FR3120279A1 - Calibration d'un atténuateur RF - Google Patents

Abstract

Calibration d'un atténuateur RF La présente description concerne un circuit (100') comprenant :une borne d'entrée (RFin) configurée pour recevoir un premier signal à une première fréquence ;une chaîne de démodulation (101) connectée à la borne d'entrée (RFin) et comprenant un amplificateur faible bruit (LNA) ayant une entrée couplée, de préférence connectée, à ladite borne (RFin) ; une impédance variable commandable (104) connectée entre un premier noeud (105) et un noeud (106) configuré pour recevoir un potentiel de référence (GND), le premier noeud (105) étant connecté à la borne d'entrée (RFin) et/ou à l'entrée de l'amplificateur (LNA) ; etune source de courant (300) configurée pour fournir un courant (ical) à la première fréquence (FRF) au premier noeud (105). Figure pour l'abrégé : Fig. 7

Description

Calibration d'un atténuateur RF

La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques, et plus particulièrement les circuits de réception sans fil d'un signal radiofréquence sub-GHz.

Les signaux radiofréquences sub-GHz ont des fréquences comprises, par exemple, entre 300 MHz et 1 GHz. Ces signaux sub-GHz sont utilisés pour transmettre sans fil des données entre un circuit émetteur configuré pour émettre un signal sub-GHz, et un circuit récepteur configuré pour recevoir le signal sub-GHz.

Le circuit récepteur est couplé à une antenne par un réseau d'adaptation d'impédance. Le circuit récepteur comprend une chaîne de démodulation pour extraire des données d'un signal fourni par l'antenne au circuit récepteur.

La chaîne de démodulation, aussi appelée chaîne de réception, comprend usuellement un amplificateur faible bruit ("Low Noise Amplifier" en anglais). Pour éviter que la chaîne de réception sature lorsque la puissance du signal reçu sur l'antenne est trop importante, ou pour éviter que le gain de la chaine de réception soit trop faible lorsque la puissance du signal reçu sur l'antenne est faible, la chaîne de réception comprend un atténuateur commandable. Le gain de la chaîne de réception dépend alors de la commande de l'atténuateur, ou, dit autrement, de l'atténuation appliquée par l'atténuateur commandable au signal sub-GHz reçu par le circuit de réception. En commandant convenablement l'atténuateur, le gain de la chaîne de réception est adapté à la puissance du signal sub-GHz reçu par l'antenne.

En pratique, pour commander l'atténuateur, une phase de calibration, ou d'étalonnage, de l'atténuateur est prévue. Lors de cette phase de calibration, un signal sub-GHz est fourni à l'antenne, et la valeur d'un signal correspondant en sortie de la chaîne de réception est observé, en faisant varier la valeur de l'impédance de l'atténuateur. On en déduit alors, pour chacune de ces valeurs de l'impédance, quelle est l'atténuation introduite par l'atténuateur sur le signal sub-GHz reçu par la chaîne de démodulation. Ainsi, lorsque le circuit de réception est en fonctionnement, une valeur d'atténuation est sélectionnée en fonction de l'amplitude du signal de sortie de la chaîne, et la valeur de l'impédance de l'atténuateur qui correspondait à cette atténuation pendant la phase d'étalonnage est sélectionnée.

Toutefois, cette étape de calibration est fastidieuse à mettre en œuvre, notamment car elle nécessite d'émettre avec précision un signal sub-GHz dans un environnement anéchoïque. En outre, cette étape ne tient pas compte des perturbations que l'antenne et son réseau d'adaptation d'impédance subissent dans leur environnement d'utilisation, notamment quand l'antenne est disposée à proximité d'un élément conducteur.

Il existe donc un besoin de pallier tout ou partie des inconvénients des méthodes connues de calibration d'un atténuateur d'une chaîne de réception d'un signal radiofréquence, et plus particulièrement d'une chaîne de réception d'un signal sub-GHz.

Il existe également un besoin de pallier tout ou partie des inconvénients des circuits connus comprenant une chaîne de réception, dans lesquels sont mises en œuvre de telles méthodes de calibration.

Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des méthodes connues de calibrations d'un atténuateur d'une chaîne de réception d'un signal radiofréquence, et plus particulièrement d'une chaîne de réception d'un signal sub-GHz, et des circuits connus configurés pour mettre en œuvre ces méthodes connues.

Un mode de réalisation prévoit un circuit comprenant :
une borne d'entrée configurée pour recevoir un premier signal à une première fréquence ;
une chaîne de démodulation connectée à la borne d'entrée et comprenant un amplificateur faible bruit ayant une entrée couplée, de préférence connectée, à ladite borne ;
une impédance variable commandable connectée entre un premier noeud et un noeud configuré pour recevoir un potentiel de référence, le premier noeud étant connecté à la borne d'entrée et/ou à l'entrée de l'amplificateur ; et
une source de courant configurée pour fournir un courant à la première fréquence au premier noeud.

Selon un mode de réalisation, la source de courant comprend :
un premier circuit configuré pour fournir un deuxième signal à une fréquence d'un oscillateur local de la chaîne de démodulation ; et
un deuxième circuit configuré pour fournir un troisième signal à une fréquence intermédiaire de la chaîne de démodulation ;
un mélangeur de fréquences configuré pour recevoir les deuxième et troisième signaux, une sortie du mélangeur de fréquences étant couplée, de préférence connectée, à un noeud interne de la source de courant ; et
une résistance reliant le noeud interne au premier noeud.

Selon un mode de réalisation, le troisième signal est un signal carré et le mélangeur de fréquences est un mélangeur à commutation commandé par le troisième signal.

Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit comprend un oscillateur configuré pour fournir un signal à une fréquence supérieure à la fréquence intermédiaire de la chaîne de démodulation, et un diviseur de fréquence configuré pour fournir le troisième signal à partir du signal fourni par l'oscillateur.

Selon un mode de réalisation, l'oscillateur du deuxième circuit est un oscillateur à quartz.

Selon un mode de réalisation, le mélangeur comprend un premier interrupteur connecté entre la sortie du mélangeur et un noeud configuré pour recevoir le deuxième signal, et un deuxième interrupteur connecté entre la sortie du mélangeur et le noeud configuré pour recevoir le potentiel de référence, les premier et deuxième interrupteurs étant configurés pour être commandés en opposition de phase à partir du troisième signal.

Selon un mode de réalisation, le premier circuit comprend :
un circuit configuré pour fournir un quatrième signal carré à une fréquence égale à quatre fois la fréquence dudit oscillateur local ;
un premier diviseur de fréquence configuré pour diviser par deux la fréquence du quatrième signal ;
un deuxième diviseur de fréquence configuré pour diviser par quatre la fréquence du quatrième signal ;
une porte à deux entrées configurée pour recevoir un signal de sortie du premier diviseur de fréquence et un signal de sortie du deuxième diviseur de fréquence, la porte étant configurée pour mettre en œuvre une fonction OU EXCLUSIF entre les signaux reçus par ses entrées ;
une première résistance reliant une sortie du deuxième diviseur de fréquence à une sortie du premier circuit ; et
une deuxième résistance reliant une sortie de ladite porte à la sortie du premier circuit.

Selon un mode de réalisation, une valeur de la première résistance est sensiblement égale, par exemple égale, à 0,348/0,84 fois une valeur de la deuxième résistance.

Selon un mode de réalisation, la source de courant comprend une capacité de suppression de mode commun, la résistance reliant le noeud interne de la source de courant au premier noeud étant connectée en série avec la capacité de suppression de mode commun entre ledit noeud interne et le premier noeud.

Selon un mode de réalisation, la source de courant est en outre configurée pour être sélectivement allumée ou éteinte.

Un mode de réalisation prévoit un procédé d'utilisation d'un circuit tel que décrit comprenant les étapes suivantes :
a) sélectionner une valeur de l'impédance variable commandée ;
b) obtenir un signal en sortie de la chaîne de démodulation alors que le courant est fourni au premier noeud par la source de courant ; et
c) déduire, pour la valeur d'impédance sélectionnée à l'étape a), une valeur d'atténuation introduite dans la chaîne de réception par l'impédance variable, au moins à partir du signal obtenu à l'étape b).

Selon un mode de réalisation, le procédé comprend en outre, entre les étapes a) et c), une étape b') consistant à obtenir un signal en sortie de la chaîne de démodulation alors que la source de courant est éteinte, et dans lequel, à l'étape c), la valeur d'atténuation est déduite au moins à partir du signal obtenu à l'étape b) et du signal obtenu à l'étape b').

Selon un mode de réalisation, les étapes a) à c) sont répétées pour chacune d'une pluralité de valeurs de l'impédance variable.

Selon un mode de réalisation, à l'une des étapes a), l'impédance variable est équivalente à un circuit ouvert pour la valeur sélectionnée.

Selon un mode de réalisation, à chaque étape c), la valeur d'atténuation est déduite au moins à partir du signal observé à l'étape b) correspondante et du signal observé à l'étape b) quand l'impédance variable est équivalente à un circuit ouvert.

Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :

la représente, de manière très schématique et sous forme de blocs, un exemple d'un dispositif du type auquel s'appliquent les modes de réalisation décrits ;

la représente, sous la forme d'un circuit équivalent, une partie du dispositif de la ;

la représente, sous la forme d'un circuit équivalent, un mode de réalisation d'une partie d'un dispositif similaire au dispositif de la ;

la représente, de manière très schématique et sous la forme de blocs, un mode de réalisation d'une source de courant du circuit de la ;

la représente, de manière très schématique et sous la forme de blocs, des détails de la source de courant de la selon un mode de réalisation ;

la représente, de manière très schématique et sous la forme de blocs, d'autres détails de la source de courant de la selon un mode de réalisation ; et

la représente, de manière schématique et sous la forme de blocs, un mode de réalisation d'un circuit comprenant une chaîne de réception radiofréquence.

De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques.

Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les chaînes de démodulation usuelles d'un circuit de réception d'un signal sans fil sub-GHz n'ont pas toutes été détaillées, les modes de réalisation, modes de mise en œuvre et variantes décrits étant compatibles avec ces chaînes de démodulation usuelles.

Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments.

Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures.

Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près.

La représente, de manière très schématique et sous forme de blocs, un exemple d'un dispositif 1 du type auquel s'appliquent les modes de réalisation décrits.

Le dispositif 1 comprend un circuit 100. Le circuit 100 comprend une borne d'entrée RFin configurée pour recevoir un signal sub-GHz à une fréquence FRF. Le circuit 100 comprend une chaîne de réception 101 connectée à la borne RFin. La chaîne de réception 101 est configurée pour extraire des données du signal reçu sur la borne RFin. La chaîne de réception 101 comprend un amplificateur faible bruit LNA dont une entrée est couplée, par exemple connectée, à la borne RFin. La sortie de l'amplificateur LNA est connectée au reste de la chaîne de réception 101.

Comme cela est bien connu de la personne du métier, en plus de l'amplificateur LNA, la chaîne de réception 101 comprend au moins un oscillateur local LO configuré pour fournir un signal à une fréquence FLO.

En outre, la chaîne de réception 101 comprend au moins un mélangeur 102 ("mixer" en anglais). Le mélangeur 102 est configuré pour multiplier, ou combiner, un signal à la fréquence FRF fourni en sortie de l'amplificateur LNA et un signal à la fréquence locale FLO. Le signal de sortie du mélangeur 102 comprend donc deux fréquences f1 et f2, respectivement égale à FRF+FLO et FRF-FLO, l'une de ces deux fréquences, par exemple la fréquence f2, étant appelée fréquence intermédiaire Fint de la chaîne de réception 101. A titre d'exemple, la fréquence Fint est comprise entre 200 KHz et 500 KHz, par exemple égale à 300 KHz.

A titre d'exemple, la chaîne de réception 101 ne comprend qu'un seul mélangeur 102 dont une entrée est couplée, par exemple connectée, à la sortie de l'amplificateur LNA, et dont une autre entrée est configurée pour recevoir un signal à la fréquence FLO.

Selon un autre exemple, la chaîne de réception 101 comprend un premier mélangeur 102 et un deuxième mélangeur 102 (non représenté en ) ayant chacun une entrée couplée, par exemple connectée, à la sortie de l'amplificateur LNA. Le premier mélangeur 102 a une autre entrée configurée pour recevoir un premier signal à la fréquence FLO. Le deuxième mélangeur 102 a une autre entrée configurée pour recevoir un deuxième signal à la fréquence FLO, mais déphasé de 90° par rapport au premier signal.

La chaîne de réception 101 comprend en outre au moins un filtre IF configuré pour recevoir le signal de sortie d'au moins un mélangeur 102, et pour fournir un signal filtré dépourvu de la fréquence f1 ou f2 qui n'est pas égale à la fréquence Fint. Le signal filtré comprend la fréquence f1 ou f2 qui est égale à la fréquence Fint.

A titre d'exemple, la chaîne de réception 101 comprend un unique filtre IF lorsqu'elle comprend un unique mélangeur 102.

Selon un autre exemple, lorsque la chaîne 101 comprend deux mélangeurs 102, comme cela a été décrit ci-dessus à titre d'exemple, la chaîne 101 comprend un premier filtre IF configuré pour recevoir le signal de sortie du premier mélangeur 102 et un deuxième filtre IF configuré pour recevoir le signal de sortie du deuxième mélangeur 102. L'un des deux filtres IF fournit alors un signal I et l'autre filtre IF fournit un signal Q en quadrature par rapport au signal I.

Selon encore un autre exemple, lorsque la chaîne 101 comprend deux mélangeurs 102, comme cela a été décrit ci-dessus à titre d'exemple, la chaîne 101 comprend un unique filtre IF, couramment appelé filtre complexe ou polyphase, recevant le signal de sortie de chacun des deux mélangeurs 102. Le filtre IF fournit les deux signaux I et Q.

La chaîne de réception 101 comprend en outre au moins un convertisseur analogique-numérique ADC ("Analog-to-Digital Converter" en anglais). Le convertisseur ADC est configuré pour échantillonner un signal analogique de la chaîne de réception 101 à la fréquence Fint. De préférence, le ou les convertisseurs ADC sont disposés après le ou les filtres IF, c’est-à-dire en aval des filtres IF par rapport au sens de propagation d'un signal dans la chaîne 101.

A titre d'exemple, lorsque la chaîne 101 ne comprend qu'un seul mélangeur 102 et un seul filtre IF, la chaîne 101 ne comprend qu'un seul convertisseur ADC, le convertisseur ADC ayant une entrée couplée à la sortie du filtre IF.

Selon un autre exemple, lorsque la chaîne 101 comprend deux mélangeurs 102 et un ou deux filtres IF configurés pour fournir les signaux I et Q, la chaîne de réception 101 comprend un premier convertisseur ADC dont l'entrée est couplée à une sortie du filtre IF fournissant le signal I, et un deuxième convertisseur ADC dont l'entrée est couplée à une sortie du filtre IF fournissant le signal Q.

La chaîne de réception fournie au moins un signal de sortie, et, plus particulièrement, au moins un signal de sortie numérique. Le ou les signaux de sortie de la chaîne de réception 101 sont, par exemple, fournis à un circuit de traitement numérique (non représenté en ) du circuit 100.

En outre, bien que cela ne soit pas illustré en , de préférence la chaîne de réception 101 comprend un dispositif, ou une fonction, de réjection de fréquence image. Cette fréquence image Fim est égale à FLO-Fint, respectivement à FLO+Fint, lorsque la fréquence FRF est égale à FLO+Fint, respectivement à FLO-Fint.

A titre d'exemple, le dispositif de réjection de fréquence image est un filtre passe bande laissant passer la fréquence FRF mais bloquant la fréquence Fim. Ce filtre est par exemple disposé entre la borne RFin et l'entrée de l'amplificateur LNA, ou entre la sortie de l'amplificateur LNA et le ou les mélangeurs 102. Toutefois, ce type de filtre est généralement difficile à mettre en œuvre, et, en particulier, à intégrer de manière monolithique, notamment quand la fréquence Fint est faible, par exemple inférieure à 10 MHz.

Selon un autre exemple, le dispositif de réjection de fréquence image est mis en œuvre par le filtre IF dans le cas où ce dernier est un filtre complexe ou polyphase. Dans ce cas, l'éventuelle contribution de la fréquence image Fim dans les signaux I et Q fournis par le filtre complexe ou polyphase est supprimée.

Selon encore un autre exemple, le dispositif de réjection d'image est mis en œuvre après les filtres IF fournissant les signaux I et Q. Par exemple, le dispositif de réjection de fréquence image comprend un déphaseur de 90° configuré pour appliquer un déphasage de 90° au signal Q, et un dispositif configuré pour sommer le signal I avec le signal Q déphasé disponible en sortie du déphaseur. Le dispositif de réjection de fréquence image Fim est configuré pour fournir un signal à la fréquence Fint dans lequel l'éventuelle contribution de la fréquence image Fim est supprimée. Ce dispositif de réjection de fréquence image peut être mis en œuvre de manière analogique, et est alors disposé avant les convertisseurs ADC des signaux I et Q, ou bien de manière numérique, et est alors disposé après les convertisseurs ADC couplés aux sorties des filtres IF.

Tout ce qui a été décrit ci-dessus en relation avec la chaîne de réception 101 est usuel pour la personne du métier, et les modes de réalisation, modes de mise en oeuvre et variantes décrits ne se limitent pas aux exemples de chaîne 101 donnés ci-dessus.

Pour régler l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur LNA, le circuit 100 comprend un atténuateur 104 commandable, délimité par des traits en pointillé en .

L'atténuateur 104 correspond à une impédance commandable connectée entre un noeud 106 configuré pour recevoir un potentiel de référence, de préférence la masse GND, et l'entrée de l'amplificateur LNA ou la borne RFin. Dit autrement, l'impédance 104 a une borne de conduction reliée, de préférence connectée, au noeud 106, et une autre borne de conduction reliée, de préférence connectée, à l'entrée RFin ou à l'entrée de l'amplificateur LNA. Dit encore autrement, l'impédance 104 a une borne de conduction reliée, de préférence connectée, au noeud 106, et une autre borne de conduction reliée, de préférence connectée, à un noeud 105, le noeud 105 étant connecté à l'entrée de l'amplificateur LNA et/ou à la borne RFin. De préférence, la borne RFin et l'entrée de l'amplificateur LNA sont confondues.

Le circuit 100, par exemple sa chaîne de réception, comporte en outre un circuit AGC configuré pour commander l'atténuateur 104, c’est-à-dire pour commander la valeur de l'impédance 104. Le circuit AGC est par exemple programmé lors d'une phase d'étalonnage, de sorte que, en fonction d'un ou plusieurs signaux de sortie de la chaîne de réception 101, le circuit AGC commande un changement de valeur de l'atténuateur 104 de manière à adapter le gain de l'atténuateur 104 à la puissance du signal sub-GHz reçu par la borne RFin. Par exemple, lorsqu'un signal de sortie de la chaîne de réception 101 a une amplitude supérieure à une amplitude maximale donnée, correspondant par exemple à la moitié de la pleine échelle du ou des convertisseurs ADC, l'atténuateur 104 est commandé pour ajouter un pas donné à l'atténuation appliquée au signal reçu sur la borne RFin. Toujours à titre d'exemple, à l'inverse, lorsqu'un signal de sortie de la chaîne de réception 101 a une amplitude inférieure à une amplitude minimale, correspondant par exemple à un dixième ou un quart de la pleine échelle du ou des convertisseurs ADC, l'atténuateur 104 est commandé pour soustraite le pas donné de l'atténuation appliquée au signal reçu sur la borne RFin.A titre d'exemple, le signal de sortie de la chaîne 101 dont l'amplitude est comparée à des valeurs maximale et minimale pour déterminer la commande de l'atténuateur 104 correspond au module des signaux I et Q, c’est-à-dire à un signal par exemple égal à la racine carrée de la somme du signal I au carré avec le signal Q au carré.

Le dispositif 1 comprend en outre une antenne 108 et un réseau d'adaptation d'impédance IMP. Le réseau IMP couple l'antenne 108 à la borne RFin. Ainsi, lorsqu'un signal sub-GHz est reçu par l'antenne 108, un signal correspondant est reçu sur la borne RFin. En pratique, l'antenne 108 et le réseau sont extérieurs au circuit 100. Par exemple, le circuit 100 est mis en œuvre sur une puce de circuits intégrés, l'antenne 108 et le réseau IMP ne faisant pas partie de cette puce.

Comme cela a été indiqué précédemment, dans le dispositif 1, l'étape d'étalonnage de l'atténuateur 104 est fastidieuse à mettre en œuvre, et ne prend pas en compte les perturbations extérieures que l'antenne 108 et le réseau IMP peuvent subir dans leur environnement d'utilisation.

La représente, sous la forme d'un circuit équivalent, une partie du dispositif 1 de la . Plus particulièrement, la représente l'ensemble de l'antenne 108 et du réseau IMP du dispositif 1 de la , ainsi que l'atténuateur 104 et l'amplificateur LNA du circuit 100 de la .

En , l'ensemble de l'antenne 108 et du réseau IMP (délimité par des traits en pointillé en ) est représenté, lorsqu'un signal sub-GHz est reçu par l'antenne, par exemple pendant une phase d'étalonnage, par une source de tension 200 et une impédance Zs connectées en série entre le noeud 106 et la borne RFin du circuit 100. Dit autrement, l'ensemble de l'antenne 108 et du réseau IMP (délimité par des traits en pointillé en ) est équivalent à la source de tension 200 et l'impédance Zs connectées en série entre le noeud 106 et la borne RFin du circuit 100, comme cela est représenté en .

En outre, en , l'amplificateur LNA est représenté par un gain G et une impédance d'entrée Zin. Dit autrement, l'amplificateur LNA est équivalent au gain G et à l'impédance Zin. L'impédance d'entrée Zin est, par exemple, connectée entre l'entrée de l'amplificateur LNA et le noeud 106.

On appelle Zatt l'impédance de l'atténuateur 104, Vs la tension délivrée par la source de tension 200, Vin la tension sur la borne RFin et Zeq l'impédance équivalente à la connexion en parallèle, entre la borne RFin et le noeud 106, de l'atténuateur 104 et de l'impédance Zin.

Quand l'atténuateur 104 est absent, c’est-à-dire quand l'impédance Zatt est infinie et que l'atténuateur 104 correspond à un circuit ouvert, la tension Vin est égale à la tension Vs multipliée par Zin/(Zin+Zs). Quand l'atténuateur 104 est présent, c’est-à-dire que l'impédance Zatt n'est pas infinie et que l'atténuateur 104 ne correspond pas à un circuit ouvert, la tension Vin est égale à la tension Vs multipliée par Zeq/(Zeq+Zs).

Ainsi, en , l'atténuation résultant de l'atténuateur 104 est égale, lorsqu'elle est exprimée en dB, à 20*log((Zeq/(Zeq+Zs))*((Zin+Zs)/Zin))).

La représente, sous la forme d'un circuit équivalent, un mode de réalisation d'une partie d'un dispositif 1' similaire au dispositif 1 de la .

En particulier, le dispositif 1' comprend, comme le dispositif 1, l'ensemble de l'antenne 108 et du réseau IMP ( ) représenté en de la même manière qu'en . Le dispositif 1' comprend en outre, à la place du circuit 100, un circuit 100' comprenant la borne RFin et une chaîne de réception 101 connectée à la borne RFin. En , seul l'atténuateur 104 et l'amplificateur LNA du circuit 100' sont représentés, le reste de la chaîne de réception 101 étant, par exemple, similaire ou identique à ce qui a été décrit en relation avec la . L'entrée de l'amplificateur LNA est couplée, par exemple connectée, à la borne RFin.

Par rapport au circuit 100 des figures 1 et 2, le circuit 100' de la comprend en outre une source de courant 300. La source de courant 300 est connectée en parallèle de l'impédance 104. Dit autrement, la source de courant 300 est connectée entre la borne RFin et le noeud 106 lorsque l'impédance 104 est connectée entre la borne RFin et le noeud 106, ou entre l'entrée de l'amplificateur LNA et le noeud 106 lorsque l'impédance 104 est connectée entre l'entrée de l'amplificateur LNA et le noeud 106. Dit encore autrement, la source de courant 300 est connectée entre les noeuds 105 et 106, le noeud 105 étant connecté à la borne RFin et/ou à l'entrée de l'amplificateur LNA. La source de courant 300 est configurée pour délivrer un courant ical au noeud 105, la fréquence du courant ical étant égale à la fréquence FRF du signal Vin reçu sur la borne RFin. Dans l'exemple de la , l'entrée de l'amplificateur LNA et la borne RFin sont confondues. Toutefois, dans un autre exemple non illustré, un filtre mettant en œuvre une fonction de réjection de fréquence image est connecté entre la borne RFin et l'entrée de l'amplificateur LNA, c’est-à-dire entre la borne RFin et le noeud 105, ou entre le noeud 105 et l'entrée de l'amplificateur LNA.

En outre, par rapport à la , dans le mode de réalisation de la , la source de tension 200 est représentée court-circuitée.

Comme en , on appelle Zatt l'impédance de l'atténuateur 104, Vin la tension sur la borne RFin et Zeq l'impédance équivalente à la connexion en parallèle, entre la borne RFin et le noeud 106, de l'atténuateur 104 et de l'impédance Zin.

Quand l'atténuateur 104 est absent, la tension Vin est égale au courant ical multiplié par (Zin*Zs)/(Zin+Zs). Quand l'atténuateur 104 est présent, la tension Vin est égale au courant ical multiplié par (Zeq*Zs)/(Zeq+Zs). Ainsi, l'atténuation de la tension Vin résultant de l'atténuateur 104 est égale, lorsqu'elle est exprimée en dB, à 20*log((Zeq/(Zeq+Zs))*((Zin+Zs)/Zin))), comme cela était le cas en .

Ainsi, en , lors d'une phase d'étalonnage où l'antenne reçoit un signal sub-GHz, l'antenne 108 est au moins en partie équivalente à la source de tension 200, et un signal Vin correspondant est disponible sur la borne RFin. En revanche, en , lors d'une phase d'étalonnage, plutôt que de fournir un signal sub-GHz à l'antenne 108 pour obtenir un signal Vin sur la borne RFin, on considère que l'antenne 108 ne reçoit aucun signal (source 200 court-circuitée) et le signal Vin est obtenu au moyen de la source de courant 300. La phase d'étalonnage peut donc être mise en œuvre au moyen de la source 300.

La mise en œuvre, dans le dispositif 1', d'une phase d'étalonnage de l'atténuateur 104 en fournissant le courant ical au noeud 105 grâce à la source de courant 300 permet d'éviter la fourniture d'un signal sub-GHz à l'antenne 108, comme c'est le cas lors de la mise en œuvre, dans le dispositif 1, d'une phase d'étalonnage de l'atténuateur 104.

Un avantage du circuit 100' est que, lors de la mise en œuvre d'une étape d'étalonnage de l'atténuateur 104, l'impédance Zs correspondant à l'impédance de l'ensemble de l'antenne 108 et du réseau IMP ( ) est prise en compte, même lorsque cette impédance Zs est modifiée par l'environnement du dispositif 1'. Ainsi, la phase d'étalonnage peut être mise en œuvre dans l'environnement d'utilisation du dispositif 1'.

Selon un mode de réalisation, l'étape d'étalonnage est mise en œuvre de la manière suivante.

A une étape a), une valeur d'impédance Zatt de l'atténuateur 104 est sélectionnée. A une étape b) suivante, alors que le courant ical est fourni au noeud 105, un signal en sortie de la chaîne de réception est observé. A une étape c) suivante, l'atténuation introduite par l'atténuateur pour la valeur Zatt sélectionnée à l'étape a) est déterminée au moins en partie à partir du signal observé à l'étape b).

Les étapes a), b) et c) sont répétées pour plusieurs valeurs de l'impédance Zatt. Ainsi, lorsque le dispositif 1' est en fonctionnement, en fonction du signal de sortie de la chaîne de réception 101, le gain de la chaîne de réception est adapté en sélectionnant une valeur d'atténuation, c’est-à-dire en sélectionnant la valeur de l'impédance Zatt déterminée pendant la phase d'étalonnage qui correspond à cette valeur d'atténuation.

Parmi les valeurs Zatt sélectionnées pendant la phase d'étalonnage, selon un mode de réalisation, l'une de ces valeurs correspond au cas où l'atténuateur 104 est équivalent à un circuit ouvert. Dit autrement, l'une des valeurs Zatt sélectionnée pendant la phase d'étalonnage est infinie. Dans ce cas, l'atténuation introduite par l'atténuateur 104 est nulle, et le signal observé en sortie de la chaîne correspond à un gain Gmax maximum de la chaîne de réception. Ainsi, il est possible de déterminer pour chacune des autres valeurs de l'impédance Zatt, l'atténuation introduite par l'atténuateur 104 par rapport au gain Gmax.

Par exemple, lorsqu'à l'étape a) l'impédance Zatt sélectionnée est infinie, à l'étape b) correspondante, le signal observé en sortie de la chaîne de réception est égal à Gmax*Vin, et lorsqu'à une autre étape a) l'impédance Zatt sélectionnée est égale à une valeur Zatt1, à l'étape b) correspondante, le signal observé en sortie de la chaîne de réception est égal à G1*Vin, avec G1 le gain de la chaîne de réception pour la valeur Zatt1. Le gain G1 est égal à Gmax-Att1, avec Att1 l'atténuation introduite par l'atténuateur 104 lorsque l'impédance Zatt est égale à Zatt1. Ainsi, en faisant le ratio du signal observé à l'étape b) lorsque l'impédance Zatt est égale à Zatt1, par le signal observé à l'étape b) lorsque l'impédance Zatt est infinie, on obtient la valeur du ratio du gain G1 par le gain Gmax, et donc la valeur de l'atténuation Att1 correspondant à une impédance Zatt égale à Zatt1.

Selon un autre exemple, après avoir obtenu le signal de sortie égal à Gmax*Vin, on cherche la valeur Zattx de l'impédance Zatt correspondant à une atténuation Attx donnée. Pour cela, à chaque étape a) la valeur de l'impédance Zatt est modifiée jusqu'à observer, à une étape b) correspondante, un signal de sortie de la chaîne de démodulation qui soit égal à (Gmax – Attx)*Vin. Lorsque ce signal est observé à une étape b), à l'étape c) suivante, cela signifie que l'atténuation est bien égale à Attx, donc que la dernière valeur sélectionnée à l'étape a) pour l'impédance Zatt est la valeur Zattx. L'atténuation Attx est donc associée à la valeur Zattx de l'impédance Zatt, et, en fonctionnement, lorsqu'une atténuation Attx est requise, il suffit alors de sélectionner la valeur Zattx de l'atténuateur.

En dehors d'une phase d'étalonnage, la source de courant 300 est éteinte, par exemple en prévoyant un interrupteur (non représenté en ) connecté entre la source de courant 300 et le noeud 105, l'interrupteur étant commandé à l'état ouvert pour éteindre la source de courant 300. Selon un autre exemple, la source de courant 300 est éteinte ou allumée par un signal de commande reçu directement par la source de courant 300.

En pratique, dans le dispositif 1', court-circuiter la source 200 revient à court-circuiter l'antenne 108 ( ), ce qui n'est pas possible. Ainsi, selon un mode de réalisation, la phase d'étalonnage comprend, entre chaque deux étapes a) et b) successives, une étape b') consistant à obtenir un signal en sortie de la chaîne de démodulation alors que la source de courant 300 est éteinte. Cela permet de déterminer, à partir de ce signal de sortie de chaîne de démodulation, la contribution de l'antenne 108 dans le signal de sortie. De cette manière, lors de l'étape c) suivante, l'atténuation introduite par l'atténuateur est déterminée à partir des signaux obtenus lors des étapes b) et b') correspondantes, et est indépendante de la contribution de l'antenne 108. Dit autrement, l'atténuation est déterminée comme si l'antenne 108 était effectivement court-circuitée.

Un avantage du dispositif 1', et plus particulièrement du circuit 100', est que la phase de calibration de l'atténuateur 104 peut être mise en œuvre de manière automatisée par le circuit 100', par exemple par un circuit de traitement numérique connecté en sortie de la chaîne de réception et/ou par le circuit AGC. Dit autrement, toute la phase d'étalonnage peut être réalisée directement par le circuit 100'.

Un autre avantage du circuit 100' est que l'atténuation correspondant à chaque valeur d'impédance Zatt est déterminée de manière plus précise que dans le circuit 100. Cette précision accrue résulte notamment du fait que chaque atténuation déterminée tient compte de l'environnement du dispositif 1'. Cette précision accrue résulte également du fait que la valeur du courant ical pendant une phase d'étalonnage mise en œuvre dans le dispositif 1' est mieux maîtrisée que la valeur de la tension Vin pendant une phase d'étalonnage mise en œuvre dans le dispositif 1. Ainsi, une valeur d'hystérésis sur la commande de l'atténuateur 104 du circuit 100' peut être plus faible que celle sur la commande de l'atténuateur 104 du circuit 100. En pratique, la prévision d'une valeur d'hystérésis sur la commande de l'atténuateur 104 permet d'éviter des instabilités lorsque la valeur Zatt est modifiée pour adapter l'atténuation à la puissance du signal sub-GHz reçu. Cette diminution de la valeur d'hystérésis permet d'augmenter la dynamique de la chaîne de réception et de réduire l'influence du bruit de la chaîne de réception.

Un autre avantage du circuit 100' est que l'étape d'étalonnage peut être mise en œuvre après chaque modification de la fréquence FRF de fonctionnement du dispositif 1'. Ainsi, le dispositif 1', et plus particulièrement son circuit 100', peuvent fonctionner sur toute la plage de fréquences allant par exemple de 300 MHz jusqu'à 1 GHz, simplement en modifiant la fréquence de la source 300 de sorte que la fréquence du courant ical soit égale à la fréquence FRF de fonctionnement. Dit autrement, l'étalonnage de l'atténuateur 104 est réalisé pour la fréquence de fonctionnement FRF du dispositif 1'.

Un autre avantage du circuit 100' est que l'impédance vue sur la borne RFin par le signal sub-GHz fourni à cette borne RFin, c’est-à-dire l'impédance d'entrée du circuit 100', peut être plus élevée que les impédances usuelles de 50 ohms et de 75 ohms, par exemple être égale à environ 100 ohms. Cela permet de travailler avec des courants plus faibles dans la chaîne de réception, et donc de réduire la consommation du circuit 100'. Ce ne serait pas le cas si l'atténuateur 104 était remplacé par un atténuateur Pi usuel ou standard. En effet, ces atténuateurs Pi sont adaptés à des chaînes de réception ayant une impédance d'entrée bien maîtrisée de 50 ohms ou de 75 ohms, mais ne sont pas adaptés aux impédances d'entrée plus élevées qui nécessitent le recours à un réseau d'adaptation d'impédance externe pour coupler l'antenne à l'entrée de la chaîne de réception, notamment du fait que l'impédance de l'ensemble de l'antenne et du réseau d'adaptation d'impédance est modifiée par l'environnement.

Selon un mode de réalisation, la valeur, ou l'amplitude, du courant ical est déterminée par une puissance maximale émise par l'antenne 108 à ne pas dépasser, par exemple pour respecter des normes d'émissions radiofréquence. Par exemple, le courant ical a une valeur moyenne quadratique ("root mean square value" en anglais) de l'ordre de 10 µA, par exemple pour que la puissance émise par l'antenne 108 lorsque le courant ical est fourni au noeud 105 ne dépasse pas -57dBm par plage de 1sai00 KHz.

Selon un mode de réalisation, l'atténuateur 104 est une résistance variable. Par exemple, l'atténuateur 104 comprend, de préférence est constitué par, un transistor MOS (Métal Oxyde Semiconducteur – "Metal Oxide Semiconductor" en anglais). Le transistor MOS a une première borne de conduction, par exemple sa source lorsque le transistor est à canal N, reliée, de préférence connectée, au noeud 106, et une deuxième borne de conduction, par exemple son drain lorsque le transistor est à canal N, reliée, de préférence connectée, au noeud 105. La grille du transistor reçoit le signal de commande de l'atténuateur 104. La valeur de la résistance à l'état passant du transistor est alors déterminée par le signal de commande de l'atténuateur 104, l'impédance de l'atténuateur étant de préférence égale à la résistance à l'état passant du transistor.

Selon un mode de réalisation, la source 300 est configurée pour que le courant ical soit une sinusoïde pure à la fréquence FRF de fonctionnement du dispositif 1'.

Toutefois, une telle source de courant peut être encombrante et complexe à mettre en œuvre. Ainsi, des modes de réalisation de la source courant 300 permettant la réutilisation de composants, ou éléments, déjà présents dans le circuit 100' vont maintenant être décrits.

La représente, de manière très schématique et sous la forme de blocs, un mode de réalisation de la source de courant 300 du circuit 100' de la .

Dans ce mode de réalisation, on tire parti du fait que la chaîne de réception du circuit 100' comprend au moins un oscillateur local configuré pour fournir un signal à la fréquence FLO, la fréquence FLO étant égale à FRF-Fint ou FRF+Fint.

Ainsi, en , la source de courant 300 comprend un circuit, ou oscillateur local, LO'. L'oscillateur LO' est configuré pour fournir un signal, ou tension, à la fréquence FLO, c’est-à-dire à la fréquence d'un oscillateur local de la chaîne de réception, par exemple la fréquence de l'oscillateur LO décrit en relation avec la . A titre d'exemple, le circuit LO' et l'oscillateur local LO décrits en relation avec la sont confondus.

La source de courant 300 comprend en outre un circuit FI. Le circuit FI est configuré pour fournir un signal, ou tension, à la fréquence intermédiaire Fint de la chaîne de démodulation.

La source de courant 300 comprend également un mélangeur de fréquences 400. Le mélangeur de fréquences 400 est configuré pour recevoir le signal à la fréquence FLO fourni par l'oscillateur LO' et le signal à la fréquence Fint fourni par le circuit FI. Le mélangeur 400 est configuré pour multiplier, ou combiner, ces signaux entre eux.

Selon un mode de réalisation, les signaux de sortie de l'oscillateur LO' et du circuit FI sont sinusoïdaux. Dans ce mode de réalisation, un signal, ou tension, disponible en sortie du mélangeur 400 comprend une fréquence f3 égale à FLO-Fint et une fréquence f4 égale à FLO+Fint. L'une des fréquences f3 et f4 correspond donc à la fréquence FRF de fonctionnement. L'autre des fréquences f3 et f4 correspond à la fréquence image Fim. La sortie du mélangeur 400 est couplée, par exemple connectée, à un noeud 401.

Selon un mode de réalisation, la fréquence image Fim dans le signal de sortie du mélangeur 400 est filtrée, dans la chaîne de réception 101, par le dispositif de réjection de fréquence image, de la même manière que la chaîne 101 filtre la fréquence image Fim lorsqu'elle est présente dans le signal sub-GHz fourni par l'antenne 108 à la borne RFin. A titre d'exemple, la sortie du mélangeur 400 est alors connectée au noeud 401.

Selon un autre mode de réalisation, la chaîne de réception est dépourvue de dispositif de réjection de fréquence image, et la source 300 comprend une fonction de réjection de fréquence image pour supprimer la fréquence image Fim.

Par exemple, bien que cela ne soit pas illustré, la source 300 comprend alors, en plus du premier mélangeur 400 illustré en , un deuxième mélangeur 400 configuré pour multiplier le signal de sortie du circuit FI avec un signal à la fréquence FLO mais déphasé de 90° par rapport au signal à la fréquence FLO reçu par le premier mélangeur 400. En outre, la sortie du deuxième mélangeur 400, après avoir subi un nouveau déphasage de 90° par rapport au signal de sortie du premier mélangeur 400, est ajoutée ou soustraite à la sortie du premier mélangeur 400, par exemple sur le noeud 401, pour obtenir un signal dépourvu de la fréquence image Fim sur le noeud 401.

Afin de convertir la tension disponible sur le noeud 401 en un courant ical correspondant, une résistance Rcal relie le noeud 401 à une sortie 402 de la source 300, la sortie 402 de la source de courant 300 étant reliée, de préférence connectée, au noeud 105 ( ). La valeur de la résistance Rcal est, par exemple, déterminée par la valeur désirée du courant ical, cette valeur désirée du courant ical étant, par exemple, elle-même déterminée par une puissance maximale émise par l'antenne à ne pas dépasser.

Selon un mode de réalisation, une capacité de découplage Ccal est connectée en série avec la résistance Rcal, entre le noeud 401 et la sortie 402 de la source de courant 300. Cette capacité Ccal permet de supprimer l'éventuelle composante continue (DC de l'anglais "Direct Current" – courant direct) présente dans le signal disponible sur le noeud 401. Dit autrement, la capacité Ccal est une capacité de suppression de mode commun.

La représente, de manière très schématique et sous la forme de blocs, des détails de la source de courant 300 de la selon un mode de réalisation.

Dans le mode de réalisation de la , le circuit FI délivre un signal de sortie carré à la fréquence Fint. Cela permet une mise en œuvre simple du mélangeur 400.

Ainsi, selon un mode de réalisation, le mélangeur 400 est un mélangeur de fréquences à commutation configuré pour être commandé par le signal carré de sortie du circuit FI. Par exemple, le mélangeur 400 est configuré pour que son signal de sortie soit sensiblement égal au signal de sortie de l'oscillateur LO' lorsque le signal de sortie du circuit FI est à un premier niveau, correspondant par exemple à l'état haut de ce signal, et pour que son signal de sortie soit nul lorsque le signal de sortie du circuit FI est à un deuxième niveau, correspondant par exemple à l'état bas de ce signal.

Selon un exemple de mode de réalisation, le mélangeur 400 comprend un interrupteur 500 reliant un noeud 502 à la sortie 504 du mélangeur, et un interrupteur 506 reliant la sortie 504 du mélangeur 400 au noeud 106, le noeud 502 étant configuré pour recevoir le signal de sortie de l'oscillateur LO'. Les interrupteurs 500 et 504 sont commandés en opposition de phase, à partir du signal de sortie du circuit FI. Dit autrement, le mélangeur 400 comprend un commutateur commandé par le signal de sortie du circuit FI, le commutateur étant configuré pour relier la sortie 504 du mélangeur 400 sélectivement au noeud 106 ou à la sortie du circuit FI.

Selon un mode de réalisation, le circuit FI comprend un oscillateur XO et un diviseur de fréquence DIV. L'oscillateur XO est configuré pour fournir un signal à une fréquence supérieure à la fréquence Fint de la chaîne de démodulation. Le diviseur de fréquence DIV est configuré pour recevoir le signal de sortie de l'oscillateur XO. Le diviseur de fréquence est en outre configuré pour fournir le signal de sortie du circuit FI à partir du signal fourni par l'oscillateur XO. A titre d'exemple, le signal de sortie de l'oscillateur XO est un signal carré. De préférence, le diviseur de fréquence DIV est mis en œuvre à partir d'une chaîne de bascules ("flip-flop" en anglais).

Selon un mode de réalisation, l'oscillateur XO est un oscillateur à quartz configuré pour fournir un signal carré, par exemple à une fréquence comprise entre 47 MHz et 50 MHz. On peut alors tirer parti du fait qu'un tel oscillateur à quartz est généralement présent dans le circuit 100' ( ) où il est utilisé pour d'autres fonctions, par exemple pour générer un signal d'horloge du ou des circuits numériques du circuit 100'. Dit autrement, selon un mode de réalisation, l'oscillateur à quartz XO est configuré pour fournir son signal de sortie à au moins un autre circuit du circuit 100' en plus du circuit DIV, cet autre circuit ne faisant pas partie de la source de courant 300.

Dans le mode de réalisation de la où le signal fourni par le circuit FI est un signal carré à la fréquence Fint, selon un mode de réalisation, le signal fourni par le circuit LO' est un signal sinusoïdal. Dans ce cas, le signal de sortie du mélangeur 400 comprend la fréquence FRF, la fréquence image Fim et également des fréquences harmoniques égales à FLO-n*Fint et à FLO+n*Fint, avec n entier strictement positif et, par exemple, impair.

Selon un mode de réalisation, la fréquence image Fim sera filtrée par le dispositif de réjection de fréquence image de la chaîne de réception 101, et les fréquences harmoniques seront également filtrées par la chaîne de réception, par exemple par le ou les filtres IF.

En variante, la source 300 met en œuvre une fonction de réjection de fréquence image, d'où il résulte que le signal sur le noeud 401 est dépourvu de la fréquence image Fim. La mise en œuvre de cette fonction de réjection de fréquence image dans la source 300 est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles et structurelles données en relation avec la . Les fréquences harmoniques du signal sur le noeud 401 seront filtrées par la chaîne de réception 101, par exemple par le ou les filtres IF.

La représente, de manière très schématique et sous la forme de blocs, d'autres détails de la source de courant 300 de la selon un mode de réalisation. Plus particulièrement, la illustre un exemple de mode de réalisation de l'oscillateur LO'.

Dans ce mode de réalisation, l'oscillateur LO' comprend un oscillateur LO". L'oscillateur LO" est configuré pour fournir un signal sig1 carré à une fréquence FLO4 égale à quatre fois la fréquence FLO. L'état bas du signal sig1 est égal à 0 V, ou, dit autrement, au potentiel de référence GND.

L'oscillateur LO' comprend en outre un diviseur de fréquence DIV2 et un diviseur de fréquence DIV4.

Le diviseur de fréquence DIV2 est configuré pour recevoir le signal sig1 et pour en diviser la fréquence FLO4 par deux. Dit autrement, le diviseur de fréquence DIV2 est configuré pour fournir un signal sig2 correspondant au signal sig1 dont la fréquence FLO4 a été divisée par deux. Une fréquence FLO2 du signal sig2 est donc égale à deux fois la fréquence FLO. Les signaux sig1 et sig2 ont la même amplitude.

Plus exactement, le diviseur de fréquence DIV2 est configuré pour commuter le signal sig2 à chaque front d'un premier type du signal sig1, par exemple à chaque front descendant du signal sig1.

Le diviseur de fréquence DIV4 est configuré pour recevoir le signal sig1 et pour en diviser la fréquence FLO4 par quatre. Dit autrement, le diviseur de fréquence DIV4 est configuré pour fournir un signal sig3 correspondant au signal sig1 dont la fréquence FLO4 a été divisée par quatre. Une fréquence du signal sig3 est donc égale à la fréquence FLO. Les signaux sig1 et sig3 ont la même amplitude.

Plus exactement, le diviseur de fréquence DIV4 est configuré pour commuter le signal sig3 tous les deux fronts d'un deuxième type du signal sig1, par exemple tous les deux fronts montants du signal sig1, le premier type de front étant différent du deuxième type de front, et les premier et deuxième types étant choisis parmi les types montant et descendant.

L'oscillateur LO' comprend une porte OU EXCLUSIF ("XOR gate" en anglais), référencée 600 en . La porte 600 a deux entrées. Une première entrée de la porte 600 est configurée pour recevoir le signal sig2, une deuxième entrée de la porte 600 étant configurée pour recevoir le signal sig3. La porte 600 est configurée pour fournir un signal sig4. Comme cela est bien connu de la personne du métier, la porte 600 met en œuvre une fonction OU EXCLUSIF entre les signaux sig2 et sig3. Dit autrement, le signal sig4 est à l'état haut lorsque les signaux sig2 et sig3 sont dans des états haut et bas différents, et à l'état bas lorsque les signaux sig2 et sig3 sont dans le même état haut ou bas.

L'oscillateur LO' comprend en outre une résistance Rf reliant la sortie du diviseur de fréquence DIV4 à la sortie 602 de l'oscillateur LO', et une résistance R4f reliant la sortie du diviseur de fréquence DIV2 à la sortie 602 de l'oscillateur LO'.

La valeur de la résistance Rf est sensiblement égale, de préférence égale, à 0,348/0,84 fois la valeur de la résistance R4f. De cette façon, un signal sig5 disponible sur la sortie 602 de l'oscillateur LO" est sensiblement égal, par exemple égal, à 0,84 fois le signal sig3 plus 0,38 fois le signal sig4. Il en résulte que le signal sig5 a l'allure d'une sinusoïde, bien que le signal sig5 ne soit pas un signal sinusoïdal. La fréquence fondamentale du signal sig5 est la fréquence FLO.

Dans l'exemple illustré, la résistance Rf est connectée entre la sortie du diviseur de fréquence DIV4 et un noeud 603, et la résistance R4f est connectée entre la sortie de la porte 600 et le noeud 603, le noeud 603 étant connecté au noeud 602.

Dans un autre exemple non illustré, la résistance Rf est connectée entre la sortie du diviseur de fréquence DIV4 et le noeud 603, et la résistance R4f est connectée entre la sortie de la porte 600 et le noeud 603, le noeud 603 étant relié à la sortie 602 par une capacité de suppression de mode commun, de sorte que le signal sig5 soit centré sur le potentiel GND, ou, dit autrement, ait une valeur moyenne nulle.

Il a été constaté que, par rapport à un signal carré à la fréquence FLO, le signal sig5 ne contient pas d'harmonique de rang inférieur ou égal à 6. Dit autrement, en plus d'être dépourvu des harmoniques de rangs 2, 4 et 6, le signal sig5 est dépourvu des harmoniques de rangs 3 et 5 qui sont présentes dans le signal carré.

Cela est particulièrement avantageux car, lorsque le signal sig5 est fourni au mélangeur à commutation 400 commandé par un signal carré à la fréquence Fint, les harmoniques de rangs 3 et 5 du signal sig5 résultent en des courants non désirés se superposant au courant ical. Ces courants non désirés ne sont pas filtrés par la chaîne de réception et contribuent au signal de sortie de la chaîne de réception du fait de leurs fréquences. En effet, bien que la chaîne de réception soit sélective en fréquence, notamment grâce au(x) filtre(s) IF qu'elle comprend, l'utilisation d'un signal sig5 carré et d'un signal de sortie du circuit FI (figures 4 et 5) carré conduirait à un signal de sortie du mélangeur 400 ayant de nombreuses fréquences différentes, dont au moins certaines pourraient être ramenées à la fréquence intermédiaire Fint par le ou les mélangeurs 102 de la chaîne de réception 101, en particulier lorsque le ou les mélangeurs 102 sont de type à commutation.

Bien que les harmoniques de rangs strictement supérieurs à 6 du sig5 puissent également conduire à de tels courants non désirés, leur contribution dans le signal de sortie de la chaîne de réception est considérée comme négligeable. En effet, dans le signal de sortie d'un mélangeur de fréquences à commutation dont les interrupteurs sont commandés par un signal carré, comme c'est, par exemple, le cas du ou des mélangeurs 102 de la chaîne de réception 101, la puissance des harmoniques provenant du signal carré diminue avec le rang de l'harmonique considérée. Ainsi, même si le signal sig5, donc le courant ical, comprennent des harmoniques de rangs strictement supérieurs à 6, et que ces harmoniques se retrouvent ramenées à la fréquence Fint lorsqu'elles sont combinées, dans un mélangeur 102 à commutation, avec les harmoniques du signal carré à la fréquence FLO, leurs influences dans la puissance transportée par la fréquence Fint du signal de sortie du mélangeur 102 est négligeable. Toutefois, de manière optionnelle, l'oscillateur LO' comprend un filtre passe bas (non représenté), de préférence accordable. Ce filtre est configuré pour filtrer les harmoniques de rangs strictement supérieurs à 6 du signal sig5. A titre d'exemple, ce filtre est mis en œuvre par une résistance, de préférence variable, et une capacité connectées en série entre le noeud 106 et la sortie 602 de l'oscillateur LO'. La résistance accordable est, par exemple, mise en œuvre par un transistor MOS, et correspond alors à la résistance à l'état passant de ce transistor MOS.

De préférence, l'oscillateur LO' comprend une capacité Cf de lissage. La capacité Cf est configurée pour lisser, ou filtrer, l'allure du signal sig5. La capacité Cf est connectée entre la sortie 602 de l'oscillateur LO" et le noeud 106 au potentiel GND. Dit autrement, la capacité Cf associée à la résistance du noeud 603 constituent un filtre passe bas, simple et peu critique, qui filtre les harmoniques de rangs strictement supérieurs à 6 du signal sig5, sans agir sur la fréquence fondamentale du signal sig5.

Selon un mode de réalisation, l'oscillateur LO" et, de préférence, l'un et/ou l'autre des diviseurs de fréquence DIV2 et DIV4 sont également utilisés dans le circuit 100' pour générer au moins un signal à la fréquence FLO configuré pour être fourni à au moins un mélangeur de fréquence correspondant de la chaîne de réception. Ledit au moins un mélangeur, par exemple le mélangeur 102 ( ), est par exemple configuré pour multiplier, ou mélanger, ledit au moins un signal à la fréquence FLO avec le signal de sortie de l'amplificateur LNA de la chaîne de réception. Dit autrement, l'oscillateur LO" et, de préférence, l'un et/ou l'autre des diviseurs de fréquence DIV2 et DIV4 font partie d'au moins un oscillateur local, par exemple de l'oscillateur LO ( ), de la chaîne de réception. Cela permet de réutiliser l'oscillateur LO" et, de préférence, l'un et/ou l'autre des diviseurs DIV2 et DIV4 déjà présents dans le circuit 100' pour mettre en œuvre l'oscillateur LO' de la .

La représente, de manière schématique et sous la forme de blocs, un mode de réalisation du circuit 100' décrit en relation avec la , et, plus exactement, un mode de réalisation du dispositif 1' décrit en relation avec la .

En , le dispositif 1' comprend le circuit 100', l'antenne 108 et le réseau d'adaptation d'impédance IMP couplant l'antenne 108 à la borne d'entrée RFin du circuit 100'.

Le circuit 100' comprend la chaîne de réception 101, la chaîne de réception comprenant l'amplificateur LNA couplé à la borne RFin. Le circuit 100' comprend en outre l'impédance commandable 104 connectée entre le noeud 105 et le noeud 106. Dans l'exemple représenté, le reste de la chaîne de réception 101 est identique à ce qui a été décrit en relation avec la . Ainsi la chaîne 101 comprend au moins un mélangeur 102, l'oscillateur local LO, au moins un filtre IF et au moins un convertisseur ADC. Toutefois, les modes de réalisation et variantes décrits en relation avec les figures 3 à 7 ne se limitent pas à l'exemple de chaîne de réception 101 décrit en relation avec la , et la personne du métier est en mesure de prévoir d'autres exemples de chaîne de réception comprenant l'amplificateur LNA couplé, de préférence connecté, à la borne RFin du circuit 100'.

En outre, le circuit 100' comprend le circuit de commande AGC de l'atténuateur 104. A titre d'exemple, le circuit AGC est configuré pour recevoir le module des signaux I et Q, pour comparer le module des signaux I et Q avec une valeur maximale et une valeur minimale et pour augmenter ou réduire l'atténuation du signal reçu sur la borne RFin en fonction du résultat de ces comparaisons. A titre d'exemple, le circuit AGC comprend un circuit numérique, par exemple une machine d'état, configurée pour recevoir le résultat des comparaisons, et pour sélectionner une valeur d'impédance de l'atténuateur 104 en fonction du résultat de ces comparaisons. A titre d'exemple, le circuit AGC comprend une table de correspondance ("Look Up Table" en anglais) dans laquelle sont enregistrées des valeurs d'atténuation et des valeurs correspondantes d'impédance de l'atténuateur 104 qui ont été déterminées pendant l'étalonnage de l'atténuateur 104. A titre d'exemple, chaque valeur d'impédance de l'atténuateur 104 est enregistrée dans la table de correspondance sous la forme d'un code numérique. Chaque code numérique est par exemple configuré, lorsqu'il est fourni à un convertisseur numérique-analogique DAC ("Digital to Analog" en anglais) du circuit AGC, pour que le convertisseur DAC fournisse un signal de commande analogique correspondant à l'atténuateur 104.

De plus, le circuit 100' comprend la source 300 configurée pour délivrer le courant ical au noeud 105, le noeud 105 étant connecté à la borne RFin et/ou à l'entrée de l'amplificateur LNA.

Dans le mode de réalisation de la , la source 300 est mise en œuvre de la manière décrite en relation avec la , l'oscillateur LO' étant mis en œuvre de la façon décrite en relation avec la .

A titre d'exemple, en , l'interrupteur 500 du mélangeur 400 est un transistor MOS à canal N ayant sa source reliée, de préférence connectée, au noeud 502 et son drain relié, de préférence connecté, à la sortie 504 du mélangeur 400, l'interrupteur 506 du mélangeur 400 étant un transistor MOS à canal N ayant sa source reliée, de préférence connectée, au noeud 106 et son drain relié, de préférence connecté, à la sortie 504 du mélangeur 400. Dans cet exemple, la grille du transistor 500 reçoit le complémentaire du signal de sortie du circuit FI, et la grille du transistor 506 reçoit le signal de sortie du circuit FI, bien que l'inverse soit également possible. A titre d'exemple, le complémentaire du signal de sortie est disponible en sortie d'un inverseur INV dont l'entrée reçoit le signal de sortie du circuit FI.

De préférence, lorsque les interrupteurs 500 et 506 du mélangeur 400 sont des transistors MOS à canal N et que l'oscillateur LO' est mis en œuvre de la manière décrite en relation avec la , une capacité Cdc de suppression de mode commun relie le noeud 603 à la sortie 602 de l'oscillateur LO'. Cela permet d'augmenter l'amplitude minimale de la tension entre la grille et la source du transistor 500, lorsque le transistor 500 est commandé pour être passant et que sa grille reçoit une tension correspondant à l'état haut du signal de sortie du circuit FI. Dit autrement, cela permet de réduire la résistance à l'état passant du transistor 500. En outre, cette capacité Cdc permet que le niveau, ou l'état, bas des signaux sig1, sig2, sig3 et sig4 corresponde à la masse GND, de sorte que les diviseurs DIV2, DIV4 et la porte 600 ne débitent pas de courant continu, ce qui augmenterait la consommation de l'oscillateur LO'.

A titre d'exemple, en , la source 300 peut être éteinte en désactivant le diviseur de fréquence DIV de sorte que la sortie du circuit FI soit à un état pour lequel le transistor 506 est passant et le transistor 500 est bloqué. Selon un autre exemple, la source 300 peut être éteinte en tirant à la masse GND la grille du transistor 506. La personne du métier est en mesure de prévoir d'autres façon d'éteindre la source 300.

Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. En particulier, bien que l'on ait décrit des exemples de chaîne de réception 101 dans laquelle le ou les convertisseur ADC sont disposés en fin de chaîne, après le ou les filtres IF, voire après un dispositif de rejection de fréquence image, dans d'autres exemples de chaînes de réception, le ou les filtres IF et/ou le dispositif de réjection de fréquence image peuvent être mis en œuvre par des fonctions numériques, les convertisseurs ADC étant alors disposés en amont de ces fonctions numériques, en étant, par exemple, connectés à la sortie du ou des mélangeurs 102.

En outre, bien que dans la description ci-dessus l'impédance variable 104 ait été décrite comme externe à la chaîne de réception 104, il est possible de considérer que l'impédance 104 et/ou le circuit AGC font partie de la chaîne de réception 101.

Par ailleurs, bien que cela n'ait pas été décrit ni représenté, les modes de réalisation et variantes décrits précédemment s'appliquent au cas où la fonction de réjection de fréquence image est assuré par un filtre, couramment appelé filtre d'antenne, disposé à l'extérieur du circuit 100', c’est-à-dire en amont de la borne RFin par rapport au sens de propagation d'un signal RF dans le dispositif 1'. A noter que dans ce cas, l'impédance de ce filtre d'antenne est comprise dans l'impédance Zs décrite en relation avec les figures 2 et 3.

Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. En particulier, pour ce qui est des détails de mise en œuvre de l'étape d'étalonnage de l'atténuateur 104 et/ou des détails de mise en œuvre du circuit AGC, ceux-ci sont à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. En outre, la personne du métier est en mesure, à partir des indications fonctionnelles et/ou structurelles données en relation avec la , de mettre en œuvre une fonction de réjection de fréquence image directement dans la source de courant 300 dans le cas où la source de courant 300 est mise en œuvre de la façon décrite en relation avec l'une quelconque des figures 5, 6 et 7.

Claims (15)

1. Circuit (100') comprenant :
   une borne d'entrée (RFin) configurée pour recevoir un premier signal à une première fréquence ;
   une chaîne de démodulation (101) connectée à la borne d'entrée (RFin) et comprenant un amplificateur faible bruit (LNA) ayant une entrée couplée, de préférence connectée, à ladite borne (RFin) ;
   une impédance variable commandable (104) connectée entre un premier noeud (105) et un noeud (106) configuré pour recevoir un potentiel de référence (GND), le premier noeud (105) étant connecté à la borne d'entrée (RFin) et/ou à l'entrée de l'amplificateur (LNA) ; et
   une source de courant (300) configurée pour fournir un courant (ical) à la première fréquence (FRF) au premier noeud (105).
2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel la source de courant (300) comprend :
   un premier circuit (LO') configuré pour fournir un deuxième signal (sig5) à une fréquence (FLO) d'un oscillateur local (LO) de la chaîne de démodulation (101) ; et
   un deuxième circuit (FI) configuré pour fournir un troisième signal à une fréquence intermédiaire (Fint) de la chaîne de démodulation (101) ;
   un mélangeur de fréquences (400) configuré pour recevoir les deuxième et troisième signaux, une sortie (504) du mélangeur de fréquences (400) étant couplée, de préférence connectée, à un noeud interne (401) de la source de courant (300) ; et
   une résistance (Rcal) reliant le noeud interne (401) au premier noeud (105).
3. Circuit selon la revendication 2, dans lequel le troisième signal est un signal carré et le mélangeur de fréquences (400) est un mélangeur à commutation commandé par le troisième signal.
4. Circuit selon la revendication 3, dans lequel le deuxième circuit (FI) comprend un oscillateur (XO) configuré pour fournir un signal à une fréquence supérieure à la fréquence intermédiaire (Fint) de la chaîne de démodulation (101), et un diviseur de fréquence (DIV) configuré pour fournir le troisième signal à partir du signal fourni par l'oscillateur (XO).
5. Circuit selon la revendication 4, dans lequel l'oscillateur (XO) du deuxième circuit (FI) est un oscillateur à quartz.
6. Circuit selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, dans lequel le mélangeur (400) comprend un premier interrupteur (500) connecté entre la sortie (504) du mélangeur (400) et un noeud (502) configuré pour recevoir le deuxième signal, et un deuxième interrupteur (506) connecté entre la sortie (504) du mélangeur (400) et le noeud (106) configuré pour recevoir le potentiel de référence (GND), les premier et deuxième interrupteurs étant configurés pour être commandés en opposition de phase à partir du troisième signal.
7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, dans lequel le premier circuit (LO') comprend :
   un circuit (LO") configuré pour fournir un quatrième signal carré (sig1) à une fréquence égale à quatre fois la fréquence (FLO) dudit oscillateur local (LO) ;
   un premier diviseur de fréquence (DIV2) configuré pour diviser par deux la fréquence du quatrième signal ;
   un deuxième diviseur de fréquence (DIV4) configuré pour diviser par quatre la fréquence du quatrième signal ;
   une porte (600) à deux entrées configurée pour recevoir un signal de sortie (sig2) du premier diviseur de fréquence (DIV2) et un signal de sortie (sig3) du deuxième diviseur de fréquence (DIV4), la porte étant configurée pour mettre en œuvre une fonction OU EXCLUSIF entre les signaux reçus par ses entrées ;
   une première résistance (Rf) reliant une sortie du deuxième diviseur de fréquence (DIV4) à une sortie (602) du premier circuit (LO') ; et
   une deuxième résistance (R4f) reliant une sortie de ladite porte (600) à la sortie (602) du premier circuit (LO').
8. Circuit selon la revendication 7, dans lequel une valeur de la première résistance (Rf) est sensiblement égale, par exemple égale, à 0,348/0,84 fois une valeur de la deuxième résistance (R4f).
9. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 8, dans lequel la source de courant (300) comprend une capacité (Ccal) de suppression de mode commun, la résistance (Rcal) reliant le noeud interne (401) de la source de courant (300) au premier noeud (105) étant connectée en série avec la capacité (Ccal) de suppression de mode commun entre ledit noeud interne (401) et le premier noeud (105).
10. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel la source de courant (300) est en outre configurée pour être sélectivement allumée ou éteinte.
11. Procédé d'utilisation d'un circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 10 comprenant les étapes suivantes :
    a) sélectionner une valeur de l'impédance variable commandée (104) ;
    b) obtenir un signal en sortie de la chaîne de démodulation alors que le courant (ical) est fourni au premier noeud (105) par la source de courant (300) ; et
    c) déduire, pour la valeur d'impédance sélectionnée à l'étape a), une valeur d'atténuation introduite dans la chaîne de réception par l'impédance variable (104), au moins à partir du signal obtenu à l'étape b).
12. Procédé selon la revendication 11 comprenant en outre, entre les étapes a) et c), une étape b') consistant à obtenir un signal en sortie de la chaîne de démodulation alors que la source de courant (300) est éteinte, et dans lequel, à l'étape c), la valeur d'atténuation est déduite au moins à partir du signal obtenu à l'étape b) et du signal obtenu à l'étape b').
13. Procédé selon la revendication 11 ou 12, dans lequel les étapes a) à c) sont répétées pour chacune d'une pluralité de valeurs de l'impédance variable (104).
14. Procédé selon la revendication 13, dans lequel à l'une des étapes a), l'impédance variable (104) est équivalente à un circuit ouvert pour la valeur sélectionnée.
15. Procédé selon la revendication 14, dans lequel, à chaque étape c), la valeur d'atténuation est déduite au moins à partir du signal observé à l'étape b) correspondante et du signal observé à l'étape b) quand l'impédance variable (104) est équivalente à un circuit ouvert.