ITTO20100464A1 - Convertitore dc-dc e relativo metodo di pilotaggio - Google Patents

Convertitore dc-dc e relativo metodo di pilotaggio Download PDF

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ITTO20100464A1
ITTO20100464A1 IT000464A ITTO20100464A ITTO20100464A1 IT TO20100464 A1 ITTO20100464 A1 IT TO20100464A1 IT 000464 A IT000464 A IT 000464A IT TO20100464 A ITTO20100464 A IT TO20100464A IT TO20100464 A1 ITTO20100464 A1 IT TO20100464A1
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capacitor
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voltage
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Alberto Cavallo
Donna Laura Di
Beniamino Guida
Pompeo Marino
Luigi Rubino
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Alenia Aeronautica Spa
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Description

DESCRIZIONE
del brevetto per invenzione industriale dal titolo:
"CONVERTITORE DC-DC E RELATIVO METODO DI PILOTAGGIO"
La presente invenzione è relativa ad un convertitore DC-DC e relativo metodo di pilotaggio, in particolare ad un convertitore DC-DC bidirezionale ad elevata potenza in grado di operare sia in una modalità di funzionamento ad elevazione ("step-up") di tensione (boost mode) che in una modalità di funzionamento a riduzione ( "step-down") di tensione (buck mode).
Come noto, le operazioni che un convertitore DC-DC bidirezionale compie sono principalmente due: elevazione ("boost mode") della tensione fra un lato di ingresso, dove è presente una sorgente DC a bassa tensione (ad esempio pari a 28 V), ed un lato di uscita, dove è richiesta una tensione DC più elevata di quella presente sul lato di ingresso (ad esempio pari a 270 V); e riduzione ("buck mode") della tensione fra un lato di ingresso, dove è presente una sorgente DC ad alta tensione, ed un lato di uscita, dove è richiesta una tensione DC ridotta rispetto a quella presente sul lato di ingresso.
Come noto, attualmente nelle applicazioni di conversione energetica è di cruciale importanza poter gestire flussi di energia tra sorgenti eterogenee. In ambito aereonautico, ad esempio, su un velivolo coesistono più sorgenti di energia: batterie (tensione DC pari a circa 28 V) e turbine (tensione AC pari a circa 125 V con frequenza a 400 Hz), citando le principali. Le apparecchiature di bordo di un velivolo utilizzano, per il loro funzionamento, una tensione definita da standard avionici globalmente accettati, ad esempio DC pari a 270 V.
Attualmente a bordo di velivoli si utilizzano apparecchiature di alimentazione di energia come ad esempio caricabatterie e convertitori DC-DC appositamente distinti tra loro e appositamente realizzati a tale scopo. Ad esempio, la carica delle batterie è gestita tramite opportuni caricabatterie, mentre la fase di spillatura di energia dalle batterie e gestita per mezzo di dispositivi invertitori e/o convertitori DC-DC. Disporre di una pluralità di apparecchiature e dispositivi hardware distinti tra loro ciascuno configurato per una applicazione specifica (ad esempio una pluralità di convertitori operanti in boost mode e una pluralità di convertitori operanti in buck mode) comporta un elevato ingombro e d un elevato peso. Ciò genera di conseguenza maggiori costi di carburante durante il volo del velivolo ed una rete elettrica del velivolo complessa (infatti la rete elettrica deve essere configurata in modo tale da comandare in funzionamento un solo convertitore alla volta e di impedire la presenza di due generatori su uno stesso bus, se non appositamente progettati allo scopo). La modalità boost infatti viene attivata solo in caso di emergenza (quando le altre sorgenti tipicamente utilizzate non sono disponibili) per alimentare apparecchiature o dispositivi di bordo il cui corretto funzionamento è di vitale importanza, utilizzando la carica accumulata nelle batterie. Se non si disattivasse il caricabatterie, la potenza realmente a disposizione per alimentare tali apparecchiature e dispositivi risulterebbe essere pari alla differenza tra la potenza generata e quella assorbita dal caricabatterie (ipotizzato limitato ad una potenza minore di quella erogabile dal convertitore operante in modalità boost). Oltre all'inutile sovraccarico del convertitore, la potenza residua a disposizione delle utenze potrebbe non essere sufficiente.
Scopo della presente invenzione è quello di realizzare un convertitore DC-DC bidirezionale, scalabile, e quasi autonomo, in grado di interiacciarsi con bus di potenza ignoti e di operare, a seconda della necessità, in modalità a riduzione di tensione o in modalità ad elevazione di tensione, ed un relativo metodo di pilotaggio.
Secondo la presente invenzione viene realizzato un convertitore DC-DC come definito nella rivendicazione 1 e un metodo di pilotaggio del convertitore bidirezionale DC-DC come definito nella rivendicazione 13.
Per una migliore comprensione della presente invenzione viene ora descritta una forma di realizzazione preferita, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento ai disegni allegati, nei quali:
la figura 1 mostra un convertitore bidirezionale secondo la presente invenzione, comprendente un dispositivo di conversione DC-DC collegato ad una regione ad alto potenziale ed ad regione a basso potenziale tramite rispettivi circuiti di precarica e protezione;
la figura 2 mostra il dispositivo di conversione DC-DC appartenente al convertitore bidirezionale di figura 1 e avente una architettura cellulare, secondo una forma di realizzazione della presente invenzione;
la figura 3 mostra lo schema elettrico di ciascuna cella del dispositivo di conversione DC-DC di figura 2;
la figura 4 mostra mediante schema a blocchi una logica di controllo e di pilotaggio di ciascuna cella di figura 3 del dispositivo di conversione DC-DC di figura 2; la figura 5 mostra mediante diagramma di flusso le fasi per la precarica del convertitore bidirezionale di figura 1 in modalità boost;
le figure 6a-6d mostrano l'andamento dei segnali generati dalla logica di controllo e di pilotaggio di figura 4 in modalità boost con duty cycle maggiore del 50%;
le figure 7a-7f mostrano l'andamento dei segnali generati dalla logica di controllo e di pilotaggio di figura 4 in modalità boost con duty cycle minore del 50%;
la figura 8 mostra un circuito di ingresso equivalente del convertitore bidirezionale di figura 1 quando operato in modalità boost con duty cycle minore del 50% utilizzando i segnali delle figure 7a-7f;
la figura 9 mostra mediante diagramma di flusso le fasi per la precarica del convertitore bidirezionale di figura 1 in modalità buck;
le figure 10a-10f mostrano l'andamento dei segnali generati dalla logica di controllo e di pilotaggio di figura 4 in modalità buck;
la figura il mostra un circuito logico di pilotaggio della porzione della cella di figura 3 collegata alla regione a basso potenziale, in particolare di pilotaggio del ramo di clamp attivo ("active clamp");
le figure 12a-12g mostrano l'andamento dei segnali generati dal circuito logico di figura il;
la figura 13 mostra un circuito per l'introduzione di tempi morti nei segnali delle figure 6a-6d, 7a-7f, e 10a-10f, utilizzato nel circuito logico di figura il;
le figure 14a-14c mostrano esemplificativamente, il funzionamento del circuito per l'introduzione di tempi morti di figura 13, mostrando l'andamento di un possibile segnale in ingresso al circuito per l'introduzione di tempi morti e del segnale generato da esso in uscita, rispetto ad un segnale di orologio ("clock");
la figura 15 mostra generatore di duty cycle variabile;
la figura 16 mostra una forma d'onda della tensione di uscita durante lo start-up del convertitore bidirezionale di figura 1 in modalità boost; e
la figura 17 mostra una forma d'onda della tensione di uscita durante lo start-up del convertitore bidirezionale di figura 1 in modalità buck.
In figura 1 è mostrato un dispositivo di conversione DC-DC 1 elettricamente collegato tra una regione a basso potenziale 2 (un generico bus a bassa potenza), ad esempio una batteria in grado di fornire circa 28 V, ed una regione ad alto potenziale 4 (un generico bus ad alta potenza), ad esempio un apparato di un velivolo, funzionante ad una tensione pari a 270 V. La regione a basso potenziale 2 e la regione ad alto potenziale 4 possono comprendere indifferentemente elementi attivi e/o passivi.
Il dispositivo di conversione DC-DC 1 è collegato alla regione a basso potenziale 2 tramite una prima interfaccia di potenza 6 ed è collegato alla regione ad alto potenziale 4 tramite una seconda interfaccia di potenza 8. La prima interfaccia di potenza 6 e la seconda interfaccia di potenza 8 sono realizzate in modo analogo tra loro, e sono tra loro speculari rispetto al dispositivo di conversione DC-DC 1. Il dispositivo di conversione DC-DC 1, insieme con la prima interfaccia di potenza 6 e la seconda interfaccia di potenza 8, forma un convertitore bidirezionale 100.
La prima interfaccia di potenza 6 comprende un primo ramo elettrico 10 collegante direttamente la regione a basso potenziale 2 con il dispositivo di conversione DC-DC 1 ed un secondo ramo elettrico 12 collegante la regione a basso potenziale 2 con il dispositivo di conversione DC-DC 1 tramite un primo interruttore 14, controllato in apertura e chiusura dal dispositivo di conversione DC-DC 1 tramite un collegamento di controllo 15. Il primo interruttore 14 è collegato tra un primo nodo 14' direttamente collegato con il secondo ramo elettrico 12 ed un secondo nodo 14" che idealmente coincide con il primo nodo 14' quando il primo interruttore 14 è chiuso. Quando il primo interruttore 14 è aperto la prima interfaccia di potenza 6 non è direttamente alimentata dalla, o non alimenta la, regione a basso potenziale 2; viceversa, quando il primo interruttore 14 è chiuso, la prima interfaccia di potenza 6 è direttamente alimentata dalla, o alimenta la, regione a basso potenziale 2. La prima interfaccia di potenza 6 comprende inoltre un primo resistore 16 ed un secondo interruttore 18, disposti in serie tra loro e colleganti il primo ramo elettrico 10 con il secondo ramo elettrico 12. Il resistore 16 serve per garantire al dispositivo di conversione DC-DC 1 la presenza di un carico anche nel caso di disconnessione improvvisa della regione a basso potenziale 2.
La prima interfaccia di potenza 6 comprende inoltre un secondo resistore 20 ed un primo condensatore 22, disposti in serie tra loro e colleganti il primo ramo elettrico 10 con il secondo ramo elettrico 12. In particolare, il primo condensatore 22 è collegato direttamente al primo ramo elettrico 10, ed è collegato al secondo ramo elettrico 12 tramite il secondo resistore 20. In questo modo la serie costituita dal primo resistore 16 e dal secondo interruttore 18 è collegata in parallelo alla serie costituita dal secondo resistore 20 e dal primo condensatore 22. Il secondo resistore 20 è inoltre collegato in parallelo con un terzo interruttore 24 atto a creare, quando chiuso, un cortocircuito che bypassa il secondo resistore 20. Il terzo interruttore 24 è comandato in apertura e chiusura direttamente dal dispositivo di conversione DC-DC 1, tramite un collegamento di controllo 25, sulla base della necessità, durante l'uso, di caricare o meno il primo condensatore 22. Inoltre, collegato tra il primo ramo elettrico 10 e il secondo nodo 14" del primo interruttore 14, è disposto un rilevatore di tensione 26, di tipo isolato, configurato per rilevare la tensione presente tra il primo ramo elettrico 10 e il secondo nodo 14" del primo interruttore 14 e fornire il valore rilevato al dispositivo di conversione DC-DC 1 (tale valore è indicato con il riferimento ML, come meglio descritto in seguito).
La seconda interfaccia di potenza 8 è, come detto, speculare alla prima interfaccia di potenza 6 rispetto al dispositivo di conversione DC-DC 1. La seconda interfaccia di potenza 8 comprende dunque un terzo ramo elettrico 30 collegante direttamente la regione ad alto potenziale 4 con il dispositivo di conversione DC-DC 1 ed un quarto ramo elettrico 32 collegante la regione ad alto potenziale 4 con il dispositivo di conversione DC-DC 1 tramite un quarto interruttore 34, controllato in apertura e chiusura dal dispositivo di conversione DC-DC 1 tramite un collegamento di controllo 35. Il quarto interruttore 34 è collegato tra un terzo nodo 34' direttamente collegato con il quarto ramo elettrico 32 ed un quarto nodo 34" che idealmente coincide con il terzo nodo 34' quando il quarto interruttore 34 è chiuso. Quando il quarto interruttore 34 è aperto la seconda interfaccia di potenza 8 non alimenta la, o non è direttamente alimentata dalla, regione ad alto potenziale 4; viceversa, quando il quarto interruttore 34 è chiuso, la seconda interfaccia di potenza 8 alimenta la, o è direttamente alimentata dalla, regione ad alto potenziale 4. La seconda interfaccia di potenza 8 comprende inoltre un terzo resistore 36 ed un quinto interruttore 38, disposti in serie tra loro e colleganti il terzo ramo elettrico 30 con il quarto nodo 34". Il resistore 36 ha, analogamente al resistore 16, la funzione di garantire al dispositivo di conversione DC-DC 1 la presenza di un carico anche nel caso di disconnessione improvvisa della regione ad alto potenziale 4.
In serie al quarto interruttore 34, collegato al quarto nodo 34", è collegato un induttore 90. L'induttore 90 è collegato tra il quarto nodo 34" e un quinto nodo 90'. La seconda interfaccia di potenza 8 comprende inoltre un quarto resistore 40 ed un secondo condensatore 42, collegati in serie tra loro. La serie costituita dal terzo resistore 36 e dal quinto interruttore 38, e la serie costituita dal quarto resistore 40 e dal secondo condensatore 42 sono collegate tra il terzo ramo elettrico 30 e, rispettivamente, il quarto nodo 34" e il quinto nodo 90'. Il quarto resistore 40 è inoltre collegato in parallelo con un sesto interruttore 44 atto a creare, quando chiuso, un cortocircuito che bypassa il quarto resistore 40. Il sesto interruttore 44 è comandato in apertura e chiusura direttamente da dispositivo di conversione DC-DC 1, tramite un collegamento di controllo 45, sulla base della necessità di caricare o meno il secondo condensatore 42. Inoltre, collegato in parallelo alla serie del quarto resistore 40 e del secondo condensatore 42, è disposto un rilevatore di tensione 46 configurato per rilevare la tensione presente ai suoi capi e fornire tale valore rilevato al dispositivo di conversione DC-DC 1 (valore indicato con il riferimento MH, come meglio descritto in seguito). Infine, tramite un trasduttore di corrente 47 collegato al quinto nodo 90', il dispositivo di conversione DC-DC 1 conosce la corrente IHche scorre dal e verso il dispositivo di conversione DC-DC 1.
La figura 2 mostra in forma schematica una porzione del dispositivo di conversione DC-DC 1 secondo una forma di realizzazione della presente invenzione (in figura 2 non è mostrata la logica di controllo, analisi segnali e pilotaggio del dispositivo di conversione DC-DC 1; tale logica è mostrata e descritta con riferimento alla figura 4). Il dispositivo di conversione DC-DC 1 di figura 2 comprende una pluralità di celle 50, uguali tra loro. Secondo la forma di realizzazione di figura 2, il dispositivo di conversione DC-DC 1 comprende quattro celle 50, tuttavia è possibile realizzare un dispositivo di conversione DC-DC 1 comprendente una singola cella 50 oppure più di quattro celle 50. Ciascuna cella è del tipo mostrato in figura 3 e descritto con riferimento a tale figura.
Ciascuna cella 50 comprende una prima porta 50a elettricamente collegata al secondo nodo 14" del primo interruttore 14, una seconda porta 50b elettricamente collegata con il primo ramo elettrico 10, una terza porta 50c elettricamente collegata al quinto nodo 90', e una quarta porta 50d elettricamente collegata con il terzo ramo elettrico 30.
Le celle 50 sono dunque collegate tra loro in modalità PIPO ("Parallel Input Parallel Output") formando un dispositivo di conversione DC-DC 1 ad elevata potenza. Ad esempio, secondo la forma di realizzazione di figura 2, se ogni cella 50 è configurata per gestire una potenza ad esempio pari a 3 kW, la potenza totale gestita dal dispositivo di conversione DC-DC 1 di figura 2 è pari a 12 kW. Condividendo uno stesso ingresso e una stessa uscita, ciascuna cella 50 lavora con una frazione dell'intera potenza .
La struttura di base di ciascuna cella 50 comprende un convertitore boost-full bridge isolato 55 ("isolated boostfull bridge converter"), ad esempio del tipo mostrato in figura 3. Il convertitore boost-full bridge isolato 55 di figura 3 si differenzia, da un punto di vista hardware, da convertitori di tipo noto per la presenza di un ramo di clamp attivo 56 ("active clamp branch") escludibile. Si differenzia inoltre per la tecnica di modulazione utilizzata per controllarlo durante l'utilizzo (illustrata in seguito).
L' ingresso del convertitore boost-full bridge isolato 55 dal lato della regione a basso potenziale 2 comprende un trasduttore di corrente 57. In questo modo, il dispositivo di conversione DC-DC 1 conosce la corrente ILche scorre nel nodo 14".
Il convertitore boost-full bridge isolato 55 comprende inoltre, collegato in serie al trasduttore di corrente 57 sul secondo ramo elettrico 12, un induttore 60 avente un primo terminale 60a collegato al secondo nodo 14" ed un secondo terminale 60b collegante il secondo nodo 14" con il ramo di clamp attivo 56.
L'induttore 60 è utilizzato nella modalità boost per effettuare un primo innalzamento della tensione presente sul secondo terminale 60b dell'induttore 60; viceversa nella modalità buck l'induttore 60 unitamente al condensatore 22 fungono da filtro LC eliminando in tal modo le armoniche di commutazione.
Il ramo di clamp attivo 56 comprende un transistore 62, un transistore 64 e un condensatore 66 collegati in serie tra loro in modo tale che un terminale di conduzione (in particolare il terminale di drain) del transistore 62 è collegato al secondo ramo elettrico 12 tramite il secondo terminale dell'induttore 60, un terminale del condensatore 66 è collegato con il primo ramo elettrico 10, e il transistore 64 è collegato, tramite un suo terminale di sorgente, al terminale di sorgente del transistore 62 e, tramite un suo terminale di drain, all'altro terminale del condensatore 66. Tutti i transistori impiegati sono provvisti di un diodo interno, rappresentato in figura collegato in parallelo ai terminali di potenza dei dispositivi e sfruttati opportunamente come descritto dettagliatamente in seguito. In uso, il transistore 64 sfrutta il diodo 65 in una delle fasi di lavoro, ossia quando il clamp attivo 56 è abilitato, mentre il diodo 69 interno al transistore 62 non è mai utilizzato. In parallelo al ramo di clamp attivo 56 è inoltre presente un ramo comprendente un transistore 68 e un transistore 70 collegati in serie tra loro, ciascuno dotato di un diodo interno indicato in figura rispettivamente come un diodo 69 e un diodo 71 collegati in antiparallelo rispettivamente al transistore 68 e al transistore 70. Infine, ancora in parallelo al ramo di clamp attivo 56 è presente un ulteriore ramo comprendente un transistore 74 e un transistore 76 collegati in serie tra loro, e dotati del rispettivo diodo indicato in figura rispettivamente come un diodo 75 e un diodo 77 collegati in antiparallelo rispettivamente al transistore 74 e al transistore 76. I transistori 68, 70, 74, 76 sono collegati tra loro in modo da realizzare una struttura nota come full bridge, anche detta ponte ad H.
L'induttore 60, il ramo di clamp attivo 56 e i rami comprendenti il transistore 68, il transistore 70, il transistore 74, e il transistore 76 sono collegati ad un avvolgimento 80a di un trasformatore 80. In particolare, l'avvolgimento 80a comprende un primo terminale 80a' collegato tra il transistore 68 e il transistore 70 ed un secondo terminale 80a'' collegato tra il transistore 74 e il transistore 76.
Ciascuno tra il transistore 62, transistore 64, transistore 68, transistore 70, transistore 74 e transistore 76 è preferibilmente un transistore MOSFET di potenza ("power MOSFET") e possiede un proprio terminale di controllo (terminale di gate) controllato in conduzione e interdizione da un segnale opportuno. Con riferimento anche a figure successive, in cui i segnali di controllo di ciascun transistore sono mostrati, il transistore 62 è controllato dal segnale ACABIL, il transistore 64 è controllato dal segnale ACASW, il transistore 68 è controllato dal segnale LVAH, il transistore 70 è controllato dal segnale LVAL, il transistore 74 è controllato dal segnale LVBH, e il transistore 76 è controllato dal segnale LVBL.
Il convertitore boost-full bridge isolato 55 comprende inoltre un transistore 92 e un transistore 93, disposti in serie tra loro e collegati tra il terzo ramo elettrico 30 e il quinto nodo 90', e dotati internamente di un rispettivo diodo 94 e diodo 95 (mostrati collegati in parallelo al rispettivo transistore 92 e transistore 93); e un transistore 96 e un transistore 97 disposti in serie tra loro e collegati tra il terzo ramo elettrico 30 e il quinto nodo 90', dotati internamente di un rispettivo diodo 98 e diodo 99 (mostrati collegati in parallelo al rispettivo transistore 92 e transistore 93). I transistori 92, 93, 96, 97 sono collegati tra loro in modo da realizzare una struttura nota come full bridge, anche detta ponte ad H.
I rami comprendenti il transistore 92, transistore 93, transistore 96, transistore 97 sono collegati ad un avvolgimento 80b del trasformatore 80. In particolare, l'avvolgimento 80b comprende un primo terminale 80b' collegato tra il transistore 96 e il transistore 97 ed un secondo terminale 80b" collegato tra il transistore 92 e il transistore 93.
Ciascuno tra il transistore 92, il transistore 93, il transistore 96, e il transistore 97 è un transistore di tipo IGBT e possiede un proprio terminale di controllo controllato in conduzione e interdizione da un segnale opportuno. Con riferimento anche a figure successive, in cui i segnali di pilotaggio di ciascun transistore sono mostrati in dettaglio, il transistore 92 è controllato dal segnale HVBH, il transistore 93 è controllato dal segnale HVBL, il transistore 96 è controllato dal segnale HVAH, e il transistore 97 è controllato dal segnale HVAL.
La figura 4 mostra, mediante uno schema a blocchi, la logica di controllo e di pilotaggio 121 del dispositivo di conversione DC-DC 1 (ciascuna cella 50 viene pilotata mediante gli stessi segnali utilizzati per pilotare le altre celle 50).
La logica di controllo e di pilotaggio 121 comprende una interfaccia analogica di condizionamento dei segnali 122, configurata per ricevere le correnti IL, IH(dai trasduttori di corrente 57 e 47) e i valori di tensione ML, MH (dai rilevatori di tensione 26, 46); un elaboratore di segnale digitale 124 (DSP - "digitai signal processor"), collegato all'interfaccia analogica 122 (quest'ultima provvista di uno o più convertitori A/D per la trasformazione da analogico a digitale delle grandezze analogiche IL, IH, Ml, Mh, per successive elaborazioni); e un generatore di segnali di pilotaggio 126, ad esempio un FPGA ("Field Programmable Gate Array") . L'interfaccia analogica 122 è configurata per ricevere in ingresso segnali analogici (in particolare le correnti IL, IHe i valori di tensione ML, MH)e generare in uscita rispettivi segnali digitali ILD, IHD, MLDe MHD, correlati ai segnali analogici ricevuti in ingresso, e aventi un formato tale da poter essere interpretati correttamente dall'elaboratore di segnale digitale 124. L'elaboratore digitale 124 riceve in ingresso i segnali digitali ILD, IHD, MLDe MHDe comanda il generatore di segnali di pilotaggio 126 affinché quest'ultimo generi in uscita i segnali di pilotaggio ACABIL, ACASW, LVAH, LVAL, LVBH, LVBL, HVAH, HVAL, HVBH, HVBL per ciascuna cella 50, nonché i segnali di pilotaggio degli interruttori 14, 18, 24 appartenenti alla prima interfaccia di potenza 6 e degli interruttori 34, 38, 44 della seconda interfaccia di potenza 8. Da un punto di vista hardware, l'interfaccia analogica 122, l'elaboratore di segnale digitale 124, e il generatore di segnali di pilotaggio 126 sono di tipo noto e sono ampiamente utilizzati nei convertitori DC-DC buck/boost noti. Secondo la presente invenzione, l'interfaccia analogica 122, l'elaboratore di segnale digitale 124, e il generatore di segnali di pilotaggio 126 implementano un metodo di pilotaggio del convertitore bidirezionale 100 sia in modalità buck che in modalità boost e di passaggio tra le due modalità del tipo illustrato nelle figure 5 e 6, e descritto con riferimento a tali figure.
L'elaboratore di segnale digitale 124 esegue a intervalli regolari (ad esempio ogni 93 ps) un algoritmo di controllo di tensione. Secondo tale algoritmo, si acquisiscono i segnali ILD, IHD?MLDe MHDforniti dall'interfaccia analogica 122. Quindi, si verifica in quale modalità di funzionamento (buck o boost) il convertitore 100 deve operare. Infine, identificata la modalità di funzionamento, si verifica se ci si trova al primo avvio del convertitore 100 oppure se il convertitore 100 è già stato in precedenza avviato. Nel primo caso (primo avvio) , si esegue una modalità di accensione graduale ("soft start-up") (come meglio descritto in seguito, durante il soft start-up il convertitore bidirezionale 100 è comandato in conversione DC-DC incrementando o decrementandò a passi predeterminati il valore del duty cycle). Viceversa (non è il primo avvio) il convertitore 100 è comandato in funzionamento in modalità buck o boost.
Terminata la fase di soft start-up (la tensione fornita alla regione a basso potenziale 2 nel caso di modalità buck, o la tensione fornita alla regione ad alto potenziale 4, nel caso di modalità boost, ha raggiunto un valore di soglia predeterminata), il convertitore 100 opera in modalità buck o boost.
Il convertitore bidirezionale 100 può trovare applicazione sia come convertitore ad incremento ("boost converter") che come convertitore riduttore ("buck converter"), e può passare da una modalità operativa all'altra in un tempo molto breve, dell'ordine di poche centinaia di ms.
Il convertitore bidirezionale 100, sulla base delle misure delle correnti IL, IH, sulla base dei valori ML, MH, implementa uno dei due metodi, rispettivamente relativi a modalità di funzionamento buck e boost, illustrati mediante diagramma di flusso nella figura 5 (in cui il convertitore bidirezionale 100 opera come convertitore boost) e nella figura 9 (in cui il convertitore bidirezionale 100 opera come convertitore buck).
Il comportamento del convertitore bidirezionale 100 nella modalità boost è il duale del comportamento del convertitore bidirezionale 100 nella modalità buck, e viceversa.
Con riferimento alla figura 5 (modalità boost), l'elaboratore di segnale digitale 124 verifica innanzitutto se la tensione VLdalla regione a basso potenziale 2 (tensione generata ad esempio da una batteria) ha valore sufficiente per l'operazione di boost.
Prima della fase 101, il primo interruttore 14, il secondo interruttore 18, il terzo interruttore 24, il quarto interruttore 34, il quinto interruttore 38 e il sesto interruttore 44 sono aperti. Per iniziare l'operazione di boost, fase 101, l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il primo interruttore 14 e mantiene aperto il terzo interruttore 24. Se la tensione VLè troppo bassa, sotto un valore di soglia Vinf_min predeterminato, allora, uscita NO dalla fase 102, l'operazione di boost termina segnalando un errore. In caso contrario, uscita SI dalla fase 102, si attende, fase 103, che il primo condensatore 22 sia completamente carico. Il tempo di carica TCLdel primo condensatore 22 è dato da TCL=10-RL-CLsecondi, dove RLè il valore di resistenza del secondo resistore 20 e CLè il valore di capacità del primo condensatore 22. Il primo condensatore 22 è considerato carico dopo un intervallo di tempo predeterminato (ad esempio, come detto, 100 ms) oppure al raggiungimento di un valore di tensione predeterminato ai capi del primo condensatore 22 (tale valore è misurato dal rilevatore di tensione 26).
Il monitoraggio della tensione VLpresente in ingresso alla prima interfaccia di potenza 6 avviene tramite il rilevatore di tensione 26, che, sulla base del rilevamento secondo la fase 102, controlla il funzionamento del dispositivo di conversione DC-DC 1.
Al termine dell'attesa della fase 103 si passa alla fase 104, in cui il terzo interruttore 24 viene aperto tramite comando dell'elaboratore di segnale digitale 124, cortocircuitando così il secondo resistore 20.
Quindi, fase 105, l'elaboratore di segnale digitale 124 spegne tramite apposito comando il quarto interruttore 34, collegando elettricamente la regione ad alto potenziale 4 con la seconda interfaccia di potenza 8. L'elaboratore di segnale digitale 124, tramite il valore MHgenerato dal rilevatore di tensione 46, verifica quindi il valore di tensione VHpresente ai capi della regione ad alto potenziale 4. Se il valore di tensione VHè sufficientemente elevato, maggiore di un valore di soglia Vhigh_min predeterminato, allora, uscita SI dalla fase 106, si attende, fase 107, la carica del secondo condensatore 42. Il tempo di carica TCHdel secondo condensatore 42 è dato in questo caso dalla formula TCH=10-RH'CHsecondi, dove RHè il valore di resistenza del quarto resistore 40 e CHè il valore di capacità del secondo condensatore 42. Quindi, fase 108, l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il sesto interruttore 44, cortocircuitando così il quarto resistore 40 .
Nel caso in cui il valore di tensione VHsia inferiore al valore di soglia Vhigh_min allora, uscita NO dalla fase 106, l'elaboratore di segnale digitale 124 apre il quarto interruttore 34 (fase 110) disconnettendo in questo modo il carico dato dalla regione ad alto potenziale 4 e limitando la corrente di avvio del dispositivo di conversione DC-DC 1 alla sola carica del condensatore 42 utilizzando come sorgente ad esempio una batteria collegata alla regione a basso potenziale 2. Quindi, fase ili, l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il sesto interruttore 44 e il quinto interruttore 38 e, fase 112, si inizia una modalità di accensione graduale ("soft start-up") . Secondo la modalità di soft start-up, il convertitore bidirezionale 100 è comandato in conversione DC-DC agendo direttamente sul duty cycle (escludendo momentaneamente il controllo del convertitore in funzionamento in modalità standard e lasciando attiva la sola protezione da sovracorrente) incrementando o decrement andò a passi predeterminati il valore assunto dal duty cycle. Ad esempio, il valore iniziale del duty cycle può essere definito pari allo 0%, per incrementarsi a passi predefiniti, ad esempio del 1%, ad ogni istante temporale (ciascun istante temporale essendo ad esempio definito da un ciclo di clock). Limitare l'incremento massimo del duty cycle alla partenza del dispositivo di conversione DC-DC 1 è fondamentale per limitare i gradini di tensione tra il quinto nodo 90' ed il terzo ramo elettrico 30, e quindi la corrente assorbita dal condensatore 42 inizialmente scarico. Quando la tensione tra il terzo ramo elettrico 30 e il quinto nodo 90' raggiunge il valore desiderato, viene attivato il controllo che si occupa di variare il duty cycle (incrementandolo e decrementandolo a passi predefiniti), con variazioni confinate in una certa fascia ad ogni ciclo, ad esempio a passi del 10% massimo ad ogni istante temporale. La conversione DC-DC è in questo modo ottimizzata e la tensione di uscita (fornita alla regione ad alto potenziale 4) è costantemente regolata al valore ottimo, impedendo al contempo danni al convertitore 1 legati a forti variazioni della tensione regolata in uscita e quindi alle correnti.
La chiusura del quinto interruttore 38 consente di inserire un carico interno alla seconda interfaccia di potenza 8, dato dal terzo resistore 36. Al termine della procedura di soft start-up della fase 112 si passa alla fase 113, in cui l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il quarto interruttore 34 e apre il quinto interruttore 38, disconnettendo il carico interno (il terzo resistore 36) e collegando alla seconda interfaccia di potenza 8 la regione ad alto potenziale 4.
L'uscita da una delle fasi 108 o 113 porta alla fase 114 di avvio di un algoritmo di controllo, di tipo noto atto a garantire la fornitura di una tensione regolata alla regione ad alto potenziale 4.
Vengono ora descritte, con riferimento alle figure 6a-6d e 7a-7f, le tempistiche di controllo dei transistori di ciascuna cella 50 del dispositivo di conversione DC-DC 1. Si fa riferimento allo schema circuitale di figura 3.
Il ramo di clamp attivo 56 è utilizzato quando il convertitore opera in modalità boost. In tale modalità, dunque, il transistore 62 è comandato dall'elaboratore di segnale digitale 124 tramite il segnale ACABIL sempre in conduzione (valore logico del segnale ACABIL alto "1"). Questo consente di limitare le sovratensioni di spegnimento ("turn-off") ai capi dei transistori 68, 70, 74, 76. La logica di pilotaggio del transistore 64 varia tuttavia a seconda del valore assunto dal duty cycle dei segnali LVAH di controllo del transistore 68, LVAL di controllo del transistore 70, LVBH di controllo del transistore 74 e LVBL di controllo del transistore 76. Se il duty cycle di tali segnali è maggiore del 50%, come mostrato nelle figure 6a-6d, in ogni periodo TPERI0D esistono uno o più intervalli temporali, indicati con il numero di riferimento 120, in cui il transistore 68, il transistore 70, il transistore 74 e il transistore 76 sono contemporaneamente accesi, e caricano l'induttore 60. In questa situazione, il transistore 64, controllato in conduzione e interdizione tramite l'elaboratore di segnale digitale 124 dal segnale ACASW, viene spento quando tutti i transistori 68, 70, 74, 76 conducono corrente (introducendo un opportuno tempo morto "dead time" TD). L'introduzione del tempo morto TDserve ad evitare di cortocircuitare il condensatore 66 quando quest'ultimo è carico.
Se il duty cycle dei segnali LVAH e LVBH che controllano in conduzione e interdizione rispettivamente il transistore 68 e il transistore 70, è minore del 50%, come mostrato nelle figure 7a-7f, il transistore 64 (acceso e spento dal segnale ACASW) può essere sempre acceso (il segnale ACASW ha valore logico alto "1" e controlla il transistore 64 in conduzione), in modo da garantire che l'induttore 60 carico non si trovi mai in serie ad un circuito aperto che si viene a creare quando i transistori 68 e 74 sono contemporaneamente aperti (si vedano a tal fine i segnali di comando di tali transistori con riferimento alle figure 7a-7f) . Tale condizione è da evitare in quando ad una discontinuità della corrente dell'induttore 60 corrisponde una differenza di potenziale di ampiezza proporzionale alla derivata della corrente; tale differenza di potenziale può raggiungere valori così elevati da presentare sul secondo terminale 60b dell'induttore 60 una tensione superiore a quella di distruzione dei transistori 68, 70, 74, 76, 62, 64 e di conseguenza distruggere il dispositivo di conversione DC-DC 1). L'induttore 60 è invece sfruttato per realizzare un filtro di ingresso 130, di tipo CLC (anche detto a pi-greco), come mostrato in figura 8. Il filtro di ingresso 130 è utile per ridurre le armoniche di corrente ad alta frequenza in ingresso al dispositivo di conversione DC-DC 1, migliorando quindi anche la qualità del carico equivalente, rappresentato dalla cascata del dispositivo di conversione 1 in modalità boost e della regione ad alto potenziale 4, visto dalla sorgente (che in questo caso è la regione a basso potenziale 2).
Tornando alle figure 7a-7f, se il duty cycle dei segnali LVAH e LVBH è inferiore al 50%, è possibile controllare i transistori 68, 70, 74, 76 alternativamente in conduzione ed interdizione in modo che non si verifichi mai la condizione delle figure 6a e 6b in cui entrambi i transistori 68 e 70 o entrambi i transistori 74 e 76 conducono corrente elettrica.
L'importanza di poter lavorare con duty cycle minori 50% è legata al fatto che in tal modo è possibile lavorare in uno "stato di zero", cioè è possibile imporre un flusso di potenza nullo. Con riferimento alle figure 7a-7f, si ha flusso di potenza nullo quando sia il segnale di figura 7a che il segnale di figura 7b sono nulli per tutta la durata del periodo (che corrisponde ad un duty cycle nullo).
Tale caratteristica è utile durante la fase di soft start-up e per ottenere uno spegnimento del dispositivo di conversione DC-DC 1 senza dover effettuare un disconnessione elettrica della la regione a basso potenziale 2.
Questo risultato è vantaggiosamente ottenuto senza la necessità di aggiungere ulteriore hardware per la fase di accensione e di spegnimento.
Tenendo presente che sul lato della regione ad alto potenziale 4 possono esserci uno o più generatori di tensione (non mostrati), è necessario che il dispositivo di conversione DC-DC 1 operante nella modalità boost, garantisca 1'unidirezionalità della corrente dalla regione a basso potenziale 2 verso la regione ad alto potenziale 4 in modo topologico.
Tale obiettivo è raggiunto controllando in interdizione il transistore 92, il transistore 93, il transistore 96, e il transistore 97 collegati alla regione ad alto potenziale 4. In tal modo si sfruttano i diodi (indicati in figura come diodo 94, diodo 95, diodo 98, diodo 99) interni agli IGBTs (rispettivamente transistore 92, transistore 93, transistore 96, transistore 97) per raddrizzare la tensione in uscita dal trasformatore 80 (cioè in uscita sul lato dell'avvolgimento 80b) alimentata alla regione ad alto potenziale 4.
La figura 9 mostra, mediante diagramma di flusso, un metodo di controllo del convertitore bidirezionale 100 in modalità buck. L'elaboratore di segnale digitale 124 verifica innanzitutto se la tensione VHai capi della regione ad alto potenziale 4 ha valore sufficientemente elevato per l'operazione richiesta.
Prima della fase 201, il primo interruttore 14, il secondo interruttore 18, il terzo interruttore 24, il quarto interruttore 34, il quinto interruttore 38 e il sesto interruttore 44 sono aperti. Per iniziare l'operazione di buck, fase 201, l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il quarto interruttore 34 mantenendo il sesto interruttore 44 aperto. Se la tensione VHè troppo bassa, sotto un valore di soglia Vhigh_min predeterminato, allora, uscita NO dalla fase 202, la conversione termina segnalando un errore. In caso contrario, uscita SI dalla fase 202, si attende, fase 203, che il secondo condensatore 42 sia completamente carico. Il tempo di carica TCHdel secondo condensatore 42 è dato da TCH=10-RH-CHsecondi, dove RHè il valore di resistenza del quarto resistore 40 e CHè il valore di capacità del secondo condensatore 42.
Il monitoraggio della tensione VHpresente in ingresso alla seconda interfaccia di potenza 8 avviene tramite l'elaboratore di segnale digitale 124 che, ricevendo il valore di tensione MHrilevato dal rilevatore di tensione 46, comanda in funzionamento in buck mode o in interdizione il dispositivo di conversione DC-DC 1.
Al termine dell'attesa della fase 203 si passa alla fase 204, in cui l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il sesto interruttore 44, cortocircuitando così il quarto resistore 40.
Quindi, fase 205, si comanda il primo interruttore 14 in chiusura, collegando elettricamente la regione a basso potenziale 2 con la prima interfaccia di potenza 6. L'elaboratore di segnale digitale 124, sulla base del valore di tensione MLfornito dal rilevatore di tensione 26, verifica il valore di tensione VLpresente ai capi della regione a basso potenziale 2. Se il valore di tensione VLè sufficientemente elevato, maggiore di un valore di soglia Vinf_min predeterminato, allora, uscita SI dalla fase 206, si attende, fase 207, la carica del primo condensatore 22.
Il controllo sul valore di VLè utile per verificare se la regione a basso potenziale 2 è puramente passiva oppure comprende generatori di tensione. Se la regione a basso potenziale 2 comprende generatori di tensione, allora è necessario attendere la carica del primo condensatore 22 e non è necessario il soft start-up. Valgono considerazioni duali per il caso opposto. La soglia Vinf_min è scelta in modo da discriminare la presenza di generatori anche quando questi ultimi sono scarichi, condizione che si può verificare sono presenti batterie.
Il tempo di carica TCLè dato in questo caso dalla formula TCL=10-RL'CLsecondi, dove RLè il valore di resistenza del secondo resistore 20 e CLè il valore di capacità del primo condensatore 22. Quindi, fase 208, l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il terzo interruttore 24, cortocircuitando così il secondo resistore 20.
Nel caso in cui il valore di tensione VLsia inferiore al valore di soglia Vinf_min allora, uscita NO dalla fase 206, l'elaboratore di segnale digitale 124 apre il primo interruttore 14 (fase 210) disconnettendo in questo modo la regione a basso potenziale 2 dalla prima interfaccia di potenza 6. Quindi, fase 211, l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il terzo interruttore 24 e il secondo interruttore 18 e, fase 212, si avvia la modalità di soft start-up, come già illustrata precedentemente. La chiusura del secondo interruttore 18 consente di inserire un carico interno alla prima interfaccia di potenza 6, dato dal primo resistore 16. Il carico interno, di ridotta dimensione in potenza (minore di 100 W), permette la scarica naturale del condensatore. Tale condizione è necessaria per la stabilità del controllo di tensione implementato dall'elaboratore di segnale digitale 124. Al termine della procedura di soft start della fase 212 si passa alla fase 213, in cui l'elaboratore di segnale digitale 124 chiude il primo interruttore 14 e apre il secondo interruttore 18, disconnettendo il carico interno (il primo resistore 16) e collegando alla prima interfaccia di potenza 6 la regione a basso potenziale 2.
L'uscita da una delle fasi 208 o 213 porta alla fase 214 di avvio di un algoritmo di controllo di tensione, di tipo noto, atto a regolare la tensione fornita alla regione a basso potenziale 2.
In modalità buck, il ramo di clamp attivo 56 è disabilitato ed i transistori 68, 70, 74, 76 vengono comandati in modo da far funzionare il bridge formato da tali transistori come raddrizzatore sincrono, sfruttando in tal modo la bi-direzionalità in corrente dei dispositivi MOSFET, ed aumentando conseguentemente il rendimento. È opportuno disabilitare il ramo di clamp attivo 56, per evitare che la corrente di carica del condensatore 66, non limitata né in modo attivo che passivo, possa danneggiare anche solo uno tra i due bridge formati dai transistori 96, 97, 92, 93 e dai transistori 68, 70, 74,, o il condensatore 66 stesso. Disabilitando il ramo di clamp attivo 56 è possibile utilizzare l'induttore 60 e il primo condensatore 22 (avente, in modalità a riduzione di tensione, la funzione di condensatore di uscita) per realizzare un filtro LC, limitando in tal modo il picco massimo di corrente a monte ed a valle del trasformatore 80. Il trasformatore, infatti, a meno del rapporto di trasformazione, ha identica forma d'onda sia di tensione che di corrente sia in ingresso che in uscita. Il filtro LC è utile anche per filtrare la tensione in uscita, ed ottenere quindi un andamento della tensione quasi costante (a meno di un piccolo ripple). A tal fine l'elaboratore di segnale digitale 124 pilota il transistore 96, il transistore 68, il transistore 76, il transistore 92, il transistore 74, il transistore 70, il transistore 97, il transistore 93, il transistore 62 e il transistore 64 con i rispettivi segnali HVAH, LVAH, LVBL, HVBH, LVBH, LVAL, HVAL, HVBL, ACASW, e ACABIL come mostrato nelle figure 10alOf.
Dalle figure IOa-lOf si evince che il metodo di pilotaggio dei transistori della prima interfaccia di potenza 6 e della seconda interfaccia di potenza 8 in modalità buck è uguale al metodo di pilotaggio dei transistori della prima interfaccia di potenza 6 e della seconda interfaccia di potenza 8 delle figure 7a-7f. In particolare, il duty cycle dei segnali LVAH e LVBH che controllano in conduzione e interdizione rispettivamente il transistore 68 e il transistore 70 è minore del 50%; tuttavia, a differenze di quanto mostrato nelle figure 7e e 7f, i segnali ACASW e ACABIL hanno entrambi valore logico basso "0", e dunque il transistore 62 e il transistore 64 sono controllati dall'elaboratore di segnale digitale 124 in interdizione (sono cioè spenti).
La figura 11 mostra un circuito 250 di pilotaggio del ramo di clamp attivo 56, in particolare per la generazione del segnale ACASW e dei segnali LVAH e LVBH con i rispettivi segnali negati. In modalità buck come già detto prima, l'active clamp 56 è sempre disabilitato. È da notare anche che in figura 11 si mostra la generazione di LVAH, LVBH con i rispettivi negati. Si è mostrato la loro generazione a titolo esemplificativo, in quanto tali segnali non sono utilizzati direttamente, ma sono essere opportunamente elaborati in accordo a quanto detto precedentemente e mostrato nelle figure 6a-6d e 7a-7f. Le figure 12a-12g mostrano l'andamento di alcuni segnali utilizzati dal circuito 250 per la generazione del segnale ACASW (in particolare, le figure 12a-12c sono equivalenti alle figure 6a-6c e sono qui riportate per maggior chiarezza). Nel seguito si fa riferimento congiunto alla figura 11 e alle figure 12a-12g.
Il circuito 250 comprende un generatore di portante ("carrier generator") 251, configurato per generare due segnali triangolari periodici SCARRIERI e SCARRIER2 aventi periodo pari a TPERI0De ritardati l'uno rispetto all'altro di metà periodo TPERI0D; un generatore di valore di duty cycle 252 configurato per generare un segnale SDUTYindicativo del valore di duty cycle desiderato; tale generatore schematizza la logica che si occupa della generazione del duty-cycle nella fase di start-up di figura 5, il generatore 400 di figura 15 e la logica di controllo di tensione nel suo complesso. Il circuito 250 comprende inoltre un primo ramo 250' ricevente in ingresso il segnale
SDUTYe il segnale triangolare periodico SCARRIERI; e un secondo ramo 250" ricevente in ingresso il segnale SDUTYe il segnale triangolare periodico SCARRIER2·
Il primo ramo 250' comprende un primo comparatore 254 avente due ingressi ed una uscita, configurato per ricevere su un primo ingresso il segnale SDUTY, SU un secondo ingresso il segnale triangolare periodico SCARRIERI e fornire in uscita il segnale LVAH (e allo stesso tempo il segnale HVAH, corrispondente al segnale LVAH, come mostrato in figura 10a) avente duty cycle definito sulla base della comparazione tra il valore del segnale SDUTYe il valore del segnale triangolare periodico SCARRIERI; un secondo comparatore 256, analogo al primo comparatore 254, configurato per ricevere su un primo ingresso il segnale triangolare periodico SCARRIERI, SU un secondo ingresso un segnale SD-OFFI avente valore costante (generato da un generatore di segnale 258), e fornire in uscita un segnale di comparazione SCOMPI di tipo digitale avente valore logico alto "1" quando SCARRIERI supera il valore di soglia definito dal segnale SD OFFI e valore logico basso "0" quando SCARRIERI ha valore inferiore al valore di soglia definito dal segnale SD OFFI; un invertitore 259, configurato per ricevere in ingresso il segnale LVAH generato dal primo comparatore 254 e fornire in uscita un segnale /LVAH ottenuto negando il segnale LVAH; un circuito generatore di tempi morti 300 (del tipo mostrato e descritto con riferimento alla figura 13), configurato per ricevere in ingresso il segnale /LVAH e un segnale costante SD-0NI (calcolato come specificato in seguito con riferimento alla figura 13) atto a regolare la durata del tempo morto TDpermettendo in tal modo la taratura del generatore 300.
Il generatore dei tempi morti 300 fornisce in uscita un segnale /LVAH_RIT ottenuto ritardando il segnale /LVAH di un valore modificabile in fase di test, a partire da pochi nanosecondi fino a 2-3 microsecondi; una porta logica EX-OR 264, ricevente su un primo ingresso il segnale SCOMPI e su un secondo ingresso il segnale /LVAH_RIT e generante in uscita un segnale intermedio SiNTiottenuto sulla base dei segnali SCOMPI e /LVAH_RIT secondo una logica EX-OR; e una porta logica AND 268, ricevente su un primo ingresso il segnale /LVAH_RIT, su un secondo ingresso il segnale intermedio SINTIe generante in uscita un segnale intermedio SINT2 ottenuto sulla base dei segnali SiNTie /LVAH_RIT secondo una logica AND.
Il secondo ramo 250" del circuito 250 è sostanzialmente analogo al primo ramo 250' e comprende un terzo comparatore 274 avente due ingressi ed una uscita, ed è configurato per ricevere su un primo ingresso il segnale
SDUTY, SU un secondo ingresso il segnale triangolare periodico SCARRIER2 e fornire in uscita il segnale LVBH (e allo stesso tempo il segnale HVBH, corrispondente al segnale LVBH, come mostrato in figura 10b) sulla base di una comparazione tra il valore del segnale SDUTYe il valore del segnale triangolare periodico SCARRIER2; un quarto comparatore 276, analogo al terzo comparatore 274, configurato per ricevere su un primo ingresso il segnale triangolare periodico SCARRIER2, SU un secondo ingresso un segnale SD_OFF2 avente valore costante (generato da un generatore di segnale 278), e fornire in uscita un segnale di comparazione SCOMP2 di tipo digitale avente valore logico alto "1" quando SCARRIER2 supera la soglia definita dal valore del segnale SD_OFF2 e valore logico basso "0" quando
SCARRIER2 è inferiore alla soglia definita dal valore del segnale SD_OFF2; un invertitore 279, configurato per ricevere in ingresso il segnale LVBH generato dal primo comparatore 274 e fornire in uscita un segnale /LVBH ottenuto negando il segnale LVBH; un circuito generatore di tempi morti 300 analogo al circuito generatore di tempi morti 300 (si fa riferimento anche in questo caso alla figura 13), configurato per ricevere in ingresso il segnale /LVBH e un segnale SD-ON2, avente funzione analoga a quanto già detto con riferimento al segnale SD-0NI e stesso valore, e fornire in uscita un segnale /LVBH_RIT ottenuto ritardando il segnale /LVBH di un modificabile secondo necessità da pochi nanosecondi a 2-3 microsecondi; una porta logica EX-OR 284, ricevente su un primo ingresso il segnale SCOMP2 e su un secondo ingresso il segnale /LVBH_RIT e generante in uscita un segnale intermedio SiNT3 ottenuto sulla base dei segnali
SCOMP2e /LVBH_RIT secondo una logica EX-OR; e una porta logica AND 288, ricevente su un primo ingresso il segnale /LVBH_RIT, su un secondo ingresso il segnale intermedio
SINT3e generante in uscita un segnale intermedio SiNT4ottenuto sulla base dei segnali SINT3 e /LVBH_RIT secondo una logica AND.
Infine, i segnali intermedi SINT2 e SINT4 generati come descritto precedentemente sono forniti in ingresso ad una porta logica OR 290 che genera in uscita il segnale ACASW (in particolare, secondo la logica OR, il segnale ACASW ha valore logico alto "1" quando almeno uno tra il segnale intermedio SiNT2 e il segnale intermedio SiNT4ha valore logico alto "1").
Con riferimento alle figure 12a-12g è possibile comprendere lo scopo della generazione dei tempi morti da parte del circuito generatore di tempi morti 300. Il segnale ACASW deve essere alto quando LVAH oppure LVBH sono a livello basso. Tuttavia lo spegnimento dei transistori comandati da LVAH e da LVBH, ma anche del transistore 66, non è istantanea, e quindi per impedire di cortocircuitare il condensatore 66 è opportuno pilotare ACASW in modo tale da introdurre un ritardo sia in accensione che in spegnimento. Il ritardo in accensione è ottenuto a partire dai segnali /LVAH e /LVBH ritardandoli, come già illustrato. Per l'anticipo in spegnimento, viene sottratto, mediante le porte logiche XOR e AND 264, 268, 284, 288, al segnale /LVAH_RIT ed al segnale /LVBH_RIT un segnale ad impulso, sincrono con le portanti SCARRIERI e SCARRIER2 e avente durata definita dalle costanti SD-0FFI e SD-0FF2.
La figura 13 mostra un circuito generatore di tempi morti 300 per la generazione dei tempi morti TD. Il circuito 300 riceve in ingresso un segnale di ingresso SIN(con riferimento particolare alle figure 11 e 12a-12g, il segnale SIN è, ad esempio, il segnale /LVAH o /LVBH) e fornisce in uscita un segnale ritardato S0UT (sempre con riferimento alla figura 11, il segnale ritardato S0UT è, ad esempio, il segnale /LVAH_RIT o /LVBH_RIT) avente il fronte di salita ritardato rispetto al rispettivo fronte di salita del segnale di ingresso SINe fronte di discesa contemporaneo.
Il circuito 300 comprende un contatore 301 in modulo N (ad esempio in modulo 2) avente un ingresso di clock 301a, per ricevere un segnale di clock CLK; un ingresso di segnale 301b, per ricevere un segnale di abilitazione ABIL; un ingresso di valore predefinito ("preset value input") 301c, per ricevere il segnale SD ONI (O SD ON2) avente valore predefinito e costante, calcolato utilizzando la formula
SD-ONI=SD-ON2=MOD (N)-(Trit-de5<■>fdock), dove MOD (N) è il modulo del contatore 301 (es. 1000), Trit_des è il tempo di ritardo desiderato, fciock è la frequenza del segnale di clock CLK in ingresso al contatore 301; un ingresso di reset 301d, per ricevere un segnale di reset atto a resettare il funzionamento del contatore 301 in modo da imporre una uscita nulla al contatore 301 quando il segnale di ingresso Sinè nullo; ed un'uscita 301e, per fornire in uscita il segnale ritardato S0UT-Il circuito 300 comprende inoltre una porta logica AND, ricevente in ingresso il segnale di ingresso SINe il segnale ritardato S0UTnegato fornito in retroazione dall'uscita 301e che ha lo scopo di congelare l'uscita del contatore quando essa assume valore logico alto, delegando al reset 301d il compito di riportarlo allo stato zero. L'uscita del circuito logico AND è il segnale di abilitazione ABIL.
Vantaggiosamente, il circuito 300 è riprogrammabile in modo semplice, cambiando il valore dei segnali predefiniti
SD_ONI e SD-0N2 calcolati come precedentemente illustrato.
Per meglio comprendere il funzionamento del circuito 300, si riassume qui brevemente il funzionamento dei contatori (ad esempio, binari). I contatori, quando sono abilitati, incrementano il valore in uscita ad ogni impulso di clock, fino a quando il conteggio non raggiunge il valore massimo che può assumere il contatore (detto modulo N o MOD N). Al successivo impulso di clock, il segnale S0UT sull'uscita 301e assume valore alto ed il valore contato ritorna a zero. Al successivo impulso di clock, il segnale
S0UT torna a zero ed il contatore incrementa la sua uscita, e così via. È possibile far in modo che il contatore 301 non si resetti tornando al valore zero, ma assuma un valore programmato. Tale valore può essere programmato, facendo assumere al segnale SD ONI (e SD ON2) sull'ingresso 301c del contatore 301 un valore diverso da zero e più piccolo di quello di fondo scala. In tal modo, il numero di impulsi di clock necessari a resettare il contatore 301, non sarà più MOD (N), ma MOD (N)-SD-0NI (O, analogamente, MOD (N)-SD ON2)· Considerando che la frequenza di clock è costante, agendo sul valore di SD ONI e (SD ON2)r è possibile fare in modo che (ipotizzando il contatore 301 sempre abilitato) due impulsi del segnale S0UTdistino tra loro di un tempo pari a (MOD (N)-SD-0NI)<■>Tciock (o, analogamente, (MOD (N)-SD ON2)'TciOCk)· Vale a dire che il valore minimo sarà Tciock, il valore massimo MOD (N)-Tciock. Il circuito 300, oltre a quanto detto, fornisce la possibilità di abilitare il contatore 301 sul fronte di salita dell'ingresso Sin e di bloccare il livello alto del segnale S0UTal termine del conteggio. Il contatore 301 verrà resettato solo quando SiNassumerà il valore logico basso agendo direttamente sull'ingresso di reset.
Le figure 14a-14c mostrano esemplificativamente un segnale di ingresso SiN(figura 14b) e un segnale di clock CLK (figura 14c) in ingresso al circuito 300, e un segnale ritardato S0UT (figura 14a) in uscita dal circuito 300. Si può apprezzare come il segnale ritardato S0UTsia ritardato rispetto al solo fronte di salita del segnale di ingresso
SIN·
Con riferimento congiunto alle figure 11, 12a-12g e 13, si evince che, in modalità boost e con duty cycle maggiore del 50%, se si escludono i tempi morti TD, ACASW ha valore logico alto "1" quando almeno uno tra il segnale LVAH e il segnale LVBH ha valore logico basso "0". Il circuito 250 di figura 11, introduce, tramite il circuito 300 di figura 13, degli opportuni tempi morti TDdi accensione, mentre il comparatore 256 (insieme con il generatore di segnale 258 che genera il segnale SD_OFFI, la porta logica EX-OR 264, la porta logica AND 268), e, in modo duale, il comparatore 276 (insieme con il generatore di segnale 278 che genera il segnale SD-0FF2r la porta logica EX-OR 284, la porta logica AND 288) introduce i tempi morti TDaventi la funzione di evitare, in uso, una situazione di cortocircuito del condensatore 66 quando quest'ultimo è carico. Per il tipo di modulazione scelta (PWM sincrona come illustrata in 6a-6d), i tempi morti TDda introdurre sono due: uno all'accensione del transistore 64 (ritardo del fronte di salita del segnale ACASW), l'altro allo spegnimento del transistore 64 (spegnendo il transistore 64 in anticipo rispetto il fronte di salita dei segnali LVAH e LVBL e, alternativamente, in anticipo al fronte di salita dei segnali LVBH e LVAL).
Riassumendo, il tempo morto TDprecedente all'accensione del transistore 64 (ritardo del fronte di salita di ACASW) lo si ottiene a partire dal segnale /LVAH o /LVBH, utilizzando il circuito generatore di tempi morti 300.
Il tempo morto TDin seguito allo spegnimento del transistore 64 (ritardo del fronte di salita dei segnali LVAH e LVBL e, alternativamente, ritardo del fronte di salita dei segnali LVBH e LVAL) lo si ottiene sfruttando la periodicità dei segnali triangolari periodici SCARRIERI SCARRIER2· Come mostrato nelle figure 12a-12g, i tempi morti TDposteriori al fronte di discesa del segnale ACASW sono definiti dalla durata temporale in cui almeno uno tra i segnali triangolari periodici SCARRIERA SCARRIER2 assume un valore maggiore della rispettiva soglia. Impostando opportunamente il valore delle soglie SD-0FFI e SD-0FF2 è possibile pertanto definire la durata del tempo morto TDin seguito al fronte di discesa del segnale ACASW. In particolare, il segnale ACASW passa da valore logico alto "1" a valore logico basso "0" ogni volta che si verifica una delle due condizioni seguenti: SCARRIERI=SD_OFFI O
SCARRIER2=SD_OFF2· Il tempo morto TDin seguito al fronte di discesa del segnale ACASW perdura fintanto che
SCARRIER1<>>SD_OFF1 o SCARRIER2<>>SD_OFF2·
La figura 15 mostra un generatore 400 per generare un segnale di duty cycle SDUTYdefinente un valore di duty cycle variabile con andamento a rampa e limitazione in corrente, utilizzato nella fase di soft start-up. Il generatore 400 comprende un contatore 401, avente un ingresso di abilitazione 401a per ricevere un segnale di abilitazione al funzionamento, un ingresso di clock 401b ricevente un segnale di clock CLK, e un'uscita 401c fornente il segnale di duty cycle SDUTY-Il generatore 400 comprende inoltre un comparatore 406 ricevente su un primo ingresso un valore di corrente di riferimento IMAX (la massima corrente che il convertitore bidirezionale 100 può reggere senza danneggiarsi) e su un secondo ingresso il valore della corrente ILche scorre attraverso l'induttore 60, e fornente in uscita un valore logico "1" o "0". Tale valore logico è fornito su un ulteriore ingresso 401d del contatore 401 e controlla il segnale di duty cycle SDUTY in uscita dal contatore 401 in incremento o decremento sulla base del confronto tra il valore della corrente di riferimento IMAXed il valore della corrente misurata. In particolare, fintanto che permane la condizione IL>IMAX, il duty cycle viene decrementato dal contatore 401 a passi successivi; al contrario, nel caso in cui IL<IMAX, il duty cycle viene incrementato a passi successivi. Il comparatore 406 ha la funzione di limitatore di sovraccarico in corrente, è può imporre una decrescita del duty cycle fino a zero se la corrente ILmisurata è maggiore della corrente di riferimento IMAX che rappresenta la corrente massima accettabile, definita in fase di progetto. Si fornisce in questo modo una protezione contro gli avvii del convertitore bidirezionale 100 con uscita in corto circuito.
Il soft start-up è ottenuto escludendo inizialmente il controllo di tensione eseguito dall'elaboratore di segnale digitale 124 (come precedentemente illustrato) e facendo partire il convertitore bidirezionale 100 con un duty cycle che si incrementa a rampa fino a quando la tensione in uscita non raggiunge il valore di controllo desiderato, oppure il duty cycle raggiunge un valore massimo accettato (definito in fase di progetto). Quindi, si abilita il controllo imponendo che la sua uscita sia pari a quella assunta dal segnale fornito sull'uscita 401c al termine della fase 113 o della fase 213 a seconda della modalità di funzionamento (buck o boost).
Quando il dispositivo di conversione DC-DC 1 è configurato per operare nella modalità boost, nella fase di soft start-up si fa variare il duty cycle con andamento a rampa (mediante il circuito 400 di figura 15), partendo da zero fino a raggiungere un valore a cui corrisponde una tensione in uscita pari a quella desiderata (dopodiché il duty cycle verrà regolato in modo noto ad eccezione del controllo di tensione comunque eseguito dall'elaboratore di segnale digitale 124), la tensione in uscita del convertitore bidirezionale 100 assume un andamento caratteristico a doppia concavità, legato alla variazione della modulazione come illustrato nelle figure 6a-6d e figure 7a-7f. In figura 16 è mostrata una forma d'onda della tensione di uscita (tensione VH)durante lo start-up del convertitore bidirezionale 100 in modalità boost.
In figura 17 è mostrata una forma d'onda della tensione di uscita (tensione VL)durante lo start-up del convertitore bidirezionale 100 in modalità buck.
Da un esame delle caratteristiche del trovato realizzato secondo la presente invenzione sono evidenti i vantaggi che essa consente di ottenere.
La bi-direzionalità di funzionamento è stata ottenuta utilizzando un medesimo hardware, opportunamente pilotato, in entrambe le modalità di funzionamento buck e boost.
Inoltre, il convertitore secondo la presente invenzione è un convertitore ad elevata potenza e scalabile avente il vantaggio di un ridotto ingombro e ridotto peso.
Inoltre, il convertitore secondo la presente invenzione è in grado di gestire l'interfacciamento con bus esterni di potenza senza un intervento esterno. Infatti, grazie al metodo di precarica e pilotaggio descritto, il convertitore secondo la presente invenzione è in grado di interiacciarsi a bus di potenza ignoti (indipendentemente attivi o passivi) gestendo automaticamente ed in sicurezza la carica dei condensatori per le operazioni di elevazione e riduzione. Inoltre, l'induttore 60 e i condensatori 22 e 66 sono sfruttati come filtro di ingresso/uscita di tipo LC (ramo di clamp attivo 56 escluso) o filtro di tipo CLC (ramo di clamp attivo 56 inserito), migliorando anche la qualità delle tensioni/correnti.
Infine, il convertitore secondo la presente invenzione è in grado di funzionare correttamente anche se sono presenti sorgenti di tensione/corrente su entrambi i bus di potenza, consentendo per entrambe le modalità di funzionamento boost e buck l'avvio con tensione in uscita nulla ed anche con carico distaccato (ed inserimento del carico interno).
Risulta infine chiaro che a quanto qui descritto ed illustrato possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall'ambito protettivo della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

Claims (17)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Convertitore bidirezionale (100) DC-DC comprendente una prima cella (50) per convertire un primo valore di tensione DC in un secondo valore di tensione DC, detta prima cella (50) essendo collegabile tra una prima regione (2) avente un primo potenziale e una seconda regione (4) avente un secondo potenziale e comprendendo: - una prima (68, 70) ed una seconda (74, 76) coppia di elementi interruttori in configurazione full bridge; - una terza (92, 93) ed una quarta (96, 97) coppia di elementi interruttori in configurazione full bridge; - un trasformatore (80) avente un primo avvolgimento (80') collegato alla prima regione (2) tramite la prima (68, 70) e la seconda (74, 76) coppia di elementi interruttori, ed un secondo avvolgimento (80") collegato alla seconda regione (4) tramite la terza (92, 93) e la quarta (96, 97) coppia di elementi interruttori; - un ramo di clamp attivo (56), collegato in parallelo alla prima (68, 70) e alla seconda (74, 76) coppia di elementi interruttori, caratterizzato dal fatto che il ramo di clamp attivo (56) comprende un interruttore di abilitazione (62), un interruttore di commutazione (64), e un primo condensatore (66) collegati in serie tra loro e in parallelo alla prima (68, 70) e alla seconda (74, 76) coppia di elementi interruttori detto interruttore di abilitazione (62) essendo mantenuto aperto durante una modalità di funzionamento in riduzione ( "step-down") di tensione del convertitore bidirezionale (100) così da escludere il ramo di clamp attivo (56), ed essendo mantenuto chiuso durante una modalità di funzionamento in elevazione ("step-up") di tensione del convertitore bidirezionale (100) così da inserire il ramo di clamp attivo (56), detto interruttore di commutazione (64) essendo controllato in commutazione durante la detta modalità di funzionamento in elevazione di tensione mediante un segnale di commutazione (ACASW) avente duty cycle crescente a passi predeterminati a partire da un valore minimo di duty cycle.
  2. 2. Convertitore secondo la rivendicazione 1, in cui l'interruttore di abilitazione (62) e l'interruttore di commutazione (64) sono transistori aventi un rispettivo terminale di drain e un rispettivo terminale di source, il terminale di source dell'interruttore di abilitazione (62) essendo collegato al terminale di source dell'interruttore di commutazione (64), il terminale di drain dell'interruttore di commutazione (64) essendo collegato ad un terminale del primo condensatore (66).
  3. 3. Convertitore secondo la rivendicazione 1 o 2, in cui detto valore minimo di duty cycle è pari allo 0%.
  4. 4. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti in cui detta prima coppia di elementi interruttori (68, 70) comprende un primo elemento interruttore (68) ed un secondo (70) elemento interruttore collegati in serie tra loro; detta seconda coppia di elementi interruttori (74, 76) comprende un terzo elemento interruttore (74) ed un quarto (76) elemento interruttore collegati in serie tra loro; detta terza coppia di elementi interruttori (92, 93) comprende un quinto elemento interruttore (92) ed un sesto (93) elemento interruttore collegati in serie tra loro; e detta quarta coppia di elementi interruttori (96, 97) comprende un settimo elemento interruttore (96) ed un ottavo (97) elemento interruttore collegati in serie tra loro, la serie formata dal primo e secondo elemento interruttore essendo in parallelo alla serie formata dal terzo e quarto elemento interruttore, e la serie formata dal quinto e sesto elemento interruttore essendo in parallelo alla serie formata dal settimo e dall'ottavo elemento interruttore.
  5. 5. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 2-4, comprendente inoltre un primo induttore (60) avente un primo terminale di conduzione collegato al terminale di drain dell'interruttore di abilitazione (62) ed un secondo terminale di conduzione collegato alla prima regione (2); e un secondo condensatore (22), detti primo induttore (60) e secondo condensatore (22) formando, durante la modalità di funzionamento in riduzione di tensione, un filtro LC di uscita del convertitore (100); detti primo induttore (60), primo condensatore (66) e secondo condensatore (22) formando, durante la modalità di funzionamento in elevazione di tensione, un filtro CLC di ingresso del convertitore (100).
  6. 6. Convertitore secondo la rivendicazione 5, in cui detta prima cella (50) è inoltre collegata alla prima regione (2) tramite una prima interfaccia di potenza (6), detta prima interfaccia di potenza (6) comprendendo un primo interruttore di accoppiamento (14); un primo ramo di controllo (20, 22, 24) includente il secondo condensatore (22), un primo resistore (20) e un primo interruttore di bypass (24), il primo resistore (20) ed il secondo condensatore (22) essendo collegati in serie tra loro, e il primo interruttore di bypass (24) essendo collegato in parallelo al primo resistore (20), detto interruttore di accoppiamento (14) essendo operabile per accoppiare e, alternativamente, disaccoppiare elettricamente la prima cella (50) dalla prima regione (2), detto primo interruttore di bypass (24) essendo controllato in apertura durante una fase di carica del secondo condensatore (22) e in chiusura durante una fase di scarica del secondo condensatore (22).
  7. 7. Convertitore secondo la rivendicazione 6, in cui detta prima interfaccia di potenza (6) comprende inoltre un primo misuratore di tensione (26) configurato per misurare un valore di tensione ai capi di detta prima regione (2).
  8. 8. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detta prima cella (50) è inoltre collegata alla seconda regione (4) tramite una seconda interfaccia di potenza (8), detta seconda interfaccia di potenza (8) comprendendo un secondo interruttore di accoppiamento (34); un secondo ramo di controllo (40, 42, 44) includente un secondo resistore (40), un terzo condensatore (42) e un secondo interruttore di bypass (44), il secondo resistore (40) ed il terzo condensatore (42) essendo collegati in serie tra loro, e il secondo interruttore di bypass (44) essendo collegato in parallelo al secondo resistore (40), detto secondo interruttore di accoppiamento (34) essendo operabile per accoppiare e, alternativamente, disaccoppiare elettricamente la prima cella (50) dalla seconda regione (4), detto secondo interruttore di bypass (44) essendo operabile in apertura durante una fase di carica del terzo condensatore (42) e in chiusura durante una fase di scarica del terzo condensatore (42).
  9. 9. Convertitore secondo la rivendicazione 8, in cui detta seconda interfaccia di potenza (8) comprende inoltre un secondo misuratore di tensione (46) configurato per misurare un valore di tensione ai capi di detta seconda regione (4).
  10. 10. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detta prima regione (2) comprende un primo ramo di carico (16, 18) includente un primo resistore di carico (16) ed un primo interruttore di carico (18) collegati in serie tra loro, detto primo interruttore di carico (18) essendo operabile in conduzione per inserire detto primo resistore di carico (16) durante la modalità di funzionamento in riduzione di tensione.
  11. 11. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detta seconda regione (4) comprende un secondo ramo di carico (36, 38) includente un secondo resistore di carico (36) ed un secondo interruttore di carico (38) collegati in serie tra loro, detto primo interruttore di carico (38) essendo operabile in conduzione per inserire detto primo resistore di carico (36) durante la modalità di funzionamento in elevazione di tensione.
  12. 12. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti comprendente una seconda cella (50) dello stesso tipo di detta prima cella (50), la prima e la seconda cella (50) essendo collegate in parallelo tra loro .
  13. 13. Metodo di pilotaggio di un convertitore bidirezionale (100) DC-DC comprendente una prima cella (50) collegata tra una prima regione (2) avente un primo potenziale e una seconda regione (4) avente un secondo potenziale, la prima cella (50) includendo una prima (68, 70) ed una seconda (74, 76) coppia di elementi interruttori in configurazione full bridge; una terza (92, 93) ed una quarta (96, 97) coppia di elementi interruttori in configurazione full bridge; un trasformatore (80) avente un primo avvolgimento (80') collegato alla prima regione (2) tramite la prima (68, 70) e la seconda (74, 76) coppia di elementi interruttori, ed un secondo avvolgimento (80") collegato alla seconda regione (4) tramite la terza (92, 93) e la quarta (96, 97) coppia di elementi interruttori; un ramo di clamp attivo (56) includente un interruttore di abilitazione (62), un interruttore di commutazione (64), e un primo condensatore (66) collegati in serie tra loro e in parallelo alla prima (68, 70) e alla seconda (74, 76) coppia di elementi interruttori, il metodo comprendendo le fasi di: - comandare in apertura, durante una modalità di funzionamento in riduzione ( "step-down") di tensione del convertitore bidirezionale (100), l'interruttore di abilitazione (62), così da isolare il ramo di clamp attivo (56); - controllare in chiusura, durante una modalità di funzionamento in elevazione ("step-up") di tensione del convertitore bidirezionale (100), l'interruttore di abilitazione (62), così da inserire il ramo di clamp attivo (56); - generare un segnale di commutazione (ACASW) avente duty cycle crescente a passi predeterminati a partire da un valore minimo; e - controllare in commutazione l'interruttore di commutazione (64) mediante detto segnale di commutazione (ACASW) durante modalità di funzionamento in elevazione di tensione.
  14. 14. Metodo secondo la rivendicazione 13, in cui detto valore minimo è pari a 0%.
  15. 15. Metodo secondo la rivendicazione 13 o 14, in cui durante dette fasi di controllare in conduzione l'interruttore di abilitazione (62) e l'interruttore di commutazione (64), almeno uno tra gli elementi interruttori (68; 70) della prima (68, 70) di elementi interruttori o almeno uno tra gli elementi interruttori (74; 76) della seconda coppia (74, 76) di elementi interruttori è controllato in interdizione.
  16. 16. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 13-15, in cui detta prima cella (50) è inoltre collegata alla prima regione (2) tramite una prima interfaccia di potenza (6), detta prima interfaccia di potenza (6) comprendendo un primo interruttore di accoppiamento (14); e un primo ramo di controllo (20, 22, 24) includente un primo resistore (20), un secondo condensatore (22) e un primo interruttore di bypass (24), il primo resistore (20) ed il secondo condensatore (22) essendo collegati in serie tra loro, e il primo interruttore di bypass (24) essendo collegato in parallelo al primo resistore (20), detta prima cella (50) essendo inoltre collegata alla seconda regione (4) tramite una seconda interfaccia di potenza (8) includente un secondo ramo di controllo (40, 42, 44) avente un terzo condensatore (42), e un primo ramo di carico (36, 38) formato da un primo resistore di carico (36) e da un secondo interruttore di carico (38) collegati in serie tra loro, il metodo comprendendo inoltre, prima di operare il convertitore bidirezionale in modalità di funzionamento in elevazione, le fasi di: - chiudere l'interruttore di accoppiamento (14) accoppiando elettricamente la prima cella (50) alla prima regione (2); - aprire il primo interruttore di bypass (24) caricando così il terzo condensatore (22); - rilevare un valore di tensione della seconda regione (4) e confrontare il valore di tensione rilevato con un valore di tensione di riferimento; nel caso in cui detto valore rilevato sia minore di detto valore di riferimento eseguire le fasi di: - chiudere il secondo interruttore di carico (38) così da collegare un primo carico (36) alla seconda interfaccia di potenza (8); - incrementare a passi predefiniti il valore di duty cycle del segnale di commutazione (ACASW) a partire da un valore di duty cycle pari a 0%; - caricare il terzo condensatore (42); - aprire il secondo interruttore di carico (38) disconnettendo così il primo carico (36); - collegare elettricamente la seconda interfaccia di potenza (8) con la seconda regione (4); - trasferire una carica elettrica dal terzo condensatore (42) alla seconda regione (4).
  17. 17. Metodo secondo la rivendicazione 16 in cui detta seconda interfaccia di potenza (8) comprende inoltre un secondo interruttore di accoppiamento (34); e in cui il secondo ramo di controllo (40, 42, 44) comprende inoltre un secondo resistore (40) e un secondo interruttore di bypass (44), il secondo resistore (40) ed il terzo condensatore (42) essendo collegati in serie tra loro, e il secondo interruttore di bypass (44) essendo collegato in parallelo al secondo resistore (40), detta prima interfaccia di potenza (6) comprendendo inoltre un primo ramo di carico (16, 18) includente un secondo resistore di carico (16) e un secondo interruttore di carico (18) collegati in serie tra loro, il metodo comprendendo inoltre, prima di operare il convertitore bidirezionale in modalità di funzionamento in riduzione, le fasi di: - chiudere il secondo interruttore di accoppiamento (34) in tal modo accoppiando elettricamente la prima cella (50) alla seconda regione (2); - aprire il secondo interruttore di bypass (14) caricando così il quarto condensatore (42); - rilevare un valore di tensione della prima regione (2) e confrontare il valore rilevato con un secondo valore di tensione di riferimento; nel caso in cui detto valore rilevato sia minore di detto secondo valore di riferimento eseguire le fasi di: - chiudere il primo interruttore di carico (18) inserendo un secondo carico (16) interno alla prima interfaccia di potenza (6); - incrementare a passi predefiniti il valore di duty cycle del segnale di commutazione (ACASW) a partire da un valore di duty cycle pari a 0%; - caricare il terzo condensatore (22); - aprire il primo interruttore di carico (18) disconnettendo così il secondo carico (16); collegare elettricamente la prima interfaccia di potenza (6) con la prima regione (2); - trasferire una carica elettrica dal terzo condensatore (22) alla prima regione (2).
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