JP2000151286A - Direct conversion receiver - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、移動体通信、衛
星通信等に利用される、高周波信号をベースバンド信号
に直接変換して受信を行うダイレクトコンバージョン受
信機に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a direct conversion receiver used for mobile communication, satellite communication, and the like, which directly converts a high-frequency signal into a baseband signal and performs reception.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図５は例えば、Ｃ．Ｔａｋａｈａｓｈｉ
ｅｔ．ａｌ．，“１．９ＧＨｚ Ｓｉ Ｄｉｒｅｃｔ
Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｖｅｒ ＩＣ ｆｏ
ｒ ＱＰＳＫ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ
ｓ”，ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，
Ｖｏｌ．Ｅ−７９−Ｃ，Ｎｏ．５，Ｍａｙ １９９６，
ｐｐ．６４４〜６４９の図４に示されたダイレクトコン
バージョンミクサ回路を用いた、従来のダイレクトコン
バージョン受信機を示すブロック図である。2. Description of the Related Art FIG. Takahashi
et. al. , “1.9 GHz Si Direct
Conversion Receiver IC fo
r QPSK Modulation System
s ", IEICE Trans. Electron.,
Vol. E-79-C, No. 5, May 1996,
pp. FIG. 6 is a block diagram showing a conventional direct conversion receiver using the direct conversion mixer circuits 644 to 649 shown in FIG. 4.
【０００３】図において、１は高周波信号が入力される
高周波信号入力端子（以下、ＲＦ入力端子という）、２
ａ，２ｂは局部発振波が差動で入力される局部発振波入
力端子（以下、ＬＯ入力端子という）であり、３はベー
スバンド信号が出力されるベースバンド信号出力端子
（以下、ＢＢ出力端子という）である。また、４は高周
波信号を増幅するプリアンプであり、５は増幅された高
周波信号の周波数帯域を制限するためのコンデンサ、６
は周波数帯域が制限された高周波信号と局部発振波とを
周波数混合する基本波形ダイレクトコンバージョンミク
サであり、７は基本波形ダイレクトコンバージョンミク
サ６より差動出力されるベースバンド信号を単相信号に
変換する差動合成器、８は単相のベースバンド信号を増
幅する低雑音ベースバンド増幅器である。In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a high-frequency signal input terminal (hereinafter, referred to as an RF input terminal) to which a high-frequency signal is input;
Reference numerals a and 2b denote local oscillation wave input terminals (hereinafter, referred to as LO input terminals) to which local oscillation waves are differentially input, and reference numeral 3 denotes a baseband signal output terminal (hereinafter, a BB output terminal) from which a baseband signal is output. It is). Reference numeral 4 denotes a preamplifier for amplifying the high-frequency signal, 5 a capacitor for limiting the frequency band of the amplified high-frequency signal, 6
Is a basic waveform direct conversion mixer for frequency-mixing a high frequency signal with a limited frequency band and a local oscillation wave, and 7 converts a baseband signal differentially output from the basic waveform direct conversion mixer 6 into a single-phase signal. A differential combiner 8 is a low-noise baseband amplifier that amplifies a single-phase baseband signal.
【０００４】次に動作について説明する。ＲＦ入力端子
１より入力された高周波信号はプリアンプ４で増幅さ
れ、コンデンサ５によってベースバンド信号の周波数帯
域（以下、ベースバンド周波数帯域という）の成分がカ
ットされる。このとき、プリアンプ４で発生する２次歪
みはベースバンド周波数帯域となるため、当該２次歪み
はコンデンサ５によって減衰させることができる。ベー
スバンド周波数帯域が制限された高周波信号は基本波形
ダイレクトコンバージョンミクサ６においてＬＯ入力端
子２ａ，２ｂより差動入力された局部発振波との周波数
混合が行われ、差動のベースバンド信号となって出力さ
れる。基本波形ダイレクトコンバージョンミクサ６より
差動出力されたベースバンド信号は、差動合成器７によ
って単相のベースバンド信号に変換されて低雑音ベース
バンド増幅器８に入力され、この低雑音ベースバンド増
幅器８で増幅されてＢＢ出力端子３より出力される。Next, the operation will be described. The high-frequency signal input from the RF input terminal 1 is amplified by the preamplifier 4, and the component of the frequency band of the baseband signal (hereinafter referred to as baseband frequency band) is cut by the capacitor 5. At this time, since the secondary distortion generated in the preamplifier 4 is in the baseband frequency band, the secondary distortion can be attenuated by the capacitor 5. The high-frequency signal whose baseband frequency band is limited is subjected to frequency mixing with a local oscillation wave differentially input from the LO input terminals 2a and 2b in the basic waveform direct conversion mixer 6 to become a differential baseband signal. Is output. The baseband signal differentially output from the basic waveform direct conversion mixer 6 is converted into a single-phase baseband signal by the differential combiner 7 and input to the low-noise baseband amplifier 8. And is output from the BB output terminal 3.
【０００５】このように構成されたダイレクトコンバー
ジョン受信機においては、プリアンプ４を用いること
で、ＲＦ入力端子１からみたＮＦ（雑音指数；Ｎｏｉｓ
ｅ Ｆｉｇｕｅｒ）は良くなっているが、基本波形ダイ
レクトコンバージョンミクサ６へ入力される高周波信号
のレベルが高くなるため、基本波形ダイレクトコンバー
ジョンミクサ６の２次の相互変調、３次の相互変調によ
りベースバンド周波数帯域に不要波が発生し、受信機の
感度劣化を起こす。また、低雑音ベースバンド増幅器８
で発生する２次の相互変調および３次の相互変調に対し
ても対策がなされていない。[0005] In the direct conversion receiver thus configured, by using the preamplifier 4, NF (noise figure; Nois) as viewed from the RF input terminal 1 is obtained.
e Figure) is improved, but since the level of the high-frequency signal input to the basic waveform direct conversion mixer 6 is high, the baseband is obtained by the second-order and third-order intermodulation of the basic waveform direct-conversion mixer 6. Unwanted waves are generated in the frequency band, causing the sensitivity of the receiver to deteriorate. In addition, the low-noise baseband amplifier 8
No countermeasures are taken against the second-order and third-order intermodulation occurring in the above.
【０００６】次に、ダイレクトコンバージョンミクサで
発生する２次の相互変調に対する対策を行った場合につ
いて示す。図６は例えば、Ｍ．Ｓｉｍｏｚａｗａ ｅ
ｔ．ａｌ．，“Ａ Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｅｖｅｎ
Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｉｘｅｒ
Ｕｓｉｎｇ ａ Ｂａｌａｎｃｅ Ｔｙｐｅ ９０Ｄ
ｅｇｒｅｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ ｆｏｒ Ｄ
ｉｒｅｃｔ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｖｅｒ
ｓ”，ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ
ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄ
ｉｇｅｓｔ ＴＵ３Ｂ−３，１９９８，ｐｐ．１７５〜
１７８の図１に示されたダイレクトコンバージョン受信
機のうちの、偶高調波形ダイレクトコンバージョンミク
サとベースバンド増幅器の部分を抜き出して示したブロ
ック図であり、相当する部分には図５と同一符号を付し
てその説明を省略する。Next, a case will be described in which countermeasures are taken against secondary intermodulation generated in the direct conversion mixer. FIG. Simozawa e
t. al. , "A Monolithic Even
Harmonic Quadrature Mixer
Using a Balance Type 90D
egure Phase Shifter for D
direct Conversion Receiver
s ", IEEE Microwave Theory
and Technique Symposium D
i.e. test TU3B-3,1998, pp. 175-
FIG. 178 is a block diagram showing a portion of the direct-conversion receiver shown in FIG. 178 of the even-waveform direct-conversion mixer and the baseband amplifier, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals as in FIG. The description is omitted.
【０００７】図において、９は局部発振波が単相で入力
されて、ベースバンド信号を単相で出力する偶高調波形
ダイレクトコンバージョンミクサであり、２はこの偶高
調波形ダイレクトコンバージョンミクサ９へ単相の局部
発振波を入力するためのＬＯ入力端子である。In the figure, reference numeral 9 denotes an even harmonic direct conversion mixer which receives a local oscillation wave in a single phase and outputs a baseband signal in a single phase. Reference numeral 2 denotes a single phase to the even harmonic direct conversion mixer 9. LO input terminal for inputting the local oscillation wave.
【０００８】次に動作について説明する。偶高調波形ダ
イレクトコンバージョンミクサ９は、ＲＦ入力端子１よ
り入力された高周波信号とＬＯ入力端子２より入力され
た単相の局部発振波とを周波数混合して、単相のベース
バンド信号を出力する。このベースバンド信号は低雑音
ベースバンド増幅器８に入力されて増幅され、ＢＢ出力
端子３に出力される。このように、偶高調波形ダイレク
トコンバージョンミクサ９の出力端子に直接低雑音ベー
スバンド増幅器８を接続することにより、ＲＦ入力端子
１からみたＮＦを改善している。Next, the operation will be described. The even harmonic direct conversion mixer 9 frequency-mixes a high-frequency signal input from the RF input terminal 1 and a single-phase local oscillation wave input from the LO input terminal 2 to output a single-phase baseband signal. . This baseband signal is input to the low-noise baseband amplifier 8, amplified, and output to the BB output terminal 3. As described above, by connecting the low-noise baseband amplifier 8 directly to the output terminal of the even-harmonic waveform direct conversion mixer 9, NF seen from the RF input terminal 1 is improved.
【０００９】次に、この偶高調波形ダイレクトコンバー
ジョンミクサ９の動作についてさらに詳しく説明する。
図７は１９９５年電子情報通信学会総合大会、講演予稿
集分冊３、Ｃ−８７、伊東健治 他、「ダイレクトコン
バータ用偶高調波ミクサの偶数次混合特性」の図２に示
された、偶高調波形ダイレクトコンバージョンミクサの
構成例を示すブロック図である。Next, the operation of the even harmonic waveform direct conversion mixer 9 will be described in more detail.
FIG. 7 is a diagram of the 1995 IEICE General Conference, Proceedings Volume 3, C-87, Kenji Ito et al., “Even-Order Mixing Characteristics of Even-Harmonic Mixers for Direct Converters,” FIG. It is a block diagram which shows the example of a structure of a waveform direct conversion mixer.
【００１０】図において、１０はこの偶高調波形ダイレ
クトコンバージョンミクサのＲＦ入力端子、１１は同じ
くＬＯ入力端子であり、１２はＢＢ出力端子である。ま
た、１３はこの偶高調波形ダイレクトコンバージョンミ
クサを形成するアンチパラレルダイオードペア（以下、
ＡＰＤＰという）であり、１４ａ，１４ｂは互いに逆極
性に並列接続されてこのＡＰＤＰ１３を構成している、
例えばショットキーダイオードなどのミクサダイオード
である。１５はＡＰＤＰ１３の一方の接続端（以下、端
子ａという）に接続された先端開放スタブであり、１６
はＡＰＤＰ１３の他方の接続端（以下、端子ｂという）
に接続された先端短絡スタブである。１７はＲＦ入力端
子１０とＡＰＤＰ１３の端子ａとの間に挿入された直流
カット用のコンデンサであり、１８はＢＢ出力端子１２
とＡＰＤＰ１３の端子ａとの間に挿入された高周波カッ
ト用のチョークコイルである。In FIG. 1, reference numeral 10 denotes an RF input terminal of the even harmonic waveform direct conversion mixer, 11 denotes an LO input terminal, and 12 denotes a BB output terminal. Reference numeral 13 denotes an anti-parallel diode pair (hereinafter, referred to as an even-parallel waveform direct conversion mixer).
14a and 14b are connected in parallel with opposite polarities to constitute the APDP 13.
For example, it is a mixer diode such as a Schottky diode. Reference numeral 15 denotes an open-end stub connected to one connection end (hereinafter, referred to as a terminal a) of the APDP 13;
Is the other connection end of the APDP 13 (hereinafter referred to as terminal b)
Is a stub connected to the tip. Reference numeral 17 denotes a DC cut capacitor inserted between the RF input terminal 10 and the terminal a of the APDP 13, and reference numeral 18 denotes a BB output terminal 12.
And a high-frequency cut choke coil inserted between the terminal and the terminal a of the APDP 13.
【００１１】次に、このように構成された偶高調波形ダ
イレクトコンバージョンミクサの動作について説明す
る。ＲＦ入力端子１０には周波数ｆrfの高周波信号が入
力され、ＬＯ入力端子１１には周波数ｆp の局部発振波
が入力される。ＲＦ入力端子１０に入力された周波数ｆ
rfの高周波信号は、コンデンサ１７によって直流成分が
除去され、ＡＰＤＰ１３の端子ａに入力される。また、
ＬＯ入力端子１１に入力された周波数ｆp の局部発振波
はＡＰＤＰ１３の端子ｂに入力される。Next, the operation of the even-harmonic waveform direct conversion mixer configured as described above will be described. The RF input terminal 10 is inputted high frequency signal of the frequency f rf is, local oscillation wave having a frequency f p is the LO input terminal 11 is input. Frequency f input to RF input terminal 10
The high frequency signal of rf has its DC component removed by the capacitor 17 and is input to the terminal a of the APDP 13. Also,
Local oscillation wave having a frequency f p that is input to the LO input terminal 11 is inputted to the terminal b of APDP13.
【００１２】このＡＰＤＰ１３の端子ａには先端開放ス
タブ１５が、端子ｂには先端短絡スタブ１６がそれぞれ
接続されており、図６に示した偶高調波形ダイレクトコ
ンバージョンミクサ９は、これら先端開放スタブ１５と
先端短絡スタブ１６とを用いて局部発振波の周波数ｆp
と高周波信号の周波数ｆrfとを分波する構成となってい
る。なお、ここでは、高周波信号の周波数ｆrfと局部発
振波の周波数ｆp との間に、ｆrf＝２ｆp の関係があ
る。An open-end stub 15 is connected to the terminal a of the APDP 13 and a short-circuit stub 16 is connected to the terminal b. The even-harmonic direct conversion mixer 9 shown in FIG. frequency f p of the local oscillation wave with a short-circuited stub 16 and
And the frequency f rf of the high-frequency signal. Here, between the frequency f p of the frequency f rf and local oscillation wave of the high frequency signal, a relationship of f rf = 2f p.
【００１３】図７に示す偶高調波形ダイレクトコンバー
ジョンミクサにおいて、先端開放スタブ１５および先端
短絡スタブ１６は、局部発振波の周波数ｆp について概
略４分の１波長、すなわち高周波信号の周波数ｆrfにつ
いて概略２分の１波長となるように設計されている。こ
のときＡＰＤＰ１３からみた先端開放スタブ１５および
先端短絡スタブ１６のインピーダンスはそれぞれ図８お
よび図９に示されるようになる。[0013] In the even tone waveform direct conversion mixer shown in FIG. 7, open stub 15 and the leading-end short stub 16, the frequency f p of the local oscillation wave 1 wave Summary quarter, that is, the frequency f rf of the high-frequency signal schematic It is designed to have a half wavelength. At this time, the impedances of the open-end stub 15 and the short-circuited stub 16 viewed from the APDP 13 are as shown in FIGS. 8 and 9, respectively.
【００１４】コンデンサ１７またはチョークコイル１８
を介してＲＦ入力端子１０およびＢＢ入力端子１２に接
続されるＡＰＤＰ１３の端子ａに接続された先端開放ス
タブ１５は、図８に示すように、直流の近傍と高周波信
号の周波数ｆrf（＝２ｆp ）の近傍において高インピー
ダンス（開放）となる。したがって、ＡＰＤＰ１３の端
子ａはコンデンサ１７を介してＲＦ入力端子１０に、チ
ョークコイル１８を介してＢＢ出力端子にそれぞれ接続
される。また、局部発振波の周波数ｆp の近傍において
は逆に低インピーダンス（短絡）となるため、ＡＰＤＰ
１３の端子ａはこの先端開放スタブ１５によって接地状
態となる。The capacitor 17 or the choke coil 18
As shown in FIG. 8, the open-end stub 15 connected to the terminal a of the APDP 13 connected to the RF input terminal 10 and the BB input terminal 12 via the RF input terminal 10 and the BB input terminal 12 has a frequency f rf (= 2f High impedance (open) near p ). Accordingly, the terminal a of the APDP 13 is connected to the RF input terminal 10 via the capacitor 17 and to the BB output terminal via the choke coil 18, respectively. Further, since the low impedance (short circuit) contrary to the vicinity of the frequency f p of the local oscillation wave, APDP
The terminal a of the thirteen is grounded by the open-end stub 15.
【００１５】一方、ＬＯ入力端子１１に接続されるＡＰ
ＤＰ１３の端子ｂに接続された先端短絡スタブ１６は、
図９に示すように、直流の近傍と高周波信号の周波数ｆ
rfの近傍において低インピーダンス（短絡）となる。し
たがって、ＡＰＤＰ１３の端子ｂはこの先端短絡スタブ
１６によって接地される。また局部発振波の周波数ｆ p
の近傍においては逆に高インピーダンス（開放）となる
ため、ＡＰＤＰ１３の端子ｂはＬＯ入力端子１１に接続
される。On the other hand, an AP connected to the LO input terminal 11
The tip short-circuit stub 16 connected to the terminal b of the DP 13
As shown in FIG. 9, the frequency f near the direct current and the high frequency signal
rf, A low impedance (short-circuit) occurs in the vicinity of. I
Therefore, the terminal b of the APDP 13 is connected to the short-circuit stub at the tip.
16 grounded. The frequency f of the local oscillation wave p
High impedance (open) in the vicinity of
Therefore, terminal b of APDP13 is connected to LO input terminal 11.
Is done.
【００１６】ここで、ＬＯ入力端子１１に局部発振波が
供給されると、ＡＰＤＰ１３は当該局部発振波の半周期
ごとに、それを構成するミクサダイオード１４ａ，１４
ｂがＯＮとなって電流が流れる。これにより、ＡＰＤＰ
１３は半周期ごとにコンダクタンスが高まるという動作
をする。このため、局部発振波の高調波は奇数次しか存
在せず、コンダクタンスの高調波は偶数次しか存在しな
い。したがって、このＡＰＤＰ１３を適用して偶高調波
形ダイレクトコンバージョンミクサを構成すると、ＡＰ
ＤＰ１３があたかも局部発振波の偶数次の高調波で変調
されているように見えるため、局部発振波の２倍の周波
数２ｆp と高周波信号の周波数ｆrfで混合が行われ、周
波数ｆp と周波数ｆrfとの混合は抑圧される。Here, when a local oscillation wave is supplied to the LO input terminal 11, the APDP 13 makes the mixer diodes 14a, 14a constituting the local oscillation wave every half cycle of the local oscillation wave.
b turns ON, and a current flows. Thereby, the APDP
13 operates to increase the conductance every half cycle. For this reason, only the odd-order harmonics of the local oscillation wave exist, and only the even-order harmonics of the conductance exist. Therefore, when the even harmonic waveform direct conversion mixer is configured by applying the APDP 13, the AP
DP13 order seems to be as if modulated by the even-order harmonics of the local oscillator wave, mixing is performed at a frequency f rf twice the frequency 2f p and the high-frequency signal of a local oscillation wave, the frequency f p and the frequency Mixing with f rf is suppressed.
【００１７】このように、この偶高調波形ダイレクトコ
ンバージョンミクサによれば、２つのミクサダイオード
１４ａ，１４ｂのバランスのみで局部発振波の偶数次、
コンダクタンスの奇数次の高調波を抑圧できるため、通
常の並行形ミクサと比べて高い抑圧量が得られる。As described above, according to this even-harmonic direct conversion mixer, only the balance of the two mixer diodes 14a and 14b allows the even-order local oscillation wave,
Odd-order harmonics of the conductance can be suppressed, so that a higher suppression amount can be obtained as compared with a normal parallel mixer.
【００１８】ここで、ＡＰＤＰ１３に局部発振波、高周
波信号や妨害波など、複数の周波数ｆk （ｋ：波の数）
の波を加えると、周波数ｆk はダイオード１４ａとダイ
オード１４ｂをそれぞれ逆位相で励振するため、混合波
は逆位相で合成される。そのため、当該混合波の周波数
ｆout は次の式（１）のように表され、偶数次の混合に
より発生する成分は大幅に抑圧される。Here, a plurality of frequencies f k (k: number of waves) such as a local oscillation wave, a high-frequency signal and an interference wave are applied to the APDP 13.
Is applied, the frequency fk excites the diodes 14a and 14b in opposite phases, and the mixed waves are combined in opposite phases. Therefore, the frequency f out of the mixed wave is expressed as in the following equation (1), and components generated by even-order mixing are greatly suppressed.
【００１９】 ｆout ＝｜Σ（±ｍk ｆk )｜ ，Σ（±ｍk ）＝ ｏｄｄ …（１）F out = | Σ (± m k f k ) |, Σ (± m k ) = odd (1)
【００２０】ＡＰＤＰ１３の端子ａは周波数ｆrfの近傍
において、チョークコイル１８を介してＢＢ出力端子に
接続されるため、以上のようにして得られたベースバン
ド信号はチョークコイル１８で高周波成分が除かれた
後、ＢＢ出力端子１２より出力される。Since the terminal a of the APDP 13 is connected to the BB output terminal via the choke coil 18 near the frequency f rf , the baseband signal obtained as described above is filtered by the choke coil 18 to remove high-frequency components. After that, it is output from the BB output terminal 12.
【００２１】[0021]
【発明が解決しようとする課題】従来のダイレクトコン
バージョン受信機は以上のように構成されているので、
図６に示す構成のものでは、偶高調波形ダイレクトコン
バージョンミクサ９で２次の相互変調成分を大幅に抑圧
しているが、後段に接続される低雑音ベースバンド増幅
器８に２信号を入力するようにした場合には、低雑音ベ
ースバンド増幅器８の２次の相互変調による周波数成分
が発生し、この信号はベースバンド信号帯域に雑音とな
って現れるため、ダイレクトコンバージョン受信機の受
信感度劣化の原因となるという課題があった。Since the conventional direct conversion receiver is configured as described above,
In the configuration shown in FIG. 6, the second-order intermodulation component is greatly suppressed by the even harmonic waveform direct conversion mixer 9, but two signals are input to the low noise baseband amplifier 8 connected at the subsequent stage. In this case, a frequency component is generated due to the second-order intermodulation of the low-noise baseband amplifier 8, and this signal appears as noise in the baseband signal band. There was a problem that becomes.
【００２２】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、低雑音ベースバンド増幅器の発生
する２次の相互変調による周波数成分がＢＢ出力端子に
現れないようにすることによって、受信感度の良いダイ
レクトコンバージョン受信機を得ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems, and is intended to prevent a frequency component due to second-order intermodulation generated by a low-noise baseband amplifier from appearing at a BB output terminal. The objective is to obtain a direct conversion receiver with good reception sensitivity.
【００２３】[0023]
【課題を解決するための手段】この発明に係るダイレク
トコンバージョン受信機は、偶高調波形ダイレクトコン
バージョンミキサとして差動出力を持つものを用い、当
該偶高調波形ダイレクトコンバージョンミクサより差動
出力されるそれぞれの信号を低雑音ベースバンド増幅器
で増幅した後、１８０°合成器に送って互いに逆相合成
し、ベースバンド信号として出力するようにしたもので
ある。A direct conversion receiver according to the present invention uses a direct conversion mixer having a differential output as an even harmonic waveform direct conversion mixer, and outputs each differential output from the even harmonic waveform direct conversion mixer. After a signal is amplified by a low-noise baseband amplifier, the signal is sent to a 180 ° combiner, where the signals are out of phase with each other and output as a baseband signal.
【００２４】この発明に係るダイレクトコンバージョン
受信機は、差動入力端子を有する差動増幅器を１８０°
合成器として用いたものである。According to the direct conversion receiver of the present invention, a differential amplifier having a differential input terminal
It was used as a synthesizer.
【００２５】この発明に係るダイレクトコンバージョン
受信機は、低域通過フィルタを、偶高調波形ダイレクト
コンバージョンミクサと低雑音ベースバンド増幅器との
間に挿入したものである。In the direct conversion receiver according to the present invention, the low-pass filter is inserted between the even harmonic direct conversion mixer and the low-noise baseband amplifier.
【００２６】この発明に係るダイレクトコンバージョン
受信機は、少なくとも低雑音ベースバンド増幅器は、同
一のモノリシック・マイクロウェーブＩＣ（以下、ＭＭ
ＩＣという）上に形成するようにしたものである。In the direct conversion receiver according to the present invention, at least the low-noise baseband amplifier has the same monolithic microwave IC (hereinafter MM).
(Referred to as IC).
【００２７】[0027]
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１によるダ
イレクトコンバージョン受信機を示すブロック図であ
る。図において、１は受信された高周波信号が入力され
るＲＦ入力端子、２はその高周波信号に周波数混合され
る局部発振波が単相で入力されるＬＯ入力端子であり、
３は高周波信号より変換されたベースバンド信号が出力
されるＢＢ出力端子である。１９はＲＦ入力端子１より
入力される高周波信号と、ＬＯ入力端子２より供給され
る局部発振波とを周波数混合する偶高調波形ダイレクト
コンバージョンミクサであるが、変換したベースバンド
信号を端子ｃおよび端子ｄに差動出力している点で、図
６に符号９を付して示したものとは異なっている。８
ａ，８ｂはこの偶高調波形ダイレクトコンバージョンミ
クサ１９が差動出力しているベースバンド信号をそれぞ
れ増幅して、端子ｅあるいは端子ｆに出力する低雑音ベ
ースバンド増幅器であり、この両者は同一特性を有して
いる。２０はこれら端子ｅおよび端子ｆに出力されたベ
ースバンド信号を入力してそれらを逆相合成し、得られ
た単相のベースバンド信号をＢＢ出力端子３に出力する
１８０°合成器である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described below. Embodiment 1 FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to Embodiment 1 of the present invention. In the drawing, 1 is an RF input terminal to which a received high-frequency signal is input, 2 is an LO input terminal to which a local oscillation wave that is frequency-mixed with the high-frequency signal is input in a single phase,
Reference numeral 3 denotes a BB output terminal from which a baseband signal converted from a high-frequency signal is output. An even harmonic direct conversion mixer 19 frequency-mixes a high-frequency signal input from the RF input terminal 1 and a local oscillation wave supplied from the LO input terminal 2, and converts the converted baseband signal into a terminal c and a terminal c. 6 is different from that indicated by reference numeral 9 in FIG. 8
Reference numerals a and 8b denote low-noise baseband amplifiers which amplify the baseband signals output differentially by the even harmonic direct conversion mixer 19 and output the amplified signals to the terminal e or the terminal f. Have. Reference numeral 20 denotes a 180 ° combiner that inputs the baseband signals output to the terminals e and f, synthesizes them in reverse phase, and outputs the obtained single-phase baseband signal to the BB output terminal 3.
【００２８】次に動作について説明する。ＲＦ入力端子
１より入力された周波数ｆrf1 およびｆrf2 の２波の高
周波信号は、偶高調波形ダイレクトコンバージョンミク
サ１９において、ＬＯ入力端子２より供給される周波数
ｆp の局部発振波と周波数混合されて、端子ｃおよび端
子ｄにベースバンド信号として出力される。このとき、
偶高調波形ダイレクトコンバージョンミクサ１９より端
子ｃと端子ｄに出力されるベースバンド信号は、等振
幅、逆位相の差動信号となっている。Next, the operation will be described. Two waves of the high frequency signal of the RF input terminal 1 frequency f rf1 and f rf2 input from, in the even tone waveform direct conversion mixer 19 is a local oscillation wave and the frequency mixing frequency f p supplied from the LO input terminal 2 Thus, the signal is output as a baseband signal to terminals c and d. At this time,
The baseband signals output from the even harmonic direct conversion mixer 19 to the terminals c and d are differential signals having the same amplitude and opposite phases.
【００２９】すなわち、端子ｃより出力されるベースバ
ンド信号は、次に示す式（２）および式（３）のように
表すことができ、また、端子ｄより出力されるベースバ
ンド信号は、次に示す式（４）および式（５）のように
表すことができる。That is, the baseband signal output from the terminal c can be expressed by the following equations (2) and (3), and the baseband signal output from the terminal d is Equations (4) and (5) shown below.
【００３０】 Ａ1 ｃｏｓ（２πｆbb1 ） …… （２） Ａ2 ｃｏｓ（２πｆbb2 ） …… （３） −Ａ1 ｃｏｓ（２πｆbb1 ） …… （４） −Ａ2 ｃｏｓ（２πｆbb2 ） …… （５） ここで、ｆbb1 ＝ ｆrf1 − ２ｆp 、ｆbb2 ＝ ｆrf2
− ２ｆp である。A 1 cos (2πf bb1 ) (2) A 2 cos (2πf bb2 ) (3) -A 1 cos (2πf bb1 ) (4) -A 2 cos (2πf bb2 ) (5) where, f bb1 = f rf1 - 2f p, f bb2 = f rf2
- it is a 2f p.
【００３１】偶高調波形ダイレクトコンバージョンミク
サ１９より端子ｃに出力されるベースバンド信号は、低
雑音ベースバンド増幅器８ａに入力されて増幅される。
このとき、低雑音ベースバンド増幅器８ａへの入力信号
レベルが高くなると、当該低雑音ベースバンド増幅器８
ａより端子ｅに出力されるベースバンド信号は、上記式
（２）および式（３）で表される周波数成分の他に、当
該式（２）と式（３）とのかけ算で表される、次の式
（６）に示す２次の相互変調成分が発生する。The baseband signal output from the even harmonic direct conversion mixer 19 to the terminal c is input to the low noise baseband amplifier 8a and amplified.
At this time, when the input signal level to the low noise baseband amplifier 8a increases, the low noise baseband amplifier 8a
The baseband signal output from a to the terminal e is represented by a multiplication of the equation (2) and the equation (3) in addition to the frequency components represented by the equations (2) and (3). A second-order intermodulation component shown in the following equation (6) is generated.
【００３２】 Ｕ×Ａ1 ｃｏｓ（２πｆbb1 ）× Ａ2 ｃｏｓ（２πｆbb2 ） ＝（ＵＡ1 Ａ2 ／２）×（ｃｏｓ（２π（ｆbb1 ＋ｆbb2 )） ＋ｃｏｓ（２π（ｆbb1 −ｆbb2 ))） …… （６） ここで、Ｕは低雑音ベースバンド増幅器８ａ，８ｂで発
生する２次相互変調成分の振幅係数である。[0032] U × A 1 cos (2πf bb1 ) × A 2 cos (2πf bb2) = (UA 1 A 2/2) × (cos (2π (f bb1 + f bb2)) + cos (2π (f bb1 -f bb2 ))) (6) Here, U is an amplitude coefficient of a second-order intermodulation component generated in the low-noise baseband amplifiers 8a and 8b.
【００３３】この式（６）から、その第１項より周波数
ｆbb1 とｆbb2 の和の項が、第２項より周波数ｆbb1 と
ｆbb2 の差の項がそれぞれ表れることがわかる。[0033] From this equation (6), the term of the sum of the frequency f bb1 and f bb2 than its first term, term of the difference between the frequency f bb1 and f bb2 than the second term is understood that appear, respectively.
【００３４】一方、低雑音ベースバンド増幅器８ｂより
端子ｆに出力されるベースバンド信号は、低雑音ベース
バンド増幅器８ａより端子ｅに出力されるベースバンド
信号と同様に、偶高調波形ダイレクトコンバージョンミ
クサ１９より端子ｄに出力されるベースバンド信号の、
上記式（４）および式（５）で示される周波数成分の他
に、当該式（４）と式（５）のかけ算で表される、次の
式（７）に示す２次の相互変調成分が発生する。On the other hand, the baseband signal output from the low noise baseband amplifier 8b to the terminal f is the even harmonic direct conversion mixer 19, similarly to the baseband signal output from the low noise baseband amplifier 8a to the terminal e. Of the baseband signal output to the terminal d
In addition to the frequency components represented by the above equations (4) and (5), a second-order intermodulation component represented by the following equation (7), which is expressed by multiplication of the equations (4) and (5) Occurs.
【００３５】 Ｕ×（−Ａ1 ｃｏｓ（２πｆbb1 )）×（−Ａ2 ｃｏｓ（２πｆbb2 )） ＝（ＵＡ1 Ａ2 ／２）×（ｃｏｓ（２π（ｆbb1 ＋ｆbb2 )） ＋ ｃｏｓ（２π（ｆbb1 −ｆbb2 ))) …… （７）[0035] U × (-A 1 cos (2πf bb1)) × (-A 2 cos (2πf bb2)) = (UA 1 A 2/2) × (cos (2π (f bb1 + f bb2)) + cos ( 2π (f bb1 -f bb2 ))) (7)
【００３６】この式（７）から、その第１項より周波数
ｆbb1 とｆbb2 の和の項が、第２項より周波数ｆbb1 と
ｆbb2 の差の項がそれぞれ表れることがわかる。また、
これら式（６）と式（７）からもわかるように、２次の
高調波成分は端子ｅと端子ｆでは同相となっている。[0036] From this equation (7), term of the sum of the frequency f bb1 and f bb2 than its first term, term of the difference between the frequency f bb1 and f bb2 than the second term is understood that appear, respectively. Also,
As can be seen from Equations (6) and (7), the second harmonic components are in phase at terminals e and f.
【００３７】この低雑音ベースバンド増幅器８ａより端
子ｅに出力されたベースバンド信号と、低雑音ベースバ
ンド増幅器８ｂより端子ｆに出力されたベースバンド信
号とは、１８０゜合成器２０に入力されて逆相合成さ
れ、ＢＢ出力端子３に出力される。このとき周波数ｆ
bb1 の成分は、１８０゜合成器２０で式（２）と式
（４）とが逆位相で逆相合成されるため、ＢＢ出力端子
３に出力されるベースバンド信号は、次に示す式（８）
のようになる。The baseband signal output from the low-noise baseband amplifier 8a to the terminal e and the baseband signal output from the low-noise baseband amplifier 8b to the terminal f are input to the 180.degree. The signals are subjected to reverse phase synthesis and output to the BB output terminal 3. At this time, the frequency f
Since the component of bb1 is subjected to out-of-phase synthesis of Expression (2) and Expression (4) in 180 ° by the 180 ° combiner 20, the baseband signal output to the BB output terminal 3 is expressed by the following expression ( 8)
become that way.
【００３８】 ＧＡ1 ｃｏｓ（２πｆbb1 ）−（−ＧＡ1 ｃｏｓ（２πｆbb1 )） ＝ ２ＧＡ1 ｃｏｓ（２πｆbb1 ） …… （８） なお、ここでは、低雑音ベースバンド増幅器８ａの利得
はＧとしている。GA 1 cos (2πf bb1 ) − (− GA 1 cos (2πf bb1 )) = 2GA 1 cos (2πf bb1 ) (8) Here, the gain of the low noise baseband amplifier 8 a is G I have.
【００３９】また周波数ｆbb2 の成分も同様に、１８０
゜合成器２０で式（３）と式（５）が逆位相で逆相合成
されるため、ＢＢ出力端子３に出力されるベースバンド
信号は、次に示す式（９）のようになる。Similarly, the component of the frequency f bb2 is 180
た め Since the formula (3) and the formula (5) are synthesized in the opposite phase in the synthesizer 20, the baseband signal output to the BB output terminal 3 is as shown in the following formula (9).
【００４０】 ＧＡ2 ｃｏｓ（２πｆbb2 ）−（−ＧＡ2 ｃｏｓ（２πｆbb2 )） ＝ ２ＧＡ2 ｃｏｓ（２πｆbb2 ） …… （９） ここでは、低雑音ベースバンド増幅器８ｂの利得は低雑
音ベースバンド増幅器８ａと同様にＧとしている。GA 2 cos (2πf bb2 ) − (− GA 2 cos (2πf bb2 )) = 2GA 2 cos (2πf bb2 ) (9) Here, the gain of the low-noise baseband amplifier 8 b is the low-noise baseband. It is G as in the amplifier 8a.
【００４１】また、周波数ｆbb1 とｆbb2 の和の成分
は、式（６）の第１項と式（７）の第１項が逆位相で１
８０゜合成器２０に入力されて逆相合成されるため、Ｂ
Ｂ出力端子３では次の式（１０）に示すように“０”と
なる。The component of the sum of the frequencies f bb1 and f bb2 is expressed by the fact that the first term of the equation (6) and the first term of the equation (7) are 1 in opposite phase.
Since it is input to the 80 ° combiner 20 and subjected to reverse-phase synthesis, B
At the B output terminal 3, it becomes "0" as shown in the following equation (10).
【００４２】 （ＵＡ1 Ａ2 ／２）×（ｃｏｓ（２π（ｆbb1 ＋ｆbb2 ))） −（ＵＡ1 Ａ2 ／２）×（ｃｏｓ（２π（ｆbb1 ＋ｆbb2 ))） ＝ ０ …… （１０）[0042] (UA 1 A 2/2) × (cos (2π (f bb1 + f bb2))) - (UA 1 A 2/2) × (cos (2π (f bb1 + f bb2))) = 0 ...... (10)
【００４３】これより、ＢＢ出力端子３にはこの周波数
ｆbb1 とｆbb2 の和の成分による出力信号は現れてこな
い。As a result, no output signal due to the sum of the frequencies f bb1 and f bb2 appears at the BB output terminal 3.
【００４４】同様に、周波数ｆbb1 とｆbb2 の差の成分
は、式（６）の第２項と式（７）の第２項が逆位相で１
８０゜合成器２０に入力されて逆相合成されるため、Ｂ
Ｂ出力端子３では次の式（１１）に示すように“０”と
なる。Similarly, the component of the difference between the frequencies f bb1 and f bb2 is that the second term of the equation (6) and the second term of the equation (7) have an opposite phase of 1
Since it is input to the 80 ° combiner 20 and subjected to reverse-phase synthesis, B
At the B output terminal 3, it becomes "0" as shown in the following equation (11).
【００４５】 （ＵＡ1 Ａ2 ／２）×（ｃｏｓ（２π（ｆbb1 −ｆbb2 ))） −（ＵＡ1 Ａ2 ／２）×（ｃｏｓ（２π（ｆbb1 −ｆbb2 ))） ＝ ０ …… （１１）[0045] (UA 1 A 2/2) × (cos (2π (f bb1 -f bb2))) - (UA 1 A 2/2) × (cos (2π (f bb1 -f bb2))) = 0 …… (11)
【００４６】これより、周波数ｆbb1 とｆbb2 の差の成
分の信号もＢＢ出力端子３には出力されない。As a result, the signal of the difference component between the frequencies f bb1 and f bb2 is not output to the BB output terminal 3.
【００４７】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、１８０゜合成器２０に同振幅、逆位相の信号（上記
の例では周波数ｆbb1 と周波数ｆbb2 の信号）が入力さ
れた場合、出力信号がＢＢ出力端子３に表れ、１８０゜
合成器２０に同振幅、同位相の信号（上記の例では周波
数（ｆbb1 ＋ｆbb2 ）と周波数（ｆbb1 −ｆbb2 ）の信
号）が入力された場合には、出力信号はＢＢ出力端子３
には表れない。このように、低雑音ベースバンド増幅器
８ａ，８ｂで発生した２次の相互変調成分はＢＢ出力端
子３に表れないため、ダイレクトコンバージョン受信機
としては、２次の相互変調成分による受信感度の劣化を
低減することができるという効果が得られる。As described above, according to the first embodiment, the case where signals having the same amplitude and opposite phase (in the above example, signals of frequency f bb1 and frequency f bb2 ) are input to the 180 ° combiner 20 And an output signal appears at the BB output terminal 3, and a signal having the same amplitude and the same phase (in the above example, a signal of the frequency (f bb1 + f bb2 ) and the frequency (f bb1 -f bb2 )) is input to the 180 ° combiner 20. Output signal, the BB output terminal 3
Does not appear. As described above, since the secondary intermodulation components generated by the low-noise baseband amplifiers 8a and 8b do not appear at the BB output terminal 3, deterioration of the receiving sensitivity due to the secondary intermodulation components as a direct conversion receiver. The effect of being able to reduce is obtained.
【００４８】なお、ここでは、２次の相互変調成分のみ
で説明を行ったが、この効果は、それよりも高次の偶数
次相互変調についても同様に動作する。Although only the second-order intermodulation component has been described here, this effect operates similarly for even-order intermodulation higher than that.
【００４９】実施の形態２．図２はこの発明の実施の形
態２によるダイレクトコンバージョン受信機を示すブロ
ック図であり、相当する部分には図１と同一符号を付し
てその説明を省略する。図において、２１は１８０°合
成器として用いられる、差動入力端子を有した差動増幅
器である。また、２２，２３はこの差動増幅器２１を構
成するＢＪＴ（Ｂｉｐｏｌａｒ Ｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｔ
ｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などによるトランジスタであり、
２４，２５はトランジスタ２２あるいは２３のベースと
アースとの間に接続されたベース抵抗、２６，２７はト
ランジスタ２２あるいは２３のコレクタと電源との間に
接続され、トランジスタ２２あるいは２３と電源を供給
するコレクタ抵抗、２８はトランジスタ２２，２３の共
通接続されたエミッタとアースとの間に接続されるエミ
ッタ抵抗である。Embodiment 2 FIG. 2 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to Embodiment 2 of the present invention. Corresponding portions are denoted by the same reference numerals as in FIG. 1, and description thereof will be omitted. In the figure, reference numeral 21 denotes a differential amplifier having a differential input terminal used as a 180 ° combiner. Reference numerals 22 and 23 denote BJTs (Bipolar Junction T) constituting the differential amplifier 21.
transistor, etc.,
24 and 25 are base resistors connected between the base of the transistor 22 or 23 and ground, and 26 and 27 are connected between the collector of the transistor 22 or 23 and the power supply to supply power to the transistor 22 or 23. A collector resistor 28 is an emitter resistor connected between the commonly connected emitters of the transistors 22 and 23 and the ground.
【００５０】次に動作について説明する。差動増幅器２
１の差動入力端子は、低雑音ベースバンド増幅器８ａの
出力に接続された端子ｅ、あるいは低雑音ベースバンド
増幅器８ｂの出力に接続された端子ｆにそれぞれ接続さ
れており、端子ｅおよび端子ｆに表れる信号は実施の形
態１の場合と同様である。この端子ｅおよび端子ｆに逆
相の交流信号が入力された場合には、差動増幅器２１の
エミッタ抵抗２８は定電流源とみなせるため、トランジ
スタ２２のコレクタにはその入力された交流信号が増幅
されて現れ、それがＢＢ出力端子３より出力される。一
方、端子ｅおよび端子ｆに同相の交流信号が入力された
場合にも、差動増幅器２１のエミッタ抵抗２８は定電流
源と見なされるため、トランジスタ２２のコレクタには
直流電位のみが現れて、入力された交流信号は現れな
い。このため、ＢＢ出力端子３には同相で入力された交
流信号は現れない。Next, the operation will be described. Differential amplifier 2
The differential input terminal 1 is connected to a terminal e connected to the output of the low-noise baseband amplifier 8a or a terminal f connected to the output of the low-noise baseband amplifier 8b. Are the same as those in the first embodiment. When an opposite-phase AC signal is input to the terminals e and f, the emitter resistor 28 of the differential amplifier 21 can be regarded as a constant current source, so that the input AC signal is amplified by the collector of the transistor 22. And it is output from the BB output terminal 3. On the other hand, even when an in-phase AC signal is input to the terminals e and f, the emitter resistor 28 of the differential amplifier 21 is regarded as a constant current source, so that only the DC potential appears at the collector of the transistor 22, The input AC signal does not appear. Therefore, an AC signal input in the same phase does not appear at the BB output terminal 3.
【００５１】ここで、低雑音ベースバンド増幅器８ａも
しくは８ｂより端子ｅと端子ｆとに出力される信号は、
実施の形態１においても説明したように、ベースバンド
信号は同振幅、逆位相にて出力され、２次の相互変調波
は同振幅、同位相にて出力される。したがって、それら
が差動入力された差動増幅器２１からは、ベースバンド
信号のみがＢＢ出力端子３に出力されて、２次の相互変
調波はＢＢ出力端子には現れない。Here, the signals output from the low noise baseband amplifier 8a or 8b to the terminals e and f are:
As described in the first embodiment, the baseband signal is output with the same amplitude and the opposite phase, and the secondary intermodulation wave is output with the same amplitude and the same phase. Therefore, only the baseband signal is output to the BB output terminal 3 from the differential amplifier 21 to which they are differentially input, and the secondary intermodulation wave does not appear at the BB output terminal.
【００５２】このように、この実施の形態２によれば、
端子ｅおよび端子ｆにおいて、希望波は逆相信号となり
２次相互変調波は同相信号となるため、ＢＢ出力端子３
には希望波（ベースバンド信号）のみが現れて、２次の
相互変調歪みの成分が現れることはないため、ダイレク
トコンバージョン受信機の受信感度の劣化を低減するこ
とができ、また、この差動増幅器２１には利得を持たせ
ることも可能であるため、通常の１８０°合成器２０の
ように入力されたベースバンド信号を減衰させることな
く、逆にそれを増幅してＢＢ端子３に出力することがで
きるなどの効果が得られる。As described above, according to the second embodiment,
At the terminals e and f, the desired wave becomes an anti-phase signal and the secondary intermodulation wave becomes an in-phase signal.
, Only the desired wave (baseband signal) appears and no second-order intermodulation distortion component appears. Therefore, it is possible to reduce the deterioration of the receiving sensitivity of the direct conversion receiver. Since the amplifier 21 can also have a gain, the input baseband signal is amplified and output to the BB terminal 3 without attenuating the input baseband signal as in the ordinary 180 ° combiner 20. And the like.
【００５３】なお、ここではベースバンド信号を単相で
出力する差動増幅器２１について説明したが、トランジ
スタ２３のコレクタ側からはトランジスタ２２のコレク
タと逆相の信号が現れているので、それら双方をベース
バンド信号として差動出力することも可能である。Although the differential amplifier 21 for outputting the baseband signal in a single phase has been described here, since a signal having a phase opposite to that of the collector of the transistor 22 appears from the collector of the transistor 23, both of them are output. Differential output is also possible as a baseband signal.
【００５４】実施の形態３．図３はこの発明の実施の形
態３によるダイレクトコンバージョン受信機を示すブロ
ック図であり、相当する部分には図２と同一符号を付し
てその説明を省略する。図において、２９ａ，２９ｂは
偶高調波形ダイレクトコンバージョンミクサ１９の差動
出力端子と、低雑音ベースバンド増幅器８ａあるいは８
ｂの入力端子との間にそれぞれ挿入された低域通過フィ
ルタである。Embodiment 3 FIG. FIG. 3 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to Embodiment 3 of the present invention. Corresponding portions are denoted by the same reference numerals as in FIG. 2, and description thereof will be omitted. In the figure, 29a and 29b are differential output terminals of the even-harmonic waveform direct conversion mixer 19 and the low noise baseband amplifier 8a or 8b.
b are low-pass filters inserted between the input terminals b and b.
【００５５】次に動作について説明する。実施の形態１
の構成において、低雑音ベースバンド増幅器８ａ，８ｂ
の２次の相互変調歪みが発生する原因として、入力端子
に大レベルの信号が入力されることについて説明した。
偶高調波形ダイレクトコンバージョンミクサ１９の出力
にはベースバンド信号以外に、高周波信号、局部発振
波、局部発振波の２倍波等の信号も現れてくる。偶高調
波形ダイレクトコンバージョンミクサ１９の差動出力端
子のそれぞれに接続された低域通過フィルタ２９ａ，２
９ｂは、ベースバンド信号よりも周波数の高い、これら
高周波信号、局部発振波、局部発振波の２倍波等の信号
を減衰させて、低雑音ベースバンド増幅器８ａおよび８
ｂの入力端子に入力する。Next, the operation will be described. Embodiment 1
In the configuration of, the low-noise baseband amplifiers 8a and 8b
As a cause of the second-order intermodulation distortion, the fact that a large-level signal is input to the input terminal has been described.
In addition to the baseband signal, a signal such as a high-frequency signal, a local oscillation wave, or a second harmonic of the local oscillation wave appears in the output of the even harmonic waveform direct conversion mixer 19. Low-pass filters 29a, 29 connected to the differential output terminals of the even harmonic direct conversion mixer 19, respectively.
9b attenuates signals such as high-frequency signals, local oscillation waves, and second harmonics of the local oscillation waves, which are higher in frequency than the baseband signal, to produce low-noise baseband amplifiers 8a and 8b.
Input to the input terminal of b.
【００５６】低雑音ベースバンド増幅器８ａおよび８ｂ
は、この低域通過フィルタ２９ａあるいは２９ｂによっ
て高周波信号、局部発振波、局部発振波の２倍波等の信
号が減衰された偶高調波形ダイレクトコンバージョンミ
クサ１９の差動出力を増幅して、それを差動増幅器２１
に入力する。以降、実施の形態２の場合と同様に動作し
て、同相入力された２次の相互変調歪みの成分は、差動
増幅器２１よりＢＢ出力端子３に出力されず、逆相入力
されたベースバンド信号のみがＢＢ出力端子３に出力さ
れる。Low noise baseband amplifiers 8a and 8b
Amplifies the differential output of the even harmonic waveform direct conversion mixer 19 in which signals such as a high frequency signal, a local oscillation wave, and a second harmonic of the local oscillation wave are attenuated by the low pass filter 29a or 29b. Differential amplifier 21
To enter. Thereafter, the same operation as in the second embodiment is performed, and the second-order intermodulation distortion component input in-phase is not output from the differential amplifier 21 to the BB output terminal 3, Only the signal is output to the BB output terminal 3.
【００５７】このように、この実施の形態３によれば、
低域通過フィルタ２９ａ，２９ｂによって、偶高調波形
ダイレクトコンバージョンミクサ１９より出力された高
周波信号、局部発振波、局部発振波の２倍波等の周波数
の高い信号を減衰させることができるため、低雑音ベー
スバンド増幅器８ａ，８ｂの２次の相互変調歪みを抑え
ることができる効果が得られる。As described above, according to the third embodiment,
The low-pass filters 29a and 29b can attenuate high-frequency signals output from the even-harmonic waveform direct conversion mixer 19, high-frequency signals such as local oscillation waves, and second harmonics of local oscillation waves. The effect of suppressing the secondary intermodulation distortion of the baseband amplifiers 8a and 8b can be obtained.
【００５８】実施の形態４．図４はこの発明の実施の形
態４によるダイレクトコンバージョン受信機を示すブロ
ック図であり、相当する部分には図２と同一符号を付し
てその説明を省略する。図において、３０は１チップの
ＭＭＩＣであり、１組の低雑音ベースバンド増幅器８ａ
および８ｂはこのＭＭＩＣ３０上に構成されている。Embodiment 4 FIG. 4 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to Embodiment 4 of the present invention. Corresponding portions are denoted by the same reference numerals as in FIG. 2, and description thereof will be omitted. In the figure, reference numeral 30 denotes a one-chip MMIC, and a set of low-noise baseband amplifiers 8a.
And 8b are configured on the MMIC 30.
【００５９】次に動作について説明する。ここで、低雑
音ベースバンド増幅器８ａと８ｂの特性は同一であるこ
とが必要であることは、実施の形態１において説明し
た。一般に、トランジスタは製造プロセスが変わると特
性にばらつきを生じるものであるが、同一のＭＭＩＣ３
０上に低雑音ベースバンド増幅器８ａ，８ｂを構成する
２つのトランジスタを作成することで、同一の製造プロ
セスで作成することができ、低雑音ベースバンド増幅器
８ａ，８ｂの特性のばらつきを小さくすることが可能と
なる。なお、低雑音ベースバンド増幅器８ａ，８ｂを構
成するトランジスタのばらつきばかりでなく、それらを
構成する抵抗、コンデンサ等のばらつきも、同様に小さ
くすることができるため、同一特性の低雑音ベースバン
ド増幅器８ａ，８ｂを容易に実現することが可能とな
る。Next, the operation will be described. Here, it has been described in the first embodiment that the characteristics of the low noise baseband amplifiers 8a and 8b need to be the same. In general, the characteristics of a transistor vary when the manufacturing process changes.
By forming two transistors constituting the low-noise baseband amplifiers 8a and 8b on 0, the transistors can be manufactured in the same manufacturing process, and the variation in the characteristics of the low-noise baseband amplifiers 8a and 8b can be reduced. Becomes possible. It is to be noted that not only the variation of the transistors constituting the low noise baseband amplifiers 8a and 8b but also the variation of the resistors and capacitors constituting them can be reduced similarly, so that the low noise baseband amplifiers 8a having the same characteristics can be reduced. , 8b can be easily realized.
【００６０】このように、この実施の形態４によれば、
１組の低雑音ベースバンド増幅器８ａおよび８ｂを同一
のＭＭＩＣ３０上に構成しているので、それら低雑音ベ
ースバンド増幅器８ａと８ｂとの特性は容易に同一とす
ることが可能になり、ダイレクトコンバージョン受信機
の受信感度の劣化を低減できる効果が得られる。As described above, according to the fourth embodiment,
Since one set of low-noise baseband amplifiers 8a and 8b are formed on the same MMIC 30, the characteristics of these low-noise baseband amplifiers 8a and 8b can be easily made identical, and direct conversion reception The effect that the deterioration of the receiving sensitivity of the device can be reduced is obtained.
【００６１】なお、上記説明では、低雑音ベースバンド
増幅器８ａ，８ｂのみを同一のＭＭＩＣ３０上に構成す
る例を示したが、実施の形態１から実施の形態３に示し
た偶高調波形ダイレクトコンバージョンミクサ１９、１
８０°合成器２０、差動増幅器２１、低域通過フィルタ
２９ａ，２９ｂなどを、低雑音ベースバンド増幅器８
ａ，８ｂと同一のＭＭＩＣ３０上に構成するようにして
もよく、そのように構成することで、端子ｅおよび端子
ｆでの信号を同振幅、逆位相という条件により近づける
ことが可能となるため、ダイレクトコンバージョン受信
機の受信感度の劣化を最小限にすることが可能になる。In the above description, an example is shown in which only the low noise baseband amplifiers 8a and 8b are configured on the same MMIC 30, but the even harmonic direct conversion mixer shown in the first to third embodiments is used. 19, 1
The 80 ° combiner 20, the differential amplifier 21, the low-pass filters 29a and 29b, etc.
a and 8b may be configured on the same MMIC 30. With such a configuration, the signals at the terminals e and f can be brought closer to the condition of the same amplitude and opposite phase. It becomes possible to minimize the deterioration of the receiving sensitivity of the direct conversion receiver.
【００６２】[0062]
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、偶高
調波形ダイレクトコンバージョンミキサによって、高周
波信号と局部発振波とを周波数混合して差動出力された
信号のそれぞれを、低雑音ベースバンド増幅器で増幅し
た後、１８０°合成器で互いに逆相合成してベースバン
ド信号を出力するように構成したので、１８０゜合成器
に同振幅、逆位相で入力されるベースバンド信号のみが
ＢＢ出力端子に現れ、各低雑音ベースバンド増幅器で発
生した同振幅、同位相となる２次の相互変調成分はＢＢ
出力端子３には表れないため、この２次の相互変調成分
によって受信感度が劣化するのを低減することが可能な
ダイレクトコンバージョン受信機が得られるという効果
がある。As described above, according to the present invention, each of the signals which are frequency-mixed with a high-frequency signal and a local oscillation wave and output differentially by the even harmonic waveform direct conversion mixer is converted into a low-noise baseband signal. After the signal is amplified by an amplifier, the baseband signals are output in the 180 ° combiner in opposite phases to each other, so that only the baseband signal input to the 180 ° combiner with the same amplitude and opposite phase is output as the BB signal. The second-order intermodulation component that appears at the terminal and has the same amplitude and phase generated by each low-noise baseband amplifier is BB
Since it does not appear at the output terminal 3, there is an effect that a direct conversion receiver that can reduce the deterioration of the receiving sensitivity due to the secondary intermodulation component is obtained.
【００６３】この発明によれば、１８０°合成器として
差動入力端子を有する差動増幅器を用いているので、そ
の差動増幅器に利得を持たせれば、１組の各低雑音ベー
スバンド増幅器から逆位相で入力されるベースバンド信
号の逆相合成に際して、通常の１８０°合成器のように
入力されたベースバンド信号を減衰させることなく、逆
にそれを増幅してＢＢ端子に出力することができる効果
がある。According to the present invention, since a differential amplifier having a differential input terminal is used as the 180 ° combiner, if the differential amplifier has a gain, a set of each low noise baseband amplifier can be used. In the reverse phase synthesis of the baseband signal input in the opposite phase, the input baseband signal can be amplified and output to the BB terminal without attenuating the input baseband signal like a normal 180 ° synthesizer. There is an effect that can be done.
【００６４】この発明によれば、偶高調波形ダイレクト
コンバージョンミクサと各低雑音ベースバンド増幅器と
の間に、低域通過フィルタを挿入しているので、偶高調
波形ダイレクトコンバージョンミクサよりベースバンド
信号とともに出力される、高周波信号、局部発振波、局
部発振波の２倍波等の信号をその低域通過フィルタによ
って減衰させることができ、低雑音ベースバンド増幅器
の２次の相互変調歪みを抑えることができるという効果
がある。According to the present invention, since the low-pass filter is inserted between the even-harmonic direct conversion mixer and each of the low-noise baseband amplifiers, the even-harmonic direct-conversion mixer outputs the baseband signal together with the baseband signal. The low-pass filter can attenuate a high-frequency signal, a local oscillation wave, a second harmonic of the local oscillation wave, or the like, thereby suppressing second-order intermodulation distortion of the low-noise baseband amplifier. This has the effect.
【００６５】この発明によれば、１組の低雑音ベースバ
ンド増幅器は少なくとも、同一のＭＭＩＣ上に形成する
ように構成したので、それら両低雑音ベースバンド増幅
器の特性を同一にすることが容易となり、ダイレクトコ
ンバージョン受信機の受信感度の劣化を低減することが
できるという効果がある。According to the present invention, since one set of low-noise baseband amplifiers is formed at least on the same MMIC, it is easy to make the characteristics of both low-noise baseband amplifiers the same. Thus, there is an effect that deterioration of the receiving sensitivity of the direct conversion receiver can be reduced.
【図１】 この発明の実施の形態１によるダイレクトコ
ンバージョン受信機を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to Embodiment 1 of the present invention.
【図２】 この発明の実施の形態２によるダイレクトコ
ンバージョン受信機を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to Embodiment 2 of the present invention.
【図３】 この発明の実施の形態３によるダイレクトコ
ンバージョン受信機を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to Embodiment 3 of the present invention.
【図４】 この発明の実施の形態４によるダイレクトコ
ンバージョン受信機を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to Embodiment 4 of the present invention.
【図５】 従来のダイレクトコンバージョン受信機の一
例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram illustrating an example of a conventional direct conversion receiver.
【図６】 従来のダイレクトコンバージョン受信機の他
の例を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing another example of a conventional direct conversion receiver.
【図７】 図６に示したダイレクトコンバージョン受信
機で用いられる偶高調波形ダイレクトコンバージョンミ
クサを示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing an even harmonic direct conversion mixer used in the direct conversion receiver shown in FIG. 6;
【図８】 図７に示した偶高調波形ダイレクトコンバー
ジョンミクサで用いられる先端開放スタブのインピーダ
ンス特性を示す説明図である。8 is an explanatory diagram illustrating impedance characteristics of an open-end stub used in the even-harmonic waveform direct conversion mixer illustrated in FIG. 7;
【図９】 図７に示した偶高調波形ダイレクトコンバー
ジョンミクサで用いられる先端短絡スタブのインピーダ
ンス特性を示す説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating impedance characteristics of a short-circuited stub used in the even-harmonic direct conversion mixer illustrated in FIG. 7;
１ ＲＦ入力端子、２ ＬＯ入力端子、３ ＢＢ出力端
子、８ａ，８ｂ 低雑音ベースバンド増幅器、１９ 偶
高調波形ダイレクトコンバージョンミクサ、２０ １８
０°合成器、２１ 差動増幅器、２９ａ，２９ｂ 低域
通過フィルタ、３０ ＭＭＩＣ。Reference Signs List 1 RF input terminal, 2 LO input terminal, 3BB output terminal, 8a, 8b low noise baseband amplifier, 19 even harmonic direct conversion mixer, 20 18
0 ° synthesizer, 21 differential amplifier, 29a, 29b low pass filter, 30 MMIC.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 末松 憲治 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 高木 直 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 下沢 充弘 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5J066 AA01 AA12 AA21 AA22 CA27 CA41 FA08 FA09 FA19 HA02 HA25 KA02 KA26 KA32 KA42 MA19 ND22 PD01 SA01 SA13 TA01 TA03 5J092 AA01 AA12 AA21 AA22 CA27 CA41 FA08 FA09 FA19 HA02 HA25 KA02 KA26 KA32 KA42 MA19 SA01 SA13 TA01 TA03 VL07 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Kenji Suematsu 2-3-2 Marunouchi, Chiyoda-ku, Tokyo Mitsui Electric Co., Ltd. (72) Inventor Nao Takagi 2-3-2 Marunouchi, Chiyoda-ku, Tokyo 3 (72) Inventor Mitsuhiro Shimozawa 2-3-2 Marunouchi, Chiyoda-ku, Tokyo F-term (reference) 5J066 AA01 AA12 AA21 AA22 CA27 CA41 FA08 FA09 FA19 HA02 HA25 KA02 KA26 KA32 KA42 MA19 ND22 PD01 SA01 SA13 TA01 TA03 5J092 AA01 AA12 AA21 AA22 CA27 CA41 FA08 FA09 FA19 HA02 HA25 KA02 KA26 KA32 KA42 MA19 SA01 SA13 TA01 TA03 VL07
Claims (4)
波信号と、局部発振波入力端子から入力された局部発振
波を周波数混合し、得られたベースバンド信号を差動出
力する偶高調波形ダイレクトコンバージョンミキサと、 前記偶高調波形ダイレクトコンバージョンミキサより差
動出力されるベースバンド信号のそれぞれを増幅する１
組の低雑音ベースバンド増幅器と、 前記各低雑音ベースバンド増幅器にて増幅されたベース
バンド信号が差動入力され、それを逆相合成してベース
バンド信号出力端子に出力する１８０°合成器とを備え
たダイレクトコンバージョン受信機。An even harmonic direct conversion for mixing a high frequency signal input from a high frequency signal input terminal and a local oscillation wave input from a local oscillation wave input terminal and differentially outputting an obtained baseband signal. Amplifying each of a mixer and a baseband signal differentially output from the even harmonic waveform direct conversion mixer.
A pair of low-noise baseband amplifiers, and a 180 ° combiner that differentially inputs the baseband signal amplified by each of the low-noise baseband amplifiers, synthesizes them in reverse phase, and outputs the resultant to a baseband signal output terminal. Direct conversion receiver with.
有する差動増幅器を用いたことを特徴とする請求項１記
載のダイレクトコンバージョン受信機。2. The direct conversion receiver according to claim 1, wherein a differential amplifier having a differential input terminal is used as the 180 ° combiner.
のそれぞれを、前記低域通過フィルタを介して低雑音ベ
ースバンド増幅器のそれぞれに入力することを特徴とす
る請求項１または請求項２記載のダイレクトコンバージ
ョン受信機。3. A set of low-pass filters is provided, and each of the differential outputs of the even-harmonic waveform direct conversion mixer is input to each of the low-noise baseband amplifiers via the low-pass filter. The direct conversion receiver according to claim 1 or 2, wherein
一のモノリシック・マイクロウェーブＩＣ上に構成した
ことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれ
か１項記載のダイレクトコンバージョン受信機。4. The direct conversion receiver according to claim 1, wherein a pair of low-noise baseband amplifiers are configured on the same monolithic microwave IC. Machine.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10319563A JP2000151286A (en) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | Direct conversion receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10319563A JP2000151286A (en) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | Direct conversion receiver |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000151286A true JP2000151286A (en) | 2000-05-30 |
Family
ID=18111670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10319563A Pending JP2000151286A (en) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | Direct conversion receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000151286A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7457606B2 (en) | 2004-01-30 | 2008-11-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Mixer circuit for direct conversion transceiver with improved IP2 |
| US7804361B2 (en) | 2008-02-22 | 2010-09-28 | Samsung Electronics, Co., Ltd. | Low noise amplifier |
-
1998
- 1998-11-10 JP JP10319563A patent/JP2000151286A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7457606B2 (en) | 2004-01-30 | 2008-11-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Mixer circuit for direct conversion transceiver with improved IP2 |
| US7804361B2 (en) | 2008-02-22 | 2010-09-28 | Samsung Electronics, Co., Ltd. | Low noise amplifier |
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