FR3076676A1 - Commande pour thyristor a gachette d'anode - Google Patents

Commande pour thyristor a gachette d'anode Download PDF

Info

Publication number
FR3076676A1
FR3076676A1 FR1850069A FR1850069A FR3076676A1 FR 3076676 A1 FR3076676 A1 FR 3076676A1 FR 1850069 A FR1850069 A FR 1850069A FR 1850069 A FR1850069 A FR 1850069A FR 3076676 A1 FR3076676 A1 FR 3076676A1
Authority
FR
France
Prior art keywords
transistor
thyristor
terminal
voltage
anode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
FR1850069A
Other languages
English (en)
Inventor
Ghafour Benabdelaziz
Romain Pichon
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics Tours SAS
Original Assignee
STMicroelectronics Tours SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics Tours SAS filed Critical STMicroelectronics Tours SAS
Priority to FR1850069A priority Critical patent/FR3076676A1/fr
Priority to US16/240,409 priority patent/US10659041B2/en
Publication of FR3076676A1 publication Critical patent/FR3076676A1/fr
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/72—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region
    • H03K17/725—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region for ac voltages or currents
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/15—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using discharge tubes only
    • H02M7/151—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using discharge tubes only with automatic control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/10—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
    • H03K17/102—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H03K17/602—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/72—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

L'invention concerne un circuit de commande d'un thyristor à gâchette d'anode (T1, T2) comportant un premier transistor (31, 35) reliant la gâchette du thyristor à une première borne (26) d'application d'un potentiel inférieur au potentiel d'une deuxième borne (22) à laquelle est connectée l'anode du thyristor, une borne de commande du premier transistor étant destinée à recevoir un signal de commande positif par rapport au potentiel de la première borne.

Description

COMMANDE POUR THYRISTOR A GACHETTE D'ANODE
Domaine
La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques et, plus particulièrement, la commande d'interrupteurs de puissance de type thyristor. La présente description s'applique plus particulièrement à la commande d'un thyristor connecté à une tension alternative, telle que la commande d'une charge alternative ou la commande d'un thyristor d'un pont redresseur commandable. État de l'art antérieur
La commande d'un interrupteur de puissance de type thyristor nécessite d'extraire ou d'injecter un courant dans la gâchette de celui-ci. La génération de ce courant peut demander l'utilisation d'un circuit spécifique pour générer un courant isolé galvaniquement des circuits amont qui fonctionnent sous une tension différente ou avec une référence de potentiel différente. Cela est particulièrement le cas dans des applications de puissance lorsque l'interrupteur commande une charge alternative ou est connecté à des bornes d'une tension alternative, comme c'est le cas pour un pont redresseur. D'autres solutions évitent un transformateur d'isolement au prix d'une commande impulsionnelle des thyristors. Par exemple, le document US 9,525,361 décrit un pont redresseur dont deux thyristors à gâchette d'anode sont prévus dans la partie basse du pont, c'est-à-dire avec les anodes connectées au potentiel le plus négatif de la tension redressée (typiquement un potentiel de référence ou masse). Résumé
Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des circuits de commande de thyristors.
Un mode de réalisation propose une solution évitant le recours à un transformateur d'isolement ou à un optocoupleur.
Un mode de réalisation propose une solution évitant une commande impulsionnelle des thyristors.
Un mode de réalisation propose une solution particulièrement adaptée à la commande d'un thyristor à gâchette d'anode.
Un mode de réalisation propose une solution particulièrement adaptée à la commande d'une charge alternative par un thyristor à gâchette d'anode.
Un mode de réalisation propose une solution particulièrement adaptée à la commande de thyristors à gâchette d'anode d'un pont redresseur commandable.
Ainsi, un mode de réalisation prévoit un circuit de commande d'un thyristor à gâchette d'anode comportant un premier transistor reliant la gâchette du thyristor à une première borne d'application d'un potentiel inférieur au potentiel d'une deuxième borne à laquelle est connectée l'anode du thyristor, une borne de commande du premier transistor étant destinée à recevoir un signal de commande positif par rapport au potentiel de la première borne.
Selon un mode de réalisation, la borne de commande du premier transistor est reliée, par un deuxième transistor, à une troisième borne de fourniture d'un potentiel positif par rapport au potentiel de la deuxième borne.
Selon un mode de réalisation, les troisième et première bornes sont destinées à recevoir une tension continue.
Selon un mode de réalisation, le deuxième transistor est commandé par un signal référencé au potentiel de la deuxième borne.
Selon un mode de réalisation, le deuxième transistor est commandé directement par un microcontrôleur alimenté entre les troisième et deuxième bornes.
Selon un mode de réalisation, le deuxième transistor est commandé par un circuit de détection du sens de l'alternance d'une tension alternative appliquée aux bornes du thyristor.
Selon un mode de réalisation, le transistor est un transistor bipolaire.
Un mode de réalisation prévoit un pont redresseur comporte au moins un thyristor à gâchette d'anode et au moins un circuit de commande.
Selon un mode de réalisation, le pont redresseur comporte deux thyristors à gâchette d'anode, chacun associé à un premier transistor et à un deuxième transistor.
Un mode de réalisation prévoit un circuit de commande d'une charge alternative comportant un thyristor à gâchette d'anode et un circuit de commande.
Brève description des dessins
Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 est une représentation schématique, partiellement sous forme de blocs, d'un mode de réalisation d'un pont redresseur commandable à thyristors à gâchette d'anode ; les figures 2A, 2B, 2C et 2D illustrent, par des chronogrammes, le fonctionnement du pont redresseur de la figure 1 ; la figure 3 est une représentation schématique, partiellement sous forme de blocs, d'un autre mode de réalisation d'un pont redresseur commandable à thyristors à gâchette d'anode ; les figures 4A, 4B, 4C, 4D, 4E et 4F illustrent, par des chronogrammes, le fonctionnement du pont redresseur de la figure 3 ; et la figure 5 est une représentation schématique, partiellement sous forme de blocs, d'un mode de réalisation d'un circuit de commande d'une charge alternative.
Description détaillée
De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures.
Par souci de clarté, seules les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation qui vont être décrits ont été représentés et seront détaillés. En particulier, les applications du pont redresseur décrit ou de la charge alternative commandée n'ont pas été détaillées, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les applications et charges usuelles pour lesquelles on souhaite utiliser un pont redresseur commandable ou un thyristor pour commander une charge alternative. La génération des consignes de commande des thyristors en fonction des besoins de la charge ou d'autres critères liés à l'application n'a pas non plus été détaillées, les modes de réalisation décrits étant, là encore, compatibles avec les solutions usuelles.
Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans élément intermédiaire autre que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés ou couplés entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être directement reliés (connectés) ou reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments.
Dans la description qui suit, lorsqu'on fait référence aux termes « approximativement », « environ » et « de l'ordre de », cela signifie à 10% près, de préférence à 5% près.
La figure 1 est une représentation schématique, partiellement sous forme de blocs, d'un mode de réalisation d'un pont redresseur commandable à thyristors à gâchette d'anode.
Le pont comporte deux branches parallèles entre deux bornes 21 et 22 de fourniture d'une tension redressée Vout. Chaque branche comporte une diode Dl, respectivement D2, connectée à un thyristor Tl, respectivement T2, entre les bornes 21 et 22, les anodes des thyristors étant connectées à le borne 22 et les cathodes des diodes étant connectées à la borne 21. Les points milieu respectifs des deux branches définissent des bornes 23 et 24 d'application d'une tension alternatives Vac à redresser, la borne 23 étant reliée à l'anode de la diode Dl et à la cathode du thyristor Tl, la borne 24 étant reliée à l'anode de la diode D2 et à la cathode du thyristor T2. Le thyristor T2 est destiné à être amorcé pendant tout ou partie des alternances positives de la tension Vac. Le thyristor Tl est destiné à être amorcé pendant tout ou partie des alternances négatives de la tension Vac. Les thyristors Tl et T2 sont des thyristors à gâchette d'anode. Leur amorçage s'effectue donc par extraction d'un courant de leur gâchette.
Dans le mode de réalisation de la figure 1, on prévoit de générer des signaux de commande des thyristors Tl et T2 à partir d'un circuit numérique 2, par exemple un microcontrôleur. Le microcontrôleur 2 est alimenté par une tension continue Vccl référencée à la masse su système, c'est-à-dire la borne 22 de référence de la tension redressée Vout. Comme cette référence correspond au potentiel des anodes des thyristors Tl et T2 et que ceux-ci sont à gâchette d'anode, il est nécessaire de disposer d'un potentiel inférieur à celui de la borne 22 pour extraire le courant de gâchette.
Selon les modes de réalisation décrits, on prévoit d'utiliser la masse 22 comme potentiel intermédiaire entre deux tensions continues, obtenues à partir d'une source de tension auxiliaire (non représentée) fournissant une tension continue Vcc. Cette tension Vcc est appliquée entre deux bornes 25 et 2 6, distinctes des bornes 21, 22, 23 et 24. Cette tension Vcc sert à fournir la tension Vccl d'alimentation du circuit 2 et une tension Vcc2 dont le potentiel le plus positif correspond à la masse 22.
Ainsi, la masse 22 est considérée comme un point milieu intermédiaire de la tension Vcc.
Dans l'exemple de la figure 1, la borne 25 est connectée en entrée IN d'un régulateur linéaire 3, dont une borne 27 de sortie OUT fournit le potentiel positif de la tension Vccl d'alimentation du microcontrôleur 2, référencée à la masse, la borne de référence GND du régulateur 3 étant reliée à la borne 22. Un condensateur Cl connecté entre les bornes 27 et 22 lisse la tension Vccl. En variante, le régulateur 3 est remplacé par une diode Zener (non représentée) connectée entre les bornes 25 et 22. Un condensateur C2 est connecté entre les bornes 26 et 22.
Pour obtenir la tension Vcc2, une diode Zener DZ est par exemple connectée entre les bornes 22 et 26, son anode étant côté borne 26. Une résistance 29 (typiquement de quelques centaines d'ohms afin de ne pas trop dissiper) relie les bornes 25 et 22. Un condensateur connecté entre les bornes 22 et 26 lisse la tension Vcc2.
On dispose donc d'une tension Vccl d'alimentation du microcontrôleur 2 et d'une tension -Vcc2 négative par rapport la masse 22 permettant de tirer un courant de gâchette des thyristors Tl et T2.
Par exemple, la gâchette du thyristor Tl est reliée à la borne 2 6 par un transistor bipolaire 31 de type NPN, le collecteur du transistor 31 étant relié, de préférence par une résistance de protection 32 à la gâchette du thyristor Tl et son émetteur étant connecté à la borne 26. La base du transistor Tl est reliée, par une résistance 33 de conversion tension-courant ou de polarisation en série avec un transistor MOS 34, par exemple à canal P, à la borne 27. Le transistor 34 est commandé par le microcontrôleur 2 et a sa source côté borne 27. Ainsi, quand le microcontrôleur 2 commande la fermeture du transistor 34 en appliquant sur sa grille un niveau numérique bas (potentiel inférieur au potentiel de la borne 27), un courant circule depuis la borne 27, à travers le transistor 34 et dans la résistance 33. Ce courant de base appliqué au transistor 31 le rend passant, ce qui provoque l'extraction d'un courant de gâchette du thyristor Tl à condition que celui-ci soit correctement polarisé (tension anode-cathode positive). La fermeture du thyristor Tl est maintenu jusqu'à disparition du courant qui le traverse, c'est-à-dire lors de l'inversion de polarité de la tension Vac.
De façon similaire, la gâchette du thyristor T2 est reliée à la borne 26 par un transistor bipolaire 35 de type NPN, le collecteur du transistor 35 étant relié, de préférence par une résistance de protection 36 à la gâchette du thyristor T2 et son émetteur étant connecté à la borne 26. La base du transistor T2 est reliée, par une résistance 37 de conversion tension-courant ou de polarisation en série avec un transistor MOS 38, par exemple à canal P, à la borne 27. Le transistor 38 est commandé par le microcontrôleur 2 et a sa source côté borne 27. Ainsi, quand le microcontrôleur 2 commande la fermeture du transistor 38 en appliquant sur sa grille un niveau numérique bas (potentiel inférieure au potentiel de la borne 27), un courant circule depuis la borne 27, à travers le transistor 38 et dans la résistance 37. Ce courant de base appliqué au transistor 35 le rend passant, ce qui provoque, l'extraction d'un courant de gâchette du thyristor Tl à condition que celui-ci soit correctement polarisé (tension anode-cathode positive). La fermeture du thyristor T2 est maintenu jusqu'à disparition du courant qui le traverse, c'est-à-dire lors de l'inversion de polarité de la tension Vac.
Les figures 2A, 2B, 2C et 2D illustrent, par des chronogrammes, le fonctionnement du pont redresseur de la figure 1.
La figure 2A représente un exemple d'allure de la tension Vac. La figure 2B représente un exemple de signal V38 de drain du transistor 38. La figure 2C représente un exemple de signal V34 de drain du transistor 34. La figure 2D représente l'allure correspondante de la tension Vout. Pour simplifier, on se place en régime établi et on suppose que la charge connectée aux bornes 21 et 22 n'est pas inductive (absence de déphasage entre les tensions Vout et Vac) , ni capacitive (absence de lissage de la tension Vout). Par ailleurs, on néglige les effets temporels et d'amplitude des chutes de tension dans les commutateurs à l'état passant.
Les figures 2A à 2D illustrent une commande particulièrement simple des transistors 34 et 38, correspondant à une simple inversion des signaux appliqués sur leurs grilles. Pendant les alternances positives de la tension Vac, le transistor 38 est fermé pour amorcer le thyristor T2. Pendant les alternances négatives de la tension Vac, c'est au tour du transistor 34 d'être fermé pour amorcer le thyristor Tl. La commande à l'aide du microcontrôleur 2 est compatible avec une commande en angle de phase des thyristors Tl et T2 permettant d'ajuster la puissance fournie en sortie. En particulier, la limitation du courant d'appel est obtenue en commandant les thyristors Tl et T2 par angle de phase.
On voit que les signaux de commande fournis par le microcontrôleur 2 sont de même nature, c'est-à-dire sont des signaux numériques en tout ou rien. De plus, ces signaux peuvent rester actifs pendant toute la période de la tension Vac à laquelle le thyristor correspondant est affecté et n'ont donc pas besoin d'être des signaux impulsionnels par rapport à la fréquence de la tension Vac.
Pour que le montage représenté en figure 1 fonctionne correctement, il faut que la tension auxiliaire Vcc soit d'une amplitude au moins égale à la somme de la tension Vccl nécessaire à l'alimentation du microcontrôleur, la tension Vcc2 fixée par la diode Zener DZ et la chute de tension minimale dans le régulateur linéaire 3.
La tension seuil de la diode Zener DZ n'a pas besoin d'être très élevée. Il suffit qu'elle soit supérieure à la chute de tension dans la résistance 32 ou 33 suffisante pour imposer un courant supérieur au courant d'amorçage du thyristor Tl ou T2, majorée de la chute de tension collecteur-émetteur correspondante dans le transistor 31 ou 35. A titre d'exemple particulier de réalisation, on pourra utiliser une diode Zener de quelques volts, par exemple de l'ordre de 3 volts. En variante, la diode Zener DZ peut être remplacée par un autre régulateur.
La tension auxiliaire Vcc peut être obtenue de plusieurs façons. Par exemple, il s'agit d'une tension par ailleurs disponible dans le dispositif électronique contenant le circuit de redressement commandé. Selon un autre exemple, la tension Vcc est extraite à partir de la tension Vac à l'aide d'une alimentation à découpage avec isolation galvanique.
Le circuit décrit en relation avec la figure 1 évite le recours à des éléments de conversion du type optocoupleur ou transformateur d'isolement galvanique pour appliquer les signaux de commande aux thyristors. Cela simplifie considérablement la réalisation d'un pont redresseur commandable et réduit son coût. De plus, on évite le besoin d'une commande impulsionnelle à une fréquence supérieure à la fréquence de la tension Vac telle que décrite dans le document US 9,525,361 susmentionné. Cela évite des risques de défaut d'amorçage et simplifie la réalisation.
On notera qu'il n'est pas gênant qu'une fois le thyristor Tl amorcé, son potentiel d'anode descende en dessous du potentiel de la borne 26. En effet, il reste amorcé jusqu'à disparition du courant qui le traverse, c'est-à-dire jusqu'à la fin de l'alternance négative.
La figure 3 est une représentation schématique, partiellement sous forme de blocs, d'un autre mode de réalisation d'un pont redresseur commandable à thyristors Tl, T2 à gâchette d'anode.
Par rapport au montage de la figure 1, le microcontrôleur est remplacé par un circuit de commutation fournissant les signaux de commande des grilles des transistors 31 et 35, à partir d'une détection du sens de l'alternance de la tension alternative Vac.
Par ailleurs, la figure 3 illustre le cas d'un pont mixte, c'est-à-dire que deux diodes D3 et D4 relient respectivement les bornes 23 et 24 à la borne 22 par l'intermédiaire d'une résistance R. Le rôle de la résistance R est de limiter le courant d'appel au démarrage du système (régime transitoire), c'est-à-dire avant que les thyristors Tl et T2 soient commandés. Cette variante peut également être mise en œuvre dans le mode de réalisation de la figure 1.
On retrouve le principe d'une tension Vcc appliquée entre deux bornes 25 et 26, avec une masse 22 du montage entre les potentiels de bornes 25 et 26 et l'utilisation d'un régulateur de tension 3 et d'une diode Zener DZ pour fixer les tensions Vccl et Vcc2. On retrouve également les montages à transistors 31 et 35 (avec les résistances 32, 33, 36, 37). Les condensateurs Cl et 02 et la résistance 29 sont également présents.
Le circuit 4 comporte deux transistors MOS 34 et 38 de type P dont les drains respectifs sont, comme en figure 1, reliés aux résistances 33 et 37. Les sources des transistors 34 et 37 sont reliées, par l'intermédiaire d'un circuit 4 de mise en route. Le circuit 4 comporte un interrupteur 42 (par exemple un transistor MOS de type P) reliant les sources de transistors 34 et 37 à la borne 27. Le transistor 42 est commandé par un circuit d'allumage 44, par exemple un détecteur d'amplitude qui détecte la fin de la période transitoire afin de n'activer le circuit 44 qu'une fois que le courant d'appel passé. Tant que le transistor 42 n'est pas passant, le fonctionnement du pont est en limitation du courant d'appel par la résistance R. On pourra utiliser un circuit usuel de correction du facteur de puissance qui comporte habituellement une sortie adaptée à commander un relais court-circuitant la résistance R.
En régime permanent, le transistor 42 est passant et les transistors 34 et 38 sont donc sous tension. La commande des transistors 34 et 38 requiert de détecter l'alternance de la tension Vac dans laquelle on se trouve.
Pour cela, on prévoit un circuit 5 de détection du sens de l'alternance de la tension Vac. Par exemple, on prévoit de détecter les alternances négatives par un transistor bipolaire 52, par exemple de type NPN, dont l'émetteur est relié au point milieu d'un diviseur résistif (résistances 54 et 56 en série) entre la borne 27 et la borne 22, dont le collecteur est connecté à la borne 22 et dont la base est reliée, par une résistance 58, à la borne 24. Le point milieu entre les résistances 54 et 56 (donc le collecteur du transistor 52) est connecté à la grille du transistor 34. Le transistor 52 est passant pendant les alternances négatives de la tension Vac (tension base-émetteur positive), ce qui fait chuter la tension de grille du transistor 34 et provoque sa mise en conduction (le transistor 42 étant passant en régime permanent). Comme pour le montage de la figure 1, la mise en conduction du transistor 34 provoque, par l'intermédiaire du transistor 31, la mise en conduction du thyristor Tl. Côté transistor 38, sa grille est connectée au point-milieu d'une association en série de deux transistors MOS 62 et 64, respectivement à canal P et à canal N, connectés entre les bornes 27 et 22, leurs grilles étant connectées à l'émetteur du transistor 52. Les transistors 62 et 64 constituent un étage push-pull, le transistor 62 étant passant quand le transistor 52 est passant et le transistor 64 étant passant quand le transistor 52 est bloqué. Ainsi, le transistor 38 est rendu passant pendant les alternances positives de la tension Vac (transistor 52 bloqué) dans la mesure où sa grille est portée à un potentiel bas (la masse 22 à la chute de tension dans le transistor 64 à l'état passant près). Comme pour le montage de la figure 1, la mise en conduction du transistor 38 provoque, par l'intermédiaire du transistor 35, la mise en conduction du thyristor T2. De préférence, une diode D52 relie la base et l'émetteur du transistor 52 (anode côté émetteur) afin de protéger l'émetteur du transistor 52 pendant les alternances positives.
Les figures 4A, 4B, 4C, 4D, 4E et 4F illustrent, par des chronogrammes, le fonctionnement du pont mixte de la figure 3. La figure 4A représente un exemple d'allure de la tension Vac. La figure 4B représente un exemple d'allure du signal V44 fourni par le circuit 44 de fermeture du transistor 42. La figure 4C représente l'allure du signal V52 d'émetteur du transistor 52. La figure 4D représente un exemple de signal V34 de drain du transistor 34. La figure 4E représente un exemple de signal V38 de drain du transistor 38. La figure 4F représente l'allure correspondante de la tension Vout. Comme pour les figures 2A à 2C, pour simplifier, on se place en régime établi et on suppose que la charge connectée aux bornes 21 et 22 n'est pas inductive (absence de déphasage entre les tensions Vout et Vac), ni capacitive (absence de lissage de la tension Vout). Par ailleurs, on néglige les effets temporels et d'amplitude des chutes de tension des commutateurs à l'état passant. Les figures 4A à 4F illustrent, en partie gauche le fonctionnement en régime transitoire (limitation du courant d'appel) et en partie droite, le fonctionnement en régime établi.
Pendant le régime transitoire, le transistor 42 est ouvert (signal V44 à l'état haut) et les transistors 34 et 38 sont donc bloqués indépendamment de la tension alternative Vac. Leurs drains sont donc en l'air et les transistors 31 et 35 ne peuvent pas être commandés. Le redressement est opéré par le pont de diodes Dl, D2, D3, D4 et le courant est limité par la résistance R.
En régime établi, le transistor 42 est passant et les transistors 34 et 38 sont donc alternativement commandés en fonction du signe de la tension Vac détecté par le transistor 52.
Un avantage du montage de la figure 3 est qu' il est particulièrement simple à réaliser et ne nécessite pas de microcontrôleur. D'autres circuits que les circuits 4 et 5 pourront être prévus pourvu de respecter les fonctionnalités décrites.
La figure 5 est une représentation schématique, partiellement sous forme de blocs, d'un mode de réalisation d'un circuit de commande d'une charge alternative.
Selon ce mode de réalisation, une charge 8 (LOAD) à alimenter sous une tension alternative Vac est connectée en série avec une association parallèle de deux thyristors Tl et T3, respectivement à gâchette d'anode et à gâchette de cathode, entre les bornes 23 et 24 d'application de la tension alternative Vac, la charge 8 étant côté borne 23 et la borne 24 constitue la référence de tension (masse 22) du montage. On retrouve le microcontrôleur 2, le régulateur 3 et les éléments décrits en relation avec la figure 1, en particulier les condensateurs Cl et C2, la diode Zener DZ et la résistance 29. Toutefois, le thyristor T3 à gâchette de cathode, destiné à être passant pendant les alternances positives de la tension Vac, est directement commandé par le microcontrôleur 2, sa gâchette est reliée, par une résistance 39 à une borne de sortie du microcontrôleur 2. En effet, le microcontrôleur 2 ayant la même référence de tension que la cathode du thyristor T3, il peut y prélever directement un courant de gâchette pour l'amorcer. Les transistors 38 et 35 de la figure 1 et leurs montages correspondants ne sont donc pas nécessaires. Le transistor 34 et le montage du transistor bipolaire 31 (résistance de base 33 reliée au transistor 34 et résistance de collecteur 32 reliée à la gâchette du thyristor Tl) sont toutefois requis pour la commande du thyristor Tl pendant les alternances négatives de la tension Vac. Le fonctionnement du reste du circuit de la figure 5 se déduit du fonctionnement exposé en relation avec la figure 1.
Un avantage des modes de réalisation décrits est qu'ils permettent une commande de thyristors à gâchette d'anode dont les anodes sont interconnectées et qui sont alimentés par une tension alternative.
Un autre avantage des modes de réalisation décrits est qu'ils évitent une commande impulsionnelle des thyristors avec une fréquence supérieure à celle de la tension alternative et évitent ainsi le risque que le courant d'amorçage des thyristors ne soit pas atteint.
Un autre avantage des modes de réalisation décrits est qu'ils sont compatibles avec une réalisation sans microcontrôleur.
Divers modes de réalisation ont été décrits. Diverses modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les transistors bipolaires 31 et 35 pourront être remplacés par des transistors MOS moyennant quelques modifications à la portée de l'homme du métier pour tenir compte qu'un transistor MOS est commandé en tension et non en courant. En particulier, on veillera à ce que les transistors MOS supportent une tension de grille égale à la somme des tensions Vccl et Vcc2. Sinon, on protège ces transistors MOS à l'aide d'une diode Zener en parallèle avec une résistance entre grille et source des transistors pour limiter cette tension de grille. De plus, le dimensionnement des différents composants dépend de l'application et leur détermination est à la portée de l'homme du métier en fonction des besoins de l'application. En outre, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation qui ont été décrits est à la portée de l'homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus.

Claims (10)

  1. REVENDICATIONS
    1. Circuit de commande d'un thyristor à gâchette d'anode (Tl, T2 ; Tl) comportant un premier transistor (31, 35 ; 31) reliant la gâchette du thyristor à une première borne (26) d'application d'un potentiel inférieur au potentiel d'une deuxième borne (22) à laquelle est connectée l'anode du thyristor, une borne de commande du premier transistor étant destinée à recevoir un signal de commande positif par rapport au potentiel de la première borne.
  2. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel la borne de commande du premier transistor (31, 35 ; 31) est reliée, par un deuxième transistor (34, 38 ; 34), à une troisième borne (27) de fourniture d'un potentiel positif par rapport au potentiel de la deuxième borne (22).
  3. 3. Circuit selon la revendication 1 ou 2, dans lequel les troisième (27) et première (26) bornes sont destinées à recevoir une tension continue (Vcc).
  4. 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le deuxième transistor (34, 38 ; 34) est commandé par un signal référencé au potentiel de la deuxième borne (22).
  5. 5. Circuit selon la revendication 4, dans lequel le deuxième transistor (34, 38 ; 34) est commandé directement par un microcontrôleur (2) alimenté entre les troisième (27) et deuxième (22) bornes.
  6. 6. Circuit selon la revendication 4, dans lequel le deuxième transistor (34, 38 ; 34) est commandé par un circuit (5) de détection du sens de l'alternance d'une tension alternative appliquée aux bornes du thyristor (T2).
  7. 7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le transistor est un transistor bipolaire (31, 35) .
  8. 8. Pont redresseur commandable comportant au moins un thyristor (Tl, T2 ; Tl) à gâchette d'anode et au moins un circuit de commande selon l'une quelconque des revendications 1 à 7.
  9. 9. Pont redresseur selon la revendication 8, comportant deux thyristors à gâchette d'anode, chacun associé à un premier transistor (31, 35) et à un deuxième transistor (34, 38).
  10. 10. Circuit de commande d'une charge alternative comportant un thyristor à gâchette d'anode et un circuit de commande selon l'une quelconque des revendications 1 à 7>.
FR1850069A 2018-01-05 2018-01-05 Commande pour thyristor a gachette d'anode Pending FR3076676A1 (fr)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1850069A FR3076676A1 (fr) 2018-01-05 2018-01-05 Commande pour thyristor a gachette d'anode
US16/240,409 US10659041B2 (en) 2018-01-05 2019-01-04 Control of an anode-gate thyristor

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1850069 2018-01-05
FR1850069A FR3076676A1 (fr) 2018-01-05 2018-01-05 Commande pour thyristor a gachette d'anode

Publications (1)

Publication Number Publication Date
FR3076676A1 true FR3076676A1 (fr) 2019-07-12

Family

ID=62222808

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FR1850069A Pending FR3076676A1 (fr) 2018-01-05 2018-01-05 Commande pour thyristor a gachette d'anode

Country Status (2)

Country Link
US (1) US10659041B2 (fr)
FR (1) FR3076676A1 (fr)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3102897A1 (fr) * 2019-10-30 2021-05-07 Stmicroelectronics (Tours) Sas Pont redresseur

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3182571A1 (fr) * 2015-12-15 2017-06-21 STMicroelectronics (Tours) SAS Circuit de redressement à thyristors

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3027472A1 (fr) 2014-10-17 2016-04-22 St Microelectronics Tours Sas Circuit de redressement controle

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3182571A1 (fr) * 2015-12-15 2017-06-21 STMicroelectronics (Tours) SAS Circuit de redressement à thyristors

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3102897A1 (fr) * 2019-10-30 2021-05-07 Stmicroelectronics (Tours) Sas Pont redresseur
US11451157B2 (en) 2019-10-30 2022-09-20 Stmicroelectronics (Tours) Sas Rectifier bridge
US11705827B2 (en) 2019-10-30 2023-07-18 Stmicroelectronics (Tours) Sas Rectifier bridge

Also Published As

Publication number Publication date
US10659041B2 (en) 2020-05-19
US20190214985A1 (en) 2019-07-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1950885B1 (fr) Dispositif de commande d'un interrupteur électronique de puissance et variateur comprenant un tel dispositif.
EP2770636B1 (fr) Dispositif de commande employé dans un système d'alimentation à découpage
EP3075067B1 (fr) Circuit de commande pour convertisseur de puissance
EP3109988A1 (fr) Convertisseur a circuit correcteur du facteur de puissance
FR2661573A1 (fr) Circuit de commande de grille par impulsion avec securite de court-circuit.
EP3079251A1 (fr) Convertisseur de puissance à limitation du courant d'appel
FR3034924A1 (fr) Convertisseur alternatif-continu a limitation du courant d'appel
WO2019115913A1 (fr) Dispositif de commutation autoalimenté et procédé de fonctionnement d'un tel dispositif
EP1005161B1 (fr) Circuit de commande d'un interrupteur a composants semiconducteurs fonctionnant en alternatif
EP0055673B1 (fr) Appareil détecteur de proximité, respectivement de présence, du type à deux bornes alimenté en courant alternatif redressé sous une tension pouvant varier dans une large gamme avec commande de la charge à l'aide de thyristors de commutation
EP2932588B1 (fr) Circuit de comparaison d'une tension a un seuil et conversion d'energie electrique
FR2727586A1 (fr) Circuit de commande pour un interrupteur a semi-conducteur
EP3051681A1 (fr) Circuit limiteur de courant d'appel
FR3039905A1 (fr) Source de tension
FR2477338A1 (fr) Circuit de sortie empeche de se bloquer du fait d'impulsions de tension produites par une charge inductive
FR3076676A1 (fr) Commande pour thyristor a gachette d'anode
FR3068546A1 (fr) Convertisseur ac/dc reversible a triacs
FR3072520A1 (fr) Circuit de commande d'un thyristor ou triac
EP0180487A1 (fr) Circuit de puissance et dispositif de déclenchement le comportant
EP1473818B1 (fr) Circuit de commande d'un triac
FR3007909B1 (fr) Accumulateur de machine-outil portative comportant un pont redresseur
EP2198507B1 (fr) Dispositif de commande variable
EP3523867B1 (fr) Circuit de decharge d'un système electrique haute tension
FR3051610A1 (fr) Circuit resonant pour interrupteur statique
FR3054088A1 (fr) Commutateur ultra-rapide a haute tension.

Legal Events

Date Code Title Description
PLFP Fee payment

Year of fee payment: 2

PLSC Publication of the preliminary search report

Effective date: 20190712

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 3

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 4

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 5

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 6

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 7