ITUA20164320A1 - Ponte sensore con resistori commutati, sistema e procedimento corrispondenti - Google Patents

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signal
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resistor
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Santo Alessandro Smerzi
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St Microelectronics Srl
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Description

“Ponte sensore con resistori commutati, sistema e procedimento corrispondenti”
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
La descrizione è relativa ai ponti sensori.
Una o più forme di attuazione possono trovare applicazione per es. nell’elettronica dei sensori, quali i sensori di pressione, gli estensimetri, le celle di carico, i sensori di temperatura e simili.
Una o più forme di attuazione possono trovare applicazione per es. nelle interfacce elettroniche di sensori con dimensioni ridotte, con caratteristiche di tensione di alimentazione ridotta e di basso consumo di potenza per l’uso per es. in sistemi elettronici portatili, remoti senza fili (“wireless”) per applicazioni domestiche, industriali, biomedicali, automotive e di largo consumo.
Sfondo tecnologico
Sebbene le tecniche di condizionamento di segnale per i sensori resistivi basati sul circuito a ponte di Wheatstone (WB, “Wheatstone Bridge”) siano largamente utilizzate, una configurazione a ponte di Wheatstone può non facilitare il raggiungimento delle caratteristiche di bassa tensione e di basso consumo di potenza.
In effetti, la sensibilità di un ponte di Wheatstone può essere dell’ordine di pochi mV/V (tensione di uscita/tensione di eccitazione), e si possono usare tensioni di eccitazione elevate e stadi di amplificazione più filtraggio al fine di migliorare i segnali alla gamma dinamica di ingresso appropriata dei convertitori analogici/digitali. Questo può introdurre rumore, non linearità e aumentare il consumo di potenza complessivo.
Inoltre, il consumo di corrente di un ponte di Wheatstone può essere elevato (per es. dell’ordine dei mA o superiore) e non può essere ridotto facilmente progettando sensori ad elevata resistività, in quanto la resistenza dei sensori resistivi dipende dalle caratteristiche fisiche del sensore e dall’ambiente fisico da misurare.
Scopo e sintesi
Uno scopo di una o più forme di attuazione è di superare gli inconvenienti delineati in precedenza.
Secondo una o più forme di attuazione, tale scopo può essere raggiunto per mezzo di un ponte sensore con resistori commutati avente gli elementi distintivi esposti nelle rivendicazioni che seguono.
L’elettronica dei sensori quali per es. i sensori di temperatura, le celle di carico, gli estensimetri, i sensori di pressione MEMS e simili per l’uso per es. nei sistemi elettronici portatili, senza fili e remoti, per le applicazioni domestiche, industriali, biomedicali, automotive e di largo consumo può essere un esempio di dispositivi comprendenti una o più forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione possono riferirsi a:
- un corrispondente sistema sensore, e/o
- un corrispondente procedimento.
Una o più forme di attuazione possono fornire un ponte sensore con resistori commutati (in breve SRSB, “Switched-Resistor Sensor Bridge”) in cui le variazioni di resistenza del sensore di una configurazione a resistori commutati possono essere convertite nel (periodo di) tempo o nella frequenza di un segnale generato da un oscillatore.
In una o più forme di attuazione, le informazioni di rilevazione possono essere convogliate non più dall’ampiezza di un segnale di tensione, ma piuttosto da un periodo di tempo o da una frequenza, suscettibili di essere filtrati nel dominio del tempo discreto e digitalizzati.
Una o più forme di attuazione possono non richiedere tensioni di eccitazione elevate per migliorare la sensibilità e/o possono non comportare uno stadio di amplificazione. In una o più forme di attuazione, le correnti nei rami di resistori commutati possono essere dell’ordine dei µA.
Una o più forme di attuazione possono così facilitare il fornire soluzioni a bassa tensione, con basso consumo di potenza, e fornire nel contempo prestazioni comparabili con una configurazione a ponte di Wheatstone tradizionale in termini di sensibilità, linearità e reiezione del rumore di modo comune e reiezione della dipendenza dalla temperatura della resistività.
Una o più forme di attuazione possono offrire uno o più dei seguenti vantaggi:
- prestazioni comparabili con un sistema di condizionamento di segnale a sensore basato su un ponte di Wheatstone nel fornire una compensazione della dipendenza dalla temperatura della resistività, buona linearità, reiezione del rumore di modo comune;
- si può evitare l’impiego di tensioni di eccitazione (elevate), il che ha come risultato un basso consumo di potenza, a bassa tensione;
- si può parimenti evitare l’uso di stadi di amplificazione, il che ha come risultato meno rumore e un minor consumo di potenza;
- la conversione tempo/digitale e/o frequenza/digitale può essere più facile da implementare rispetto ad una conversione analogico/digitale tradizionale di un segnale di tensione (per es., SAR, …);
- si può ottenere un consumo di corrente dei rami resistivi commutati dell’ordine dei µA in confronto a un consumo di corrente in un ponte di Wheatstone dell’ordine dei mA, fornendo così un consumo di potenza ridotto;
- un basso consumo di potenza può facilitare il fatto di fornire una rete di sensori wireless passiva in cui i nodi sensori passivi sono alimentati e controllati da un lettore RF attivo;
- la precisione può essere migliorata in modo flessibile facendo ricorso a una finestra di conteggio a N cicli e/o a un numero M di fasi di conversione per un tempo di conversione più lungo.
Breve descrizione delle figure
Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio, con riferimento alle figure annesse, nelle quali:
- la Figura 1 è un esempio di una rappresentazione di una catena di condizionamento di segnale per un sistema sensore;
- la Figura 2, che comprende due porzioni indicate rispettivamente con a) e b), è un esempio di un ponte con piezoresistori integrato su una membrana di silicio per un sensore di pressione;
- la Figura 3, che di nuovo comprende due porzioni indicate rispettivamente con a) e b), è un esempio di un sensore di deformazione a bobina del tipo a serpentina e un estensimetro in una configurazione a ponte di Wheatstone;
- la Figura 4 è un esempio di uno schema a blocchi di un sensore di pressione MEMS (Micro Electro-Mechanical Systems);
- la Figura 5 è uno schema a blocchi di una o più forme di attuazione;
- le Figure 6 e 7 sono esempi di diagrammi temporali di segnali in una o più forme di attuazione;
- la Figura 8 è un diagramma del jitter temporale in un oscillatore;
- la Figura 9 è un esempio di un diagramma del possibile funzionamento di una o più forme di attuazione;
- la Figura 10 è un esempio di conversione digitale in una o più forme di attuazione;
- la Figura 11 è un esempio di uno schema a blocchi di una o più forme di attuazione;
- la Figura 12 comprende esempi di diagrammi temporali di segnali in una o più forme di attuazione;
- la Figura 13 è un esempio di uno schema a blocchi di una o più forme di attuazione;
- la Figura 14 comprende esempi di diagrammi temporali di segnali in una o più forme di attuazione;
- la Figura 15 è un esempio dei possibili dettagli di una o più forme di attuazione;
- la Figura 16 è un esempio di uno schema a blocchi di una o più forme di attuazione;
- la Figura 17 è un esempio di uno schema a blocchi di una o più forme di attuazione; e
- la Figura 18 è uno schema a blocchi di una o più forme di attuazione che comprende una pluralità di coppie di resistori commutati.
Descrizione dettagliata
Nella descrizione che segue, sono illustrati uno o più dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita degli esempi delle forme di attuazione della descrizione che segue. Le forme di attuazione possono essere ottenute con uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, e così via. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo tale che certi aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari.
Un riferimento a “una forma di attuazione” nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è conforme ad almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” o “in una (o più) forme di attuazione” che possono essere presenti in uno o più punti nella presente descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche come esemplificato con riferimento ad una qualsiasi delle figure possono essere combinate in un altro modo qualsiasi del tutto adeguato in una o più forme di attuazione, come eventualmente esemplificato in altre figure.
I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono l’ambito di protezione o l’ambito delle forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione possono essere relative al condizionamento di segnale per es. in sistemi sensori “intelligenti” (“smart”).
Un tale sistema sensore smart può comprendere un sensore con intelligenza intrinseca come fornito per es. da interfacce elettroniche associate. Queste possono comprendere una catena di condizionamento di segnale da un sensore S a un blocco di conversione analogico/digitale ADC, eventualmente in combinazione con altri blocchi quali per es. gestione della potenza, memorie, microcontrollori e attuatori.
La Figura 1 è uno schema a blocchi di un sistema di condizionamento di segnale accoppiato a un sensore S e che comprende (in modo noto di per sé) un blocco di condizionamento e di polarizzazione 10, un amplificatore 12 per amplificare il segnale di uscita dal blocco 10, e un filtro passa-basso 14 per filtrare passa-basso il segnale di uscita dal blocco 10 come amplificato dall’amplificatore 12 e fornire il segnale filtrato passa-basso a un blocco di conversione analogico/digitale ADC.
I circuiti elettronici compresi in un tale sistema di condizionamento di segnale possono fornire una interfaccia di sensore per leggere le informazioni convogliate dal segnale generato dal sensore S e generare un segnale di uscita OUT da visualizzare e/o da elaborare ulteriormente.
Come indicato, è avvertita l'esigenza di disporre di interfacce elettroniche di sensore con caratteristiche di dimensioni ridotte, bassa tensione di alimentazione e basso consumo di potenza per l’uso per es. in sistemi elettronici portatili, remoti e wireless per applicazioni domestiche, industriali, biomedicali, automotive e di largo consumo.
L'elenco che segue esemplifica caratteristiche apprezzate per le interfacce di sensore:
- sensibilità e risoluzione elevate
- alta gamma dinamica
- buona linearità
- precisione e accuratezza elevate
- rumore di ingresso e offset ridotti
- stabilità in temperatura a lungo termine
- area di silicio ridotta
- basso effetto delle capacità parassite
- compensazione e calibrazione facilitate delle caratteristiche dei trasduttori.
Gli elementi resistivi possono essere usati come sensori sensibili alla temperatura, alla deformazione, alla luce. Usando elementi resistivi, si possono misurare fenomeni fisici, quali il flusso di masse o fluidi, l'umidità relativa, forze e deformazioni.
A seconda per es. del progetto del sensore e dell’ambiente fisico da misurare, i valori di resistenza del sensore possono andare da meno di 100 ohm a varie centinaia di Kohm.
La Tabella I che segue esemplifica valori di resistenza per sensori diversi.
Tabella I
Sensore valore di resistenza estensimetri 120 ohm, 350 ohm, 3500 ohm
celle di carico 350 ohm - 3500 ohm sensori di pressione 350 ohm - 3500 ohm umidità relativa 100 kohm – 10 Mohm dispositivi con 100 ohm - 1000 ohm resistenza in temperatura
(RTD, “Resistance
Temperature Device”)
Termistori 100 ohm – 10 Mohm
I sensori resistivi, quali gli RTD (Resistance Temperature Device) e gli estensimetri producono cambiamenti di resistenza relativamente piccoli in percentuale (tipicamente meno dell’1%) sull’intero campo di funzionamento, in risposta a un cambiamento della variabile fisica, quale una temperatura o una forza. Quindi, misurare accuratamente piccoli cambiamenti resistivi è critico quando si applicano sensori resistivi.
Un circuito di interfaccia ampiamente usato nei sensori resistivi è basato su una configurazione a ponte di Wheatstone. Questa semplice soluzione di base è atta a convertire una variazione di impedenza (per es., una resistenza) in una variazione di tensione.
Un esempio di una configurazione a ponte di Wheatstone (WB) è un ponte di piezoresistori per sensori di pressione che corrisponde al circuito elettrico rappresentato nella Figura 2, parte a) e può comprendere quattro piezoresistori R1, R2diffusi su un diaframma D di silicio implementato su silicio di volume (BS, “Bulk Silicon”). Questa configurazione a ponte di Wheatstone può essere adottata per es. nei sensori di pressione basati su MEMS integrati. La deformazione meccanica generata da una pressione esterna può essere rilevata sotto forma di variazioni piezoresistive ΔR che sbilanciano il ponte. Le caratteristiche principali di un ponte di Wheatstone in termini di sensibilità, linearità e offset possono essere definite con riferimento all’esempio di layout della Figura 2.
La tensione di uscita differenziale generata dallo sbilanciamento piezoresistivo può essere espressa come:
(1)
(2) Nell’Equazione (2), il primo termine è la sensibilità lineare del ponte di Wheatstone (Wheatstone Bridge - WB) e il secondo termine rappresenta la non-linearità. Perciò:
- in assenza di disadattamenti, la dipendenza dalla temperatura della resistività può essere completamente compensata;
- l’errore di non-linearità può essere minimizzato se il ponte è sbilanciato simmetricamente, cioè,
- i disturbi e il rumore di modo comune sono soggetti a reiezione da parte di una struttura differenziale in caso di piezoresistori R1 e R2 idealmente adattati (matched).
L’offset in un ponte di Wheatstone è generato da un disadattamento tra i resistori “non forzati” (vale a dire, non sollecitati) R1, R2, vale a dire:
Per cui, la sensibilità di un ponte di Wheatstone disadattato può essere espressa come:
(3)
La dipendenza dalla temperatura dei resistori può essere modellata come:
dove αi sono i coefficienti di temperatura della resistenza e ΔTemp è la differenza tra la temperatura operativa Temp e la temperatura di riferimento Tempref. Perciò, un disadattamento dei resistori genera un offset dipendente dalla temperatura all’uscita del WB:
(4) Come indicato, i sistemi sensori basati su una configurazione a ponte di Wheatstone possono soffrire di un certo numero di inconvenienti.
Per esempio, per basse variazioni di resistività ΔR/R, (per es. le variazioni piezoresistive nei sensori di pressione possono essere dell’ordine di qualche percento o inferiori) la sensitività del ponte espressa nell’Equazione (2) può essere dell’ordine di pochi mV/V (tensione di uscita/tensione di eccitazione).
Perciò, ottenere valori leggibili per la tensione di uscita attraverso il ponte ΔVoutpuò essere facilitato da una tensione di polarizzazione Vgenelevata (per esempio, una tensione di polarizzazione di 10 V nelle applicazioni di celle di carico), il milita contro un funzionamento a bassa tensione e può condurre a un considerevole consumo di potenza del ponte.
Inoltre, valori elevati della resistività diminuiscono il consumo di corrente del ponte ma aumentano il livello di rumore, degradando così il rapporto segnale/rumore in ΔVout. Per esempio, possibili valori sono da 0,3 a 3 kΩ per i piezoresistori nei sensori di pressione con una corrente di polarizzazione dell’ordine dei mA.
Come rappresentato nella Tabella I che precede, i valori di resistenza dei sensori resistivi possono dipendere dalle caratteristiche fisiche del sensore e dall’ambiente fisico da misurare.
Come ulteriore aspetto, il segnale ΔVoutpuò non essere adatto a essere applicato direttamente a un convertitore ADC senza essere amplificato e filtrato. La catena amplificatore/filtro introduce rumore, non linearità e aumenta il consumo di potenza complessivo.
I vari aspetti delineati in precedenza possono così ostacolare l’uso dei ponti di Wheatstone in quelle applicazioni nelle quali i livelli di tensione e il consumo di corrente sono limitati, come per es. nei sistemi sensori wireless passivi senza batteria.
Questo può valere, per esempio, per i sistemi sensori per il controllo radiologico strutturale (SHM, “Structural Health Monitoring”). Ci si aspetta che i sensori per le applicazioni SHM funzionino per anni, perciò un consumo di potenza molto basso è una caratteristica auspicabile quando ci si aspetta che l’energia sia fornita attraverso una batteria o tramite harvesting (per es., solare, vibrazionale, elettromagnetico).
Inoltre, estensimetri a semiconduttore o metallici in un configurazione a ponte di Wheatstone sono largamente usati per misurare la deformazione dei materiali dovuta a una forza applicata.
La Figura 3 è un esempio di un estensimetro con una configurazione di deformazione a bobina del tipo a serpentina (porzione a) e in una configurazione a ponte di Wheatstone che comprende quattro elementi Rg<1>, Rg<2>, Rg<3>, R4g(porzione b).
Il prodotto designato LPS331AP commercialmente disponibile presso la Richiedente (si veda per es. “LPS331AP MEMS pressure sensor, 260-1260 mbar absolute digital output barometer,” ST Datasheet, marzo 2012) è un sensore di pressione MEMS monolitico che adotta una struttura piezoresistiva in una configurazione a ponte di Wheatstone integrata sopra una membrana di silicio.
La Figura 4 è uno schema a blocchi del sensore di pressione MEMS ST LPS331AP.
I blocchi rappresentati nella Figura 4 possono essere identificati nel modo seguente:
S – elemento sensore, comprendente una configurazione a ponte di Wheatstone
20 – MUX per selezionare l’uscita tra l’elemento sensore piezoresistivo S e un sensore di temperatura 32
22 – front-end analogico a basso rumore
24 - ADC più filtro digitale
26 – processore di segnale digitale o DSP (Digital Signal Processor) per la compensazione della temperatura 28 – interfacce seriali I<2>C/SPI
30 – polarizzazione del sensore
32 – sensore di temperatura
34 – polarizzazione di corrente e tensione
36 - clock e temporizzazione.
Una o più forme di attuazione possono fornire un dispositivo Ponte Sensore con Resistori Commutati (in breve SRSB, “Switched-Resistor Sensor Bridge”) per l’uso per es. in un sensore di pressione MEMS, vale a dire un sistema che può fornire tecniche di condizionamento di segnale a bassa tensione, con basso consumo di potenza per misurare le variazioni resistive di un sensore resistivo.
In una o più forme di attuazione, le variazioni resistive nel sensore possono essere convertite in variazioni di tempo o di frequenza di un segnale elettrico.
In una o più forme di attuazione, un tale sistema può fornire un funzionamento comparabile con il funzionamento di un sistema di condizionamento di segnale basato su un ponte di Wheatstone tradizionale.
In una o più forme di attuazione, un tale sistema (SRSB), come rappresentato nella Figura 5, può comprendere (almeno) una coppia di rami resistivi commutati SR1, SR2, comprendenti rispettivi resistori di rilevazione R1, R2, che possono essere per es. piezoresistori diffusi su una membrana di un sensore di pressione MEMS integrato.
Una o più forme di attuazione, come esemplificato per es. nella Figura 18, possono comprendere più coppie di tali rami resistivi commutati. Per semplicità e facilità di spiegazione, la seguente descrizione dettagliata farà riferimento a forme di attuazione che comprendono solo una coppia di rami resistivi commutati SR1 e SR2.
I rami SR1, SR2 possono essere definiti “commutati” in quanto comprendono rispettivi switch – per es. degli switch a semiconduttore quali dei MOSFET – accoppiati ciascuno (per es. in serie) con uno dei resistori R1, R2.
In una o più forme di attuazione, questi switch possono essere controllati come discusso in seguito tra una fase o uno stato di “on” (vale a dire, conduttivo) e una fase o uno stato di “off” (vale a dire, non conduttivo): di conseguenza, questi switch saranno qui indicati semplicemente come Ф1(t), Ф2(t),.
In una o più forme di attuazione, il sistema rappresentato nella Figura 5 può comprendere un oscillatore 100.
In una o più forme di attuazione, l’oscillatore 100 può comprendere un oscillatore controllato (per es. un oscillatore controllato in corrente) configurato per generare un segnale oscillante (per es. un segnale di tensione) Vosccon una frequenza Fosc(e un periodo Tosc) che è funzione di (per es. proporzionale a) un segnale di controllo (per es. una corrente Ictrl).
In una o più forme di attuazione, il sistema rappresentato nella Figura 5 può comprendere un blocco di riferimento del sensore 102 (per es. un blocco di riferimento di tensione), configurato per fornire:
- un primo segnale (per es. un segnale di tensione Vsens) controllato, indipendente dal sensore, ai rami resistivi commutati SR1, SR2, e
- un secondo segnale (per es. un segnale di corrente Isens), dipendente dal sensore, ai rami resistivi commutati - un terzo segnale (per es. un segnale di corrente Ictrlche è funzione del segnale Isens), dipendente dal sensore, al blocco oscillatore controllato 100.
Se Rsensè la resistenza di un ramo resistivo commutato SR1, SR2 e Kcè il guadagno (per es. guadagno espresso in Hz/A) dell’oscillatore 100 (per es. controllato in corrente), e ipotizzando per semplicità che Ictrl=Isens:
In una o più forme di attuazione, un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) come esemplificato nella Figura 5 può comprendere, accoppiato ai rami resistivi commutati SR1 (per es. R1e Ф1(t)) e SR2 (per es. R2e Ф2(t)), un dispositivo “duale” in cui:
- l’oscillatore 100 comprende un oscillatore controllato in tensione al posto di un oscillatore controllato in corrente;
- il blocco di riferimento 102 comprende un riferimento di corrente del sensore al posto di un riferimento di tensione del sensore.
In una tale implementazione “duale”, il blocco di riferimento 102 può fornire una corrente Isenscontrollata, indipendente dal sensore, ai rami resistivi commutati SR1, SR2; una tensione Vsensdipendente dal sensore ai rami resistivi commutati SR1, SR2; una tensione Vctrldipendente dal sensore, che è funzione di Vsens, al blocco oscillatore controllato in tensione 100.
Come indicato, una o più forme di attuazione (si veda per es. la Figura 18) possono comprendere più coppie di rami resistivi commutati SR1i e SR2i (per es. SR11, da SR22a SR1N, SR2N) in configurazioni in serie o parallelo.
In una o più forme di attuazione, il funzionamento del ponte sensore con resistori commutati (SRSB) come qui esemplificato può comprendere due fasi come illustrato nella Figura 6. Di nuovo, per semplicità e facilità di spiegazione saranno discusse forme di attuazione che comprendono solo una coppia di rami resistivi commutati SR1 e SR2.
In una prima fase (Fase 1) il ramo SR1 può essere abilitato (vale a dire, con Ф1(t) conduttivo o “on”) e il ramo SR2 disabilitato (vale a dire, con Ф2(t) non conduttivo o “off”), in modo tale che le variazioni (ΔR1/R1) siano convertite nel tempo/frequenza in Tosc(Ф1)/Fosc(Ф1).
In una seconda fase (Fase 2) il ramo SR2 può essere abilitato (vale a dire, con Ф2(t) conduttivo o “on”) e il ramo SR1 disabilitato (vale a dire, con Ф1(t) non conduttivo o “off”), in modo tale che le variazioni (ΔR2/R2) siano convertite nel tempo/frequenza in Tosc(Ф2)/Fosc(Ф2).
In una o più forme di attuazione, l’uscita dal ponte con resistori commutati può essere data da un’espressione algebrica (delle variazioni) di tempo/frequenza Tosc(Фi)/Fosc(Фi) tra le fasi.
La denominazione espressione algebrica è ben nota ed è utilizzata in matematica per indicare un’espressione formata in base alle operazioni algebriche (addizione o somma, sottrazione o differenza, moltiplicazione, divisione ed elevazione a un esponente).
In seguito, come esempio di una tale operazione algebrica sarà considerata la differenza, rimanendo per il resto inteso che le forme di attuazione non sono limitate al possibile uso di una sottrazione o differenza
Per esempio, in una o più forme di attuazione, l’uscita dal ponte sensore a resistori commutati (SRSB) può essere data dalla differenza (delle variazioni) di tempo/frequenza tra le due fasi, per es. (ipotizzando di nuovo, per semplicità che Ictrl= Isens):
(5) Ipotizzando (il che è ragionevole) che i resistori “non forzati” (vale a dire, quando ΔRsens= 0) siano adattati in modo ideale, cioè R1= R2, si può definire quanto segue:
- un periodo “non forzato” Tosc_0del segnale di Vosca una data temperatura di riferimento Tempref:
- una frequenza “non forzata” Fosc_0del segnale di Vosca una data temperatura di riferimento Tempref:
Da (5), la sensibilità del ponte sensore con resistori commutati (SRSB) può essere espressa come:
In un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) a causa di un disadattamento tra i resistori “non forzati” R1e R2si può generare un offset come qui esemplificato: La sensitività di un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) come qui esemplificato può così essere espressa come:
(6)
Se la dipendenza dalla temperatura dei resistori è modellata come:
il disadattamento dei resistori può generare un offset dipendente dalla temperatura all’uscita del ponte sensore con resistori commutati (SRSB):
(7)
A titolo di confronto con un ponte di Wheatstone tradizionale si può notare che:
- un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) può fornire prestazioni comparabili con le prestazioni di un sistema di condizionamento di segnale basato su un ponte di Wheatstone (WB) resistivo nei termini della sensitività, linearità e reiezione della dipendenza dalla temperatura della resistività,
- la corrente che scorre nei rami di resistori commutati SR1, SR2 può essere dell’ordine di un µA (10<-6>A) o inferiore,
- l’uscita può essere sotto forma di periodi/frequenze di segnali invece che tensioni,
- un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) può presentare una sensitività, per es., doppia rispetto alla sensitività di un ponte di Wheatstone,
- la sensitività di un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) può essere compensata termicamente rispetto alle variazioni termiche della resistività,
- la non linearità nella conversione resistiva/frequenza è ridotta se le variazioni della resistività sono disposte simmetricamente, per es. (ΔR1/R1) = - (ΔR2/R2),
- l’uscita ΔTosco ΔFoscpuò essere migliorata adottando valori più elevati per il periodo “non forzato” Tosc_0o la frequenza “non forzata” Fosc_0, rendendo così possibile fare a meno di una polarizzazione ad alta tensione come richiesta in un ponte di Wheatstone,
- un disadattamento della resistività produce un offset dipendente dalla temperatura,
- in un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) può non essere richiesta un’amplificazione del segnale, - si può usare un filtraggio tempo discreto per migliorare il rapporto di segnale su rumore in uscita, per es. mediante una finestratura nel tempo e l’effettuazione di una media,
- l’architettura del sistema facilita l’integrazione. L’accuratezza delle misurazioni effettuate per mezzo di un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) come qui esemplificato può essere influenzata dal rumore nella stima di tempo/frequenza del segnale Vosc.
La Figura 7 è un esempio della possibilità di definire, in una o più forme di attuazione, una “finestra di conteggio” di N cicli:
(8)
La misurazione per es. del periodo dell’oscillatore 100 (per es., controllato in corrente) in base a una tale Finestra di Conteggio di N cicli può essere espressa come:
(9)
Come esemplificato nella Figura 7, una finestra di conteggio di N cicli ΔTW(N) può essere un processo stocastico discreto a causa del jitter, cioè, dell’incertezza sul tempo delle transizioni ti, indotto dalle sorgenti di rumore. Il jitter è un processo accumulativo perché l’incertezza di tempo aumenta con l’intervallo di misurazione ΔTW; quindi, può aumentare con il numero di cicli N.
Dall’Equazione (9), la deviazione standard del processo della finestra di conteggio di N cicli può essere definita come:
(10)
La Figura 8 è un esempio del jitter di tempo RMS misurato di un oscillatore. Specificamente, la Figura 8 rappresenta a titolo di esempio il jitter RMS di un oscillatore rispetto al tempo di misurazione su un grafico log-log (si veda, per es., J. McNeill: “Jitter in ring oscillators,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 32, pagine 870 a 879, giugno 1997).
La deviazione standard ıΔTWdi un processo con finestra di conteggio di N cicli può essere caratterizzata in due casi differenti, per es.:
- una finestra di conteggio di N cicli “corta”
- una finestra di conteggio di N cicli “lunga”.
Nel caso di una finestra di conteggio di N cicli “corta”, il processo casuale è bianco e dominato da sorgenti di rumore scorrelate, che sono prevalentemente le sorgenti di rumore termico nell’oscillatore controllato 100.
Il jitter RMS può essere espresso come
(curva (A) nella Figura 8 – si veda per es. J. McNeill, già citato), per cui dall’Equazione (8) e dall’Equazione (10):
(11)
Nel caso di una finestra di conteggio di N cicli “lunga”, il processo casuale è dominato da sorgenti di rumore correlate, come per es.:
- le sorgenti di rumore di alimentazione e di substrato e le sorgenti di rumore a bassa frequenza, come il rumore a 1/f, nell’oscillatore 100 (per es., controllato in corrente),
- il rumore nel segnale di controllo (per es., in corrente) dell’oscillatore 100.
Il jitter RMS è (curva (B) nella Figura 8: si veda per es. C. Liu et al.: “Jitter in oscillators with 1/f noise sources,” in Proc. IEEE Int. Symp. Circuits and Systems (ISCAS), 2004, pagine da 773 a 776 o A. A. Abidi: “Phase Noise and Jitter in CMOS Ring Oscillators,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 41, pagine da 1803 a 1816, agosto 2006).
Per cui, dall’Equazione (8) e dall’Equazione (10):
(12)
In tal caso, la deviazione standard è quasi indipendente dalla durata (o dal numero di cicli N) della finestra di conteggio di N cicli.
Le Equazioni (11) e (12) rappresentano che l’accuratezza nella misurazione di Toscpuò essere migliorata allargando la finestra di conteggio di N cicli fino a un valore superiore quando le sorgenti di rumore correlate iniziano a dominare nel processo di jitter di tempo.
In una o più forme di attuazione, l’accuratezza può essere aumentata con misurazioni mediate su M fasi, come esemplificato nella Figura 9, che rappresenta una misurazione per es. di Toscmediata su M fasi, da 1<a>PH a M<a>PH.
La Figura 10 rappresenta schematicamente il processo di digitalizzazione basato su finestre di conteggio di N cicli W1 e W2 (Equazioni (8) e (9)) seguito da una quantizzazione Q1, Q2 e dall’effettuazione di una media M AV sopra M fasi (come esemplificato nella Figura 9).
Per esempio, con le definizioni seguenti:
il periodo dell’oscillatore 100 stimato durante la i-esima fase,
Q(t) il rumore di quantizzazione della conversione analogica/digitale,
l’uscita può essere rappresentata come il processo discreto ΔTosc_meas, che rappresenta la misura del valore “reale” di ΔToscdato dall’Equazione (5).
Il valore medio del processo ΔTosc_measpuò essere espresso come:
(13) L’accuratezza della misurazione di ΔToscè relativa alla deviazione standard del processo ΔTosc_meas:
(14)
dove:
è la deviazione standard del processo con finestra di conteggio di N cicli
è la deviazione standard del processo di quantizzazione.
Per ragionamento duale, se si utilizza una finestra di conteggio di N cicli per fornire una misurazione di una frequenza di oscillazione differenziale ΔFosc, la deviazione standard del corrispondente processo discreto ΔFosc_measpuò essere data (approssimativamente) da:
(15)
Un certo numero di possibili implementazioni di una o più forme di attuazione saranno ora descritte a puro titolo di esempio.
Per esempio, la Figura 11 è un esempio di un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) come discusso in precedenza con una finestra di conteggio asincrona di N cicli.
In questo esempio di implementazione, gli impulsi generati dall’oscillatore 100 (per es., controllato in corrente) possono essere elaborati da un blocco convertitore tempo/digitale e di elaborazione 200 per fornire un segnale di uscita OUT.
Un blocco di controllo e generatore di fase 202, a cui fornisce il clock un generatore di clock 204, può controllare la durata della finestra di conteggio di N cicli per mezzo di un segnale di controllo COUNTENABLEsincronizzato con le fasi generate di attivazione e di disattivazione degli switch Φ1e Φ2come discusso precedentemente.
In una o più forme di attuazione, il segnale COUNTENABLEpuò non essere sincronizzato con gli impulsi di Vosc.
In una o più forme di attuazione, il segnale COUNTENABLEe gli impulsi di Voscpossono essere forniti a una porta logica AND 206 per produrre un segnale Vcountda fornire al blocco convertitore tempo/digitale e di elaborazione 200.
Il diagramma temporale della Figura 12 è un esempio del funzionamento di un tale ponte sensore con resistori commutati (SRSB) con una finestra di conteggio asincrona di N cicli.
Nella Figura 12, per una data i-esima fase Φi:
- il blocco di controllo e generatore di fase abilita l’oscillatore 100 a oscillare a Tosc(Φi),
- il segnale COUNTENABLE, generato dal blocco di controllo e generatore di fase 202, permette agli impulsi del segnale Voscdi passare attraverso la porta logica AND 206. Un ritardo IJDtra i fronti di salita di Φie COUNTENABLEconsente all’oscillatore 100 di assestarsi a oscillazioni stabili.
In una o più forme di attuazione, la durata del tempo di on del segnale COUNTENABLEpuò essere fissata per tutte le Φifasi.
Sia il numero degli impulsi [N]Φifatti passare sia la durata della finestra [ΔTW(N)]Φipossono essere misurati dal blocco convertitore tempo/digitale e di elaborazione 200 al fine di stimare il periodo dell’oscillatore come:
(16)
Per esempio, la Figura 13 è un esempio di un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) come discusso in precedenza con una finestra di conteggio asincrona di N cicli.
In questa implementazione, una finestra di conteggio di N cicli può essere sincrona con gli impulsi di Vosc. Un blocco di controllo e generatore di fase 302, a cui fornisce il clock un generatore di clock 304, controlla la durata di una finestra di conteggio di N cicli per mezzo di un segnale di controllo COUNTENABLEsincronizzato con le fasi generate Φ1e Φ2.
In una o più forme di attuazione, la generazione della finestra di conteggio di N cicli può essere implementata da un blocco di gate con latch 306 che riceve il segnale Vosce inoltra un corrispondente segnale Vcounta un blocco convertitore tempo/digitale 300 in cui possono essere effettuate una digitalizzazione e una elaborazione (cioè, differenze di tempo).
È previsto un blocco contatore N 308 sensibile al segnale Vcountconfigurato in modo da generare un segnale COUNTSTOPda fornire al blocco di controllo e generatore di fase 302.
Il diagramma temporale della Figura 14 è un esempio del funzionamento di un tale ponte sensore con resistori commutati (SRSB) con una finestra di conteggio sincrona di N cicli (nell’esempio rappresentato N=7).
Con riferimento alla Figura 14, per una data i-esima fase Φi:
- il blocco di controllo e generatore di fase 302 abilita l’oscillatore 100 a oscillare a Tosc(Φi),
- il blocco di controllo e generatore di fase 302 abilita, per mezzo del segnale COUNTENABLE, il blocco di gate con latch 306.
Grazie all’uso di latch, gli impulsi di Vosciniziano a passare al primo fronte di salita dopo che il segnale COUNTENABLEè andato alto.
Un ritardo IJDtra i fronti di salita di Φie COUNTENABLEconsente all’oscillatore 100 di assestarsi a oscillazioni stabili.
In una o più forme di attuazione, il segnale Vcountè fornito in retroazione al blocco contatore N 308. Come risultato del fatto che è contato un N-esimo impulso di Vcount, il contatore N 308 fornisce un segnale COUNTSTOPal blocco di controllo e generatore di fase 302 che pilota il segnale COUNTENABLEa un livello basso.
Il blocco di gate con latch è così disabilitato al fronte di discesa dell’N-esimo impulso di Vcount, finché la fase corrente Φitermina ed inizia una fase successiva Φi+1.
In una o più forme di attuazione, la durata della finestra [ΔTW(N)]Φipuò essere misurata dal blocco convertitore tempo/digitale e di elaborazione 300 per stimare il periodo di oscillazione (con N noto a priori, come impostato nel blocco contatore N 308) come:
(17)
Lo schema a blocchi della Figura 15 è un esempio di una possibile implementazione del blocco di gate con latch, che comprende per es.:
- un D-LATCH 306a abilitato da Vosce che riceve il segnale COUNTENABLEal suo ingresso D, e
- una porta logica AND 306b che ha come ingressi Vosce l’uscita Q dal D-LATCH 306a.
La Figura 16 è un esempio di un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) come discusso in precedenza con una finestra di conteggio asincrona di N cicli e una conversione digitale wireless in un dispositivo lettore.
La Figura 17 è un esempio di un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) come discusso in precedenza con una finestra di conteggio sincrona di N cicli e una conversione digitale wireless in un lettore.
In entrambe le Figure 16 e 17 parti o elementi (per es. blocchi) corrispondenti a parti o a elementi già discussi in precedenza (per es., con riferimento alle Figure 11 e 13) sono indicati con gli stessi numeri di riferimento, rendendo così superfluo descriverli di nuovo.
Per entrambe le implementazioni delle Figure 16 e 17, un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) può essere accoppiato in una rete di sensori wireless (comprendente per es. un nodo sensore SN) in cui i segnali generati dal sensore possono essere digitalizzati ed elaborati in un lettore R.
In una o più forme di attuazione, il nodo sensore SN può essere attivo, semi-attivo o passivo.
Per esempio, in una o più forme di attuazione, i dati dal sensore SN possono essere trasmessi al lettore R, per es., mediante modulazione con retro-diffusione (“backscattering”) o modulazione TX basata su portante (per es., a RF).
A tal fine, in una o più forme di attuazione, il nodo sensore SN può comprendere un trasmettitore (per es., un modulatore a RF) 400, 500 configurato in modo da ricevere il segnale Vcounte da trasmetterlo al lettore R.
Il lettore R può comprendere a sua volta un ricevitore 402, 502 (per es., un demodulatore a RF) per ricevere il segnale trasmesso e inoltrarlo a un blocco convertitore tempo/digitale e di elaborazione 200, 300 in cascata.
Una o più forme di attuazione possono così fornire, tra l’altro:
- una misurazione differenziale di coppie di sensori resistivi con una tecnica di commutazione di resistori, - una conversione resistiva/tempo e/o resistiva/frequenza,
- un filtraggio tempo-discreto con una finestratura di conteggio di N e l’effettuazione di una media,
- una conversione tempo/digitale e/o frequenza/digitale.
A titolo di esempio, un ponte sensore con resistori commutati (SRSB) con una finestra di conteggio asincrona di N cicli e una conversione digitale wireless in un lettore (si veda per es. la Figura 16) può essere implementato in un sensore di pressione integrato su silicio CMOS per il controllo radiologico delle strutture in calcestruzzo (SHM) ricorrendo a una tecnologia a 0,13 µm HCMOS9A di ST Microelectronics, con piano wafer (001), con un’area di membrana di 500x500 µm<2>, spessore=100 µm e piezoresistori diffusi di tipo N, con orientamento <100>. Esempi dei parametri per una tale implementazione possono comprendere:
Fosc(nominale) = 1 MHz
finestra di conteggio di N cicli = 256
M fasi = 20
Isenscirca 1,7 µA.
Come indicato, una o più forme di attuazione (si veda, per es., la Figura 18) possono comprendere più coppie di rami resistivi commutati SR1i e SR2i (per es. SR11, da SR22a SR1N, SR2N) in configurazioni serie o parallelo. I vari aspetti di forme di attuazione discussi precedentemente con riferimento (per semplicità e facilità di spiegazione) a forme di attuazione comprendenti un'unica coppia di rami resistivi commutati SR1 e SR2 si applicano mutatis mutandis a forme di attuazione che comprendono più coppie di rami resistivi commutati.
Una o più forme di attuazione possono così fornire un sensore comprendente:
- uno (si veda, per es., la Figura 5) o più (si veda, per es., la Figura 18) ponti sensori resistivi che comprendono un primo ramo di rilevazione (per es. SR1) con un primo resistore di rilevazione (per es. R1) e un secondo ramo di rilevazione (per es. SR2) con un secondo resistore di rilevazione (per es. R2), detti resistori di rilevazione (per es. R1, R2) avendo valori di resistenza variabile (per es. ΔR1, ΔR2) in risposta a un cambiamento di una variabile fisica rilevata,
- un oscillatore (per es. 100) configurato per generare un segnale di oscillazione (per es. Vosc), l’oscillatore controllato da un segnale di controllo dell’oscillatore (per es. Ictrl) in cui la frequenza (per es. Fosc) rispettivamente il periodo (per es. Tosc) del segnale di oscillazione è funzione di detto segnale di controllo,
- un modulo di riferimento del sensore (per es. 102) configurato per generare detto segnale di controllo dell’oscillatore in funzione del valore di resistenza di un resistore accoppiato con esso, il modulo di riferimento del sensore accoppiabile (si veda per es. Φ1, Φ2) con detto primo resistore di rilevazione o, in alternativa, con detto secondo resistore di rilevazione,
- un circuito di elaborazione (per es. 202, 204 o 206; 302, 304, 306, 308) accoppiato a detto oscillatore per fornire un segnale di sensore (per es. Vcount) indicativo della frequenza rispettivamente del periodo di detto segnale di oscillazione detto segnale di sensore avendo un primo (per es. Tosc(Ф1); [ΔTW(N)]Φ1) e un secondo (per es. Tosc(Ф2); [ΔTW(N)]Φ2) valore con il modulo di riferimento del sensore accoppiato rispettivamente con il primo resistore di rilevazione e con il secondo resistore di rilevazione, in cui detto primo e detto secondo valore sono (congiuntamente) indicativi di detta variabile fisica rilevata.
Vale a dire, in una o più forme di attuazione, un valore per la variabile fisica rilevata può essere ricavato in funzione di detto primo e detto secondo valore.
Una o più forme di attuazione possono così comprendere un circuito convertitore (per es. 200, 300) configurato per calcolare un’espressione algebrica (per es. somma, sottrazione o differenza, moltiplicazione, divisione o elevazione a esponente), opzionalmente la differenza, di detto primo e detto secondo valore in cui detta espressione algebrica è indicativa di detta variabile fisica rilevata.
In una o più forme di attuazione, una tale espressione algebrica della frequenza rispettivamente del periodo del segnale di oscillazione con il modulo di riferimento del sensore accoppiato rispettivamente al primo resistore di rilevazione e al secondo resistore di rilevazione, è indipendente dalla dipendenza dalla temperatura della resistività di detti resistori di rilevazione.
In una o più forme di attuazione, detto circuito convertitore può essere configurato per effettuare la media di detta espressione algebrica su una pluralità di M fasi di conversione.
In una o più forme di attuazione, detto modulo di riferimento del sensore può essere configurato per fornire:
- un segnale di riferimento (per es. Vsens) controllato, indipendente dal sensore, al primo ramo di rilevazione e al secondo ramo di rilevazione di detto ponte sensore resistivo, e/o
- un segnale di riferimento (per es. Isens) dipendente dal sensore al primo ramo di rilevazione e al secondo ramo di rilevazione di detto ponte sensore resistivo, detto segnale di controllo dell’oscillatore essendo opzionalmente funzione di detto segnale di riferimento dipendente dal sensore.
In una o più forme di attuazione, detto primo ramo di rilevazione e detto secondo ramo di rilevazione possono comprendere ciascuno un resistore di rilevazione accoppiato con uno switch (per es. Φ1, Φ2) controllabile (per es. 202) per accoppiare detto resistore di rilevazione con il modulo di riferimento del sensore.
In una o più forme di attuazione, detto circuito di elaborazione può comprendere una circuiteria di conteggio per rilevare la frequenza rispettivamente il periodo del segnale di oscillazione da detto oscillatore controllato su una finestra di conteggio (per es. [N]Φ1, [N]Φ2) comprendente una pluralità di N cicli di detto segnale di oscillazione.
In una o più forme di attuazione, detta circuiteria di conteggio può comprendere un modulo latch configurato per sincronizzare detta finestra di conteggio con detto segnale di oscillazione.
In una o più forme di attuazione, detta circuiteria di conteggio può comprendere un ritardo (per es., τD) della partenza della rilevazione di detto segnale di oscillazione per permettere a detto oscillatore controllato di assestarsi a oscillazioni stabili.
Una o più forme di attuazione possono comprendere una pluralità di detti ponti sensori resistivi (si veda per es.
la Figura 18) comprendenti un primo ramo di rilevazione (per es. SR11, …, SR1N) con un primo resistore di rilevazione (per es. R11, …,R1N) e un secondo ramo di rilevazione (per es. SR21, …, SR2N) con un secondo resistore di rilevazione (per es. R21,…, R2N).
In una o più forme di attuazione, detta pluralità di ponti sensori resistivi possono essere disposti in una configurazione in serie o in parallelo.
In una o più forme di attuazione, detti resistori di rilevazione possono comprendere resistori piezoresistivi.
In una o più forme di attuazione, il sensore può comprendere un sensore MEMS (per es. S).
Una o più forme di attuazione possono comprendere un trasmettitore (per es. 400, 500) configurato per generare da detto segnale del sensore (Vcount) un segnale di lettura indicativo di detta variabile fisica rilevata.
Una o più forme di attuazione possono fornire un sistema sensore (si veda per es. SN, R nelle Figure 16 e 17), comprendente:
- un nodo sensore (per es. SN) che comprende un sensore secondo una o più forme di attuazione, e
- un lettore (per es. R) che comprende un ricevitore (per es. 402, 502) accoppiabile a detto trasmettitore per ricevere da detto trasmettitore detto segnale di lettura indicativo di detta variabile fisica rilevata.
In una o più forme di attuazione, detto lettore può comprendere una circuiteria convertitore (si veda per es.
200, 300 nelle Figure 16 e 17) configurata per convertire detto segnale di lettura in un segnale di uscita (per es. OUT), opzionalmente digitale, indicativo di detta variabile fisica rilevata.
In una o più forme di attuazione, detto lettore (R) può comprendere un circuito convertitore (per es. 200, 300 nelle Figure 16 e 17) configurato per calcolare un’espressione algebrica, opzionalmente la differenza, di detto primo e detto secondo valore in cui detta espressione algebrica è indicativa di detta variabile fisica rilevata.
In una o più forme di attuazione, detto circuito convertitore può essere configurato per effettuare la media di detta espressione algebrica su una pluralità di M fasi di conversione.
Una o più forme di attuazione possono fornire un procedimento per rilevare una variabile fisica, il procedimento comprendendo:
- fornire almeno un ponte sensore resistivo comprendente un primo ramo di rilevazione con un primo resistore di rilevazione e un secondo ramo di rilevazione con un secondo resistore di rilevazione, detti resistori di rilevazione avendo valori di resistenza variabili in risposta a un cambiamento di una variabile fisica rilevata, - generare un segnale di oscillazione in cui la frequenza rispettivamente il periodo del segnale di oscillazione è funzione di un segnale di controllo dell’oscillatore, in cui il procedimento comprende generare detto segnale di controllo dell’oscillatore in funzione del valore di resistenza di un resistore selezionato alternativamente tra detto primo resistore di rilevazione e detto secondo resistore di rilevazione,
- elaborare detto segnale di oscillazione per fornire un segnale di sensore indicativo della frequenza rispettivamente del periodo di detto segnale di oscillazione, detto segnale di sensore avendo un primo e un secondo valore con detto segnale di controllo dell’oscillatore generato in funzione del valore di resistenza rispettivamente di detto primo resistore di rilevazione e di detto secondo resistore di rilevazione, in cui detto primo e detto secondo valore sono (congiuntamente) indicativi di detta variabile fisica rilevata.
Fermi restando i principi di fondo, i dettagli e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto è stato descritto in precedenza, puramente a titolo di esempio, senza uscire dall’ambito di protezione.
L’ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.

Claims (18)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Sensore comprendente: - almeno un ponte sensore resistivo comprendente un primo ramo di rilevazione (SR1) con un primo resistore di rilevazione (R1) e un secondo ramo di rilevazione (SR2) con un secondo resistore di rilevazione (R2), detti resistori di rilevazione (R1, R2) avendo valori di resistenza variabili (ΔR1, ΔR2) in risposta a un cambiamento di una variabile fisica rilevata, - un oscillatore (100) configurato per generare un segnale di oscillazione (Vosc), l’oscillatore (100) controllato da un segnale di controllo dell’oscillatore (Ictrl) in cui la frequenza (Fosc) rispettivamente il periodo (Tosc) del segnale di oscillazione (Vosc) è funzione di detto segnale di controllo (Ictrl), - un modulo di riferimento del sensore (102) configurato per generare detto segnale di controllo dell’oscillatore (Ictrl) in funzione del valore di resistenza di un resistore (R1, R2) accoppiato con esso, il modulo di riferimento del sensore (102) accoppiabile (Φ1, Φ2) con detto primo resistore di rilevazione (R1) o, in alternativa, con detto secondo resistore di rilevazione (R2), - un circuito di elaborazione (202, 204, 206; 302, 304, 306, 308) accoppiato a detto oscillatore (100) per fornire un segnale di sensore (Vcount) indicativo della frequenza (Fosc) rispettivamente del periodo (Tosc) di detto segnale di oscillazione (Vosc), detto segnale di sensore avendo un primo (Tosc(Ф1); [ΔTW(N)]Φ1) e un secondo (Tosc(Ф2); [ΔTW(N)]Φ2) valore con il modulo di riferimento del sensore (102) accoppiato rispettivamente con il primo resistore di rilevazione (R1) e con il secondo resistore di rilevazione (R2), in cui detto primo e detto secondo valore sono indicativi di detta variabile fisica rilevata.
  2. 2. Sensore secondo la rivendicazione 1, comprendente un circuito convertitore (200, 300) configurato per calcolare un’espressione algebrica, preferibilmente la differenza, di detto primo (Tosc(Ф1); [ΔTW(N)]Φ1) e detto secondo (Tosc(Ф2); [ΔTW(N)]Φ2) valore, in cui detta espressione algebrica è indicativa di detta variabile fisica rilevata.
  3. 3. Sensore secondo la rivendicazione 2, in cui detto circuito convertitore (200, 300) è configurato per effettuare la media di detta espressione algebrica su una pluralità di M fasi di conversione.
  4. 4. Sensore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente detto modulo di riferimento del sensore (102) configurato per fornire: - un segnale di riferimento (Vsens) controllato, indipendente dal sensore, al primo ramo di rilevazione (SR1) e al secondo ramo di rilevazione (SR2) di detto ponte sensore resistivo, e/o - un segnale di riferimento (Isens) dipendente dal sensore al primo ramo di rilevazione (SR1) e al secondo ramo di rilevazione (SR2) di detto ponte sensore resistivo, detto segnale di controllo dell’oscillatore (Ictrl) essendo preferibilmente funzione di detto segnale di riferimento (Isens) dipendente dal sensore.
  5. 5. Sensore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto primo ramo di rilevazione (SR1) e detto secondo ramo di rilevazione (SR2) comprendono ciascuno un resistore di rilevazione (R1, R2) accoppiato con uno switch (Φ1, Φ2) controllabile (202) per accoppiare detto resistore di rilevazione (R1, R2) con il modulo di riferimento del sensore (102).
  6. 6. Sensore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto circuito di elaborazione (202, 204, 206; 302, 304, 306, 308) comprende una circuiteria di conteggio (202, 206; 302, 306) per rilevare la frequenza (Fosc) rispettivamente il periodo (Tosc) del segnale di oscillazione (Vosc) di detto oscillatore controllato (100) su una finestra di conteggio ([N]Φ1, [N]Φ2) comprendente una pluralità di N cicli di detto segnale di oscillazione (Vosc).
  7. 7. Sensore secondo la rivendicazione 6, in cui detta circuiteria di conteggio (302, 306) comprende un modulo latch (306) configurato per sincronizzare detta finestra di conteggio ([N]Φ1, [N]Φ2) con detto segnale di oscillazione (Vosc).
  8. 8. Sensore secondo la rivendicazione 6 o la rivendicazione 7, in cui detta circuiteria di conteggio (202, 206; 302, 306) comprende un ritardo (τD) della partenza della rilevazione di detto segnale di oscillazione (Vosc) per permettere a detto oscillatore controllato (100) di assestarsi a oscillazioni stabili.
  9. 9. Sensore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente una pluralità di detti ponti sensori resistivi comprendenti un primo ramo di rilevazione (SR11, …, SR1N) con un primo resistore di rilevazione (R11, …,R1N) e un secondo ramo di rilevazione (SR21, …, SR2N) con un secondo resistore di rilevazione (R21,…, R2N).
  10. 10. Sensore secondo la rivendicazione 9, in cui detta pluralità di ponti sensori resistivi sono in una configurazione serie o in parallelo.
  11. 11. Sensore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detti resistori di rilevazione (R1, R2) comprendono resistori piezoresistivi.
  12. 12. Sensore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il sensore comprende un sensore MEMS (S).
  13. 13. Sensore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente un trasmettitore (400, 500) configurato per generare da detto segnale di sensore (Vcount) un segnale di lettura indicativo di detta variabile fisica rilevata.
  14. 14. Sistema sensore (SN, R), comprendente: - un nodo sensore (SN) che comprende un sensore secondo la rivendicazione 13, e - un lettore (R) che comprende un ricevitore (402, 502) accoppiabile a detto trasmettitore (400, 500) per ricevere da detto trasmettitore (400, 500) detto segnale di lettura indicativo di detta variabile fisica rilevata.
  15. 15. Sistema sensore (SN, R) secondo la rivendicazione 14, in cui detto lettore (R) comprende una circuiteria di conversione (200, 300) configurata per convertire detto segnale di lettura in un segnale di uscita (OUT), preferibilmente digitale, indicativo di detta variabile fisica rilevata.
  16. 16. Sistema sensore (SN, R) secondo la rivendicazione 15, in cui detto lettore (R) comprende un circuito convertitore (200, 300) configurato per calcolare un’espressione algebrica, preferibilmente la differenza, di detto primo (Tosc(Ф1); [ΔTW(N)]Φ1) e detto secondo (Tosc(Ф2); [ΔTW(N)]Φ2) valore, in cui detta espressione algebrica è indicativa di detta variabile fisica rilevata.
  17. 17. Sistema sensore (SN, R) secondo la rivendicazione 16, in cui detto circuito convertitore (200, 300) è configurato per effettuare la media di detta espressione algebrica su una pluralità di M fasi di conversione.
  18. 18. Procedimento per rilevare una variabile fisica, il procedimento comprendendo: - provvedere almeno un ponte sensore resistivo che comprende un primo ramo di rilevazione (SR1) con un primo resistore di rilevazione (R1) e un secondo ramo di rilevazione (SR2) con un secondo resistore di rilevazione (R2), detti resistori di rilevazione (R1, R2) avendo valori di resistenza variabile (ΔR1, ΔR2) in risposta a un cambiamento di una variabile fisica rilevata, - generare (100) un segnale di oscillazione (Vosc) in cui la frequenza (Fosc) rispettivamente il periodo (Tosc) del segnale di oscillazione (Vosc) è funzione di un segnale di controllo dell’oscillatore (Ictrl) in cui il procedimento comprende generare detto segnale di controllo (Ictrl) in funzione del valore di resistenza di un resistore (R1, R2) selezionato alternativamente (Φ1, Φ2) tra detto primo resistore di rilevazione (R1) e detto secondo resistore di rilevazione (R2), - elaborare (202, 204, 206; 302, 304, 306, 308) detto<segnale di oscillazione (V>osc<) per fornire un segnale di>controllo (Vcount) indicativo della frequenza (Fosc) rispettivamente del periodo (Tosc) di detto segnale di oscillazione (Vosc), detto segnale di sensore avendo un primo (Tosc(Ф1); [ΔTW(N)]Φ1) e un secondo (Tosc(Ф2); [ΔTW(N)]Φ2) valore con detto segnale di controllo dell’oscillatore (Ictrl) generato in funzione del valore di resistenza rispettivamente di detto primo resistore di rilevazione (R1) e di detto secondo resistore di rilevazione (R2), in cui detto primo e detto secondo valore sono indicativi di detta variabile fisica rilevata.
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