JP2000174592A - Adaptive filter - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress increase in an estimate error with respect to the adaptive filter that controls a block length. SOLUTION: A comparator circuit 130 estimates whether or not a level of a residual echo Ej reaches a level causing disturbance (1st threshold) when a coefficient of a noncyclic filter is updated even under the lock length control that keeps a prescribed estimate error even against power fluctuation in a reference signal on the basis of a numerical value newly added to an accumulated sum stored in a normalized power calculation circuit 110 for the reference signal Xj or like. Then only when the comparator circuit 130 discriminates no disturbance, a coefficient update circuit 140 conducts accumulation of a numeral corresponding to power of the reference signal Xj to normalize the cross correlation function between the residual echo Ej and the reference signal Xj according to a 1st control signal from the comparator circuit 130 to each of calculation circuits 110, 120 and uses the accumulated sum to update the coefficient.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は適応フィルタに関
し、特に特性が未知の信号伝達系に送出した参照信号と
その応答信号から該信号伝達系のインパルス応答を模擬
する非巡回型フィルタの係数を推定する係数更新回路を
備えた適応フィルタに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an adaptive filter, and more particularly to estimating a coefficient of a non-recursive filter simulating an impulse response of a signal transmission system from a reference signal transmitted to a signal transmission system having unknown characteristics and its response signal. And an adaptive filter including a coefficient updating circuit.

【０００２】図３は、かかる適応フィルタが用いられる
システムの例としての音響エコーキャンセラを示してい
る。なお、適応フィルタの構成は任意であるが、ここで
は説明を簡単にするために非巡回型のものを示してい
る。いま、遠端話者音声信号Ｘ_j [ｊ: sample time ind
ex]はスピーカ201から出力されることによって近端話者
の耳元に達するとともにエコーｇ_jとしてマイクロホン2
02にも回り込んで入力する。FIG. 3 shows an acoustic echo canceller as an example of a system using such an adaptive filter. Although the configuration of the adaptive filter is arbitrary, a non-recursive type is shown here for the sake of simplicity. Now, the far-end speaker voice signal X _j [j: sample time ind
ex] is output from the speaker 201 to reach the ear of the near-end speaker, and as the echo g _{j the} microphone 2
Enter around 02.

【０００３】一方、巡回型フィルタ210は、そのエコー
ｇ_jに近似される擬似エコーＧ_jを合成し、これを減算器
211に与えることにより、該エコーｇ_jを相殺する。この
とき、その相殺後に残る残留エコーＥ_jが最も小さくな
るように係数更新回路220は該非巡回型フィルタ210の係
数On the other hand, the recursive filter 210 synthesizes a pseudo echo G _j approximated to the echo g _j ,
The echo g _j is canceled by giving the signal to 211. At this time, the coefficient updating circuit 220 sets the coefficient of the non-recursive filter 210 so that the residual echo E _j remaining after the cancellation is minimized.

【０００４】[0004]

【数１】 を更新する。ここで、Ｉは非巡回型フィルタ210のタッ
プ数である。(Equation 1) To update. Here, I is the number of taps of the non-recursive filter 210.

【０００５】ここで、この係数Ｈ_jの更新に利用される
参照信号としての遠端話者音声信号Ｘ_jのパワーは大き
く変動することがある。この係数Ｈ_jの係数更新原理
（擬似エコーＧ_jとエコーｇ_jとの差が最小となるように
更新する原理）から分かるようにエコーｇ_jとともにマ
イクロホン202に入力する周囲騒音Ｎ_jは、その係数Ｈ_j
の更新を妨害する擾乱として働く。Here, the power of the far-end speaker voice signal _Xj as a reference signal used for updating the coefficient _Hj may vary greatly. Ambient noise N _j input to the microphone 202 with the echo g _j as can be seen from the coefficient updating principle of the coefficient H _j (principle difference between the pseudo echo G _j and echo g _j is updated so as to minimize), the Coefficient H _j
Act as a disturbance to prevent the update of

【０００６】この場合、明らかに遠端話者音声信号Ｘ_j
のパワーが落ちたときにはエコーｇ_jが小さくなって残
留エコーＥ_jに占める周囲騒音ｇ_jの割合が大きくなり、
係数Ｈ _jの更新に際して生じる誤差が増加すると予想さ
れる。従って、参照信号のパワーが落ちたときにも係数
Ｈ_jの推定に関する誤差が一定値以下に保たれるように
する必要がある。In this case, the far-end speaker voice signal X is clearly_j
When the power drops, echo g_jRemains small
Echo E_jAmbient noise g_jIncreases,
Coefficient H _jExpected to increase errors in updating
It is. Therefore, even when the power of the reference signal drops, the coefficient
H_jSo that the error related to the estimation of
There is a need to.

【０００７】[0007]

【従来の技術】図３に示した音響エコーキャンセラにお
いて、残留エコーＥ_jを最小にする非巡回型フィルタ210
の係数を推定する最も代表的なアルゴリズムは次式で表
される学習同定法である。In the acoustic echo canceller shown in Prior Art FIG. 3, the FIR filter 210 to minimize the residual echo E _j
The most representative algorithm for estimating the coefficient is a learning identification method represented by the following equation.

【０００８】[0008]

【数２】 ここで、μはステップゲインと呼ばれる定数、Ｅ_jは残
留エコーと呼ばれるエコーｇ_jを擬似エコーＧ_jで相殺し
た残りの信号、すなわち(Equation 2) Here, μ is a constant called a step gain, and E _j is a remaining signal obtained by canceling an echo g _j called a residual echo by a pseudo echo G _j , that is,

【０００９】[0009]

【数３】 である。(Equation 3) It is.

【００１０】また、Ｘ_jは非巡回型フィルタ210を構成す
るシフトレジスタの時刻ｊにおける出力であり、次式で
表される。X _j is the output of the shift register constituting the non-recursive filter 210 at time j, and is represented by the following equation.

【００１１】[0011]

【数４】 この学習同定法を用いて非巡回型フィルタ210の係数を
Ｈ_j更新するとき、その係数Ｈ_jの収束後にも残る推定誤
差の２乗平均 は既に次式のように定式化されている。(Equation 4) When the coefficient of the acyclic filter 210 is updated by H _j using this learning identification method, the root mean square of the estimation error remaining after the convergence of the coefficient H _j Has already been formulated as follows:

【００１２】[0012]

【数５】 ここで、σ_N ²は周囲騒音Ｎ_jの平均パワーσ_X ²は参照信
号の平均パワーである。(Equation 5) Here, σ _N ² is the average power of the ambient noise N _j σ _X ² is the average power of the reference signal.

【００１３】この式(5)から明らかに、参照信号のパワ
ーσ_X ²が低下したときや雑音パワーσ_N ²が増加したとき
には誤差σ_d ²が増加してエコーｇ_jを相殺する能力が低
下することが分かる。このように誤差σ_d ²が増加すると
予想されるときの処置として最も一般的な対策は、係数
Ｈ_jの更新を停止することである。しかしながら、係数
更新の停止は係数Ｈ_jの収束を遅らせることとなる。As is apparent from equation (5), when the power σ _X ² of the reference signal decreases or the noise power σ _N ² increases, the error σ _d ² increases and the ability to cancel the echo g _j decreases. You can see that The most common countermeasure to be taken when the error σ _d ² is expected to increase is to stop updating the coefficient H _j . However, stopping the coefficient update and thus slow the convergence of the coefficients H _j.

【００１４】そこで、その解決法として本発明者らは特
願平９−２１８６９７号において以下の方法を提案して
いる。すなわち、非巡回型フィルタ210の係数を更新す
るアルゴリズムを次式で示すブロック実行型学習同定法Therefore, the present inventors have proposed the following method in Japanese Patent Application No. 9-218697 as a solution. That is, an algorithm for updating the coefficient of the non-recursive filter 210 is represented by the following equation.

【００１５】[0015]

【数６】 に改め、そのブロック長Ｊを制御することによって推定
誤差を増加させずに係数の常時更新を可能とする方法で
ある。なお、ρはステップゲインであり、式(2)のμに
相当する定数である。(Equation 6) In this method, the coefficient can be constantly updated without increasing the estimation error by controlling the block length J. Here, ρ is a step gain and is a constant corresponding to μ in Expression (2).

【００１６】この式(6)から分かるようにブロック実行
型学習同定法においては非巡回型フィルタ210の係数は
Ｊ標本化周期を単位として更新される。式(6)はその第
ｎ番目のブロックにおける係数が更新される様子を表し
ている。このブロック実行型学習同定法をより具体的に
説明すると、まず係数Ｈ_nの収束後にも残る推定誤差は
次式で計算される。As can be seen from equation (6), in the block execution type learning identification method, the coefficients of the acyclic filter 210 are updated in units of the J sampling period. Equation (6) shows how the coefficient in the n-th block is updated. To explain this block implementation NLMS More specifically, the estimation error is first left even after the convergence of the coefficients H _n is calculated by the following equation.

【００１７】[0017]

【数７】 この式から明らかに、周囲騒音のパワーσ_N ²や参照信号
のパワーσ_X ²の変動によらず、推定誤差σ_d ²を所要値Ｃ
₀以下に保つためには、ブロック長Ｊを調整して(Equation 7) It is apparent from this equation that the estimation error σ _d ² is set to the required value C irrespective of the fluctuation of the power σ _N ² of the ambient noise and the power σ _X ² of the reference signal.
Adjust the block length J to keep it below ₀

【００１８】[0018]

【数８】 となるときにだけ係数を更新するようにすればよいこと
が分かる。当然ながら、この制御のためには周囲騒音の
パワーσ_N ²と参照信号のパワーσ_X ²を推定する必要があ
る。それは次のようにして行える。(Equation 8) It can be seen that the coefficient should be updated only when Naturally, for this control, it is necessary to estimate the power σ _N ² of the ambient noise and the power σ _X ² of the reference signal. This can be done as follows.

【００１９】まず、参照信号の平均パワーσ_X ²は式(6)
の分母が次式、First, the average power σ _X ² of the reference signal is given by the following equation (6).
Is the following formula,

【００２０】[0020]

【数９】 で近似されることから推定される。更に、周囲騒音Ｎ_j
の平均パワーσ_N ²についてはエコーｇ_jが十分に相殺さ
れているときに残留エコーＥ_jは周囲騒音Ｎ_jに近似され
ることから次式により推定される。(Equation 9) From the approximation. Further, the ambient noise N _j
Since the average power σ _N ² of the residual echo E _j is approximated to the ambient noise N _j when the echo g _j is sufficiently canceled, the following equation is estimated.

【００２１】[0021]

【数１０】 すなわち、この二つの観測結果を用いて次式、(Equation 10) That is, using these two observation results, the following equation:

【００２２】[0022]

【数１１】 となるようにブロック長Ｊを調整して係数Ｈ_nを更新す
れば、周囲騒音や参照信号のパワー変動に対しても所要
の推定誤差Ｃ₀を確保しつつ係数の常時更新が可能とな
る。この常時更新は係数更新を停止する手法とは異な
り、その収束を遅らせずに済むことは明らかである。[Equation 11] If updating coefficients H _n by adjusting the block length J such that, it becomes possible to constantly updated coefficients while ensuring the required estimation error C ₀ to the power variation of the ambient noise and the reference signal. Obviously, the constant update does not delay the convergence, unlike the method of stopping the coefficient update.

【００２３】一方、式(6)から参照信号のパワー
（σ_X ²）変動に対してステップゲインρを制御すること
はノルム による正規化の効果を相殺して学習同定法をLMSに戻す
ことになるので適用できない。On the other hand, controlling the step gain ρ with respect to the power (σ _X ² ) fluctuation of the reference signal from the equation (6) is a norm. This is not applicable because the learning identification method is returned to the LMS by canceling out the effect of the normalization by.

【００２４】しかしながら、周囲騒音のパワー（σ_N ²）
変動に対してステップゲインρを制御することは有効で
ある。すなわち、式(8)において参照信号のパワー変動
に対してブロック長Ｊを制御してσ_X ²Ｊを一定値とし、
周囲騒音のパワー変動に対してステップゲインρを調整
してσ_N ²ρを一定値とすることで推定誤差を一定に保て
ることは明らかである。However, the power of the ambient noise (σ _N ² )
It is effective to control the step gain ρ with respect to the fluctuation. That is, in equation (8), the block length J is controlled with respect to the power fluctuation of the reference signal to make σ _X ² J a constant value,
It is clear that the estimation error can be kept constant by adjusting the step gain ρ to a constant value of σ _N ² ρ with respect to the power fluctuation of the ambient noise.

【００２５】そこで、参照信号のパワー変動に対して適
当な閾値Ｐ₀を定め、次式、Then, an appropriate threshold value P ₀ is determined for the power fluctuation of the reference signal, and

【００２６】[0026]

【数１２】 となるときに係数更新の実行を決定する。(Equation 12) The execution of the coefficient update is determined when.

【００２７】この時点で推定誤差はステップゲインρに
対してAt this point, the estimation error is

【００２８】[0028]

【数１３】 の確保が保証される。この不等式は一方でステップゲイ
ンρを次式、(Equation 13) Is guaranteed. This inequality, on the other hand, gives the step gain ρ as

【００２９】[0029]

【数１４】 の関係を満たすように与えるときに推定誤差がＣ₀以下
に保たれることを表している。[Equation 14] It is shown that the estimation error is kept at or below C ₀ when given so as to satisfy the relationship.

【００３０】すなわち、ステップゲインρを変数としてThat is, using the step gain ρ as a variable

【００３１】[0031]

【数１５】 と与えるか、あるいは現在の加算ノルムＰ_nを用いて(Equation 15) Or using the current addition norm P _n

【００３２】[0032]

【数１６】 と与えることで、周囲騒音のパワー変動に対しても推定
誤差はＣ₀以下に保たれる。(Equation 16) , The estimation error is kept at C ₀ or less even with respect to the power fluctuation of the ambient noise.

【００３３】このようなステップゲイン制御の併用の利
点は、ブロック長が周囲騒音の増加によって長くならな
いために係数更新の頻度が高く維持されること、そのた
めに参照信号が有色性の信号となるときにブロック長制
御だけのときと比較して収束が早くなることである。こ
れは音声を参照信号とする音響エコーキャンセラなどへ
の適用に向いていることを示している。The advantage of the combined use of the step gain control is that the frequency of coefficient update is maintained high because the block length does not increase due to an increase in ambient noise, and therefore, when the reference signal is a colored signal. In addition, the convergence is faster than when only the block length control is performed. This indicates that the method is suitable for application to an acoustic echo canceller using voice as a reference signal.

【００３４】図４は市販のディジタル信号プロセッサ(D
SP)で上記のブロック長制御による音響エコーキャンセ
ラを構成し、周囲騒音のレベルが一定（ステップゲイン
が一定）となる環境で参照信号を録音したニュース音声
としてフィルタ係数を常時更新したときのエコー消去性
能を測定した結果である。この結果から、ニュースが無
音声となって参照信号が背景雑音だけとなるときもブロ
ック長制御によって残留エコーが安定して（エコー
との差が大きく）消去されていることが分かる。FIG. 4 shows a commercially available digital signal processor (D
SP) constitutes an acoustic echo canceller based on the block length control described above, and cancels the echo when the filter coefficient is constantly updated as a news sound with a reference signal recorded in an environment where the ambient noise level is constant (step gain is constant) It is the result of measuring the performance. From this result, it can be seen that, even when the news is silent and the reference signal is only background noise, the residual echo is stably eliminated (the difference from the echo is large) by the block length control.

【００３５】[0035]

【発明が解決しようとする課題】このようなブロック長
制御法を実際の音響エコーキャンセラに適用したとき、
特にスピーカとマイクロホンを離しておくようなときに
は、スピーカ出力が弱く、エコーとしてマイクロホンに
達しないか、達してもアナログ信号をディジタル信号に
変換(A/D変換)できるレベルまで達しない可能性があ
る。これは静かな部屋で使用されるような場合に無音声
となる区間での騒音レベルが低いときに、その可能性は
より高くなる。When such a block length control method is applied to an actual acoustic echo canceller,
Especially when the speaker is separated from the microphone, the speaker output may be weak and may not reach the microphone as an echo or may not reach the level at which analog signals can be converted to digital signals (A / D conversion). . This is more likely when the noise level is low in sections where there is no sound, such as when used in a quiet room.

【００３６】このようにエコーが低いときは残留エコー
Ｅ_jには周囲騒音Ｎ_jしか残らず、この状態で係数を更新
すれば推定誤差は大きく増加することになる。図５は無
音声となる区間での雑音レベルが低いコンパクトディス
クに録音された音声を参照信号として、図４の測定に用
いた音響エコーキャンセラを動作させたときのエコー消
去効果を示したものである。As described above, when the echo is low, only the ambient noise N _j remains in the residual echo E _j , and if the coefficient is updated in this state, the estimation error greatly increases. FIG. 5 shows an echo canceling effect when the acoustic echo canceller used for the measurement of FIG. 4 is operated by using a sound recorded on a compact disc having a low noise level in a section where no sound is made as a reference signal. is there.

【００３７】明らかに、両信号，は近接しており、
このようなときにブロック長制御によって係数を常時更
新すればエコーキャンセラによるエコー消去効果は失わ
れることが分かる。従って本発明の目的は、このように
参照信号のスピーカ出力が残留エコーに現れないような
低いレベルにあるときにおいても推定誤差の増加が抑え
られる適応フィルタを提供することに在る。Obviously, both signals are in close proximity,
In such a case, if the coefficient is constantly updated by the block length control, the echo canceling effect by the echo canceller is lost. Accordingly, an object of the present invention is to provide an adaptive filter capable of suppressing an increase in estimation error even when the speaker output of the reference signal is at such a low level that does not appear in the residual echo.

【００３８】[0038]

【課題を解決するための手段】図１は本発明に係る適応
フィルタにおける係数更新回路部分の構成例を示したも
のである。この図１において正規化パワー計算回路110
は、参照信号Ｘ_jを入力し、相互相関計算回路120で計算
される参照信号Ｘ_jと残留エコーＥ_jとの相互相関関数を
正規化する参照信号のパワーに相当する値を計算する回
路である。FIG. 1 shows an example of the configuration of a coefficient updating circuit in an adaptive filter according to the present invention. In FIG. 1, the normalized power calculation circuit 110
It receives the reference signal X _j, the cross-correlation function between the reference signal X _j and the residual echo E _j are calculated by cross-correlation calculation circuit 120 in the circuit for calculating a value corresponding to the power of the reference signal to normalize is there.

【００３９】この正規化パワー計算回路110において記
憶される累積加算値に加えられる数値と予め用意した第
１の閾値とを比較回路130で比較して該数値が第１の閾
値以下となるときには、正規化パワー計算回路110と相
互相関計算回路120に記憶された累積加算値に該数値を
加えず、他方、該数値が第１の閾値以上のときには該累
積加算値に該数値を加える第１の制御信号を比較回路13
0が各計算回路110及び120に送る。When the comparison circuit 130 compares a numerical value added to the accumulated value stored in the normalized power calculating circuit 110 with a first threshold value prepared in advance, and the numerical value becomes equal to or less than the first threshold value, The numerical value is not added to the cumulative addition value stored in the normalized power calculation circuit 110 and the cross-correlation calculation circuit 120. On the other hand, when the numerical value is equal to or more than the first threshold value, the first value is added to the cumulative addition value. Control signal comparison circuit 13
0 is sent to each calculation circuit 110 and 120.

【００４０】そして、比較回路130は、従来技術である
ブロック長制御として、予め別に用意した第２の閾値と
正規化パワー計算回路110に記憶された累積加算値とを
比較し（式(12)参照）、その累積加算値が該第２の閾値
以上のときに正規化パワー計算回路110と相互相関計算
回路120と係数更新回路140に記憶された累積加算値を用
いて係数Ｈ_nを更新すると同時に正規化パワー計算回路1
10と相互相関計算回路120に記憶された累積加算値をリ
セットしてブロック長制御を行う第２の制御信号を計算
回路110, 120及び係数更新回路140に与える。Then, the comparison circuit 130 compares a second threshold value prepared separately in advance with the cumulative addition value stored in the normalized power calculation circuit 110 as a conventional block length control (Equation (12)). see), when the cumulative addition value is updated coefficients H _n by using the stored accumulated value to the normalized power calculation circuit 110 and the cross-correlation calculation circuit 120 and the coefficient update circuit 140 when the above second threshold Simultaneously normalized power calculation circuit 1
The second control signal for performing the block length control by resetting the accumulated addition value stored in 10 and the cross-correlation calculation circuit 120 is given to the calculation circuits 110 and 120 and the coefficient update circuit 140.

【００４１】係数更新回路140は、第２の制御信号を受
けてフィルタ係数Ｈ_nを更新し、新しい係数Ｈ_n+1を出力
する。すなわち、参照信号Ｘ_jのパワー変動にも所定の
推定誤差が維持されるブロック長制御に対して、未知の
信号伝達系の応答と非巡回型フィルタの出力との差分
（残留エコー）Ｅ_jがそのブロック長制御によっても非
巡回型フィルタの係数を更新したときに乱れが生じる大
きさ（第１の閾値）となるか否かを参照信号等の正規化
パワー計算回路110に記憶される累積加算値に新たに加
えられる数値の大きさから比較回路130が予想する。The coefficient updating circuit 140 updates the filter coefficient H _n receives the second control signal, and outputs the new coefficients H _{n + 1.} That is, the difference (residual echo) E _j between the response of the unknown signal transmission system and the output of the non-recursive filter is determined for the block length control in which the predetermined estimation error is maintained even in the power fluctuation of the reference signal X _j. The cumulative addition stored in the normalized power calculation circuit 110 for the reference signal or the like determines whether or not the magnitude (the first threshold) at which the disturbance occurs when the coefficient of the non-recursive filter is updated also by the block length control. The comparison circuit 130 estimates from the magnitude of the numerical value newly added to the value.

【００４２】そして、乱れないと比較回路130が判定し
たときだけ、係数更新回路140で、残留エコーＥ_jと参照
信号Ｘ_jとの間の相互相関関数と、それを正規化する参
照信号のパワーに対応する数値の累積加算を、比較回路
130から計算回路110及び120への第１の制御信号に従っ
て行うとともに第２の制御信号に従って該累積加算値に
より係数更新を行えば、参照信号のレベルが大きく低下
するパワー変動にも非巡回型フィルタの係数更新を行う
ことがないのでフィルタ係数は乱れることなく更新され
る。Then, only when the comparison circuit 130 determines that there is no disturbance, the coefficient updating circuit 140 allows the cross-correlation function between the residual echo E _j and the reference signal X _j and the power of the reference signal for normalizing the cross-correlation function. The cumulative addition of the numerical value corresponding to
If the coefficient is updated by the cumulative addition value in accordance with the first control signal from 130 to calculation circuits 110 and 120 and the cumulative addition value is performed in accordance with the second control signal, a non-recursive filter can be used even for power fluctuations in which the level of the reference signal is greatly reduced. Is not performed, so that the filter coefficients are updated without being disturbed.

【００４３】[0043]

【発明の実施の形態】上記の本発明に係る適応フィルタ
におけるフィルタ係数を推定する適応アルゴリズムの実
施例としては、式(6)に示したブロック実行型学習同定
法によるブロック制御を使用することができる。以下、
図１を参照して説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS As an embodiment of an adaptive algorithm for estimating a filter coefficient in an adaptive filter according to the present invention, it is possible to use block control by a block execution type learning identification method shown in equation (6). it can. Less than,
This will be described with reference to FIG.

【００４４】本発明の適応フィルタが用いられる音響エ
コーキャンセラ等は通常、ITU-T 勧告P.340を参考に遠
端話者音声のスピーカ出力レベル及び近端話者音声のマ
イクロホン入力レベルが決まる。そして、そのスピーカ
出力レベルとマイクロホン入力レベルとスピーカ及びマ
イクロホンの配置とからディジタル信号のピークがクリ
ップしない増幅器の利得が決められる。この時点でA/D
変換においてアナログ信号からディジタル信号に変換さ
れるエコーの入力レベルの下限値が決まる。In an acoustic echo canceller or the like using the adaptive filter of the present invention, the speaker output level of the far-end talker voice and the microphone input level of the near-end talker voice are usually determined with reference to ITU-T Recommendation P.340. Then, the gain of the amplifier that does not clip the peak of the digital signal is determined from the speaker output level, the microphone input level, and the arrangement of the speaker and the microphone. A / D at this point
In the conversion, the lower limit of the input level of the echo converted from the analog signal to the digital signal is determined.

【００４５】このエコーが該下限値よりも低くディジタ
ル信号に変換できないレベルになるときはエコーと擬似
エコーとの差分（残留エコー）は周囲騒音のみとなり、
上述のとおり、このときに非巡回型フィルタの係数を更
新すれば、その係数は大きく乱れる。If this echo is lower than the lower limit and cannot be converted into a digital signal, the difference between the echo and the pseudo echo (residual echo) is only ambient noise, and
As described above, if the coefficients of the non-recursive filter are updated at this time, the coefficients are greatly disturbed.

【００４６】このエコーが該下限値（第１の閾値）以下
のレベルとなることは各標本化周期毎に計算される式
(6)第２項の分母を構成するノルムThe fact that the level of the echo is equal to or lower than the lower limit (first threshold) is determined by an equation calculated for each sampling period.
(6) Norm that constitutes the denominator of the second term

【００４７】[0047]

【数１７】 の大きさから予想される。このノルムは参照信号Ｘ_jを
入力する正規化パワー計算回路110で計算される。[Equation 17] Expected from the size of. This norm is calculated by the normalized power calculation circuit 110 that receives the reference signal _Xj .

【００４８】そこで、そのノルムに対してエコーが下限
値以下のレベルとなることが予想される閾値Ｐ_minを比
較回路130に用意し、次式、Therefore, a threshold value P _{min at} which the level of the echo is expected to be equal to or lower than the lower limit value with respect to the norm is prepared in the comparison circuit 130.

【００４９】[0049]

【数１８】 の比較を比較回路130で行う。(Equation 18) Are compared by the comparison circuit 130.

【００５０】そして、この関係が成り立つときに、その
ノルム及び残留エコーと参照信号との相互相関Ｅ_jＸ_jは
式(6)第２項の分母と分子にそれぞれ加え（累積）ない
ように第１の制御信号を正規化パワー計算回路110と相
互相関計算回路120に与えれば係数更新回路140は係数更
新を行わないので係数が乱れないようになる。When this relationship holds, the norm and the cross-correlation E _j X _j between the residual echo and the reference signal are added to the denominator and the numerator of the second term of the equation (6) so as not to be added (accumulated). If the control signal of 1 is given to the normalized power calculation circuit 110 and the cross-correlation calculation circuit 120, the coefficient will not be disturbed because the coefficient update circuit 140 does not update the coefficient.

【００５１】従って、式(18)の関係が成立しないときに
は、エコーが下限値以下にはならないと予想されるの
で、比較回路130からの第１の制御信号により計算回路1
10及び120は累積加算を行う。従って、係数更新回路140
は係数更新を行うこととなる。本発明に係る適応フィル
タにおけるフィルタ係数を推定する適応アルゴリズムの
他の実施例としては個別正規化LMS(INLMS: Individuall
y Normalized Least Mean Square)法によるブロック長
制御も使用することができる。この個別正規化LMS法は
固定小数点演算に適し、より実際のシステムに応用され
る可能性が高い。本実施例を以下に説明する。Therefore, when the relationship of the expression (18) is not established, the echo is not expected to be lower than the lower limit value.
10 and 120 perform cumulative addition. Therefore, the coefficient updating circuit 140
Will update the coefficient. As another embodiment of the adaptive algorithm for estimating the filter coefficient in the adaptive filter according to the present invention, an individual normalized LMS (INLMS: Individuall
y Normalized Least Mean Square) block length control can also be used. This individually normalized LMS method is suitable for fixed-point arithmetic and is more likely to be applied to actual systems. This embodiment will be described below.

【００５２】まず、個別正規化LMS法の基本式はベクト
ル表現ではなく、要素で表現ですれば、例えば、第ｍ番
目の係数Ｈ_n(ｍ）を更新する式としてFirst, if the basic expression of the individual normalized LMS method is not a vector expression but an element expression, for example, an expression for updating the m-th coefficient H _n (m)

【００５３】[0053]

【数１９】 と表現される。[Equation 19] Is expressed as

【００５４】この個別正規化LMS法は式(19)から分かる
ようにブロック演算処理を基本としているので、このブ
ロック長Ｊを上記の式(6)で示したブロック実行型学習
同定法における調整法に倣って制御すれば、同様の効果
が得られる。ただし、この適応アルゴリズムへ本発明を
適用するに際しては次のように若干の修正を必要とす
る。まず、式(19)第２項の累積加算を実行するか否かの
判定は、ブロック実行型学習同定法と異なり、その式(1
9)第２項の分母となる正規化パワーに加えられる数値と
しての参照信号Ｘ_j(ｍ）の大きさによって行う必要があ
る。Since the individual normalized LMS method is based on block operation processing as can be seen from equation (19), this block length J is adjusted in the block execution type learning identification method shown in equation (6). A similar effect can be obtained by controlling according to. However, when applying the present invention to this adaptive algorithm, some modifications are required as follows. First, the determination as to whether or not to perform the cumulative addition of the second term in equation (19) is different from the block execution type learning identification method.
9) It is necessary to perform this processing depending on the magnitude of the reference signal X _j (m) as a numerical value added to the normalized power serving as the denominator of the second term.

【００５５】すなわち、A/D変換の際にディジタル信号
として値を持たない程低いレベルのエコーを構成すると
予想される参照信号Ｘ_j(ｍ）の振幅の下限値Ｘ_minを第
１の閾値として定め、That is, the lower limit value X _min of the amplitude of the reference signal X _j (m), which is expected to constitute an echo of a low level that does not have a value as a digital signal at the time of A / D conversion, is set as the first threshold value. Determined,

【００５６】[0056]

【数２０】 の関係が成立するか否かを比較回路130で判定する。(Equation 20) The comparison circuit 130 determines whether or not the relationship is established.

【００５７】そして、式(20)の関係が成立するときだけ
第１の制御信号により式(19)第２項の分母と分子をそれ
ぞれ計算回路110及び120で計算するという変形を加える
ことで、非巡回型フィルタの係数が乱れる参照信号に関
連する成分の加算は実行されないことになる。Then, a modification is made such that the denominator and the numerator of the second term of the equation (19) are calculated by the calculation circuits 110 and 120 by the first control signal only when the relation of the equation (20) is established. The addition of the component related to the reference signal in which the coefficient of the non-recursive filter is disturbed will not be performed.

【００５８】一方、この参照信号Ｘ_j(ｍ）は次の時刻ｊ
＋１には第ｍ＋１番目のタップ出力Ｘ_j+1(ｍ＋１)とな
る。ここから、同じ信号について最終タップまで式(20)
の判定が比較回路130で繰り返し実行されることが分か
る。この同じ判定の繰り返しは実際にディジタル信号プ
ロセッサ(DSP)で実行するときの処理量増大の要因とな
る。On the other hand, this reference signal X _j (m)
+1 is the (m + 1) th tap output X _{j + 1} (m + 1). From here, the same signal up to the final tap is given by equation (20)
Is repeatedly performed by the comparison circuit 130. This repetition of the same determination causes an increase in the amount of processing when actually executed by a digital signal processor (DSP).

【００５９】そこで、非巡回型フィルタ図３の210を構
成するシフトレジスタとは別に第２のシフトレジスタ
（図示せず）を比較回路130に用意するとともに、その
第２のシフトレジスタの入力において参照信号Ｘ_jにつ
いて式(20)の判定を行う。その結果、Therefore, a second shift register (not shown) is provided in the comparison circuit 130 separately from the shift register constituting the non-recursive filter 210 in FIG. 3, and is referred to at the input of the second shift register. The determination of Expression (20) is performed on the signal _Xj . as a result,

【００６０】[0060]

【数２１】 となったときは零を、また、(Equation 21) If it becomes zero,

【００６１】[0061]

【数２２】 となったときはＸ_jを、それぞれ第２のシフトレジスタ
に入力し、その第２のシフトレジスタのタップ出力を第
１の制御信号として計算回路110及び120に与える。(Equation 22) , X _j is input to the second shift register, and the tap output of the second shift register is supplied to the calculation circuits 110 and 120 as the first control signal.

【００６２】これらの計算回路110及び120においてそれ
ぞれ、式(19)第２項の分母と分子を計算すれば同じ判定
を繰り返す無駄を省くことができる。更に、個別正規化
LMS法は式(19)において次式のように正規化パワーを全
タップに共通化して演算量を削減した形式In each of these calculation circuits 110 and 120, if the denominator and the numerator of the second term of the equation (19) are calculated, the waste of repeating the same judgment can be eliminated. Furthermore, individual normalization
In the LMS method, the normalized power is shared by all taps in equation (19) as shown in the following equation to reduce the amount of computation

【００６３】[0063]

【数２３】 にも変形することができる。ここで、Ｊ≧Ｉである。(Equation 23) Can also be transformed. Here, J ≧ I.

【００６４】この表現形式の特徴は右辺第２項分母の正
規化パワーThe feature of this expression form is the normalized power of the second term denominator on the right side.

【００６５】[0065]

【数２４】 がタップ「１」を全タップに共通して用いていること
と、フィルタ係数が１標本化周期の一つ以内に限られる
ことにあり、その結果、演算量が削減される。また、こ
の形式では、式(22)の判定結果に従って先の第２のシフ
トレジスタに記憶された参照信号Ｘ_jは計算回路120での
式(23)の分子の計算に用いられるだけである。(Equation 24) Uses the tap “1” in common for all taps, and the filter coefficient is limited to one within one sampling period. As a result, the amount of calculation is reduced. Further, in this format, the reference signal X _j stored in the second shift register is used only in the calculation of the numerator of the expression (23) in the calculation circuit 120 according to the determination result of the expression (22).

【００６６】さらに、上記の個別正規化LMS法は計算回
路120での式(23)の分子の計算を参照信号Ｘ_j自身ではな
くその極性(±)で行い、残る分母についての計算回路11
0での計算を参照信号Ｘ_jの絶対値で得るPolarized-x IN
LMS(Individually NormalizedLeast Mean Square)法に
も変形できる。Further, in the above-described individual normalized LMS method, the calculation of the numerator of the equation (23) in the calculation circuit 120 is performed not on the reference signal _Xj itself but on its polarity (±), and the calculation circuit 11 for the remaining denominator is used.
Polarized-x IN which obtains the calculation at 0 by the absolute value of the reference signal X _j
It can be modified to the LMS (Individually Normalized Least Mean Square) method.

【００６７】ここで、計算回路110で計算される正規化
パワーを全タップに共通化した更新式を示すと次式のよ
うになる。Here, the following equation is used to show an update equation in which the normalized power calculated by the calculation circuit 110 is shared by all taps.

【００６８】[0068]

【数２５】 この場合、先の第２のシフトレジスタに記憶される参照
信号Ｘ_jの代わりに、その前に行われる式(21)の判定結
果が式(21)の関係を満たすときには零を、それ以外のと
きは±１を記憶することで同様の効果が得られる。(Equation 25) In this case, in place of the reference signal _Xj stored in the second shift register, zero is set when the determination result of the previous equation (21) satisfies the relation of the equation (21), and otherwise, At times, the same effect can be obtained by storing ± 1.

【００６９】ただし、この±１は±αとしても同じであ
る。それは単にステップゲインがα倍されるだけであ
る。当然ながら、この場合のブロック長の調整は式(25)
の分母の大きさから判断して行われる。図２は、上記の
制御法を図４及び図５の測定に用いた音響エコーキャン
セラに同一条件で適用したときの効果を確認する結果を
示したものである。また、参照信号には図５と同じ低レ
ベルの音声信号を用いている。However, this ± 1 is the same as ± α. It simply multiplies the step gain by α. Of course, the adjustment of the block length in this case is calculated by equation (25)
Is determined based on the size of the denominator. FIG. 2 shows the result of confirming the effect when the above control method is applied under the same conditions to the acoustic echo canceller used for the measurements of FIGS. 4 and 5. Also, the same low-level audio signal as in FIG. 5 is used as the reference signal.

【００７０】これらの結果から、エコーが低いレベル
となるときに生じる従来法の欠点が解消され、安定して
エコーが相殺された残留エコーになっていることが
分かる。以上の累積加算数（ブロック長）を式(16)のよ
うに別の何らかの処理に用いる必要があるときで、上記
の各実施例による制御を固定小数点型のDSPにおいて実
行する場合は、比較的小さい参照信号の入力が続いたと
き、その加算数Ｊが固定小数点型のDSPで表現できる上
限値を超えてしまうこともあり得る。From these results, it can be seen that the disadvantage of the conventional method which occurs when the echo is at a low level has been eliminated, and the echo has been stably canceled out. When it is necessary to use the above cumulative addition number (block length) for some other processing as in equation (16), and when the control according to each of the above embodiments is executed in a fixed-point DSP, When the input of the small reference signal continues, the addition number J may exceed the upper limit value that can be expressed by the fixed-point type DSP.

【００７１】そのときは加算数Ｊがその上限値を超えた
後で零に戻る。この零に戻るリセットが起これば正しい
累積加算数を別の処理に用いることができない。そこ
で、式(12)に示すＰ_n≧Ｐ₀となるまでに非常に長いブロ
ック長を必要とするときは係数更新が無効となるか、又
はそれに近い大きさの参照信号が多く生じたことを意味
している。従って、この場合は係数更新のための累積加
算を強制的に一旦リセットしても係数の更新への影響は
小さい。At that time, the number returns to zero after the addition number J exceeds the upper limit value. If this reset to zero occurs, the correct cumulative addition number cannot be used for another process. Therefore, when a very long block length is required until P _n ≧ P ₀ shown in the equation (12), the coefficient update becomes invalid or a large number of reference signals having a size close thereto become large. Means. Therefore, in this case, even if the cumulative addition for updating the coefficients is forcibly reset, the influence on the updating of the coefficients is small.

【００７２】すなわち、ブロック長Ｊに上限値を設けて
計算回路110又は120がこれを監視し、そのブロック長が
上限値に達したときは係数更新のための各回路110, 12
0, 140での演算をリセットすることで、ブロック長Ｊが
固定小数点型のDSPで表現できる上限値を超えないよう
にすることができる。That is, an upper limit value is set for the block length J, and the calculation circuit 110 or 120 monitors this. When the block length reaches the upper limit value, the respective circuits 110, 12
By resetting the operations at 0 and 140, it is possible to prevent the block length J from exceeding an upper limit value that can be represented by a fixed-point type DSP.

【００７３】[0073]

【発明の効果】以上、本発明に係る適応フィルタによれ
ば、参照信号のパワー変動にも所定の推定誤差が維持さ
れるブロック長制御に対して、残留エコーがそのブロッ
ク長制御によっても非巡回型フィルタの係数を更新した
ときに乱れが生じる大きさ（第１の閾値）となるか否か
を参照信号等の正規化パワー計算回路に記憶される累積
加算値に新たに加えられる数値の大きさから比較回路が
予想し、乱れないと比較回路が判定したときだけ、係数
更新回路で、該残留エコーと参照信号との相互相関関数
と、それを正規化する参照信号のパワーに対応する数値
の累積加算を、比較回路から各計算回路への第１の制御
信号に従って行うとともに該累積加算値により係数更新
を行うように構成したので、マイクロホンに達しないエ
コーを生じる参照信号を係数更新から除くことができ、
推定誤差の安定性が更に向上する。As described above, according to the adaptive filter according to the present invention, the residual echo is non-cyclic even when the block length is controlled by the block length control in which the predetermined estimation error is maintained even in the power fluctuation of the reference signal. The magnitude of a numerical value that is newly added to the cumulative addition value stored in the normalized power calculation circuit such as a reference signal as to whether or not the magnitude (first threshold value) at which the disturbance occurs when the coefficient of the type filter is updated is determined. The coefficient updating circuit predicts the cross-correlation function between the residual echo and the reference signal and the numerical value corresponding to the power of the reference signal for normalizing the cross-correlation function only when the comparison circuit predicts and does not disturb. Is performed in accordance with the first control signal from the comparison circuit to each calculation circuit, and the coefficient is updated based on the cumulative addition value, so that an echo that does not reach the microphone is generated. It is possible to remove the issue from the coefficient update,
The stability of the estimation error is further improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明に係る適応フィルタの構成を原理的に示
したブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing in principle the configuration of an adaptive filter according to the present invention.

【図２】本発明に係る適応フィルタのエコー消去効果を
示したグラフ図である。FIG. 2 is a graph showing the echo canceling effect of the adaptive filter according to the present invention.

【図３】一般的な音響エコーキャンセラの構成例を示し
たブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a general acoustic echo canceller.

【図４】従来の適応フィルタにおけるエコーの消去効果
を示したグラフ図である。FIG. 4 is a graph showing an echo canceling effect in a conventional adaptive filter.

【図５】従来の適応フィルタにより無音声となる区間の
雑音レベルが低いＣＤに録音された音声を参照信号とし
たときのエコー消去効果を示したグラフ図である。FIG. 5 is a graph showing an echo canceling effect when a voice recorded on a CD having a low noise level in a section where no voice is generated by a conventional adaptive filter is used as a reference signal.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１１０ 正規化パワー計算回路 １２０ 相互相関計算回路 １３０ 比較回路 １４０，２２０ 係数更新回路 ２０１ スピーカ ２０２ マイクロホン ２１０ 非巡回型フィルタ ２１１ 減算器 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。 Reference Signs List 110 Normalized power calculation circuit 120 Cross-correlation calculation circuit 130 Comparison circuit 140, 220 Coefficient update circuit 201 Speaker 202 Microphone 210 Non-recursive filter 211 Subtractor In the drawings, the same symbols indicate the same or corresponding parts.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 星野 勉 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 大賀 寿郎 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 Ｆターム(参考） 5D020 CC06 5H004 GA40 HA20 HB15 KA32 KB21 KC12 KC44 KC45 KD70 MA11 5J023 DA05 DB03 DC07 DD01 DD07 5K046 HH19 HH37 HH42 HH53 HH79 9A001 EE02 FF01 FF05 GG16 HH05 HH15 KK56 LL02  ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Tsutomu Hoshino 4-1-1 Kamikadanaka, Nakahara-ku, Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Inside Fujitsu Limited (72) Inventor Toshiro Oga 4-1-1 Kamiodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki City, Kanagawa Prefecture No. 1 Fujitsu Limited F-term (reference) 5D020 CC06 5H004 GA40 HA20 HB15 KA32 KB21 KC12 KC44 KC45 KD70 MA11 5J023 DA05 DB03 DC07 DD01 DD07 5K046 HH19 HH37 HH42 HH53 HH79 9A001 EE02 FF01 FF05 GG05 FF01 H05 GG

Claims (7)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】特性が未知の信号伝達系に送出した参照信
号とその応答信号から該信号伝達系のインパルス応答を
模擬する非巡回型フィルタの係数を推定する係数更新回
路を備え、該参照信号のパワー変動にも所定の推定誤差
が維持されるブロック長制御を行う適応フィルタにおい
て、 残留エコーと該参照信号との相互相関関数を計算する相
互相関計算回路と、 該相互相関関数を正規化する参照信号のパワーに相当す
る値を計算する正規化パワー計算回路と、 該正規化パワー計算回路に記憶された累積加算値に新し
く累積される数値と第１の閾値とを比較して該数値が該
第１の閾値以上のときのみ該正規化パワー計算回路及び
該相互相関計算回路にそれぞれ記憶された累積加算値に
該数値を累積する指示を与えるための第１の制御信号
と、該累積加算値と第２の閾値とを比較し、該累積加算
値が該第２の閾値以上のときのみ該相互相関計算回路及
び該正規化パワー計算回路に記憶された累積加算値と該
係数更新回路に記憶された係数とを用いて該係数を更新
するとともに該正規化パワー計算回路及び該相互相関計
算回路に記憶された累積加算値をリセットするための第
２の制御信号とを発生する比較回路と、 を備え、該係数更新回路が、該第２の制御信号を受けて
該係数を更新して新しい係数を出力することを特徴とし
た適応フィルタ。1. A coefficient updating circuit for estimating a coefficient of a non-recursive filter simulating an impulse response of a signal transmission system from a reference signal transmitted to a signal transmission system whose characteristics are unknown and a response signal thereof, A cross-correlation calculating circuit for calculating a cross-correlation function between a residual echo and the reference signal, and a cross-correlation function for normalizing the cross-correlation function. A normalized power calculation circuit for calculating a value corresponding to the power of the reference signal; and comparing a numerical value newly accumulated in the cumulative addition value stored in the normalized power calculation circuit with a first threshold value, A first control signal for giving an instruction to accumulate the numerical value to the accumulated value stored in the normalized power calculating circuit and the cross-correlation calculating circuit only when the value is equal to or more than the first threshold value; The product addition value is compared with a second threshold value, and only when the cumulative addition value is equal to or greater than the second threshold value, the cumulative addition value stored in the cross-correlation calculation circuit and the normalized power calculation circuit and the coefficient update A comparison that updates the coefficient with the coefficient stored in the circuit and generates a second control signal for resetting the accumulated sum stored in the normalized power calculation circuit and the cross-correlation calculation circuit. And an adaptive filter, wherein the coefficient updating circuit receives the second control signal, updates the coefficient, and outputs a new coefficient. 【請求項２】請求項１において、 該係数を推定する適応アルゴリズムとしてブロック実行
型学習同定法を使用するとき、該比較回路が該数値とし
て該参照信号のノルムの大きさを用いることを特徴とし
た適応フィルタ。2. The method according to claim 1, wherein when the block execution type learning identification method is used as an adaptive algorithm for estimating the coefficient, the comparison circuit uses the magnitude of the norm of the reference signal as the numerical value. Adaptive filter. 【請求項３】請求項１において、 該係数を推定する適応アルゴリズムとして個別正規化LM
S法を使用するとき、該比較回路が該数値として該正規
化パワー計算回路において累積する該参照信号の大きさ
を用いることを特徴とした適応フィルタ。3. An individualized LM according to claim 1, wherein said adaptive algorithm for estimating said coefficient is an individualized LM.
An adaptive filter, wherein when the S method is used, the comparison circuit uses the magnitude of the reference signal accumulated in the normalized power calculation circuit as the numerical value. 【請求項４】請求項３において、 該比較回路が、シフトレジスタを有し、該参照信号の大
きさと該第１の閾値との比較を該参照信号の入力時に行
い、該第１の閾値より大きい参照信号についてはその信
号値をそのまま該シフトレジスタに入力し、該第１の閾
値より小さい参照信号については零を該シフトレジスタ
に入力し、該シフトレジスタに入力された結果を該第１
の制御信号として両計算回路に与えることにより累積加
算を実行することを特徴とした適応フィルタ。4. The comparison circuit according to claim 3, wherein the comparison circuit has a shift register, and compares the magnitude of the reference signal with the first threshold value when the reference signal is input. For a large reference signal, the signal value is directly input to the shift register, and for a reference signal smaller than the first threshold value, zero is input to the shift register, and the result input to the shift register is input to the first register.
An adaptive filter characterized in that the cumulative addition is executed by giving the control signal to both calculation circuits as a control signal. 【請求項５】請求項４において、 該個別正規化LMS法における正規化パワーを全タップに
共通化する場合は、該シフトレジスタに記憶された信号
値を該相互相関計算回路にだけ与え、該正規化パワー計
算回路には全タップに共通の正規化パワー値を用いるこ
とを特徴とした適応フィルタ。5. The method according to claim 4, wherein when the normalized power in the individual normalized LMS method is shared by all taps, the signal value stored in the shift register is supplied only to the cross-correlation calculation circuit. An adaptive filter characterized in that a normalized power calculation circuit uses a common normalized power value for all taps. 【請求項６】請求項４において、 該係数を推定する適応アルゴリズムとしてPolarized-x
INLMS法を使用するとき、該シフトレジスタに入力する
信号値を、該第１の閾値より大きい参照信号の信号値と
して、該参照信号の極性又は該極性に定数を乗じた値を
用いることを特徴とした適応フィルタ。6. An adaptive algorithm for estimating said coefficient, wherein Polarized-x
When the INLMS method is used, a signal value input to the shift register is used as a signal value of a reference signal larger than the first threshold, and a polarity of the reference signal or a value obtained by multiplying the polarity by a constant is used. Adaptive filter. 【請求項７】請求項１乃至６のいずれかにおいて、 該計算回路が累積加算数の上限値を有し、該累積加算数
が該上限値に達したときは係数更新のために各回路に記
憶された値を全てリセットする手段をさらに有すること
を特徴とした適応フィルタ。7. The circuit according to claim 1, wherein said calculation circuit has an upper limit value of the cumulative addition number, and when said cumulative addition number reaches said upper limit value, said calculation circuit sends a signal to each circuit for updating a coefficient. An adaptive filter, further comprising means for resetting all stored values.