FR3089361A1 - Convertisseur à bras alterné source de courant, système de conversion de puissance et procédé de contrôle d’un tel convertisseur - Google Patents
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Abstract
L’invention porte sur un convertisseur à bras alternés source de courant (AACSC) en série sur une liaison de transport à courant continu haute tension (HVDC), pour la circulation de courant continu (DC) depuis et/ou vers la liaison (HVDC), et raccordé à un réseau de courant alternatif (AC) pour la circulation de courant alternatif depuis et/ou vers le réseau de courant alternatif (AC). Le convertisseur (AACSC) comprend au moins un interrupteur directionnel (DS) et une cellule de sous-modules branchés en parallèle, l’interrupteur directionnel (DS) étant commandé en fonction d’un courant circulant à travers la cellule de sous-modules. L’invention porte également sur un système de conversion de puissance comportant un tel convertisseur (AACSC) et sur un procédé de conversion de puissance sur une liaison (HVDC), mettant en œuvre un tel convertisseur (AACSC).[Fig. 7]
Description
Description
Titre de l'invention : Convertisseur à bras alterné source de courant, système de conversion de puissance et procédé de contrôle d’un tel convertisseur
Domaine technique [0001] L’invention concerne le domaine du transport de puissance électrique sur un réseau de transport et distribution d’électricité, notamment sur une liaison à courant continu haute tension. L’invention concerne plus particulièrement le domaine de la conversion de puissance de moyenne et forte puissance, de l’ordre de quelques mégawatts à quelques dizaines de mégawatts.
[0002] L’invention se rapporte plus particulièrement aux dispositifs de conversion de puissance électrique entre une liaison à courant continu haute tension et un réseau alternatif.
Technique antérieure [0003] La conversion de puissance met en œuvre des convertisseurs de puissance, des éléments inductifs et réactifs, des dispositifs de contrôle-commande ainsi que des transformateurs permettant de convertir de façon réversible un courant continu de fort ampérage, de l’ordre de plusieurs milliers d’ampères, en un courant alternatif (monophasé ou triphasé) alimentant un réseau moyenne tension de l’ordre de quelques kilovolts.
[0004] L’installation de liaisons à courant continu haute tension, dites liaisons HVDC (High Voltage Direct Current), est répandue pour des applications où le courant continu présente un intérêt technico-économique, notamment pour le transport d'électricité sur de longues distances. Les liaisons HVDC permettent, entre autres, de transporter de fortes puissances tout en réduisant le nombre de câbles requis, d’interconnecter des réseaux asynchrones, ainsi que de transporter l’énergie électrique sur de longues distances.
[0005] En effet, lors du transport d’électricité en courant alternatif, le caractère capacitif des câbles du réseau de distribution d’électricité produit de la puissance réactive et atténue la puissance active transportée. Le transport d’électricité en courant continu cause moins de pertes, aucune puissance réactive n'étant produite dans les câbles.
[0006] Les liaisons à courant continu haute tension sont également avantageuses pour le transport d'électricité dans des câbles enterrés ou sous-marins sur des distances supérieures à environ 100 km. Les liaisons à courant continu haute tension peuvent également être utilisées pour le transport sur des distances plus courtes pour leur facilité de réglage, notamment de la puissance transitée, ainsi que leur stabilité énergétique.
[0007] La multiplication de ces liaisons HVDC soulève la problématique de leur capacité à s’interconnecter avec les régions qu’elles traversent. Le besoin peut être motivé par l’alimentation de communautés isolées ou le raccordement de moyens de production dispersés de petites puissances. Le prélèvement ou l’injection d’une petite fraction de puissance de la liaison, principalement inférieure à 10% de la puissance totale, est généralement dénommé piquage (Tapping dans la littérature anglaise).
[0008] Plusieurs technologies de station de conversion existent aujourd’hui, dont par exemple la technologie de « convertisseurs commutés par la ligne » dits LCC (Line-Commutated Converters), ou encore la technologie de « convertisseurs source de tension » deux niveaux dits VSC (Voltage Source Converter) et multiniveaux dits VSC-MMC (Modular Multilevel Converter).
[0009] Cependant, les structures de conversion actuelles sont inadaptées dans le cas du piquage. En effet, la nécessité de se raccorder à une très haute tension nécessite la mise en série de centaines de semi-conducteurs de puissance, augmentant le coût et la complexité de ces structures. Ces semi-conducteurs ne sont pas conçus pour un fonctionnement à haute-tension et faible intensité, engendrant un taux d’utilisation très faible. Le coût de raccordement à une liaison HVDC n’est donc, avec les technologies de conversion actuelles, que très peu compressible en fonction de la puissance convertie.
[0010] La possibilité d’injecter à coût et encombrement maîtrisés une fraction de puissance sur une liaison HVDC, notamment dans le cas des énergies renouvelables, ou la possibilité d’en prélever pour pouvoir à titre d’exemple électrifier les zones rurales constitue donc un vrai défi technologique. Les stations de piquage de liaisons HVDC, dites « station Tap-HVDC » ne sont toujours pas mises en œuvre sur le terrain à cause du coût du convertisseur permettant de convertir de la haute tension DC à une tension AC réduite ou l’inverse.
[0011] La configuration série présente un certain nombre d’avantages. Il est communément admis que les stations Tap-HVDC, branchées en dérivation sur la liaison HVDC et dites « Tap parallèle » ne sont économiquement intéressantes que si le niveau de puissance de la station Tap-HVDC est du même ordre de grandeur que celui des stations principales, tandis que pour aboutir à une faible puissance en sortie de la station Tap-HVDC, l’alternative d’une station Tap-HVDC branchée en série à la liaison HVDC et dite « Tap série » est plus rentable. En effet, la configuration série permet un fonctionnement plus optimal des semi-conducteurs et de réduire, par conséquent, le nombre de composants nécessaires et les fonctions supplémentaires inhérentes comme leur refroidissement par exemple.
Problème technique [0012] Plusieurs architectures ont été proposées pour les stations Tap série dans la littérature, en commençant par une station électromécanique, une station LCC 12-pulses ou LCC à commutation forcée, une station CCC à commutation forcée, une station LCC à trois étages, un convertisseur DC/DC à commutation douce et un convertisseur modulaire multiniveau source de courant (MMCSC). Néanmoins, toutes ces architectures n’ont pas dépassé le niveau de maturité technologique « technology readiness level » TRL5, synonyme de la validation dans un environnement significatif du composant ou de l'artefact produit.
[0013] Les topologies proposées pour le piquage en série d’une liaison à courant continu présentent pour la plupart des performances insuffisantes et/ou un coût d’investissement trop élevé ne permettant pas de concurrencer le déploiement de solutions alternatives comme une production locale à partir de générateurs diesel ou la construction d’une liaison de raccordement à un réseau alternatif AC plus lointain mais plus simple à mettre en œuvre.
[0014] La topologie de convertisseur à bras alternés, dite A AC « Alternate Arm Converter » est développée en tant qu’architecture source de tension, constituée, en triphasé, de 6 demi-bras sources de tension. Chaque demi-bras est constitué de sous-modules capacitifs associés en série, d’un interrupteur directionnel associé également en série et d’une inductance de demi-bras permettant le contrôle et lissage du courant. La dénomination AAC est sous-entendue source de tension, dite « Alternate Arm Voltage Source Converter - AAVSC ».
[0015] L’objectif est donc d’améliorer la flexibilité des liaisons HVDC en garantissant la réalisation de stations Tap série grâce à une topologie de convertisseur à meilleur rendement, à coût et encombrement maîtrisé.
Exposé de l’invention [0016] A cet effet, l’invention concerne un convertisseur à bras alternés source de courant, adapté pour contrôler la conversion de puissance électrique entre une liaison de transport à courant continu haute tension et un réseau de courant alternatif, le convertisseur comprenant :
- au moins un premier et un deuxième point de raccordement continu, adapté pour raccorder le convertisseur en série à la liaison de transport à courant continu haute tension, pour la circulation de courant continu depuis et/ou vers la liaison de transport à courant continu haute tension ;
- au moins un point de raccordement alternatif, adapté pour raccorder le convertisseur audit réseau de courant alternatif pour la circulation de courant alternatif depuis et/ou vers le réseau de courant alternatif ;
le convertisseur comprenant en outre au moins un bras comportant :
- au moins un premier et un deuxième demi-bras raccordés entre eux en un point milieu, chacun des demi-bras comprenant un interrupteur directionnel et une cellule de sous-modules, l’interrupteur directionnel et la cellule de sous-modules de chacun des demi-bras étant branchés en parallèle entre le point de raccordement alternatif et l’un des points de raccordement continu ;
- la cellule de sous-modules de chacun des demi-bras comprenant une pluralité de sous-modules branchés en parallèle entre eux, chacun des sous-modules comprenant une inductance et un macro-interrupteur ;
- l’interrupteur directionnel d’au moins un demi-bras étant adapté pour être commandé en fonction d’un courant circulant à travers la cellule de sous-modules dudit au moins un demi-bras. Le convertisseur à bras alternés source de courant tel que décrit est adapté pour effectuer une conversion de puissance électrique en prélevant une fraction de la puissance transportée sur la liaison de transport à courant continu haute tension, dite également liaison principale. Le convertisseur à bras alternés source de courant étant contrôlable, il permet de contrôler le flux de puissance qu’il convertit.
[0017] Le convertisseur est réversible en puissance, le flux de puissance pouvant aller de la partie en courant continu à la partie en courant alternatif ou vice-versa. De plus il peut être connecté indifféremment selon le sens du courant continu.
[0018] Si le principe d’association parallèle d’inductances commutées est similaire à celui de convertisseurs sources de courant triphasés associés en parallèle connus de l’état de l’art, ces structures sont très différentes du concept proposé dans cette description, de par la structure des sous-modules élémentaires utilisés, leur agencement, leur raccordement au transformateur de sortie et leur contrôle.
[0019] Le principe d’utilisation d’un dual courant/tension est un principe électrotechnique connu et s’applique au piquage série où les contraintes habituellement rencontrées en raison des niveaux de tension élevés dans le transport HVDC sont reportées sur le courant.
[0020] La structure proposée est un dual en courant d’un convertisseur à bras alterné source de tension. Bien que la démarche de construction du dual d’une structure source de tension performante soit connue, la mise en œuvre n’est pas évidente pour un homme du métier, en raison des limites de fonctionnement très différentes des composants et du fonctionnement du système électrique environnant qui reste, lui, inchangé. Parmi ces différences majeures, on peut noter l’endurance et la fiabilité très différente d’une inductance soumise à des variations de courant, comparés à celles d’un condensateur soumis à des variations de tension, ainsi que la nature même des réseaux électriques, conçus pour fonctionner à tension fixe et courant variable.
[0021] Une application visée par la structure de convertisseur à bras alternés source de courant décrite est la gestion active des flux de puissance d’un réseau HVDC maillé, en se servant de ces convertisseurs source de courant comme impédances fictives réglables. Si le mode de raccordement est similaire à celui de convertisseurs sources de courant connus de l’état de l’art - en série sur une liaison HVDC, la fonction de base est différente de celle connue, de par l’introduction de nouveaux composants et donc la conception d’une nouvelle topologie nécessitant un contrôle spécifique pour sa mise en œuvre.
[0022] Plusieurs modifications du contrôle, l’ajout d’éléments électro technique s supplémentaires, par exemple un transformateur régleur en charge, et des méthodes de dimensionnement des composants passifs très différentes sont nécessaires pour aboutir à un convertisseur fonctionnel et intégrable à un réseau électrique conventionnel.
[0023] Selon un mode de réalisation, ledit interrupteur directionnel d’au moins un demi-bras est adapté pour être fermé lorsque ledit courant circulant à travers la cellule de sousmodules atteint une valeur cible.
[0024] Le courant généré à travers la cellule de sous-modules est contrôlé par l’ajout d’interrupteur directionnel dans le demi-bras et le courant supporté par les sousmodules peut donc être limité. Le nombre de sous-modules peut être réduit.
[0025] Selon un mode de réalisation, l’état d’ouverture ou de fermeture de l’interrupteur directionnel de l’un des demi-bras est adapté pour être commandé en fonction de l’état d’ouverture ou de fermeture de l’interrupteur directionnel de l’autre des demi-bras.
[0026] En effet, lorsque l’interrupteur directionnel de l’un des demi-bras est fermé, c’est-à-dire passant, la cellule de sous-modules correspondante est dite bypassée, son énergie restant alors constante. L’interrupteur directionnel de l’autre des demi-bras doit être ouvert, c’est-à-dire bloqué, sous peine de court-circuiter le bras comprenant les premier et deuxième demi-bras. Le contrôle de l’état d’ouverture ou de fermeture de l’interrupteur directionnel de l’un des demi-bras en fonction de l’état d’ouverture ou de fermeture de l’interrupteur directionnel de l’autre des demi-bras permet notamment de générer une forme d’onde complémentaire afin de produire, au point milieu des demibras, un courant sinusoïdal. La forme d’onde complémentaire générée circule à travers l’interrupteur directionnel fermé. Un autre avantage de ce contrôle est l’échange d’énergie entre les sous-modules des premier et deuxième demi-bras lorsque leurs interrupteurs directionnels respectifs sont ouverts. Cet échange permet de rééquilibrer les écarts liés aux variations des paramètres physiques des sous-modules et aux dissymétries du contrôle en courant.
[0027] Selon un mode de réalisation, au moins un sous-module de la pluralité de sousmodules est en architecture demi-pont, comprenant deux macro-interrupteurs commandés sélectivement en commutation de façon à ce que deux niveaux de courant circulent à travers les sous-modules, architecture dans laquelle l’un des deux niveaux de courant est un courant nul, l’autre des deux niveaux de courant étant égal à un courant circulant à travers l’inductance dudit sous-module.
[0028] Selon un mode de réalisation, au moins un sous-module de la pluralité de sousmodules est en architecture pont complet, comprenant quatre macro-interrupteurs commandés sélectivement en commutation de façon à ce que trois niveaux de courant circulent à travers le sous-module, architecture dans laquelle l’un des trois niveaux de courant correspond: à un courant nul, ou au courant circulant à travers l’inductance dudit sous-module, ou à l’opposé du courant circulant à travers l’inductance dudit sous-module.
[0029] L’architecture en pont complet permet de générer trois niveaux de courant à travers le sous-module notamment en insérant l’inductance de sous-modules dans les deux sens. Le convertisseur peut avantageusement comporter à la fois des sous-modules en architecture demi-pont et en architecture pont complet, notamment afin d’optimiser le nombre de semi-conducteurs dans les sous-modules. La topologie d’un tel convertisseur est dite hybride.
[0030] Selon un mode de réalisation, le point de raccordement alternatif du bras est situé au niveau du point milieu.
[0031] Le raccordement du réseau alternatif au point milieu du bras du convertisseur permet au courant généré au point milieu de former une phase du réseau alternatif. Le convertisseur peut comprendre autant de bras que le réseau alternatif comporte de phases, chaque bras étant raccordé à une phase du réseau alternatif.
[0032] Selon un mode de réalisation, chaque demi-bras comprend un condensateur branché en parallèle avec la cellule de sous-modules et l’interrupteur directionnel.
[0033] Le condensateur branché en parallèle absorbe la composante hautes fréquences du courant circulant à travers le demi-bras et plus particulièrement le courant généré à travers la cellule de sous-modules.
[0034] Selon un mode de réalisation, l’interrupteur directionnel comprend une valve de transistors, de préférence du type IGBT.
[0035] Selon un mode de réalisation, le macro-interrupteur de sous-module est réversible en tension et unidirectionnel en courant.
[0036] Selon un mode de réalisation, ledit macro-interrupteur comprend une diode et un transistor, de préférence de type IGBT, branchés en série.
[0037] Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend trois bras, ledit réseau en courant alternatif étant un réseau triphasé, chacun des trois bras comprenant un point de raccordement alternatif raccordant le convertisseur à une phase du réseau triphasé.
[0038] Un autre objet de l’invention est un système de conversion de puissance électrique en courant continu haute tension, comprenant un réseau maillé de transport à courant continu haute tension s’étendant entre au moins trois postes de conversion de puissance, le système de conversion de puissance électrique comprenant le convertisseur à bras alternés source de courant tel que décrit précédemment, le convertisseur étant branché en série sur le réseau maillé de transport et raccordé à un réseau de courant alternatif, le convertisseur étant adapté pour contrôler la conversion de puissance électrique entre ledit réseau maillé de transport à courant continu haute tension et ledit réseau de courant alternatif.
[0039] Dans le cas d’un réseau maillé de transport à courant continu haute tension, faisant intervenir au moins trois postes de conversion de puissance, dits également « stations de conversion principales », le convertisseur à bras alternés source de courant, au-delà de son rôle de prélèvement/injection d’une fraction de puissance pour connecter un réseau local, permet de contrôler les flux principaux de puissance circulant sur le réseau maillé, à travers le contrôle de la chute de tension continue qu’il impose sur un ou des pôles du réseau.
[0040] Un tel système est avantageux en ce que le contrôle des flux de puissance est plus complexe sur un réseau maillé de transport à courant continu haute tension, que sur une liaison de transport à courant continu haute tension. L’ajout en série du convertisseur tel que décrit permet d’introduire un degré de réglage supplémentaire. Les postes de conversion de puissance entre lesquels s’étend ledit réseau maillé comprennent au moins un convertisseur alternatif-continu et/ou au moins un convertisseur continu-altematif.
[0041] Un autre objet de l’invention est un procédé de conversion de puissance électrique entre une liaison de transport à courant continu haute tension et un réseau de courant alternatif, mettant en œuvre un système de conversion de puissance comprenant un convertisseur à bras alternés source de courant branché en série sur la liaison de transport au niveau d’un premier et un deuxième point de raccordement continu, et raccordé à un réseau de courant alternatif au niveau d’un point de raccordement alternatif, le convertisseur comprenant un premier et un deuxième demi-bras reliés au niveau du point de raccordement alternatif, des macro-interrupteurs de cellules de sous-modules dudit bras du convertisseur étant commandés en commutation de façon à générer une forme d’onde sinusoïdale au point de raccordement alternatif dudit bras, les interrupteurs directionnels du premier et deuxième bras étant commandés pour insérer et désinsérer les cellules de sous-modules respectives entre un des points de raccordement continu et le point de raccordement alternatif, le procédé comprenant les étapes suivantes :
(a) une phase de conduction supérieure dans laquelle l’interrupteur directionnel d’un premier demi-bras est fermé et l’interrupteur directionnel d’un deuxième demi-bras est ouvert, (b) une phase de recouvrement, dans laquelle les interrupteurs directionnels des premier et deuxième demi-bras sont ouverts et un chemin de circulation de courant entre les cellules de sous-modules des premier et deuxième demi-bras est formé en vue d’un transfert d’énergie entre les cellules de sous-modules, (c) une phase de conduction inférieure dans laquelle l’interrupteur directionnel du premier demi-bras est ouvert et l’interrupteur directionnel du deuxième demi-bras est fermé, la commutation des interrupteurs directionnels de demi-bras étant réalisée en fonction du courant circulant dans la cellule de sous-modules respective.
[0042] Un tel procédé de contrôle du convertisseur permet de commander le courant circulant à travers les demi-bras du convertisseur et donc l’équilibrage interne d’énergie cumulée dans les sous-modules.
[0043] Selon un mode de réalisation, les macro-interrupteurs sont commandés en commutation à tension nulle.
[0044] La commutation en tension nulle permet de limiter les pertes en commutation des semi-conducteurs dans la cellule de sous-modules.
[0045] Selon un mode de réalisation, la phase de recouvrement comprend des première et deuxième sous-phases de recouvrement, le signe du transfert d’énergie entre les cellules de sous-modules lors de la première sous-phase de recouvrement étant opposé à celui lors de la deuxième sous-phase de recouvrement.
[0046] Le changement du signe du transfert d’énergie entre les cellules de sous-modules correspond à l’inversion du signe du courant de demi-bras. Les deux sous-phases de recouvrement permettent d’assurer que l’énergie échangée entre le côté alternatif et le côté continu de la cellule de sous-modules soit nulle au cours d’un cycle afin d’éviter toute dérive énergétique qui nécessiterait une compensation par le contrôle interne du convertisseur.
Brève description des dessins [0047] D'autres caractéristiques et avantages apparaîtront au cours de la description suivante d’une forme de réalisation, donnée à titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins joints.
[0048] Sur les dessins :
Fig.l [0049] [fig.l] représente une structure de piquage d'une liaison HVDC ;
Fig. 2 [0050] [fig.2] représente deux configurations de piquage ;
Fig. 3 [0051] [fig.3] représente la topologie d’un convertisseur modulaire multiniveau source de courant ; Fig. 4 [0052] [fig.4] représente un sous-module du convertisseur de la figure 3 ;
Fig. 5a [0053] [fig.5a] représente un mode de fonctionnement d’une variante du sous-module de la figure 4 ; Fig. 5b [0054] [fig.5b] représente un autre mode de fonctionnement de la variante du sous-module de la figure 5a ;
Fig. 6a [0055] [fig.6a] représente les potentiels déséquilibres d’énergie au sein d’un convertisseur à bras alternés ;
Fig. 6b [0056] [fig.6b] représente les potentiels déséquilibres d’énergie au sein d’un convertisseur à bras alternés ;
Fig. 7 [0057] [fig.7] représente la topologie d’un convertisseur à bras alterné source de courant ;
Fig. 8a [0058] [fig. 8a] représente une variante de sous-module du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 8b [0059] [fig. 8b] schématise le fonctionnement de la variante de sous-module de la figure 8a ;
Fig. 9a [0060] [fig.9a] représente une autre variante de sous-module du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 9b [0061] [fig.9b] schématise le fonctionnement de la variante de sous-module de la figure 9a ;
Fig. 10 [0062] [fig. 10] représente la structure d’un demi-bras du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 11 [0063] [fig.ll] représente la répartition de courant dans le demi-bras de la figure 10 ;
Fig. 12a [0064] [fig.l2a] représente une phase de fonctionnement du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 12b [0065] [fig.l2b] représente une autre phase de fonctionnement du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 12c [0066] [fig.l2c] représente une autre phase de fonctionnement du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 12d [0067] [fig.l2d] représente une autre phase de fonctionnement du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 13 [0068] [fig.13] représente une logique de contrôle du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 14a [0069] [fig.l4a] représente des formes d’onde de courant de sortie et de tension continue aux bornes du convertisseur de la figure 7 pour un angle de charge ;
Fig. 14b [0070] [fig.l4b] représente des transformées de Fourier des formes d’onde de la figure 14a ;
Fig. 14c [0071] [fig.l4c] représente des formes d’onde de courant de sortie et de tension continue aux bornes du convertisseur de la figure 7 pour un autre angle de charge ;
Fig. 14d [0072] [fig.l4d] représente des transformées de Fourier des formes d’onde de la figure 14c ;
Fig. 14e [0073] [fig.l4e] représente des formes d’onde de courant de sortie et de tension continue aux bornes du convertisseur de la figure 7 pour un autre angle de charge ;
Fig. 14f [0074] [fig.Uf] représente des transformées de Fourier des formes d’onde de la figure 14e ;
Fig. 15 [0075] [fig. 15] représente des tensions de demi-bras, tensions de sortie et chute de tension aux bornes du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 16 [0076] [fig. 16] représente un angle d’inversion de courant de demi-bras ;
Fig. 17 [0077] [fig. 17] représente des tensions, courants et variations d’énergie de demi-bras du convertisseur de la figure 7 au cours d’un cycle de fonctionnement ;
Fig. 18 [0078] [fig. 18] représente des variations de puissance et d’énergie de demi-bras pour différents angles de charge ;
Fig. 19 [0079] [fig. 19] représente un modèle de pertes d’un sous-module de la figure 8a ;
Fig. 20 [0080] [fig.20] représente l’allure des formes d’onde en entrée et sortie d’un convertisseur en série ;
Fig. 21 [0081] [fig.21] représente des variations cycliques des courants et de l’énergie totale de sousmodules ;
Fig. 22 [0082] [fig.22] représente un modèle de pertes d’un sous-module de la figure 9a ;
Fig. 23 [0083] [fig.23] représente des formes d’onde et pertes de semi-conducteurs de sous-module de la figure 9a ;
Fig. 24 [0084] [fig.24] représente des formes d’onde et pertes de semi-conducteurs d'interrupteur directionnel ;
Fig. 25 [0085] [fig.25] représente des formes d’ondes en entrée et sortie du convertisseur de la figure 7 ; Fig. 26 [0086] [fig.26] représente un raccordement selon une variante du convertisseur de la figure 7 ;
Fig. 27 [0087] [fig.27] représente un raccordement selon une autre variante du convertisseur de la figure 7 ; Fig. 28 [0088] [fig.28] représente un schéma de principe d'une phase du convertisseur de la figure 7.
Description des modes de réalisation [0089] Sur les différentes figures, les mêmes références désignent des éléments identiques ou similaires.
[0090] Sur la figure 1 est représenté le concept de piquage d’une liaison HVDC. La structure de piquage schématisée est établie entre un premier réseau électrique Resl et un deuxième réseau électrique Res2. Un premier convertisseur de courant alternatif en courant continu AC/DC est installé entre le premier réseau électrique Resl et la liaison HVDC. Un deuxième convertisseur de courant continu en courant alternatif DC/AC est installé entre la liaison HVDC et le deuxième réseau électrique Res2. Le courant circulant dans la liaison HVDC est de l’ordre de quelques milliers d’ampères, avec une tension aux bornes de quelques centaines de kilovolts. La liaison HVDC transporte donc une puissance de l’ordre de quelques centaines de mégawatts. Le piquage de la liaison HVDC en question consiste en la connexion d’une station Tap-HVDC comprenant un troisième convertisseur de courant continu en courant alternatif DC/AC à un endroit de la liaison HVDC, le troisième convertisseur DC/AC étant adapté pour prélever du courant continu de la liaison HVDC et injecter du courant alternatif dans un troisième réseau électrique isolé Res3, ou pour prélever du courant alternatif depuis le troisième réseau électrique isolé Res3 et injecter du courant continu dans la liaison HVDC.
[0091] Comme représenté en figure 2, le piquage d’une liaison HVDC peut être réalisé selon deux configurations de connexion de stations Tap-HVDC. Une configuration de piquage série est représentée à gauche sur la figure 2. Il s’agit d’une connexion série avec la liaison HVDC, dite Tap-série et notée « Series Tap » sur la figure 2, où le di mensionnement est imposé par le courant et qui résulte en une chute de tension de la liaison.
[0092] Une configuration de piquage parallèle est représentée à droite sur la figure 2. Il s’agit d’une connexion en dérivation avec la liaison HVDC, dite Tap-parallèle et notée « Parallel Tap » sur la figure 2. La station de conversion doit être dimensionnée pour tenir la totalité de la tension du bus à courant continu causant une réduction de courant.
[0093] Un convertisseur modulaire multiniveau source de courant, noté MMCSC est connu de l’art antérieur. La figure 3 en représente la topologie. Il s’agit d’un type de convertisseur adapté pour un piquage série sur une liaison HVDC. Le convertisseur MMCSC représenté sur la figure 3 est adapté pour injecter dans un réseau isolé ou pour prélever depuis un réseau isolé un courant alternatif triphasé, (ia, va), (ib, vb) et (ic, vc) étant les trois phases du courant alternatif triphasé.
[0094] Le convertisseur MMCSC permet d’obtenir en sortie une tension quasi-sinusoïdale nécessitant peu voire aucun filtrage quand un nombre de sous-modules suffisant est utilisé. Le convertisseur MMCSC est capable, entre autres :
- de fonctionner à de faibles fréquences de commutation (en moyenne 150Hz pour les applications de piquage HVDC) résultant en une réduction des pertes par commutation comparé à un convertisseur source de courant à 2-niveaux classique,
- de réduire les harmoniques,
- d’atteindre facilement des niveaux de puissance et de tension variables en agissant sur le nombre de sous-modules.
[0095] Le convertisseur MMCSC est intrinsèquement tolérant aux défauts de court-circuit, et permet un contrôle indépendant de la puissance active et réactive, ainsi qu’une faible distorsion harmonique. Il peut également être utilisé pour des réseaux dits « faibles », ayant un ratio de court-circuit faible, ou des charges passives.
[0096] Le schéma du convertisseur MMCSC sur la figure 3 est triphasé à N+l niveaux. Chaque phase du convertisseur est composée d'un demi-bras supérieur, un demi-bras inférieur et un point milieu des deux demi-bras pour la circulation d’un signal alternatif AC.
[0097] Le convertisseur MMCSC illustré comprend trois phases (a-phase, b-phase, c-phase) comprenant chacune deux demi-bras. Chaque demi-bras comprend un condensateur de demi-bras Carm et un nombre N de sous-modules notés SMi, branchés en dérivation les uns par rapport aux autres. Le convertisseur MMCSC illustré est donc dit à N+l niveaux. L’empilement des N sous-modules identiques branchés entre eux-mêmes en parallèle est appelé stack de sous-modules.
[0098] Le condensateur de demi-bras Carm est le dual de l’inductance de demi-bras d’un convertisseur modulaire multiniveau source de tension noté MMVSC, son rôle étant d’absorber les harmoniques générés par le stack de sous-modules.
[0099] Les sous-modules constituant un convertisseur MMCSC sont le dual des sousmodules d’un convertisseur MMVSC connu de l’art antérieur. Le schéma d'un sousmodule est représenté en figure 4a. Il consiste en une structure demi-pont, comprenant un demi-bras d’interrupteurs (SI, S2), notamment de type transistor bipolaire à grille isolée dit également « IGBT », commandés de manière complémentaire, réversibles en tension et unidirectionnels en courant, ne permettant d’insérer l’inductance de sousmodule que dans le sens positif.
[0100] Quand l'interrupteur supérieur SI est activé, le sous-module est dit être inséré dans le demi-bras et le courant de sortie est le même que celui de l’inductance tel que représenté sur la figure 4b. Au contraire, lorsque l'interrupteur inférieur S2 est activé, le sous-module est dit bypassé ou non inséré, le courant de sortie est nul et l’inductance se décharge à travers S2 comme indiqué sur la figure 4(c). Par conséquent, en insérant ou en bypassant les N sous-modules du demi-bras, N+l niveaux de courant, incluant le cas à courant nul où tous les sous-modules sont bypassés, peuvent être générés en sortie dans chaque demi-bras.
[0101] Il est nécessaire dans le cas d’un sous-module source de courant de se prémunir des cas de circuit ouvert, par exemple en cas de défaillance des IGBTs. Le cas échéant, et comme illustré en figures (5a, 5b), l’ajout d’un thyristor en parallèle à cette inductance permettra d’assurer la continuité du courant dans celle-ci et d’éviter la destruction du sous-module. La figure 5a représente le sous-module muni d’un thyristor et en fonctionnement normal. La figure 5b représente le sous-module muni d’un thyristor et en fonctionnement à circuit ouvert, c’est-à-dire à courant de sous-module iSM nul. Le courant iL parcourant l’inductance continue de circuler à travers le thyristor ajouté.
[0102] Dans la phase a du convertisseur représentée sur la figure 3, le courant en sortie est soit égal à celui de l’inductance, soit nul, en fonction de l’interrupteur du sous-module activé. Chaque demi-bras du convertisseur MMCSC peut être considéré comme une source de courant contrôlable « discrète » dont la résolution est définie par le nombre de sous-modules utilisés. Le courant alternatif de sortie ia est la résultante de la variation du nombre de sous-modules insérés. Le courant et la tension de sortie de chaque phase sont définis comme suit :
[Math, la] ia =Iasm (®ot) [Math.lb] vtï = V^sin (ωοί + φ) [0103] Les inductances apparentes des demi-bras supérieur et inférieur de la phase a sont : [Math.2a] t _ Lsm a u M au [Math.2b] τ _ Lsm al AJ , ÏV al [0104] Nau et Nai étant respectivement le nombre de sous-modules insérés dans le demi-bras supérieur et inférieur. Le courant total des sous-modules du demi-bras supérieur et inférieur s’exprime alors par :
[Math.3a] y T* a n .
hau = j = ^Lauj [Math.3b] y al .
lLal = j = ^Lalj [0105] iLauj et iLay étant respectivement les courants des sous-modules insérés dans le demibras supérieur et inférieur. En se référant aux équations [Math3a] et [Math3b], les courants dans les demi-bras supérieurs et inférieurs sont définis :
[Math.4a] i — i a- C gU _ de , La , ,· 1 au 1L au arm (j[£ 3 2 1 c 1r a [Math.4b] i — i C al _ de _ La , ,· ' al 1 Lal ’ arm cl 1 3 2 ' 1 c 1r a [0106] Où vau et Vai sont respectivement les tensions de demi-bras supérieur et inférieur. [0107] Comme le montrent les équations [Math4a] et [Math4b], les courants de demi-bras sont constitués de trois composantes :
- une composante continue Idc/3 qui maintient les courants des inductances de sousmodules autour de leur valeur nominale ;
- une composante alternative ia/2 ;
- un courant circulant entre les trois phases du convertisseur, qui contient différentes composantes harmoniques en fonction de la méthode de modulation choisie et qui représente la somme des ondulations de courant dans les inductances de sous-modules dues à la commutation.
[0108] Les courants circulants des trois phases étant déphasés de 2π/3, leur somme est nulle comme le montre l’équation suivante :
[Math.5] î cir a A' î dr 2? + î cir c θ [0109] Par conséquent, ces courants n'ont aucun impact en dehors du convertisseur, que ce soit sur le bus DC ou sur le courant alternatif. Cependant, ils ont un impact sur le transfert et l’équilibrage d’énergie entre les demi-bras, mais aussi sur le taux de pertes du convertisseur.
[0110] En effet, sur la figure 6a à gauche, des niveaux d’énergie dans des blocs schématisent l’équilibre d’énergie dans les sous-modules du convertisseur. Sur la figure 6a à droite, un niveau d’énergie moyenne Emoy dans un bloc schématise la stabilité d’énergie dans l’ensemble du convertisseur, résultant de l’équilibre d’énergie dans les sous-modules. Sur la figure 6b à gauche, des niveaux d’énergie dans des blocs schématisent la situation où les sous-modules du convertisseur sont en déséquilibre d’énergie, bien qu’au niveau du convertisseur, comme représenté sur la figure 6b à droite, il y ait une stabilité externe d’énergie. L’équilibrage interne d’énergie au sein du convertisseur représente donc un enjeu dans la configuration de la commande du convertisseur.
[0111] Le courant de sortie de la phase a s’écrit donc :
[Math.6] * a ~ 1 au ~ al [0112] Et la tension de sortie s’écrit :
[Math.7] ., _ au ~al ya -2 [0113] Selon les équations [Math2a], [Math2b], [Math4a] et [Math4b] :
[Math. 8] » n s--. β .>
l a — ~ arm f + L au ~ L al [0114] Par conséquent, il est primordial de contrôler iLau et iLab courants des sous-modules insérés afin d’obtenir le courant de phase souhaité.
[0115] Le courant de référence ne prenant pas en compte les courants circulants, les relations suivantes sont obtenues :
[0116] [Math.9a]
II I i / iLau = fe + η?-sin (®ot ) = g4 (1 + mts in (ωοί [Math.9b]
I I I i
Ηαΐ = ^^~^^η (ωοΟ = 4p(l-mfsin (ωοί\ [0117] m; étant l’indice de modulation en courant, défini par :
[Math.9c]
31g de [0118] Les tensions aux bornes de chaque demi-bras sont obtenues de la même manière : [Math. 10a]
V V I vau = 2ic - vflsin (ωοί + φ) = - -mvsin (ωθί + φ ) [Math. 10b] v . y . / vt// = ^F + vasin (ωοΐ + φ) = ^[l + mv sin (ωοΐ + φ)) [0119] mv étant l’indice de modulation en tension, défini par :
[Math. 10c] [0120] Ainsi la puissance de la phase a est la somme des puissances de chaque demi-bras : [Math. 11]
Pa = P au + Pal = X + X Val [0121] En régime permanent, et en négligeant les pertes du convertisseur, la composante continue de l’énergie doit être nulle afin de garantir la stabilité du convertisseur.
[0122] L’énergie interne de la phase a est donc obtenue en intégrant la relation [Mathl 1], en annulant la composante continue et en substituant les valeurs de m; et mv.
[Math. 12] ~~ 6t»0COS (0)S^n + φ ) [0123] L'équation [Mathl2] montre que l'énergie dans les demi-bras du convertisseur a une fluctuation à deux fois la fréquence du fondamental. Ceci signifie que l’harmonique de rang 2 du courant circulant est le plus important, en cohérence encore une fois avec le courant circulant d’un convertisseur MMVSC.
[0124] En supposant un algorithme d’équilibrage parfait des tensions de sous-modules au sein de chaque demi-bras, l’énergie contenue dans chaque demi-bras peut s’exprimer par :
[Math. 13]
Earm = 2^ ^SM k [Math. 14]
[0125] Avec N le nombre de sous-modules par demi-bras, LSM l’inductance de chaque sousmodule et iL le courant moyen des sous-modules du demi-bras de la phase a.
[0126] Le courant de chaque sous-module varie en fonction de la charge et la décharge des inductances, l’énergie des demi-bras variant comme démontré en équation [Math 13]. L’énergie dans chaque demi-bras peut être exprimée comme suit :
[Math. 15a]
Earm + ~ = Jj N LSM (îj ( 1 + Δ ÎL ) ) [Math. 15b]
Earm - N = |N Lsm (iL ( 1 - Δ iL ) )2 [0127] Où ΔΕ représente la variation d'énergie crête à crête dans le demi-bras et Δϊ, l'ondulation de courant dans l'inductance LSM pour un point de fonctionnement donné. L'inductance des sous-modules LSM peut être déduite donc des relations [Mathl5a] et [Math 15b] :
[Math. 16]
Lsm ___Δ E
2NÎl A iL [0128] L’expression [Mathl6] montre que le choix de l’inductance est crucial, car la valeur de l’inductance de sous-module impacte l’ondulation du courant et par conséquent le courant circulant.
[0129] Le contrôle de la topologie du convertisseur MMCSC en application Tap-HVDC est similaire à celui d’un convertisseur MMVSC. En général, la boucle externe de contrôle de puissances active et réactive P/Q génère des références de courant de sortie pour une modulation choisie afin de produire les références de courant des demi-bras. Ces références de courant sont ensuite ajustées pour répartir uniformément l'énergie entre tous les demi-bras grâce à l’algorithme d’équilibrage des courants d’inductances, qui envoie le signal de commande aux transistors IGBTs des sous-modules contrôlant ainsi leur insertion.
[0130] L’objet de l’invention est un convertisseur à bras alternés source de courant AACSC, représenté en figure 7 et dont le fonctionnement peut être synthétisé en appliquant le principe de dualité à un convertisseur à bras alternés source de tension AAVSC. Le tableau 1 suivant rappelle les principales équivalences entre le convertisseur AAVSC et son dual, le convertisseur AACSC.
[0131] [Tableaux 1]
| Propriété | AAVSC | AACSC |
| Bidirectionnalité dessemi-conducteurs | courant | tension |
| Unidirectionnalité dessemi-conducteurs | tension | courant |
| Composant passif des semi-conducteurs | condensateur | inductance |
| Disposition des sous-modules | série | parallèle |
| Protection des sous-modules | court-circuit | circuit ouvert |
| Type de contrôle multiniveaux | tension | courant |
| Disposition de l’interrupteur directionnel | série | parallèle |
| Phase de recouvrement | DS haut et bas fermés | DS haut et bas ouverts |
[0132] L’application du principe de dualité pour passer d’un convertisseur AAVSC à un convertisseur AACSC est motivée par la maximisation de l’utilisation du calibre en courant des semi-conducteurs dans une situation d’insertion série sur une liaison HVDC.
[0133] La topologie d’un convertisseur du type convertisseur à bras alternés AAC est cependant plus complexe que celle d’un convertisseur du type convertisseur modulaire multiniveau MMC, car elle implique davantage de phases de fonctionnement et de non-linéarités, rendant la mise au point de son contrôle assez complexe.
[0134] La topologie du convertisseur AACSC diffère de la topologie du convertisseur MMCSC décrite auparavant en ce qu’elle comprend un interrupteur directionnel DS associé en parallèle avec le stack de sous-modules, encadré sur la figure 7. L’interrupteur directionnel DS permet, lorsque le courant atteint un certain niveau, de bypasser le stack de sous-modules dont l’énergie reste alors constante. Le demi-bras complémentaire, dont le propre interrupteur directionnel DS doit être ouvert sous peine de court-circuiter la phase, génère alors la forme d’onde de courant complémentaire nécessaire afin de produire, au point milieu des demi-bras, un courant sinusoïdal.
L’ajout d’interrupteur directionnel DS permet de limiter le courant que doivent générer les stacks de sous-modules.
[0135] Cette réduction du courant supporté par les sous-modules est une des caractéristiques clefs du convertisseur AACSC qui le rend potentiellement moins coûteux, moins encombrant et plus efficient qu’un convertisseur MMCSC.
[0136] Le gain réalisé en termes de dimensionnement en courant dépend de plusieurs facteurs, dont notamment le type de sous-modules, le rapport du courant d’entrée et de sortie et la puissance extraite. Cependant, ce gain est d’autant plus avantageux que l’amplitude du courant de sortie est élevée, le coût et la complexité additionnelle générée par l’ajout d’interrupteurs directionnels étant alors compensés par la réduction du nombre de sous-modules nécessaires.
[0137] Les sous-modules constituant un convertisseur AACSC sont identiques à ceux du convertisseur MMCSC présenté auparavant, dual des sous-modules d’un convertisseur MMVSC ou AAVSC. Les deux types préférentiellement utilisés sont représentés en figures 8a et 9a et consistent en :
- une structure demi-pont, sur la figure 8a, utilisant un demi-bras d’interrupteurs réversibles en tension/ unidirectionnels en courant, ne permettant d’insérer l’inductance de sous-module que dans le sens positif. La figure 8b est un tableau donnant la valeur du courant de sous-module ISM en fonction de l’ouverture (ON) ou la fermeture (OLE) des interrupteurs SI et S2 ;
- une structure pont complet, sur la figure 9a, utilisant deux demi-bras parallèles d’interrupteurs réversibles en tension/unidirectionnels en courant, permettant d’insérer l’inductance de sous-module dans les deux sens. La figure 9b est un tableau donnant la valeur du courant de sous-module ISM en fonction de l’ouverture (ON) ou la fermeture (OFF) des interrupteurs S1 à S4.
[0138] Chaque interrupteur directionnel se présente sous la forme d’un macro-interrupteur, encadré sur la figure 7 et est constitué d’une diode et d’un transistor connectés en série. Leurs caractéristiques complémentaires en tension permettent d’atteindre la réversibilité en tension de l’ensemble. Le courant commuté étant celui de l’inductance de sous-module, il n’a pas vocation à s’annuler. Afin de limiter les pertes en commutation de chaque cellule, il est possible de mettre en place une commutation à tension nulle ZVS, dite également « Zero Voltage Switching ».
[0139] La structure simplifiée d’un demi-bras DM équipé de sous-modules demi-pont est présentée en figure 10 et les formes d’onde en escalier à la figure 11. Le courant de demi-bras se répartit entre le stack de sous-modules SSM, l’interrupteur directionnel et le condensateur de demi-bras. Lorsque le courant de stack Istack atteint sa valeur cible, l’interrupteur directionnel est fermé et assure la circulation de la crête de courant restante générée par le demi-bras complémentaire. Le condensateur absorbe la composante hautes fréquences HF du courant.
[0140] De la même façon que pour un convertisseur MMCSC, les courants de référence des demi-bras de la phase a s’écrivent :
[0141] [Math. 17a]
II II au = + ^fsin (ωοΟ = + miSin (®ot [0142] [0143] [0144] [0145] [0146] [0147] [0148] [0149] [0150] [Math. 17b]
I^i = ip-irsin (wot)= ip(l-m2sin (wot)j
Avec l’indice de modulation en courant :
[Math. 17b]
Le fonctionnement du convertisseur AACSC se décompose en plusieurs phases décrites ci-après.
Dans un souci de simplification, on considère que le temps de réponse de l’algorithme d’équilibrage des courants d’inductance de sous-modules est négligeable vis-à-vis des variations du courant de sortie. De même, on néglige pour l’instant l’écart d’énergie entre les différents demi-bras du convertisseur. Ainsi, à chaque instant, le courant de tous les sous-modules du convertisseur est supposé égal à ISM.
Une première phase est dite « phase de conduction supérieure » et le fonctionnement du convertisseur AACSC durant cette phase est illustré en figure 12a. Durant cette phase, l’interrupteur directionnel DS supérieur DSU est passant et l’interrupteur directionnel DS inférieur DSi est bloqué.
On a :
[Math. 18a] lua “5 IdSu+ I Cu [Math. 18b]
I la = N il sm + Ici
Par conséquent, [Math. 19]
Ia = h a-ha - u - N SM + I DSu+ ICu~ICI
Avec Nu et Ni respectivement le nombre de sous-modules insérés dans les demi-bras supérieur et inférieur, ISM le courant d’un sous-module, IDSu le courant de l’interrupteur directionnel DS supérieur, ICu et Ia les courants respectifs des condensateurs des demibras supérieur et inférieur.
Dans le cas d’un demi-bras à ponts complets, les nombres Nu et Ni peuvent prendre des valeurs négatives correspondant à l’insertion des ponts en inverse et donc à l’injection d’un courant à -ISM·
Après chaque insertion de sous-module, un régime permanent est atteint où les courants des sous-modules ne varient plus, autrement dit la tension du demi-bras est nulle. L’équation [Mathl9] peut alors se simplifier en :
[Math.20] la = [ Nu - N ; ] ISM + Insu [0151] Une deuxième phase est dite « période de recouvrement » et le fonctionnement du convertisseur AACSC durant cette phase est illustré en figures (12b, 12c). Durant cette phase, les deux interrupteurs directionnels DS sont bloqués. Le fonctionnement du convertisseur s’apparente à celui d’un convertisseur MMCSC. Cette phase est le dual de la phase de recouvrement d’un convertisseur AAC source de tension. On peut distinguer deux sous-phases symétriques dans la phase de recouvrement, notées 2a et 2b et illustrées respectivement en figures 12b et 12c. Ces sous-phases (2a, 2b) seront décrites plus en détail dans la description qui suit.
[0152] En régime permanent, le courant continu Ia s’exprime :
[Math.21]
Ia = [0153] Durant cette phase de recouvrement, l’échange d’énergie entre les sous-modules du demi-bras supérieur et ceux du demi-bras inférieur est rendu possible. Cet échange permet de rééquilibrer les écarts liés aux variations des paramètres physiques des sousmodules et aux dissymétries du contrôle en courant.
[0154] La figure 13 représente la logique de contrôle des interrupteurs directionnels sur le graphique du bas intitulé « Logic ». Le graphique du haut représente des courants de référence en Ampère A dans les bras supérieur Iu_ref et inférieur Ii_ref et le stack de sousmodules IsM_max du convertisseur ainsi que les seuils de commutation des interrupteurs directionnels. L’analyse des formes d’onde de la figure 13 permet d’établir l’expression de l’angle de recouvrement 0r :
[Math.22] n f 2 lTmax Ir/c\
ΘΓ= 2 arcsinïj^ \ISM [0155] Dans la pratique, l’angle de recouvrement, nécessaire au rééquilibrage de l’énergie entre les demi-bras du convertisseur, doit être maintenu à sa valeur minimale afin de limiter la détérioration de la forme d’onde du courant de sortie.
[0156] Le fonctionnement du convertisseur AAVSC en recouvrement étendu, dit « Extended Overlap » et noté EO, permet de réduire des oscillations dites 6 puises apparaissant dans la forme d’onde du courant continu, résultant notamment des phases de fonctionnement alternées des demi-bras du convertisseur. Ce fonctionnement en recouvrement étendu est défini par un angle de recouvrement 0r sensiblement égal à π/3 garantissant un chemin continu pour le courant à travers l’une ou l’autre des phases, comme cela est le cas pour un convertisseur modulaire multi-niveaux MMC classique. Dans le cas du convertisseur AACSC, le fonctionnement en recouvrement étendu donne le courant maximal de stack suivant :
[0157] [0158] [0159] [0160] [0161] [0162] [0163] [0164] [Math.23] Tmax _ I pc ^4 C / TL \ _ ^DC ilC *SM - 3 + 2 sin \ 6 / — 3 + 4
Une troisième phase est dite « phase de conduction inférieure » et le fonctionnement du convertisseur AACSC durant cette phase est illustré en figure 12d. Durant cette phase, l’interrupteur directionnel DS supérieur est bloqué et l’interrupteur directionnel DS inférieur est passant.
En régime permanent, le courant continu L s’exprime :
[Math.24]
Le choix de l’angle de recouvrement a un impact déterminant sur les performances du convertisseur AACSC. L’impact le plus visible est celui sur la qualité du courant généré. En fonctionnement en recouvrement étendu, la qualité d’onde est optimale tandis qu’elle se charge d’harmoniques de rangs impairs non multiples de 3 au fur et à mesure que l’angle de recouvrement diminue.
La chute de tension DC imposée par le piquage est également polluée par l’apparition de perturbations liées aux régimes transitoires répétés entre les séquences de conduction et de recouvrement des différentes phases du convertisseur.
Le fonctionnement en recouvrement étendu permet donc de réduire la pollution harmonique générée par le convertisseur du côté DC, permettant de réduire la taille du filtrage nécessaire. On retrouve en fonctionnement en recouvrement étendu la forme d’une ondulation 6 puises, représentée en trait gras sur la figure 15, comme la forme d’onde observable en sortie d’un pont de diodes.
La tension aux bornes de la station Tap-HVDC oscille entre les valeurs théoriques suivantes :
[Math.25a]
V™x = V3 VAC [Math.25b]
V™n = V7 VACsin (Ç) = 1.5 VAC
Dans le cas présent, le fonctionnement en recouvrement étendu est également bénéfique sur la qualité des formes d’onde AC, comme le montrent les figures 14a à 14f. La figure 14a, respectivement 14c, 14e représente les formes d’onde du courant de sortie IAC et de la tension DC UHvdc et la figure 14b respectivement 14d, 14f représente leurs transformées de Eourier respectives E(IAC) et E(UHvdc) aux bornes du convertisseur AACSC, pour un angle de recouvrement de : θΓ = 10°, respectivement 0r = 30°, 0r = 60° c’est-à-dire en mode de recouvrement étendu EO.
En dehors de la qualité d’onde, un autre avantage du fonctionnement en re24 couvrement étendu est la capacité accrue à rééquilibrer les énergies entre demi-bras, la période de recouvrement étant la seule durant laquelle ce rééquilibrage peut se faire. Ainsi, un fonctionnement prolongé éloigné d’un point de fonctionnement optimal, dit « sweet spot », du convertisseur est envisageable, offrant une plus grande flexibilité en termes de points de fonctionnement. Le fonctionnement en sweet spot est un fonctionnement où le flux de puissance alternative et le flux de puissance continue à travers le convertisseur sont sensiblement égaux. Ce critère est d’autant plus déterminant dans le cas d’une station Tap-HVDC où le courant DC est amené à varier en fonction de la puissance transitée par la liaison principale et où un indice de modulation en courant variable est recommandé.
[0165] Les résultats présentés dans la présente description sont valables pour un fonctionnement en recouvrement étendu.
[0166] L’énergie instantanée stockée dans l’inductance d’un sous module SM; s’écrit : [Math.26] ) = 2 smOsmî(î)) [0167] L’énergie totale stockée dans les sous-modules d’un demi-bras est donc :
[Math.27]
F au ( t ) = Σ . = yEsMi ( f ) = 2 t = [0168] Afin de garantir la stabilité du convertisseur, il est nécessaire de s’assurer que les différentes énergies stockées ne divergent pas au cours du temps. Pour cela on peut considérer les grandeurs suivantes :
- l’énergie totale stockée dans l’ensemble des sous-modules du convertisseur AACSC, ZEtot ;
- la différence d’énergie entre les demi-bras supérieurs et inférieurs d’une même phase : AE;, où i est choisi parmi les phases [a, b, c] ;
- l’énergie stockée dans l’ensemble des sous-modules d’une même phase i, ΣΕ;, i e[a, b, c].
[0169] Quel que soit l’état du convertisseur, les grandeurs précédentes sont liées par les équations suivantes :
[Math.28]
Σ F - Σ Σ F [Math.29a]
XEf+ Δ El
Eiu =---~2----[Math.29b]
Σ F, - Δ Ei
E n — 2 [0170] [0171] [0172] [0173] [0174] [0175] [0176] [0177] [0178] où Eiu et En sont respectivement les énergies des demi-bras supérieur et inférieur de la phase i.
La stabilité énergétique du convertisseur est assurée si ZEtot est constant en valeur moyenne pour un point de fonctionnement donné.
Dans le cas d’une charge équilibrée, il faut également que :
[Math.30]
ΣΕ^ΣΕ^ΣΕ^^
Enfin, les écarts d’énergie au sein d’une même phase doivent être minimisés autant que possible.
Les paramètres permettant de parvenir à un fonctionnement en sweet spot sont déterminés en évaluant les conditions pour lesquelles l’énergie interne du convertisseur AACSC est stable. Pour cela, l’énergie échangée entre le côté DC et AC au niveau d’un stack doit être nulle au cours d’un cycle afin d’éviter toute dérive énergétique qui nécessiterait une compensation par le contrôle interne du convertisseur.
La figure 17 présente un exemple de résultat obtenu avec un indice de modulation m; sensiblement égal à 3/2. De haut en bas, la figure 17 représente des tensions et courants de stack de sous-modules (Vstack_u, Ltæk.u) et d’interrupteurs directionnels (VDSu, Îdsu), la variation d’énergie de sous-modules de demi-bras Eau et la logique de contrôle d’interrupteurs directionnels (DSU, DSi) au cours d’un cycle de fonctionnement du convertisseur AACSC. Les pics de courant apparaissant dans l’interrupteur directionnel DS sont des artefacts de simulation, l’inductance de branche de l’interrupteur directionnel DS étant négligée volontairement dans un premier temps. Le convertisseur AACSC est opéré en fonctionnement en recouvrement étendu.
Les simulations menées montrent qu’il est préférable de contrôler le convertisseur AACSC en déchargeant le condensateur de stack à chaque cycle. La valeur du condensateur doit être choisie suffisamment faible afin de limiter l’énergie qu’il stocke, ce qui permet de négliger son caractère réactif et de s’affranchir d’éventuelles oscillations énergétiques intervenant dans le circuit LC formé avec les inductances de sous-modules. Le fonctionnement privilégié ici sera qualifié de charge discontinue, le condensateur de chaque demi-bras se chargeant et déchargeant périodiquement au rythme de la fréquence réseau.
Lors de la phase de conduction supérieure, l’interrupteur directionnel DS supérieur est passant et la tension de demi-bras, commune au stack de sous-modules et à l’interrupteur directionnel DS, est nulle. Le stack ne reçoit donc aucune énergie durant cette période, ce qui se manifeste par un courant constant dans les inductances de sousmodules.
L’étude de la stabilité énergétique du convertisseur doit donc porter sur la variation [0179] [0180] [0181] [0182] [0183] d’énergie intervenant durant les phases de recouvrement et de conduction inférieure. Les deux sous-phases de la phase de recouvrement étant symétriques, il suffit d’étudier une seule sous-phase.
Les aires notées J et R représentées sur la figure 17 peuvent sembler identiques aux phases de recouvrement et de conduction inférieure. En réalité elles représentent le changement de signe du transfert d’énergie du sous-module. L’aire J correspond à un gain d’énergie des stacks de sous-modules, la tension de stack étant positive et le courant également. L’aire R est délimitée par l’inversion de signe du courant de stack, la tension restant toujours positive. La stabilité énergétique du demi-bras est garantie lorsque le gain d’énergie (aire J) est égal à sa perte d’énergie (aire R).
L’angle correspondant à l’inversion du courant, noté θ;, peut s’exprimer à partir de la figure 16 comme suit :
[Math.31] / 9 7 \ / 1 \
Qï=-arcsm =
Comme on peut le vérifier graphiquement sur la figure 17, θ; peut être relié à l’angle de recouvrement θΓ qui est lui aussi établi à partir des courants IAC et IDC, ainsi que du courant maximal du stack, IsMmax·
L’équation [Math26] peut être reformulée comme suit :
[Math.32] (@r\ 2 lrmax ^DCi sm m = φ (Lm - Nr) =
La relation suivante existe donc entre θΓ et θ; :
^.Tm a x
SM
Iac [Math.33]
2(5111 ( ) ~sin ( Θ j )
Iac [0184] [0185]
En pratique, θΓ étant borné entre 0 et π/3, et θ; entre π et 3π/2, il n’y a pas de situation pour laquelle l’instant d’inversion du signe du courant, c’est-à-dire le passage de l’aire J à l’aire R, correspond au passage de la sous-phase de recouvrement 2a à la phase de conduction inférieure. Le passage en phase de conduction inférieure intervient toujours avant l’inversion du signe du courant.
Graphiquement, il est possible d’estimer la durée des phases de charge et de décharge du stack :
- la phase de charge, décomposée en deux temps (2 aires J) dure au total ; [Math.34] 8 ci,arae = 2e. + e>--2Tr
- la phase de décharge (aire R) dure :
[0186] [Math.35] θ déchue, = ΐπ-2-θί [0187] Au début de la phase de recouvrement, le condensateur du demi-bras supérieur est déchargé et celui du demi-bras inférieur est approximativement chargé à VDC. Les sous-modules du demi-bras supérieur sont tous insérés, de sorte que Nu soit égal à N, tandis qu’un nombre Ni de sous-modules du demi-bras inférieur est inséré. Durant cette phase, le nombre de sous-modules de chaque demi-bras évolue afin d’imposer un courant quasi-sinusoïdal.
[0188] Les deux condensateurs se partagent la tension de la station Tap-HVDC ; AUHvdc, aux fluctuations près. Une observation détaillée de la forme d’onde montre qu’à chaque pas, le condensateur absorbe les variations de courant en échelons, imposées par l’insertion progressive des sous-modules.
[0189] La phase de recouvrement 2a commence lorsque l’interrupteur directionnel DS supérieur se bloque et se termine lorsque l’interrupteur directionnel DS inférieur est amorcé. Durant cette période de recouvrement la phase concernée se comporte comme un bras de convertisseur MMCSC, les deux interrupteurs directionnels DS étant bloqués.
[0190] La phase de conduction inférieure 3 commence lorsque l’interrupteur directionnel DS inférieur est amorcé et se termine lorsqu’il se bloque à nouveau.
[0191] Durant les phases 2a, 3 et 2b, on peut assimiler la tension des condensateurs à des tensions composées, déphasées de ±π/6 ou ±5π/6 par rapport à la tension de charge et d’amplitude (λ/3) Vac.
[0192] Plus précisément, la tension du demi-bras supérieur de la phase a du convertisseur s’exprime, pour la période allant de π-θΓ/2 à 3π/2 comme suit :
[Math.36] = -73 VAC sin (ω,Τ-5^) [0193] Durant les phases 2a, 3 et 2b, l’interrupteur directionnel DS supérieur est bloqué. Le courant de stack est donc égal au courant total de demi-bras :
[Math.37]
Lrac^f) = ;F + 2s'n (®ot) [0194] La puissance instantanée reçue par le stack durant la période [π-θΓ/2, 3π/2] s’écrit, après simplifications :
[Math.38]
Pstdek(t) = v“tack(t)lstllc!c(t) = /3 Yict^cos (5^) -^cos + sin{aot-^· ) ] [0195] L’énergie reçue par le stack durant cette période est donnée par :
[Math.39]
7τ f?faiA = J 2 e,.P?facrit) π - -fr [0196] La symétrie des formes d’onde de courant et tension par rapport à l’axe 3π/2 permet de se contenter de l’étude de l’expression de l’énergie accumulée durant la période [ ττ-0,/2, 3π/2]. Après simplifications il vient :
[Math.40]
[0197] L’étude étant menée en fonctionnement en recouvrement étendu, 0r vaut π/3. L’expression littérale de l’énergie se simplifie alors en :
[Math.41] _ /σι/ Ι5π\2ττ Ldc Ι2π\ ïstack-^ VAC[4fi^C0S Ιβ / 3 “3®0^cos llr/-1/ [0198] L’objectif de stabilité de l’énergie interne du stack impose :
[Math.42]
Estack = 0 [0199] Il vient alors une relation entre IDC et IAC qui qualifie le sweet spot du convertisseur AACSC en fonctionnement en recouvrement étendu. Le sweet spot est atteint pour : [Math.43]
COS ( -P ) - 1
Iac = 7T / 577· i Idc = 1.1026 IDC cos [0200] Ou encore pour un indice de modulation m; de :
[Math.44] d cos ( ) - 1 m; = yr / 5tt \ = 1-654 cos [0201] La comparaison des structures de convertisseur MMCSC et AACSC, à travers l’étude d’un cas d’usage typique d’une application Tap, permet de mettre en valeur le gain réalisé par la structure de convertisseur AACSC décrite. L’étude porte sur le dimensionnement en semi-conducteurs et la caractérisation de leurs pertes associées pour chacune des topologies. Une étude thermoélectrique de chaque convertisseur est réalisée sous un outil de simulation de circuits électriques du type PLECS. Le cahier des charges d’une station Tap-HVDC, résumé dans le tableau 2 suivant, est établi pour la suite de la description.
[0202] [Tableaux!]
| Puissance de la liaison | 300 MW |
| Ratio de puissance prélevée | 5% |
| Puissance apparente de la station Tap | 15MVA |
| Type de liaison | Monopole |
| Tension DC | 200 kV |
| Courant DC | 1500 A |
| Tension AC | 20 kVrms |
| Ondulations maximales de courant de sous-modules | 10% |
[0203] Les grandeurs électriques appliquées à chaque demi-bras étant symétriques entre les demi-bras supérieurs et inférieurs, et déphasées entre les demi-bras de même position dans des phases différentes, le dimensionnement des éléments du convertisseur MMCSC peut être réalisé en étudiant le demi-bras supérieur de la phase a seulement.
[0204] Le courant AC efficace à délivrer en sortie de la station Tap-HVDC s’exprime par une relation du type :
[Math.45] c ~ d τ A ms ~ 25 OA àVAC [0205] Le courant maximal traversant les sous-modules et les inductances de demi-bras s’exprime par une relation du type :
[Math.46] = 21 DC = 1000A [0206] Le nombre de sous-modules est déterminé en fonction du calibre des semiconducteurs disponibles et de la qualité d’onde alternative souhaitée en sortie. L’utilisation à titre d’exemple d’un nombre N égal à 20 sous-modules par demi-bras permet de se passer du filtre AC quel que soit le point de fonctionnement du convertisseur, tout en limitant le nombre de sous-modules.
[0207] Le courant maximal de sous-modules s’exprime par une relation du type : [Math.47] j-max Tmax _ lLau iSM - Nsm [0208] L’indice de modulation m; = 3Ia/2Idc est égal à 0.25<l, justifiant le choix de n’utiliser que des sous-modules à demi-pont.
[0209] La puissance totale reçue par les inductances du demi-bras s’exprime selon la relation [Mathl 1] par une relation du type :
[Math.48]
-P u a (O — kau(d^FÛU(t) [0210] En reprenant les expressions approximées de vau(t) et iLau(t) à partir des relations [Math9a] et [MathlOa] et en négligeant les ondulations hautes fréquences HF liées aux courants circulants et déséquilibres internes du convertisseur, la relation suivante est obtenue :
[Math.49] [0211] [0212] [0213] [0214] [0215] [TT Λ TI
-j^ + X^sin (ωοί)]*[---p^-v^sin (ω0Γ + <Η
La puissance reçue par le demi-bras est ensuite décomposée en un terme constant et un terme oscillant. La régulation d’énergie interne du convertisseur MMC maintient nul le terme continu de la puissance reçue par chaque demi-bras.
[Math.50] pDC = Δ UHVDC X Idc J ua fi
A 1 4 c i , j
4—— COS )
Le terme de puissance oscillante est constitué de deux termes à la fréquence réseau déphasés de φ et d’un terme à 2ω0.
[Math.51]
Puu = Δ ^HVDC X _ X4C X Ucsin + 0) + VAC X lAC CQS ^Myt + φ
Par intégration de l’équation [Math51] l’énergie oscillante du demi-bras est déduite : [Math.52] ac Δ JJhvdcxI\c / . \ V p x I.ic , , . V a c X Iλ c i, i Ul3 = --------- cos (ωοί) + ^ωη dtcos (root + 0 ) + AC8cû(] sin ^2ωοί + φ
Dans le cas d’une charge purement résistive (φ=0) la variation maximale d’énergie déduite de la figure 18, qui représente la variation, sur la courbe du haut, de puissance et, sur la courbe du bas, d’énergie d’un demi-bras pour différents angles de charge 0 charge, CSt de .
[Math.53]
Δ Ema* = 85844.5J
Au vu du courant maximal de demi-bras, et de l’ondulation maximale de courant, le courant moyen par sous-module est fixé à (ILau max)/N=50A et AI=0.1. Par conséquent, d’après la relation [Mathl6] l’inductance de sous-module est de : LSM = 8.59H.
[0216] L’énergie moyenne stockée dans chacun des bras du MMCSC est alors Earm=214.6 kJ et le ratio énergie/puissance vaut 85.9kJ/MVA.
[0217] La tension maximale du demi-bras s’exprime par une relation du type :
[Math.54] max Δ UHVDC v Δ UHVDC v7rms n Vau = 2 +[AC= 2 + VAC X 'xX [0218] Lorsque la station Tap HVDC soutire le même pourcentage de puissance de la liaison HVDC jusqu’à ce que celle-ci soit chargée à mi puissance, la tension de la station TapHVDC vaut :
[Math.55]
Δ Cdc = = 10 kv 1 de [0219] Ainsi la tension maximale du demi-bras est Vau max=33.28 kV.
[0220] Selon un mode de réalisation, les condensateurs de demi-bras sont dimensionnés uniquement sur un critère de stabilité du contrôle de la station Tap-HVDC en régime normal. Une étude par simulation permet d’établir une valeur minimale garantissant un fonctionnement stable à 15pL.
[0221] Les dimensionnements précédents permettent de déterminer les contraintes électriques imposées à chaque interrupteur de sous-module. Etant donné qu’il n’existe pas jusqu’à présent de modules IGBT ou IGCT Silicium capables de supporter une tension de l’ordre de 33.28 kV, il est nécessaire d’associer plusieurs interrupteurs en série. Une autre option serait d’effectuer une association série au niveau des sousmodules, et est présentée comme une variante par la suite - cette option est présentée comme septième variante dans la description qui suit.
[0222] Avec un allègement de régime, dit également « coefficient de derating », en tension de 50%, il est prévu une association série de 29 couples de composants de type transistor à effet de champ à grille isolée, dit « MOSEET » calibré pour 1700V et 72A, et de type diode calibrée pour 600V et 75A, tout en maintenant un ratio silicium à des valeurs minimales.
[0223] Il est prévu un coefficient de derating en courant de 31% à 33%, supérieur au coefficient de derating en courant communément utilisé et qui est généralement de 20%.
[0224] Les tableaux 3 et 4 suivants résument les principales caractéristiques des composants choisis, les données étant pour une température de 25°C.
[0225] [Tableaux[Tableau3]]
| Tension drain-source | 1700 V |
| Courant drain nominal | 72 A |
| Résistance drain-source | 45 Ω |
| Résistance grille externe | 2.5 Ω |
[0226] [T ableaux [T ableau4] ]
| Tension inverse | 600 V |
| Courant DC nominal | 75 A |
| Courant max répétitif (période 1ms) | 225 A |
| Tension directe (typ.) | 1.65 V |
[0227] Le nombre total de MOSLETs /Diodes requis est de :
[Math.56]
Nmosfet = NDlode = 6 x 29 x 2 x 20 = 6960 [0228] Ainsi le ratio silicium est le suivant :
[Math.57] λ = NMOSFET X Vps x Ip + N Diode x R RM x F = ~γ Q~7 th STap [0229] Le rendement Silicium du convertisseur est évalué de manière approchée en utilisant les caractéristiques techniques du transistor et de la diode choisie. Un modèle thermoélectrique de pertes d’un sous-module à demi-pont, représenté en figure 19, et à pont complet, représenté en figure 22, est développé avec un outil de simulation de circuits électriques du type PLECS afin d’évaluer les pertes en conduction et commutation des composants.
[0230] Les 20 sous-modules à demi-pont commutent en moyenne à 150Hz. Les pertes par demi-bras sont les suivantes : Pcond=150.28kW et Psw= 329.15W. Ces valeurs sont relativement faibles à cause de la fréquence de commutation moyenne.
[0231] Le rendement Silicium est donc estimé à 94 %.
[0232] La figure 20 présente l’allure des formes d’onde en entrée et sortie du convertisseur MMCSC en série, au point de fonctionnement (P = 1, Q = 0). La chute de tension AU hvdc générée par le prélèvement de puissance présente de faibles oscillations haute fréquence dues à la commutation des sous-modules. Ces oscillations sont inférieures à 10% de la valeur nominale. La tension AC générée présente un taux de distorsion harmonique THD proche de 0 ne nécessitant pas l’ajout d’un filtre AC supplémentaire.
[0233] Le courant et le nombre de sous-modules dans le convertisseur AACSC sont dimensionnés dans la description qui suit, selon un cahier des charges similaire à celui du convertisseur MMCSC explicité dans le tableau 1. Les grandeurs électriques étant symétriques, l’étude sera également limitée au demi-bras supérieur de la phase a.
[0234] Le courant AC efficace à délivrer en sortie de la station Tap-HVDC s’exprime par : [Math.58] = ...Ϊ,,,ν = 250A
A V A c [0235] Le fonctionnement du convertisseur AACSC nécessite la possibilité de faire varier l’amplitude du courant de sortie afin de maintenir un fonctionnement au sweet spot. Les réseaux électriques étant conçus pour fonctionner à tension fixe et courant variable, ce type de fonctionnement nécessite un dispositif de régulation de tension supplémentaire, du type transformateur régleur en charge, afin de se rapprocher d’un fonctionnement au sweet spot et maintenir la puissance soutirée nominale, quel que soit le niveau de charge de la liaison principale. Lorsqu’un tel dispositif est utilisé, le courant maximal parcourant le convertisseur AACSC est atteint pour un niveau de charge à 100% de la liaison, soit IDC = 1500A.
[0236] Il est alors obtenu d’après l’équation [Math51] :
[Math.59]
IAC = 1.1026 IDC = 1654 A [0237] Le courant maximal parcourant les sous-modules et les inductances de demi-bras s’écrit :
[Math.60] hrm ~ 3 + 2 “ 132/A [0238] En fonctionnement en recouvrement étendu, d’après l’équation [Math31], le stack de sous-modules doit fournir le courant maximal suivant :
[Math.61] r m a x If) (' IA ç Qic? T \ htack- 3 + 4 -913.5A [0239] Le courant maximal parcourant les interrupteurs directionnels est donc déduit à partir de la figure 17 :
[Math.62] Tmax _ Tmax Tmax _ a i □ r a ‘DS “ larm ~ ‘stack — [0240] Comme pour le dimensionnement du MMCSC, on se propose d’utiliser N= 20 sousmodules par demi-bras afin que l’utilisation du filtre AC en sortie du convertisseur ne soit plus nécessaire et que les deux topologies puissent être comparées sur de mêmes bases.
[0241] Au vu du courant maximal de demi-bras, le courant moyen par sous-module est fixé à :
[Math.63] j-m ax
1^' = lsÎ^k = = 45.68A [0242] Le type de sous-modules est déterminé par l’indice de modulation m;. L’utilisation de ponts complets est ici nécessaire, comme le montre l’équation [Math44], l’indice de modulation mi étant ici supérieur à 1.
[0243] [0244] [0245] [0246] [0247]
Un ratio optimal de sous-modules à ponts complets par rapport au nombre total de sous-modules peut être défini grâce aux valeurs extrêmes des courants de stack :
[Math.64] y ' FB / H B m i n stack γΐηαχ ·* 5 tack
En utilisant les équations [Math25a] et [Math25b], il est obtenu après simplification :
[Math.65] m ; -1 7fb /hb ~ + 1
Le ratio théorique ponts complets/demi-ponts est donc yFB/hb=0.25, soit 4 ponts complets et 16 demi-ponts par demi-bras.
Les inductances de sous-modules dans le convertisseur AACSC sont dimensionnées dans la description qui suit, en estimant la variation d’énergie maximale au cours d’un cycle. L’expression de la variation d’énergie pour le point de fonctionnement (P=l ; Q=0) est fournie en fonctionnement en recouvrement étendu.
La puissance reçue par le stack supérieur de la phase « a » pour la première période d’échange d’énergie entre le stack et le réseau est exprimée en équation [Math66]. La déviation positive d’énergie AEStack+ est l’intégrale de cette puissance entre l’instant de blocage de l’interrupteur directionnel DS et l’inversion du signe du courant de demibras :
[0248] [0249] [0250] [0251] [0252] [Math.66]
ΔE(tack = f' ei.Pa stack(f) π - 2
L’expression littérale donne l’équation [Math67] :
[Math.67] = v3 Vac[4^cos Τ-π)] -^(sin (26,-^)+5111 (Θ, + )j-(cos (Θ,-)-cos (f )
En se plaçant en fonctionnement en recouvrement étendu (θ^π/3) et au sweet spot (Θ i= 5.634rad) il est obtenu : AEStack+= 6329.5J.
Le comportement du convertisseur AACSC en régime stable étant symétrique, la variation totale d’énergie est égale au double de la déviation positive, soit : AEStack = 2AEStack+.
La déviation d’énergie théorique pour chacun des sous-modules est donnée par :
[Math.68] Δ E SM = Δ E stack
N
Dans la pratique, l’insertion progressive des sous-modules crée une disparité des variations d’énergie entre sous-modules comme le montre la figure 21 qui représente, sur le graphe du haut, les variations cycliques des courants de sous-modules et, sur le graphe du bas, les variations cycliques de l’énergie totale du stack. La disparité des variations d’énergie entre sous-modules est d’autant plus grande que le nombre de sousmodules et/ou la fréquence de commutation sont bas. La valeur calculée ici ne permet de calculer qu’une déviation moyenne par sous-module.
[0253] Ainsi, l’inductance théorique nécessaire pour garantir une oscillation d’amplitude AI = 10% pour un courant moyen Imoy= 45.675 A s’exprime comme pour le convertisseur MMCSC en équation [Math 16] :
[Math.69] τ__ESM__ί t--i rr
Lcm — ? — i.jin
SM 2 J ffloy [0254] L’énergie moyenne stockée dans chacun des bras du convertisseur AACSC est alors Earm=31.5 kJ et le ratio énergie /puissance vaut 12.6kJ/MVA. Le convertisseur AACSC atteint un ratio bien inférieur au convertisseur MMCSC à connexion série, et même aux ratios énergie/puissance habituellement rencontrés pour les convertisseurs MMVSC parallèles de stations principales.
[0255] La tension aux bornes du convertisseur AACSC est dimensionnée dans la description qui suit.
[0256] Chaque demi-bras est amené, lors de la phase de conduction de l’interrupteur directionnel DS du demi-bras complémentaire, à supporter l’intégralité de la tension DC de la station Tap-HVDC. En fonctionnement en recouvrement étendu et au sweet spot, l’équation [Math36] montre que l’ondulation maximale de tension DC est de l’ordre de (V3) Vac [0257]
La tension de sortie VAC est donc calculée en remplaçant IAC par sa formule de l’équation [Math43].
[Math.70] ^,ηιαχ___25______25___ADdEV v AC - 3 IAC - 3 x 1.1026 IDC [0258] Les sous-modules et le condensateur devront donc être dimensionnés pour supporter cette tension (a/3) VAC max«10471V.
[0259] Le condensateur de demi-bras du convertisseur AACSC est dimensionné dans la description qui suit.
[0260] Le condensateur de demi-bras d’un convertisseur AACSC permet d’offrir un chemin non inductif pour le courant résiduel, différence entre le courant imposé par la liaison HVDC et celui imposé par les sous-modules inductifs. Le condensateur de demi-bras d’un convertisseur AACSC permet également un équilibrage des tensions naturel entre les deux demi-bras de chaque phase. Le condensateur de demi-bras d’un convertisseur AACSC joue un rôle de filtrage du courant de phase en absorbant les composantes haute-fréquence des courants de demi-bras. La tension de demi-bras devient alors une variable d’état, offrant un degré de contrôle dont la dynamique est influencée par la valeur de la capacité du condensateur de demi-bras d’un convertisseur AACSC.
[0261] Une valeur minimale de la capacité permettant d’assurer un contrôle stable du convertisseur AACSC et un courant de sortie suffisamment filtré est recherchée. Afin de fonctionner en charge discontinue, l’énergie stockée dans le condensateur doit être négligeable par rapport à l’énergie stockée dans les sous-modules :
[Math.71]
Lc Lsm [0262] On prend la valeur classique : Ec= ESM/10= 157.5J [0263] L’énergie stockée dans le condensateur atteint son maximum lorsque la tension de bras est elle-même maximale. Il a été vu précédemment qu’en fonctionnement en recouvrement étendu la tension de bras maximale vaut (^3) VAC max, donc :
[Math.72]
Ef aX = 1C(V“/X) 2 [0264] Pour une tension VAC max= 6046V, la capacité du condensateur maximale est : C = 2.87μΕ.
[0265] Une méthode de choix des semi-conducteurs du convertisseur AACSC est décrite ciaprès.
[0266] En prenant en compte un coefficient de derating en tension de 50%, il est prévu une association série de 10 couples de composants de type transistor à effet de champ à grille isolée, dit « MOSEET », et de type diode, dont les caractéristiques principales sont présentés dans les tableaux 1 et 2 présentés précédemment.
[0267] Concernant les interrupteurs directionnels, ils doivent également supporter une tension de 10.47 kV et un courant maximal de 413.5A d’après l’équation [Math62].
[0268] Le nombre total de MOSEETs /Diodes requis pour les sous-modules est : [Math.73]
Nmosfet = Njjiodei = 6 X 10 x (2 x 16 + 4 x 4) — 2880 [0269] Le nombre total d’IGBT/Diodes requis pour les interrupteurs directionnels, IGBT désignant un transistor bipolaire à grille isolée, est :
[Math.74]
IGBT = NDiode2 = 6 X 2 X 2 = 24 [0270] Ainsi le ratio silicium est le suivant :
[Math.75] ^MOSFET * Us x Id + xYrKM x h) + (NICB p X V Œ X I c + Nldj „df, 2 X Vf, p, M X Ip )
- c -sa ,J Tap [0271] L’évaluation des pertes Silicium suit le même principe que celle du convertisseur
MMCSC. Un modèle thermoélectrique paramétré par les caractéristiques des composants décrits auparavant est implémenté dans un des sous-modules pont complet du convertisseur AACSC, comme le montre la figure 22 qui représente un modèle de pertes d’un sous-module à pont complet sous un outil de simulation de type PLECS. [0272] La figure 23 illustre les pertes en commutation « Comm » et en conduction « Cond » des sous-modules à pont-complet. La figure 24 illustre les formes d’onde (Vigbt, Iigbt, VDiode, lüiode) θί les pertes des semi-conducteurs de l'interrupteur directionnel du premier bras. Certains composants ne conduisent jamais en raison du sens de courant et ils ne sont pas par conséquent sujets à des pertes par commutation. Néanmoins, étant périodiquement traversé par le courant de bras ou de sous-modules, ils sont le siège de pertes de conduction, notamment les composants de l’interrupteur directionnel qui commutent à tension nulle ZVS.
[0273] Avec 20 sous-modules à pont complet de 80 semi-conducteurs commutant en moyenne à 1450 Hz, les pertes par demi-bras suivantes sont obtenues : Pcond=94.91kW et Psw=44.94kW.
[0274] Le rendement Silicium est donc estimé à 94%, valeur relativement peu optimale à cause de l’utilisation de ponts complets pour tous les sous-modules dans le présent calcul.
[0275] En supposant que les pertes en sous-modules demi-pont sont plus faibles à seulement 25% des sous-modules pont complet, le rendement se verra accroître d’au moins 2% et donc le rendement silicium estimé est de 96%, soit un rendement supérieur de 2 points à une solution de convertisseur MMCSC équivalente.
[0276] Le dimensionnement en régime permanent est validé par un modèle détaillé de la station Tap-HVDC AACSC et développé sous un outil de simulation de circuits électriques du type PLECS. La figure 25 présente l’allure des formes d’onde en entrée et sortie du convertisseur AACSC en série, au point de fonctionnement (P = 1, Q = 0). [0277] Le tableau 5 suivant résume les principaux avantages du convertisseur AACSC en comparaison avec le convertisseur MMCSC.
[0278] [T ableaux [T ableau5 ] ]
| Caractéristiques | MMCSC Série | AACSC Série |
| Ratio énergie/Puissance | 85.9kJ/MVA | 12.6kJ/MVA |
| Nombre total de sousmodules | 20 | 20 |
| Taille des éléments réactifs de sous-modules | 8.59H | [Math.] 1.51 H |
| Taille des éléments réactifs de demi-bras | 15 pL | 2.87 pL |
| Ondulation max tension d’entrée | 10% | 10% |
| Courant maximal de sousmodule | 50A | 45.68A |
| Tension maximale de demi-bras | 33.28 kV | 10.47 kV |
| Semi-conducteurs | MOSEET (1700V/72 A)Diode (600 V/75 A) | MOSEET(1700V/72A)+IGBT(6500 V/600A)Diode (600 V/75 A) + Diode (6500V/600A) |
| Nombre de Semiconducteurs | 13920 | 5784 |
| Ratio Silicium | 77.67 | 38 |
| Rendement Silicium | 94% | 96% |
[0279] La structure de convertisseur proposée peut être déclinée dans les variantes suivantes. [0280] Dans une première variante, il est théoriquement possible de réaliser un convertisseur AACSC monophasé, biphasé, ou n-phasé en adaptant en conséquence le contrôle associé.
[0281] Dans une deuxième variante, l’isolation galvanique assurée par le transformateur peut être remplacée par un système générateur/alternateur. La figure 26 représente un raccordement au réseau AC par un système d'arbre moteur/générateur, avec une topologie de convertisseur de piquage différente.
[0282] Dans une troisième variante, l’isolation galvanique assurée par le transformateur peut être remplacée par un système de batteries stationnaires commutées alternativement entre la tension de la station et la tension du réseau alternatif local. La présence de batteries, au-delà de fournir une isolation « indirecte », permet de réduire les contraintes d’exploitation de la station Tap-HVDC vis-à-vis de la liaison HVDC et d’augmenter sa disponibilité vis-à-vis du réseau alimenté localement. Le concept de batterie commutée est introduit dans la littérature et peut être considéré indépendant de la topologie de convertisseur utilisée pour le piquage. La figure 27 représente un raccordement par batteries commutées, avec une topologie de convertisseur de piquage différente.
[0283] Dans une quatrième variante, un système de stockage à inductance supraconductrice, désigné par l’abréviation « SMES » et dit « Superconducting magnetic energy storage », peut être adjoint à tout ou partie des sous-modules afin de profiter du contrôle en courant et de l’énergie inductive stockée dans le convertisseur AACSC. De la même façon que dans la troisième variante, l’ajout d’un moyen de stockage augmente les performances de la station Tap vis-à-vis de la liaison HVDC et du réseau alimenté localement.
[0284] Dans une cinquième variante, en lieu et place du transformateur à régleur en charge de sortie, un convertisseur AC/AC isolé par un transformateur haute fréquence peut être utilisé afin de réguler la tension de sortie et accroître la flexibilité du contrôle du convertisseur AACSC. Le maintien au « sweet spot » est assuré quel que soit le point de fonctionnement de la liaison HVDC et la charge locale.
[0285] Dans une sixième variante, dans le cas d’une liaison HVDC bipolaire deux convertisseurs AACSC peuvent être connectés en série à chacun des pôles de la liaison et raccordés aux deux secondaires d’un transformateur commun. Un exemple est un transformateur similaire à ceux utilisés pour les liaisons LCC-HVDC : avec un montage en étoile au primaire, et un montage en étoile et triangle aux secondaires. Cette configuration permettrait d’assurer une chute de tension équivalente sur chacun des pôles afin de faciliter l’exploitation de la liaison principale.
[0286] Dans une septième variante, chaque demi-bras du convertisseur AACSC peut être constitué de stacks associés en série. La tension de demi-bras est alors partagée entre chaque stack, réduisant les contraintes sur les sous-modules élémentaires. La figure 28 représente un schéma de principe d'une phase selon cette septième variante, avec une association série de stacks de sous-modules.
[0287] Dans une huitième variante, la structure de convertisseur AACSC peut être envisagée dans un contexte différent du transport en courant continu haute tension HVDC, en particulier pour les applications requérant une forte densité de courant, telles que des applications embarquées dans les secteurs spatial, avionique, naval ou ferroviaire, des générateurs de courant de court-circuit pour bancs de test, des lasers, des applications industrielles spécifiques du type placage par galvanoplastie. Les semi-conducteurs utilisés peuvent être adaptés à la spécificité de l’application, par exemple l’utilisation de transistors de type IGBT pour les applications de plusieurs kilovolts, ou de type MOSFET pour les applications de tension plus faibles, de semi-conducteurs à large bande de type SiC ou GaN pour des performances plus importantes et une résistance aux radiations solaires.
[0288] Dans une neuvième variante, un couplage inductif peut être réalisé entre les inductances de sous-modules de tout ou partie des sous-modules. Ce couplage permettrait entre autres de réduire les oscillations de courant de chaque sous-module, comme cela est réalisé pour des contrôles de convertisseur par entrelacement - dit également « interleaving » en anglais - et d’offrir un degré de liberté supplémentaire pour rééquilibrer les énergies internes du convertisseur AACSC. L’utilisation de sousmodules inductifs est un levier inédit comparé aux topologies à sous-modules capacitifs où un tel couplage n’est pas possible. Il permettrait d’assouplir les contraintes de contrôle en énergie du convertisseur AACSC et de réduire les amplitudes de variation des tensions et courants internes.
[0289] La mise en œuvre de la topologie de convertisseur AACSC découle du fonctionnement décrit précédemment. Une partie des points de fonctionnement a été couverte, notamment en ce qui concerne les modes de fonctionnement à facteur de puissance non unitaire.
[0290] La construction de ce type de topologie dans un contexte de Tap-Station met en œuvre des techniques industrielles à la fois éprouvées, à savoir l’association de semiconducteurs en valves, un contrôle rapproché, l’installation de composants passifs, une plateforme d’isolation, et d’autres qui nécessitent d’être adaptées ou développées, telles que le développement de sous-modules inductifs spécifiques ou d’interrupteurs directionnels à fort courant.
[0291] L’application principale visée par la topologie de convertisseur AACSC est le piquage série de liaisons HVDC. Ce genre d’application pourrait intéresser à la fois les constructeurs de liaisons HVDC mais aussi les gestionnaires de réseaux locaux dont les domaines d’exploitation sont traversés par ces liaisons, ou bien les producteurs de moyenne puissance tels que les exploitants de fermes éoliennes offshore ou de centrales photovoltaïques isolées nécessitant un accès au réseau pour exporter l’énergie produite par leurs installations.
[0292] Dans un contexte hors liaison HVDC, des constructeurs pourraient voir un intérêt dans le convertisseur AACSC pour la conception de matériels à forte densité de courant, tels que des matériels embarqués, médical, militaire, le stockage par induction, des industries spécifiques, des bancs de test. La structure modulaire du convertisseur AACSC et l’interchangeabilité de ses semi-conducteurs de puissance permettrait de couvrir une large gamme de puissances et de performances en fonction du cahier des charges. Le contrôle initialement proposé pour une station de piquage série pourrait être entièrement adapté afin de répondre à des profils de puissance différents, avec une variabilité importante des appels de puissance dans le cas d’applications embarquées par exemple, et des performances de réseaux, sources ou charges alternatives AC variées..
Claims (1)
- [Revendication 1] [Revendication 2] [Revendication 3]RevendicationsConvertisseur à bras alternés source de courant (AACSC), adapté pour contrôler la conversion de puissance électrique entre une liaison de transport à courant continu haute tension (HVDC) et un réseau de courant alternatif (AC), le convertisseur (AACSC) comprenant :- au moins un premier et un deuxième point de raccordement continu (Reel, Rcc2), adapté pour raccorder le convertisseur (AACSC) en série à la liaison de transport à courant continu haute tension (HVDC), pour la circulation de courant continu (DC) depuis et/ou vers la liaison de transport à courant continu haute tension (HVDC) ;- au moins un point de raccordement alternatif (Rca), adapté pour raccorder le convertisseur (AACSC) audit réseau de courant alternatif (AC) pour la circulation de courant alternatif depuis et/ou vers le réseau de courant alternatif (AC) ;le convertisseur (AACSC) comprenant en outre au moins un bras comportant :- au moins un premier et un deuxième demi-bras raccordés entre eux en un point milieu, chacun des demi-bras comprenant un interrupteur directionnel (DS) et une cellule de sous-modules, l’interrupteur directionnel (DS) et la cellule de sous-modules de chacun des demi-bras étant branchés en parallèle entre le point de raccordement alternatif et l’un des points de raccordement continu,- la cellule de sous-modules de chacun des demi-bras comprenant une pluralité de sous-modules branchés en parallèle entre eux, chacun des sous-modules comprenant une inductance et un macro-interrupteur,- l’interrupteur directionnel (DS) d’au moins un demi-bras étant adapté pour être commandé en fonction d’un courant circulant à travers la cellule de sous-modules dudit au moins un demi-brasConvertisseur selon l’une des revendications précédentes, dans lequel ledit interrupteur directionnel (DS) d’au moins un demi-bras est adapté pour être fermé lorsque ledit courant circulant à travers la cellule de sous-modules atteint une valeur cible.Convertisseur selon l’une des revendications précédentes, dans lequel l’état d’ouverture ou de fermeture de l’interrupteur directionnel (DS) de l’un des demi-bras est adapté pour être commandé en fonction de l’état d’ouverture ou de fermeture de l’interrupteur directionnel (DS) de l’autre des demi-bras.
[Revendication 4] Convertisseur selon l’une des revendications précédentes, dans lequel au moins un sous-module de la pluralité de sous-modules est en architecture demi-pont, comprenant deux macro-interrupteurs commandés sélectivement en commutation de façon à ce que deux niveaux de courant circulent à travers les sous-modules, architecture dans laquelle l’un des deux niveaux de courant est un courant nul, l’autre des deux niveaux de courant étant égal à un courant circulant à travers l’inductance dudit sous-module. [Revendication 5] Convertisseur selon l’une des revendications précédentes, dans lequel au moins un sous-module de la pluralité de sous-modules est en architecture pont complet, comprenant quatre macro-interrupteurs commandés sélectivement en commutation de façon à ce que trois niveaux de courant circulent à travers le sous-module, architecture dans laquelle l’un des trois niveaux de courant correspond: - à un courant nul, ou - au courant circulant à travers l’inductance dudit sous-module, - ou à l’opposé du courant circulant à travers l’inductance dudit sousmodule. [Revendication 6] Convertisseur selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le point de raccordement alternatif du bras est situé au niveau du point milieu. [Revendication 7] Convertisseur selon l’une des revendications précédentes, dans lequel chaque demi-bras comprend un condensateur branché en parallèle avec la cellule de sous-modules et l’interrupteur directionnel (DS). [Revendication 8] Convertisseur selon l’une des revendications précédentes, dans lequel l’interrupteur directionnel comprend une valve de transistors, de préférence du type IGBT. [Revendication 9] Convertisseur selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le macro-interrupteur de sous-module est réversible en tension et unidirectionnel en courant. [Revendication 10] Convertisseur selon la revendication précédente, dans lequel ledit macro-interrupteur comprend une diode et un transistor, de préférence de type IGBT, branchés en série. [Revendication 11] Convertisseur selon l’une des revendications précédentes, comprenant trois bras, ledit réseau en courant alternatif (AC) étant un réseau triphasé, chacun des trois bras comprenant un point de raccordement alternatif raccordant le convertisseur à une phase du réseau triphasé (AC). [Revendication 12] Système de conversion de puissance électrique en courant continu haute tension, comprenant un réseau maillé de transport à courant continu haute tension (HVDC) s’étendant entre au moins trois postes de conversion de puissance, le système de conversion de puissance électrique comprenant un convertisseur à bras alternés source de courant (AACSC) selon l’une des revendications précédentes, le convertisseur (AACSC) étant branché en série sur le réseau maillé de transport et raccordé à un réseau de courant alternatif, le convertisseur (AACSC) étant adapté pour contrôler la conversion de puissance électrique entre ledit réseau maillé de transport à courant continu haute tension (HVDC) et ledit réseau de courant alternatif.[Revendication 13] Procédé de conversion de puissance électrique entre une liaison de transport à courant continu haute tension (HVDC) et un réseau de courant alternatif (AC), mettant en œuvre un système de conversion de puissance comprenant un convertisseur à bras alternés source de courant (AACSC) branché en série sur la liaison de transport au niveau d’un premier (Reel) et un deuxième point de raccordement continu (Rcc2), et raccordé à un réseau de courant alternatif (AC) au niveau d’un point de raccordement alternatif (Rca), le convertisseur (AACSC) comprenant un premier et un deuxième demi-bras reliés au niveau du point de raccordement alternatif (Rca), des macro-interrupteurs de cellules de sous-modules dudit bras du convertisseur étant commandés en commutation de façon à générer une forme d’onde sinusoïdale au point de raccordement alternatif dudit bras, les interrupteurs directionnels du premier et deuxième bras étant commandés pour insérer et désinsérer les cellules de sous-modules respectives entre un des points de raccordement continu (Reel, Rcc2) et le point de raccordement alternatif (Rca), le procédé comprenant les étapes suivantes :(a) une phase de conduction supérieure dans laquelle l’interrupteur directionnel (DS) d’un premier demi-bras est fermé et l’interrupteur directionnel (DS) d’un deuxième demi-bras est ouvert, (b) une phase de recouvrement, dans laquelle les interrupteurs directionnels (DS) des premier et deuxième demi-bras sont ouverts et un chemin de circulation de courant entre les cellules de sous-modules des premier et deuxième demi-bras est formé en vue d’un transfert d’énergie entre les cellules de sous-modules, (c) une phase de conduction inférieure dans laquelle l’interrupteur directionnel (DS) du premier demi-bras est ouvert et l’interrupteur di [Revendication 14] [Revendication 15] rectionnel (DS) du deuxième demi-bras est fermé, la commutation des interrupteurs directionnels (DS) de demi-bras étant réalisée en fonction du courant circulant dans la cellule de sous-modules respective.Procédé selon la revendication précédente, dans lequel les macrointerrupteurs sont commandés en commutation à tension nulle (ZVS).Procédé selon l’une des revendications 13 et 14, dans lequel la phase de recouvrement comprend des première et deuxième sous-phases de recouvrement (2a, 2b), le signe du transfert d’énergie entre les cellules de sous-modules lors de la première sous-phase de recouvrement étant opposé à celui lors de la deuxième sous-phase de recouvrement.
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