FR3125370A1 - Control method of a reversible DC-DC converter. - Google Patents

Control method of a reversible DC-DC converter. Download PDF

Info

Publication number
FR3125370A1
FR3125370A1 FR2107589A FR2107589A FR3125370A1 FR 3125370 A1 FR3125370 A1 FR 3125370A1 FR 2107589 A FR2107589 A FR 2107589A FR 2107589 A FR2107589 A FR 2107589A FR 3125370 A1 FR3125370 A1 FR 3125370A1
Authority
FR
France
Prior art keywords
converter
operating
frequency
battery
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
FR2107589A
Other languages
French (fr)
Inventor
Houssein AL-ATTAR
Mohamed Assaad HAMIDA
Abdelmalek Maloum
Miassa Taleb
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Renault SAS
Original Assignee
Renault SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renault SAS filed Critical Renault SAS
Priority to FR2107589A priority Critical patent/FR3125370A1/en
Publication of FR3125370A1 publication Critical patent/FR3125370A1/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Procédé de commande (1) d’un convertisseur LLC continu-continu réversible adapté pour fonctionner en charge et en décharge d’une batterie, et lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, ledit procédé (1) met en œuvre une étape de vérification (41, 42) du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie, Si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie le procédé met en en œuvre une commande par modulation de largeur d’impulsion, sinon le procédé met en œuvre une commande par modulation de la fréquence d’impulsion. figure de l’abrégé : Figure 4Control method (1) of a reversible DC-DC LLC converter adapted to operate in charge and discharge of a battery, and when said converter operates in discharge, said method (1) implements a verification step (41 , 42) of the operating point of the converter during which it is checked whether the converter operates in a frequency saturation zone and whether the converter operates in a predefined operating zone, If the converter operates in a frequency saturation zone and if the converter is operating in a predefined operating area the method implements pulse width modulation control, otherwise the method implements pulse frequency modulation control. abstract figure: Figure 4

Description

Procédé de commande d’un convertisseur DC-DC réversible.Method of controlling a reversible DC-DC converter.

La présente invention se rapporte à un convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques bidirectionnel et son procédé de commande.The present invention relates to a DC-DC converter for a bidirectional electric storage battery charger and its control method.

Un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques classique est unidirectionnel en ce sens qu’il permet uniquement de recharger les accumulateurs électriques depuis un réseau externe d’alimentation électrique, ce qu’on appelle communément le sens de charge ou encore sens direct.A conventional electric accumulator battery charger is unidirectional in the sense that it only allows the electric accumulators to be recharged from an external power supply network, which is commonly called the charging direction or direct direction.

Un tel chargeur de batterie d’accumulateurs électrique unidirectionnel comprend généralement un étage de correction du facteur de puissance, aussi connu sous son abréviation anglophone PFC, et un étage de conversion continu-continu, plus généralement appelé étage DC-DC.Such a unidirectional electric storage battery charger generally comprises a power factor correction stage, also known by its English abbreviation PFC, and a DC-DC conversion stage, more generally called DC-DC stage.

Cependant, il est utile que les chargeurs d’accumulateurs puissent aussi délivrer l’électricité accumulée à un réseau électrique externe, en source de courant, ou remplacer un réseau et fonctionner en source de tension sur laquelle viennent se brancher des charges ; on parle alors de chargeurs bidirectionnels et dans le contexte de véhicules automobiles d’usage V2X, pourVehicle to everything. La fourniture de courant par la batterie d’accumulateurs électriques au réseau externe étant dit sens de décharge, ou encore sens indirect.However, it is useful for battery chargers to also be able to deliver the accumulated electricity to an external electrical network, as a current source, or to replace a network and operate as a voltage source to which loads are connected; we then speak of bidirectional chargers and in the context of motor vehicles for V2X use, for Vehicle to everything . The supply of current by the battery of electric accumulators to the external network being referred to as the discharge direction, or else the indirect direction.

On connaît notamment des chargeurs bidirectionnels, tel que celui du document FR3014260 A1, qui décrit un chargeur à DCDC résonnant du type en montage LC série. Cependant, Un tel montage ne permet pas de changer de type de conversion d’énergie car son gain est toujours inférieur à 1.In particular, bidirectional chargers are known, such as that of document FR3014260 A1, which describes a resonant DCDC charger of the serial LC assembly type. However, such an assembly does not make it possible to change the type of energy conversion because its gain is always less than 1.

On connaît aussi un chargeur bidirectionnel (ou réversible) pour des applications à forte densité de puissance tel que représenté en de l’art antérieur, qui met en œuvre un convertisseur DC-DC du type LLC résonant à pont complet.A bidirectional (or reversible) charger is also known for high power density applications as shown in of the prior art, which implements a full-bridge resonant LLC-type DC-DC converter.

Un convertisseur LLC résonant à pont complet 10 selon la , comprend un pont complet de commutation 11 générant un signal ou courant carré excitant un circuit LLC 12, composé d’un condensateur série Cr et de deux inductances, une inductance série Lr et une inductance Lm en parallèle du bobinage primaire d’un transformateur 13. Le circuit LLC 12 produit alors un courant sinusoïdal résonant dans le transformateur 13 qui est redressé par le pont redresseur 14, puis transmis à la batterie 16. La tension référencée VBAT est égale à la tension aux bornes de la batterie 16. Le convertisseur 10 est connecté en entrée (dans le mode charge) à un bus continu de tension Vdcreprésenté par une capacité sur la . Autrement dit en mode charge le pont complet 11 est alimenté par ce bus continu de tension Vdc. Le pont complet 11 comporte quatre cellules de commutation S1 à S4 bidirectionnelles, le pont redresseur 14 (en mode charge) est également un pont complet comportant quatre cellules de commutation S5 à S8 bidirectionnelles.A full-bridge resonant LLC converter 10 according to the , comprises a complete switching bridge 11 generating a signal or square current exciting an LLC circuit 12, consisting of a series capacitor Cr and two inductances, a series inductance Lr and an inductance Lm in parallel with the primary winding of a transformer 13 The LLC circuit 12 then produces a resonant sinusoidal current in the transformer 13 which is rectified by the rectifier bridge 14, then transmitted to the battery 16. The voltage referenced VBAT is equal to the voltage across the terminals of battery 16. Converter 10 is connected at the input (in charging mode) to a DC bus of voltage Vcdrepresented by a capacity on the . In other words, in charging mode, the full bridge 11 is supplied by this DC bus of voltage Vcd. The full bridge 11 comprises four bidirectional switching cells S1 to S4, the rectifier bridge 14 (in charge mode) is also a full bridge comprising four bidirectional switching cells S5 to S8.

Généralement dans les chargeurs réversibles connus de l’art antérieur, les fréquences de régulation du DCDC, en mode charge et en mode décharge, sont bornées entre sensiblement 60kHz et 200kHz. Toutefois ces valeurs sont données à titre d’exemple et dépendent notamment des valeurs des composants.Generally in known reversible chargers of the prior art, the DCDC regulation frequencies, in charge mode and in discharge mode, are limited between substantially 60 kHz and 200 kHz. However, these values are given by way of example and depend in particular on the values of the components.

Or, en mode décharge, à haute tension batterie VBATet basse puissance, la régulation vers le gain recherché, Vdc/VBATqui est en général inférieur à 0.9, provoque une divergence de la fréquence de régulation du DCDC, vers des fréquences de commutation plus élevées que les 200 kHz. Ceci provoque une forte baisse du rendement du chargeur en mode décharge.However, in discharge mode, at high battery voltage V BAT and low power, regulation towards the desired gain, V dc /V BAT which is generally less than 0.9, causes a divergence of the DCDC regulation frequency, towards frequencies switching rates higher than 200 kHz. This causes a sharp drop in the efficiency of the charger in discharge mode.

La commande d’un convertisseur DCDC LLC, dont la structure est représentée , repose habituellement sur des stratégies de commande par fréquence de découpage.The control of a DCDC LLC converter, the structure of which is shown , usually relies on switching frequency control strategies.

On connait notamment du document FR3083929 une commande consistant à calculer la fréquence de découpage par inversion du gain partant d’un modèle équivalent fondé sur l’approche de la première harmonique.We know in particular from document FR3083929 a command consisting in calculating the chopping frequency by inversion of the gain starting from an equivalent model based on the approach of the first harmonic.

Cependant, cette stratégie présente une zone de saturation de la fréquence de découpage à 200kHz assez importante, ce qui provoque une limitation de la régulation de la tension du bus DC.However, this strategy presents a fairly large chopping frequency saturation zone at 200 kHz, which causes a limitation in the regulation of the DC bus voltage.

La plage de fréquence de commande, qui dépend essentiellement des éléments du corps résonant, de la puissance demandée, de la valeur de la tension Vdc des capacités du bus DC et de la tension batterie VBAT, n’est alors parfois pas suffisante pour atteindre tous les points de fonctionnement.The control frequency range, which essentially depends on the elements of the resonant body, the power requested, the value of the voltage Vdc of the capacitors of the DC bus and the battery voltage V BAT , is then sometimes not sufficient to achieve all operating points.

La littérature comprend de nombreuses lois de commande « classiques », telles que la commande par mode glissant et le régulateur Proportionnel-Intégral-Dérivé dit régulateur PID.The literature includes many "classic" control laws, such as sliding mode control and the Proportional-Integral-Derivative controller known as PID controller.

Ces lois de commandes sont souvent proposées sur la base d'un modèle grand ou petit signal avec des stratégies basées soit sur :These control laws are often proposed on the basis of a large or small signal model with strategies based either on:

– La variation de la fréquence, aussi appeléPFMde l’anglaisPulse Frequency Modulation, ou– The variation of the frequency, also called PFM from English Pulse Frequency Modulation , or

- La variation du rapport cycliquedes signaux de commande de transistors MOSFET, appelé PWM de l’anglaisPulse Width Modulation.- The variation of the duty cycle of the control signals of MOSFET transistors, called PWM from English Pulse Width Modulation .

Dans la littérature, les stratégies proposées pour des convertisseurs réversibles ont une régulation de la tension de la batterie, où la tension de la batterie varie sur une plage réduite, par exemple entre 12 et 60 V.In the literature, proposed strategies for reversible converters have battery voltage regulation, where the battery voltage varies over a reduced range, for example between 12 and 60 V.

On connait notamment le document FR3096847 qui présente une structure du convertisseur DCDC-LLC réversible avec ajout d’une inductance supplémentaire commutée afin de rendre un convertisseur DCDC symétrique dans les deux sens de charge.The document FR3096847 is known in particular, which presents a structure of the reversible DCDC-LLC converter with the addition of an additional switched inductance in order to make a DCDC converter symmetrical in both load directions.

Toutefois une inductance commutée génère un coût de fabrication et une augmentation de l’encombrement indésirables.However, a switched inductor generates an undesirable manufacturing cost and increase in size.

Pour commander cette structure à inductance commutée, ce document divulgue aussi un procédé de commande mettant en œuvre une régulation du bus continu, appelé Bus DC, connu sous le nom de modeBurstpar hystérésis sur la fréquence et bus continu.To control this switched inductance structure, this document also discloses a control method implementing a regulation of the DC bus, called DC Bus, known under the name of Burst mode by hysteresis on the frequency and DC bus.

Toutefois la solution de commande proposée par cet art antérieur présente des limites en termes de rendement et de performances en particulier en fonctionnement V2X.However, the control solution proposed by this prior art has limits in terms of efficiency and performance, in particular in V2X operation.

Aussi, il existe le besoin d’un procédé de commande amélioré et ne nécessitant pas de modification de la structure technique du convertisseur DCDC LLC.Also, there is a need for an improved control method that does not require modification of the technical structure of the DCDC LLC converter.

A cet effet, on propose un procédé de commande d’un convertisseur LLC continu-continu réversible, comprenant un bus DC, un pont en H au primaire et un pont en H au secondaire de quatre transistors MOSFET chacun, connecté à une batterie d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique, ledit convertisseur continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, et lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, on met en œuvre une étape de vérification du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie.To this end, a method is proposed for controlling a reversible DC-DC LLC converter, comprising a DC bus, an H-bridge at the primary and an H-bridge at the secondary of four MOSFET transistors each, connected to a battery of electric accumulators of an electric motor vehicle, said DC-DC converter being adapted to operate in charge and in discharge of said battery, and when said converter operates in discharge, a step of verifying the operating point of the converter is implemented at the during which it is checked whether the converter operates in a frequency saturation zone and whether the converter operates in a predefined operating zone.

Par « au secondaire » on entend dans cette demande la partie du convertisseur située entre le transformateur et la batterie, et par « au primaire » la partie du convertisseur située entre le transformateur et le bus continu alimentant la batterie en mode charge.By “secondary” is meant in this application the part of the converter located between the transformer and the battery, and by “primary” the part of the converter located between the transformer and the DC bus supplying the battery in charging mode.

Si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie le procédé met en en œuvre une étape de commande par modulation de largeur d’impulsion fonction de la tension de la batterie, d’une tension de référence du bus DC, de la puissance du convertisseur et d’une fréquence de découpage du convertisseur,If the converter operates in a frequency saturation zone and if the converter operates in a predefined operating zone, the method implements a control step by pulse width modulation depending on the voltage of the battery, a reference voltage of the DC bus, the power of the converter and a switching frequency of the converter,

sinon le procédé met en œuvre une étape de commande par modulation de la fréquence d’impulsion fonction de la tension de la batterie, d’une tension de référence du bus DC, de la puissance du convertisseur.otherwise the method implements a control step by modulation of the pulse frequency as a function of the battery voltage, of a reference voltage of the DC bus, of the power of the converter.

Ainsi, on peut s’assurer d’obtenir un fonctionnement optimal du convertisseur même dans des zones qui sont des zones de saturation habituelles pour la solution de modulation de fréquence d’impulsion connue de l’art antérieur.Thus, it is possible to ensure that optimum operation of the converter is obtained even in zones which are usual saturation zones for the pulse frequency modulation solution known from the prior art.

Avantageusement et de manière non limitative, ladite régulation de la commande comprend une inversion du gain du convertisseur.Advantageously and in a non-limiting manner, said regulation of the command comprises an inversion of the gain of the converter.

Le gain G est par définition une fonction des paramètres du système et de la fréquence. On entend parinversion du gainle fait de calculer la fréquence en fonction du gain et des paramètres du système.The gain G is by definition a function of the system parameters and the frequency. Gain inversion means calculating the frequency based on the gain and system parameters.

Avantageusement et de manière non limitative, ladite étape de commande comprend une régulation Proportionnelle-Intégrale, fonction de la tension du bus DC et d’une tension de référence du bus DC. Ainsi, on peut assurer une régulation optimale de la commande quelle que soit la stratégie employée.Advantageously and in a non-limiting manner, said control step comprises a Proportional-Integral regulation, a function of the DC bus voltage and of a DC bus reference voltage. Thus, it is possible to ensure optimal regulation of the control whatever the strategy employed.

Avantageusement et de manière non limitative, ladite zone de saturation en fréquence correspond à un point de fonctionnement du convertisseur, en fonction de la tension de la batterie et de la puissance du convertisseur, dans lequel la fréquence de commutation sature à une valeur maximale.Advantageously and in a non-limiting manner, said frequency saturation zone corresponds to an operating point of the converter, depending on the voltage of the battery and the power of the converter, in which the switching frequency saturates at a maximum value.

Avantageusement et de manière non limitative, ladite zone d’opération prédéfinie est définie par des couples de tension de la batterie (VBAT) et de puissance du convertisseur (P) où : Advantageously and in a non-limiting manner, said predefined operating zone is defined by battery voltage (V BAT ) and converter power (P) pairs where:

L’invention concerne aussi un dispositif de commande d’un convertisseur continu-continu réversible comprenant un pont en H au primaire et un pont en H au secondaire de quatre transistors MOSFET chacun connecté à une batterie de véhicule automobile électrique, ledit convertisseur continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, etThe invention also relates to a device for controlling a reversible DC-DC converter comprising an H-bridge at the primary and an H-bridge at the secondary of four MOSFET transistors each connected to an electric motor vehicle battery, said DC-DC converter being adapted to operate in charging and discharging said battery, and

Ledit dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre, lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, d’une étape de vérification du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie ;Said device comprising means for implementing, when said converter is operating in discharge, a step of verifying the operating point of the converter during which it is verified whether the converter is operating in a frequency saturation zone and whether the converter operates within a predefined area of operation;

le dispositif comprenant des moyens de commande du convertisseur continu-continu adapté pour mettre en œuvre, si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie, une commande par modulation de largeur d’impulsion, et sinon pour mettre en œuvre une commande par modulation de la fréquence d’impulsion.the device comprising means for controlling the DC-DC converter adapted to implement, if the converter operates in a frequency saturation zone and if the converter operates in a predefined operating zone, control by width modulation of pulse, and otherwise to implement pulse frequency modulation control.

L’invention concerne aussi un système électrique comprenant une batterie d’accumulateurs électriques, un convertisseur continu-continu réversible, et un dispositif de commande tel que décrit précédemment.The invention also relates to an electrical system comprising an electric storage battery, a reversible DC-DC converter, and a control device as described above.

L’invention concerne aussi un véhicule automobile électrique comprenant un système électrique tel que décrit précédemment.The invention also relates to an electric motor vehicle comprising an electrical system as described above.

D’autres particularités et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d’un mode de réalisation particulier de l’invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :Other features and advantages of the invention will become apparent on reading the description given below of a particular embodiment of the invention, given by way of indication but not limitation, with reference to the appended drawings in which:

est une représentation schématique d’un convertisseur continu-continu connu de l’art antérieur ; is a schematic representation of a DC-DC converter known from the prior art;

est une vue schématique du rapport fréquence, tension batterie et Puissance lors du fonctionnement en décharge d’un convertisseur continu-continu ; is a schematic view of the frequency, battery voltage and power ratio during discharge operation of a DC-DC converter;

est une représentation schématique d’un modèle équivalent du convertisseur continu-continu de la ; is a schematic representation of an equivalent model of the DC-DC converter of the ;

est une vue schématique du procédé selon l’invention ; is a schematic view of the process according to the invention;

est une vue schématique de la commande PFM selon l’invention ; is a schematic view of the PFM control according to the invention;

est une vue schématique de la commande PWM selon l’invention ; is a schematic view of the PWM control according to the invention;

est un graphique représentant le gain normalisé en fonction du rapport cyclique en PWM. is a graph representing the normalized gain as a function of the duty cycle in PWM.

est un graphique représentant un exemple d’évolution du bus DC du convertisseur selon un premier exemple de commande PWM ; is a graph representing an example of evolution of the DC bus of the converter according to a first example of PWM control;

est un graphique représentant l’évolution du rapport cyclique de la commande PWM du convertisseur selon le premier exemple ; is a graph representing the change in the duty cycle of the PWM control of the converter according to the first example;

est un graphique représentant un exemple d’évolution du bus DC du convertisseur selon un deuxième exemple de commande PWM ; is a graph representing an example of evolution of the DC bus of the converter according to a second example of PWM control;

est un graphique représentant l’évolution du rapport cyclique de la commande PWM du convertisseur selon le deuxième exemple ; is a graph representing the change in the duty cycle of the PWM control of the converter according to the second example;

est un graphique comparant en zone saturée et dans la zone prédéterminée selon l’invention pour la commande PWM, l’évolution du bus DC selon la commande PWM et selon la commande PFM. is a graph comparing in the saturated zone and in the predetermined zone according to the invention for the PWM command, the evolution of the DC bus according to the PWM command and according to the PFM command.

L’invention concerne un procédé 1hybride de mise en œuvre d’une commande par modulation de largeur d’impulsions, dite Pulse Width Modulation, fréquemment abrégé PWM afin d’éviter en zone de saturation les limitations habituelles de la stratégie de modulation de fréquence d'impulsion, aussi appeléePulse Frequency Modulation,PFM.The invention relates to a 1 hybrid method for implementing control by pulse width modulation, called Pulse Width Modulation, frequently abbreviated as PWM, in order to avoid the usual limitations of the frequency modulation strategy in the saturation zone. pulse, also called Pulse Frequency Modulation , PFM .

L’invention met ici en œuvre la stratégie PFM sauf en zone de saturation comme exposé ci-après.The invention here implements the PFM strategy except in the saturation zone as explained below.

Le procédé selon l’invention comprend tout d’abord une modélisation du système en mode V2X,Vehic le to Everything, par modélisation dynamique du convertisseur DCDC-LLC selon l’approche de la première harmonique.The method according to the invention firstly comprises a modeling of the system in V2X mode, Vehicle to Everything , by dynamic modeling of the DCDC-LLC converter according to the first harmonic approach.

Ainsi, l’objectif de l’invention est de commander en mode décharge, V2X, le DCDC LLC de la .Thus, the objective of the invention is to control in discharge mode, V2X, the DCDC LLC of the .

Dans la littérature, dese modèles grand-signaux sont notamment connus des publications scientifiques :In the literature, large-signal models are known in particular from scientific publications:

- L. Yao, D. Li, and L. Liu, “An improved large signal model of full-bridge LLC converter,” PLOS ONE, vol. 13, no. 10, L. Wang, Ed., e0205904, Oct. 2018;et - L. Yao, D. Li, and L. Liu, “An improved large signal model of full-bridge LLC converter,” PLOS ONE, vol. 13, no. 10, L. Wang, Ed., e0205904, Oct. 2018; And

- Z. Fang, J. Wang, S.- Z. Fang, J. Wang, S. DuanDuan , K. Liu, and T., K. Liu, and T. Caicai , “Control of an LLC Resonant Converter Using Load Feedback Linearization,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 1, pp. 887–898, Jan. 2018, “Control of an LLC Resonant Converter Using Load Feedback Linearization,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 1, p. 887–898, Jan. 2018

Un tel modèle grand-signal est basé sur l'extension de la fonction de description, diteextending describing function ,abrégéEDF, qui consiste à approximer les termes non-linéaires dans les équations dynamiques du convertisseur DCDC LLC par des composantes sinusoïdales de première harmonique.Such a large-signal model is based on the extension of the description function, called extending describing function , abbreviated EDF , which consists in approximating the non-linear terms in the dynamic equations of the DCDC LLC converter by sinusoidal components of first harmonic .

Ce modèle fournit suffisamment d'informations dynamiques en cas de perturbation transitoire importante du signal.This model provides enough dynamic information in the event of a large transient disturbance of the signal.

Cependant le modèle reste non linéaire, ce qui rend la conception de la commande plus complexe.However, the model remains nonlinear, which makes the design of the control more complex.

Aussi, on procède tout d’abord au calcul d’un modèle équivalent du convertisseur résonnant LLC de la fonctionnant en mode inversé, autrement dit en mode V2X.Also, we first proceed to the calculation of an equivalent model of the LLC resonant converter of the operating in reverse mode, in other words in V2X mode.

Ce circuit équivalent est représenté , et permet de calculer la fonction de transfert du circuit DCDC LLC en mode V2X comme suit :This equivalent circuit is represented , and allows to calculate the transfer function of the DCDC LLC circuit in V2X mode as follows:

La fonction de transfert du convertisseur DCDC LLC est donnée par :The transfer function of the DCDC LLC converter is given by:

Dans lequel en mode décharge, Vof est la tension de sortie du circuit résonant, côté primaire c’est-à dire aux bornes du pont « redresseur » 11, Vif la tension d’entrée du circuit résonant, côté secondaire c’est-à-dire côté batterie, s est la variable de Laplace, et R la résistance équivalente calculée comme :In which in discharge mode, Vof is the output voltage of the resonant circuit, primary side, that is to say at the terminals of the "rectifier" bridge 11, Vif the input voltage of the resonant circuit, secondary side, that is say on the battery side, s is the Laplace variable, and R the equivalent resistance calculated as:

Avec P la puissance transférée entre l’entrée et la sortie du convertisseurWith P the power transferred between the input and the output of the converter

On peut alors écrire la fonction de transfert du gain du convertisseur DCDC LLC, n étantle rapport de transformation du transformateur:We can then write the gain transfer function of the DCDC LLC converter, where n is the transformation ratio of the transformer:

Partant, on peut obtenir l’équation du calcul de la fréquence de découpage f par inversion du gain i. e. par résolution d’une équation de degré 4 exprimant la relation entre le gain du convertisseur en mode décharge, la fréquence de découpage et les tensions d’entrée et de sortie du convertisseur 10 :Therefore, we can obtain the equation for calculating the switching frequency f by inverting the gain i. e. by solving a degree 4 equation expressing the relationship between the gain of the converter in discharge mode, the chopping frequency and the input and output voltages of the converter 10:

Avec With

L’équation [Math 4] permet de calculer la fréquence de découpagefeedforward(i.e. par anticipation) par inversion du gain, présentée dans l’équation suivante :The equation [Math 4] is used to calculate the feedforward switching frequency (ie by anticipation) by inverting the gain, presented in the following equation:

Le calcul de la fréquence de découpage par inversion du gain montre une importante zone de saturation 20, tel que représenté , où la fréquence est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de découpage maximale autorisée dans ce mode de réalisation de l’invention. Dans cette zone, la régulation du bus DC est perdue et le DCDC présente un faible rendement.The calculation of the switching frequency by gain inversion shows a large saturation zone 20, as represented , where the frequency is saturated at 200 kHz, which is the maximum allowed switching frequency in this embodiment of the invention. In this area, the regulation of the DC bus is lost and the DCDC has low efficiency.

Aussi afin de pouvoir réguler la valeur du bus DC pour des points d’opération dans cette zone, une stratégie de commande hybride peut être mise en œuvre en appliquant une stratégie de commande par modulation de largeur d’impulsion, diteP ulse Width Modulation, aussi abrégéPWM, par inversion du gain avec une fréquence de découpage constante.Also in order to be able to regulate the value of the DC bus for operating points in this zone, a hybrid control strategy can be implemented by applying a control strategy by pulse width modulation, called Pulse Width Modulation , also abbreviated PWM , by gain inversion with a constant chopping frequency.

Toutefois en dehors de la zone de saturation, le contrôlePFMest mis en œuvre.However, outside the saturation zone, the PFM control is implemented.

La stratégie PWM est mise en œuvre sur la base de la variation du rapport cyclique.The PWM strategy is implemented based on the variation of the duty cycle.

Dans cette stratégie PWM, la fréquence de découpage f est fixe et la tension du bus DC est régulée par le rapport cyclique variable D.
En appliquant une méthode de la première harmonique, la tension d'entrée du circuit résonnant, en mode V2X, peut s’écrire comme présentée dans l’équation suivante :In this PWM strategy, the switching frequency f is fixed and the DC bus voltage is regulated by the variable duty cycle D.
By applying a method of the first harmonic, the input voltage of the resonant circuit, in V2X mode, can be written as presented in the following equation:

La tension de sortie est quant à elle :The output voltage is:

Le transfert du gain du convertisseur DCDC LLC pour le mode PWM G’ est fonction du gain G donné par Equation 1 et peut être exprimé par :The gain transfer of the DCDC LLC converter for the PWM mode G' is a function of the gain G given by Equation 1 and can be expressed by:

Le gain G’ de la tension du convertisseur est régulé en faisant varier le rapport cyclique plutôt que d'augmenter la fréquence de découpage comme dans le cas de la stratégiePFM.
Partant de l’équation 8, le rapport cyclique par action anticipative, ditfeedforwardpeut être définir comme présenté dans l’équation suivante :The gain G' of the converter voltage is regulated by varying the duty cycle rather than increasing the chopping frequency as in the case of the PFM strategy.
Starting from equation 8, the duty cycle by anticipatory action, known as feedforward , can be defined as presented in the following equation:

Toutefois, afin de mettre en œuvre la loi de la commande hybride entre les deux stratégies PFM et PWM, la plage de fonctionnement de chaque stratégie doit être définie.However, in order to implement the hybrid control law between the two PFM and PWM strategies, the operating range of each strategy must be defined.

Deux zones de fonctionnement sont présentées dans la pouvant être définies par l’équation suivante :Two operating zones are presented in the which can be defined by the following equation:

20 20

Ces zones dépendent bien entendu de divers paramètres physiques du convertisseur et de la batterie utilisés et doivent être adaptés à chaque cas d’usage.These areas obviously depend on various physical parameters of the converter and the battery used and must be adapted to each use case.

Ainsi tel que représenté , 5a et 5b, la commande du convertisseur est hybride.So as depicted , 5a and 5b, the control of the converter is hybrid.

Si le couple (Tension Batterie VBAT, Puissance) est situé dans une zone de saturation 20 (aussi référencée S) tel que représentée , alors on vérifie si ce même couple est compris une zone de fonctionnement prédéfinie A. Le cas échéant on met en œuvre une stratégie par modulation de largeur d’impulsion, en anglaisPulse Width Modulation, abrégé PWM.If the couple (Battery voltage V BAT , Power) is located in a saturation zone 20 (also referenced S) as represented , then it is checked whether this same torque is included in a predefined operating zone A. If necessary, a pulse width modulation strategy is implemented.

Il est à noter que lorsque le couple (VBAT, P) est dans la zone de saturation S mais pas dans la zone de fonctionnement A, le bus continu DC n’est pas contrôlable, donc la stratégie adoptée est le PSM (Phase Shift Modulation) qui consiste à utiliser le déphasage entre la tension et le courant au primaire du transformateur (en mode décharge) pour contrôler le transfert de puissance entre la batterie et le bus continu DC.It should be noted that when the torque (V BAT , P) is in the saturation zone S but not in the operating zone A, the DC DC bus is not controllable, so the strategy adopted is the PSM (Phase Shift Modulation) which consists of using the phase difference between the voltage and the current at the primary of the transformer (in discharge mode) to control the transfer of power between the battery and the DC DC bus.

Lorsque le couple n’est pas dans une zone de saturation, on met alors en œuvre une commande PFM connue de l’art antérieur.When the torque is not in a saturation zone, a PFM control known from the prior art is then implemented.

La fréquence de découpage feedforward f0, dans le cadre de la commande PFM, est définie par inversion du gain en mettant la tension du bus DC égale à la tension de référence 450 V, comme présenté dans l’équation 5.
Le rapport cyclique feedforward D0, mis en œuvre dans le cadre de la commande PWM, est défini par inversion du gain en mettant la tension du bus DC égale à la tension de référence 450 V avec une fréquence de découpage f fixe, comme présenté dans l’équation 9.
Selon le point d’opération, la commande est choisie parmi PWM ou PFM.The feedforward chopping frequency f0, under PFM control, is set by inverting the gain by setting the DC bus voltage equal to the 450 V reference voltage, as shown in Equation 5.
The feedforward duty cycle D0, implemented as part of the PWM control, is defined by inverting the gain by setting the DC bus voltage equal to the reference voltage 450 V with a fixed switching frequency f, as presented in l equation 9.
Depending on the point of operation, the control is chosen from PWM or PFM.

On vérifie 41 tout d’abord si le point d’opération appartient ou non à la zone de saturation S.It is checked 41 first of all whether the point of operation belongs or not to the saturation zone S.

S’il n’appartient pas à S, alors la commande PFM 44 peut être utilisée.If it does not belong to S, then the PFM 44 command can be used.

Dans ce cas, en référence à la , on calcule la fréquence de découpage feedforward f0.In this case, with reference to the , the feedforward switching frequency f0 is calculated.

Sinon, on vérifie 42 si le point d’opération appartient à la zone de fonctionnement A.Otherwise, we check 42 if the operating point belongs to the operating zone A.

Si le point d’opération appartient à la zone A, la commande PWM est appliquée 45 en calculant le rapport cyclique feedforward D0, en référence à la .
La variable u0 par action anticipative dite feedforward, ; qui est soit f0 pour PFM soit D0 pour PWM ; est ajoutée 46 à l’action u d’un régulateur de type Proportionnelle-Intégrale 43 pour annuler l'erreur statique e de la tension VDCdu bus DC (les constantes Kp et Ki sont des paramètres de réglage).
Il est à noter que lorsque la variation du rapport cyclique est loin de 0.5 (hors zone A), la théorie de première harmonique n’est plus valable. La propriété ZVS (Commutation à tension nulle, en anglaisZ e ro Voltage Switching) peut aussi être perdue dans ce cas. Néanmoins, une erreur de régulation acceptable du bus peut être obtenue impliquant une action corrective importante du régulateur.If the operating point belongs to zone A, the PWM command is applied 45 by calculating the feedforward duty cycle D0, with reference to the .
The variable u0 by anticipatory action called feedforward, ; which is either f0 for PFM or D0 for PWM; is added 46 to the action u of a Proportional-Integral type regulator 43 to cancel out the static error e of the voltage V DC of the DC bus (the constants Kp and Ki are adjustment parameters).
It should be noted that when the variation of the duty cycle is far from 0.5 (outside zone A), the first harmonic theory is no longer valid. The ZVS ( Zero Voltage Switching ) property may also be lost in this case . Nevertheless, an acceptable bus regulation error can be obtained involving a significant corrective action of the regulator.

Dans le cas de faible puissance dans la zone où on peut appliquer la stratégie PWM, une bonne performance en termes de la régulation de la tension du bus DC peut être obtenue. Le rendement du DCDC, dans ce cas, est mieux que celui dans le cas de la stratégie PFM, mais il reste insuffisant. L’amélioration de rendement reste un besoin nécessaire dans cette zone de fonctionnement.In the case of low power in the area where the PWM strategy can be applied, a good performance in terms of DC bus voltage regulation can be obtained. The performance of the DCDC, in this case, is better than that in the case of the PFM strategy, but it remains insufficient. Improving efficiency remains a necessary need in this area of operation.

La fréquence de résonance est définie par :The resonant frequency is defined by:

Pour f=fr, on a |G| = 1. Le gain de tension normalisé du convertisseur DCDC LLC |G’| est illustré sur la en fonction du rapport cyclique.For f=fr, we have |G| = 1. The normalized voltage gain of the DCDC LLC converter |G'| is illustrated on the depending on the duty cycle.

On remarque, en référence à la , que le gain de la commande PWM augmente avec l'augmentation du rapport cyclique D, jusqu'à ce que le rapport cyclique soit autour de 0.5, puis il commence à diminuer.Note, with reference to the , that the gain of the PWM control increases with increasing duty cycle D, until the duty cycle is around 0.5, then it starts to decrease.

Selon le point d’opération, la fréquence fixée dans la stratégie PWM a un effet sur la régulation du bus DC. Il a été remarqué que la fréquence 200 kHz ne fonctionne pas dans la plage de zone de saturation pour les très fortes puissances. Dans ce cas, la fréquence utilisée est la fréquence de résonance à 100 kHz.Depending on the operating point, the frequency set in the PWM strategy has an effect on the regulation of the DC bus. It has been noticed that the 200 kHz frequency does not work in the saturation zone range for very high powers. In this case, the frequency used is the resonant frequency at 100 kHz.

Or, dans les méthodes de l’art antérieur, la fréquence de résonnance est souvent sélectionnée pour la méthode PWM.However, in the methods of the prior art, the resonance frequency is often selected for the PWM method.

Dans un véhicule automobile, ou dans tout autre système électrique, le procédé de commande est mis en œuvre par un dispositif électronique tel qu’un calculateur embarqué, par un processeur, un System On a Chip (SoC) ou système embarqué sur un seul circuit intégré, un microcontrôleur ou tout dispositif adapté notamment un processeur FPGA (d’après l’anglais « field-programmable gate array ».In a motor vehicle, or in any other electrical system, the control method is implemented by an electronic device such as an on-board computer, by a processor, a System On a Chip (SoC) or on-board system on a single circuit integrated, a microcontroller or any suitable device, in particular an FPGA (field-programmable gate array) processor.

Les différentes étapes peuvent être mises en œuvre par un même dispositif électronique, ou les différentes étapes peuvent être mises en œuvre par plusieurs dispositifs électroniques différents.The different steps can be implemented by the same electronic device, or the different steps can be implemented by several different electronic devices.

Les résultats de simulations expérimentales, en référence aux figures 7 et 8 montrent tout d’abord que la tension VDCdu bus DC en command PWM avec VBAT=350 V et P=2000 W converge relativement rapidement (sensiblement 0,4s) vers la tension de référence VDCref . The results of experimental simulations, with reference to figures 7 and 8 show first of all that the voltage V DC of the DC bus in PWM control with V BAT =350 V and P=2000 W converges relatively quickly (approximately 0.4s) towards the reference voltage V DCref .

Ainsi, La convergence vers la référence peut s’assurer selon une tolérance d’erreur de tension du bus DC acceptable.
On remarque aussi que le rapport cyclique varie autour 0.36 en régime permanent.Thus, the convergence towards the reference can be ensured within an acceptable DC bus voltage error tolerance.
We also note that the duty cycle varies around 0.36 in steady state.

Dans un autre résultat expérimental, représenté figures 9 et 10, on remarque qu’avec VBAT=420 V et P=5000 W la tension VDCconverge aussi sensiblement en 0.4sec, avec un rapport cyclique variant autour de 0.38 en régime permanent.In another experimental result, shown in Figures 9 and 10, we note that with V BAT =420 V and P=5000 W the voltage V DC also converges substantially in 0.4 sec, with a duty cycle varying around 0.38 in steady state.

En référence à la , où l’on compare les résultats d’une commande PFM et d’une commande PWM pour VBAT=350 V et P=2000 W, on remarque que la perte de régulation du bus DC avec la stratégie PFM peut être évitée lors de l'utilisation de la stratégie PWM, où l'erreur de tension du bus DC a une tolérance acceptable autour de 5 V.With reference to the , where we compare the results of a PFM command and a PWM command for V BAT =350 V and P=2000 W, we notice that the loss of regulation of the DC bus with the PFM strategy can be avoided during the use of the PWM strategy, where the DC bus voltage error has an acceptable tolerance around 5 V.

Claims (8)

Procédé de commande (1) d’un convertisseur (10) LLC continu-continu réversible, comprenant un bus DC, un pont en H au primaire (11) et un pont en H au secondaire (14) de quatre transistors MOSFET chacun (S1-S4, S5-S8), connecté à une batterie (16) d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique, ledit convertisseur (10) continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie (16), et
lorsque ledit convertisseur (10) fonctionne en décharge, on met en œuvre une étape de vérification (41, 42) du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence (S) et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie (A),
Si le convertisseur (10) fonctionne dans une zone de saturation en fréquence (S) et si le convertisseur (10) fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie (A) le procédé met en en œuvre une étape de commande par modulation de largeur d’impulsion fonction de la tension de la batterie, d’une tension de référence (VDCref) du bus DC, de la puissance (P) du convertisseur (10) et d’une fréquence de découpage (f) du convertisseur (10),
sinon le procédé (1) met en œuvre une étape de commande par modulation de la fréquence d’impulsion fonction de la tension de la batterie, d’une tension de référence (VDCref) du bus DC, de la puissance du convertisseur (10).Control method (1) of a reversible DC-DC LLC converter (10), comprising a DC bus, an H bridge at the primary (11) and an H bridge at the secondary (14) of four MOSFET transistors each (S1 -S4, S5-S8), connected to a battery (16) of electric accumulators of an electric motor vehicle, said DC-DC converter (10) being adapted to operate in charge and discharge of said battery (16), And
when said converter (10) is operating in discharge, a verification step (41, 42) of the operating point of the converter is implemented during which it is verified whether the converter is operating in a frequency saturation zone (S) and if the converter is operating in a predefined operation area (A),
If the converter (10) operates in a frequency saturation zone (S) and if the converter (10) operates in a predefined operating zone (A), the method implements a control step by width modulation d pulse as a function of the battery voltage, a reference voltage (V DCref ) of the DC bus, the power (P) of the converter (10) and a chopping frequency (f) of the converter (10) ,
otherwise the method (1) implements a control step by modulation of the pulse frequency as a function of the battery voltage, of a reference voltage (V DCref ) of the DC bus, of the power of the converter (10 ). Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de commande comprend une inversion du gain du convertisseur (10).A method according to claim 1, characterized in that said controlling step comprises inverting the gain of the converter (10). Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape de commande comprend une régulation (43) Proportionnelle-Intégrale, fonction de la tension VDCdu bus DC et de d’une tension de référence (VDCref)Method according to Claim 2, characterized in that the said control step comprises a Proportional-Integral regulation (43), a function of the voltage V DC of the DC bus and of a reference voltage (V DCref ) Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite zone de saturation en fréquence correspond à un point de fonctionnement du convertisseur (10), en fonction de la tension de la batterie (VBAT) et de la puissance (P) du convertisseur, dans lequel la fréquence de commutation (f) sature à une valeur maximale.Method according to any one of Claims 1 to 3, characterized in that the said frequency saturation zone corresponds to an operating point of the converter (10), as a function of the battery voltage (V BAT ) and of the power (P) of the converter, in which the switching frequency (f) saturates at a maximum value. Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce ladite zone d’opération prédéfinie (A) est définie par des couples de tension de la batterie (VBAT) et de puissance du convertisseur (P) où :
Method according to any one of Claims 1 to 4, characterized in that the said predefined operating zone (A) is defined by battery voltage couples (VBAT) and converter power (P) where:
Dispositif de commande d’un convertisseur continu-continu réversible comprenant un pont en H au primaire (11) et un pont en H au secondaire (14) de quatre transistors MOSFET chacun (S1-S4, S5-S8) connecté à une batterie (16) de véhicule automobile électrique, ledit convertisseur continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, et
Ledit dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre, lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, d’une étape de vérification du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence (S) et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie (A) ;
le dispositif comprenant des moyens de commande du convertisseur continu-continu adapté pour mettre en œuvre, si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence (S) et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie (A) une commande par modulation de largeur d’impulsion, et sinon pour mettre en œuvre une commande par modulation de la fréquence d’impulsion.Device for controlling a reversible DC-DC converter comprising a primary H-bridge (11) and a secondary H-bridge (14) of four MOSFET transistors each (S1-S4, S5-S8) connected to a battery ( 16) of an electric motor vehicle, said DC-DC converter being adapted to operate in charging and discharging said battery, and
Said device comprising means for implementing, when said converter is operating in discharge, a step of verifying the operating point of the converter during which it is verified whether the converter is operating in a frequency saturation zone (S) and if the converter is operating in a predefined operating area (A);
the device comprising means for controlling the DC-DC converter adapted to implement, if the converter operates in a frequency saturation zone (S) and if the converter operates in a predefined operating zone (A), a control by pulse width modulation, and otherwise to implement pulse frequency modulation control. Système électrique comprenant une batterie d’accumulateurs électriques, un convertisseur continu-continu réversible, et un dispositif de commande selon la revendication 6.Electrical system comprising an electric storage battery, a reversible DC-DC converter, and a control device according to claim 6. Véhicule automobile électrique comprenant un système électrique selon la revendication 7.Electric motor vehicle comprising an electrical system according to claim 7.
FR2107589A 2021-07-13 2021-07-13 Control method of a reversible DC-DC converter. Pending FR3125370A1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2107589A FR3125370A1 (en) 2021-07-13 2021-07-13 Control method of a reversible DC-DC converter.

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2107589 2021-07-13
FR2107589A FR3125370A1 (en) 2021-07-13 2021-07-13 Control method of a reversible DC-DC converter.

Publications (1)

Publication Number Publication Date
FR3125370A1 true FR3125370A1 (en) 2023-01-20

Family

ID=77999097

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FR2107589A Pending FR3125370A1 (en) 2021-07-13 2021-07-13 Control method of a reversible DC-DC converter.

Country Status (1)

Country Link
FR (1) FR3125370A1 (en)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130010503A1 (en) * 2011-05-25 2013-01-10 Choi Hangseok Hybrid control techniques for series resonant converter
FR3014260A1 (en) 2013-12-03 2015-06-05 Renault Sa METHOD AND SYSTEM FOR CONTROLLING A BIDIRECTIONAL CHARGER OF A MOTOR VEHICLE BATTERY.
US20160079862A1 (en) * 2014-09-16 2016-03-17 Continental Automotive Systems, Inc. LLC Resonant Converter Apparatus And Method
FR3083929A1 (en) 2018-07-16 2020-01-17 Renault S.A.S METHOD FOR FREQUENCY CONTROL OF THE INPUT VOLTAGE OF A DIRECT-TO-DIRECT CURRENT CONVERTER
FR3096847A1 (en) 2019-05-29 2020-12-04 Renault S.A.S Method of controlling a DC-DC converter for a bidirectional electric storage battery charger
US20210155100A1 (en) * 2018-04-10 2021-05-27 University Of Maryland, College Park Vehicle on-board charger for bi-directional charging of low/high voltage batteries

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130010503A1 (en) * 2011-05-25 2013-01-10 Choi Hangseok Hybrid control techniques for series resonant converter
FR3014260A1 (en) 2013-12-03 2015-06-05 Renault Sa METHOD AND SYSTEM FOR CONTROLLING A BIDIRECTIONAL CHARGER OF A MOTOR VEHICLE BATTERY.
US20160079862A1 (en) * 2014-09-16 2016-03-17 Continental Automotive Systems, Inc. LLC Resonant Converter Apparatus And Method
US20210155100A1 (en) * 2018-04-10 2021-05-27 University Of Maryland, College Park Vehicle on-board charger for bi-directional charging of low/high voltage batteries
FR3083929A1 (en) 2018-07-16 2020-01-17 Renault S.A.S METHOD FOR FREQUENCY CONTROL OF THE INPUT VOLTAGE OF A DIRECT-TO-DIRECT CURRENT CONVERTER
FR3096847A1 (en) 2019-05-29 2020-12-04 Renault S.A.S Method of controlling a DC-DC converter for a bidirectional electric storage battery charger

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SHIN DONGSUL ET AL: "Hybrid Control Scheme for a Half-Bridge LLC Resonant Converter with a Wide Input Range", 25 September 2013, ADVANCES IN BIOMETRICS : INTERNATIONAL CONFERENCE, ICB 2007, SEOUL, KOREA, AUGUST 27 - 29, 2007 ; PROCEEDINGS; [LECTURE NOTES IN COMPUTER SCIENCE; LECT.NOTES COMPUTER], SPRINGER, BERLIN, HEIDELBERG, PAGE(S) 345 - 352, ISBN: 978-3-540-74549-5, XP047039687 *
Z. FANGJ. WANGS. DUAN,K. LIU,T. CAI: "Control of an LLC Resonant Converter Using Load Feedback Linearization", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, vol. 33, no. 1, January 2018 (2018-01-01), pages 887 - 898, XP011662077, DOI: 10.1109/TPEL.2017.2672731

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Schupbach et al. Design methodology of a combined battery-ultracapacitor energy storage unit for vehicle power management
EP3824539A1 (en) Method for controlling the input voltage frequency of a dc-dc converter
Ferreira et al. Energy management fuzzy logic supervisory for electric vehicle power supplies system
JP5423858B1 (en) Voltage conversion control device
EP3075058B1 (en) Device for balancing a power battery element load
EP3036818B1 (en) Device for balancing the charge of the elements of a power battery
FR3124906A1 (en) Method of controlling a reversible DC-DC converter.
FR3096847A1 (en) Method of controlling a DC-DC converter for a bidirectional electric storage battery charger
EP2722956B1 (en) Continuously powered electrical system stabilised by built-in active filtering
EP3161951A1 (en) Voltage converter comprising an isolated dc/dc converter circuit
FR3064848A1 (en) METHOD FOR CONTROLLING AN ON-BOARD CHARGING DEVICE ON AN ELECTRIC OR HYBRID VEHICLE
EP2400643B1 (en) Method of controlling a multiphase interleaving ZVS DC-DC converter
JP6094493B2 (en) Storage battery temperature riser
EP3685485B1 (en) Method for controlling a charging system for a traction battery
FR3125370A1 (en) Control method of a reversible DC-DC converter.
EP0657985B1 (en) Apparatus for driving an electrical load from a principal and an auxiliary power source
JP6531751B2 (en) Power system
EP3807986A1 (en) Method for controlling the input voltage frequency of a dc-dc convertor
EP3707800B1 (en) Method for controlling a battery charger for electrical accumulators
Li Digital control strategies for DC/DC SEPIC converters towards integration
KR20200067311A (en) Control system and method of low voltage dc-dc converter
FR3138589A1 (en) Method for controlling a bidirectional electric charger
WO2023041482A1 (en) Electrical system for a motor vehicle
WO2010004190A1 (en) Arc welding set with an optimized quasi-resonant soft-switching inverter
Song et al. Completely decentralized energy management system with high reliability for the Fuel cell-ultracapacitor auxiliary power unit

Legal Events

Date Code Title Description
PLFP Fee payment

Year of fee payment: 2

PLSC Publication of the preliminary search report

Effective date: 20230120

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 3

CA Change of address

Effective date: 20240301