ITUA20164780A1

ITUA20164780A1 - Dispositivo e metodo di controllo in tensione in modalita' quasi-risonante di un convertitore in commutazione

Info

Publication number: ITUA20164780A1
Application number: ITUA2016A004780A
Authority: IT
Inventors: Giovanni Gritti; Claudio Adragna
Original assignee: St Microelectronics Srl
Priority date: 2016-06-30
Filing date: 2016-06-30
Publication date: 2017-12-30
Also published as: CN206341135U; CN107565801A; US10241322B2; CN107565801B; CN110759312A; DE102017102676A1; US20180004240A1

Description

"DISPOSITIVO E METODO DI CONTROLLO IN TENSIONE IN MODALITÀ' QUASI-RISONANTE DI UN CONVERTITORE IN COMMUTAZIONE"

La presente invenzione è relativa ad un dispositivo e ad un metodo di controllo in tensione in modalità quasirisonante di un convertitore in commutazione, in particolare (ma senza per questo perdere in generalità) un convertitore per la regolazione del fattore di potenza (nel seguito indicato come convertitore PFC, dall'inglese "Power Factor Correction").

In modo noto, i convertitori di tensione utilizzati in alimentatori operanti in commutazione (cosiddetti SMPS, "Switched-Mode Power Supply") o in sistemi di illuminazione allo stato solido (SSL, "Solid State Lighting") devono generalmente soddisfare stringenti requisiti per quanto riguarda le relative prestazioni elettriche. In particolare, tali convertitori devono garantire un elevato fattore di qualità (con un fattore di potenza, PF ("Power Factor"), sostanzialmente unitario, ad esempio maggiore di 0,9), ed una elevata efficienza/un ridotto consumo di potenza in condizione di assenza di carico (ad esempio con un potenza dissipata minore di300 mW).

In generale, tali convertitori di potenza sono atti a convertire una grandezza ricevuta in ingresso, ad esempio una tensione alternata (AC) proveniente dalla rete elettrica, in una grandezza regolata di uscita, ad esempio una tensione continua (DC), per l'alimentazione di un carico elettrico, ad esempio un gruppo di LED.

L'elevato fattore di potenza è richiesto ad esempio per soddisfare le limitazioni all'emissione di corrente armonica previste dalle normative (ad esempio dagli standard IEC 61000-3-2 in Europa, e JEITA-MITI in Giappone), mentre l'elevata efficienza/il ridotto consumo di potenza sono richiesti per soddisfare i requisiti di efficienza energetica, ad esempio ENERGY STAR 2.0 per alimentatori esterni o ENERGY STAR 5.0 per computer e simili.

In particolare, è noto l'utilizzo, qualora sia richiesta una elevata potenza di uscita (ad esempio maggiore di 50-75 W), di convertitori di potenza aventi un'architettura a due stadi, in cui un primo stadio definisce tipicamente un convertitore PFC, ad esempio di tipo boost (ovvero innalzatore di tensione). Il convertitore PFC in questo caso esegue un'operazione di innalzamento della tensione alternata di linea, generando in uscita una tensione regolata in continua, ad esempio del valore di 400 V. Il convertitore PFC è controllato da un opportuno dispositivo di controllo per regolare il fattore di potenza nell'assorbimento dalla linea elettrica.

A titolo di esempio, in figura 1, viene mostrato lo schema elettrico di un convertitore di potenza, ad esempio un convertitore PFC di tipo boost, indicato in generale con 1, controllato da un relativo dispositivo di controllo, indicato con 2 (si sottolinea sin d'ora tuttavia che quanto segue si può applicare per differenti topologie di convertitori, ad esempio di tipo flyback o buck-boost).

Il dispositivo di controllo 2 è realizzato come un circuito integrato, e presenta un proprio package e relativi piedini (pin) di ingresso e di uscita; tale circuito integrato può essere montato su uno stesso circuito stampato (PCB - Printed Circuit Board) con i componenti circuitali che realizzano il convertitore di potenza 1.

In particolare, il convertitore di potenza 1 presenta, in questa configurazione: un terminale di ingresso IN, su cui è presente una tensione di ingresso Vin(sinusoide raddrizzata) generata da uno stadio rettificatore 3 (illustrato schematicamente) a partire da una tensione di linea VACin alternata, ad esempio fornita dalla rete elettrica; ed un terminale di uscita OUT, su cui è presente una tensione di uscita Vout, ad esempio in continua, di valore maggiore rispetto alla tensione di ingresso VIN, che viene regolato ad un valore desiderato (ad esempio pari a 400 V).

Al terminale di ingresso IN è collegato un condensatore di filtro 4a, avente funzioni di filtraggio di alta frequenza, mentre al terminale di uscita OUT è collegato un condensatore di immagazzinamento 4b, avente funzioni di immagazzinamento di carica. Sia il condensatore di filtro 4a che il condensatore di immagazzinamento 4b sono inoltre collegati ad un terminale di riferimento, o di massa (GND).

Il convertitore di potenza 1 comprende: un induttore 5, collegato tra il terminale di ingresso IN ed un primo nodo interno Ni; un elemento interruttore 6, in particolare un transistore MOSFET di potenza, collegato tra il primo nodo interno Ni ed il terminale di riferimento; ed un elemento a diodo 7, avente anodo collegato al primo nodo interno Ni e catodo collegato al terminale di uscita OUT.

L'elemento interruttore 6 presenta un primo terminale di conduzione corrente, in particolare il terminale di drain del rispettivo transistore MOSFET, collegato al primo nodo interno Ni, un secondo terminale di conduzione corrente, in particolare il terminale di source del rispettivo transistore MOSFET, collegato al terminale di riferimento, ed un terminale di controllo, coincidente con il terminale di gate del rispettivo transistore MOSFET.

Tra il terminale di uscita OUT ed il terminale di riferimento è collegato un partitore di tensione 8, formato da un primo resistore di partizione 8a, collegato in serie ad un secondo resistore di partizione 8b, definendo un nodo interno N2, su cui viene prelevata una tensione di retroazione VFB.

Il convertitore di potenza 1 comprende inoltre un avvolgimento ausiliario 9, magneticamente accoppiato all'induttore 5 e su cui è presente una tensione di monitoraggio VZCD.

Il dispositivo di controllo 2 presenta: un primo terminale di ingresso 2a, collegato al secondo nodo interno N2ed atto a ricevere la tensione di retroazione VFB; un secondo terminale di ingresso 2b, collegato all'avvolgimento ausiliario 9 mediante un primo resistore di accoppiamento 10 ed atto a ricevere la tensione di monitoraggio VZCD, funzione della tensione ai capi dello stesso avvolgimento ausiliario 9; ed un terminale di uscita 2c, collegato al terminale di controllo dell'elemento interruttore 6 mediante un secondo resistore di accoppiamento 11 e a fornire un segnale di comando GD per comandare la commutazione dello stesso elemento interruttore 6 in modulazione di ampiezza di impulso PWM (Pulse Width Modulation) , con temporizzazione opportuna.

Il dispositivo di controllo 2 presenta inoltre ulteriori terminali 2d, 2e collegati ad una tensione di alimentazione Vcc e, rispettivamente, al terminale di riferimento.

In particolare, il dispositivo di controllo 2 può essere configurato per controllare il funzionamento del convertitore di potenza 1 in modalità cosiddetta quasirisonante, anche definita modalità di transizione, modalità critica, o modalità di confine.

Ad ogni ciclo di commutazione, il dispositivo di controllo 2 comanda la chiusura dell'elemento interruttore 6 per un intervallo di accensione TON(intervallo ΌΝ' del duty cycle), durante il quale la corrente proveniente dall'alimentazione circola nell'induttore 5 e nell'elemento interruttore 6 verso massa, determinando un immagazzinamento di energia nell'induttore 5 stesso.

In modalità di controllo in tensione, la durata dell'intervallo di accensione TONviene stabilita dal dispositivo di controllo 2 mediante un opportuno anello di controllo in retroazione basato su un valore indicativo della tensione di uscita Vout, in questo caso ottenuto a partire dalla tensione di retroazione VFB, che viene confrontato con un'opportuna tensione di riferimento (come descritto in dettaglio in seguito).

In maniera qui non illustrata, l'anello di controllo può in alternativa essere basato su un controllo di corrente di picco .

Il dispositivo di controllo 2 comanda in seguito l'apertura dell'elemento interruttore 6 per un intervallo di spegnimento T0FF(intervallo OFF' del duty cycle), durante il quale l'energia precedentemente immagazzinata nell'induttore 5 viene trasferita al carico, ed all'elemento di immagazzinamento di carica 4b, tramite l'elemento a diodo 7.

In particolare, al completamento del trasferimento di energia, la corrente nell'induttore 5 è nulla; sulla tensione al primo nodo interno Ni si verifica una condizione di risonanza intorno al valore della tensione di ingresso Vin, a causa della capacità presente sullo stesso primo nodo interno Ni, principalmente dovuta alla capacità parassita del terminale di drain del transistore MOSFET dell'elemento interruttore 6 ed alla capacità parassita dell'elemento a diodo 7 (in condizione di spegnimento).

Secondo la modalità di controllo quasi-risonante, l'elemento interruttore 6 viene chiuso (ed il relativo transistore MOSFET acceso) in corrispondenza del minimo dell'oscillazione risonante presente sulla tensione di drain del relativo transistore MOSFET, con un certo ritardo rispetto all'istante di annullamento della corrente nell'induttore 5, in modo tale che il convertitore operi in una condizione di commutazione a corrente e tensione nulla, consentendo una elevata efficienza e minime perdite di accensione; tale controllo si definisce anche "a commutazione di valle (valley-switching) ", in quanto la chiusura dell'elemento interruttore 6 avviene in corrispondenza della valle dell'oscillazione della tensione di drain del transistore MOSFET.

Il rilevamento della condizione di valle, e dunque la determinazione della durata dell'intervallo di intervallo di spegnimento TOFF, vengono eseguiti dal dispositivo di controllo 2 sulla base della tensione di monitoraggio VZCD, a sua volta funzione della tensione ai capi dell'avvolgimento ausiliario 9.

La figura 2 mostra gli andamenti, relativamente alla modalità di controllo illustrata, della corrente IInell'induttore 5 e del segnale di comando GD (con indicati l'intervallo di accensione TON, durante il quale viene immagazzinata energia nello stesso induttore 5, e l'intervallo di spegnimento TOFF); vengono inoltre indicati un intervallo temporale, cosiddetto di "free-wheeling", TFW, in cui la corrente di induttore IIcircola attraverso l'elemento a diodo 7 (trasferendo energia sull'elemento di immagazzinamento 4b), ed un intervallo temporale di ritardo TR, che corrisponde all'intervallo di attesa per la commutazione di valle, ovvero l'intervallo tra l'istante in cui si annulla la corrente di induttore IIe l'istante in cui viene nuovamente chiuso l'elemento interruttore 6.

Con riferimento alla figura 3 viene ora descritta in maggiore dettaglio una forma di realizzazione, di tipo noto, del dispositivo di controllo 2, che implementa il metodo di controllo discusso in precedenza; tale dispositivo di controllo 2 corrisponde ad esempio al dispositivo avente codice 'STCMB1', prodotto e commercializzato dalla presente Richiedente .

Il dispositivo di controllo 2 comprende uno stadio amplificatore di errore 12, avente terminale di ingresso invertente collegato al primo terminale di ingresso 2a e ricevente la tensione di retroazione VFB, e terminale di ingresso non invertente ricevente una tensione di riferimento VREF, di valore opportuno (ad esempio generata internamente al dispositivo di controllo 2 mediante un generatore di band-gap a partire dalla tensione di alimentazione Vcc); lo stadio amplificatore di errore 12 genera, in funzione della differenza tra la tensione di retroazione VFBe la tensione di riferimento VREF, una tensione di controllo Ve, indicativa del valore della tensione di uscita Voutdel convertitore di potenza 1.

In maniera non descritta in dettaglio, una rete di compensazione, di tipo RC, è accoppiata all'uscita dello stadio amplificatore di errore 12, atta a definire il guadagno in continua dello stadio amplificatore di errore 12 e la relativa banda operativa in frequenza, assicurando la stabilità dell'anello di controllo.

Il dispositivo di controllo 2 comprende inoltre uno stadio comparatore 15, avente un primo terminale di confronto accoppiato all'uscita dello stadio amplificatore di errore 12, e ricevente la tensione di controllo Ve, un secondo terminale di confronto che riceve una tensione a rampa VR, ed un'uscita che genera un segnale di confronto Se.

In particolare, la tensione a rampa VRè generata mediante la carica di un condensatore 16, avente capacità C, con una opportuna corrente di carica le, costante, generata da un generatore di corrente 17; un interruttore 18, comandato da un segnale di comando SW, è inoltre collegato in parallelo all'elemento condensatore 16, per determinarne l'avvio della carica e la successiva scarica (e dunque l'andamento alternativamente crescente e decrescente della tensione a rampa VR).

Il dispositivo di controllo 2 comprende inoltre un flipflop S/R 19, che presenta: ingresso di reset R collegato all'uscita dello stadio comparatore 15 e ricevente il segnale di confronto Sci ingresso di set S collegato ad uno stadio di temporizzazione 20; uscita negata Q che definisce il suddetto segnale di comando SW dell'interruttore 18; ed uscita Q che fornisce, tramite un'unità di pilotaggio (driver) 21, il segnale di comando GD per comandare la commutazione dell'elemento interruttore 6 del convertitore di potenza 1.

Lo stadio di temporizzazione 20 comprende un'unità di rilevamento 21, accoppiata al secondo ingresso 2b del dispositivo di controllo 2 e ricevente la tensione di monitoraggio VZCD; l'unità di rilevamento 21 genera un segnale di rilevamento ZCD indicativo dell'insorgere della condizione di corrente nulla nell'induttore 5.

Lo stadio di temporizzazione 20 comprende inoltre: un'unità di ritardo (delay) 22, collegata all'uscita dell'unità di rilevamento 21 e configurata per applicare un opportuno ritardo temporale al segnale di rilevamento ZCD; una porta logica OR 24, avente un primo ingresso collegato all'uscita dell'unità di ritardo 22, un secondo ingresso collegato ad un'unità di avvio 25 (cosiddetta "starter") ed un'uscita fornente il segnale di set S al flip-flop S/R 19.

In uso, considerando la banda dello stadio amplificatore di errore 12 sufficientemente stretta, ad esempio inferiore a 20 Hz, la tensione di controllo Ve può essere considerata sostanzialmente costante (ovvero, un valore in continua) in un ciclo di linea.

Il valore di picco VR_pkdella tensione a rampa VRpuò essere espresso come:

Assumendo che l'elemento interruttore 6 sia inizialmente acceso, la tensione a rampa VRcresce fino a quando non raggiunge il valore della tensione di controllo Ve, in tal modo commutando l'uscita dello stadio comparatore 15, che resetta il flip-flop S/R 19 e causa l'apertura dello stesso elemento interruttore 6.

Di conseguenza, l'uscita dello stadio comparatore 15 determina la durata dell'intervallo di accensione TONdell'elemento interruttore 6, secondo l'espressione:

(2)

che è stata ottenuta a partire dalla suddetta espressione (1) imponendo, appunto, l'uguaglianza: VR_pk= Ve.

Si noti che nella suddetta ipotesi che la tensione di controllo Ve sia costante, anche la durata dell'intervallo di accensione TONrisulta dunque sostanzialmente costante durante ogni periodo di linea.

In seguito all'apertura dell'elemento interruttore 6, l'induttore 5 trasferisce l'energia accumulata sul condensatore di immagazzinamento 4b e sul carico, fino a quando non risulta completamente demagnetizzato. A quel punto, l'elemento a diodo 7 smette di condurre a la tensione sul primo nodo interno Ni, dunque la tensione di drain del transistore MOSFET, risulta flottante.

Tale tensione tenderebbe a raggiungere la tensione istantanea di linea tramite l'oscillazione dovuta all'accoppiamento risonante tra la relativa capacità parassita e l'induttanza dell'induttore 5.

Tuttavia, la repentina caduta di tensione che si verifica sul suddetto primo nodo interno Ni in seguito alla demagnetizzazione dell'induttore 5 viene rilevata dall'unità di rilevamento 21 dello stadio di temporizzazione 20, che genera un impulso in seguito al rilevamento di un fronte di discesa della tensione di monitoraggio VZCD.

Tale impulso nel segnale di rilevamento ZCD, opportunamente ritardato dall'unità di ritardo 22 in funzione dell'intervallo temporale di ritardo TR, va quindi a settare il flip flop S/R 19 e a chiudere nuovamente l'elemento interruttore 6, determinando in tal modo un nuovo ciclo operativo del convertitore di potenza 1.

In tal modo, il metodo di controllo prevede che l'avvio di ogni nuovo ciclo di commutazione avvenga dopo che la corrente nell'induttore 5 abbia raggiunto un livello nullo, in seguito ad un opportuno ritardo.

Si noti che la presenza della porta logica OR 24 nello stadio di temporizzazione 20 consente di avviare un nuovo ciclo operativo ad esempio in fase di accensione (o di ritorno da una condizione di disattivazione), quando non è ancora presente la tensione di monitoraggio VZCDal secondo ingresso 2b del dispositivo di controllo 2; tale caratteristica permette inoltre al convertitore di potenza 1 di non arrestarsi nel caso in cui, per un qualsiasi motivo, la stessa tensione di monitoraggio VZCDnon sia presente al suddetto secondo ingresso 2b.

In maggiore dettaglio, e facendo riferimento anche ai diagrammi di figura 4 (che mostra le principali grandezze elettriche nel dispositivo di controllo 2) la tensione di ingresso VINpuò essere considerata sostanzialmente una sinusoide rettificata, ovvero VIN(0) = ViN,Pk|sin θ |, dove Θ e (0, π).

Il valore di picco II_pkdella corrente di induttore IIè dato dunque dall'espressione:

Sostituendo l'espressione (2), si trova dunque:

Come si può notare dai diagrammi della figura 2, il periodo di commutazione Τ(θ) del convertitore di potenza 1 può essere espresso come:

dove la somma T^ (Θ) TRcostituisce l'intervallo di spegnimento TOFF.

Inoltre, la corrente di ingresso IINdel convertitore di potenza 1 può essere determinata mediando la corrente di induttore lL(t,0) su un ciclo di commutazione. Nuovamente facendo riferimento alla figura 2, è immediato verificare che è valida la seguente equazione:

Sostituendo nell'equazione ( 6) le precedenti espressioni (4 ) e (5) , si ottiene dunque :

Da tale espressione (7) risulta in particolare che la corrente di ingresso risulta puramente sinusoidale (garantendo dunque un PF idealmente unitario ed una distorsione idealmente nulla) solamente nel caso in cui l'intervallo temporale di ritardo TRsia nullo o sostanzialmente trascurabile.

Tuttavia è noto che esistono svariate situazioni ed ambiti di utilizzo, in cui per massimizzare l'efficienza del convertitore di potenza occorre allungare l'intervallo temporale di ritardo TR, che dunque non può risultare nullo.

Ad esempio, tecniche note di controllo cosiddette di "valley skipping" prevedono che, in condizioni di medio o basso carico, una o più delle valli della tensione di monitoraggio VZCDvengano tralasciate ai fini delle operazioni di controllo, in modo tale da limitare la frequenza di commutazione.

In base a quanto discusso in precedenza, tuttavia, l'incremento dell'intervallo temporale di ritardo TRcomporta un incremento delle caratteristiche di distorsione (cosiddetto fattore THD - Total Harmonic Distortion) del convertitore di potenza, ed in particolare un incremento dell'emissione di corrente armonica, che può non consentire di soddisfare le caratteristiche attese (ad esempio, può essere richiesto un THD < 10%).

In altre parole, le soluzioni attuali di controllo richiedono necessariamente un compromesso tra le caratteristiche di distorsione e le caratteristiche di efficienza ottenibili, in particolare in condizioni operative di medio o basso carico.

Scopo della presente invenzione è quello di risolvere i problemi precedentemente evidenziati, ed in particolare quello di fornire una soluzione di controllo che consenta di combinare e riunire gli effetti vantaggiosi delle tecniche di controllo precedentemente analizzate che prevedono di massimizzare l'efficienza (mediante opportuno allungamento dell'intervallo temporale di ritardo TR) O, in alternativa, di minimizzare l'emissione di corrente armonica.

Secondo la presente invenzione vengono pertanto forniti un dispositivo di controllo di un convertitore di potenza, ed un corrispondente metodo di controllo, come definiti nelle rivendicazioni allegate.

Per una migliore comprensione della presente invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione preferite, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 mostra uno schema circuitale di massima di un convertitore di potenza e di un relativo dispositivo di controllo, di tipo noto;

- la figura 2 mostra diagrammi di grandezze elettriche associate al convertitore di potenza di figura 1;

- la figura 3 mostra uno schema a blocchi maggiormente dettagliato di un dispositivo di controllo del convertitore di potenza di figura 1;

- la figura 4 mostra diagrammi di grandezze elettriche nel dispositivo di controllo di figura 3;

- la figura 5 mostra uno schema a blocchi di un dispositivo di controllo di un convertitore in commutazione, ad esempio del tipo illustrato in figura 1, secondo una forma di realizzazione della presente soluzione;

- la figura 6 mostra diagrammi di grandezze elettriche nel dispositivo di controllo di figura 5;

- la figura 7 è uno schema circuitale di un generatore di corrente nel dispositivo di controllo di figura 5;

- le figure 8 e 9 mostrano l'andamento di grandezze elettriche del dispositivo di controllo di figura 3 e, rispettivamente, di figura 5;

- la figura 10 è uno schema a blocchi di massima di un dispositivo elettronico che utilizza un convertitore di potenza;

- la figura 11 mostra uno schema circuitale di un convertitore di potenza e di un relativo dispositivo di controllo, secondo una ulteriore forma di realizzazione della presente soluzione;

- la figura 12 mostra diagrammi di grandezze elettriche nel convertitore di potenza di figura 11;

- la figura 13 mostra diagrammi di grandezze elettriche relative ad ancora una ulteriore forma di realizzazione della presente soluzione;

- la figura 14 mostra uno schema circuitale di un dispositivo di controllo di un convertitore di potenza, secondo la suddetta ulteriore forma di realizzazione della presente soluzione; e

- la figura 15 mostra l'andamento di grandezze elettriche relative al dispositivo di controllo di figura 14.

Considerando che il periodo di commutazione può essere espresso come Τ(θ) = Τ0Ν(θ) ΤΡψ(θ) Τκ, ed inoltre che l'intervallo temporale di accensione ΤΟΝ(Θ) risulta dipendente dall'angolo di fase istantaneo di linea Θ (dove 0 < Θ = 2nfLt < 7Γ, ÌLessendo la frequenza di linea), non essendo infatti necessariamente costante, come in soluzioni tradizionali, la suddetta espressione (7) può essere riscritta nel modo seguente,:

Come sarà discusso in dettaglio, un aspetto della presente soluzione trae origine dalla constatazione, da parte della Richiedente, che, nella suddetta espressione (8) si può riconoscere un fattore di distorsione, legato all'operazione di media nel periodo di commutazione, che provoca una distorsione del valore della corrente di ingresso IIN(Θ).

Tale fattore di distorsione è dato dalla seguente espressione :

ed è dunque legato all'operazione di commutazione e dipendente dai valori degli intervalli temporali TON, TFWe TR; tale fattore di distorsione interviene nella suddetta espressione (8) come un fattore moltiplicativo, dipendente dall'angolo di fase Θ, andando dunque a distoreere l'andamento, altrimenti sinusoidale, della corrente di ingresso IIN.

Un aspetto della presente soluzione prevede pertanto di apportare una opportuna compensazione della suddetta distorsione, pre-distorcendo il valore della tensione di controllo Vcdi un fattore di pre-distorsione dato dall'inverso del suddetto fattore di distorsione, ovvero dato da:

Tale termine, corrispondendo all'inverso del termine di distorsione introdotto dall'operazione di media precedentemente descritta, consente dunque di cancellarne sostanzialmente gli effetti di distorsione, dato che tensione di controllo Vcinterviene nella suddetta espressione (8) come fattore moltiplicativo della corrente di ingresso IIN.

Il metodo di controllo prevede così di generare una tensione di controllo pre-distorta VCT(0) a partire dalla tensione di controllo Ve, data dalla seguente espressione:

dove K è una costante opportuna e Vcè la tensione di controllo originariamente prevista nel dispositivo di controllo 2 (nel caso precedentemente illustrato, la tensione presente all'uscita dello stadio amplificatore di errore 12) per determinare la durata dell'intervallo di accensione TON.

Considerando l'espressione (8) e sostituendovi l'espressione per la tensione di controllo pre-distorta VCT(Θ), si ottiene, una volta eliminato il fattore di distorsione con il suddetto fattore di pre-distorsione :

che risulta essere una sinusoide perfetta, in particolare indipendentemente dalla durata dell'intervallo temporale di ritardo TR(e, in maniera equivalente degli intervalli di accensione e di free-wheeling TONe TFW).

Con riferimento alla figura 5, viene ora discussa una possibile forma di realizzazione di un dispositivo di controllo 30 secondo la presente soluzione; si noti che, in generale, il dispositivo di controllo 30 è realizzato in maniera equivalente al dispositivo di controllo 2 descritto in precedenza, e può inoltre essere utilizzato ad esempio in un convertitore di potenza 1, ad esempio un convertitore PFC di tipo boost, avente configurazione equivalente a quanto discusso con riferimento alla figura 1. Si sottolinea tuttavia che quanto qui illustrato, come del resto evidenziato anche in seguito, può trovare vantaggiosa applicazione anche in altre topologie di convertitori di potenza ed in differenti configurazioni del relativo dispositivo di controllo.

Come mostrato nella suddetta figura 5, il dispositivo di controllo 30 differisce dal dispositivo di controllo 2 precedentemente descritto per la presenza di uno stadio di pre-distorsione 32, interposto tra l'uscita dello stadio amplificatore di errore 12 e l'ingresso invertente dello stadio comparatore 15.

In particolare, lo stadio di pre-distorsione 32 presenta un ingresso 32a collegato all'uscita dello stadio amplificatore di errore 12 e che riceve la tensione di controllo Vc, ed un'uscita 32b che fornisce la tensione di controllo pre-distorta VCT(0) al terminale di ingresso invertente dello stadio comparatore 15.

Lo stadio di pre-distorsione 32 comprende un generatore di corrente controllato 34, avente un ingresso di controllo accoppiato all'ingresso 32a dello stadio di pre-distorsione 32 e ricevente la tensione di controllo Vc; tale generatore di corrente controllato 34 genera in uscita, su un nodo di carica Ni, una corrente di carica ICH, il cui valore è funzione della tensione di controllo Vc, secondo 1'espressione:

in cui GMè il guadagno tensione-corrente del generatore di corrente controllato 34.

Come illustrato, il generatore di corrente controllato 34 presenta inoltre un ingresso di alimentazione, che riceve ad esempio la tensione di alimentazione VCcdel convertitore di potenza 1.

Lo stadio di pre-distorsione 32 comprende inoltre un condensatore di carica 36, collegato tra il nodo N±ed il terminale di riferimento.

Si noti che, a seconda delle applicazioni, il condensatore di carica 36 può essere realizzato in maniera integrata agli altri elementi circuitali del dispositivo di controllo 30 (essendo cioè realizzato nello stesso die e/o package); oppure, lo stesso condensatore di carica 36 può essere un componente discreto, collegato elettricamente ad un terminale di ingresso del dispositivo di controllo 30. In quest'ultimo caso, il nodo di carica Ni viene a costituire un ulteriore terminale di ingresso dello stesso dispositivo di controllo 30.

Il dispositivo di controllo 30 comprende inoltre: un resistore di scarica 38, collegato al nodo di carica Ni ed inoltre, tramite un interruttore di scarica 39, al terminale di riferimento.

L'interruttore di scarica 39 riceve, come segnale di controllo, il segnale negato ZCD , che costituisce il negato del segnale di rilevamento ZCD generato dall'unità di rilevamento 21, indicativo dell'insorgere della condizione di corrente nulla nell'induttore 5.

In uso, il resistore di scarica 38 si trova ad essere collegato in parallelo al condensatore di carica 36, quando il segnale negato ZCD è alto, ovvero durante l'intervallo temporale T(0)-TRin cui l'induttore 5 è magnetizzato (si veda anche la successiva figura 6), ovvero quando la corrente di induttore IIè non nulla.

Lo stesso resistore di scarica 38 è invece scollegato e disaccoppiato dal condensatore di carica 36 quando il segnale negato ZCD è basso, ovvero quando l'induttore 5 è demagnetizzato e la corrente di induttore IIè nulla.

Pertanto, il condensatore di carica 36 si carica durante l'intervallo temporale di ritardo TRin cui l'induttore 5 è demagnetizzato; mentre si scarica durante il restante intervallo temporale del periodo di commutazione (TON(Θ)+TFW(Θ)), durante il quale l'induttore 5 è magnetizzato dalla corrente di induttore II.

In altre parole, la scarica del condensatore di carica 36 avviene durante l'intervallo temporale, nel periodo di commutazione T, durante il quale la corrente di induttore IIè non nulla.

La tensione ai capi del condensatore di carica 36 è la tensione di controllo pre-distorta VCT(9) che viene fornita al terminale di ingresso invertente dello stadio comparatore 15 (si noti che nessuna modifica è invece apportata ai componenti circuitali collegati al terminale non invertente dello stesso stadio comparatore 15).

Nell'ipotesi in cui la tensione di controllo Ve sia sostanzialmente costante durante un semiperiodo di linea (come discusso in precedenza) , anche la corrente di carica ICH(Θ) risulta essere sostanzialmente costante.

In particolare, per le considerazioni che seguono si assume che sia valida la seguente espressione:

T(0) « RTCT« U fL(14)

dove ÌLè la frequenza di linea; ovvero, si assume che il periodo di commutazione sia molto minore della costante di tempo RTCTdefinita dal resistore di scarica 38 e dal condensatore di carica 36, e che la stessa costante di tempo RTCTsia molto minore del periodo di linea. Se è valida tale assunzione il ripple di frequenza di commutazione sul condensatore di carica 36 risulta trascurabile; inoltre, la corrente di carica ICH(9) risulta essere sostanzialmente costante durante ogni semi-periodo di linea.

Applicando la relazione di bilancio di carica sul condensatore di carica 36 (considerando che la corrente di carica ICHfluisce verso il condensatore di carica 36 per l'intero periodo T(Θ) e che la scarica verso il terminale di riferimento avviene durante l'intervallo T(0)-TR), è possibile ricavare la seguente espressione:

Sostituendo in tale espressione (15) l'espressione (13) per la corrente di carica ICH(0), e risolvendo rispetto ala tensione di controllo pre-distorta VCT(0) si ottiene:

che ha la stessa forma dell'equazione (11), e soddisfa dunque l'obiettivo del controllo, con la costante K data da:

Si può dunque concludere che la soluzione proposta consente di ottenere una corrente di ingresso IINsempre sinusoidale, in particolare anche nel caso in cui l'intervallo temporale di ritardo TRsia non nullo.

Come precedentemente indicato, nella soluzione proposta, l'intervallo di accensione TONnon è costante, come in soluzioni tradizionali, ma dipende dalla fase istantanea di linea Θ, secondo l'espressione:

In analogia a quanto mostrato in precedenza in figura 4, la figura 6 mostra le principali grandezze elettriche nel dispositivo di controllo 30, il cui andamento rispecchia quanto precedentemente illustrato.

Con riferimento alla figura 7, si descrive ora una possibile implementazione circuitale del generatore di corrente controllato 34, che comprende in questo caso un amplificatore operazionale 40, avente terminale non invertente collegato all'ingresso di controllo dello stesso generatore di corrente controllato 34 e ricevente la tensione di controllo Vc, terminale di uscita collegato al terminale di base di un transistore 41, e terminale invertente collegato al terminale di emettitore dello stesso transistore 41.

Il generatore di corrente controllato 34 comprende inoltre: un resistore 43, collegato tra il suddetto terminale di emettitore del transistore 41 ed il terminale di riferimento; ed uno specchio di corrente 44, realizzato, in maniera di per sé nota (qui non descritta in dettaglio), da una coppia di transistori 44a, 44b.

In particolare, un primo ramo dello specchio di corrente 44 è collegato al terminale di collettore del transistore 41, mentre un secondo ramo dello specchio di corrente 44 è collegato all'uscita dello stesso generatore di corrente controllato 34, fornendo la corrente di carica ICH.

È immediato verificare che, in questa soluzione, tale corrente di carica ICHè data dalla seguente espressione:

dove RMè la resistenza del resistore 43 ed s il fattore di specchiaggio dello specchio di corrente 44.

Ne consegue che il suddetto guadagno tensione-corrente GMè in questo caso dato da:

La presente Richiedente ha testato e validato la soluzione proposta mediante numerose simulazioni e prove sperimentali.

A titolo di esempio, le figure 8 e 9 mettono a confronto le prestazioni di un dispositivo di controllo secondo l'arte nota (in particolare, il dispositivo di controllo 2 di figura 3), mostrate in figura 8, e le prestazioni del dispositivo di controllo 30 secondo la presente soluzione, mostrate in figura 9.

In entrambi i casi, il convertitore di potenza lavora a metà carico ed è abilitata la modalità di "valley skipping", per incrementare l'efficienza.

È immediato verificare come la soluzione proposta consenta di diminuire drasticamente la distorsione delle forme d'onda, ottenendo una diminuzione sostanziale del fattore di distorsione THD, da circa il 29% (soluzione tradizionale) a circa il 10% (soluzione proposta).

Come precedentemente indicato, il convertitore di potenza 1 ed il relativo dispositivo di controllo 30 possono essere vantaggiosamente utilizzati in un alimentatore in commutazione 50, come illustrato nella figura 10.

In particolare, l'alimentatore in commutazione 50 comprende lo stadio raddrizzatore 3 (ad esempio del tipo a ponte di diodi), collegato alla rete elettrica 52, nell'esempio mediante un filtro EMI 53, e l'elemento condensatore di ingresso 4a, collegato all'uscita dello stadio raddrizzatore 3, su cui è presente la tensione di ingresso VIN.

L'alimentatore in commutazione 50 comprende inoltre il convertitore di potenza 1, avente terminale di ingresso IN collegato all'elemento condensatore di ingresso 4a e terminale di uscita OUT collegato all'elemento di immagazzinamento di carica 4b, come definito in precedenza.

Il dispositivo di controllo 30 controlla il funzionamento del convertitore di potenza 1, in modo tale da assicurare un desiderato fattore di potenza nell'assorbimento dalla rete elettrica 52.

L'alimentatore in commutazione 50 comprende inoltre un convertitore di potenza di uscita 56, nell'esempio di tipo DC/DC, avente ingresso collegato all'elemento condensatore di uscita 4b ed atto a fornire ad un carico o utilizzatore finale (non illustrato) un valore desiderato di tensione di uscita, ad esempio con valore opportunamente ridotto rispetto al valore della tensione di uscita Vout.

I vantaggi della soluzione proposta emergono in maniera evidente dalla descrizione precedente.

In ogni caso, si sottolinea nuovamente che tale soluzione consente di superare i limiti delle soluzioni di controllo di tipo noto, consentendo, tra l'altro, di ottenere una corrente di ingresso IINidealmente sinusoidale ed in ogni caso di ottenere un fattore di distorsione minore del 10% .

Allo stesso tempo, la soluzione di controllo proposta consente di utilizzare, senza ripercussioni, tecniche di controllo volte a massimizzare l'efficienza in ogni condizione di carico (come ad esempio le tecniche di "valley skipping", o in generale e tecniche che prevedono una opportuna durata, anche allungata, dell'intervallo temporale di ritardo TR).

Risulta infine chiaro che a quanto qui descritto ed illustrato possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall'ambito di protezione della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

In particolare, si ribadisce il fatto che, nonostante la descrizione precedente abbia fatto esplicito riferimento ad una tipologia di convertitore boost, la presente soluzione può vantaggiosamente essere applicata anche ad altre topologie di convertitori, non soltanto per applicazioni di controllo del fattore di potenza.

A questo riguardo, la figura 11 mostra l'applicazione della soluzione proposta ad un convertitore di potenza, indicato con 1’, di tipo Flyback.

Per non appesantire la trattazione, non si descrive in dettaglio la configurazione circuitale del convertitore di potenza 1', di tipo noto, ma si evidenzia soltanto come la soluzione precedentemente descritta trovi analoga applicazione anche in questo convertitore di potenza 1', con alcune differenze dovute alla differente topologia circuitale dello stesso convertitore di potenza 1'.

In particolare, in questo caso l'avvolgimento primario del trasformatore del convertitore Flyback equivale all'induttore 5 del convertitore Boost (essendo per tale motivo indicato con lo stesso numero di riferimento); la corrente di induttore IIscorre in questo caso attraverso l'elemento induttore costituito da tale avvolgimento primario.

La tensione di controllo Vcè in questo caso ricavata a partire da una corrente di retroazione IFB, che viene prelevata da un avvolgimento secondario, isolato, 60 del trasformatore del convertitore di potenza 1'; tale corrente di retroazione IFBgenera, in un resistore di controllo 51, collegato tra il terminale di alimentazione ed il primo terminale di ingresso 2a del dispositivo di controllo 30, la tensione di controllo Vc.

In maniera del tutto analoga a quanto precedentemente descritto, la tensione di controllo Vcviene pre-distorta dallo stadio di pre-distorsione 32 per generare la tensione di controllo pre-distorta VCT(0); lo stadio di pre-distorsione 32 è realizzato in maniera del tutto analoga a quanto discusso in precedenza, con la sola differenza che l'interruttore di scarica 39 è controllato in questo caso dal segnale Q del flip flop S/R 19.

Infatti, in questo caso, come risulterà evidente ad un tecnico del ramo, il fattore di distorsione legato all'operazione di media nel periodo di commutazione della corrente di ingresso IIN, è dato da:

τ(θ) (21)

Si noti che anche in questo caso tale fattore di distorsione è legato, tra l'altro, alla durata dell'intervallo temporale di ritardo TR, che compare al numeratore, contribuendo a determinare il periodo di commutazione Τ(θ)

L'interruttore di scarica 39 è in tal caso chiuso quando il segnale Q è alto (ed il segnale di comando GD è anch'essa alto), ovvero durante l'intervallo di accensione TON, mentre è spento quando il segnale Q è basso (ed il segnale di comando GD è anch'esso basso), ovvero durante l'intervallo di spegnimento TOFFdel periodo di commutazione T (Θ).

Anche in questo caso, la scarica del condensatore di carica 36 avviene durante l'intervallo temporale, nel periodo di commutazione T, durante il quale la corrente IIè non nulla (con la corrente IIche scorre, in questo caso, attraverso l'elemento induttore 5 costituito dall'avvolgimento primario del trasformatore) .

Ne consegue che, in questa forma di realizzazione, il fattore di distorsione per cui viene moltiplicata la tensione di controllo Ve nello stadio di pre-distorsione 32 è:

ΤοΛθ) (22 )

Τ(θ)

Qui di seguito vengono in ogni caso riportate, per completezza, tutte le equazioni significative, relativamente a questa ulteriore forma di realizzazione. Inoltre, in analogia a quanto riportato in precedenza, la figura 12 mostra le principali grandezze elettriche nel convertitore di potenza 1'.

Applicando, come discusso in precedenza, considerazioni di bilanciamento di carica rispetto al condensatore di carica 36 dello stadio di pre-distorsione 32, si ricava in questo caso

Considerando che anche in questo caso risulta valida la suddetta espressione (13), si ricava:

Considerando inoltre l'uguaglianza VR_pk=VcT(0) per lo stadio comparatore 15 ed inoltre l'espressione (2) precedentemente discussa, si ottiene:

Sostituendo la suddetta espressione (25) nell'espressione (3), si ottiene che il valore di picco della corrente di induttore è dato da:

La corrente di ingresso del convertitore di potenza, ottenuta mediando la corrente di induttore lL(t,0) su un periodo di commutazione, è in questo caso data da:

Sostituendo l'espressione (26) e considerando che nuovamente è valida l'espressione VIN(Θ) = ViN,Pk|sin θ|, si ottiene che :

Come desiderato, tale corrente risulta sinusoidale in tutte le condizioni, indipendentemente, in particolare, dalla durata dell'intervallo temporale di ritardo TR.

Anche se non verrà discusso in dettaglio, risulterà a questo punto evidente come la soluzione discussa possa trovare vantaggiosa applicazioni anche in ulteriori topologie di convertitori di potenza, ad esempio del tipo buck-boost, Sepie, Cuk, Zeta/inverse Sepie e relative varianti, ad esempio in tutti i convertitori che presentino un fattore di conversione, o guadagno, tra ingresso e uscita del tipo:

dove D indica il duty cycle del periodo di commutazione ovvero il rapporto tra l'intervallo di accensione TONed il periodo di commutazione T.

Viene ora discussa una ulteriore possibile variante della presente soluzione, facendo nuovamente riferimento, a titolo esemplificativo, all'applicazione per un convertitore di potenza di tipo boost.

Come illustrato nei grafici di figura 13, e come del resto risulterà noto ad un tecnico del settore, a causa della capacità parassita al terminale di drain del transistore MOSFET che implementa l'elemento interruttore del convertitore di potenza, può succedere che la corrente di induttore IIdiventi negativa; di conseguenza, può succedere che il valore di picco II_peakdella stessa corrente di induttore IIrisulti inferiore rispetto al valore atteso.

Soluzioni di controllo note prevedono, per compensare tale effetto, di incrementare opportunamente la durata dell'intervallo di accensione TON, ad esempio ritardando opportunamente l'avvio della rampa della tensione a rampa VR, che parte non appena la corrente di induttore IIdiventa positiva (anziché essere dunque sincronizzata al segnale di comando GD) .

Come alternativa a tale tecnica nota, la presente soluzione può ottenere l'effetto desiderato di allungamento della durata dell'intervallo di accensione TON, mediante il pilotaggio opportuno dell'interruttore di scarica 39 dello stadio di pre-distorsione 32 tramite una versione modificata del segnale negato ZCD, come mostrato in figura 14.

In particolare, l'interruttore di scarica 39 è in questo caso pilotato da un segnale di pilotaggio modificato ZCD_E , avente durata opportunamente allungata rispetto al segnale negato ZCD .

Come evidenziato nei grafici della suddetta figura 13 ed inoltre della figura 15, la durata del segnale di pilotaggio modificato è opportunamente allargata rispetto al segnale negato ZCD , in tal modo consentendo di ottenere un incremento della tensione di controllo pre-distorta VCTe, dunque, un incremento desiderato dell'intervallo di accensione TON.

In questo esempio, il segnale di pilotaggio modificato ZCD_E può essere ottenuto confrontando la corrente di induttore I con una soglia positiva TH; in particolare il segnale di pilotaggio modificato ZCD_E commuta in corrispondenza dell'attraversamento della soglia TH da parte della corrente di induttore II.

Si sottolinea infine che il convertitore di potenza potrebbe essere alimentato anche da una sorgente di alimentazione differente dalla rete elettrica. Inoltre, il convertitore oggetto della presente soluzione può vantaggiosamente realizzare un regolatore o convertitore di tensione, a cui la precedente trattazione ha fatto esplicitamente riferimento, a titolo esemplificativo e non limitativo, o un regolatore o convertitore di corrente (ad esempio in dispositivi di pilotaggio, driver, per LED o in caricabatterie).

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Dispositivo di controllo (30), per il controllo di un convertitore (1; 1') del tipo a commutazione comprendente almeno un elemento induttore (5) accoppiato ad un ingresso (IN) su cui è presente una tensione di ingresso (VIN), un elemento interruttore (6) accoppiato a detto elemento induttore (5), un elemento di immagazzinamento (4b) su cui è presente una tensione di uscita (Vout), ed un elemento a diodo (7) accoppiato a detto elemento di immagazzinamento (4b) , il dispositivo di controllo (30) essendo configurato in modo da generare un segnale di comando (GD) avente un periodo di commutazione (T) per controllare la commutazione dell'elemento interruttore (6) e determinare, in detto periodo di commutazione (T) un primo intervallo temporale (TON) in cui una corrente di induttore (II) scorre in detto elemento induttore (5) per l'immagazzinamento di energia, un secondo intervallo temporale (TFW) in cui viene trasferita energia su detto elemento di immagazzinamento (4b) attraverso detto elemento a diodo (7), ed un terzo intervallo temporale (TR), di attesa al termine di detto secondo intervallo temporale (TFW); una corrente di ingresso (IIN) di detto convertitore (1; 1') essendo distorta rispetto ad un desiderato andamento sinusoidale di un fattore di distorsione funzione di detti primo, secondo e/o terzo intervallo temporale e di detto periodo di commutazione (T); detto dispositivo di controllo (30) essendo configurato in modo da determinare la durata di detto primo intervallo temporale (TON) sulla base di una tensione di controllo (Ve) indicativa della tensione di uscita (Vout), caratterizzato dal fatto di comprendere uno stadio di pre-distorsione (32), atto a ricevere detta tensione di controllo (Ve) e configurato in modo da applicare a detta tensione di controllo (Ve) una pre-distorsione di un fattore di pre-distorsione inverso a detto fattore di distorsione, per la generazione di una tensione di controllo pre-distorta (VCT) in funzione della quale determinare la durata di detto primo intervallo temporale (TON), in modo da consentire la compensazione della distorsione introdotta da detto fattore di distorsione su detta corrente di ingresso (IIN).
2. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui detto stadio di pre-distorsione (32) comprende un condensatore di carica (36) ed un interruttore di scarica (39) controllato da un segnale di temporizzazione (ZCD ; Q), detto segnale di temporizzazione essendo atto a controllare la scarica di detto condensatore di carica (36) durante un intervallo temporale, in detto periodo di commutazione (T), in cui una corrente di induttore (II), in detto elemento induttore (5), è non nulla.
3. Dispositivo secondo la rivendicazione 2, in cui detto stadio di pre-distorsione (32) è configurato in modo da controllare la carica di detto condensatore di carica (36) in funzione di detta tensione di controllo (Ve); una tensione ai capi di detto condensatore di carica (36) definendo detta tensione di controllo pre-distorta (VCT).
4. Dispositivo secondo la rivendicazione 2 o 3, in cui detto stadio di pre-distorsione (32) comprende un generatore di corrente controllato (34), avente un ingresso di controllo atto a ricevere la tensione di controllo (Vc) e generante in uscita, su un nodo di carica (Ni) accoppiato a detto condensatore di carica (36), una corrente di carica (ICH) il cui valore è funzione della tensione di controllo (Vc).
5. Dispositivo secondo la rivendicazione 4, in cui detto stadio di pre-distorsione (32) comprende inoltre un resistore di scarica (38), collegato tra il nodo di carica (Ni) e detto interruttore di scarica (39) e definente una costante di tempo (RTCT) con detto condensatore di carica (36).
6. Dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 2-5, comprendente uno stadio comparatore (15), avente un primo terminale di confronto ricevente detta tensione di controllo pre-distorta (VCT), un secondo terminale di confronto che riceve una tensione a rampa (VR), ed un'uscita che genera un segnale di confronto (Se); ed un flip-flop S/R (19), che presenta ingresso di reset (R) collegato all'uscita dello stadio comparatore (15) e ricevente il segnale di confronto (Se), ed uscita (Q) che fornisce detto segnale di comando (GD).
7. Dispositivo secondo la rivendicazione 6, in cui detto convertitore (1; 1') comprende un avvolgimento ausiliario (9), magneticamente accoppiato a detto elemento induttore (5) e su cui è presente, in uso, una tensione di monitoraggio (VZCD); detto dispositivo di controllo (30) avendo un terminale di ingresso (2b) atto a ricevere detta tensione di monitoraggio (VZCD) e comprendendo inoltre: un'unità di rilevamento (21), accoppiata a detto terminale di ingresso (2b) e configurata in modo da generare un segnale di rilevamento (ZCD) indicativo dell' insorgere di una condizione di corrente nulla in detto elemento induttore (5); ed un'unità di ritardo (22), collegata all'uscita dell'unità di rilevamento (21) e configurata in modo da applicare un opportuno ritardo temporale di durata pari a detto terzo intervallo temporale (TR); in cui detto flipflop S/R (19) presenta ingresso di set (S) accoppiato all'uscita di detta unità di ritardo (21).
8. Dispositivo secondo la rivendicazione 7, in cui il segnale di temporizzazione di detto interruttore di scarica (39) corrisponde alla versione negata (ZCD ) di detto segnale di rilevamento (ZCD).
9. Dispositivo secondo la rivendicazione 7, in cui il segnale di temporizzazione di detto interruttore di scarica (39) corrisponde all'uscita (Q) di detto flip flop S/R (19).
10. Dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, avente un terminale di ingresso (2a) atto a ricevere una tensione di retroazione (VFB) generata in funzione della tensione di uscita (Vout), e comprendente inoltre uno stadio amplificatore di errore (12), avente un primo ingresso collegato a detto terminale di ingresso (2a) ed atto a ricevere la tensione di retroazione (VFB), un secondo ingresso atto a ricevere una tensione di riferimento (VREF), ed un'uscita atta a fornire, in funzione di una differenza tra la tensione di retroazione (VFB) e la tensione di riferimento (VREF) detta tensione di controllo (Ve).
11. Convertitore (1; 1')/comprendente il dispositivo di controllo (30) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti .
12. Convertitore secondo la rivendicazione 11, di tipo boost, flyback, buck-boost, Sepie, Cuk, o Zeta/inverse Sepie .
13. Apparecchio elettrico (50) comprendente il convertitore (1; 1') ed il dispositivo di controllo (30) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti.
14. Apparecchio secondo la rivendicazione 13, comprendente uno stadio di ingresso, includente detto convertitore (1; 1') accoppiato ad una sorgente di alimentazione (52) atta a fornire una grandezza di ingresso (Vin), ed uno stadio di uscita (56) atto a fornire una grandezza regolata ad un carico, in funzione di detta tensione di uscita (Vout); in cui detto dispositivo di controllo (30) è configurato per controllare un fattore di correzione di potenza, PFC, nell'assorbimento di potenza da detta sorgente di alimentazione (52).
15. Metodo di controllo, per il controllo di un convertitore (1; 1') del tipo a commutazione comprendente almeno un elemento induttore (5) accoppiato ad un ingresso (IN) su cui è presente una tensione di ingresso (VIN), un elemento interruttore (6) accoppiato a detto elemento induttore (5), un elemento di immagazzinamento (4b) su cui è presente una tensione di uscita (Vout), ed un elemento a diodo (7) accoppiato a detto elemento di immagazzinamento (4b), comprendente la fase di generare un segnale di comando (GD) avente un periodo di commutazione (T) per controllare la commutazione dell'elemento interruttore (6) e determinare, in detto periodo di commutazione un primo intervallo temporale (TON) in cui una corrente di induttore (II) scorre in detto elemento induttore (5) per l'immagazzinamento di energia, un secondo intervallo temporale (TFW) in cui viene trasferita energia sull'elemento di immagazzinamento (4b) attraverso l'elemento a diodo (7), ed un terzo intervallo temporale (TR), di attesa al termine di detto secondo intervallo temporale; una corrente di ingresso (IIN) di detto convertitore (1; 1') essendo distorta rispetto ad un desiderato andamento sinusoidale di un fattore di distorsione funzione di detti primo, secondo e/o terzo intervallo temporale e di detto periodo di commutazione (T); comprendente inoltre la fase di determinare la durata di detto primo intervallo temporale (TON) sulla base di una tensione di controllo (Ve) indicativa della tensione di uscita (Vout), caratterizzato dal fatto di comprendere la fase di applicare a detta tensione di controllo (Ve) una pre-distorsione di un fattore di pre-distorsione inverso a detto fattore di distorsione, per la generazione di una tensione di controllo pre-distorta (VCT) in funzione della quale determinare la durata di detto primo intervallo temporale (TON), in modo da consentire la compensazione della distorsione introdotta da detto fattore di distorsione su detta corrente di ingresso (IIN).
16. Metodo secondo la rivendicazione 15, in cui detto fattore di distorsione è dato dal rapporto tra un intervallo temporale di detto periodo di commutazione (T) in cui scorre una corrente di induttore (II) in detto elemento induttore (5), e detto periodo di commutazione (T).
17. Metodo secondo la rivendicazione 16, in cui detto intervallo temporale è pari alla somma di detti primo (TON) e secondo (TFW) intervallo temporale.
18. Metodo secondo la rivendicazione 16, in cui detto intervallo temporale è pari a detto primo intervallo temporale (TON).
19. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 15-18, comprendente la fase di eseguire la scarica di un condensatore di carica (36) con una corrente di scarica, funzione di detta tensione di controllo (Ve), durante un intervallo temporale, in detto periodo di commutazione (T), in cui una corrente di induttore (II), in detto elemento induttore (5), è non nulla; una tensione ai capi di detto condensatore di carica (36) definendo detta tensione di controllo pre-distorta (VCT).
20. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 15-19, comprendente inoltre la fase di confrontare detta tensione di controllo pre-distorta (VCT) con una tensione a rampa (VR), per generare un segnale di confronto (Se); e determinare un primo estremo di detto primo intervallo temporale (TON) in corrispondenza della commutazione di detto segnale di confronto (Se).
21. Metodo secondo la rivendicazione 20, in cui detto convertitore (1; 1') comprende un avvolgimento ausiliario (9), magneticamente accoppiato a detto elemento induttore (5) e su cui è presente una tensione di monitoraggio (VZCD); comprendente inoltre: generare un segnale di rilevamento (ZCD) indicativo dell ' insorgere di una condizione di corrente nulla in detto elemento induttore (5) in funzione di detta tensione di monitoraggio (VZCD); ed applicare un ritardo temporale di durata pari a detto terzo intervallo temporale (TR) a detto segnale di rilevamento (ZCD), per determinare un secondo estremo di detto primo intervallo temporale (TON).