JP2000196484A - Double conversion type transmitter and receiver - Google Patents
Double conversion type transmitter and receiverInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、Ｋａバンド帯を利
用した衛星放送、衛星通信、固定無線等において採用さ
れるダブルコンバージョン型の送信装置及び受信装置に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a double conversion type transmitter and receiver used in satellite broadcasting, satellite communication, fixed radio, etc. using the Ka band.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＬＭＤＳ（Local Multi-point Distribu
tion Service）は、次世代の高速大容量通信サービスと
して期待されているシステムである。これは、図８に示
すように、ＥＵＮ (End User Nodes )とＨＵＢとの間を
２８ＧＨｚ帯の高周波電波で双方向通信を行い、ＨＵＢ
は公共ネットワークにフィーダを介して接続されるとい
う形態の通信システムである。2. Description of the Related Art LMDS (Local Multi-point Distributor)
is a system that is expected as a next-generation high-speed and large-capacity communication service. As shown in FIG. 8, two-way communication is performed between the EUN (End User Nodes) and the HUB using a high frequency radio wave in the 28 GHz band.
Is a communication system in a form of being connected to a public network via a feeder.
【０００３】上記システムによれば、エンドユーザが
使える周波数帯域を広く取れるので、高速大容量通信が
可能となり、双方向音声サービスやインターネットや
ＬＡＮ（Local Area Network）等を高速に接続すること
ができ、信頼性が高く安価なサービスを実現できる。According to the above system, the frequency band usable by the end user can be widened, so that high-speed and large-capacity communication can be performed, and a two-way voice service, the Internet, a LAN (Local Area Network) and the like can be connected at a high speed. , A highly reliable and inexpensive service can be realized.
【０００４】ＬＭＤＳのシステムにおいては、ＥＵＮ端
末から見て送信側（Upstream) は３１．０ＧＨｚ〜３
１．３ＧＨｚを利用し、受信側(Downstream) は２７．
５０ＧＨｚ〜２８．３５ＧＨｚを利用している。In an LMDS system, the transmission side (Upstream) is 31.0 GHz to 3
1.3GHz is used, and the receiving side (Downstream) is 27.
50 GHz to 28.35 GHz is used.
【０００５】上記送信側においては、トランスミッタに
よって４００ＭＨｚ〜７００ＭＨｚの中間周波信号（Ｉ
Ｆ信号）からアップコンバート（周波数変換）される一
方、上記受信側においては、ＬＮＢ（Low Noise Block
downconverter ）によって１１００ＭＨｚ〜１９５０Ｍ
Ｈｚの中間周波信号にダウンコンバート（周波数変換）
される。On the transmitting side, an intermediate frequency signal (I
F signal), the signal is up-converted (frequency converted), while the receiving side receives an LNB (Low Noise Block) signal.
downconverter) 1100MHz ~ 1950M
Down-convert (frequency conversion) to an intermediate frequency signal of 1 Hz
Is done.
【０００６】上記のような周波数変換における局部発振
信号の周波数は、トランスミッタにおいては２９．６Ｇ
Ｈｚであり、ＬＮＢにおいては２６．４ＧＨｚであり、
それぞれのＲＦ（Radio Frequency ）信号帯（ＲＦ帯）
に非常に近い周波数となっている。また、イメージ周波
数帯は、トランスミッタにおいては２８．９ＧＨｚ〜２
９．２ＧＨｚであり、ＬＮＢにおいては２４．４５ＧＨ
ｚ〜２５．３０ＧＨｚであり、必然的にＲＦ帯に近い周
波数になってしまっている。[0006] The frequency of the local oscillation signal in the above-described frequency conversion is 29.6 G in the transmitter.
Hz, 26.4 GHz in the LNB,
Each RF (Radio Frequency) signal band (RF band)
Frequency very close to The image frequency band is 28.9 GHz to 2 GHz for the transmitter.
9.2 GHz and 24.45 GHZ in LNB
z to 25.30 GHz, which is inevitably a frequency close to the RF band.
【０００７】ＲＦ帯がＫａバンド等の非常に高い周波数
帯（１５ＧＨｚ以上）を利用する場合、イメージ除去が
難しく、イメージ除去用のＢＰＦ（Band Pass Filter)
は遮断性の高いものが必要となり，設計の困難さとコス
トアップとを招来する。そこで、このような場合、ダブ
ルコンバージョン方式を採用することが好ましい。When the RF band uses a very high frequency band (15 GHz or more) such as the Ka band, image removal is difficult, and a BPF (Band Pass Filter) for image removal is used.
Requires a high blocking property, which leads to difficulty in design and an increase in cost. Therefore, in such a case, it is preferable to adopt the double conversion method.
【０００８】即ち、トランスミッタにおいては図９に示
したように、入力端子ＩＮおよび分配器（Distributor
）１１０を介して入力された信号は、４００ＭＨｚ〜
７００ＭＨｚの中間周波信号であり、この中間周波信号
はアップコンバータ部１００内の中間周波増幅器１０１
に送られる。That is, in the transmitter, as shown in FIG. 9, an input terminal IN and a distributor (Distributor) are used.
) 110, a signal input from 400 MHz
The intermediate frequency signal is a 700 MHz intermediate frequency signal.
Sent to
【０００９】４００ＭＨｚ〜７００ＭＨｚの中間周波信
号は、中間周波増幅器１０１及び中間周波増幅器１０３
で増幅された後、一旦、第１ミキサ１０４で５．５ＧＨ
ｚ〜５．８ＧＨｚ帯にアップコンバートされる。この場
合のイメージ周波数帯は４．４ＧＨｚ〜４．７ＧＨｚと
なる。この周波数帯におけるイメージ除去はそれほど難
しくはなく、増幅器１０５で増幅された後、ＢＰＦ１０
６でイメージ除去される。このようにイメージ除去され
た５．５ＧＨｚ〜５．８ＧＨｚの信号は、第２ミキサ１
０７で３１．０ＧＨｚ〜３１．３ＧＨｚのＲＦ信号にア
ップコンバートされる。この場合のイメージ周波数帯
は、１９．７ＧＨｚ〜２０．０ＧＨｚであるが、ＲＦ帯
から遠くなるので、イメージ除去が比較的簡単にＢＰＦ
１０８で行われた後、ＳＳＰＡ（Solid State Power Am
p.）１０９へ送られる。An intermediate frequency signal of 400 MHz to 700 MHz is supplied to an intermediate frequency amplifier 101 and an intermediate frequency amplifier 103.
After being amplified by 5.5 GHz, the first mixer 104
It is up-converted to z to 5.8 GHz band. The image frequency band in this case is from 4.4 GHz to 4.7 GHz. Image removal in this frequency band is not so difficult, and after being amplified by the amplifier 105, the BPF 10
At 6 the image is removed. The 5.5 GHz to 5.8 GHz signal from which the image has been removed in this manner is supplied to the second mixer 1.
At 07, the signal is up-converted into an RF signal of 31.0 GHz to 31.3 GHz. The image frequency band in this case is 19.7 GHz to 20.0 GHz, but since it is far from the RF band, image removal is relatively easy.
108, the SSPA (Solid State Power Am
p.) 109.
【００１０】ＳＳＰＡ１０９のモニタ信号（入力に応じ
て変化する）はアッテネータ１０２に送られ、アッテネ
ータ１０２の減衰率が上記モニタ信号に応じて制御さ
れ、ＳＳＰＡ１０９の出力信号（出力端子ＯＵＴからの
出力信号）の信号振幅は一定に制御される。The monitor signal of the SSPA 109 (which changes according to the input) is sent to the attenuator 102, and the attenuation rate of the attenuator 102 is controlled according to the monitor signal, and the output signal of the SSPA 109 (the output signal from the output terminal OUT). Is controlled to be constant.
【００１１】一方、入力端子ＩＮおよび分配器１１０を
介して入力された１０ＭＨｚの基準信号は、周波数逓倍
器１１１、及び増幅器１１４を介して検出器（Detecto
r）１１５にそれぞれ送られる。１０ＭＨｚの基準信号
は、周波数逓倍器１１１で周波数が逓倍され、これが、
基準発振信号として利用される。上記検出器１１５から
上記ＳＳＰＡ１０９には制御信号が送られる。つまり、
入力端子ＩＮから１０ＭＨｚの基準信号が増幅器１１４
を介して上記検出器１１５に入力されないときは、上記
検出器１１５は上記ＳＳＰＡ１０９をオフにする制御信
号を送り、ＳＳＰＡ１０９から余計な出力信号が出力さ
れないようになっている。On the other hand, the 10 MHz reference signal input via the input terminal IN and the divider 110 is supplied to a detector (Detector) via a frequency multiplier 111 and an amplifier 114.
r) sent to 115 respectively. The frequency of the 10 MHz reference signal is multiplied by the frequency multiplier 111.
Used as a reference oscillation signal. A control signal is sent from the detector 115 to the SSPA 109. That is,
A reference signal of 10 MHz is supplied from the input terminal IN to the amplifier 114.
When the signal is not input to the detector 115 via the control circuit 115, the detector 115 sends a control signal for turning off the SSPA 109 so that no extra output signal is output from the SSPA 109.
【００１２】同様に、ＬＮＢにおいては図１０に示すよ
うに、ＲＦ信号（２７．５０ＧＨｚ〜２８．３５ＧＨ
ｚ）が導波部材１２０を介してＬＮＡ（Low Noise Am
p.）１２１に入力され、ここで低雑音増幅された後、Ｂ
ＰＦ１２２に送られてイメージ除去される。ＢＰＦ１２
２の出力は、第１ミキサ１２３に送られ、ここで、一
旦、周波数が６．３８ＧＨｚ〜７．２３ＧＨｚにダウン
コンバートされる。この場合のイメージ周波数帯は、１
３．８９ＧＨｚ〜１４．７４ＧＨｚであるが、前述のＢ
ＰＦ１２２で除去済である。６．３８ＧＨｚ〜７．２３
ＧＨｚの信号は、増幅器１２４で増幅され、ＢＰＦ１２
５でイメージ除去された後、第２ミキサ１２６に送ら
れ、ここで、１１００ＭＨｚ〜１９５０ＭＨｚの中間周
波信号にダウンコンバートされる。この場合のイメージ
周波数帯は、３．３３ＧＨｚ〜４．１８ＧＨｚである
が、これは前述のＢＰＦ１２５で除去済である。ＢＰＦ
１２５の出力は、第２ミキサ１２６に送られ、ここで、
１１００ＭＨｚ〜１９５０ＭＨｚの中間周波信号は中間
周波増幅器１２７で増幅された後、出力信号として出力
端子ＯＵＴから出力される。Similarly, in the LNB, as shown in FIG. 10, an RF signal (27.50 GHz to 28.35 GHz) is used.
z) passes through the waveguide member 120 and receives an LNA (Low Noise
p.) 121, where after being subjected to low noise amplification, B
The image is sent to the PF 122 and the image is removed. BPF12
The output of No. 2 is sent to the first mixer 123, where the frequency is once down-converted to 6.38 GHz to 7.23 GHz. The image frequency band in this case is 1
3.89 GHz to 14.74 GHz.
Removed by PF122. 6.38 GHz-7.23
The GHz signal is amplified by the amplifier 124 and the BPF 12
After the image is removed in step 5, the signal is sent to the second mixer 126, where it is down-converted into an intermediate frequency signal of 1100 MHz to 1950 MHz. The image frequency band in this case is 3.33 GHz to 4.18 GHz, which has been removed by the BPF 125 described above. BPF
The output of 125 is sent to a second mixer 126, where:
The intermediate frequency signal of 1100 MHz to 1950 MHz is amplified by the intermediate frequency amplifier 127 and then output from the output terminal OUT as an output signal.
【００１３】ダブルコンバージョン方式を採用した場
合、２つのミキサにそれぞれ異なる局部発振信号を供給
することが必要となる。また、送信部等、局部発振周波
数の安定性を必要とする場合には、局部発振信号の発振
及び周波数制御をＶＣＯ（Voltage Controlled Oscilla
tor ）とＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路とで行なう
ＰＬＯ（Phase Locked Loop Oscillator）回路が採用さ
れている。従来は、局部発振信号毎にＰＬＯ回路を構成
していた。これは、局部発振周波数の数だけＰＬＯ回路
を必要とし、上記のようなＬＭＤＳに係るシステムでは
計４個のＰＬＯ回路（図９における第１及び第２ＰＬＯ
回路１１２・１１３と、図１０における第１及び第２Ｐ
ＬＯ回路１２８・１２９との合計４個のＰＬＯ回路）が
必要となり、回路の煩雑さとコストアップを招来してい
た。When the double conversion method is adopted, it is necessary to supply different local oscillation signals to the two mixers. In the case where the local oscillation frequency is required to be stable, such as in a transmitter, the oscillation and frequency control of the local oscillation signal are controlled by a VCO (Voltage Controlled Oscilla).
tor) and a PLL (Phase Locked Loop) circuit, which employs a PLO (Phase Locked Loop Oscillator) circuit. Conventionally, a PLO circuit has been configured for each local oscillation signal. This requires as many PLO circuits as the number of local oscillation frequencies, and in a system related to the above-described LMDS, a total of four PLO circuits (the first and second PLO circuits in FIG. 9) are used.
The circuits 112 and 113 and the first and second Ps in FIG.
This requires a total of four PLO circuits including the LO circuits 128 and 129), resulting in circuit complexity and cost increase.
【００１４】また、ＬＭＤＳに係るシステムに限らず、
ＲＦ信号にＫａバンド、中間周波信号にＳバンドやＬバ
ンド（３ＧＨｚ以下の周波数帯）等を利用した固定無
線、衛星放送、衛星通信等においても、ＬＭＤＳに係る
システムと同様なことが言える。[0014] Further, not limited to the system related to LMDS,
The same applies to fixed radio, satellite broadcasting, satellite communication, and the like that use the Ka band for the RF signal and the S band or L band (frequency band of 3 GHz or less) for the intermediate frequency signal, etc., as well as the system related to the LMDS.
【００１５】[0015]
【発明が解決しようとする課題】ＲＦ信号にＫａバン
ド、中間周波信号にＳバンドやＬバンドを利用した固定
無線、衛星放送、衛星通信等において、ダブルコンバー
ジョン方式のトランスミッタやＬＮＢを採用した場合、
従来は、それぞれのミキサに供給する局部発振信号の発
振及び周波数制御は、図１１に示す構成に基づいて行わ
れていた。In a fixed radio, satellite broadcasting, satellite communication, etc. using a Ka band for an RF signal and an S band or an L band for an intermediate frequency signal, when a double conversion type transmitter or LNB is used,
Conventionally, the oscillation and frequency control of the local oscillation signal supplied to each mixer have been performed based on the configuration shown in FIG.
【００１６】すなわち、上記基準信号（１０ＭＨｚの発
振周波数を有する。）は上記周波数逓倍器１１１で周波
数が５．１ＧＨｚに逓倍されて第１ＰＬＯ回路１１２内
の位相比較器（ Phase Detector ）１４４に入力され
る。この位相比較器１４４にはＶＣＯ１４０から発振さ
れた５．１ＧＨｚの信号がバッファアンプ１４１を介し
て入力されている。位相比較器１４４において、両入力
に対して位相比較が行われ、該位相比較結果に応じた信
号（電圧調整信号）がＬＰＦ（Low Pass Filter）１４
３を介して上記ＶＣＯ１４０に送られ、これにより、第
１ＰＬＯ回路１１２から出力される初段の局部発振信号
が５．１ＧＨｚで安定して発振する。なお、上記バッフ
ァアンプ１４１の出力は、増幅器１４２によって増幅さ
れた後、初段の局部発振信号として第１ＰＬＯ回路１１
２から第１ミキサ１０４に出力される。That is, the reference signal (having an oscillation frequency of 10 MHz) is frequency-multiplied to 5.1 GHz by the frequency multiplier 111 and input to a phase detector 144 in the first PLO circuit 112. You. A 5.1 GHz signal oscillated from the VCO 140 is input to the phase comparator 144 via the buffer amplifier 141. The phase comparator 144 compares the phases of both inputs, and outputs a signal (voltage adjustment signal) corresponding to the phase comparison result to an LPF (Low Pass Filter) 14.
3, the first-stage local oscillation signal output from the first PLO circuit 112 oscillates stably at 5.1 GHz. After the output of the buffer amplifier 141 is amplified by the amplifier 142, the output of the first PLO circuit 11
2 to the first mixer 104.
【００１７】一方、２段目の局部発振信号は、第２ＰＬ
Ｏ回路１１３によって、次のようにして生成される。す
なわち、ＶＣＯ１４５から発振された５．１ＧＨｚの信
号は、バッファアンプ１４８を介して位相比較器１４７
に送られ、ここで、上記周波数逓倍器１１１によって
５．１ＧＨｚに逓倍された信号と位相比較される。位相
比較結果に応じた信号（電圧調整信号）がＬＰＦ１４６
を介して上記ＶＣＯ１４５に送られ、これにより、上記
ＶＣＯ１４５から出力される局部発振信号が５．１ＧＨ
ｚで安定して発振する。このように安定化した局部発振
信号は、周波数逓倍器１４９に送られ、ここで、周波数
が例えば５逓倍されたものがＲＦ増幅器１５０を介して
第２ＰＬＯ回路１１３から２段目の局部発振信号として
第２ミキサ１０７に出力される。On the other hand, the local oscillation signal of the second stage is the second PL
It is generated by the O circuit 113 as follows. That is, the 5.1 GHz signal oscillated from the VCO 145 is supplied to the phase comparator 147 via the buffer amplifier 148.
Where the phase is compared with the signal multiplied to 5.1 GHz by the frequency multiplier 111. The signal (voltage adjustment signal) corresponding to the phase comparison result is the LPF 146.
To the VCO 145, whereby the local oscillation signal output from the VCO 145 becomes 5.1 GHz.
Oscillates stably at z. The local oscillation signal thus stabilized is sent to a frequency multiplier 149, where the frequency-multiplied signal is, for example, 5 times as the second-stage local oscillation signal from the second PLO circuit 113 via the RF amplifier 150. Output to the second mixer 107.
【００１８】以上のように、上記従来技術においては、
２つのＶＣＯと２つのＰＬＬ回路とがそれぞれ必要とさ
れ、このために回路の煩雑さとコストアップを招来する
という問題点を有していた。As described above, in the above prior art,
Two VCOs and two PLL circuits are required, respectively, which causes a problem that the circuit is complicated and the cost is increased.
【００１９】そこで、本発明は、上記従来の問題点に鑑
みなされたものであって、その目的は、ＲＦ信号にＫａ
バンド、中間周波信号にＳバンドやＬバンドを利用した
固定無線、衛星放送、衛星通信等のダブルコンバージョ
ン方式が採用された送信装置（トランスミッタ）や受信
装置（ＬＮＢ）において、それぞれのミキサに供給する
局部発振信号の発振及び周波数制御を唯一のＶＣＯと唯
一のＰＬＬ回路とで行い、回路の単純化とコストダウン
を実現することにある。The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional problems, and has as its object to reduce the Ka in RF signals.
In a transmission device (transmitter) or a reception device (LNB) adopting a double conversion method such as fixed radio, satellite broadcasting, satellite communication, etc. using S band or L band for the band and intermediate frequency signal, the signals are supplied to respective mixers. It is an object of the present invention to oscillate and oscillate a local oscillation signal with a single VCO and a single PLL circuit, thereby achieving simplification of the circuit and cost reduction.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明のダ
ブルコンバージョン型の送信装置は、上記課題を解決す
るために、第１及び第２混合回路で中間周波信号を２段
階にアップコンバートしてＲＦ信号に周波数変換するも
のにおいて以下の措置を講じたことを特徴としている。According to a first aspect of the present invention, there is provided a double-conversion type transmitting apparatus in which a first and a second mixing circuit up-converts an intermediate frequency signal into two stages. The following measures are taken in the frequency conversion to the RF signal.
【００２１】即ち、上記のダブルコンバージョン型の送
信装置は、唯一の電圧制御発振器、該電圧制御発振器の
発振信号の周波数を位相ロックさせて安定化する唯一の
ＰＬＬ回路、及び周波数逓倍回路を備え、周波数が安定
化した上記発振信号を初段の局部発振信号として上記の
第１混合回路に供給すると共に、該初段の局部発振信号
の周波数を上記周波数逓倍回路で逓倍して上記の第２混
合回路に２段目の局部発振信号として供給する局部発振
信号供給回路を備えている。That is, the above-mentioned double-conversion-type transmission device includes only one voltage-controlled oscillator, only one PLL circuit for phase-locking and stabilizing the frequency of the oscillation signal of the voltage-controlled oscillator, and a frequency multiplication circuit. The frequency-stabilized oscillation signal is supplied to the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal, and the frequency of the first-stage local oscillation signal is multiplied by the frequency multiplication circuit to the second mixing circuit. A local oscillation signal supply circuit that supplies a local oscillation signal as a second-stage local oscillation signal is provided.
【００２２】上記の発明によれば、中間周波信号は、第
１混合回路において初段の局部発振信号に基づいてアッ
プコンバートされ、２段目の局部発振信号が供給されて
いる第２混合回路において更にアップコンバートされて
ＲＦ信号に周波数変換される（２段階にアップコンバー
トされる。）。According to the above invention, the intermediate frequency signal is up-converted in the first mixing circuit based on the local oscillation signal of the first stage, and further converted in the second mixing circuit to which the local oscillation signal of the second stage is supplied. It is up-converted and frequency-converted into an RF signal (up-converted into two stages).
【００２３】従来技術においては、初段の局部発振信号
は、一つの電圧制御発振器（ＶＣＯ）と一つのＰＬＬ回
路とによって生成される一方、２段目の局部発振信号
は、初段の局部発振信号のものとは別に、他の電圧制御
発振器と他のＰＬＬ回路とによって生成されていた。つ
まり、上記従来技術においては、初段の局部発振信号
と、２段目の局部発振信号とは、それぞれ別々の電圧制
御発振器およびＰＬＬ回路によって、それぞれ独立して
生成されていた。このため、回路構成が煩雑になり、装
置全体のコストアップを余儀なくされていた。In the prior art, the first-stage local oscillation signal is generated by one voltage controlled oscillator (VCO) and one PLL circuit, while the second-stage local oscillation signal is generated by the first-stage local oscillation signal. Apart from that, it was generated by another voltage controlled oscillator and another PLL circuit. That is, in the above-described conventional technology, the first-stage local oscillation signal and the second-stage local oscillation signal are independently generated by separate voltage-controlled oscillators and PLL circuits. For this reason, the circuit configuration becomes complicated, and the cost of the entire device has to be increased.
【００２４】しかし、上記の発明によれば、初段及び２
段目の局部発振信号は、唯一の電圧制御発振器、唯一の
ＰＬＬ回路、及び周波数逓倍回路からなる局部発振信号
供給回路によって以下のように生成された後、第１及び
第２混合回路にそれぞれ供給される。However, according to the above invention, the first stage and the second stage
The local oscillation signal at the stage is generated as follows by a local oscillation signal supply circuit including only one voltage-controlled oscillator, only one PLL circuit, and a frequency multiplier circuit, and then supplied to the first and second mixing circuits, respectively. Is done.
【００２５】即ち、上記の電圧制御発振器は所定の周波
数を有する発振信号を出力する。この発振信号は、上記
ＰＬＬ回路によって位相がロックされて安定化する。こ
のように安定化した発振信号は、初段の局部発振信号と
して第１混合回路に供給され、中間周波信号はアップコ
ンバートされる。このようにアップコンバートされた中
間周波信号は、第２混合回路において２段目の局部発振
信号に基づいて、更に、アップコンバートされてＲＦ信
号に周波数変換される。このとき、安定化された上記初
段の局部発振信号の周波数が周波数逓倍回路によって逓
倍され、このように逓倍されたものが上記２段目の局部
発振信号として上記の第２混合回路に供給される。That is, the above-mentioned voltage controlled oscillator outputs an oscillation signal having a predetermined frequency. The phase of the oscillation signal is locked by the PLL circuit and is stabilized. The oscillation signal thus stabilized is supplied to the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal, and the intermediate frequency signal is up-converted. The intermediate frequency signal thus up-converted is further up-converted and frequency-converted into an RF signal based on the second-stage local oscillation signal in the second mixing circuit. At this time, the frequency of the stabilized first-stage local oscillation signal is multiplied by a frequency multiplier, and the multiplied signal is supplied to the second mixing circuit as the second-stage local oscillation signal. .
【００２６】以上のように、唯一の電圧制御発振器と唯
一のＰＬＬ回路とが、初段および２段目の各局部発振信
号の生成のために共用されるので、従来の場合よりも部
品点数が略半減し、回路構成の簡素化とコストダウンを
確実に図ることができる。As described above, since only one voltage-controlled oscillator and only one PLL circuit are used for generating local oscillation signals of the first and second stages, the number of parts is substantially smaller than in the conventional case. Halving, and simplification of the circuit configuration and cost reduction can be reliably achieved.
【００２７】請求項２に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の送信装置は、上記課題を解決するために、第１及
び第２混合回路で中間周波信号を２段階にアップコンバ
ートしてＲＦ信号に周波数変換するものにおいて以下の
措置を講じたことを特徴としている。According to a second aspect of the present invention, in order to solve the above-mentioned problems, the first and second mixing circuits up-convert the intermediate frequency signal into two stages and convert the intermediate frequency signal into an RF signal. It is characterized by taking the following measures.
【００２８】即ち、上記のダブルコンバージョン型の送
信装置は、唯一の電圧制御発振器、該電圧制御発振器の
発振信号の周波数を位相ロックさせて安定化する唯一の
ＰＬＬ回路、及び周波数逓降回路を備え、周波数が安定
化した上記発振信号を２段目の局部発振信号として上記
の第２混合回路に供給すると共に、該２段目の局部発振
信号の周波数を上記周波数逓降回路で逓降して上記の第
１混合回路に初段の局部発振信号として供給する局部発
振信号供給回路を備えている。That is, the above-mentioned double-conversion type transmitting apparatus includes only one voltage-controlled oscillator, only one PLL circuit for phase-locking and stabilizing the frequency of the oscillation signal of the voltage-controlled oscillator, and a frequency down converter. Supplying the oscillation signal whose frequency has been stabilized to the second mixing circuit as a second-stage local oscillation signal, and reducing the frequency of the second-stage local oscillation signal by the frequency down-converting circuit. A local oscillation signal supply circuit that supplies the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal is provided.
【００２９】上記の発明によれば、中間周波信号は、第
１混合回路において初段の局部発振信号に基づいてアッ
プコンバートされ、２段目の局部発振信号が供給されて
いる第２混合回路において更にアップコンバートされて
ＲＦ信号に周波数変換される（２段階にアップコンバー
トされる。）。According to the above invention, the intermediate frequency signal is up-converted in the first mixing circuit based on the first-stage local oscillation signal, and further converted in the second mixing circuit to which the second-stage local oscillation signal is supplied. It is up-converted and frequency-converted into an RF signal (up-converted into two stages).
【００３０】従来技術においては、初段の局部発振信号
と、２段目の局部発振信号とは、それぞれ別々の電圧制
御発振器およびＰＬＬ回路によって、それぞれ独立して
生成されていた。このため、回路構成が煩雑になり、装
置全体のコストアップを余儀なくされていた。In the prior art, the first-stage local oscillation signal and the second-stage local oscillation signal are independently generated by separate voltage-controlled oscillators and PLL circuits. For this reason, the circuit configuration becomes complicated, and the cost of the entire device has to be increased.
【００３１】しかし、上記の発明によれば、初段及び２
段目の局部発振信号は、唯一の電圧制御発振器、唯一の
ＰＬＬ回路、及び周波数逓降回路からなる局部発振信号
供給回路によって以下のように生成された後、第１及び
第２混合回路にそれぞれ供給される。However, according to the above invention, the first stage and the second stage
The local oscillation signal of the stage is generated as follows by a local oscillation signal supply circuit including a single voltage-controlled oscillator, a single PLL circuit, and a frequency down converter, and is then supplied to the first and second mixing circuits, respectively. Supplied.
【００３２】即ち、上記の電圧制御発振器は所定の周波
数を有する発振信号を出力する。この発振信号は、上記
ＰＬＬ回路によって位相がロックされて安定化する。こ
のように安定化した発振信号は、２段目の局部発振信号
として第２混合回路に供給される。一方、安定化された
上記２段目の局部発振信号の周波数が周波数逓降回路に
よって逓降され、このように逓降されたものが上記初段
の局部発振信号の局部発振信号として上記の第１混合回
路に供給される。That is, the above-mentioned voltage controlled oscillator outputs an oscillation signal having a predetermined frequency. The phase of the oscillation signal is locked by the PLL circuit and is stabilized. The oscillation signal thus stabilized is supplied to the second mixing circuit as a second-stage local oscillation signal. On the other hand, the frequency of the stabilized local oscillation signal of the second stage is down-converted by the frequency down-converting circuit, and the down-converted frequency is used as the local oscillation signal of the first-stage local oscillation signal in the first stage. It is supplied to the mixing circuit.
【００３３】以上のように、唯一の電圧制御発振器と唯
一のＰＬＬ回路とが、初段および２段目の各局部発振信
号の生成のために共用されるので、従来の場合よりも部
品点数が略半減し、回路構成の簡素化とコストダウンを
確実に図ることができる。As described above, since only one voltage-controlled oscillator and only one PLL circuit are used for generating local oscillation signals of the first and second stages, the number of parts is substantially smaller than in the conventional case. Halving, and simplification of the circuit configuration and cost reduction can be reliably achieved.
【００３４】請求項３に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の受信装置は、上記課題を解決するために、第１及
び第２混合回路でＲＦ信号を２段階にダウンコンバート
して中間周波信号に周波数変換するものにおいて以下の
措置を講じたことを特徴としている。According to a third aspect of the present invention, there is provided a double-conversion-type receiving apparatus for down-converting an RF signal into two stages by a first and a second mixing circuit to convert the RF signal into an intermediate frequency signal. It is characterized by taking the following measures.
【００３５】即ち、上記のダブルコンバージョン型の受
信装置は、唯一の電圧制御発振器、該電圧制御発振器の
発振信号の周波数を位相ロックさせて安定化する唯一の
ＰＬＬ回路、及び周波数逓倍回路を備え、周波数が安定
化した上記発振信号を２段目の局部発振信号として上記
の第２混合回路に供給すると共に、該２段目の局部発振
信号の周波数を上記周波数逓倍回路で逓倍して上記の第
１混合回路に初段の局部発振信号として供給する局部発
振信号供給回路を備えている。That is, the above-mentioned double-conversion-type receiving apparatus includes only one voltage-controlled oscillator, only one PLL circuit for phase-locking and stabilizing the frequency of the oscillation signal of the voltage-controlled oscillator, and a frequency multiplier circuit. The frequency-stabilized oscillation signal is supplied to the second mixing circuit as a second-stage local oscillation signal, and the frequency of the second-stage local oscillation signal is multiplied by the frequency multiplier circuit. There is provided a local oscillation signal supply circuit for supplying a first-stage local oscillation signal to one mixing circuit.
【００３６】上記の発明によれば、ＲＦ信号は、第１混
合回路において初段の局部発振信号に基づいてダウンコ
ンバートされ、２段目の局部発振信号が供給されている
第２混合回路において更にダウンコンバートされて中間
周波信号に周波数変換される（２段階にダウンコンバー
トされる。）。According to the above invention, the RF signal is down-converted in the first mixing circuit based on the first-stage local oscillation signal, and further down-converted in the second mixing circuit to which the second-stage local oscillation signal is supplied. It is converted and frequency-converted to an intermediate frequency signal (down-converted into two stages).
【００３７】従来技術においては、初段の局部発振信号
は、一つの電圧制御発振器と一つのＰＬＬ回路とによっ
て生成される一方、２段目の局部発振信号は、初段の局
部発振信号のものとは別に、他の電圧制御発振器と他の
ＰＬＬ回路とによって生成されていた。つまり、上記従
来技術においては、初段の局部発振信号と、２段目の局
部発振信号とは、それぞれ別々の電圧制御発振器および
ＰＬＬ回路によって、それぞれ独立して生成されてい
た。このため、回路構成が煩雑になり、装置全体のコス
トアップを余儀なくされていた。In the prior art, the first-stage local oscillation signal is generated by one voltage-controlled oscillator and one PLL circuit, while the second-stage local oscillation signal is different from that of the first-stage local oscillation signal. Separately, it was generated by another voltage controlled oscillator and another PLL circuit. That is, in the above-described conventional technology, the first-stage local oscillation signal and the second-stage local oscillation signal are independently generated by separate voltage-controlled oscillators and PLL circuits. For this reason, the circuit configuration becomes complicated, and the cost of the entire device has to be increased.
【００３８】しかし、上記の発明によれば、初段及び２
段目の局部発振信号は、唯一の電圧制御発振器、唯一の
ＰＬＬ回路、及び周波数逓倍回路からなる局部発振信号
供給回路によって以下のように生成された後、第１及び
第２混合回路にそれぞれ供給される。However, according to the above invention, the first stage and the second stage
The local oscillation signal at the stage is generated as follows by a local oscillation signal supply circuit including only one voltage-controlled oscillator, only one PLL circuit, and a frequency multiplier circuit, and then supplied to the first and second mixing circuits, respectively. Is done.
【００３９】即ち、上記の電圧制御発振器は所定の周波
数を有する発振信号を出力する。この発振信号は、上記
ＰＬＬ回路によって位相がロックされて安定化する。こ
のように安定化した発振信号は、２段目の局部発振信号
として第２混合回路に供給される。一方、安定化された
上記２段目の局部発振信号の周波数は周波数逓倍回路に
よって逓倍され、このように逓倍されたものが上記初段
の局部発振信号として上記の第１混合回路に供給され
る。That is, the above-mentioned voltage controlled oscillator outputs an oscillation signal having a predetermined frequency. The phase of the oscillation signal is locked by the PLL circuit and is stabilized. The oscillation signal thus stabilized is supplied to the second mixing circuit as a second-stage local oscillation signal. On the other hand, the stabilized frequency of the second-stage local oscillation signal is multiplied by a frequency multiplier, and the frequency-multiplied signal is supplied to the first mixing circuit as the first-stage local oscillation signal.
【００４０】以上のように、唯一の電圧制御発振器と唯
一のＰＬＬ回路とが、初段および２段目の各局部発振信
号の生成のために共用されるので、従来の場合よりも部
品点数が略半減し、回路構成の簡素化とコストダウンを
確実に図ることができる。As described above, since only one voltage-controlled oscillator and only one PLL circuit are used for generating local oscillation signals of the first and second stages, the number of parts is substantially smaller than in the conventional case. Halving, and simplification of the circuit configuration and cost reduction can be reliably achieved.
【００４１】請求項４に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の受信装置は、上記課題を解決するために、第１及
び第２混合回路でＲＦ信号を２段階にダウンコンバート
して中間周波信号に周波数変換するものにおいて以下の
措置を講じたことを特徴としている。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a double-conversion receiving apparatus for down-converting an RF signal into two stages by a first and a second mixing circuit to convert the RF signal into an intermediate frequency signal. It is characterized by taking the following measures.
【００４２】即ち、上記のダブルコンバージョン型の受
信装置は、唯一の電圧制御発振器、該電圧制御発振器の
発振信号の周波数を位相ロックさせて安定化する唯一の
ＰＬＬ回路、及び周波数逓降回路を備え、周波数が安定
化した上記発振信号を初段の局部発振信号として上記の
第１混合回路に供給すると共に、該初段の局部発振信号
の周波数を上記周波数逓降回路で逓降して上記の第２混
合回路に２段目の局部発振信号として供給する局部発振
信号供給回路を備えている。That is, the above-mentioned double-conversion-type receiving apparatus includes only one voltage-controlled oscillator, only one PLL circuit for phase-locking and stabilizing the frequency of the oscillation signal of the voltage-controlled oscillator, and a frequency down converter. Supplying the oscillation signal whose frequency has been stabilized to the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal, and lowering the frequency of the first-stage local oscillation signal by the frequency down-converter; A local oscillation signal supply circuit is provided for supplying a second stage local oscillation signal to the mixing circuit.
【００４３】上記の発明によれば、ＲＦ信号は、第１混
合回路において初段の局部発振信号に基づいてダウンコ
ンバートされ、２段目の局部発振信号が供給されている
第２混合回路において更にダウンコンバートされて中間
周波信号に周波数変換される（２段階にダウンコンバー
トされる。）。According to the above invention, the RF signal is down-converted in the first mixing circuit based on the first-stage local oscillation signal, and further down-converted in the second mixing circuit to which the second-stage local oscillation signal is supplied. It is converted and frequency-converted to an intermediate frequency signal (down-converted into two stages).
【００４４】従来技術においては、初段の局部発振信号
は、一つの電圧制御発振器と一つのＰＬＬ回路とによっ
て生成される一方、２段目の局部発振信号は、初段の局
部発振信号とは別に、他の電圧制御発振器と他のＰＬＬ
回路とによって生成されていた。つまり、上記従来技術
においては、初段の局部発振信号と、２段目の局部発振
信号とは、それぞれ別々の電圧制御発振器およびＰＬＬ
回路によって、それぞれ独立して生成されていた。この
ため、回路構成が煩雑になり、装置全体のコストアップ
を余儀なくされていた。In the prior art, the first-stage local oscillation signal is generated by one voltage-controlled oscillator and one PLL circuit, while the second-stage local oscillation signal is generated separately from the first-stage local oscillation signal. Other voltage controlled oscillators and other PLLs
Was generated by the circuit. That is, in the above-described conventional technology, the local oscillation signal of the first stage and the local oscillation signal of the second stage are separated from each other by the voltage-controlled oscillator and the PLL.
They were generated independently by the circuit. For this reason, the circuit configuration becomes complicated, and the cost of the entire device has to be increased.
【００４５】しかし、上記の発明によれば、初段及び２
段目の局部発振信号は、唯一の電圧制御発振器、唯一の
ＰＬＬ回路、及び周波数逓降回路からなる局部発振信号
供給回路によって以下のように生成された後、第１及び
第２混合回路にそれぞれ供給される。However, according to the above invention, the first stage and the second stage
The local oscillation signal of the stage is generated as follows by a local oscillation signal supply circuit including a single voltage-controlled oscillator, a single PLL circuit, and a frequency down converter, and is then supplied to the first and second mixing circuits, respectively. Supplied.
【００４６】即ち、上記の電圧制御発振器は所定の周波
数を有する発振信号を出力する。この発振信号は、上記
ＰＬＬ回路によって位相がロックされて安定化する。こ
のように安定化した発振信号は、初段の局部発振信号と
して第１混合回路に供給される。一方、安定化された上
記初段の局部発振信号の周波数は、上記周波数逓降回路
によってが逓降され、このように逓降されたものが該２
段目の局部発振信号として上記の第２混合回路に供給さ
れる。That is, the above voltage controlled oscillator outputs an oscillation signal having a predetermined frequency. The phase of the oscillation signal is locked by the PLL circuit and is stabilized. The oscillation signal thus stabilized is supplied to the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal. On the other hand, the frequency of the stabilized first-stage local oscillation signal is down-converted by the above-mentioned frequency down-converting circuit.
The signal is supplied to the second mixing circuit as a local oscillation signal of the stage.
【００４７】以上のように、唯一の電圧制御発振器と唯
一のＰＬＬ回路とが、初段および２段目の各局部発振信
号の生成のために共用されるので、従来の場合よりも部
品点数が略半減し、回路構成の簡素化とコストダウンを
確実に図ることができる。As described above, since only one voltage-controlled oscillator and only one PLL circuit are shared for generating local oscillation signals of the first and second stages, the number of parts is substantially smaller than in the conventional case. Halving, and simplification of the circuit configuration and cost reduction can be reliably achieved.
【００４８】請求項５に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の送信装置は、上記課題を解決するために、請求項
１又は２に記載のダブルコンバージョン型の送信装置に
おいて、上記初段の局部発振信号が低域通過フィルタを
介して第１混合回路に供給されると共に、上記２段目の
局部発振信号が高域通過フィルタを介して第２混合回路
に供給されることを特徴としている。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a double-conversion type transmitting apparatus according to the first or second aspect, wherein the first-stage local oscillation signal is low. The second local oscillator signal is supplied to the second mixing circuit via a high-pass filter while being supplied to the first mixing circuit via a band-pass filter.
【００４９】上記の発明によれば、請求項１又は２に記
載のダブルコンバージョン型の送信装置に係る作用に加
えて、初段の局部発振信号が低域通過フィルタを介して
第１混合回路に供給されるので、初段の局部発振信号よ
りも高い周波数を有する２段目の局部発振信号が該低域
通過フィルタにおいて遮断される（該低域通過フィルタ
を通過できない）ので、２段目の局部発振信号は第１混
合回路に出力されることがなくなる。これにより、第１
混合回路は、２段目の局部発振信号から影響を受けるこ
とはなく、それゆえ該影響に伴う余計な電流が第１混合
回路に流れ込むことが回避できるので、信頼性が著しく
向上する。According to the above invention, in addition to the function of the double conversion type transmission device according to claim 1 or 2, the local oscillation signal of the first stage is supplied to the first mixing circuit via the low-pass filter. Therefore, the second-stage local oscillation signal having a frequency higher than that of the first-stage local oscillation signal is cut off by the low-pass filter (cannot pass through the low-pass filter). The signal is no longer output to the first mixing circuit. Thereby, the first
The mixing circuit is not affected by the local oscillation signal of the second stage, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the first mixing circuit, so that the reliability is significantly improved.
【００５０】また、２段目の局部発振信号が高域通過フ
ィルタを介して第２混合回路に供給されるので、２段目
の局部発振信号よりも低い周波数を有する初段の局部発
振信号が該高域通過フィルタにおいて遮断される（該高
域通過フィルタを通過できない）ので、初段の局部発振
信号は第２混合回路に出力されることがなくなる。これ
により、第２混合回路は、初段の局部発振信号から影響
を受けることはなく、それゆえ該影響に伴う余計な電流
が第２混合回路に流れ込むことが回避できるので、信頼
性が著しく向上する。Since the second-stage local oscillation signal is supplied to the second mixing circuit via the high-pass filter, the first-stage local oscillation signal having a lower frequency than the second-stage local oscillation signal is generated. Since the signal is blocked by the high-pass filter (cannot pass through the high-pass filter), the first-stage local oscillation signal is not output to the second mixing circuit. Thereby, the second mixing circuit is not affected by the local oscillation signal of the first stage, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the second mixing circuit, so that the reliability is significantly improved. .
【００５１】請求項６に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の受信装置は、上記課題を解決するために、請求項
３又は４に記載のダブルコンバージョン型の受信装置に
おいて、上記初段の局部発振信号が高域通過フィルタを
介して第１混合回路に供給されると共に、上記２段目の
局部発振信号が低域通過フィルタを介して第２混合回路
に供給されることを特徴としている。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a double-conversion type receiving apparatus according to the third or fourth aspect, wherein the local oscillation signal of the first stage is high. The local oscillation signal of the second stage is supplied to the second mixing circuit via a low-pass filter, while being supplied to the first mixing circuit via a band-pass filter.
【００５２】上記の発明によれば、請求項３又は４に記
載のダブルコンバージョン型の受信装置に係る作用に加
えて、２段目の局部発振信号が低域通過フィルタを介し
て第２混合回路に供給されるので、２段目の局部発振信
号よりも高い周波数を有する初段の局部発振信号が該低
域通過フィルタによって遮断される（該低域通過フィル
タを通過できない）ので、初段の局部発振信号は第２混
合回路に出力されることがなくなる。これにより、第２
混合回路は、初段の局部発振信号から影響を受けること
はなく、それゆえ該影響に伴う余計な電流が第２混合回
路に流れ込むことが回避できるので、信頼性が著しく向
上する。According to the above invention, in addition to the operation of the double conversion type receiver according to claim 3 or 4, the local oscillation signal of the second stage is passed through the low-pass filter to the second mixing circuit. , The first-stage local oscillation signal having a higher frequency than the second-stage local oscillation signal is cut off by the low-pass filter (cannot pass through the low-pass filter). The signal is no longer output to the second mixing circuit. Thereby, the second
Since the mixing circuit is not affected by the first-stage local oscillation signal, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the second mixing circuit, so that the reliability is significantly improved.
【００５３】又、初段の局部発振信号が高域通過フィル
タを介して第１混合回路に供給されるので、初段の局部
発振信号よりも低い周波数を有する２段目の局部発振信
号が該高域通過フィルタによって遮断される（該高域通
過フィルタを通過できない）ので、２段目の局部発振信
号は第１混合回路に出力されることがなくなる。これに
より、第１混合回路は、２段目の局部発振信号から影響
を受けることはなく、それゆえ該影響に伴う余計な電流
が第１混合回路に信号が流れ込むことが回避できるの
で、信頼性が著しく向上する。Since the first-stage local oscillation signal is supplied to the first mixing circuit via the high-pass filter, the second-stage local oscillation signal having a lower frequency than the first-stage local oscillation signal is supplied to the first-stage local oscillation signal. Since the signal is blocked by the pass filter (cannot pass through the high-pass filter), the second-stage local oscillation signal is not output to the first mixing circuit. Accordingly, the first mixing circuit is not affected by the local oscillation signal of the second stage, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the first mixing circuit, thereby improving reliability. Is significantly improved.
【００５４】[0054]
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について図
１乃至図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
【００５５】本実施の形態のダブルコンバージョン型の
送信装置としてのトランスミッタ（アップコンバータ）
は、４００ＭＨｚ〜７００ＭＨｚの中間周波信号を３
１．０ＧＨｚ〜３１．３ＧＨｚのＲＦ信号にアップコン
バートするために、２つのミキサに供給する局部発振信
号を５．１ＧＨｚの初段の局部発振信号と２５．５ＧＨ
ｚの２段目の局部発振信号とに設定し、５．１ＧＨｚの
初段の局部発振信号を一つのＶＣＯと一つのＰＬＬ回路
で発振及び周波数制御すると共に、２段目の局部発振信
号は初段の局部発振信号の周波数を周波数逓倍器で５逓
倍することで生成し、その結果、一つのＶＣＯと一つの
ＰＬＬ回路とを共用することで２つの局部発振信号を発
振及び周波数制御することができるものである。Transmitter (up-converter) as double-conversion type transmitting apparatus of the present embodiment
Converts the 400 MHz to 700 MHz intermediate frequency signal to 3
In order to up-convert to an RF signal of 1.0 GHz to 31.3 GHz, the local oscillation signal supplied to the two mixers is changed to the first stage local oscillation signal of 5.1 GHz and the local oscillation signal of 25.5 GHz.
z is set to the second-stage local oscillation signal, the 5.1 GHz initial-stage local oscillation signal is oscillated and frequency-controlled by one VCO and one PLL circuit, and the second-stage local oscillation signal is set to the first-stage local oscillation signal. Generated by multiplying the frequency of a local oscillation signal by 5 with a frequency multiplier, and as a result, two local oscillation signals can be oscillated and frequency controlled by sharing one VCO and one PLL circuit It is.
【００５６】本実施の形態のトランスミッタ（アップコ
ンバータ）は、図１に示すように、入力端子ＩＮおよび
分配器（Distributor ）１０を介して入力される信号
は、４００ＭＨｚ〜７００ＭＨｚの中間周波信号であ
り、この中間周波信号はアップコンバータ部１６内の中
間周波増幅器１に送られる。In the transmitter (upconverter) of the present embodiment, as shown in FIG. 1, the signal input through the input terminal IN and the distributor (Distributor) 10 is an intermediate frequency signal of 400 MHz to 700 MHz. This intermediate frequency signal is sent to the intermediate frequency amplifier 1 in the up-converter section 16.
【００５７】４００ＭＨｚ〜７００ＭＨｚの中間周波信
号は、中間周波増幅器１で増幅され、アッテネータ２で
減衰された後、中間周波増幅器３に送られる。ここでミ
キシングに必要なレベルまで増幅された後、一旦、第１
ミキサ４で５．５ＧＨｚ〜５．８ＧＨｚ帯にアップコン
バートされる。この場合のイメージ周波数帯は４．４Ｇ
Ｈｚ〜４．７ＧＨｚであるが、この周波数帯におけるイ
メージ除去はそれほど難しくはなく、増幅器５で増幅さ
れた後、ＢＰＦ６でイメージ除去される。このようにイ
メージ除去された５．５ＧＨｚ〜５．８ＧＨｚの信号
は、第２ミキサ７で３１．０ＧＨｚ〜３１．３ＧＨｚの
ＲＦ信号にアップコンバートされる。この場合のイメー
ジ周波数帯は１９．７ＧＨｚ〜２０．０ＧＨｚである
が、ＲＦ帯から遠くなるので、イメージ除去が比較的簡
単にＢＰＦ８で行われた後、ＳＳＰＡ９へ送られる。The intermediate frequency signal of 400 MHz to 700 MHz is amplified by the intermediate frequency amplifier 1, attenuated by the attenuator 2, and sent to the intermediate frequency amplifier 3. Here, after being amplified to the level necessary for mixing,
The mixer 4 up-converts the signal into a 5.5 GHz to 5.8 GHz band. The image frequency band in this case is 4.4G
Hz to 4.7 GHz, image removal in this frequency band is not so difficult. After being amplified by the amplifier 5, the image is removed by the BPF 6. The 5.5 GHz to 5.8 GHz signal from which the image has been removed in this way is up-converted by the second mixer 7 into an RF signal of 31.0 GHz to 31.3 GHz. The image frequency band in this case is 19.7 GHz to 20.0 GHz, but since it is far from the RF band, the image is relatively easily removed by the BPF 8 and then sent to the SSPA 9.
【００５８】ＳＳＰＡ９は、入力に応じて変化するモニ
タ信号をアッテネータ２に送り、アッテネータ２の減衰
率が上記モニタ信号に応じて制御され、ＳＳＰＡ９の出
力信号（出力端子ＯＵＴからの出力信号）の信号振幅は
一定に保持される。The SSPA 9 sends a monitor signal that changes according to the input to the attenuator 2, the attenuation rate of the attenuator 2 is controlled according to the monitor signal, and the signal of the output signal of the SSPA 9 (the output signal from the output terminal OUT). The amplitude is kept constant.
【００５９】一方、入力端子ＩＮおよび分配器１０を介
して入力された１０ＭＨｚの基準信号は、増幅器１４を
介して検出器（Detector）１５に送られる。上記検出器
１５から上記ＳＳＰＡ９に制御信号が送られる。つま
り、入力端子ＩＮから１０ＭＨｚの基準信号が増幅器１
４を介して上記検出器１５に入力されないときは、上記
検出器１５は上記ＳＳＰＡ９をオフにする制御信号を送
り、ＳＳＰＡ９から余計な出力信号が出力されないよう
になっている。On the other hand, the 10 MHz reference signal input via the input terminal IN and the distributor 10 is sent to the detector 15 via the amplifier 14. A control signal is sent from the detector 15 to the SSPA 9. That is, the reference signal of 10 MHz is supplied from the input terminal IN to the amplifier 1.
When the signal is not input to the detector 15 via the signal line 4, the detector 15 sends a control signal for turning off the SSPA 9, so that no extra output signal is output from the SSPA 9.
【００６０】１０ＭＨｚの上記基準信号は、ＰＬＯ回路
１２に入力される。このＰＬＯ回路１２は、図２に示す
ように、上記基準信号の周波数は周波数逓倍器４５（周
波数逓倍回路）で５．１ＧＨｚに逓倍されて位相比較器
４４に入力される。この位相比較器４４には、ＶＣＯ４
０から発振された５．１ＧＨｚの信号がバッファアンプ
４１を介して入力されている。位相比較器４４におい
て、両入力に対して位相比較が行われ、該位相比較結果
に応じた信号（電圧調整信号）がＬＰＦ４３を介して上
記ＶＣＯ４０に送られ、これにより、バッファアンプ４
１から出力される局部発振信号が５．１ＧＨｚで安定し
て発振する。このように安定化された局部発振信号は、
ＬＰＦ４２及び増幅器４８を介して、初段の局部発振信
号として上記第１ミキサ４に送られる。The 10 MHz reference signal is input to the PLO circuit 12. In the PLO circuit 12, as shown in FIG. 2, the frequency of the reference signal is multiplied to 5.1 GHz by a frequency multiplier 45 (frequency multiplying circuit) and input to a phase comparator 44. The phase comparator 44 includes a VCO 4
A 5.1 GHz signal oscillated from 0 is input via a buffer amplifier 41. In the phase comparator 44, a phase comparison is performed for both inputs, and a signal (voltage adjustment signal) corresponding to the result of the phase comparison is sent to the VCO 40 via the LPF 43, whereby the buffer amplifier 4
1 oscillates stably at 5.1 GHz. The local oscillation signal thus stabilized is
The signal is sent to the first mixer 4 as a first-stage local oscillation signal via the LPF 42 and the amplifier 48.
【００６１】一方、２段目の局部発振信号は、次のよう
にして生成される。すなわち、バッファアンプ４１から
出力される安定化された局部発振信号は、周波数逓倍器
４６に送られ、ここで、周波数が５逓倍される（２５．
５ＧＨｚ）。この逓倍された局部発振信号は、ＨＰＦ
（High Pass Filter）４７及びＲＦ増幅器４９を介し
て、２段目の局部発振信号として上記第２ミキサ７に送
られる。On the other hand, the second-stage local oscillation signal is generated as follows. That is, the stabilized local oscillation signal output from the buffer amplifier 41 is sent to the frequency multiplier 46, where the frequency is multiplied by 5 (25.
5 GHz). The multiplied local oscillation signal is supplied to the HPF
(High Pass Filter) 47 and an RF amplifier 49 are sent to the second mixer 7 as a second-stage local oscillation signal.
【００６２】以上のように、上記トランスミッタによれ
ば、図２に示すように、２つの局部発振信号を一つのＶ
ＣＯ４０と一つのＰＬＬ回路（バッファアンプ４１、Ｌ
ＰＦ４３、及び位相比較器４４からなる。）によって発
振及び周波数制御を行うことができるので、部品点数の
減少による回路構成の簡素化とコストダウンを確実に図
ることができる。As described above, according to the above transmitter, as shown in FIG.
CO40 and one PLL circuit (buffer amplifier 41, L
It comprises a PF 43 and a phase comparator 44. ) Can control the oscillation and the frequency, so that the circuit configuration can be simplified and the cost can be reliably reduced by reducing the number of parts.
【００６３】また、図２に示すように、ＬＰＦ４２を設
けることによって、初段の局部発振信号（５．１ＧＨ
ｚ）よりも高い周波数を有する２段目の局部発振信号
（２５．５ＧＨｚ）が該ＬＰＦ４２において遮断される
（該ＬＰＦ４２を通過できない）ので、２段目の局部発
振信号は第１ミキサ４に出力されることがなくなる。こ
れにより、第１ミキサ４は、２段目の局部発振信号から
影響を受けることはなく、それゆえ該影響に伴う余計な
電流が第１ミキサ４に流れ込むことが回避できるので、
信頼性が著しく向上する。As shown in FIG. 2, by providing the LPF 42, the local oscillation signal (5.1 GHz) at the first stage is provided.
z) The second-stage local oscillation signal (25.5 GHz) having a frequency higher than that of z) is cut off by the LPF 42 (cannot pass through the LPF 42), so that the second-stage local oscillation signal is output to the first mixer 4. Will not be done. As a result, the first mixer 4 is not affected by the local oscillation signal of the second stage, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the first mixer 4.
The reliability is significantly improved.
【００６４】同様に、図２に示すように、ＨＰＦ４７を
設けることによって、２段目の局部発振信号（２５．５
ＧＨｚ）よりも低い周波数を有する初段の局部発振信号
（５．１ＧＨｚ）が該ＨＰＦ４７において遮断される
（該ＨＰＦ４７を通過できない）ので、初段の局部発振
信号は第２ミキサ７に出力されることがなくなる。これ
により、第２ミキサ７は、初段の局部発振信号から影響
を受けることはなく、それゆえ該影響に伴う余計な電流
が第２ミキサ７に流れ込むことが回避できるので、信頼
性が著しく向上する。Similarly, as shown in FIG. 2, by providing the HPF 47, the local oscillation signal (25.5
Since the first-stage local oscillation signal (5.1 GHz) having a frequency lower than (GHz) is cut off (cannot pass through the HPF 47) by the HPF 47, the first-stage local oscillation signal may be output to the second mixer 7. Disappears. As a result, the second mixer 7 is not affected by the local oscillation signal of the first stage, and therefore, it is possible to prevent an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the second mixer 7, so that the reliability is significantly improved. .
【００６５】加えて、図２に示すように、増幅器４８及
びＲＦ増幅器４９は、単に各局部発振信号の増幅を行う
だけでなく、電気的アイソレーションを改善するという
副次的な効果をもたらすことになる。これは、初段の局
部発振信号の周波数が５．１ＧＨｚであるが、増幅器４
８は５ＧＨｚ帯の入力信号に対して増幅が最適化するよ
うになっているので、これ以外の周波数帯の入力信号に
対して増幅器４８は増幅動作を行わず、逆に減衰させ
る。増幅帯域が限定される増幅器４８が、結果として、
初段の局部発振信号の周波数以外においてアイソレーシ
ョン効果を有することになる。同様に、ＲＦ増幅器４９
は、２５．５ＧＨｚ帯での増幅に最適化されているた
め、これ以外の周波数帯の入力信号に対してＲＦ増幅器
４９は増幅動作を行わず、逆に減衰させるので、増幅器
４８と同様にアイソレーション効果を有することにな
る。In addition, as shown in FIG. 2, the amplifier 48 and the RF amplifier 49 not only amplify each local oscillation signal, but also have a secondary effect of improving electrical isolation. become. This is because the frequency of the first-stage local oscillation signal is 5.1 GHz, but the amplifier 4
8 is designed to optimize the amplification for the input signal in the 5 GHz band, so that the amplifier 48 does not perform the amplification operation for the input signal in the other frequency bands, but attenuates the input signal. The amplifier 48 having a limited amplification band results in
An isolation effect is obtained at frequencies other than the frequency of the first-stage local oscillation signal. Similarly, the RF amplifier 49
Is optimized for amplification in the 25.5 GHz band, the RF amplifier 49 does not amplify the input signal in the other frequency band, but attenuates it in the opposite direction. It will have a translation effect.
【００６６】ここで、本実施の形態の他のトランスミッ
タの構成例について説明する。このトランスミッタは、
上記のＰＬＯ回路１２の代わりにＰＬＯ回路２２（図３
参照）を設けた点で上記のトランスミッタと異なってい
る。Here, a configuration example of another transmitter according to the present embodiment will be described. This transmitter is
Instead of the above PLO circuit 12, a PLO circuit 22 (FIG. 3)
) Is different from the above transmitter.
【００６７】本実施の形態のトランスミッタは、２段目
の局部発振信号を一つのＶＣＯと一つのＰＬＬ回路で発
振及び周波数制御すると共に、２段目の局部発振信号の
周波数を分周器（周波数逓降回路）で（１／５）に逓降
することで初段の局部発振信号を生成し、その結果、一
つのＶＣＯと一つのＰＬＬ回路とを共用することで２つ
の局部発振信号を発振及び周波数制御することができる
ものである。The transmitter according to this embodiment oscillates and controls the frequency of the second-stage local oscillation signal with one VCO and one PLL circuit, and divides the frequency of the second-stage local oscillation signal by a frequency divider (frequency A first stage local oscillation signal is generated by stepping down to (1/5) by a step-down circuit, and as a result, two local oscillation signals are oscillated and generated by sharing one VCO and one PLL circuit. The frequency can be controlled.
【００６８】上記ＰＬＯ回路２２においては、図３に示
すように、上記基準信号の周波数（１０ＭＨｚ）は周波
数逓倍器５５で２５．５ＧＨｚに逓倍されて位相比較器
５４に入力される。この位相比較器５４にはＶＣＯ５０
から発振された２５．５ＧＨｚの信号がＲＦ増幅器５１
を介して入力されている。位相比較器５４において、両
入力に対して位相比較が行われ、該位相比較結果に応じ
た信号（電圧調整信号）がＬＰＦ５３を介して上記ＶＣ
Ｏ５０に送られ、これにより、ＲＦ増幅器５１から出力
される局部発振信号が２５．５ＧＨｚで安定して発振す
る。このように安定化された局部発振信号は、ＨＰＦ５
７及びＲＦ増幅器５９を介して、２段目の局部発振信号
として上記第２ミキサ７に送られる。In the PLO circuit 22, as shown in FIG. 3, the frequency (10 MHz) of the reference signal is multiplied by a frequency multiplier 55 to 25.5 GHz and input to a phase comparator 54. This phase comparator 54 has a VCO 50
The signal of 25.5 GHz oscillated from the RF amplifier 51
Has been entered through. In the phase comparator 54, a phase comparison is performed for both inputs, and a signal (voltage adjustment signal) corresponding to the result of the phase comparison is output to the VCF via the LPF 53.
The signal is sent to O50, whereby the local oscillation signal output from the RF amplifier 51 oscillates stably at 25.5 GHz. The local oscillation signal thus stabilized is supplied to the HPF5
7 and an RF amplifier 59, the signal is sent to the second mixer 7 as a second-stage local oscillation signal.
【００６９】一方、初段の局部発振信号は、次のように
して生成される。すなわち、ＲＦ増幅器５１から出力さ
れる安定化された局部発振信号は、分周器５６に送ら
れ、ここで、周波数が（１／５）に逓降される。この逓
降された局部発振信号は、ＬＰＦ５２及び増幅器５８を
介して、初段の局部発振信号として上記第１ミキサ４に
送られる。On the other hand, the first stage local oscillation signal is generated as follows. That is, the stabilized local oscillation signal output from the RF amplifier 51 is sent to the frequency divider 56, where the frequency is reduced to (１ ／). The reduced local oscillation signal is sent to the first mixer 4 via the LPF 52 and the amplifier 58 as a first-stage local oscillation signal.
【００７０】以上のように、上記トランスミッタによれ
ば、図３に示すように、一つのＶＣＯ５０と一つのＰＬ
Ｌ回路（ＲＦ増幅器５１、ＬＰＦ５３、及び位相比較器
５４からなる。）を共用することによって、２つの局部
発振信号を発振及び周波数制御を行うことができるの
で、部品点数の減少による回路構成の簡素化とコストダ
ウンを確実に図ることができる。As described above, according to the transmitter, as shown in FIG. 3, one VCO 50 and one PL
By sharing the L circuit (consisting of the RF amplifier 51, the LPF 53, and the phase comparator 54), two local oscillation signals can be oscillated and frequency controlled, so that the circuit configuration is simplified by reducing the number of components. And cost reduction can be ensured.
【００７１】また、図３に示すように、ＬＰＦ５２を設
けることによって、初段の局部発振信号（５．１ＧＨ
ｚ）よりも高い周波数を有する２段目の局部発振信号
（２５．５ＧＨｚ）が該ＬＰＦ５２において遮断される
（該ＬＰＦ５２を通過できない）ので、２段目の局部発
振信号は第１ミキサ４に出力されることがなくなる。こ
れにより、第１ミキサ４は、２段目の局部発振信号から
影響を受けることはなく、それゆえ該影響に伴う余計な
電流が第１ミキサ４に流れ込むことを回避できるので、
信頼性が著しく向上する。As shown in FIG. 3, by providing the LPF 52, the first-stage local oscillation signal (5.1 GHz) can be obtained.
z) The second-stage local oscillation signal (25.5 GHz) having a higher frequency than that of z) is cut off by the LPF 52 (cannot pass through the LPF 52), so that the second-stage local oscillation signal is output to the first mixer 4. Will not be done. As a result, the first mixer 4 is not affected by the local oscillation signal of the second stage, and therefore, it is possible to prevent an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the first mixer 4.
The reliability is significantly improved.
【００７２】同様に、図３に示すように、ＨＰＦ５７を
設けることによって、２段目の局部発振信号（２５．５
ＧＨｚ）よりも低い周波数を有する初段の局部発振信号
（５．１ＧＨｚ）が該ＨＰＦ５７において遮断される
（該ＨＰＦ５７を通過できない）ので、初段の局部発振
信号は第２ミキサ７に出力されることがなくなる。これ
により、第２ミキサ７は、初段の局部発振信号から影響
を受けることはなく、それゆえ該影響に伴う余計な電流
が第２ミキサ７に流れ込むことが回避できるので、信頼
性が著しく向上する。Similarly, as shown in FIG. 3, by providing the HPF 57, the local oscillation signal (25.5
Since the first-stage local oscillation signal (5.1 GHz) having a frequency lower than that of the first stage (5.1 GHz) is cut off by the HPF 57 (cannot pass through the HPF 57), the first-stage local oscillation signal may be output to the second mixer 7. Disappears. As a result, the second mixer 7 is not affected by the local oscillation signal of the first stage, and therefore, it is possible to prevent an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the second mixer 7, so that the reliability is significantly improved. .
【００７３】加えて、図３に示すように、増幅器５８及
びＲＦ増幅器５９は、単に各局部発振信号の増幅を行う
だけでなく、図２の場合と同様に、電気的アイソレーシ
ョンを改善するという副次的な効果をもたらすことにな
る。In addition, as shown in FIG. 3, the amplifier 58 and the RF amplifier 59 not only amplify each local oscillation signal but also improve the electrical isolation as in the case of FIG. It will have side effects.
【００７４】ここで、本実施の形態に係る受信装置とし
てのＬＮＢ（ダウンコンバータ）について図４に基づい
て以下に説明する。Here, an LNB (down converter) as a receiving apparatus according to the present embodiment will be described below with reference to FIG.
【００７５】本実施の形態に係るＬＮＢにおいては、図
４に示すように、ＲＦ信号（２７．５０ＧＨｚ〜２８．
３５ＧＨｚ）が導波部材６０を介してＬＮＡ（Low Nois
e Amp.）６１に入力され、ここで低雑音増幅された後、
ＢＰＦ６２に送られてイメージ除去される。ＢＰＦ６２
の出力は第１ミキサ６３に送られ、ここで、一旦、周波
数が６．３８ＧＨｚ〜７．２３ＧＨｚにダウンコンバー
ト（初段のダウンコンバート）される。この場合のイメ
ージ周波数帯は、１３．８９ＧＨｚ〜１４．７４ＧＨｚ
であるが、前述のＢＰＦ６２で除去済である。６．３８
ＧＨｚ〜７．２３ＧＨｚの信号は、増幅器６４で増幅さ
れ、ＢＰＦ６５でイメージ除去された後、第２ミキサ６
６に送られ、ここで、１１００ＭＨｚ〜１９５０ＭＨｚ
の中間周波信号にダウンコンバート（２段目のダウンコ
ンバート）される。この場合のイメージ周波数帯は、
３．３３ＧＨｚ〜４．１８ＧＨｚであるが、これは前述
のＢＰＦ６５で除去済である。ＢＰＦ６５の出力は、第
２ミキサ６６に送られ、ここで、１１００ＭＨｚ〜１９
５０ＭＨｚの中間周波信号に周波数変換され、更に中間
周波増幅器６７で増幅された後、出力信号として出力端
子ＯＵＴから出力される。In the LNB according to the present embodiment, as shown in FIG. 4, an RF signal (27.50 GHz to 28.50 GHz).
35 GHz) through the waveguide member 60 and LNA (Low Noise)
e Amp.) 61, where it is low-noise amplified,
The image is sent to the BPF 62 and the image is removed. BPF62
Is sent to the first mixer 63, where the frequency is temporarily down-converted to 6.38 GHz to 7.23 GHz (first stage down-conversion). The image frequency band in this case is 13.89 GHz to 14.74 GHz.
However, it has been removed by the BPF 62 described above. 6.38
After the signal of GHz to 7.23 GHz is amplified by the amplifier 64 and image-removed by the BPF 65, the second mixer 6
6 where 1100 MHz to 1950 MHz
(The second stage down-conversion). The image frequency band in this case is
The frequency is 3.33 GHz to 4.18 GHz, which has been removed by the BPF 65 described above. The output of the BPF 65 is sent to a second mixer 66, where 1100 MHz to 19
After being frequency-converted to a 50 MHz intermediate frequency signal and further amplified by the intermediate frequency amplifier 67, the signal is output from the output terminal OUT as an output signal.
【００７６】上記第１及び第２ミキサ６３及び６６に
は、それぞれ２１．１２ＧＨｚ及び５．２８ＧＨｚの局
部発振信号がＰＬＯ回路６８から入力されている。この
ＰＬＯ回路６８について、図５を参照しながら、以下に
説明する。The first and second mixers 63 and 66 receive local oscillation signals of 21.12 GHz and 5.28 GHz, respectively, from a PLO circuit 68. The PLO circuit 68 will be described below with reference to FIG.
【００７７】上記ＰＬＯ回路６８は、図５に示すよう
に、上記基準信号の周波数（１０ＭＨｚ）は周波数逓倍
器７５で５．２８ＧＨｚに逓倍されて位相比較器７４に
入力される。この位相比較器７４にはＶＣＯ７０から発
振された５．２８ＧＨｚの信号がバッファアンプ７１を
介して入力されている。位相比較器７４において、両入
力に対して位相比較が行われ、該位相比較結果に応じた
信号（電圧調整信号）がＬＰＦ７３を介して上記ＶＣＯ
７０に送られ、これにより、バッファアンプ７１から出
力される局部発振信号が５．２８ＧＨｚで安定して発振
する。このように安定化された局部発振信号は、ＬＰＦ
７２及び増幅器７８を介して、２段目の局部発振信号と
して上記第２ミキサ６６に送られる。The PLO circuit 68 multiplies the frequency (10 MHz) of the reference signal to 5.28 GHz by a frequency multiplier 75 as shown in FIG. A signal of 5.28 GHz oscillated from the VCO 70 is input to the phase comparator 74 via the buffer amplifier 71. In the phase comparator 74, a phase comparison is performed for both inputs, and a signal (voltage adjustment signal) corresponding to the phase comparison result is output to the VCO via the LPF 73.
The local oscillation signal output from the buffer amplifier 71 oscillates stably at 5.28 GHz. The local oscillation signal thus stabilized is converted to an LPF
The signal is sent to the second mixer 66 as a second-stage local oscillation signal via the amplifier 72 and the amplifier 78.
【００７８】一方、初段の局部発振信号は、次のように
して生成される。すなわち、バッファアンプ７１から出
力される安定化された局部発振信号は、周波数逓倍器７
６に送られ、ここで、周波数が４逓倍される。この逓倍
された局部発振信号は、ＨＰＦ（High Pass Filter）７
７及びＲＦ増幅器７９を介して、初段の局部発振信号と
して上記第１ミキサ６３に送られる。On the other hand, the first stage local oscillation signal is generated as follows. That is, the stabilized local oscillation signal output from the buffer amplifier 71 is
6 where the frequency is quadrupled. The multiplied local oscillation signal is supplied to an HPF (High Pass Filter) 7.
7 and an RF amplifier 79, the signal is sent to the first mixer 63 as a first-stage local oscillation signal.
【００７９】以上のように、上記ＬＮＢによれば、図５
に示すように、一つのＶＣＯ７０と一つのＰＬＬ回路
（バッファアンプ７１、ＬＰＦ７３、及び位相比較器７
４からなる。）を共用することによって、２つの局部発
振信号を発振及び周波数制御を行うことができるので、
部品点数の減少による回路構成の簡素化とコストダウン
を確実に図ることができる。As described above, according to the LNB, FIG.
As shown in the figure, one VCO 70 and one PLL circuit (buffer amplifier 71, LPF 73, and phase comparator 7)
Consists of four. ), Two local oscillation signals can be oscillated and frequency controlled.
Simplification of the circuit configuration and cost reduction can be reliably achieved by reducing the number of parts.
【００８０】図５に示すように、ＬＰＦ７２を設けるこ
とによって、２段目の局部発振信号（５．２８ＧＨｚ）
よりも高い周波数を有する初段の局部発振信号（２１．
１２ＧＨｚ）が該ＬＰＦ７２によって遮断される（該Ｌ
ＰＦ７２を通過できない）ので、初段の局部発振信号は
第２ミキサ６６に出力されることがなくなる。これによ
り、第２ミキサ６６は、初段の局部発振信号から影響を
受けることはなく、それゆえ該影響に伴う余計な電流が
第２ミキサ６６に流れ込むことが回避できるので、信頼
性が著しく向上する。As shown in FIG. 5, by providing the LPF 72, the local oscillation signal (5.28 GHz) of the second stage can be obtained.
Local oscillation signal having a higher frequency than that of the first stage (21.
12 GHz) is blocked by the LPF 72 (the L
Therefore, the first-stage local oscillation signal is not output to the second mixer 66. Thereby, the second mixer 66 is not affected by the local oscillation signal of the first stage, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the second mixer 66, so that the reliability is significantly improved. .
【００８１】同様に、図５に示すように、ＨＰＦ７７を
設けることによって、初段の局部発振信号（２１．１２
ＧＨｚ）よりも低い周波数を有する２段目の局部発振信
号（５．２８ＧＨｚ）が該ＨＰＦ７７によって遮断され
る（該ＨＰＦ７７を通過できない）ので、２段目の局部
発振信号は第１ミキサ６３に出力されることがなくな
る。これにより、第１ミキサ６３は、２段目の局部発振
信号から影響を受けることはなく、それゆえ該影響に伴
う余計な電流が第１ミキサ６３に信号が流れ込むことが
回避できるので、信頼性が著しく向上する。Similarly, as shown in FIG. 5, by providing the HPF 77, the local oscillation signal (21.12)
The second-stage local oscillation signal (5.28 GHz) having a frequency lower than that of the second-stage local oscillation signal is not output (cannot pass through the HPF 77), so that the second-stage local oscillation signal is output to the first mixer 63. Will not be done. Thereby, the first mixer 63 is not affected by the local oscillation signal of the second stage, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the first mixer 63, thereby improving the reliability. Is significantly improved.
【００８２】加えて、図５に示すように、増幅器７８及
びＲＦ増幅器７９は、単に各局部発振信号の増幅を行う
だけでなく、図２の場合と同様に、電気的アイソレーシ
ョンを改善するという副次的な効果をもたらすことにな
る。In addition, as shown in FIG. 5, the amplifier 78 and the RF amplifier 79 not only amplify each local oscillation signal but also improve the electrical isolation as in the case of FIG. It will have side effects.
【００８３】ここで、本実施の形態の他のＬＮＢの構成
例について説明する。このＬＮＢは、上記のＰＬＯ回路
６８の代わりにＰＬＯ回路９８（図６参照）を設けた点
で上記のＬＮＢと異なっている。Here, another configuration example of the LNB of this embodiment will be described. This LNB differs from the LNB in that a PLO circuit 98 (see FIG. 6) is provided instead of the PLO circuit 68.
【００８４】本実施の形態のＬＮＢは、初段の局部発振
信号を一つのＶＣＯと一つのＰＬＬ回路で発振及び周波
数制御すると共に、２段目の局部発振信号は初段の局部
発振信号を分周器で（１／４）に逓降することで生成
し、その結果、一つのＶＣＯと一つのＰＬＬ回路とを共
用することで、２つの局部発振信号を発振及び周波数制
御することができるものである。The LNB of this embodiment controls the oscillation and the frequency of the local oscillation signal of the first stage by one VCO and one PLL circuit, and the local oscillation signal of the second stage is obtained by dividing the local oscillation signal of the first stage by the frequency divider. In this case, two local oscillation signals can be oscillated and frequency controlled by sharing one VCO and one PLL circuit. .
【００８５】上記ＰＬＯ回路９８においては、図６に示
すように、上記基準信号の周波数（１０ＭＨｚ）は周波
数逓倍器８５で２１．１２ＧＨｚに逓倍されて位相比較
器８４に入力される。この位相比較器８４にはＶＣＯ８
０から発振された２１．１２ＧＨｚの信号がＲＦ増幅器
８１を介して入力されている。位相比較器８４におい
て、両入力に対して位相比較が行われ、該位相比較結果
に応じた信号（電圧調整信号）がＬＰＦ８３を介して上
記ＶＣＯ８０に送られ、これにより、ＲＦ増幅器８１か
ら出力される局部発振信号が２１．１２ＧＨｚで安定し
て発振する。このように安定化された局部発振信号は、
ＨＰＦ８７及びＲＦ増幅器８９を介して、初段の局部発
振信号として上記第１ミキサ６３に送られる。In the PLO circuit 98, as shown in FIG. 6, the frequency (10 MHz) of the reference signal is multiplied by a frequency multiplier 85 to 21.12 GHz and input to the phase comparator 84. This phase comparator 84 has a VCO 8
A signal of 21.12 GHz oscillated from 0 is input via the RF amplifier 81. In the phase comparator 84, a phase comparison is performed for both inputs, and a signal (voltage adjustment signal) corresponding to the phase comparison result is sent to the VCO 80 via the LPF 83, thereby being output from the RF amplifier 81. Local oscillation signal stably oscillates at 21.12 GHz. The local oscillation signal thus stabilized is
The signal is sent to the first mixer 63 as a first-stage local oscillation signal via the HPF 87 and the RF amplifier 89.
【００８６】一方、２段目の局部発振信号は、次のよう
にして生成される。すなわち、ＲＦ増幅器８１から出力
される安定化された局部発振信号は、分周器８６に送ら
れ、ここで、周波数が（１／４）に逓降される。この逓
降された局部発振信号は、ＬＰＦ８２及び増幅器８８を
介して、２段目の局部発振信号として上記第２ミキサ６
６に送られる。On the other hand, the second-stage local oscillation signal is generated as follows. That is, the stabilized local oscillation signal output from the RF amplifier 81 is sent to the frequency divider 86, where the frequency is reduced to (1/4). The reduced local oscillation signal is passed through the LPF 82 and the amplifier 88 to the second mixer 6 as a second-stage local oscillation signal.
Sent to 6.
【００８７】以上のように、上記ＬＮＢによれば、図６
に示すように、２つの局部発振信号を一つのＶＣＯ８０
と一つのＰＬＬ回路（ＲＦ増幅器８１、ＬＰＦ８３、及
び位相比較器８４からなる。）によって発振及び周波数
制御を行うことができるので、部品点数の減少による回
路構成の簡素化とコストダウンを確実に図ることができ
る。As described above, according to the LNB, FIG.
As shown in the figure, two local oscillation signals are
And one PLL circuit (comprising the RF amplifier 81, the LPF 83, and the phase comparator 84) can control the oscillation and the frequency, so that the number of components is reduced, thereby simplifying the circuit configuration and reducing the cost. be able to.
【００８８】図６に示すように、ＬＰＦ８２を設けるこ
とによって、２段目の局部発振信号（５．２８ＧＨｚ）
よりも高い周波数を有する初段の局部発振信号（２１．
１２ＧＨｚ）が該ＬＰＦ８２において遮断される（該Ｌ
ＰＦ８２を通過できない）ので、初段の局部発振信号は
第２ミキサ６６に出力されることがなくなる。これによ
り、第２ミキサ６６は、初段の局部発振信号から影響を
受けることはなく、それゆえ該影響に伴う余計な電流が
第２ミキサ６６に流れ込むことが回避できるので、信頼
性が著しく向上する。As shown in FIG. 6, by providing the LPF 82, the second-stage local oscillation signal (5.28 GHz)
Local oscillation signal having a higher frequency than that of the first stage (21.
12 GHz) is blocked at the LPF 82 (the L
Therefore, the first-stage local oscillation signal is not output to the second mixer 66. Thereby, the second mixer 66 is not affected by the local oscillation signal of the first stage, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the second mixer 66, so that the reliability is significantly improved. .
【００８９】同様に、図６に示すように、ＨＰＦ８７を
設けることによって、初段の局部発振信号（２１．１２
ＧＨｚ）よりも低い周波数を有する２段目の局部発振信
号（５．２８ＧＨｚ）が該ＨＰＦ８７において遮断され
る（該ＨＰＦ８７を通過できない）ので、２段目の局部
発振信号は第１ミキサ６３に出力されることがなくな
る。これにより、第１ミキサ６３は、２段目の局部発振
信号から影響を受けることはなく、それゆえ該影響に伴
う余計な電流が第１ミキサ６３に流れ込むことが回避で
きるので、信頼性が著しく向上する。Similarly, as shown in FIG. 6, by providing the HPF 87, the first-stage local oscillation signal (21.12)
Since the second-stage local oscillation signal (5.28 GHz) having a frequency lower than that of the second-stage local oscillation signal (ie, cannot pass through the HPF 87) is output to the first mixer 63. Will not be done. Thereby, the first mixer 63 is not affected by the local oscillation signal of the second stage, and therefore, it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the first mixer 63, so that the reliability is significantly improved. improves.
【００９０】加えて、図６に示すように、増幅器８８及
びＲＦ増幅器８９は、単に各局部発振信号の増幅を行う
だけでなく、図２の場合と同様に、電気的アイソレーシ
ョンを改善するという副次的な効果をもたらすことにな
る。In addition, as shown in FIG. 6, the amplifier 88 and the RF amplifier 89 not only amplify each local oscillation signal but also improve the electrical isolation as in the case of FIG. It will have side effects.
【００９１】なお、以上において説明してきた各種信号
のスペクトルを図７に示す。また、本実施の形態は、以
上の説明において例示した局部発振信号の周波数や、周
波数逓倍率や、周波数逓降率等に限定されて解釈される
ものではなく、本発明の範囲内で種々の変更が可能であ
る。FIG. 7 shows the spectra of the various signals described above. Further, the present embodiment is not to be interpreted as being limited to the frequency of the local oscillation signal exemplified in the above description, the frequency multiplication factor, the frequency reduction ratio, and the like, and various types are included in the scope of the present invention. Changes are possible.
【００９２】[0092]
【発明の効果】請求項１に係る発明のダブルコンバージ
ョン型の送信装置は、以上のように、唯一の電圧制御発
振器、該電圧制御発振器の発振信号の周波数を位相ロッ
クさせて安定化する唯一のＰＬＬ回路、及び周波数逓倍
回路を備え、周波数が安定化した上記発振信号を初段の
局部発振信号として上記の第１混合回路に供給すると共
に、該初段の局部発振信号の周波数を上記周波数逓倍回
路で逓倍して上記の第２混合回路に２段目の局部発振信
号として供給する局部発振信号供給回路を備えている。As described above, the double-conversion-type transmitting apparatus according to the first aspect of the present invention has only one voltage-controlled oscillator and only one voltage-locked oscillator that stabilizes the frequency of the oscillation signal by phase-locking. A PLL circuit and a frequency multiplying circuit, wherein the oscillation signal whose frequency is stabilized is supplied to the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal, and the frequency of the first-stage local oscillation signal is increased by the frequency multiplying circuit. There is provided a local oscillation signal supply circuit for multiplying the second oscillation signal and supplying it to the second mixing circuit as a second-stage local oscillation signal.
【００９３】それゆえ、唯一の電圧制御発振器と唯一の
ＰＬＬ回路とが、初段および２段目の各局部発振信号の
生成のために共用されるので、従来の場合よりも部品点
数が略半減し、回路構成の簡素化とコストダウンを確実
に図ることができるという効果を奏する。Therefore, since only one voltage-controlled oscillator and only one PLL circuit are shared for generating local oscillation signals of the first and second stages, the number of parts is reduced by half compared to the conventional case. This has the effect of simplifying the circuit configuration and reliably reducing the cost.
【００９４】請求項２に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の送信装置は、以上のように、唯一の電圧制御発振
器、該電圧制御発振器の発振信号の周波数を位相ロック
させて安定化する唯一のＰＬＬ回路、及び周波数逓降回
路を備え、周波数が安定化した上記発振信号を２段目の
局部発振信号として上記の第２混合回路に供給すると共
に、該２段目の局部発振信号の周波数を上記周波数逓降
回路で逓降して上記の第１混合回路に初段の局部発振信
号として供給する局部発振信号供給回路を備えている。As described above, the double-conversion-type transmitting apparatus according to the second aspect of the present invention provides a single voltage-controlled oscillator, and a single PLL circuit that stabilizes the frequency of the oscillation signal of the voltage-controlled oscillator by phase locking. And a frequency down converter, and supplies the oscillation signal whose frequency is stabilized as the second-stage local oscillation signal to the second mixing circuit, and adjusts the frequency of the second-stage local oscillation signal to the frequency A local oscillation signal supply circuit is provided which supplies the local oscillation signal as a first-stage local oscillation signal to the first mixing circuit after being reduced by the down converter.
【００９５】それゆえ、唯一の電圧制御発振器と唯一の
ＰＬＬ回路とが、初段および２段目の各局部発振信号の
生成のために共用されるので、従来の場合よりも部品点
数が略半減し、回路構成の簡素化とコストダウンを確実
に図ることができる。Therefore, only one voltage-controlled oscillator and only one PLL circuit are shared for generating local oscillation signals of the first and second stages, so that the number of parts is reduced by half compared to the conventional case. In addition, simplification of the circuit configuration and cost reduction can be reliably achieved.
【００９６】請求項３に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の受信装置は、以上のように、唯一の電圧制御発振
器、該電圧制御発振器の発振信号の周波数を位相ロック
させて安定化する唯一のＰＬＬ回路、及び周波数逓倍回
路を備え、周波数が安定化した上記発振信号を２段目の
局部発振信号として上記の第２混合回路に供給すると共
に、該２段目の局部発振信号の周波数を上記周波数逓倍
回路で逓倍して上記の第１混合回路に初段の局部発振信
号として供給する局部発振信号供給回路を備えている。As described above, the double-conversion-type receiving apparatus according to the third aspect of the present invention is the only voltage-controlled oscillator, and the only PLL circuit that stabilizes the frequency of the oscillation signal of the voltage-controlled oscillator by phase locking. And a frequency multiplying circuit for supplying the oscillation signal whose frequency has been stabilized to the second mixing circuit as a second-stage local oscillation signal, and for multiplying the frequency of the second-stage local oscillation signal by the frequency multiplication. A local oscillation signal supply circuit is provided which supplies a first stage local oscillation signal to the first mixing circuit after being multiplied by a circuit.
【００９７】それゆえ、唯一の電圧制御発振器と唯一の
ＰＬＬ回路とが、初段および２段目の各局部発振信号の
生成のために共用されるので、従来の場合よりも部品点
数が略半減し、回路構成の簡素化とコストダウンを確実
に図ることができる。Therefore, since only one voltage-controlled oscillator and only one PLL circuit are shared for generating local oscillation signals of the first stage and the second stage, the number of parts is reduced by half compared to the conventional case. In addition, simplification of the circuit configuration and cost reduction can be reliably achieved.
【００９８】請求項４に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の受信装置は、以上のように、唯一の電圧制御発振
器、該電圧制御発振器の発振信号の周波数を位相ロック
させて安定化する唯一のＰＬＬ回路、及び周波数逓降回
路を備え、周波数が安定化した上記発振信号を初段の局
部発振信号として上記の第１混合回路に供給すると共
に、該初段の局部発振信号の周波数を上記周波数逓降回
路で逓降して上記の第２混合回路に２段目の局部発振信
号として供給する局部発振信号供給回路を備えている。As described above, the double-conversion-type receiving apparatus according to the fourth aspect of the present invention is the only voltage-controlled oscillator, and the only PLL circuit for phase-locking and stabilizing the frequency of the oscillation signal of the voltage-controlled oscillator. And a frequency down converter, and supplies the frequency-stabilized oscillation signal to the first mixing circuit as a first stage local oscillation signal, and the frequency of the first stage local oscillation signal by the frequency down converter. A local oscillation signal supply circuit is provided which supplies the second oscillation signal to the second mixing circuit as a second-stage local oscillation signal.
【００９９】それゆえ、唯一の電圧制御発振器と唯一の
ＰＬＬ回路とが、初段および２段目の各局部発振信号の
生成のために共用されるので、従来の場合よりも部品点
数が略半減し、回路構成の簡素化とコストダウンを確実
に図ることができる。Therefore, since only one voltage-controlled oscillator and only one PLL circuit are shared for generating local oscillation signals of the first stage and the second stage, the number of parts is reduced by half compared to the conventional case. In addition, simplification of the circuit configuration and cost reduction can be reliably achieved.
【０１００】請求項５に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の送信装置は、以上のように、請求項１又は２に記
載のダブルコンバージョン型の送信装置において、上記
初段の局部発振信号が低域通過フィルタを介して第１混
合回路に供給されると共に、上記２段目の局部発振信号
が高域通過フィルタを介して第２混合回路に供給される
ようになっている。According to a fifth aspect of the present invention, as described above, in the double conversion type transmitting apparatus according to the first or second aspect, the first-stage local oscillation signal is a low-pass filter. , And the second-stage local oscillation signal is supplied to the second mixing circuit via a high-pass filter.
【０１０１】それゆえ、請求項１又は２に記載のダブル
コンバージョン型の送信装置に係る効果に加えて、第１
混合回路は、２段目の局部発振信号から影響を受けるこ
とはなく、該影響に伴う余計な電流が第１混合回路に流
れ込むことが回避できるので、信頼性が著しく向上す
る。Therefore, in addition to the effect of the double conversion type transmitting device according to claim 1 or 2,
The mixing circuit is not affected by the local oscillation signal of the second stage, and it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the first mixing circuit, so that the reliability is significantly improved.
【０１０２】また、第２混合回路は、初段の局部発振信
号から影響を受けることはなく、該影響に伴う余計な電
流が第２混合回路に流れ込むことが回避できるので、信
頼性が著しく向上するという効果を併せて奏する。Further, the second mixing circuit is not affected by the local oscillation signal at the first stage, and it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the second mixing circuit, so that the reliability is significantly improved. The effect is also achieved.
【０１０３】請求項６に係る発明のダブルコンバージョ
ン型の受信装置は、以上のように、請求項３又は４に記
載のダブルコンバージョン型の受信装置において、上記
初段の局部発振信号が高域通過フィルタを介して第１混
合回路に供給されると共に、上記２段目の局部発振信号
が低域通過フィルタを介して第２混合回路に供給される
ようになっている。According to a sixth aspect of the present invention, as described above, in the double conversion type receiver according to the third or fourth aspect, the local oscillation signal of the first stage is a high-pass filter. , And the second-stage local oscillation signal is supplied to the second mixing circuit via a low-pass filter.
【０１０４】それゆえ、請求項３又は４に記載のダブル
コンバージョン型の受信装置に係る効果に加えて、第２
混合回路は、初段の局部発振信号から影響を受けること
はなく、該影響に伴う余計な電流が第２混合回路に流れ
込むことが回避できるので、信頼性が著しく向上する。Therefore, in addition to the effects of the double conversion type receiving apparatus according to claim 3 or 4,
The mixing circuit is not affected by the local oscillation signal at the first stage, and it is possible to avoid an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the second mixing circuit, so that the reliability is significantly improved.
【０１０５】また、第１混合回路は、２段目の局部発振
信号から影響を受けることはなく、それゆえ該影響に伴
う余計な電流が第１混合回路に信号が流れ込むことが回
避できるので、信頼性が著しく向上するという効果を併
せて奏する。Further, the first mixing circuit is not affected by the local oscillation signal of the second stage, and therefore, it is possible to prevent an unnecessary current accompanying the influence from flowing into the first mixing circuit. The effect of significantly improving the reliability is also provided.
【図１】本発明に係るダブルコンバージョン型の送信装
置の構成例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a double conversion type transmission device according to the present invention.
【図２】図１のＰＬＯ回路の構成例を示すブロック図で
ある。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a PLO circuit of FIG. 1;
【図３】図１のＰＬＯ回路の他の構成例を示すブロック
図である。FIG. 3 is a block diagram showing another configuration example of the PLO circuit of FIG. 1;
【図４】本発明のダブルコンバージョン型の受信装置の
構成例を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a double-conversion-type receiving device according to the present invention.
【図５】図４のＰＬＯ回路の構成例を示すブロック図で
ある。FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of a PLO circuit of FIG. 4;
【図６】図４のＰＬＯ回路の他の構成例を示すブロック
図である。FIG. 6 is a block diagram showing another configuration example of the PLO circuit of FIG. 4;
【図７】各種信号のスペクトル分布を示す説明図であ
る。FIG. 7 is an explanatory diagram showing the spectrum distribution of various signals.
【図８】ＬＭＤＳの概念を示す説明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram showing the concept of LMDS.
【図９】従来のＬＭＤＳにおけるダブルコンバージョン
方式のアップコンバータの構成例を示すブロック図であ
る。FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a double conversion type upconverter in a conventional LMDS.
【図１０】従来のＬＭＤＳにおけるダブルコンバージョ
ン方式のダウンコンバータの構成例を示すブロック図で
ある。FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of a double conversion type down converter in a conventional LMDS.
【図１１】図９の第１及び第２ＰＬＯ回路の構成例を示
すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of first and second PLO circuits in FIG. 9;
２ アッテネータ ４ 第１ミキサ（第１混合回路） ７ 第２ミキサ（第２混合回路） １２ ＰＬＯ回路（局部発振信号供給回路） ４０ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ４２ ＬＰＦ（低域通過フィルタ） ４４ 位相比較器（局部発振信号供給回路） ４５ 周波数逓倍器（局部発振信号供給回路） ４６ 周波数逓倍器（局部発振信号供給回路） ４７ ＨＰＦ（高域通過フィルタ） 2 Attenuator 4 1st mixer (1st mixing circuit) 7 2nd mixer (2nd mixing circuit) 12 PLO circuit (local oscillation signal supply circuit) 40 VCO (voltage control oscillator) 42 LPF (low-pass filter) 44 phase comparison (Local oscillation signal supply circuit) 45 Frequency multiplier (Local oscillation signal supply circuit) 46 Frequency multiplier (Local oscillation signal supply circuit) 47 HPF (High pass filter)
Claims (6)
段階にアップコンバートしてＲＦ信号に周波数変換する
ダブルコンバージョン型の送信装置であって、 唯一の電圧制御発振器、該電圧制御発振器の発振信号の
周波数を位相ロックさせて安定化する唯一のＰＬＬ回
路、及び周波数逓倍回路を備え、周波数が安定化した上
記発振信号を初段の局部発振信号として上記の第１混合
回路に供給すると共に、該初段の局部発振信号の周波数
を上記周波数逓倍回路で逓倍して上記の第２混合回路に
２段目の局部発振信号として供給する局部発振信号供給
回路を備えたことを特徴とするダブルコンバージョン型
の送信装置。An intermediate frequency signal is divided into two by a first and a second mixing circuit.
A double-conversion type transmission device that performs up-conversion to a stage and converts the frequency into an RF signal, comprising: a single voltage-controlled oscillator; a single PLL circuit for phase-locking and stabilizing the frequency of an oscillation signal of the voltage-controlled oscillator; And a frequency multiplying circuit, wherein the frequency-stabilized oscillation signal is supplied to the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal, and the frequency of the first-stage local oscillation signal is multiplied by the frequency multiplying circuit. A double-conversion type transmission device, comprising: a local oscillation signal supply circuit for supplying a second stage local oscillation signal to the second mixing circuit.
段階にアップコンバートしてＲＦ信号に周波数変換する
ダブルコンバージョン型の送信装置であって、 唯一の電圧制御発振器、該電圧制御発振器の発振信号の
周波数を位相ロックさせて安定化する唯一のＰＬＬ回
路、及び周波数逓降回路を備え、周波数が安定化した上
記発振信号を２段目の局部発振信号として上記の第２混
合回路に供給すると共に、該２段目の局部発振信号の周
波数を上記周波数逓降回路で逓降して上記の第１混合回
路に初段の局部発振信号として供給する局部発振信号供
給回路を備えたことを特徴とするダブルコンバージョン
型の送信装置。2. The method according to claim 1, wherein the intermediate frequency signal is divided into two by the first and second mixing circuits.
A double-conversion type transmission device that performs up-conversion to a stage and converts the frequency into an RF signal, comprising: a single voltage-controlled oscillator; a single PLL circuit for phase-locking and stabilizing the frequency of an oscillation signal of the voltage-controlled oscillator; And a frequency down converter for supplying the oscillation signal whose frequency has been stabilized to the second mixing circuit as a local oscillation signal of the second stage, and for increasing the frequency of the local oscillation signal of the second stage. A double-conversion type transmission device, comprising: a local oscillation signal supply circuit that supplies a first-stage local oscillation signal to the first mixing circuit after being stepped down by a down circuit.
にダウンコンバートして中間周波信号に周波数変換する
ダブルコンバージョン型の受信装置であって、 唯一の電圧制御発振器、該電圧制御発振器の発振信号の
周波数を位相ロックさせて安定化する唯一のＰＬＬ回
路、及び周波数逓倍回路を備え、周波数が安定化した上
記発振信号を２段目の局部発振信号として上記の第２混
合回路に供給すると共に、該２段目の局部発振信号の周
波数を上記周波数逓倍回路で逓倍して上記の第１混合回
路に初段の局部発振信号として供給する局部発振信号供
給回路を備えたことを特徴とするダブルコンバージョン
型の受信装置。3. A double-conversion type receiving apparatus for down-converting an RF signal in two stages by a first and a second mixing circuit and frequency-converting the RF signal into an intermediate frequency signal, comprising: a single voltage-controlled oscillator; A single PLL circuit that locks and stabilizes the frequency of the oscillating signal and a frequency multiplying circuit, and supplies the oscillating signal whose frequency is stabilized to the second mixing circuit as a second-stage local oscillating signal And a local oscillation signal supply circuit for multiplying the frequency of the second-stage local oscillation signal by the frequency multiplying circuit and supplying the multiplied frequency to the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal. Double conversion type receiver.
にダウンコンバートして中間周波信号に周波数変換する
ダブルコンバージョン型の受信装置であって、 唯一の電圧制御発振器、該電圧制御発振器の発振信号の
周波数を位相ロックさせて安定化する唯一のＰＬＬ回
路、及び周波数逓降回路を備え、周波数が安定化した上
記発振信号を初段の局部発振信号として上記の第１混合
回路に供給すると共に、該初段の局部発振信号の周波数
を上記周波数逓降回路で逓降して上記の第２混合回路に
２段目の局部発振信号として供給する局部発振信号供給
回路を備えたことを特徴とするダブルコンバージョン型
の受信装置。4. A double-conversion-type receiving apparatus for down-converting an RF signal into two stages by a first and a second mixing circuit and frequency-converting the RF signal into an intermediate frequency signal, wherein the voltage-controlled oscillator is the only one. A single PLL circuit for phase-locking and stabilizing the frequency of the oscillation signal, and a frequency down converter, and supplies the oscillation signal having the stabilized frequency to the first mixing circuit as a first-stage local oscillation signal And a local oscillation signal supply circuit for down-converting the frequency of the first-stage local oscillation signal by the frequency down-converting circuit and supplying the same to the second mixing circuit as a second-stage local oscillation signal. Double conversion type receiver.
タを介して第１混合回路に供給されると共に、上記２段
目の局部発振信号が高域通過フィルタを介して第２混合
回路に供給されることを特徴とする請求項１又は２に記
載のダブルコンバージョン型の送信装置。5. The first stage local oscillation signal is supplied to a first mixing circuit via a low-pass filter, and the second stage local oscillation signal is supplied to a second mixing circuit via a high-pass filter. The double-conversion type transmission device according to claim 1, wherein the transmission device is supplied.
タを介して第１混合回路に供給されると共に、上記２段
目の局部発振信号が低域通過フィルタを介して第２混合
回路に供給されることを特徴とする請求項３又は４に記
載のダブルコンバージョン型の受信装置。6. The first stage local oscillation signal is supplied to a first mixing circuit via a high-pass filter, and the second stage local oscillation signal is supplied to a second mixing circuit via a low-pass filter. The double conversion type receiving device according to claim 3, wherein the receiving device is supplied.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10368014A JP2000196484A (en) | 1998-12-24 | 1998-12-24 | Double conversion type transmitter and receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10368014A JP2000196484A (en) | 1998-12-24 | 1998-12-24 | Double conversion type transmitter and receiver |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000196484A true JP2000196484A (en) | 2000-07-14 |
Family
ID=18490763
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10368014A Pending JP2000196484A (en) | 1998-12-24 | 1998-12-24 | Double conversion type transmitter and receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000196484A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100385588B1 (en) * | 2000-08-25 | 2003-05-27 | 삼성전기주식회사 | Voltage Control Oscillator for transmitting/receiving type |
| JP2007028303A (en) * | 2005-07-19 | 2007-02-01 | Univ Of Tokyo | Frequency converting apparatus |
-
1998
- 1998-12-24 JP JP10368014A patent/JP2000196484A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100385588B1 (en) * | 2000-08-25 | 2003-05-27 | 삼성전기주식회사 | Voltage Control Oscillator for transmitting/receiving type |
| JP2007028303A (en) * | 2005-07-19 | 2007-02-01 | Univ Of Tokyo | Frequency converting apparatus |
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