JP2000174572A - 電圧増幅器 - Google Patents
電圧増幅器Info
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- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/005—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements using switched capacitors, e.g. dynamic amplifiers; using switched capacitors as resistors in differential amplifiers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/14—Conversion in steps with each step involving the same or a different conversion means and delivering more than one bit
- H03M1/16—Conversion in steps with each step involving the same or a different conversion means and delivering more than one bit with scale factor modification, i.e. by changing the amplification between the steps
- H03M1/164—Conversion in steps with each step involving the same or a different conversion means and delivering more than one bit with scale factor modification, i.e. by changing the amplification between the steps the steps being performed sequentially in series-connected stages
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- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
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- H03M1/34—Analogue value compared with reference values
- H03M1/38—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type
- H03M1/44—Sequential comparisons in series-connected stages with change in value of analogue signal
- H03M1/442—Sequential comparisons in series-connected stages with change in value of analogue signal using switched capacitors
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 SFDRやTHDを大幅に改善するアナログ
−デジタル変換器に対する直線化技術を提供する。 【解決手段】 電圧増幅器は信号入力、基準入力、出
力、複数クロック入力、高電圧利得演算増幅器及び複数
の切替えコンデンサを有する。切替えコンデンサは偶数
クロック相で演算増幅器の反転入力又は基準入力と信号
入力との間に接続される。奇数クロック相で切替えコン
デンサの少くとも1つは演算増幅器の反転入力と演算増
幅器の出力との間に接続され、残りのコンデンサは演算
増幅器の反転入力と基準入力との間に接続される。さら
に電圧増幅器は各切替えコンデンサの信号入力、基準入
力又は出力への接続を決定する制御手段と、電圧増幅器
にクロックを与えて、電圧増幅器の電圧利得がいくつか
のクロックサイクルで平均化され正確に有理数となるよ
うに制御手段を制御する擬似二進乱数発生器とを有す
る。
−デジタル変換器に対する直線化技術を提供する。 【解決手段】 電圧増幅器は信号入力、基準入力、出
力、複数クロック入力、高電圧利得演算増幅器及び複数
の切替えコンデンサを有する。切替えコンデンサは偶数
クロック相で演算増幅器の反転入力又は基準入力と信号
入力との間に接続される。奇数クロック相で切替えコン
デンサの少くとも1つは演算増幅器の反転入力と演算増
幅器の出力との間に接続され、残りのコンデンサは演算
増幅器の反転入力と基準入力との間に接続される。さら
に電圧増幅器は各切替えコンデンサの信号入力、基準入
力又は出力への接続を決定する制御手段と、電圧増幅器
にクロックを与えて、電圧増幅器の電圧利得がいくつか
のクロックサイクルで平均化され正確に有理数となるよ
うに制御手段を制御する擬似二進乱数発生器とを有す
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はアナログ−デジタル
変換器(ADC)に対する直線化技術に関する。
変換器(ADC)に対する直線化技術に関する。
【0002】
【従来の技術】正確に2M(Mは整数)に等しい利得を有
する増幅器を実現する可能性は限られているため、算術
的(algorithmic)かつパイプライン型(pipelined)の
アナログ−デジタル変換器の実現可能な直線性は制限さ
れる。そのような正確な利得を有する増幅器は典型的に
は、切り替えコンデンサ型増幅器(switched capacitor
amplifier)として実現される。2に等しい利得を有す
る切り替えコンデンサ型増幅器(X2増幅器)を図5に
示す。その回路は2つの相(図1と図2)で動作する。
第1の相(サンプリング相)では、図1に示すようにス
イッチΦ1が閉じ、入力信号はコンデンサ(フィードバ
ックコンデンサ)CFと、コンデンサ(サンプリングコ
ンデンサ)CSに接続される。その相の終わりでは、そ
れらのコンデンサは接続が遮断され、各コンデンサに入
力電圧が蓄積される。第2の相(増幅相)においては、
図2に示すようにスイッチΦ2が閉じられる。もし、無
限大の演算増幅オープン利得を仮定すると、コンデンサ
CSに蓄積された全ての電荷はコンデンサCFに転送さ
れ、式(1)に示す伝達関数が得られる。 利得=(CS+CF)/CF (1)
する増幅器を実現する可能性は限られているため、算術
的(algorithmic)かつパイプライン型(pipelined)の
アナログ−デジタル変換器の実現可能な直線性は制限さ
れる。そのような正確な利得を有する増幅器は典型的に
は、切り替えコンデンサ型増幅器(switched capacitor
amplifier)として実現される。2に等しい利得を有す
る切り替えコンデンサ型増幅器(X2増幅器)を図5に
示す。その回路は2つの相(図1と図2)で動作する。
第1の相(サンプリング相)では、図1に示すようにス
イッチΦ1が閉じ、入力信号はコンデンサ(フィードバ
ックコンデンサ)CFと、コンデンサ(サンプリングコ
ンデンサ)CSに接続される。その相の終わりでは、そ
れらのコンデンサは接続が遮断され、各コンデンサに入
力電圧が蓄積される。第2の相(増幅相)においては、
図2に示すようにスイッチΦ2が閉じられる。もし、無
限大の演算増幅オープン利得を仮定すると、コンデンサ
CSに蓄積された全ての電荷はコンデンサCFに転送さ
れ、式(1)に示す伝達関数が得られる。 利得=(CS+CF)/CF (1)
【0003】CSとCFが正確に等しければ、利得は正確
に2に等しくなる。利得の精度は、現在の技術で得るこ
とができる容量整合性によって制限される。1つのクロ
ックサイクルでは、サンプリング相は増幅相の前に実行
される。それゆえ、高速のAD変換器における通常動作
に対して、X2増幅器はサンプリング相と保持相との間
で切り替わる。
に2に等しくなる。利得の精度は、現在の技術で得るこ
とができる容量整合性によって制限される。1つのクロ
ックサイクルでは、サンプリング相は増幅相の前に実行
される。それゆえ、高速のAD変換器における通常動作
に対して、X2増幅器はサンプリング相と保持相との間
で切り替わる。
【0004】X2増幅器の性能を拡張するための種々の
原理が提案されてきた。サンプリングとフィードバック
の双方について同じコンデンサを使用することによって
解決する不整合の問題が知られている。これは、入力を
2度サンプリングし、追加コンデンサから後方及び前方
へ電荷を転送することにより実現される。この解決のた
めに、時間を安定させる4つの演算増幅(オペアンプ)
が必要となり、それゆえ得られる変換率は少なくとも2
倍ずつ低減される。
原理が提案されてきた。サンプリングとフィードバック
の双方について同じコンデンサを使用することによって
解決する不整合の問題が知られている。これは、入力を
2度サンプリングし、追加コンデンサから後方及び前方
へ電荷を転送することにより実現される。この解決のた
めに、時間を安定させる4つの演算増幅(オペアンプ)
が必要となり、それゆえ得られる変換率は少なくとも2
倍ずつ低減される。
【0005】図6では、コンデンサCSとCFの双方がフ
ィードバックコンデンサとして使用できるように接続さ
れた回路を除き、図5と同じ構成が示されている。も
し、コンデンサCSの容量とコンデンサCFの容量がある
パーセンテージだけ異なれば、フィードバックコンデン
サとしていずれのコンデンサが選択されたかに依存して
利得が2より高くなるか又は低くなる。(式(1)参
照)。
ィードバックコンデンサとして使用できるように接続さ
れた回路を除き、図5と同じ構成が示されている。も
し、コンデンサCSの容量とコンデンサCFの容量がある
パーセンテージだけ異なれば、フィードバックコンデン
サとしていずれのコンデンサが選択されたかに依存して
利得が2より高くなるか又は低くなる。(式(1)参
照)。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】従来より、フィードバ
ックコンデンサとしてコンデンサCSとCFのいずれを使
用するかを決定するために入力信号Vinの値を用いるこ
とが知られている。その構成が、いくつかの増幅器を有
するいわゆるパイプライン型のAD変換器(ADC)に
おいて使用された場合、それらの利得は入力電圧に依存
し、これによりシステムにおいて高調波ひずみが発生す
る。それゆえ、この解決法では、全スケールの入力信号
に対してSFDR(Spurious Free Dynamic Range : ス
プリアス無しダイナミックレンジ)、THD(全高調波
ひずみ)パラメータにより測定されるAD変換器のひず
みを改善できない。AD変換器のDNL(Differential
Nonlinearity : 差分非直線性)は改善される。
ックコンデンサとしてコンデンサCSとCFのいずれを使
用するかを決定するために入力信号Vinの値を用いるこ
とが知られている。その構成が、いくつかの増幅器を有
するいわゆるパイプライン型のAD変換器(ADC)に
おいて使用された場合、それらの利得は入力電圧に依存
し、これによりシステムにおいて高調波ひずみが発生す
る。それゆえ、この解決法では、全スケールの入力信号
に対してSFDR(Spurious Free Dynamic Range : ス
プリアス無しダイナミックレンジ)、THD(全高調波
ひずみ)パラメータにより測定されるAD変換器のひず
みを改善できない。AD変換器のDNL(Differential
Nonlinearity : 差分非直線性)は改善される。
【0007】
【課題を解決するための手段】上記課題に対する実質的
な改善は、特許請求の範囲の特徴により定義される本発
明に係る直線化技術により実現される。
な改善は、特許請求の範囲の特徴により定義される本発
明に係る直線化技術により実現される。
【0008】本発明の目的は、SFDRやTHDを大幅
に改善するアナログ−デジタル変換器(ADC)に対す
る直線化技術を提供することにある。
に改善するアナログ−デジタル変換器(ADC)に対す
る直線化技術を提供することにある。
【0009】本発明に係る電圧増幅器は、少なくとも1
つの信号入力、少なくとも1つの基準入力、出力及び複
数のクロック入力を有する切り替えコンデンサ型電圧増
幅器である。その電圧増幅器は、反転入力と非反転入力
と出力を有する高電圧利得(例えば100db)演算増
幅器、及び、複数の切り替えられるコンデンサを有す
る。上記の複数の切り替えられるコンデンサは、偶数ク
ロック相においては、演算増幅器の反転入力又は切り替
えコンデンサの基準入力と、切り替えコンデンサ型増幅
器の信号入力との間に接続される。一方、奇数クロック
相においては、切り替えコンデンサの少なくとも1つが
演算増幅器の反転入力と演算増幅器の出力との間に接続
され、残りの切り替えコンデンサは演算増幅器の反転入
力と基準入力との間に接続される。
つの信号入力、少なくとも1つの基準入力、出力及び複
数のクロック入力を有する切り替えコンデンサ型電圧増
幅器である。その電圧増幅器は、反転入力と非反転入力
と出力を有する高電圧利得(例えば100db)演算増
幅器、及び、複数の切り替えられるコンデンサを有す
る。上記の複数の切り替えられるコンデンサは、偶数ク
ロック相においては、演算増幅器の反転入力又は切り替
えコンデンサの基準入力と、切り替えコンデンサ型増幅
器の信号入力との間に接続される。一方、奇数クロック
相においては、切り替えコンデンサの少なくとも1つが
演算増幅器の反転入力と演算増幅器の出力との間に接続
され、残りの切り替えコンデンサは演算増幅器の反転入
力と基準入力との間に接続される。
【0010】切り替えコンデンサ型電圧増幅器はさらに
制御手段と擬似二進乱数発生器とを有する。制御手段
は、各切り替えコンデンサを、切り替えコンデンサ型増
幅器の信号入力、基準入力または出力に接続するか否か
を決定する。擬似二進乱数発生器は同じクロックでクロ
ックが与えられ、また、切り替えコンデンサ型増幅器に
クロックを与える。それにより、切り替えコンデンサ型
増幅器の電圧利得がいくつかのクロックサイクルで平均
化され、正確に有理数となるように、制御手段が制御さ
れる。
制御手段と擬似二進乱数発生器とを有する。制御手段
は、各切り替えコンデンサを、切り替えコンデンサ型増
幅器の信号入力、基準入力または出力に接続するか否か
を決定する。擬似二進乱数発生器は同じクロックでクロ
ックが与えられ、また、切り替えコンデンサ型増幅器に
クロックを与える。それにより、切り替えコンデンサ型
増幅器の電圧利得がいくつかのクロックサイクルで平均
化され、正確に有理数となるように、制御手段が制御さ
れる。
【0011】上記の増幅器においては、上記基準入力は
グランドであってもよい。また、上記増幅器は、差動的
または平衡的な方法で実現されてもよい。上記の増幅器
において、上記擬似二進乱数発生器はスペクトル波形の
出力信号を有してもよい。
グランドであってもよい。また、上記増幅器は、差動的
または平衡的な方法で実現されてもよい。上記の増幅器
において、上記擬似二進乱数発生器はスペクトル波形の
出力信号を有してもよい。
【0012】本発明に係るパイプライン型のアナログ−
デジタル変換器(pipelined analogto digital convert
er)は、上記の増幅器を段間の利得増幅器として使用
し、いくつかのAD変換に対して平均化された正確な電
圧利得を実現する。
デジタル変換器(pipelined analogto digital convert
er)は、上記の増幅器を段間の利得増幅器として使用
し、いくつかのAD変換に対して平均化された正確な電
圧利得を実現する。
【0013】本発明に係る算術的(algorithmic)また
は再循環的(recycling)なアナログ−デジタル変換器
は上記の増幅器を剰余増幅器(residue amplifier)と
して使用する。
は再循環的(recycling)なアナログ−デジタル変換器
は上記の増幅器を剰余増幅器(residue amplifier)と
して使用する。
【0014】
【発明の実施の形態】本発明に係るAD変換器の直線化
技術は、図1、図3及び図6において概略を示したX2
増幅器において使用できる。図3における「A」は、デ
ジタル信号D Sが0のときはCFに対応し、もし、デジタ
ル信号DSが1であればCsに対応する。これに対し、図
3における「B」は、デジタル信号DSが0のときはCs
に対応し、もし、デジタル信号DSが1であればCFに対
応する。適当な制御手段は、擬似二進乱数発生器(PRN
G: pseudo random binary number generator)により生
成されるデジタル信号Dsの状態を使用して、Csまたは
CFのいずれをフィードバックコンデンサとして使用す
るか否かを決定し、それにより、CS及びCFの選択が各
クロックサイクル毎に決定される。通常動作において、
回路はサンプリング相と増幅相との間で切り替わる。各
増幅相の前に、PRNGは、CsまたはCFのいずれをフ
ィードバックコンデンサとして使用するかを決定する値
であるPSに対するランダム値(0または1)を選択す
る。図6は、DS入力信号により決定されるフィードバ
ックコンデンサを選択する制御手段を備えた実現可能な
回路を示す。PRNGの出力信号は入力信号Vinと相関
を示さないものでなければならず、対称的でなければな
らない。ここで、対称的というのは、ある数のクロック
サイクルの間、CSとCFがフィードバックコンデンサと
して使用される回数が等しくなければならないというこ
とを意味する。PRNGの出力は、「ホワイト("whit
e":完全にランダム)」であってもよいし、または、そ
の用途に依存する所定のスペクトル特性を有しても良
い。もし、CFとCSがあるパーセンテージだけ異なって
いれば、利得は同じ数のクロックサイクル(式(1)参
照)に対して2よりも高くなったり、低くなったりす
る。それゆえ、直線化技術は大幅に平均利得誤差を削減
する。PRNGの出力が入力信号と相関がないため、容
量の不整合による起こる整然とした利得誤差は除去さ
れ、また、入力信号に依存しない周波数特性を持つノイ
ズにより置換される。
技術は、図1、図3及び図6において概略を示したX2
増幅器において使用できる。図3における「A」は、デ
ジタル信号D Sが0のときはCFに対応し、もし、デジタ
ル信号DSが1であればCsに対応する。これに対し、図
3における「B」は、デジタル信号DSが0のときはCs
に対応し、もし、デジタル信号DSが1であればCFに対
応する。適当な制御手段は、擬似二進乱数発生器(PRN
G: pseudo random binary number generator)により生
成されるデジタル信号Dsの状態を使用して、Csまたは
CFのいずれをフィードバックコンデンサとして使用す
るか否かを決定し、それにより、CS及びCFの選択が各
クロックサイクル毎に決定される。通常動作において、
回路はサンプリング相と増幅相との間で切り替わる。各
増幅相の前に、PRNGは、CsまたはCFのいずれをフ
ィードバックコンデンサとして使用するかを決定する値
であるPSに対するランダム値(0または1)を選択す
る。図6は、DS入力信号により決定されるフィードバ
ックコンデンサを選択する制御手段を備えた実現可能な
回路を示す。PRNGの出力信号は入力信号Vinと相関
を示さないものでなければならず、対称的でなければな
らない。ここで、対称的というのは、ある数のクロック
サイクルの間、CSとCFがフィードバックコンデンサと
して使用される回数が等しくなければならないというこ
とを意味する。PRNGの出力は、「ホワイト("whit
e":完全にランダム)」であってもよいし、または、そ
の用途に依存する所定のスペクトル特性を有しても良
い。もし、CFとCSがあるパーセンテージだけ異なって
いれば、利得は同じ数のクロックサイクル(式(1)参
照)に対して2よりも高くなったり、低くなったりす
る。それゆえ、直線化技術は大幅に平均利得誤差を削減
する。PRNGの出力が入力信号と相関がないため、容
量の不整合による起こる整然とした利得誤差は除去さ
れ、また、入力信号に依存しない周波数特性を持つノイ
ズにより置換される。
【0015】本発明は、構成要素の整合性の限界(comp
onent matching limitation)によってひずみ性能が制
限されるシステムにおいて使用される。そのようなシス
テムの例として、アナログからデジタルへの変換器及び
デジタルからアナログへの変換器がある。そのような回
路の動作は以下の原理に基いている。集合(set)それ
ぞれにおける構成要素(component)の値の合計が他の
集合における値の合計の積(または、等しい値)になる
構成要素の集合のいくつかが、所定の伝達関数を実現す
るために使用される。伝達関数の精度は成分の値の整合
により制限される。そのようなシステムの例は従来技術
に見られる。
onent matching limitation)によってひずみ性能が制
限されるシステムにおいて使用される。そのようなシス
テムの例として、アナログからデジタルへの変換器及び
デジタルからアナログへの変換器がある。そのような回
路の動作は以下の原理に基いている。集合(set)それ
ぞれにおける構成要素(component)の値の合計が他の
集合における値の合計の積(または、等しい値)になる
構成要素の集合のいくつかが、所定の伝達関数を実現す
るために使用される。伝達関数の精度は成分の値の整合
により制限される。そのようなシステムの例は従来技術
に見られる。
【0016】本発明はこの直線化技術に基いており、以
下に示すような方法でそのようなシステムの性能を改善
することにより、直線性の問題についての実践的な解決
方法を提供する。整合性がとられた集合における構成要
素は、時間の関数として、入力信号とシステムクロック
の状態に関連しないような方法で集合間で交換される
(例えば、ランダムな構成要素の交換)。構成要素の交
換は、各集合における構成要素の値の合計の平均が互い
に正確に等しくなるようになされなければならない。そ
のとき、直線化技術は、信号に依存する誤差を消滅さ
せ、それらの誤差を入力信号と相間関係のないノイズに
置き換える。
下に示すような方法でそのようなシステムの性能を改善
することにより、直線性の問題についての実践的な解決
方法を提供する。整合性がとられた集合における構成要
素は、時間の関数として、入力信号とシステムクロック
の状態に関連しないような方法で集合間で交換される
(例えば、ランダムな構成要素の交換)。構成要素の交
換は、各集合における構成要素の値の合計の平均が互い
に正確に等しくなるようになされなければならない。そ
のとき、直線化技術は、信号に依存する誤差を消滅さ
せ、それらの誤差を入力信号と相間関係のないノイズに
置き換える。
【0017】本方法を拡張して、CSをN個の等しいサ
イズのコンデンサに分割し、また、CFをN個の等しい
サイズのコンデンサに分割し、2N個のコンデンサのコ
ンデンサ配列を形成するようにすることもできる(図4
及び図3)。サンプリング相において、入力信号は全て
の2N個の並列なコンデンサ上でサンプリングされる。
増幅相において、デジタル信号DSにより選択されたN
個のコンデンサは、演算増幅器のフィードバック経路に
おいて接続される。 図3におけるCFとCSの組み合わせ DS信号 A B ----------------------------------------- 0 CF1+CF2 CS1+CS2 1 Cs1+Cs2 CF1+CF2 2 CF1+CS1 CF2+CS2 3 CF2+CS2 CF1+CS1 4 CF1+CS2 CF2+CS1 5 CF2+CS1 CF1+CS2
イズのコンデンサに分割し、また、CFをN個の等しい
サイズのコンデンサに分割し、2N個のコンデンサのコ
ンデンサ配列を形成するようにすることもできる(図4
及び図3)。サンプリング相において、入力信号は全て
の2N個の並列なコンデンサ上でサンプリングされる。
増幅相において、デジタル信号DSにより選択されたN
個のコンデンサは、演算増幅器のフィードバック経路に
おいて接続される。 図3におけるCFとCSの組み合わせ DS信号 A B ----------------------------------------- 0 CF1+CF2 CS1+CS2 1 Cs1+Cs2 CF1+CF2 2 CF1+CS1 CF2+CS2 3 CF2+CS2 CF1+CS1 4 CF1+CS2 CF2+CS1 5 CF2+CS1 CF1+CS2
【0018】図1における周知の回路に基いたパイプラ
イン型のAD変換器の多くのA/D変換について平均化
した直線性は、直線化技術により改善することができ
る。パイプライン型AD変換器における容量の不整合
は、その利得誤差により変換器の直線性誤差を増加させ
る。これにより高調波歪を生ずる。それゆえ、直線化技
術はその誤差を無秩序化し、デジタル信号DSが無秩序
で入力信号と相間関係がなければ、高調波成分のエネル
ギーをサンプリングされた周波数スペクトル全体に分散
させる。このように、高調波誤差は除去され、ホワイト
ノイズに依存しない信号に変換される。これは、SNR
の僅かな低減という犠牲はあるが、SFDRやTHDを
大幅に改善する。
イン型のAD変換器の多くのA/D変換について平均化
した直線性は、直線化技術により改善することができ
る。パイプライン型AD変換器における容量の不整合
は、その利得誤差により変換器の直線性誤差を増加させ
る。これにより高調波歪を生ずる。それゆえ、直線化技
術はその誤差を無秩序化し、デジタル信号DSが無秩序
で入力信号と相間関係がなければ、高調波成分のエネル
ギーをサンプリングされた周波数スペクトル全体に分散
させる。このように、高調波誤差は除去され、ホワイト
ノイズに依存しない信号に変換される。これは、SNR
の僅かな低減という犠牲はあるが、SFDRやTHDを
大幅に改善する。
【0019】なお、本直線化技術は、その機能が任意の
電気的素子の整合性に基いた他の回路技術トポロジーに
対してもまた適用することができる。
電気的素子の整合性に基いた他の回路技術トポロジーに
対してもまた適用することができる。
【図1】 容量CF=CSであり、利得が2の増幅器(ga
in-of-2 amplifier)のサンプリング相(sampling phas
e)における概略を示した図。また、この図はCF=CS
であり利得が2の増幅器とサンプリング相における直線
化技術をも示す。
in-of-2 amplifier)のサンプリング相(sampling phas
e)における概略を示した図。また、この図はCF=CS
であり利得が2の増幅器とサンプリング相における直線
化技術をも示す。
【図2】 図1に対応する図であり、増幅相(amplific
ation phase)における図。
ation phase)における図。
【図3】 図1に対応する図であり、増幅相における
図。
図。
【図4】 CF=CSであり利得が2の増幅器において、
CFとCSがサンプリング相においてN=2のまとまった
コンデンサに分割されている場合を示した図。
CFとCSがサンプリング相においてN=2のまとまった
コンデンサに分割されている場合を示した図。
【図5】 利得が2の増幅器のコンデンサ切り替え型で
の実現を示した図。
の実現を示した図。
【図6】 信号DSにより選択されるフィードバックコ
ンデンサを有する利得が2の増幅器を示した図。
ンデンサを有する利得が2の増幅器を示した図。
Claims (6)
- 【請求項1】 少なくとも1つの信号入力、少なくとも
1つの基準入力、出力、複数のクロック入力、反転入力
と非反転入力と出力を有する高電圧利得(例えば100
db)演算増幅器及び複数の切り替えコンデンサを有す
る、切り替えコンデンサ型電圧増幅器であって、 上記の複数の切り替えコンデンサは、偶数クロック相に
おいては、上記演算増幅器の反転入力又は上記切り替え
コンデンサの基準入力と、上記切り替えコンデンサ型増
幅器の信号入力との間に接続され、一方、奇数クロック
相においては、上記の切り替えコンデンサの少なくとも
1つが上記の演算増幅器の反転入力と上記の演算増幅器
の出力との間に接続され、残りの切り替えコンデンサは
上記の演算増幅器の反転入力と上記の基準入力との間に
接続され、上記の切り替えコンデンサ型電圧増幅器は、 切り替えコンデンサのそれぞれを、上記の切り替えコン
デンサ型増幅器の信号入力、基準入力または出力に接続
するか否かを決定する制御手段と、 同じクロックでクロックが与えられ、切り替えコンデン
サ型増幅器にクロックを与え、それによって、切り替え
コンデンサ型増幅器の電圧利得がいくつかのクロックサ
イクルで平均化され、正確に有理数となるように上記制
御手段が制御される擬似二進乱数発生器とを有すること
を特徴とする電圧増幅器。 - 【請求項2】 請求項1記載の増幅器において、上記基
準入力はグランドであることを特徴とする電圧増幅器。 - 【請求項3】 請求項1記載の増幅器において、上記増
幅器は、差動的または平衡的な方法で実現されることを
特徴とする電圧増幅器。 - 【請求項4】 請求項1記載の増幅器において、上記擬
似二進乱数発生器はスペクトル波形の出力信号を有する
ことを特徴とする電圧増幅器。 - 【請求項5】 請求項1ないし請求項4のいずれか1つ
に記載の増幅器を段間の利得増幅器として使用し、いく
つかのAD変換に対して平均化された正確な電圧利得を
実現することを特徴とするパイプライン型のアナログ−
デジタル変換器。 - 【請求項6】 請求項1ないし請求項4のいずれか1つ
に記載の増幅器を、剰余増幅器として使用することを特
徴とする算術的または再循環的なアナログ−デジタル変
換器。
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