成し、コ
ントローラ２に供給する。コントローラ２は、上述した
光磁気ディスク装置の一例と同様に、供給される復号デ
ータに基づく復号化処理を行い、ユーザデータおよびア
ドレスデータ等を再生する。The Viterbi decoder 130 is provided for the A / D converter 12
Is selected based on the reproduction signal value z [k] supplied from, and the state data expressing the selected state transition itself is generated. The state data is supplied to an amplitude reference value adaptation unit (hereinafter, RAA) 101 described later. Further, it generates decoded data based on the state data, and supplies it to the controller 2. The controller 2 performs a decoding process based on the supplied decoded data and reproduces user data, address data, and the like, similarly to the above-described example of the magneto-optical disk device.
【０１３９】一方、ＤＭＵ１００は、供給される再生信
号値ｚ［ｋ］を所定時間遅延させてＲＡＡ１０１に供給
する。この遅延は、ビタビ復号器１３０によって生成さ
れる状態データが、再生信号値ｚ［ｋ］に対してｎリー
ドクロックの遅延を有することにタイミングを合わせる
ために行われるものである。なお従って、ビタビ復号器
１３０内のＳＭＵ１３４が生成する状態データ値を、こ
の遅延時間のため、ｓｍ［ｋ＋ｎ］と表記する。On the other hand, the DMU 100 supplies the supplied reproduction signal value z [k] to the RAA 101 with a predetermined delay. This delay is performed to adjust the timing so that the state data generated by the Viterbi decoder 130 has a delay of n read clocks with respect to the reproduction signal value z [k]. Therefore, the state data value generated by the SMU 134 in the Viterbi decoder 130 is represented by sm [k + n] because of this delay time.
【０１４０】ＲＡＡ１０１は、各時点において供給され
る状態データ値ｓｍ［ｋ＋ｎ］及びＤＭＵ１００でｎク
ロック分遅延させられた再生信号値ｚ［ｋ］に基づい
て、振幅基準値をリードクロック毎に更新する。そして
更新された振幅基準値をビタビ復号器１３０内のＢＭＣ
１３２に供給する。The RAA 101 updates the amplitude reference value for each read clock based on the state data value sm [k + n] supplied at each time and the reproduced signal value z [k] delayed by n clocks in the DMU 100. . The updated amplitude reference value is stored in the BMC in the Viterbi decoder 130.
132.
【０１４１】まずここで、ビタビ復号器１３０について
詳細に説明していく。ビタビ復号器１３０は、ＢＭＣ１
３２，ＡＣＳ１３３、ＳＭＵ１３４およびマージブロッ
ク１３５から構成される。そして、これらの各構成要素
には、ＰＬＬ部１４からリードクロックＤＣＫ（以下、
クロックと表記する）が供給され、動作タイミングが合
わされる。First, the Viterbi decoder 130 will be described in detail. The Viterbi decoder 130 has a BMC1
32, an ACS 133, an SMU 134, and a merge block 135. These components are supplied from the PLL unit 14 to the read clock DCK (hereinafter, referred to as the read clock DCK).
Clock) is supplied and the operation timing is adjusted.
【０１４２】ＢＭＣ１３２は、再生信号値ｚ［ｋ］に基
づいて、ＲＡＡ１０１から供給される振幅基準値のもと
で、式（４０）〜式（４５）に従ってブランチメトリッ
クｂｍ０００〜ｂｍ１１１を計算し、計算したブランチ
メトリックをＡＣＳ１３３に供給する。The BMC 132 calculates the branch metrics bm000 to bm111 according to the equations (40) to (45) based on the amplitude reference value supplied from the RAA 101, based on the reproduced signal value z [k]. The obtained branch metric is supplied to the ACS 133.
【０１４３】ＡＣＳ１３３は、供給されるブランチメト
リックの値に基づいて、式（４６）〜式（４９）に従っ
てパスメトリックの値を計算し、計算値を比較すること
によって最尤な状態遷移を選択する。そして選択信号Ｓ
ＥＬ００及びＳＥＬ１１をＳＭＵ１３４に供給する。The ACS 133 calculates the value of the path metric according to the equations (46) to (49) based on the supplied branch metric value, and selects the most likely state transition by comparing the calculated values. . And the selection signal S
EL00 and SEL11 are supplied to the SMU 134.
【０１４４】ＳＭＵ１３４について図１７を参照して説
明する。上述した光磁気ディスク装置の一例中のＰＭＵ
２３が１ビットの復号データ値を単位とする処理を行う
ものであるのに対し、ＳＭＵ１３４は、２ビットの状態
データ値を単位とする処理を行うものである。かかる処
理によって、状態データ値ｓｍ［ｋ＋ｎ］の系列として
の状態データが生成される。The SMU 134 will be described with reference to FIG. PMU in an example of the above-described magneto-optical disk device
23 performs processing in units of 1-bit decoded data values, whereas the SMU 134 performs processing in units of 2-bit state data values. By this processing, state data is generated as a series of state data values sm [k + n].
【０１４５】図１７に示すように、ＳＭＵ１３４は、２
個のＡ型ステータスメモリ１５０および１５１、並びに
２個のＢ型ステータスメモリ１５２および１５３を有し
ている。さらにセレクト信号ＳＥＬ００およびＳＥＬ１
１、クロック、並びに他のステータスメモリとの状態デ
ータの受渡し等のための信号線を接続されて構成され
る。Ａ型ステータスメモリ１５０と１５１は、それぞ
れ、状態Ｓ００とＳ１１に対応する。また、Ｂ型ステー
タスメモリ１５２と１５３は、それぞれ状態Ｓ０１とＳ
１０に対応する。これら４個のステータスメモリ相互の
接続は、図１４の状態遷移図に従うものとされる。As shown in FIG. 17, the SMU 134
A type status memories 150 and 151 and two B type status memories 152 and 153 are provided. Further, select signals SEL00 and SEL1
1, connected to signal lines for transferring clocks and status data to and from other status memories. A-type status memories 150 and 151 correspond to states S00 and S11, respectively. The B-type status memories 152 and 153 store the statuses S01 and S1, respectively.
Corresponds to 10. The connection between these four status memories is in accordance with the state transition diagram of FIG.
【０１４６】図１８を参照して、状態Ｓ００に対応する
Ａ型ステータスメモリ１５０についてより詳細に説明す
る。Ａ型ステータスメモリ１５０は、ｎ個の処理段を有
する。すなわち、ｎ個のセレクタ２０１-0・・・２０１
-(n-1)と、ｎ個のレジスタ２０２-0・・・２０２-(n-1)
とが交互に接続されている。各セレクタ２０１-0〜２０
１-(n-1)には、セレクト信号ＳＥＬ００が供給される。
さらに、各セレクタには、上述したように、Ｓ１０に対
応するＢ型ステータスメモリ１５３から継承する状態デ
ータがｎビットからなるＳＭｉｎとして供給される。ま
た、各レジスタには、上述したように、Ｓ０１に対応す
るＢ型ステータスメモリ１５２に継承される状態データ
がｎ−１個の状態データ値からなるＳＭｏｕｔとして出
力される。また、各レジスタ２０２-0〜２０２-(n-1)に
は、クロックが供給される。Referring to FIG. 18, A-type status memory 150 corresponding to state S00 will be described in more detail. The A-type status memory 150 has n processing stages. That is, n selectors 201-0... 201
-(n-1) and n registers 202-0 ... 202- (n-1)
And are alternately connected. Each selector 201-0 to 20
The select signal SEL00 is supplied to 1- (n-1).
Further, as described above, the state data inherited from the B-type status memory 153 corresponding to S10 is supplied to each selector as SMin having n bits. As described above, the status data inherited by the B-type status memory 152 corresponding to S01 is output to each register as SMout including n-1 status data values. Further, a clock is supplied to each of the registers 202-0 to 202- (n-1).
【０１４７】各セレクタの動作について説明する。図１
４に示すように、Ｓ００にて遷移し得る１クロック前の
状態は、Ｓ００およびＳ１０の何れかである。１クロッ
ク前の状態がＳ００である時は、自身を継承する遷移が
なされることになる。このため、１段目のセレクタ２０
１-0には、シリアルシフトによって生成される状態デー
タ中の最新の状態データ値として、’００’が入力され
る。セレクタ２０１-0には、パラレルロ―ドとして、Ｂ
型ステータスメモリ１５３から供給される状態データ中
の最新の状態データ値ＳＭｉｎ［１］が供給される。セ
レクタ２０１-0は、上述の選択信号ＳＥＬ００に従っ
て、これら２個の状態データ値の内の１個を後段のレジ
スタ２０２-0に供給する。The operation of each selector will be described. FIG.
As shown in FIG. 4, the state one clock before, which can make a transition in S00, is one of S00 and S10. When the state one clock before is S00, a transition that inherits itself is performed. Therefore, the first-stage selector 20
In “1-0”, “00” is input as the latest state data value in the state data generated by the serial shift. Selector 201-0 has a parallel load B
The latest state data value SMin [1] in the state data supplied from the type status memory 153 is supplied. The selector 201-0 supplies one of these two state data values to the subsequent register 202-0 in accordance with the above-described selection signal SEL00.
【０１４８】また、２段目以降の各セレクタ２０１-1〜
２０１-(n-1)は、２個のデータすなわち、パラレルロー
ドとしてＳ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３
から供給される１個の状態データ値と、シリアルシフト
として前段のレジスタから供給される１個の状態データ
値とを受取る。そして、これら２個の状態データの内か
ら、選択信号ＳＥＬ００に従って、最尤なものと判断さ
れた状態データ値を後段のレジスタに供給する。セレク
タ２０１-0〜２０１-(n-1)が全て同一の選択信号ＳＥＬ
００に従うので、ＡＣＳ１３３が選択する最尤な状態デ
ータ値の系列としての状態データが継承される。Further, the selectors 201-1 to 201-1 to
201- (n-1) is a B-type status memory 153 corresponding to S10 as two pieces of data, that is, a parallel load.
, And one status data value supplied from a register in the preceding stage as a serial shift. Then, from these two state data, the state data value determined to be the maximum likelihood is supplied to the subsequent register according to the selection signal SEL00. All the selectors 201-0 to 201- (n-1) have the same selection signal SEL.
Therefore, the state data as the sequence of the maximum likelihood state data values selected by the ACS 133 is inherited.
【０１４９】さらに、各レジスタ２０２-0〜２０２-(n-
1)は、上述したように供給される状態データ値をクロッ
クに従って取込むことによって、保持している状態デー
タ値を更新する。また、上述したように、各レジスタの
出力は、１クロック後に遷移し得る状態に対応するステ
ータスメモリに供給される。すなわち、Ｓ００自身に遷
移し得るので、シリアルシフトとして後段のセレクタに
供給される。また、パラレルロードとして、Ｓ０１に対
応するＢ型ステータスメモリ１５２に対して供給され
る。最終段のレジスタ２０２-(n-1)から、状態データ値
ＶＭ００が出力される。状態データ値ＶＭ００がクロッ
クに従って出力されることにより、全体として状態デー
タが生成される。Further, each of the registers 202-0 to 202- (n-
1) updates the held state data value by capturing the supplied state data value according to the clock as described above. Further, as described above, the output of each register is supplied to the status memory corresponding to a state to which a transition can be made after one clock. That is, since the transition can be made to S00 itself, it is supplied to the subsequent selector as a serial shift. The data is supplied to the B-type status memory 152 corresponding to S01 as a parallel load. The state data value VM00 is output from the register 202- (n-1) at the last stage. By outputting state data value VM00 according to the clock, state data is generated as a whole.
【０１５０】状態Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモ
リ１５１は、Ａ型ステータスメモリ１５０と同様に構成
される。但し、図１４中の状態遷移Ｓ０１→Ｓ１１に対
応するパラレルロードとして、Ｓ０１に対応するＢ型ス
テータスメモリ１５２から状態データを供給される。ま
た、図１４中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するパラ
レルロードとして、Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメ
モリ１５３に状態データを供給する。The A-type status memory 151 corresponding to the state S11 has the same configuration as the A-type status memory 150. However, state data is supplied from the B-type status memory 152 corresponding to S01 as a parallel load corresponding to the state transition S01 → S11 in FIG. Further, the state data is supplied to the B-type status memory 153 corresponding to S10 as a parallel load corresponding to the state transition S11 → S10 in FIG.
【０１５１】次に図１９を参照して、状態Ｓ０１に対応
するＢ型ステータスメモリ１５２について説明する。Ｂ
型ステータスメモリは、図１４において自身を継承せ
ず、且つ、１クロック後に遷移し得る状態が１個だけで
ある状態に対応するものである。このため、シリアルシ
フトを行わず、且つ、セレクタが設けられていない。従
って、ｎ個のレジスタ２１２-0，２１２-1，・・・２１
２-(n-1)が設けられ、各レジスタにクロックが供給され
て動作タイミングが合わされる。Next, the B-type status memory 152 corresponding to the state S01 will be described with reference to FIG. B
The type status memory corresponds to the state in FIG. 14 which does not inherit itself, and in which only one state can transition after one clock. Therefore, no serial shift is performed, and no selector is provided. Therefore, the n registers 212-0, 212-1,.
2- (n-1) is provided, and a clock is supplied to each register to adjust the operation timing.
【０１５２】各レジスタ２１２-0，２１２-1，・・・２
１２-(n-1)には、Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモ
リ１５０から継承する状態データがｎ−１個の状態デー
タ値からなるＳＭｉｎとして供給される。但し、最初の
処理段となるレジスタ２１２0には、クロックに同期し
て常に’００’が入力される。かかる動作は、図１４に
示されるように、Ｓ０１に遷移し得る最新の状態遷移が
常にＳ００であることに対応している。各レジスタ２１
２-0〜２１２-(n-1)は、供給される状態データ値をクロ
ックに従って取込むことによって、保持している状態デ
ータ値を更新する。また、クロックに従ってなされる各
レジスタの出力は、n-1個の状態データ値からなる状態
データＳＭｏｕｔとして、１クロック後に遷移し得る状
態Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１に供給
される。最終段のレジスタ２１２-(n-1)から、状態デー
タ値ＶＭ０１が出力される。状態データ値ＶＭ０１がク
ロックに従って出力されることにより、全体として状態
データが生成される。Each of the registers 212-0, 212-1,... 2
12- (n-1) is supplied with status data inherited from the A-type status memory 150 corresponding to S00 as SMin composed of n-1 status data values. However, '00' is always input to the register 2120 as the first processing stage in synchronization with the clock. This operation corresponds to the fact that the latest state transition that can transition to S01 is always S00, as shown in FIG. Each register 21
2-0 to 212- (n-1) update the held state data value by taking in the supplied state data value according to the clock. The output of each register according to the clock is supplied to the A-type status memory 151 corresponding to the state S11 to which a transition can be made after one clock as state data SMout including n-1 state data values. The state data value VM01 is output from the register 212- (n-1) at the last stage. By outputting the state data value VM01 in accordance with the clock, the state data is generated as a whole.
【０１５３】状態Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモ
リ１５３は、Ｂ型ステータスメモリ１５２と同様に構成
される。但し、図１４中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対
応するパラレルロードとして、Ｓ１１に対応するＡ型ス
テータスメモリ１５１から状態データを供給される。ま
た、図１４中の状態遷移Ｓ１０→Ｓ００に対応するパラ
レルロードとして、Ｓ００に対応するＡ型ステータスメ
モリ１５０に状態データを供給する。また、最初の処理
段となるレジスタには、クロックに同期して、常に’１
１’が入力される。かかる動作は、図１４に示すよう
に、Ｓ１０に遷移し得る１クロック前の状態がＳ１１で
あることに対応するものである。The B-type status memory 153 corresponding to the state S10 has the same configuration as the B-type status memory 152. However, state data is supplied from the A-type status memory 151 corresponding to S11 as a parallel load corresponding to the state transition S11 → S10 in FIG. Further, the state data is supplied to the A-type status memory 150 corresponding to S00 as a parallel load corresponding to the state transition S10 → S00 in FIG. In addition, the register which is the first processing stage always has '1' in synchronization with the clock.
1 'is input. This operation corresponds to the state one clock before, which can transit to S10, is S11 as shown in FIG.
【０１５４】ところで、ビタビ復号方法においては、各
ステータスメモリが生成する状態データ値ＶＭ００，Ｖ
Ｍ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０は、ステータスメモリ
のメモリ長ｎを充分大きくとれば互いに―致する。この
ような場合には、４個のステータスメモリが生成する状
態データ値の内の何れをｓｍ〔ｋ＋ｎ〕として後段に出
カしても良い。メモリ長ｎは、再生信号のＣ／Ｎおよび
周波数特性等を考慮して決められる。Incidentally, in the Viterbi decoding method, the state data values VM00, V
M11, VM01 and VM10 match each other if the memory length n of the status memory is made sufficiently large. In such a case, any of the state data values generated by the four status memories may be output to the subsequent stage as sm [k + n]. The memory length n is determined in consideration of the C / N of the reproduced signal, frequency characteristics, and the like.
【０１５５】次に、マージブロック１３５について説明
する。マージブロック１３５は、ＲＯＭ等の手段に図２
０に示す復号マトリクスのテーブルを記憶している。そ
して、かかる復号マトリクスを参照して、状態データに
基づく復号データを生成し、コントロ―ラ２に供給す
る。図１４の状態遷移図から、復号データ値は、連続す
る２個の状態データ値に対応していることがわかる。す
なわち、再生信号値ｚ〔ｋ〕に対応して生成される状態
データ値ｓｍ〔ｋ＋ｎ〕と、その１クロック前に、再生
信号値ｚ〔ｋ−ｌ〕に対応して生成される状態データ値
ｓｍ〔ｋ＋ｎ−１〕に基づいて、時点ｋ＋ｎにおける復
号データ値を決めることができる。Next, the merge block 135 will be described. The merge block 135 is implemented by means such as a ROM in FIG.
A table of a decoding matrix indicated by 0 is stored. Then, by referring to the decoding matrix, decoded data based on the state data is generated and supplied to the controller 2. It can be seen from the state transition diagram of FIG. 14 that the decoded data value corresponds to two consecutive state data values. That is, the state data value sm [k + n] generated corresponding to the reproduction signal value z [k] and the state data value generated corresponding to the reproduction signal value z [k−1] one clock before that. Based on sm [k + n-1], the decoded data value at time point k + n can be determined.
【０１５６】例えば、ｓｍ〔ｋ＋ｎ〕が'01'で、ｓｍ
〔ｋ＋ｎ−１〕が'00'である場合には、図１４から、復
号データ値として'1'が対応することがわかる。このよ
うな対応をまとめたものが図２０の復号マトリクスのテ
ープルである。For example, if sm [k + n] is “01” and sm
When [k + n-1] is "00", it is understood from FIG. 14 that "1" corresponds to the decoded data value. Such a correspondence is summarized in the table of the decoding matrix in FIG.
【０１５７】次にＲＡＡ１０１による振幅基準値の更新
について説明する。上述したように、ＳＭＵ１３４によ
って生成される状態データおよびＤＭＵ１００によって
遅延させられた再生信号値ｚ〔ｋ〕に基づいて、ＲＡＡ
１０１が振幅基準値を更新するための計算をクロック毎
に行う。この計算は次にように行われる。Next, updating of the amplitude reference value by the RAA 101 will be described. As described above, based on the state data generated by the SMU 134 and the reproduced signal value z [k] delayed by the DMU 100, the RAA
101 performs a calculation for updating the amplitude reference value for each clock. This calculation is performed as follows.
【０１５８】再生信号値ｚ〔ｋ〕に対応して生成される
状態データ値ｓｍ〔ｋ＋ｎ〕と、その１クロック前に生
成された状態データ値ｓｍ〔ｋ＋ｎ−１〕とから、図１
４に従って、これら２個の状態データ値間に生じた状態
遷移およびかかる状態遷移に対応する振幅基準値を特定
することができる。このようにして特定された振幅基準
値について、既存の値と、再生信号値ｚ〔ｋ〕とから、
新たな振幅基準値が計算される。The state data value sm [k + n] generated corresponding to the reproduced signal value z [k] and the state data value sm [k + n-1] generated one clock before that are shown in FIG.
According to 4, it is possible to specify a state transition that has occurred between these two state data values and an amplitude reference value corresponding to the state transition. With respect to the amplitude reference value specified in this way, from the existing value and the reproduction signal value z [k],
A new amplitude reference value is calculated.
【０１５９】この振幅基準値の計算は、アドレス部、デ
ータ部の各々について別個に行われる。従って、６値４
状態ビタビ復号方法については、６・２＝１２個の振幅
基準値が適応化されることになる。The calculation of the amplitude reference value is performed separately for each of the address portion and the data portion. Therefore, 6 values 4
For the state Viterbi decoding method, 6 · 2 = 12 amplitude reference values will be adapted.
【０１６０】振幅基準値の計算について、ｓｍ〔ｋ＋
ｎ〕＝’０１’、およびｓｍ〔ｋ＋ｎ−１〕＝’１１’
である場合を例として具体的に説明する。これは図１４
における状態遷移Ｓ０１→Ｓ１１が生じる場合である。
また、かかる状態遷移に対応する振幅基準値がｃ０１１
であることが図１４に示されている。従って、ＲＡＡ１
０１は、振幅基準値を更新する計算を以下のように行
う。For the calculation of the amplitude reference value, sm [k +
n] = '01' and sm [k + n-1] = '11'
This will be described in detail by taking the case of as an example. This is shown in FIG.
Is a case where the state transition S01 → S11 occurs.
The amplitude reference value corresponding to the state transition is c011.
Is shown in FIG. Therefore, RAA1
01 performs the calculation for updating the amplitude reference value as follows.
【０１６１】 Ａｃ０１１（新）＝δ・ｚ〔ｋ〕＋（１−δ）・Ａｃ０１１（旧）・・（５０） Ｄｃ０１１（新）＝δ・ｚ〔ｋ〕＋（１−δ）・Ｄｃ０１１（旧）・・（５１） ここで、Ａｃ０１１（新），Ｄｃ０１１（新）がそれぞ
れアドレス部、データ部の振幅基準値として新たに計算
された値である。また、Ａｃ０１１（旧），Ｄｃ０１１
（旧）がそれぞれアドレス部、データ部の更新前の値で
ある。Ac011 (new) = δ · z [k] + (1−δ) · Ac011 (old) · (50) Dc011 (new) = δ · z [k] + (1−δ) · Dc01 ( (Old)... (51) Here, Ac011 (new) and Dc011 (new) are values newly calculated as the amplitude reference values of the address portion and the data portion, respectively. Ac011 (old), Dc011
(Old) are the values of the address portion and the data portion before updating.
【０１６２】一般には、ｓｍ〔ｋ＋ｎ〕＝ｐｑ、および
ｓｍ〔ｋ＋ｎ−１〕＝ｑｒである場合に、振幅基準値の
新たな値が以下のように計算される。In general, when sm [k + n] = pq and sm [k + n-1] = qr, a new value of the amplitude reference value is calculated as follows.
【０１６３】 Ａｃｐｑｒ（新）＝δ・ｚ〔ｋ〕＋（１−δ）・Ａｃｐｑｒ（旧）・・（５２） Ｄｃｐｑｒ（新）＝δ・ｚ〔ｋ〕＋（１−δ）・Ｄｃｐｑｒ（旧）・・（５３） ここで、Ａｃｐｑｒ（新），Ｄｃｐｑｒ（新）がそれぞ
れアドレス部、データ部の振幅基準値として新たに計算
された値である。また、Ａｃｐｑｒ（旧），Ｄｃｐｑｒ
（旧）がそれそれアドレス部、データ部の更新前の値で
ある。Acpqr (new) = δ · z [k] + (1−δ) · Acpqr (old) ·· (52) Dcpqr (new) = δ · z [k] + (1-δ) · Dcpqr ( (Old)... (53) Here, Acpqr (new) and Dcpqr (new) are values newly calculated as the amplitude reference values of the address portion and the data portion, respectively. Also, Acpqr (old), Dcpqr
(Old) are the values of the address part and the data part before updating.
【０１６４】また、δは修正係数である。δの値を設定
するに際しては、再生信号の振幅およびその変動、アシ
ンメトリー等の歪み、波形等化器の動作における誤差等
の記録系および再生系の比較的継続的な特性、並びに記
録媒体上の欠陥等に起因するイレギュラーな特性を考慮
する必要がある。Δ is a correction coefficient. When setting the value of δ, the relatively continuous characteristics of the recording system and the reproducing system such as the amplitude of the reproduced signal and its fluctuation, distortion such as asymmetry, error in the operation of the waveform equalizer, and the like on the recording medium It is necessary to consider irregular characteristics due to defects and the like.
【０１６５】すなわち、δの値が大きい程、式（５２）
または（５３）に従ってなされる更新によって、振幅基
準値が再生信号の振幅変動、アシンメトリーおよび波形
等化器の動作における誤差等をより強く反映するものと
なる。反面、振幅基準値が記録媒体上の欠陥等に起因す
るディフェクト等のイレギュラーな信号によっても影響
され易い。一方、δの値を小さくすると、振幅基準値が
ディフェクト等のイレギュラーな信号に影響されにくく
なるが、反面、振幅基準値の再生信号に対する追従が緩
やかなものとなるため、式（５２）または（５３）に従
ってなされる更新による振幅基準値の適応化の効果が減
少する。That is, as the value of δ increases, the expression (52)
Alternatively, the update performed in accordance with (53) causes the amplitude reference value to more strongly reflect the amplitude fluctuation of the reproduction signal, errors in asymmetry, the operation of the waveform equalizer, and the like. On the other hand, the amplitude reference value is easily affected by an irregular signal such as a defect caused by a defect or the like on the recording medium. On the other hand, when the value of δ is reduced, the amplitude reference value is less likely to be affected by irregular signals such as defects, but on the other hand, the amplitude reference value follows the reproduced signal more slowly. The effect of the adaptation of the amplitude reference value by the update performed according to (53) is reduced.
【０１６６】上記式（５２）、式（５３）に従ってＲＡ
Ａ１０１で新たな振幅基準値が算出され、ＢＭＣ１３２
に供給される。そしてこれまでの説明から理解されるよ
うに、例えば６値４状態のビタビ復号の場合（ＲＬＬ
（１，７）の場合は４値４状態となる）、適応化される
振幅基準値は、ｃ０００、ｃ００１、ｃ０１１、ｃ１０
０、ｃ１１０、ｃ１１１となる。そしてこのような振幅
基準値が、記録状況やデフォーカスなどの様々な要因に
応じて適応的に変動させられることで、各種要因による
影響を吸収することができる。According to the above equations (52) and (53), RA
In A101, a new amplitude reference value is calculated, and the BMC 132
Supplied to As can be understood from the above description, for example, in the case of Viterbi decoding of 6 values and 4 states (RLL
(In the case of (1, 7), there are four values and four states), and the amplitude reference values to be adapted are c000, c001, c011, and c10.
0, c110, and c111. The amplitude reference value is adaptively changed according to various factors such as a recording situation and defocus, so that the influence of various factors can be absorbed.
【０１６７】２−３ 信号品質情報としてのＣＨＱ／ア
シンメトリに関する動作 本例では、状態データに基づいてＲＡＡ１０１から出力
される振幅基準値から信号品質情報を生成し、その信号
品質情報を基準値と比較する。そしてその比較結果を動
作リトライのトリガとするようにすることを特徴とする
ものである。以下、このための構成及び動作について説
明していく。2-3 Operation Regarding CHQ / Asymmetry as Signal Quality Information In this example, signal quality information is generated from the amplitude reference value output from the RAA 101 based on the state data, and the signal quality information is compared with the reference value. I do. The comparison result is used as a trigger for operation retry. Hereinafter, the configuration and operation for this will be described.
【０１６８】図１６に示したように、本例の記録再生装
置には上述してきた構成に加え、さらにＣＨＱ／アシン
メトリ算出部（以下、算出部）１０２、ＣＨＱ比較部１
０３、アシンメトリ比較部１０４、セレクタ１０５、レ
ジスタ１０６が設けられる。As shown in FIG. 16, in the recording / reproducing apparatus of this embodiment, in addition to the configuration described above, a CHQ / asymmetry calculating section (hereinafter, calculating section) 102 and a CHQ comparing section 1
03, an asymmetry comparison unit 104, a selector 105, and a register 106 are provided.
【０１６９】算出部１０２には、ＤＭＵ１００でｎクロ
ック分遅延させられた再生信号値ｚ［ｋ］と、上述のよ
うにＲＡＡ１０１で計算され出力される振幅基準値ｃ０
００、ｃ００１、ｃ０１１、ｃ１００、ｃ１１０、ｃ１
１１が供給される。そして算出部１０２では、これらの
信号から信号品質を示す情報として、ＣＨＱ値及びアシ
ンメトリ値を算出する。The calculation unit 102 includes a reproduction signal value z [k] delayed by n clocks in the DMU 100 and an amplitude reference value c0 calculated and output by the RAA 101 as described above.
00, c001, c011, c100, c110, c1
11 is supplied. Then, the calculation unit 102 calculates a CHQ value and an asymmetry value as information indicating signal quality from these signals.
【０１７０】なお本例では、ＰＬＬ１４でのクロックＤ
ＣＫの制御に用いる位相エラー信号ＰＥも、算出部１０
２で算出し、ＰＬＬ１４（例えばＤ／Ａ変換器、ループ
フィルタ、ＶＣＯから成る）に供給するようにしてい
る。このためＳＭＵ１３４からの状態データが供給され
る。算出部１０２ではその状態データに基づいて位相エ
ラーを抽出すべきタイミングを得、そのタイミングで再
生信号値ｚ［ｋ］を取り込んでリードクロックの位相エ
ラー信号ＰＥを算出する。位相エラー信号ＰＥは例えば
次のように算出される。 ＰＥ＝（ｐｈ００１−ｐｈ１００）＋（ｐｈ０１１−ｐｈ１１０）・・（５４） ここで「ｐｈ＊＊＊」は、状態遷移に対応する再生信号
値であり、例えば最尤の結果入力ｚ［ｋ＋ｍ］がｃ１１
０に対応した場合は、ｐｈ１１０＝ｚ［ｋ＋ｍ］とな
る。In this example, the clock D in the PLL 14
The phase error signal PE used for controlling the CK is also calculated by the calculation unit 10.
2, and supplies it to the PLL 14 (for example, comprising a D / A converter, a loop filter, and a VCO). For this reason, status data from the SMU 134 is supplied. The calculation unit 102 obtains a timing at which a phase error should be extracted based on the state data, and fetches the reproduced signal value z [k] at that timing to calculate the phase error signal PE of the read clock. The phase error signal PE is calculated, for example, as follows. PE = (ph001-ph100) + (ph011-ph110) (54) Here, “ph ***” is a reproduced signal value corresponding to a state transition. For example, the maximum likelihood result input z [k + m] is c11
When it corresponds to 0, ph110 = z [k + m].
【０１７１】算出部１０２では、上記のようにＣＨＱ値
及びアシンメトリ値を算出するが、まずＣＨＱ値とは、
大別してジッタークオリティとフェイズクオリティに相
当する値となるものである。再生信号のジッターは、ｎ
クロック遅延された再生信号値ｚ［ｋ］と、適応化され
た振幅基準値ｃｐｑｒ［ｋ＋ｎ］の差の絶対値で定義さ
れる。ただし振幅基準値ｃｐｑｒ［ｋ＋ｎ］とは、上記
のようにｃ０００、ｃ００１、ｃ０１１、ｃ１００、ｃ
１１０、ｃ１１１の６値がある。ジッタークオリティ
は、このジッターの値のある時間区間内での平均値（又
は総和）とされる。また、フェイズクオリティは、上記
式（５４）で算出される位相エラー信号ＰＥの絶対値の
ある時間区間内での平均値（又は総和）とされる。The calculation unit 102 calculates the CHQ value and the asymmetry value as described above.
It is roughly equivalent to jitter quality and phase quality. The jitter of the reproduced signal is n
It is defined by the absolute value of the difference between the clock-delayed reproduction signal value z [k] and the adapted amplitude reference value cpqr [k + n]. However, the amplitude reference value cpqr [k + n] is c000, c001, c011, c100, c
There are six values, 110 and c111. The jitter quality is defined as an average value (or a sum) of the jitter values within a certain time section. In addition, the phase quality is an average value (or a sum) in a certain time section in which the absolute value of the phase error signal PE calculated by the above equation (54).
【０１７２】ＣＨＱ値とは、このジッタークオリティの
総和とフェイズクオリティの総和の一方、又は両方の和
とされる。従って、 ＣＨＱ＝Σ（｜ｃｐｑｒ［ｋ＋ｎ］−ｚ［ｋ］｜） ・・・（５５） 又は、 ＣＨＱ＝Σ｜（ｐｈ００１−ｐｈ１００）＋（ｐｈ０１１−ｐｈ１１０）｜ ＝Σ（｜ＰＥ｜） ・・・（５６） 又は、 ＣＨＱ＝Σ（｜ｃｐｑｒ［ｋ＋ｎ］−ｚ［ｋ］｜）＋Σ（｜ＰＥ｜） ・・・（５７） となる。このようなＣＨＱ値は、値が小さいほど、再生
データの状態もしくはビタビ復号動作が良好であること
を示すことになる。The CHQ value is one or both of the total of the jitter quality and the total of the phase quality. Therefore, CHQ = Σ (| cpqr [k + n] −z [k] |) (55) or CHQ = Σ | (ph001-ph100) + (ph011-ph110) | = Σ (| PE |) (56) or CHQ = {(| cpqr [k + n] -z [k] |) +} (| PE |) (57) Such a CHQ value indicates that the smaller the value, the better the state of the reproduced data or the better the Viterbi decoding operation.
【０１７３】アシンメトリ値は、再生信号波形の非対称
性を示すパラメータとなり、このアシンメトリ値ＡＳＹ
は次のように定義される。 ＡＳＹ＝（ｃ１１１＋ｃ０００）−｛（ｃ０１１＋ｃ００１＋ｃ１１０＋ ｃ１００）／２｝ ＝（ｃ１１１＋ｃ０００）−（ｃ０１１＋ｃ００１） ＝（ｃ１１１＋ｃ０００）−（ｃ１１０＋ｃ１００） ・・・（５８） このアシンメトリ値は値が小さいほど、波形対称性が良
好であることを示すことになる。The asymmetry value is a parameter indicating the asymmetry of the reproduced signal waveform. This asymmetry value ASY
Is defined as follows: ASY = (c111 + c000) − {(c011 + c001 + c110 + c100) / 2} = (c111 + c000) − (c011 + c001) = (c111 + c000) − (c110 + c100) (58) The smaller this asymmetry value is, the better the waveform symmetry is. Will be shown.
【０１７４】以上のようにして算出されるＣＨＱ値、ア
シンメトリ値は、それぞれＣＨＱ比較部１０３、アシン
メトリ比較部１０４に供給される。ＣＨＱ比較部１０
３、アシンメトリ比較部１０４には、それぞれレジスタ
１０６に設定されている基準値ＣＨＱ−ＲＥＦ、ＡＳＹ
−ＲＥＦも供給されている。The CHQ value and the asymmetry value calculated as described above are supplied to the CHQ comparing section 103 and the asymmetry comparing section 104, respectively. CHQ comparison unit 10
3. The asymmetry comparison unit 104 has the reference values CHQ-REF and ASY set in the register 106, respectively.
-REF is also supplied.
【０１７５】基準値ＣＨＱ−ＲＥＦは、ＣＨＱ値として
の許容範囲の上限となる値に設定され、ＣＨＱ比較部１
０３では、算出部１０２からのＣＨＱ値が基準値ＣＨＱ
−ＲＥＦを越えた際に、アクティブとなる比較結果を出
力する。また基準値ＡＳＹ−ＲＥＦは、アシンメトリ値
としての許容範囲の上限となる値に設定され、アシンメ
トリ比較部１０４では、算出部１０２からのアシンメト
リ値が基準値ＡＳＹ−ＲＥＦを越えた際に、アクティブ
となる比較結果を出力する。The reference value CHQ-REF is set to a value which is the upper limit of the allowable range as the CHQ value.
03, the CHQ value from the calculation unit 102 is changed to the reference value CHQ
When REF is exceeded, a comparison result that becomes active is output. The reference value ASY-REF is set to a value that is the upper limit of the allowable range as the asymmetry value. The asymmetry comparison unit 104 sets the active value when the asymmetry value from the calculation unit 102 exceeds the reference value ASY-REF. Output the result of the comparison.
【０１７６】なおＣＨＱ比較部１０３、アシンメトリ比
較部１０４からの比較結果出力はラッチ型とされる。Ｃ
ＨＱ値又はアシンメトリ値が基準値ＣＨＱ−ＲＥＦ又は
ＡＳＹ−ＲＥＦを越えた時点でアクティブ状態にラッチ
されて出力が固定される。ラッチ出力のクリアは、レジ
スタ１０６からのクリアパルスＣＬＲにより行われる。The comparison result output from the CHQ comparing section 103 and the asymmetry comparing section 104 is of a latch type. C
When the HQ value or the asymmetry value exceeds the reference value CHQ-REF or ASY-REF, it is latched in the active state and the output is fixed. The latch output is cleared by a clear pulse CLR from the register 106.
【０１７７】ＣＨＱ比較部１０３からの出力及びアシン
メトリ比較部１０４からの出力は、セレクタ１０５によ
り選択的にコントローラ２に供給される。従ってコント
ローラ２は、ＣＨＱ比較部１０３又はアシンメトリ比較
部１０４からのアクティブとなったラッチ出力（以下、
トリガ出力ＴＧ）を再生信号もしくは再生動作（又は記
録動作）の信頼性が低下した際の検出信号として認識で
きることになる。The output from the CHQ comparing section 103 and the output from the asymmetry comparing section 104 are selectively supplied to the controller 2 by the selector 105. Accordingly, the controller 2 outputs the activated latch output from the CHQ comparison unit 103 or the asymmetry comparison unit 104
The trigger output TG) can be recognized as a reproduction signal or a detection signal when the reliability of the reproduction operation (or recording operation) is reduced.
【０１７８】なおコントローラ２は、レジスタ１０６に
対する基準値ＣＨＱ−ＲＥＦ、ＡＳＹ−ＲＥＦのロー
ド、レジスタ１０６からのクリアパルスＣＬＲの出力制
御、セレクタ１０５の切換制御を行う。The controller 2 loads the reference values CHQ-REF and ASY-REF to the register 106, controls the output of the clear pulse CLR from the register 106, and controls the switching of the selector 105.
【０１７９】このような構成から理解されるように、コ
ントローラ２は、トリガ出力ＴＧを監視していること
で、記録再生動作や再生信号品質についての信頼性が低
下した際に、即座にその事態を認識できることになる。
従って、例えば図２１のようなリトライシーケンスが可
能となる。即ちコントローラ２は、例えば所定時間毎の
割込処理などにより逐次ステップＦ１０１としてトリガ
出力ＴＧのチェックを行い、トリガ出力ＴＧが非アクテ
ィブな状態であったら、ステップＦ１０２からＦ１０３
で実行中の処理（例えば再生動作制御処理）を継続す
る。一方、ステップＦ１０２でトリガ出力がアクティブ
となっていることが検出されたら、ステップＦ１０４に
進んで、実行中の処理を中断し、リトライ動作に移るよ
うにする。As can be understood from such a configuration, the controller 2 monitors the trigger output TG, so that when the reliability of the recording / reproduction operation or the reproduction signal quality is lowered, the controller 2 immediately responds to the situation. Can be recognized.
Therefore, for example, a retry sequence as shown in FIG. 21 becomes possible. That is, the controller 2 sequentially checks the trigger output TG as step F101 by, for example, an interrupt process at predetermined time intervals. If the trigger output TG is in an inactive state, the controller 2 performs steps F102 to F103.
To continue the process being executed (for example, the reproduction operation control process). On the other hand, if it is detected in step F102 that the trigger output is active, the process proceeds to step F104, in which the process being executed is interrupted, and the process proceeds to a retry operation.
【０１８０】リトライ動作内容としてはその時点での動
作状況により各種考えられるが、再生時には信頼性の低
下したセクターデータの再読出／復号処理を行う際に、
イコライザ特性の調整、レーザリードパワーの調整など
も行うことが考えられる。同様にデータ記録時のベリフ
ァイ処理過程に上記トリガ出力ＴＧから信頼性低下が検
出された場合は、リトライとして再書込を行う際に、レ
ーザライトパワーの調整を行うことも考えられる。Various retry operation contents can be considered depending on the operation status at that time. However, when performing the re-read / decode processing of the sector data with reduced reliability at the time of reproduction,
Adjustment of equalizer characteristics, adjustment of laser read power, and the like may be performed. Similarly, if a decrease in reliability is detected from the trigger output TG during the verifying process during data recording, the laser write power may be adjusted when rewriting is performed as a retry.
【０１８１】例えばこのようなリトライシーケンスを行
うことで、コントローラ２はベリファイ動作などのデー
タ信頼性チェック処理等を行わずに即座にリトライを実
行できることになる。なお、ＣＨＱ比較部１０３、アシ
ンメトリ比較部１０４では、クロック単位で供給される
ＣＨＱ値及びアシンメトリ値に対して比較動作を行って
いくものであるが、上記のようにＣＨＱ比較部１０３、
アシンメトリ比較部１０４がラッチ出力型とされている
ことで、コントローラ２はＣＨＱ値又はアシンメトリ値
が許容範囲を越えてしまった事態を見逃すことなく確認
できる。For example, by performing such a retry sequence, the controller 2 can immediately execute a retry without performing data reliability check processing such as a verify operation. Note that the CHQ comparing unit 103 and the asymmetry comparing unit 104 perform a comparison operation on the CHQ value and the asymmetry value supplied in clock units.
Since the asymmetry comparison unit 104 is of the latch output type, the controller 2 can check the situation where the CHQ value or the asymmetry value has exceeded the allowable range without missing.
【０１８２】また基準値ＣＨＱ−ＲＥＦ、ＡＳＹ−ＲＥ
Ｆは、コントローラ２がレジスタ１０６にロードするこ
とで設定されるようにしており、従ってコントローラ２
は基準値ＣＨＱ−ＲＥＦ、ＡＳＹ−ＲＥＦを変更するこ
とも可能となる。このため記録再生装置の記録再生性能
や動作環境、ディスク６の品質などに応じて適宜、基準
値ＣＨＱ−ＲＥＦ、ＡＳＹ−ＲＥＦを適正な値に設定す
ることで、上記トリガ出力ＴＧ自体の信頼性も維持でき
る。The reference values CHQ-REF, ASY-RE
F is set by the controller 2 by loading the register 106, so that the controller 2
Can change the reference values CHQ-REF and ASY-REF. Therefore, by appropriately setting the reference values CHQ-REF and ASY-REF to appropriate values in accordance with the recording / reproducing performance and operating environment of the recording / reproducing apparatus, the quality of the disk 6, etc., the reliability of the trigger output TG itself is improved. Can also be maintained.
【０１８３】ところで、本例ではＣＨＱ比較器１０３、
アシンメトリ比較器１０４の出力をセレクタ１０５で選
択してトリガ出力ＴＧとするようにしている。このセレ
クタ１０５の切換はコントローラ２が行うものとしてい
るが、この切換（つまりＣＨＱ／アシンメトリの選択）
は、次のように実行する例が考えられる。即ち再生時に
は、再生信号の品質（ジッター）や復号処理の際のクロ
ック位相誤差を的確にチェックできるＣＨＱ側を選択
し、一方記録時には、レーザパワーの大小が予測できる
アシンメトリ側を選択するとよい。In this example, the CHQ comparator 103,
The output of the asymmetry comparator 104 is selected by the selector 105 and used as the trigger output TG. Although the switching of the selector 105 is performed by the controller 2, this switching (that is, selection of CHQ / asymmetry) is performed.
May be executed as follows. That is, at the time of reproduction, it is preferable to select the CHQ side capable of accurately checking the quality (jitter) of the reproduced signal and the clock phase error at the time of decoding processing, and to select the asymmetry side capable of predicting the magnitude of the laser power at the time of recording.
【０１８４】なお本例では、コントローラ２がチェック
する再生品質情報を、セレクタ１０５により、ＣＨＱ比
較情報と、アシンメトリ比較情報のうちで選択できるよ
うにしたが、例えばコントローラ２が常にこの２つを同
時に監視する構成としたり、或いはＣＨＱ比較情報とア
シンメトリ比較情報の一方のみを監視できるようにする
構成とすることも考えられる。In this example, the reproduction quality information to be checked by the controller 2 can be selected from the CHQ comparison information and the asymmetry comparison information by the selector 105. For example, the controller 2 always selects the two at the same time. It is also conceivable to adopt a configuration for monitoring, or a configuration for monitoring only one of the CHQ comparison information and the asymmetry comparison information.
【０１８５】また、本発明は、６値４状態、４値４状
態、３値４状態、７値６状態など、各種のビタビ復号方
法を採用した光磁気デイスク装置にも適用することがで
きる。さらに本発明は、記録媒体に記録されたデータか
ら再生される再生信号から、リードデータを復号するた
めにビタビ復号方法を用いることができる各種の情報再
生装置に適用することができる。すなわち、光磁気デイ
スク（ＭＯ）以外にも、例えばＤＶＤ等の相変化型ディ
スク、ＣＤ−ＲＷ（CD-Rewritable）等の書き換え可能
ディスク、ＣＤ−Ｒ（ＣＤ−ＷＯ）等の追記型ディス
ク、ＣＤ−ＲＯＭ等の読み出し専用ディスク等の光ディ
スク装置に適用することが可能である。The present invention can also be applied to a magneto-optical disc device employing various Viterbi decoding methods such as six-valued four-state, four-valued four-state, three-valued four-state, and seven-valued six-state. Further, the present invention can be applied to various information reproducing apparatuses that can use a Viterbi decoding method to decode read data from a reproduction signal reproduced from data recorded on a recording medium. That is, in addition to a magneto-optical disk (MO), for example, a phase-change disk such as a DVD, a rewritable disk such as a CD-RW (CD-Rewritable), a write-once disk such as a CD-R (CD-WO), and a CD -It can be applied to an optical disk device such as a read-only disk such as a ROM.
【０１８６】また、この発明は、この実施例に限定され
ることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の
応用および変形が考えられる。Further, the present invention is not limited to this embodiment, and various applications and modifications can be considered without departing from the gist of the present invention.
【０１８７】[0187]
【発明の効果】以上説明したように本発明は、状態デー
タを用いて信号品質情報を生成し、その信号品質情報を
基準値と比較する。そしてその比較結果を動作リトライ
のトリガとするようにしている。これによって、再生さ
れる情報について例えばデータ自体のベリファイ等を行
うことなく信頼性が判断でき、迅速にリトライ動作を実
行できるという効果がある。また信号品質情報は、再生
信号のジッター及び／又は再生信号とクロック信号の位
相誤差を表す情報（上記ＣＨＱ）とすることで、再生時
の信頼性チェックに好適となり、また、信号品質情報は
再生信号波形の非対称性を表す情報とすることで、記録
時におけるデータ信頼性のチェックに好適である。換言
すれば、動作や信頼性チェックの目的に応じて最適なチ
ェックを実現できる。また、信号品質情報と比較する基
準値は変更可能であることで、動作状況や機器の特性に
合わせてフレキシブルに対応できるという利点が得られ
る。As described above, according to the present invention, signal quality information is generated using state data, and the signal quality information is compared with a reference value. The comparison result is used as a trigger for operation retry. As a result, the reliability of the reproduced information can be determined without, for example, verifying the data itself, and the retry operation can be executed quickly. The signal quality information is suitable for a reliability check at the time of reproduction by using information (the above-described CHQ) indicating the jitter of the reproduction signal and / or the phase error between the reproduction signal and the clock signal. By using information representing the asymmetry of the signal waveform, it is suitable for checking data reliability during recording. In other words, an optimal check can be realized according to the purpose of the operation and the reliability check. Further, since the reference value to be compared with the signal quality information can be changed, there is obtained an advantage that it is possible to flexibly cope with the operation state and the characteristics of the device.
【図１】本発明が適用できる記録再生装置のブロック図
である。FIG. 1 is a block diagram of a recording / reproducing apparatus to which the present invention can be applied.
【図２】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方
法の概要の説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram of an outline of a mark position recording method and a mark edge recording method.
【図３】実施の形態の記録再生装置に装填される光磁気
ディスクのセクタフォーマットの説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of a sector format of a magneto-optical disk loaded in the recording / reproducing apparatus of the embodiment.
【図４】ＲＬＬ（１，７）符号化方法における最小磁化
反転幅の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of a minimum magnetization reversal width in the RLL (1, 7) encoding method.
【図５】ＲＬＬ（１，７）符号とマークエッジ記録方法
によって記録されたデータの再生信号をＰＲ（１，２，
１）で波形等化したときのアイパターンの説明図であ
る。FIG. 5 shows a reproduction signal of data recorded by an RLL (1, 7) code and a mark edge recording method is PR (1, 2, 2, 3).
FIG. 4 is an explanatory diagram of an eye pattern when the waveform is equalized in 1).
【図６】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移の過程の
説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram of a state transition process of a 4-value 4-state Viterbi decoding method.
【図７】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移の説明図
である。FIG. 7 is an explanatory diagram of state transition of a four-value four-state Viterbi decoding method.
【図８】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移のトレリ
ス線図の説明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram of a trellis diagram of state transitions in the 4-value 4-state Viterbi decoding method.
【図９】規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビタ
ビ復号方法における状態遷移の条件の説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram of state transition conditions in a 4-value 4-state Viterbi decoding method based on a normalized path metric.
【図１０】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の
ブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a Viterbi decoder that performs 4-level 4-state Viterbi decoding.
【図１１】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の
ＡＣＳのブロック図である。FIG. 11 is a block diagram of an ACS of a Viterbi decoder that performs 4-level 4-state Viterbi decoding.
【図１２】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の
Ａ型パスメモリのブロック図である。FIG. 12 is a block diagram of an A-type path memory of a Viterbi decoder that performs 4-level 4-state Viterbi decoding.
【図１３】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の
Ｂ型パスメモリのブロック図である。FIG. 13 is a block diagram of a B-type path memory of a Viterbi decoder that performs 4-level 4-state Viterbi decoding.
【図１４】図７とは異なる表記方法での４値４状態ビタ
ビ復号方法の状態遷移の説明図である。FIG. 14 is an explanatory diagram of state transition of a 4-value 4-state Viterbi decoding method using a notation different from that of FIG. 7;
【図１５】ブランチメトリックの表記方法の説明図であ
る。FIG. 15 is an explanatory diagram of a notation method of a branch metric.
【図１６】実施の形態のディスク記録再生装置のブロッ
ク図である。FIG. 16 is a block diagram of a disk recording / reproducing apparatus according to the embodiment.
【図１７】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵ
のブロック図である。FIG. 17 is an SMU of the disk recording / reproducing apparatus according to the embodiment;
It is a block diagram of.
【図１８】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵ
のＡ型ステータスメモリのブロック図である。FIG. 18 is an SMU of the disk recording / reproducing apparatus according to the embodiment;
FIG. 2 is a block diagram of an A-type status memory.
【図１９】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵ
のＢ型ステータスメモリのブロック図である。FIG. 19 is an SMU of the disk recording / reproducing apparatus of the embodiment.
3 is a block diagram of a B-type status memory of FIG.
【図２０】実施の形態のマージブロックにおける状態デ
ータ値の選択動作の説明図である。FIG. 20 is an explanatory diagram of a state data value selecting operation in the merge block according to the embodiment;
【図２１】実施の形態のリトライシーケンスの一例のフ
ローチャートである。FIG. 21 is a flowchart illustrating an example of a retry sequence according to the embodiment;
１ ホストコンピュータ、２ ドライブコントローラ、
３ ＣＰＵ、４ レーザパワーコントロール部、５ 磁
気ヘッド、６ ディスク、７ 光ピックアップ、８ ア
ンプ、９ スピンドルモータ、１０ 切替えスイッチ、
１１ フィルタ部、１２ Ａ／Ｄ変換器、１３，１３０
ビタビ復号器、１４ ＰＬＬ部、１００ ＤＭＵ、１
０１ ＲＡＡ、１０２ 算出部、１０３ ＣＨＱ比較
部、１０４アシンメトリ比較部、１０５ セレクタ、１
０６ レジスタ1 host computer, 2 drive controller,
3 CPU, 4 laser power control section, 5 magnetic head, 6 disk, 7 optical pickup, 8 amplifier, 9 spindle motor, 10 changeover switch,
11 filter unit, 12 A / D converter, 13, 130
Viterbi decoder, 14 PLL unit, 100 DMU, 1
01 RAA, 102 calculation unit, 103 CHQ comparison unit, 104 asymmetry comparison unit, 105 selector, 1
06 register
Claims (4)
ビ復号方法によって復号するようにした記録又は再生装
置において、 クロック信号に従ってサンプリングされる再生信号値に
基づいて、前記クロック信号に応じたタイミングで最尤
な状態遷移を表す状態データを生成する状態データ生成
手段と、 前記状態データに基づいて復号データを出力する復号デ
ータ出力手段と、 前記状態データを用いて、信号品質情報を生成する品質
情報生成手段と、 前記品質情報生成手段で生成される信号品質情報を基準
値と比較して、その比較結果を出力する比較手段と、 前記比較手段からの出力に基づいて動作リトライを実行
させる制御手段と、 を備えたことを特徴とする記録又は再生装置。1. A recording or reproducing apparatus in which a reproduced signal reproduced from a recording medium is decoded by a Viterbi decoding method, based on a reproduced signal value sampled according to a clock signal, at a timing according to the clock signal. State data generating means for generating state data representing the maximum likelihood state transition; decoded data output means for outputting decoded data based on the state data; and quality information for generating signal quality information using the state data. Generating means; comparing signal quality information generated by the quality information generating means with a reference value; and outputting a comparison result; and controlling means for executing an operation retry based on an output from the comparing means. And a recording or reproducing apparatus comprising:
ー及び／又は再生信号とクロック信号の位相誤差を表す
情報であることを特徴とする請求項１に記載の記録又は
再生装置。2. The recording or reproducing apparatus according to claim 1, wherein the signal quality information is information representing jitter of a reproduced signal and / or a phase error between the reproduced signal and a clock signal.
対称性を表す情報であることを特徴とする請求項１に記
載の記録又は再生装置。3. The recording or reproducing apparatus according to claim 1, wherein the signal quality information is information indicating asymmetry of a reproduced signal waveform.
較する基準値は変更可能であることを特徴とする請求項
１に記載の記録又は再生装置。4. The recording or reproducing apparatus according to claim 1, wherein a reference value to be compared with the signal quality information in the comparing means can be changed.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11015387A JP2000215622A (en) | 1999-01-25 | 1999-01-25 | Recording or reproducing apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11015387A JP2000215622A (en) | 1999-01-25 | 1999-01-25 | Recording or reproducing apparatus |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000215622A true JP2000215622A (en) | 2000-08-04 |
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ID=11887343
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|---|---|---|---|
| JP11015387A Withdrawn JP2000215622A (en) | 1999-01-25 | 1999-01-25 | Recording or reproducing apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000215622A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007511031A (en) * | 2003-11-11 | 2007-04-26 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | Method and apparatus for determining signal characteristics |
| US7804755B2 (en) | 2003-11-11 | 2010-09-28 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method for determining characteristics of signal and apparatus using the same |
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