JP2000050399A - 音響信号処理回路および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡易な構成でありながら、精度の高いシャフ
ラー型フィルタを得る。 【解決手段】 シャフラー型クロストーク・キャンセル
・フィルタ３０は、第１のフィルタ２０ａと第２のフィ
ルタ２０ｂを備えている。第１のフィルタ２０ａ、第２
のフィルタ２０ｂの伝達関数H_SUM,H_DIFは、下記のとお
りである。 H_SUM = ha / (2(ha + hb)) H_DIF = ha / (2(ha - hb)) 第１のフィルタ２０ａおよび第２のフィルタ２０ｂを、
ＦＩＲ型フィルタによって構成し、第２のフィルタ２０
ｂのタップ数を、第１のフィルタ２０ａのタップ数より
も多くしている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は音響信号処理回路およ
び方法に関するものであり、特にその構成の簡素化と高
精度化に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１８に、特開平８−２６５８９９号公
報に開示された音響信号処理回路を示す。この回路は、
受聴者２の前方に配置した左右のスピーカ４Ｌ、４Ｒに
より、仮想スピーカＸＬ、ＸＲから音が発せられている
ようにするためのものである。この回路を用いれば、２
つのスピーカ４Ｌ、４Ｒしかなくとも、あたかも後ろに
スピーカＸＬ、ＸＲがあるかのごとく受聴者２の聴覚に
訴えることができる。

【０００３】図１８の装置においては、４つのフィルタ
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを用いて、これを実現してい
る。４つのフィルタの伝達関数H11,H12,H21,H22は、そ
れぞれ、下式のとおりである。

【０００４】 H11 = (h_RRh_L'L - h_RLh_L'R) / (h_LLh_RR - h_LRh_RL) H12 = (h_LLh_L'R - h_LRh_L'L) / (h_LLh_RR - h_LRh_RL) H21 = (h_RRh_R'L - h_RLh_R'R) / (h_LLh_RR - h_LRh_RL) H22 = (h_LLh_R'R - h_LRh_R'L) / (h_LLh_RR - h_LRh_RL) なお、ここで、h_RRはスピーカ４Ｒから受聴者２の右耳
２Ｒまでの伝達関数、h_RLはスピーカ４Ｒから受聴者２
の左耳２Ｌまでの伝達関数、h_LLはスピーカ４Ｌから受
聴者２の左耳２Ｌまでの伝達関数、h_LRはスピーカ４Ｌ
から受聴者２の右耳２Ｒまでの伝達関数である。

【０００５】ところで、スピーカ４Ｌ、４Ｒおよび仮想
スピーカＸＬ、ＸＲの双方ともが、受聴者２の正面軸８
に対して左右対称であれば、上式において、h_LL=h_RR,h
_LR=h_{R L},h_L'L=h_R'R,h_L'R=h_R'Lが成立する。したがって、
H11=H22,H12=H21となり、図１９に示すように、２個の
フィルタによって回路を構成することができる（シャフ
ラー型フィルタという）。ここで、フィルタ１０ａ、１
０ｂの伝達関数H_SUM,H_{DI F}は、下式によって表される。

【０００６】 H_SUM = (h_a' + h_b') / 2(h_a + h_b) H_DIF = (h_a' - h_b') / 2(h_a - h_b) なお、h_a = h_LL = h_RR, h_b = h_LR = h_RL, h_a' = h_L'L =
h_R'R, h_b' = h_L'R = h_{R 'L}である。

【０００７】このように、左右対称の配置の場合には、
簡素な構成によって、仮想的なスピーカ位置に音像を定
位させることができる。

【０００８】また、図２０に示すように、クロスフィー
ド・フィルタ１２とクロストーク・キャンセル・フィル
タ１４を用いて音像定位処理を行う場合もある。クロス
トーク・キャンセル・フィルタ１４は、右のスピーカ４
Ｒから出て左の耳２Ｌに到達するクロストーク、並び
に、左のスピーカ４Ｌから出て右の耳２Ｒに到達するク
ロストークをなくするように作用する。これにより、右
チャネル信号Ｒは右耳２Ｒにのみ聞こえ、左チャネル信
号は左耳２Ｌにのみ聞こえるようにできる。したがっ
て、クロスフィードフィルタ１２によって、クロストー
クの量を調整することにより、所望の位置に音源を定位
させることができる。

【０００９】上記のようなクロストーク・キャンセル・
フィルタ１４も、図１９に示すようなシャフラー型フィ
ルタによって実現することができる。この場合のフィル
タ１０ａ、フィルタ１０ｂの伝達関数H_SUM、H_DIFは次の
とおりである。

【００１０】 Ｈ_ＳＵＭ ＝ ｈａ ／ （２（ｈａ ＋ ｈｂ）） Ｈ_ＤＩＦ ＝ ｈａ ／ （２（ｈａ − ｈｂ））

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上記のシャフラー型フ
ィルタにおいて、フィルタ１０ａ、１０ｂが高精度であ
れば、音像定位能力の高いあるいはクロストークキャン
セル能力の高い回路を実現することができる。しかしな
がら、フィルタ１０ａ、１０ｂを高精度にしようとする
と、その構成が複雑となり、ＤＳＰによって実現する場
合には大きな処理時間を要するという問題があった。ま
た、簡素な構成とすると、シャフラー型フィルタとして
の能力が低下するというという問題があった。

【００１２】この発明は、上記のような問題点を解決し
て、簡易な構成でありながら、精度の高いシャフラー型
フィルタを得ることを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段および発明の効果】請求項
１のシャフラー型音響信号処理回路は、右チャネル信号
と左チャネル信号との和信号を処理する第１のフィルタ
と、右チャネル信号と左チャネル信号との差信号を処理
する第２のフィルタとを備え、第２のフィルタにおける
低周波領域の精度を第１のフィルタよりも高くしたこと
を特徴としている。シャフラー型音響信号処理回路にお
いては、低周波領域にて、和信号を処理する第１のフィ
ルタのゲインが、差信号を処理する第２のフィルタのゲ
インよりも低くなっている。したがって、低周波領域に
おいて、第２のフィルタの精度を第１のフィルタよりも
高くすることにより、精度の低下を極力防ぎつつ、回路
構成の簡素化を図ることができる。

【００１４】請求項２のシャフラー型音響信号処理回路
は、第１のフィルタおよび第２のフィルタをＦＩＲ型フ
ィルタによって構成するとともに、第２のフィルタのタ
ップ数を、第１のフィルタのタップ数よりも多くしたこ
とを特徴としている。したがって、低周波領域におい
て、第２のフィルタの精度を第１のフィルタよりも高く
し、精度の低下を極力防ぎつつ、回路構成の簡素化を図
ることができる。

【００１５】請求項３のシャフラー型音響信号処理回路
は、第２のフィルタを、サブバンドフィルタバンクを用
いて構成したことを特徴としている。したがって、ダウ
ンサンプルにより処理能力に余裕を持たすことができ
る。

【００１６】請求項４のシャフラー型音響信号処理回路
は、第２のフィルタのサブバンドフィルタバンクにおい
て、低い周波数成分ほど、大きなダウンサンプルを行う
ようにしたことを特徴としている。したがって、低周波
領域において、第２のフィルタの精度を第１のフィルタ
よりも高くして、精度の低下を極力防ぎつつ、回路構成
の簡素化を図ることができる。

【００１７】請求項５のシャフラー型音響信号処理回路
は、第１のフィルタをＦＩＲ型フィルタによって構成す
るとともに、第２のフィルタをＦＩＲ型フィルタと２次
ＩＩＲ型フィルタの並列接続によって構成したことを特
徴としている。したがって、低周波領域において、第２
のフィルタの精度を第１のフィルタよりも高くし、精度
の低下を極力防ぎつつ、回路構成の簡素化を図ることが
できる。また、２次ＩＩＲフィルタによって低周波領域
を処理することができ、いたずらにＦＩＲ型フィルタの
段数を増やすことを防ぐことができる。

【００１８】請求項６のシャフラー型音響信号処理回路
は、第２のフィルタが、ＦＩＲ型フィルタと、当該ＦＩ
Ｒ型フィルタの中間タップと、当該ＦＩＲフィルタの出
力との間において並列に接続された２次ＩＩＲフィルタ
とを備たことを特徴としている。したがって、低周波領
域において、第２のフィルタの精度を第１のフィルタよ
りも高くし、精度の低下を極力防ぎつつ、回路構成の簡
素化を図ることができる。また、並列接続する中間タッ
プの位置を変えることにより、最適な特性を得ることが
できる。

【００１９】請求項９のフィルタは、複数のタップを有
するＦＩＲ型フィルタと、当該ＦＩＲ型フィルタの中間
タップにその入力が接続されたＩＩＲ型フィルタと、Ｆ
ＩＲ型フィルタとＩＩＲ型フィルタの出力を加算する加
算手段とを備えている。したがって、容易に所望の特性
を有するフィルタを得ることができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】図１に、この発明の一実施形態に
よるシャフラー型クロストーク・キャンセル・フィルタ
３０の構成を示す。左チャネル入力端子Ｌ_ＩＮには左チ
ャネル信号が、右チャネル入力端子Ｒ_INには右チャネル
信号が与えられる。左チャネル信号と右チャネル信号
は、加算器２２において加算され、第１のフィルタ２０
ａに与えられる。左チャネル信号と右チャネル信号は、
また、減算器２４において減算され、第２のフィルタ２
０ｂに与えられる。第１のフィルタ２０ａ、第２のフィ
ルタ２０ｂの伝達関数H_SUM,H_DIFは、下記のとおりであ
る。

【００２１】 H_SUM = ha / (2(ha + hb)) H_DIF = ha / (2(ha - hb)) 加算器２６は、第１のフィルタ２０ａと第２のフィルタ
２０ｂの出力を加算して、スピーカ４Ｌのための信号と
して出力する。減算器２８は、第１のフィルタ２０ａと
第２のフィルタ２０ｂの出力を減算して、スピーカ４Ｒ
のための信号として出力する。

【００２２】この実施形態においては、第１のフィルタ
２０ａおよび第２のフィルタ２０ｂを、ＦＩＲ型フィル
タによって構成し、フィルタ３０全体をＤＳＰによって
実現した。図２に、ＤＳＰ４０を用いて実現した場合の
ハードウエア構成を示す。各チャネルの信号Ｌ、Ｒは、
デジタルデータとしてＤＳＰ４０に与えられる。ＤＳＰ
２２は、メモリ４６に記憶されたプログラムにしたがっ
て、デジタルデータに対する加算、減算、フィルタリン
グ等の処理を行い、左スピーカ用信号Ｌ_OUT、右スピー
カ用信号Ｒ_OUTを生成する。これら信号は、Ｄ／Ａコン
バータ４２によってアナログ信号に変換され、スピーカ
４Ｌ、４Ｒのための信号として出力される。なお、メモ
リ２６へのプログラムの格納等の処理は、マイクロプロ
セッサ２０によって行う。

【００２３】図３に、メモリ４６のプログラムに基づい
て、ＤＳＰ４０が行う処理を、シグナルフローの形式に
て示す。この実施形態では、第１のフィルタ２０ａ、第
２のフィルタ２０ｂを、ＦＩＲ型フィルタによって構成
している。図において、ＤＳ１〜ＤＳ３２、ＤＤ１〜Ｄ
Ｄ９６は遅延処理であり、１サンプル分の遅延処理を行
う。ここでは、サンプル周波数を、４８ｋＨｚとした。
また、ＫＳ０〜ＫＳ３２、ＫＤ０〜ＫＤ９６は、係数処
理である。第１のフィルタ１０ａのタップ数（つまり遅
延処理の数）を３２とし、第２のフィルタ１０ｂのタッ
プ数を９６としている。ＦＩＲ型フィルタにおいては、
タップ数が多くなるほど、低周波領域の精度が高くな
る。したがって、図３の例においては、第２のフィルタ
１０ｂの方が、第１のフィルタ１０ａよりも低周波領域
における精度が高くなっている。

【００２４】第１のフィルタ１０ａのタップ数を３２、
第２のフィルタ１０ｂのタップ数を３２とした場合の各
フィルタの周波数特性、およびクロストークキャンセル
の応答特性zt1とエラーzt2を図４に示す。ここで、エラ
ーとは、十分なキャンセルができずに残った応答であ
り、クロストークキャンセル場合には、エラーが少ない
ほど良好なフィルタであるといえる。なお、ここでは、
スピーカ４Ｌ（または４Ｒ）と受聴者２との角度α（図
１参照）を１０度に設定した。タップ数３２では、精度
が低く、クロストークキャンセルエラーが大きいことが
示されている。

【００２５】同様に、両フィルタ１０ａ、１０ｂのタッ
プ数を６４とした場合を、図５に示す。３２タップの場
合より改善されているものの、依然としてクロストーク
キャンセルエラーが大きいことが示されている。

【００２６】さらに、両フィルタ１０ａ、１０ｂのタッ
プ数を９６とした場合を、図６に示す。エラーがかなり
少ないことが示されている。しかしながら、両フィルタ
１０ａ、１０ｂのタップ数を９６とすると、ＤＳＰ４０
の演算負荷が大きいという問題を生じる。

【００２７】この実施形態では、第１のフィルタ１０ａ
に要求される周波数特性が、特に低周波において、レベ
ルが低く平坦であることに着目して、第１のフィルタ１
０ａのタップ数を、第２のフィルタ１０ｂのタップ数よ
りも少なくした。つまり、低周波領域において、第１の
フィルタ１０ａの精度を低くし、その分、第２のフィル
タ１０ｂの精度向上に当てている。具体的には、第１の
フィルタ１０ａのタップ数を３２、第２のフィルタ１０
ｂのタップ数を９６とした。この場合の特性を、図７に
示す。

【００２８】図７からも明らかなように、双方のフィル
タ１０ａ、１０ｂのタップ数を９６とした場合とほぼ同
等のエラーに抑えることができている。つまり、全体の
タップ数を抑えつつ、精度の高いシャフラー型クロスト
ーク・キャンセル・フィルタを得ることができる。

【００２９】図８に、他の実施形態によるシグナルフロ
ーを示す。この実施形態においても、ＦＩＲフィルタを
用い、第１のフィルタ２０ａのタップ数（３２）より
も、第２のフィルタ２０ｂのタップ数（実質的に１２
８）を多くしている。ただし、この実施形態では、第２
のフィルタ２０ｂにおいて、フィルタバンクを採用しダ
ウンサンプルした後にＦＩＲフィルタを通している。図
中、Ｈは高域通過フィルタ、Ｇは低域通過フィルタであ
る。また、↓は１／２ダウンサンプルを、↑は２倍アッ
プサンプルを示している。遅延２０５、２０６、２０８
は、各フィルタバンク処理のための時間を補償するため
の遅延処理である。遅延２０５は３サンプル、２０６は
１サンプル、２０８は７サンプルの遅延処理を行ってい
る。

【００３０】このようにフィルタバンクを採用すること
により、実質的に原サンプリングにおいて１２８タップ
の能力を得つつ、ＦＩＲフィルタ２０１、２０２、２０
３、２０４の合計タップ数を６８タップに抑えることが
でき、ダウンサンプリングにより処理能力に余裕をつく
ることができる。これにより、周波数の低い成分につい
ての精度を高くすることができる。また、この実施形態
では、フィルタバンクを周波数の低い成分の側で分割を
繰り返すオクターブ分割としているが、高い周波数も分
割する等分割フィルタバンクでもよい。

【００３１】図９に、フィルタバンクを採用せずに、第
１のフィルタ１０ａのタップ数を３２、第２のフィルタ
１０ｂのタップ数を１２８とした時のクロストークキャ
ンセルエラーＺＴ２を示す。また、図１０に、図８の構
成によるクロストークキャンセルエラーＺＴ２を示す。
両図から明らかなように、フィルタバンクを採用した図
８の回路が、１２８タップとした場合と同等の性能を有
していることが分かる。

【００３２】図１１に、他の実施形態によるシグナルフ
ローを示す。この実施形態においては、第１のフィルタ
２０ａを３２タップのＦＩＲ型フィルタによって構成
し、第２のフィルタ２０ｂを３２タップのＦＩＲ型フィ
ルタ２１０と２次ＩＩＲ型フィルタ２１２によって構成
している。ＦＩＲ型フィルタ２１０と２次ＩＩＲ型フィ
ルタ２１２の出力は、加算器２１４によって加算され
る。

【００３３】この実施形態では、第２のフィルタのＦＩ
Ｒ型フィルタ２１０のタップ数を３２に抑えるととも
に、低い周波数成分に対する精度を２次ＩＩＲ型フィル
タ２１０によって向上させている。２次ＩＩＲ型フィル
タは、低い周波数成分において高い精度を得ることがで
きるので、図１のように全てをＦＩＲ型フィルタによっ
て構成する場合よりも少ないタップ数によって同等の精
度を実現することができる。なお、この実施形態では２
次ＩＩＲ型フィルタを用いたが、ｎ次のＩＩＲ型フィル
タを用いることができる。また、ｎ次ＩＩＲフィルタの
直列または並列接続でもよい。

【００３４】図１２に、図１１の回路における第１のフ
ィルタ２０ａの特性Ｈ_SUMと、第２のフィルタ２０ｂの
特性Ｈ_DIFを示す。また、クロストークキャンセルエラ
ーＺＴ２を示す。図７の場合に近い精度が得られている
ことが分かる。

【００３５】図１１の実施形態においては、第２のフィ
ルタ１０ｂをＦＩＲフィルタと２次ＩＩＲフィルタの完
全な並列接続としたが、図１３に示すように、ＦＩＲ型
フィルタの中間タップから２次ＩＩＲ型フィルタへの入
力を取り出すようにしても良い。このようにすることに
より、より所望の特性に近い第２のフィルタ１０ｂを容
易に得ることができる。

【００３６】図１４、図１５、図１６、図１７を用い
て、図１３に示すフィルタの設計方法を説明する。図１
４は、必要とする第２のフィルタ１０ｂのインパルス応
答である。これに基づいて、２次ＩＩＲフィルタの特性
を決定する。この際、図１５に示すように、インパルス
応答の前の方は無視して、インパルス応答の後ろの方
（つまり低周波領域）に良く近似するように特性を決定
する。図１５では、ｋサンプル以後のインパルス応答に
近似する２次ＩＩＲフィルタの特性を得ている。ただ
し、ｋ〜ｍサンプルまでの間は、大きく異なるインパル
ス応答となっている。

【００３７】次に、０〜ｍサンプルまでのインパルス応
答を実現するＦＩＲフィルタを得る。ただし、ｋ〜ｍサ
ンプルにおいては、図１６に示すように２次ＩＩＲフィ
ルタの特性と必要とするフィルタの特性とが大きくずれ
ている。そこで、かかる誤差も加味した上で、図１７に
示すような０〜ｍサンプルまでのインパルス応答を実現
するＦＩＲフィルタを得る。

【００３８】上記のようにして、図１３に示すような第
２のフィルタ１０ｂを得ることができる。なお、２次Ｉ
ＩＲフィルタを取り出すタップの位置は、２次ＩＩＲフ
ィルタの特性を近似した際の先頭サンプル（上記の場合
ｋサンプル）に対応するタップ（上記の場合ｋタップ）
となる。このようにして、容易に、所望の特性を持った
フィルタを得ることができる。なお、上記各実施形態に
おいて示したタップ数は一例である。また、上記各実施
形態においては、クロストークキャンセルフィルタにつ
いて説明したが、音像定位処理フィルタについても同じ
ように適用することができる。

【００３９】上記実施形態では、第１のフィルタ１０ａ
はＦＩＲ型フィルタとしているが、これを、第２のフィ
ルタ１０ｂと同じようにＦＩＲ型フィルタとＩＩＲ型フ
ィルタの並列接続（図１１、図１３）や、フィルタバン
ク構成としても良い。この場合であっても、第２のフィ
ルタ１０ｂよりも第１のフィルタ１０ａの方の精度を落
とすことにより、全体としての構成を簡易にしつつ精度
を維持することができる。

【００４０】上記各実施形態においては、ＤＳＰを用い
てフィルタを実現しているが、その一部または全部をア
ナログフィルタによって実現しても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施形態によるシャフラー型フィ
ルタの構成を示す図である。

【図２】図１のフィルタをＤＳＰを用いて実現した場合
のハードウエア構成を示す図である。

【図３】メモリ４６に記録されたプログラムをシグナル
フローとして示す図である。

【図４】第１のフィルタ１０ａと第２のフィルタ１０ｂ
を共に３２タップとした場合の特性を示す図である。

【図５】第１のフィルタ１０ａと第２のフィルタ１０ｂ
を共に６４タップとした場合の特性を示す図である。

【図６】第１のフィルタ１０ａと第２のフィルタ１０ｂ
を共に９６タップとした場合の特性を示す図である。

【図７】第１のフィルタ１０ａを３２タップ、第２のフ
ィルタ１０ｂを９６タップとした場合の特性を示す図で
ある。

【図８】フィルタバンクを用いた実施形態におけるシグ
ナルフローを示す図である。

【図９】図３の回路において、第１のフィルタ１０ａを
３２タップ、第２のフィルタ１０ｂを１２８タップとし
た場合の特性を示す図である。

【図１０】図８の回路において、第１のフィルタ１０ａ
を３２タップ、第２のフィルタ１０ｂをフィルタバンク
によって１２８タップ相当とした場合の特性を示す図で
ある。

【図１１】第２のフィルタ１０ｂを、ＦＩＲフィルタと
ＩＩＲフィルタの並列構成にした実施形態におけるシグ
ナルフローを示す図である。

【図１２】図１１の回路における特性を示す図である。

【図１３】ＦＩＲフィルタの中間タップからＩＩＲフィ
ルタの入力取り出した実施形態を示す図である。

【図１４】所望のフィルタのインパルス応答を示す図で
ある。

【図１５】図１４の特性に近似するＩＩＲフィルタのイ
ンパルス応答である。

【図１６】所望の特性とＩＩＲフィルタの特性とのずれ
を示す図である。

【図１７】図１６のずれを考慮して得たＦＩＲフィルタ
のインパルス応答である。

【図１８】従来の音像定位処理回路を示す図である。

【図１９】シャフラー型フィルタの回路図である。

【図２０】クロスフィードフィルタとクロストーク・キ
ャンセル・フィルタによって音像定位回路を構成した場
合の例である。

【符号の説明】

２０ａ・・・第１のフィルタ ２０ｂ・・・第２のフィルタ ４０・・・ＤＳＰ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中武 哲郎 大阪府寝屋川市日新町２番１号 オンキョ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5D018 AF30 5D020 AD02 5D062 AA65 CC16

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】右チャネル信号と左チャネル信号との和信
   号を処理する第１のフィルタ、 右チャネル信号と左チャネル信号との差信号を処理する
   第２のフィルタ、 を備えたシャフラー型音響信号処理回路において、 第２のフィルタにおける低周波領域の精度を第１のフィ
   ルタよりも高くしたことを特徴とするシャフラー型音響
   信号処理回路。
2. 【請求項２】右チャネル信号と左チャネル信号との和信
   号を処理する第１のフィルタ、 右チャネル信号と左チャネル信号との差信号を処理する
   第２のフィルタ、 を備えたシャフラー型音響信号処理回路において、 第１のフィルタおよび第２のフィルタをＦＩＲ型フィル
   タによって構成するとともに、 第２のフィルタのタップ数を、第１のフィルタのタップ
   数よりも多くしたことを特徴とするシャフラー型音響信
   号処理回路。
3. 【請求項３】請求項１または２のシャフラー型音響信号
   処理回路において、 前記第２のフィルタを、サブバンドフィルタバンクを用
   いて構成したことを特徴とするシャフラー型音響信号処
   理回路。
4. 【請求項４】請求項３のシャフラー型音響信号処理回路
   において、 前記第２のフィルタのサブバンドフィルタバンクは、低
   い周波数成分ほど、大きなダウンサンプルを行うように
   したことを特徴とするもの。
5. 【請求項５】右チャネル信号と左チャネル信号との和信
   号を処理する第１のフィルタ、 右チャネル信号と左チャネル信号との差信号を処理する
   第２のフィルタ、 を備えたシャフラー型音響信号処理回路において、 第１のフィルタをＦＩＲ型フィルタによって構成すると
   ともに、 第２のフィルタをＦＩＲ型フィルタと２次ＩＩＲ型フィ
   ルタの並列接続によって構成したことを特徴とするシャ
   フラー型音響信号処理回路。
6. 【請求項６】請求項５のシャフラー型音響信号処理回路
   において、 第２のフィルタは、 ＦＩＲ型フィルタと、 当該ＦＩＲ型フィルタの中間タップと、当該ＦＩＲフィ
   ルタの出力との間において並列に接続された２次ＩＩＲ
   フィルタと、を備えていることを特徴とするもの。
7. 【請求項７】請求項１ないし６のいずれかの音響信号処
   理回路において、 当該音響信号処理回路は、クロストーク・キャンセル・
   フィルタとして用いられるものであることを特徴とする
   もの。
8. 【請求項８】請求項１ないし６のいずれかの音響信号処
   理回路において、 当該音響信号処理回路は、音像定位処理フィルタとして
   用いられるものであることを特徴とするもの。
9. 【請求項９】複数のタップを有するＦＩＲ型フィルタ
   と、 当該ＦＩＲ型フィルタの中間タップにその入力が接続さ
   れたＩＩＲ型フィルタと、 ＦＩＲ型フィルタとＩＩＲ型フィルタの出力を加算する
   加算手段と、 を備えたフィルタ。
10. 【請求項１０】右チャネル信号と左チャネル信号との和
    信号に対して第１のフィルタリング処理を行い、 右チャネル信号と左チャネル信号との差信号に対して第
    ２のフィルタリング処理を行うシャフラー型の音響信号
    処理方法において、 第２のフィルタリング処理の精度を第１のフィルタリン
    グ処理よりも高くしたことを特徴とするシャフラー型音
    響信号処理方法。