JP2000151409A - アナログ―ディジタル変換器装置および勾配増幅器の調節装置 - Google Patents
アナログ―ディジタル変換器装置および勾配増幅器の調節装置Info
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Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【課題】 勾配増幅器の調節装置に対するA/D変換器
であって、アナログ入力AINをアナログ変換器信号A
CNVと比較し、差信号ADIFを発生する差増幅器1
0と、ディジタルの変換器値DCNVからアナログの変
換器信号ACNVを発生するD/A変換器12と、A/
D変換器装置の出力値DOUTとしてディジタルの変換
器値DCNVを発生する制御装置20とを有するA/D
変換器を低い費用、且つ高い精度、分解能および安定性
を持たせて構成する。 【解決手段】 アナログの差信号ADIFを積分するた
めそしてアナログの積分器信号AINTを発生するため
の積分器14が設けられており、さらにアナログの積分
器信号AINTからディジタルの積分器値DINTを発
生するための第1のアナログ‐ディジタル変換器16が
設けられておりそして制御装置20が、ディジタルの変
換器値DCNVを少なくともディジタルの積分器値DI
NTに関係して決定する構成である。
であって、アナログ入力AINをアナログ変換器信号A
CNVと比較し、差信号ADIFを発生する差増幅器1
0と、ディジタルの変換器値DCNVからアナログの変
換器信号ACNVを発生するD/A変換器12と、A/
D変換器装置の出力値DOUTとしてディジタルの変換
器値DCNVを発生する制御装置20とを有するA/D
変換器を低い費用、且つ高い精度、分解能および安定性
を持たせて構成する。 【解決手段】 アナログの差信号ADIFを積分するた
めそしてアナログの積分器信号AINTを発生するため
の積分器14が設けられており、さらにアナログの積分
器信号AINTからディジタルの積分器値DINTを発
生するための第1のアナログ‐ディジタル変換器16が
設けられておりそして制御装置20が、ディジタルの変
換器値DCNVを少なくともディジタルの積分器値DI
NTに関係して決定する構成である。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は請求項1の前文の特
徴を有するアナログ‐ディジタル変換器装置ならびに核
スピントモグラフに対する調節装置に関する。アナログ
‐ディジタル変換器装置は、高い精度、分解能および時
間的一定性が必要であるすべての応用目的に使用可能で
ある。特にアナログ‐ディジタル変換器装置は勾配増幅
器の調節ループのなかで電流実際値信号をディジタル化
するために使用されている。
徴を有するアナログ‐ディジタル変換器装置ならびに核
スピントモグラフに対する調節装置に関する。アナログ
‐ディジタル変換器装置は、高い精度、分解能および時
間的一定性が必要であるすべての応用目的に使用可能で
ある。特にアナログ‐ディジタル変換器装置は勾配増幅
器の調節ループのなかで電流実際値信号をディジタル化
するために使用されている。
【0002】
【従来の技術】核スピントモグラフでは磁界勾配が、各
勾配増幅器に接続されている勾配コイルにより生ぜしめ
される。測定過程の間は各々の勾配コイルが、予め定め
られた電流波形でたとえば300Aまでの値をとり得る
電流を流される。電流波形は数mAまで正確に守られな
ければならない。この精度を達成するためには、費用の
かさむ調節回路が必要である。
勾配増幅器に接続されている勾配コイルにより生ぜしめ
される。測定過程の間は各々の勾配コイルが、予め定め
られた電流波形でたとえば300Aまでの値をとり得る
電流を流される。電流波形は数mAまで正確に守られな
ければならない。この精度を達成するためには、費用の
かさむ調節回路が必要である。
【0003】公知の勾配増幅器では、調節回路は回路の
出力段(変調器)に対する駆動エレクトロニクスを含め
て、アナログ回路として構成されている。しかしこのこ
とは可能な機能を制限する。より複雑な課題、すなわち
多くの出力段の間のエネルギー等化または個々の出力段
パラメータの詳細な帰還報知はアナログ技術では経済的
に実現され得ない。
出力段(変調器)に対する駆動エレクトロニクスを含め
て、アナログ回路として構成されている。しかしこのこ
とは可能な機能を制限する。より複雑な課題、すなわち
多くの出力段の間のエネルギー等化または個々の出力段
パラメータの詳細な帰還報知はアナログ技術では経済的
に実現され得ない。
【0004】従って、調節回路および変調器を、たとえ
ば適当にプログラムされたディジタル信号プロセッサ
(DSP)を用いて、可能なかぎり広範囲にディジタル
に構成するべく努力される。しかしその際に、電流変成
器により求められたアナログの電流実際値を必要な精
度、サンプリング速度および安定性をもってディジタル
化するのに問題が生ずる。相応の問題は、電流実際値信
号ではなく他のアナログ信号がディジタルの処理装置へ
の入力のために高い精度でディジタル化されなければな
らないときに生ずる。
ば適当にプログラムされたディジタル信号プロセッサ
(DSP)を用いて、可能なかぎり広範囲にディジタル
に構成するべく努力される。しかしその際に、電流変成
器により求められたアナログの電流実際値を必要な精
度、サンプリング速度および安定性をもってディジタル
化するのに問題が生ずる。相応の問題は、電流実際値信
号ではなく他のアナログ信号がディジタルの処理装置へ
の入力のために高い精度でディジタル化されなければな
らないときに生ずる。
【0005】U.TietzeおよびC.Schenk著、Halbleiter‐
Schalttechnik (半導体回路技術)、第10版、スプリ
ンガー出版、1993年、第784〜785頁、第2
3.43図および付属の説明から、請求項1の前文の特
徴を有する“トラッキング‐ADC”と呼ばれるディジ
タル‐アナログ変換器は知られている。しかしこの回路
の変換速度ならびに零点安定性およびノイズ抑制性能は
劣っている。勾配増幅器に対する使用は開示されていな
い。
Schalttechnik (半導体回路技術)、第10版、スプリ
ンガー出版、1993年、第784〜785頁、第2
3.43図および付属の説明から、請求項1の前文の特
徴を有する“トラッキング‐ADC”と呼ばれるディジ
タル‐アナログ変換器は知られている。しかしこの回路
の変換速度ならびに零点安定性およびノイズ抑制性能は
劣っている。勾配増幅器に対する使用は開示されていな
い。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、従来
技術の上記の問題を解決し、また可能なかぎり低い費用
で可能なかぎり高い精度、分解能および安定性を有する
アナログ‐ディジタル変換器装置または調節装置を提供
することである。
技術の上記の問題を解決し、また可能なかぎり低い費用
で可能なかぎり高い精度、分解能および安定性を有する
アナログ‐ディジタル変換器装置または調節装置を提供
することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】この課題は、本発明によ
れば、請求項1の特徴を有するアナログ‐ディジタル変
換器装置ならびに請求項8の特徴を有する調節装置によ
り解決される。従属請求項は本発明の好ましい実施例に
関するものである。
れば、請求項1の特徴を有するアナログ‐ディジタル変
換器装置ならびに請求項8の特徴を有する調節装置によ
り解決される。従属請求項は本発明の好ましい実施例に
関するものである。
【0008】本発明は、アナログの変換器信号(目標値
信号)からのアナログの入力信号(実際値信号)の偏差
を求めるという基本アイディアから出発する。アナログ
の変換器信号(目標値信号)は、高精度のディジタル‐
アナログ変換器から発生される。目的設定は、求められ
た偏差をディジタル‐アナログ変換器もしくは調節ルー
プ全体の適当な追従により可能なかぎり最小化すること
である。本発明により、差増幅器により求められた偏
差)をその後の評価の前に積分しそしてディジタル化す
るため、積分器および第1のアナログ‐ディジタル変換
器が設けられる。
信号)からのアナログの入力信号(実際値信号)の偏差
を求めるという基本アイディアから出発する。アナログ
の変換器信号(目標値信号)は、高精度のディジタル‐
アナログ変換器から発生される。目的設定は、求められ
た偏差をディジタル‐アナログ変換器もしくは調節ルー
プ全体の適当な追従により可能なかぎり最小化すること
である。本発明により、差増幅器により求められた偏
差)をその後の評価の前に積分しそしてディジタル化す
るため、積分器および第1のアナログ‐ディジタル変換
器が設けられる。
【0009】積分器は差増幅器から出力される差信号を
間断なく検出する。システムのなかへの平均値のない擾
乱、たとえばノイズの侵入は、積分器により補償され
る。それにより積分器によって高められた零点安定性お
よび高いノイズ抑制が達成される。
間断なく検出する。システムのなかへの平均値のない擾
乱、たとえばノイズの侵入は、積分器により補償され
る。それにより積分器によって高められた零点安定性お
よび高いノイズ抑制が達成される。
【0010】第1のディジタル‐アナログ変換器は積分
器から出力された積分器信号をディジタル化する。単な
る比較器と対照的に、ディジタル‐アナログ変換器は少
なくともいくつかのビット数の出力ワード幅を有する。
こうして多くの偏差分類が区別される。このことはシス
テムの迅速な追従を可能にする。なぜならば、ディジタ
ル化され積分された偏差(ディジタルの積分器値)が大
きいほど、追従のステップ幅が大きく選ばれるからであ
る。
器から出力された積分器信号をディジタル化する。単な
る比較器と対照的に、ディジタル‐アナログ変換器は少
なくともいくつかのビット数の出力ワード幅を有する。
こうして多くの偏差分類が区別される。このことはシス
テムの迅速な追従を可能にする。なぜならば、ディジタ
ル化され積分された偏差(ディジタルの積分器値)が大
きいほど、追従のステップ幅が大きく選ばれるからであ
る。
【0011】本発明による装置は、たとえば100kH
zのサンプリングレートおよび最小値のビットよりも良
い安定性において、18ビットの分解能および精度に対
して設計されていてよい。このような値は、これまで達
成できたとしても、非常に高い費用をかけてしか達成さ
れていなかった。
zのサンプリングレートおよび最小値のビットよりも良
い安定性において、18ビットの分解能および精度に対
して設計されていてよい。このような値は、これまで達
成できたとしても、非常に高い費用をかけてしか達成さ
れていなかった。
【0012】積分器の使用は、サンプル‐アンド‐ホー
ルド回路(S/H回路)が省略可能であるという驚異的
な利点を与える。別の構成のアナログ‐ディジタル変換
器では、ディジタル化の過程の間に入力電圧が変化する
際の誤りを避けるために、このようなサンプル‐アンド
‐ホールド回路が本来の変換器の前に接続されていなけ
ればならない。欠点としてその際には、ホールド段階の
間の入力電圧の変化が検出されず、またはサンプリング
段階の間の短時間の擾乱がホールド段階全体を通じて長
く凍結されることになる。測定結果を誤らせるこれらの
両効果は、本発明により可能となったサンプル‐アンド
‐ホールド回路の省略により避けられる。
ルド回路(S/H回路)が省略可能であるという驚異的
な利点を与える。別の構成のアナログ‐ディジタル変換
器では、ディジタル化の過程の間に入力電圧が変化する
際の誤りを避けるために、このようなサンプル‐アンド
‐ホールド回路が本来の変換器の前に接続されていなけ
ればならない。欠点としてその際には、ホールド段階の
間の入力電圧の変化が検出されず、またはサンプリング
段階の間の短時間の擾乱がホールド段階全体を通じて長
く凍結されることになる。測定結果を誤らせるこれらの
両効果は、本発明により可能となったサンプル‐アンド
‐ホールド回路の省略により避けられる。
【0013】好ましい実施例では、第1のアナログ‐デ
ィジタル変換器の分解能は4ビットと16ビットとの
間、特に好ましくは8ビットと14ビットとの間であ
る。これらの分解能値により、わずかな費用で偏差クラ
スの十分に細かい段階付けをすることができる。入力信
号が不変の際に、1単位(1LSB)だけのディジタル
‐アナログ変換器のレベル変化が、少なくとも1または
2または4単位のディジタルの積分器信号の変化を生じ
させることは好ましい。このことは変換器の適当な構成
によりおよび/またはアナログの差値のスケーリングに
より達成され得る。
ィジタル変換器の分解能は4ビットと16ビットとの
間、特に好ましくは8ビットと14ビットとの間であ
る。これらの分解能値により、わずかな費用で偏差クラ
スの十分に細かい段階付けをすることができる。入力信
号が不変の際に、1単位(1LSB)だけのディジタル
‐アナログ変換器のレベル変化が、少なくとも1または
2または4単位のディジタルの積分器信号の変化を生じ
させることは好ましい。このことは変換器の適当な構成
によりおよび/またはアナログの差値のスケーリングに
より達成され得る。
【0014】ディジタル‐アナログ変換器が非常に高い
精密さを有することは好ましい。なぜならば、その精度
は測定結果に直接的に影響するからである。ディジタル
‐アナログ変換器の分解能および精度が16ビットと2
4ビットとの間でありそして第1のアナログ‐ディジタ
ル変換器の分解能よりも少なくとも2ビットだけ、また
は少なくとも4ビットだけ、または少なくとも6ビット
だけ高いことが望ましい。
精密さを有することは好ましい。なぜならば、その精度
は測定結果に直接的に影響するからである。ディジタル
‐アナログ変換器の分解能および精度が16ビットと2
4ビットとの間でありそして第1のアナログ‐ディジタ
ル変換器の分解能よりも少なくとも2ビットだけ、また
は少なくとも4ビットだけ、または少なくとも6ビット
だけ高いことが望ましい。
【0015】特に高いシステム速度を得るため、ディジ
タル化された差信号を直接に制御装置または調節器に出
力する第2のアナログ‐ディジタル変換器が設けられて
いることは好ましい。この第2のアナログ‐ディジタル
変換器は、好ましい実施例では、第1のアナログ‐ディ
ジタル変換器と関連して上にあげられているような特性
を有する。
タル化された差信号を直接に制御装置または調節器に出
力する第2のアナログ‐ディジタル変換器が設けられて
いることは好ましい。この第2のアナログ‐ディジタル
変換器は、好ましい実施例では、第1のアナログ‐ディ
ジタル変換器と関連して上にあげられているような特性
を有する。
【0016】制御装置または調節器により、ディジタル
の積分器値またはディジタルの差値の大きさが最小化さ
れることは好ましい。制御装置はこの値に、ディジタル
‐アナログ変換器、差増幅器および第2のアナログ‐デ
ィジタル変換器もしくは積分器および第1のアナログ‐
ディジタル変換器を経て延びている内部の帰還結合ルー
プにより影響する。それに対して調節器は、変調器に供
給されるディジタルの操作値もしくは直接にスイッチン
グ出力段のスイッチング要素を駆動する役割をするディ
ジタルの操作値に追従する。その場合に帰還結合は出力
段から勾配電流および電流測定センサを経てアナログの
実際値信号への外部の調節ループを経て行われる。
の積分器値またはディジタルの差値の大きさが最小化さ
れることは好ましい。制御装置はこの値に、ディジタル
‐アナログ変換器、差増幅器および第2のアナログ‐デ
ィジタル変換器もしくは積分器および第1のアナログ‐
ディジタル変換器を経て延びている内部の帰還結合ルー
プにより影響する。それに対して調節器は、変調器に供
給されるディジタルの操作値もしくは直接にスイッチン
グ出力段のスイッチング要素を駆動する役割をするディ
ジタルの操作値に追従する。その場合に帰還結合は出力
段から勾配電流および電流測定センサを経てアナログの
実際値信号への外部の調節ループを経て行われる。
【0017】積分器が、予め定められた初期値(たとえ
ば零値)を設定するため、所要の初期状態をセットする
ための装置を有することが望ましい。
ば零値)を設定するため、所要の初期状態をセットする
ための装置を有することが望ましい。
【0018】好ましい実施例では、装置全体の自己診断
および/または自己調整のための装置が設けられてい
る。制御装置または調節器により駆動される別のディジ
タル‐アナログ変換器がオフセット補正の役割をするこ
とが望ましい。この別のディジタル‐アナログ変換器が
4ないし12ビットの精度および分解能と、精密なディ
ジタル‐アナログ変換器の分解能の数倍に過ぎない大き
さの操作範囲とを有することは好ましい。この別のディ
ジタル‐アナログ変換器により発生される較正信号は、
特に積分器の演算増幅器に供給され得る。このような自
己調整により装置の特に正確かつ長時間のドリフト補償
が達成される。
および/または自己調整のための装置が設けられてい
る。制御装置または調節器により駆動される別のディジ
タル‐アナログ変換器がオフセット補正の役割をするこ
とが望ましい。この別のディジタル‐アナログ変換器が
4ないし12ビットの精度および分解能と、精密なディ
ジタル‐アナログ変換器の分解能の数倍に過ぎない大き
さの操作範囲とを有することは好ましい。この別のディ
ジタル‐アナログ変換器により発生される較正信号は、
特に積分器の演算増幅器に供給され得る。このような自
己調整により装置の特に正確かつ長時間のドリフト補償
が達成される。
【0019】
【実施例】本発明の2つの実施例およびより多くの代替
的実施例を、図面を参照して詳細に説明する。
的実施例を、図面を参照して詳細に説明する。
【0020】図1に示されているアナログ‐ディジタル
変換器装置は、核スピントモグラフの勾配増幅器のなか
の調節ループの構成部分である。このアナログ‐ディジ
タル変換器装置は、アナログの入力信号AINをそれ自
体は公知の勾配電流‐測定センサ(図示せず)から受け
る。ディジタル化された出力調節器DOUTは、適当な
ディジタルの調節器(図示せず)によりその後の処理を
施される。
変換器装置は、核スピントモグラフの勾配増幅器のなか
の調節ループの構成部分である。このアナログ‐ディジ
タル変換器装置は、アナログの入力信号AINをそれ自
体は公知の勾配電流‐測定センサ(図示せず)から受け
る。ディジタル化された出力調節器DOUTは、適当な
ディジタルの調節器(図示せず)によりその後の処理を
施される。
【0021】アナログの入力信号AINは、演算増幅器
として構成されているアナログの差増幅器10の非反転
入力端に与えられている。差増幅器10の反転入力端
は、高精密のディジタル‐アナログ変換器12からアナ
ログの変換器信号ACNVを受ける。ディジタル‐アナ
ログ変換器12に与えられているディジタルの変換器値
DCNVは、ディジタルの出力値DOUTと同一であ
る。ディジタルの変換器値DCNVのワード幅は18ビ
ットであり、またディジタル‐アナログ変換器12は、
相応に高い分解能および数ppmの範囲内の精度を有す
る。
として構成されているアナログの差増幅器10の非反転
入力端に与えられている。差増幅器10の反転入力端
は、高精密のディジタル‐アナログ変換器12からアナ
ログの変換器信号ACNVを受ける。ディジタル‐アナ
ログ変換器12に与えられているディジタルの変換器値
DCNVは、ディジタルの出力値DOUTと同一であ
る。ディジタルの変換器値DCNVのワード幅は18ビ
ットであり、またディジタル‐アナログ変換器12は、
相応に高い分解能および数ppmの範囲内の精度を有す
る。
【0022】同じくppmの範囲内の精度を有する差増
幅器10は、積分器14に供給されるアナログの差信号
ADIFを発生する。積分器14の課題は、短時間の擾
乱パルスおよびランダム雑音の平均値を求めることであ
る。積分器14は出力信号としてアナログの積分器信号
AINTを供給し、この積分器信号は、ディジタルの積
分器値DINTを得るため、第1のアナログ‐ディジタ
ル変換器16によりディジタル化される。ディジタルの
積分器値DINTは、ディジタルの出力値DOUTを発
生する制御装置20に対する入力値としての役割をす
る。
幅器10は、積分器14に供給されるアナログの差信号
ADIFを発生する。積分器14の課題は、短時間の擾
乱パルスおよびランダム雑音の平均値を求めることであ
る。積分器14は出力信号としてアナログの積分器信号
AINTを供給し、この積分器信号は、ディジタルの積
分器値DINTを得るため、第1のアナログ‐ディジタ
ル変換器16によりディジタル化される。ディジタルの
積分器値DINTは、ディジタルの出力値DOUTを発
生する制御装置20に対する入力値としての役割をす
る。
【0023】差増幅器10のアナログの差信号ADIF
は、さらに第2のアナログ‐ディジタル変換器18によ
りディジタルの差信号DDIFに変換され、このディジ
タルの差信号は同じく制御装置20に供給される。両方
のディジタル値DINTおよびDDIFはそれぞれ8ビ
ット幅である。それに応じて両方のアナログ‐ディジタ
ル変換器16、18の分解能および精度は同じく約8ビ
ットである。
は、さらに第2のアナログ‐ディジタル変換器18によ
りディジタルの差信号DDIFに変換され、このディジ
タルの差信号は同じく制御装置20に供給される。両方
のディジタル値DINTおよびDDIFはそれぞれ8ビ
ット幅である。それに応じて両方のアナログ‐ディジタ
ル変換器16、18の分解能および精度は同じく約8ビ
ットである。
【0024】制御装置20は、ここに説明される実施例
では適当にプログラムされたディジタルプロセッサ、た
とえばディジタルの信号プロセッサ(DSP)として構
成されている。このプロセッサは、制御装置20として
のその機能とならんで、多数の他の課題を引き受け得
る。実施代替例では、制御装置20は集積されたディジ
タル回路、特にEPLD‐モジュール(EPLD=電気
的にプログラム可能な論理デバイス)である。ディジタ
ル値DINT、DDIF、DOUTは多くの並列な導線
上で、またはビットごとに直列に、または混合形態で制
御装置20へまたは制御装置20から伝送される。
では適当にプログラムされたディジタルプロセッサ、た
とえばディジタルの信号プロセッサ(DSP)として構
成されている。このプロセッサは、制御装置20として
のその機能とならんで、多数の他の課題を引き受け得
る。実施代替例では、制御装置20は集積されたディジ
タル回路、特にEPLD‐モジュール(EPLD=電気
的にプログラム可能な論理デバイス)である。ディジタ
ル値DINT、DDIF、DOUTは多くの並列な導線
上で、またはビットごとに直列に、または混合形態で制
御装置20へまたは制御装置20から伝送される。
【0025】積分器14は演算増幅器22を有し、この
演算増幅器は積分コンデンサ24および入力抵抗26と
共に積分器段を構成している。制御装置20により駆動
されるスイッチ28(リレーまたは半導体スイッチによ
り構成されていてよい)により、積分器14を定義され
た初期状態にセットするため、積分コンデンサ24が放
電される。
演算増幅器は積分コンデンサ24および入力抵抗26と
共に積分器段を構成している。制御装置20により駆動
されるスイッチ28(リレーまたは半導体スイッチによ
り構成されていてよい)により、積分器14を定義され
た初期状態にセットするため、積分コンデンサ24が放
電される。
【0026】8ビットの精度を有する別のディジタル‐
アナログ変換器30は、ディジタルの較正値DCALを
制御装置20から受け、またアナログの較正信号ACA
Lを発生する。アナログの較正信号ACALは、積分器
14と、より詳しくはその演算増幅器22と接続されて
いる。それは自動的な較正過程の間に演算増幅器22の
オフセット補償の役割をする。
アナログ変換器30は、ディジタルの較正値DCALを
制御装置20から受け、またアナログの較正信号ACA
Lを発生する。アナログの較正信号ACALは、積分器
14と、より詳しくはその演算増幅器22と接続されて
いる。それは自動的な較正過程の間に演算増幅器22の
オフセット補償の役割をする。
【0027】図1に示されているアナログ‐ディジタル
変換器装置の作動の際には、アナログの入力信号AIN
とアナログの変換器信号ACNVとの間の偏差を可能な
かぎり最小化する、または小さく保つ目的のもとに、制
御装置20がディジタルの変換器値DCNV、従ってま
たディジタルの出力値DOUTを発生する。理想的な場
合に、両方のアナログ信号AINおよびACNVが合致
するならば、ディジタルの出力値DOUTはアナログの
入力信号AINをディジタル化したものであり、その精
度はディジタル‐アナログ変換器12の精度に関係す
る。
変換器装置の作動の際には、アナログの入力信号AIN
とアナログの変換器信号ACNVとの間の偏差を可能な
かぎり最小化する、または小さく保つ目的のもとに、制
御装置20がディジタルの変換器値DCNV、従ってま
たディジタルの出力値DOUTを発生する。理想的な場
合に、両方のアナログ信号AINおよびACNVが合致
するならば、ディジタルの出力値DOUTはアナログの
入力信号AINをディジタル化したものであり、その精
度はディジタル‐アナログ変換器12の精度に関係す
る。
【0028】たとえばアナログの入力信号AINがアナ
ログの変換器信号ACNVよりも大きいならば、差増幅
器10は正のアナログの差信号ADIFを発生し、それ
によって正のディジタルの信号DDIFが生ずる。ここ
に示されている実施例では、積分器14は反転して作用
するので、アナログの積分器信号AINTは徐々に減少
しそして最後には負になる。ディジタルの積分器信号D
INTは相応して変化する。制御装置20はそれに反応
して、アナログの変換器信号ACNVをアナログの入力
信号AINに適合させるため、ディジタルの出力値DO
UTを高める。逆に、現在のアナログの変換器信号AC
NVがアナログの入力信号AINよりも大きいならば、
制御装置20はディジタルの出力値DOUTを減ずる。
ログの変換器信号ACNVよりも大きいならば、差増幅
器10は正のアナログの差信号ADIFを発生し、それ
によって正のディジタルの信号DDIFが生ずる。ここ
に示されている実施例では、積分器14は反転して作用
するので、アナログの積分器信号AINTは徐々に減少
しそして最後には負になる。ディジタルの積分器信号D
INTは相応して変化する。制御装置20はそれに反応
して、アナログの変換器信号ACNVをアナログの入力
信号AINに適合させるため、ディジタルの出力値DO
UTを高める。逆に、現在のアナログの変換器信号AC
NVがアナログの入力信号AINよりも大きいならば、
制御装置20はディジタルの出力値DOUTを減ずる。
【0029】ディジタルの出力値DOUTを可能なかぎ
り速くアナログの入力信号AINに適合させるため、制
御装置20はディジタルの出力値DOUTを、瞬時の偏
差に関係するステップ幅で変更する。このステップ幅は
ディジタル値DINTおよびDDIFの大きさから決定
される。たとえば直線的な関係がステップ幅と両方のデ
ィジタル値DINTおよびDDIFの平均値との間に存
在する。しかしDINT、DDIFと変化速度との間の
任意な他の関係も可能である。実施代替例では、わずか
な且つ相違する(極端な場合にはただ単一の)変化速度
しか存在しないように、アナログ‐ディジタル変換器1
6、18はわずかな出力ワード幅しか有していない。
り速くアナログの入力信号AINに適合させるため、制
御装置20はディジタルの出力値DOUTを、瞬時の偏
差に関係するステップ幅で変更する。このステップ幅は
ディジタル値DINTおよびDDIFの大きさから決定
される。たとえば直線的な関係がステップ幅と両方のデ
ィジタル値DINTおよびDDIFの平均値との間に存
在する。しかしDINT、DDIFと変化速度との間の
任意な他の関係も可能である。実施代替例では、わずか
な且つ相違する(極端な場合にはただ単一の)変化速度
しか存在しないように、アナログ‐ディジタル変換器1
6、18はわずかな出力ワード幅しか有していない。
【0030】制御装置20は、変更されたディジタルの
出力値DOUTを、予め定められた式関係の評価により
および/または出力値DOUTに対する変更データを値
DINTおよびDDIFに関係して含んでいる予め計算
されたルックアップテーブルへのアクセスにより決定す
る。
出力値DOUTを、予め定められた式関係の評価により
および/または出力値DOUTに対する変更データを値
DINTおよびDDIFに関係して含んでいる予め計算
されたルックアップテーブルへのアクセスにより決定す
る。
【0031】図1に示されている回路のより簡単な実施
代替例では、第2のアナログ‐ディジタル変換器18が
省略されている。その場合にディジタルの出力値DOU
Tはディジタルの積分器値DINTに関係してのみ決定
される。
代替例では、第2のアナログ‐ディジタル変換器18が
省略されている。その場合にディジタルの出力値DOU
Tはディジタルの積分器値DINTに関係してのみ決定
される。
【0032】システムの初期化の際には,積分コンデン
サ24の充電状態は定義されていない。従って、積分コ
ンデンサ24を放電させるため、制御装置20により短
時間だけスイッチ28が閉じられる。実施代替例では,
スイッチ28は存在していない。その代わりに、積分器
14が内部の調節ループを介して可変のステップ幅を有
するアップ/ダウンカウンタの使用のもとに,零または
他の所望の出発値に調節される初期化段階が実行され
る。
サ24の充電状態は定義されていない。従って、積分コ
ンデンサ24を放電させるため、制御装置20により短
時間だけスイッチ28が閉じられる。実施代替例では,
スイッチ28は存在していない。その代わりに、積分器
14が内部の調節ループを介して可変のステップ幅を有
するアップ/ダウンカウンタの使用のもとに,零または
他の所望の出発値に調節される初期化段階が実行され
る。
【0033】勾配増幅器がスイッチオンの後に、または
測定の間の休止時間中に作動していないならば、アナロ
グの入力信号AINは値零を有する。理想的な場合に
は、そのときディジタルの値DINT、DDIFおよび
DCNVはすべて零に等しい。これらの値からの偏差
は、ディジタル‐アナログ変換器装置の自己診断のため
に利用される。
測定の間の休止時間中に作動していないならば、アナロ
グの入力信号AINは値零を有する。理想的な場合に
は、そのときディジタルの値DINT、DDIFおよび
DCNVはすべて零に等しい。これらの値からの偏差
は、ディジタル‐アナログ変換器装置の自己診断のため
に利用される。
【0034】一層詳細に言えば、ディジタルの積分器信
号DINTの値零を達成するために、ディジタル‐アナ
ログ変換器12に与えられなければならないディジタル
の変換器値DCNVは、ディジタル‐アナログ変換器1
2、差増幅器10、積分器14および第1のアナログ‐
ディジタル変換器16のなかの偏差または誤差の和に相
当する。ディジタルの変換器値DCNVが予め定められ
た限界を超過する場合には、このことが制御装置20に
より誤機能として評価され、また装置制御に報知され
る。値DINTそして存在する場合にはDDIFも、制
御装置20により誤りを局限するために評価される。
号DINTの値零を達成するために、ディジタル‐アナ
ログ変換器12に与えられなければならないディジタル
の変換器値DCNVは、ディジタル‐アナログ変換器1
2、差増幅器10、積分器14および第1のアナログ‐
ディジタル変換器16のなかの偏差または誤差の和に相
当する。ディジタルの変換器値DCNVが予め定められ
た限界を超過する場合には、このことが制御装置20に
より誤機能として評価され、また装置制御に報知され
る。値DINTそして存在する場合にはDDIFも、制
御装置20により誤りを局限するために評価される。
【0035】アナログ‐ディジタル変換器装置の製造お
よび保守の際には、一般にディジタル‐アナログ変換器
12、差増幅器10、積分器14および両方のアナログ
‐ディジタル変換器16における偏差またはオフセット
を補償する必要がある。このオフセットを補正するた
め、実施代替例では、適当な自動もしくは手動の補償装
置が前記の構成部分の各々に対して設けられる。ここに
説明される実施例では、積分器14のオフセット補償が
アナログの較正信号ACALを用いて行われる。この補
償によりディジタル‐アナログ変換器12、差増幅器1
0、積分器14の偏差が共通に補正される。
よび保守の際には、一般にディジタル‐アナログ変換器
12、差増幅器10、積分器14および両方のアナログ
‐ディジタル変換器16における偏差またはオフセット
を補償する必要がある。このオフセットを補正するた
め、実施代替例では、適当な自動もしくは手動の補償装
置が前記の構成部分の各々に対して設けられる。ここに
説明される実施例では、積分器14のオフセット補償が
アナログの較正信号ACALを用いて行われる。この補
償によりディジタル‐アナログ変換器12、差増幅器1
0、積分器14の偏差が共通に補正される。
【0036】オフセット補償は、ここに説明される実施
例では、前記の自己診断に続いて勾配増幅器がスイッチ
オンの後に、または測定の間の休止時間中に、アナログ
の入力信号AINが値零を有する場合に限り行われる。
この補償のために制御装置20は、積分器14のドリフ
トを予め定められた測定間隔にわたって最小化する目的
で、ディジタルの較正信号DCALを変更する。別のデ
ィジタル‐アナログ変換器30は、オフセット補償の操
作範囲がディジタルの積分器値DINTのごくわずかな
単位であるようにディメンジョニングされている。それ
により非常に正確な補償および長時間のドリフト補償が
可能である。
例では、前記の自己診断に続いて勾配増幅器がスイッチ
オンの後に、または測定の間の休止時間中に、アナログ
の入力信号AINが値零を有する場合に限り行われる。
この補償のために制御装置20は、積分器14のドリフ
トを予め定められた測定間隔にわたって最小化する目的
で、ディジタルの較正信号DCALを変更する。別のデ
ィジタル‐アナログ変換器30は、オフセット補償の操
作範囲がディジタルの積分器値DINTのごくわずかな
単位であるようにディメンジョニングされている。それ
により非常に正確な補償および長時間のドリフト補償が
可能である。
【0037】図2に示されている実施例は図1の実施例
に非常に類似しているので、前記の説明が広範囲に参照
される。図2による回路は、アナログの実際値信号AF
BSを入力信号として受けそしてディジタルの操作値D
AVを出力値として発生する勾配増幅器の調節装置であ
る。
に非常に類似しているので、前記の説明が広範囲に参照
される。図2による回路は、アナログの実際値信号AF
BSを入力信号として受けそしてディジタルの操作値D
AVを出力値として発生する勾配増幅器の調節装置であ
る。
【0038】図2によれば、制御装置20の代わりに調
節器32が設けられているが、この調節器は制御装置2
0と同じく適当にプログラムされたDSPとして、また
はEPLDとして構成されていてよい。ディジタル‐ア
ナログ変換器12は目標値発生器34からディジタルの
目標値DRIVを受ける。目標値発生器34は、勾配増
幅器により供給すべき電流波形の特性を含んでいるメモ
リモジュールを有し得る。さらに目標値発生器34は、
調節器32をも実現するDSPのプログラムルーチンと
して構成されていてよい。
節器32が設けられているが、この調節器は制御装置2
0と同じく適当にプログラムされたDSPとして、また
はEPLDとして構成されていてよい。ディジタル‐ア
ナログ変換器12は目標値発生器34からディジタルの
目標値DRIVを受ける。目標値発生器34は、勾配増
幅器により供給すべき電流波形の特性を含んでいるメモ
リモジュールを有し得る。さらに目標値発生器34は、
調節器32をも実現するDSPのプログラムルーチンと
して構成されていてよい。
【0039】ディジタル‐アナログ変換器12は、アナ
ログの目標値信号ARISを差増幅器10に出力する。
この信号はアナログの変換器信号ACNVと同じく、両
方のディジタル値DINTおよびDDIFを得るために
処理される。その際にディジタルの差値DDIFは制御
偏差として解釈可能であり、他方においてディジタルの
積分器値DINTは電流調節のI成分を与える。
ログの目標値信号ARISを差増幅器10に出力する。
この信号はアナログの変換器信号ACNVと同じく、両
方のディジタル値DINTおよびDDIFを得るために
処理される。その際にディジタルの差値DDIFは制御
偏差として解釈可能であり、他方においてディジタルの
積分器値DINTは電流調節のI成分を与える。
【0040】調節器32はディジタル値DINTおよび
DDIFを、それ自体は公知のPI調節法に従って処理
する。ここでも、ディジタル値DINTおよびDDIF
を最小化することが調節過程の目的設定である。これは
間接的に、ディジタルの操作値DAVが、直接にもしく
は変調器を介して、勾配増幅器のスイッチング出力段
(図示せず)を駆動することにより行われる。スイッチ
ング出力段により発生される勾配電流は、電流変成器
(図示せず)により測定される。電流変成器は勾配電流
に比例するアナログの実際値信号AFBSを発生し、こ
の実際値信号が差増幅器10に与えられている。
DDIFを、それ自体は公知のPI調節法に従って処理
する。ここでも、ディジタル値DINTおよびDDIF
を最小化することが調節過程の目的設定である。これは
間接的に、ディジタルの操作値DAVが、直接にもしく
は変調器を介して、勾配増幅器のスイッチング出力段
(図示せず)を駆動することにより行われる。スイッチ
ング出力段により発生される勾配電流は、電流変成器
(図示せず)により測定される。電流変成器は勾配電流
に比例するアナログの実際値信号AFBSを発生し、こ
の実際値信号が差増幅器10に与えられている。
【図1】本発明によるアナログ‐ディジタル変換器装置
のブロック回路図。
のブロック回路図。
【図2】勾配増幅器の本発明による調節装置のブロック
回路図。
回路図。
10 差増幅器 12 ディジタル‐アナログ変換器 14 積分器 16 第1のアナログ‐ディジタル変換器 18 第2のアナログ‐ディジタル変換器 20 制御装置 22 演算増幅器 24 積分コンデンサ 26 入力抵抗 28 スイッチ 30 別のディジタル‐アナログ変換器 32 調節器 34 目標値発生器 ACAL アナログの較正信号 ACNV アナログの変換器信号 ADIF アナログの差信号 AFBS アナログの実際値信号(フィードバック信
号) AIN アナログの入力信号 AINT アナログの積分器信号 ARIS アナログの目標値信号(参照入力信号) DAV ディジタルの操作値 DCAL ディジタルの較正値 DCNV ディジタルの変換器値 DDIF ディジタルの差値 DINT ディジタルの積分器値 DOUT ディジタルの出力値 DRIV ディジタルの目標値信号(参照入力信号)
号) AIN アナログの入力信号 AINT アナログの積分器信号 ARIS アナログの目標値信号(参照入力信号) DAV ディジタルの操作値 DCAL ディジタルの較正値 DCNV ディジタルの変換器値 DDIF ディジタルの差値 DINT ディジタルの積分器値 DOUT ディジタルの出力値 DRIV ディジタルの目標値信号(参照入力信号)
Claims (14)
- 【請求項1】 特に勾配増幅器のための調節装置に対す
るアナログ‐ディジタル変換器装置であって、 −アナログの入力信号(AIN)をアナログの変換器信
号(ACNV)と比較してアナログの差信号(ADI
F)を発生するための差増幅器(10)と、 −ディジタルの変換器値(DCNV)からアナログの変
換器信号(ACNV)を発生するためのディジタル‐ア
ナログ変換器(12)と、 −アナログ‐ディジタル変換器装置の出力値(DOU
T)としてディジタルの変換器値(DCNV)を発生す
るための制御装置(20)とを有するアナログ‐ディジ
タル変換器装置において、 −アナログの差信号(ADIF)を積分するためおよび
アナログの積分器信号(AINT)を発生するための積
分器(14)が設けられており、 −アナログの積分器信号(AINT)からディジタルの
積分器値(DINT)を発生するための第1のアナログ
‐ディジタル変換器(16)が設けられており、そして −制御装置(20)が、ディジタルの変換器値(DCN
V)を少なくともディジタルの積分器値(DINT)に
関係して決定するべく構成されていることを特徴とする
アナログ‐ディジタル変換装置。 - 【請求項2】 アナログの差信号(ADIF)からディ
ジタルの差値(DDIF)を発生するための第2のアナ
ログ‐ディジタル変換器(18)が設けられておりそし
て制御装置(20)が、ディジタルの変換器値(DCN
V)をさらにディジタルの差値(DDIF)に関係して
決定するべく構成されていることを特徴とする請求項1
記載のアナログ‐ディジタル変換器装置。 - 【請求項3】 制御装置(20)が、ディジタルの積分
器値(DINT)および場合によってはディジタルの差
値(DDIF)を最小化するため、ディジタルの変換器
値(DCNV)を決定することを特徴とする請求項1ま
たは2記載のアナログ‐ディジタル変換器装置。 - 【請求項4】 ディジタル‐アナログ変換器(12)の
分解能が第1および/または第2のアナログ‐ディジタ
ル変換器(16、18)の分解能よりも少なくとも2ビ
ットだけ高いことを特徴とする請求項1ないし3の1つ
に記載のアナログ‐ディジタル変換器装置。 - 【請求項5】 第1および/または第2のアナログ‐デ
ィジタル変換器(16、18)の分解能が少なくとも4
ビット、好ましくは少なくとも8ビットであることを特
徴とする請求項1ないし4の1つに記載のアナログ‐デ
ィジタル変換器装置。 - 【請求項6】 積分器(14)が所要の初期状態をセッ
トするための装置を有することを特徴とする請求項1な
いし5の1つに記載のアナログ‐ディジタル変換器装
置。 - 【請求項7】 制御装置(20)からディジタルの較正
値(DCAL)を受け、そして好ましくは積分器(1
4)に供給するため、アナログの較正信号(ACAL)
を出力する別のディジタル‐アナログ変換器(0)が設
けられていることを特徴とする請求項1ないし6の1つ
に記載のアナログ‐ディジタル変換器装置。 - 【請求項8】 勾配増幅器に対する調節装置であって、 −ディジタルの目標値(DRIV)を発生するための目
標値発生器(34)と、 −ディジタルの目標値(DRIV)からアナログの目標
値信号(ARIS)を発生するためのディジタル‐アナ
ログ変換器(12)と、 −アナログの実際値信号(AFBS)をアナログの目標
値信号(ARIS)と比較しそしてアナログの差信号
(ADIF)を発生するための差増幅器(10)と、 −アナログの差信号(ADIF)を積分しそしてアナロ
グの積分器信号(AINT)を発生するための積分器
(14)と、 −アナログの積分器信号(AINT)からディジタルの
積分器値(DINT)を発生するための第1のアナログ
‐ディジタル変換器(16)と、 −少なくともディジタルの積分器値(DINT)に関係
してディジタルの操作値(DAV)を発生するための調
節器(32)とを有することを特徴とする調節装置。 - 【請求項9】 アナログの差信号(ADIF)からディ
ジタルの差値(DDIF)を発生するための第2のアナ
ログ‐ディジタル変換器(18)が設けられており、ま
た調節器(32)が、ディジタルの操作値(DAV)を
さらにディジタルの差値(DDIF)に関係して決定す
るべく構成されていることを特徴とする請求項6記載の
調節装置。 - 【請求項10】 調節器(32)が、ディジタルの積分
器値(DINT)および場合によってはディジタルの差
値(DDIF)を最小化するため、ディジタルの操作値
(DAV)を決定することを特徴とする請求項8または
9記載の調節装置。 - 【請求項11】 ディジタル‐アナログ変換器(12)
の分解能が第1および/または第2のアナログ‐ディジ
タル変換器(16、18)の分解能よりも少なくとも2
ビットだけ高いことを特徴とする請求項8ないし10の
1つに記載のアナログ‐ディジタル変換器装置。 - 【請求項12】 第1および/または第2のアナログ‐
ディジタル変換器(16、18)の分解能が少なくとも
4ビット、好ましくは少なくとも8ビットであることを
特徴とする請求項8ないし11の1つに記載の調節装
置。 - 【請求項13】 積分器(14)が所要の初期状態をセ
ットするための装置を有することを特徴とする請求項8
ないし12の1つに記載の調節装置。 - 【請求項14】 制御装置(20)からディジタルの較
正値(DCAL)を受け、また、好ましくは積分器(1
4)に供給するため、アナログの較正信号(ACAL)
を出力する別のディジタル‐アナログ変換器(0)が設
けられていることを特徴とする請求項8ないし13の1
つに記載の調節装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19837440A DE19837440C2 (de) | 1998-08-18 | 1998-08-18 | Analog/Digital-Wandlervorrichtung und Regelvorrichtung für einen Gradientenverstärker |
DE19837440.9 | 1998-08-18 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000151409A true JP2000151409A (ja) | 2000-05-30 |
Family
ID=7877908
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11229311A Withdrawn JP2000151409A (ja) | 1998-08-18 | 1999-08-13 | アナログ―ディジタル変換器装置および勾配増幅器の調節装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6285304B1 (ja) |
JP (1) | JP2000151409A (ja) |
DE (1) | DE19837440C2 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10008051B4 (de) * | 2000-02-22 | 2006-09-28 | Siemens Ag | Betriebsverfahren für einen Magnetresonanztomographen und Magnetresonanztomograph selbst |
DE10025284C2 (de) * | 2000-05-22 | 2002-06-13 | Siemens Ag | Regelkreisvorrichtung für ein Gradientensystem eines Magnetresonanzgeräts |
US6854076B2 (en) * | 2001-04-03 | 2005-02-08 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for calibration of an electronic device |
DE10224354C1 (de) * | 2002-05-29 | 2003-10-02 | Siemens Metering Ag Zug | Schaltungsanordnung und Verfahren zur Kompensation von Änderungen eines Übertragungsfaktors einer Magnetfeldsensoranordnung |
US7239143B2 (en) * | 2003-05-20 | 2007-07-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Digital magnetic resonance gradient pre-emphasis |
DE10353965A1 (de) * | 2003-11-19 | 2005-06-09 | Siemens Ag | Verstärker mit endstufen-gesteuerter Regelung |
GB2446844B (en) * | 2006-12-05 | 2011-05-25 | Wolfson Microelectronics Plc | Callibration circuit and asociated method |
WO2010004492A1 (en) | 2008-07-11 | 2010-01-14 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Digital amplifier with feedforward and feedback control |
EP3175252A1 (en) | 2014-07-30 | 2017-06-07 | Koninklijke Philips N.V. | Gradient amplifier system for driving a gradient coil and configuration method |
CN104931901B (zh) * | 2015-06-12 | 2017-09-29 | 杭州永川科技有限公司 | 一种用于磁感应成像的信号激励和数据采集装置及方法 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4764752A (en) | 1987-06-15 | 1988-08-16 | Ormond Alfred N | Analog to digital converter having no zero or span drift |
DE3801774A1 (de) * | 1988-01-22 | 1989-07-27 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Hochaufloesender interpolativer analog-digital-wandler mit ueberabtastung und speziellem digital-analog-wandler in der rueckfuehrung |
DE19511833C2 (de) * | 1995-03-30 | 1998-04-23 | Siemens Ag | Gradientenstromversorgung für ein Kernspintographiegerät |
DE19706756C2 (de) | 1997-02-20 | 2001-08-09 | Siemens Ag | Gradientenverstärker für einen Kernspintomographen und Kernspintomograph |
DE19842033C2 (de) * | 1998-09-14 | 2000-08-10 | Siemens Ag | Gradientenverstärker eines Kernspintomographen und Verfahren zum Regeln eines Gradientenverstärkers |
-
1998
- 1998-08-18 DE DE19837440A patent/DE19837440C2/de not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-08-13 JP JP11229311A patent/JP2000151409A/ja not_active Withdrawn
- 1999-08-16 US US09/375,040 patent/US6285304B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19837440C2 (de) | 2000-05-31 |
US6285304B1 (en) | 2001-09-04 |
DE19837440A1 (de) | 2000-02-24 |
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