FR3013533A1 - CONTROL OF AN ALTERNATIVE-CONTINUOUS CONVERTER - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un procédé de commande d'un convertisseur alternatif-continu ayant un pont de redressement commandable (3), comportant les étapes de, dans une phase de démarrage, provoquer le chargement d'un élément capacitif (Co) sous une amplitude fixée par un premier seuil et dans un régime établi, rendre le pont conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la tension alternative redressée atteint un second seuil.The invention relates to a method for controlling an AC-DC converter having a controllable rectifying bridge (3), comprising the steps of, in a starting phase, causing the loading of a capacitive element (Co) under an amplitude. fixed by a first threshold and in an established regime, make the bridge conductive when the difference between the output voltage of the converter and the rectified AC voltage reaches a second threshold.

Description

COMMANDE D'UN CONVERTISSEUR:ALTERNATIF-CONTINU Domaine La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques et, plus particulièrement, les convertisseurs de puissance basés sur une conversion alternatif- continu. La présente description concerne plus particulièrement la commande d'un tel convertisseur afin de limiter le courant d'appel lors de la mise sous tension du convertisseur. Exposé de l'art antérieur Le contrôle du courant d'appel dans un convertisseur 10 de type alternatif-continu est un problème récurrent. Une première catégorie de solutions utilise un élément résistif pour limiter l'appel de courant lors de la mise sous tension. Certaines de ces solutions prévoient de commuter cet élément résistif afin de réduire la consommation en régime 15 établi. Des exemples de solutions de ce type sont décrits dans les documents US-B-5,715,154 et US-B-6,493,245. Une autre catégorie de solutions prévoit de détecter les passages par zéro de la tension d'alimentation alternative afin de ne rendre conducteur des éléments de redressement 20 commandables qu'au zéro de tension. Des exemples de systèmes de ce type sont décrits dans les documents US-B-7,822,203, US-B7,236,383 et US-A.-2012/0020132.The present description generally relates to electronic circuits and, more particularly, to power converters based on an AC-DC conversion. The present description relates more particularly to the control of such a converter in order to limit the inrush current when powering up the converter. BACKGROUND OF THE PRIOR ART The control of the inrush current in an AC-DC converter 10 is a recurring problem. A first category of solutions uses a resistive element to limit the current draw during power up. Some of these solutions provide for switching this resistive element to reduce power consumption. Examples of such solutions are described in US-B-5,715,154 and US-B-6,493,245. Another category of solutions provides for detecting the zero crossings of the AC supply voltage in order to make conductive elements 20 controllable only at the voltage zero. Examples of such systems are described in US-B-7,822,203, US-B7,236,383 and US-A-2012/0020132.

La présente description concerne les convertisseurs de la deuxième catégorie qui ont encore besoin d'être améliorés. Résumé Un mode de réalisation vise à pallier tout ou partie 5 des inconvénients des convertisseurs alternatif-continu connus. Un autre mode de réalisation vise, plus particulièrement, à traiter les problèmes liés au courant d'appel lors du démarrage du convertisseur. Un autre mode de réalisation vise une solution 10 indépendante de la valeur d'un élément capacitif de sortie du convertisseur. Ainsi, un mode de réalisation prévoit un procédé de commande d'un convertisseur alternatif-continu ayant un pont de redressement commandable, comportant les étapes suivantes : dans une phase de démarrage, provoquer le chargement d'un élément capacitif sous une amplitude fixée par un premier seuil ; et dans un régime établi, rendre le pont conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la 20 tension alternative redressée atteint un second seuil. Selon un mode de réalisation, le premier seuil est supérieur au deuxième seuil. Selon un mode de réalisation, dans la phase de démarrage, le pont est rendu conducteur quand la tension 25 alternative redressée devient inférieure à la tension aux bornes du condensateur majorée d'un facteur du premier seuil. Un mode de réalisation prévoit également un circuit de commande d'un convertisseur de puissance, comportant des éléments pour, dans une phase de démarrage, charger un élément 30 capacitif sous une tension limitée à un premier seuil et, en régime établi, rendre un pont commandable du convertisseur conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la tension alternative redressée atteint un second seuil.The present description relates to the converters of the second category which still need to be improved. SUMMARY An embodiment aims at overcoming all or part of the disadvantages of known AC-DC converters. Another embodiment aims, more particularly, to address the problems related to the inrush current when starting the converter. Another embodiment aims at a solution 10 independent of the value of a capacitive output element of the converter. Thus, an embodiment provides a method for controlling an AC-DC converter having a controllable rectifying bridge, comprising the following steps: in a starting phase, causing the loading of a capacitive element under an amplitude set by a first threshold; and in an established regime, make the bridge conductive when the difference between the output voltage of the converter and the rectified AC voltage reaches a second threshold. According to one embodiment, the first threshold is greater than the second threshold. According to one embodiment, in the starting phase, the bridge is turned on when the rectified AC voltage becomes lower than the voltage across the capacitor plus a factor of the first threshold. One embodiment also provides a control circuit of a power converter, comprising elements for, in a starting phase, charging a capacitive element 30 under a voltage limited to a first threshold and, in steady state, making a bridge controllable driver converter when the difference between the output voltage of the converter and the rectified AC voltage reaches a second threshold.

Selon un mode de réalisation, le circuit comporte une bascule dont une sortie commande une source de courant de commande d'éléments de redressement commandables du pont, une entrée de mise à un de la bascule étant reliée, de façon commandable, à des sorties de deux comparateurs de la tension alternative redressée à une information représentative de la charge de l'élément capacitif majorée du premier seuil, respectivement du second seuil. Selon un mode de réalisation, une entrée de 10 réinitialisation de la bascule est reliée, par un élément de temporisation à sa sortie. Selon un mode de réalisation, les sorties respectives desdits comparateurs sont reliées à ladite entrée de mise à un de la bascule par l'intermédiaire d'éléments capacitifs. Selon un mode de réalisation, chaque comparateur a une entrée reliée à un point milieu d'un pont diviseur résistif de la tension alternative redressée et une deuxième entrée recevant une information représentative de la tension aux bornes de l'élément capacitif majorée du premier seuil, respectivement du deuxième seuil. Un mode de réalisation prévoit également un convertisseur alternatif-continu comportant : un pont de redressement commandable ; et un circuit de commande. 25 Brève description des dessins Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente, de façon très schématique et sous forme de blocs, un exemple de convertisseur alternatif-continu du type auquel s'applique la présente description ; la figure 2 est un schéma bloc d'un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu ; la figure 3 représente un schéma électrique partiellement détaillé d'un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu ; les figures 4A, 4B et 4C sont des chronogrammes 5 illustrant, de façon simplifiée, le fonctionnement du convertisseur de la figure 3 au démarrage ; les figures aA, 5B et 5C sont des chronogrammes illustrant, de façon simplifiée, le fonctionnement du convertisseur de la figure 3 en régime établi ; les figures aA, 6B, 6C, 6D, 6E et 6F sont des chronogrammes illustrant, de façon plus détaillée, un exemple de fonctionnement du convertisseur de la figure 3 ; les figures 7A, 7B, 7C, 7D, 7E, 7F et 7G sont des chronogrammes illustrant un autre exemple de fonctionnement du 15 convertisseur en régime établi ; et la figure 8 illustre un exemple d'application à un circuit correcteur du facteur de puissance. Description détaillée De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes 20 références aux différentes figures. Par souci de clarté, seuls les éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation qui vont être décrits ont été représentés et seront détaillés. En particulier, l'utilisation de la tension obtenue à l'aide d'un convertisseur de puissance alternatif-continu n'a pas été détaillée, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les applications usuelles de tels convertisseurs. De plus, la génération d'une tension alternative d'alimentation du convertisseur n'a pas non plus été détaillée, les modes de réalisation décrits étant, là encore, compatibles avec les applications usuelles. La figure 1 est un schéma bloc illustrant un exemple de système basé sur un convertisseur alternatif-continu du type auquel s'appliquent les modes de réalisation qui vont être décrits. Un tel convertisseur comporte un circuit 1 de redressement (REC) dont deux bornes d'entrée 12 et 14 sont destinées à recevoir une tension alternative Vac et dont deux bornes 16 et 18 de sortie sont destinées à fournir une tension redressée, par exemple, à un élément capacitif Co, dont le rôle est de filtrer (lisser) cette tension.According to one embodiment, the circuit comprises a flip-flop whose output controls a control current source of controllable bridge rectifying elements, a setting input of the flip-flop being controllably connected to outputs of FIG. two comparators of the rectified AC voltage to information representative of the load of the capacitive element plus the first threshold or the second threshold. According to one embodiment, a reset input of the flip-flop is connected by a delay element to its output. According to one embodiment, the respective outputs of said comparators are connected to said switching input of the flip-flop via capacitive elements. According to one embodiment, each comparator has an input connected to a mid-point of a resistive divider bridge of the rectified AC voltage and a second input receiving information representative of the voltage across the capacitive element plus the first threshold, respectively of the second threshold. An embodiment also provides an AC-DC converter comprising: a controllable rectifier bridge; and a control circuit. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS These and other features and advantages will be set forth in detail in the following non-limiting description of particular embodiments in connection with the accompanying figures in which: FIG. very schematic and in the form of blocks, an example of an AC-DC converter of the type to which the present description applies; Fig. 2 is a block diagram of an embodiment of an AC-DC converter; Figure 3 shows a partially detailed electrical diagram of an embodiment of an AC-DC converter; FIGS. 4A, 4B and 4C are timing diagrams illustrating, in a simplified manner, the operation of the converter of FIG. 3 at start-up; Figures aA, 5B and 5C are timing diagrams illustrating, in a simplified manner, the operation of the converter of Figure 3 in steady state; Figures aA, 6B, 6C, 6D, 6E and 6F are timing diagrams illustrating, in more detail, an exemplary operation of the converter of Figure 3; FIGS. 7A, 7B, 7C, 7D, 7E, 7F and 7G are timing diagrams illustrating another example of operation of the steady-state converter; and FIG. 8 illustrates an example of application to a power factor corrector circuit. Detailed Description The same elements have been designated by like references in the various figures. For the sake of clarity, only the elements useful for understanding the embodiments that will be described have been shown and will be detailed. In particular, the use of the voltage obtained using an AC-DC power converter has not been detailed, the described embodiments being compatible with the usual applications of such converters. In addition, the generation of an AC supply voltage converter has also not been detailed, the embodiments described being, again, compatible with the usual applications. FIG. 1 is a block diagram illustrating an exemplary system based on an AC-DC converter of the type to which the embodiments to be described apply. Such a converter comprises a rectification circuit 1 (REC) of which two input terminals 12 and 14 are intended to receive an AC voltage Vac and two output terminals 16 and 18 of which are intended to supply a rectified voltage, for example a capacitive element Co, whose role is to filter (smooth) this voltage.

Dans l'exemple de la figure 1, cette tension continue de sortie est destinée à un convertisseur à découpage 2 (SMPC - Switched Mode Power Converter) fournissant en sortie une tension, par exemple continue, à destination d'une charge non représentée. Dans d'autres applications, par exemple, du type correction du facteur de puissance, l'élément capacitif Co est en aval d'un circuit de découpage de la tension fournie par le circuit de redressement. La tension Vac d'alimentation du circuit 1 est, par exemple, la tension d'un réseau de distribution électrique. Un interrupteur K de mise en service est généralement intercalé entre une source de fourniture de la tension Vac et le circuit 1. Le problème du courant d'appel se pose lors de la fermeture de cet interrupteur K et, plus généralement, lors de 20 l'application d'une tension d'alimentation alternative entre les bornes 12 et 14 alors que l'élément capacitif Co est déchargé. Les solutions usuelles mettant en oeuvre une détection du passage par zéro de la tension alternative Vac afin de ne rendre passant des éléments de redressement commandés du circuit 25 1 qu'au voisinage du zéro de tension ne présentent pas les inconvénients des systèmes utilisant une résistance de limitation en série. Toutefois, le courant d'appel dépend alors de la valeur du condensateur Co de sortie. Dans des applications de forte puissance, ce courant d'appel peut, au démarrage, ne pas être négligeable. La figure 2 représente, sous forme de blocs, un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu. Ce convertisseur se compose d'un pont de redressement commandable 3 dont des bornes d'entrée sont reliées aux bornes et 14 d'application d'une tension alternative Vac, le cas échéant par l'intermédiaire d'un interrupteur K, et dont des bornes de sortie 16 et 18 sont connectées, par exemple, aux bornes d'un élément capacitif Co. Le pont 3 reçoit, d'un circuit de commande (CTRL), au moins un signal CT de mise en couction des éléments de redressement commandables. Ce circuit 4 est, à titre d'exemple, alimenté par une tension continue Vp obtenue à partir d'un pont de redressement auxiliaire 5 et d'un élément capacitif Cp dédié à la fourniture de cette tension Vp. Les entrées du pont auxiliaire 5 sont connectées aux bornes 12 et 14 et sa sortie positive est reliée à une première électrode du condensateur Cp dont une autre électrode est reliée à la borne 16. La référence de la tension Vp est donc le niveau positif du condensateur Co. Le circuit 4 exploite, comme cela sera détaillé par la 15 suite, une information représentative de la tension d'entrée ainsi qu'une information représentative du niveau de charge du condensateur Co. On prévoit de commander le pont 3 de façon différente selon que le convertisseur se trouve dans une phase de démarrage où le condensateur Co est déchargé (ou que sa charge est inférieure à un seuil) ou en régime établi où l'énergie fournie au condensateur à chaque alternance suffit à le recharger. On tire profit du fait qu'un convertisseur et son condensateur sont généralement dimensionnés pour satisfaire aux besoins normaux de la charge qu'ils alimentent. Par conséquent, une fois le condensateur initialement chargé, sa capacité est telle qu'elle permet que son niveau de charge atteigne le niveau maximum en moins d'une alternance de la tension alternative, cette capacité étant de préférence dimensionnée pour une ondulation de la tension d'environ 10%. En régime établi, dans l'exemple d'une application à un circuit correcteur du facteur de puissance (Power Factor Correction - PFC), on prévoit de provoquer la mise en conduction du pont 3 au début de chaque alternance en détectant le passage par zéro de la tension d'alimentation alternative. En pratique, cette mise en conduction est effectuée légèrement après ce passage par zéro, typiquement dès que la tension Vac atteint un seuil, le plus proche de zéro possible, de préférence quelques volts, voire 1 volt ou moins. Dans un cas plus général destiné à d'autres applications qu'un circuit PFC, on prévoit de provoquer la mise en conduction du pont dès que la tension Vac est supérieure à la tension VCo aux bornes du condensateur Co. Toutefois, en phase de démarrage, afin de limiter le courant d'appel, on prévoit d'effectuer la charge initiale du condensateur Co sous une tension de valeur nettement inférieure à la valeur crête de la tension Vac. En d'autres termes, on prévoit d'effectuer cette charge de façon incrémentielle avec des paliers de valeur relativement faible (par exemple, de l'ordre de 10 à 20 fois moins que l'amplitude crête de la tension Vac) pour limiter les appels de courant. De préférence, l'amplitude de chaque palier est de l'ordre d'une dizaine ou vingtaine de volts. Dans la phase de démarrage, on prévoit de provoquer la mise en service du pont 3 dans la deuxième moitié de l'alternance de la tension Vac, c'est-à-dire après qu'elle soit passée par son maximum, lorsque la tension Vac redressée atteint le niveau de charge du condensateur majoré d'un seuil représentant le palier de charge. Pendant cette phase de démarrage, on accepte la présente de pics de courant mais ces pics sont limités grâce au différentiel de tension réduit entre le niveau de l'alternance et le niveau de charge du condensateur lors de la mise en conduction du pont. De plus, en limitant la tension sous laquelle le condensateur Co est chargé, on rend ce courant d'appel indépendant de la valeur du condensateur. Cette valeur ne conditionne que le nombre de cycles de la tension alternative nécessaire pour effectuer la charge initiale. La figure 3 représente un schéma électrique plus détaillé du convertisseur de la figure 2. Le pont commandable 3 comporte, par exemple, deux 35 thyristors Thl et Th2 dont les anodes respectives sont reliées aux bornes 12 et 14 et dont les cathodes sont connectées ensemble à la borne 16, et deux diodes D3 et D4 dont les cathodes respectives sont reliées aux bornes 12 et 14 et dont les anodes sont connectées ensembles à la borne 18. La borne 18 définit un potentiel de référence pour la tension redressée par le pont 3, donc pour la tension aux bornes du condensateur Co. Un pont auxiliaire 5 fournit une tension de référence image de la tension Vac et, le cas échéant, une tension d'alimentation du circuit 4 pendant la phase de démarrage. Le pont 5 comporte deux diodes Dl et D2 dont les anodes respectives sont connectées aux bornes 12 et 14 et dont les cathodes sont connectées ensemble à un pont diviseur résistif formé de deux résistances R51 et R53 en série entre ces cathodes et la borne 16. Le pont 5 utilise donc également les diodes D3 et D4. Le point milieu 54 du pont diviseur résistif R51, R53 fournit une tension redressée V54, référencée par rapport au potentiel de la borne 16, donc fonction de la tension aux bornes du condensateur Co. Cette tension V54 est fournie d'une part à un régulateur basse tension (typiquement de quelques volts) 41 dont une sortie est reliée, par un interrupteur 42, à une première électrode 44 d'un élément capacitif Cp dont l'autre électrode est connectée à la borne 16. Le condensateur Cp fournit une tension continue régulée d'alimentation de circuits électronique du circuit 4, référencée par rapport au potentiel de la borne 16.In the example of FIG. 1, this DC output voltage is intended for a switch-mode power converter 2 (SMPC) supplying a voltage, for example a continuous voltage, to a load that is not shown. In other applications, for example, of the power factor correction type, the capacitive element Co is downstream of a voltage switching circuit provided by the rectification circuit. The supply voltage Vac of the circuit 1 is, for example, the voltage of an electrical distribution network. A commissioning switch K is generally interposed between a supply source of the voltage Vac and the circuit 1. The problem of the inrush current arises when the switch K is closed and, more generally, when the switch is turned off. application of an AC supply voltage between terminals 12 and 14 while the capacitive element Co is discharged. The usual solutions implementing a detection of the zero crossing of the AC voltage Vac in order to make the controlled rectification elements of the circuit 25 pass only in the vicinity of the voltage zero do not have the drawbacks of the systems using a resistor. limitation in series. However, the inrush current then depends on the value of the output capacitor Co. In high power applications, this inrush current may, at startup, not be negligible. Figure 2 shows, in block form, an embodiment of an AC-DC converter. This converter consists of a controllable rectifying bridge 3 whose input terminals are connected to the terminals and 14 of application of an alternating voltage Vac, where appropriate via a switch K, and whose output terminals 16 and 18 are connected, for example, to the terminals of a capacitive element Co. The bridge 3 receives, from a control circuit (CTRL), at least one signal CT of setting controllable rectifying elements . This circuit 4 is, for example, powered by a DC voltage Vp obtained from an auxiliary rectifier bridge 5 and a capacitive element Cp dedicated to the supply of this voltage Vp. The inputs of the auxiliary bridge 5 are connected to the terminals 12 and 14 and its positive output is connected to a first electrode of the capacitor Cp of which another electrode is connected to the terminal 16. The reference of the voltage Vp is therefore the positive level of the capacitor Co. circuit 4 exploits, as will be detailed later, information representative of the input voltage as well as information representative of the level of charge of the capacitor Co. It is intended to control the bridge 3 differently according to that the converter is in a startup phase where the capacitor Co is discharged (or that its load is below a threshold) or steady state where the energy supplied to the capacitor at each alternation is sufficient to recharge. It benefits from the fact that a converter and its capacitor are generally sized to meet the normal needs of the load they feed. Therefore, once the capacitor is initially charged, its capacitance is such that it allows its charge level to reach the maximum level in less than an alternation of the AC voltage, this capacitance being preferably sized for a voltage ripple about 10%. In steady state, in the example of an application to a power factor correction (PFC), it is expected to cause the conduction of the bridge 3 at the beginning of each alternation by detecting the zero crossing the AC supply voltage. In practice, this conduction is performed slightly after this zero crossing, typically as soon as the voltage Vac reaches a threshold, the closest to zero possible, preferably a few volts, or even 1 volt or less. In a more general case intended for other applications than a PFC circuit, provision is made to cause the conduction of the bridge as soon as the voltage Vac is greater than the voltage VCo across the terminals of the capacitor C. However, during the start-up phase in order to limit the inrush current, provision is made to carry out the initial charge of the capacitor Co under a voltage of a value substantially lower than the peak value of the voltage Vac. In other words, it is planned to carry out this charge incrementally with steps of relatively low value (for example, of the order of 10 to 20 times less than the peak amplitude of the voltage Vac) to limit the current calls. Preferably, the amplitude of each step is of the order of ten or twenty volts. In the start-up phase, provision is made to activate the bridge 3 in the second half of the alternation of the voltage Vac, that is to say after it has passed through its maximum, when the voltage Vac rectified reaches the charge level of the capacitor plus a threshold representing the load bearing. During this start-up phase, current peaks are accepted, but these peaks are limited by the reduced voltage differential between the level of the alternation and the capacitor charge level during the conduction of the bridge. Moreover, by limiting the voltage under which the capacitor Co is charged, this inrush current is made independent of the value of the capacitor. This value only determines the number of cycles of the alternating voltage required to perform the initial load. FIG. 3 shows a more detailed circuit diagram of the converter of FIG. 2. The controllable bridge 3 comprises, for example, two thyristors Th1 and Th2 whose respective anodes are connected to terminals 12 and 14 and whose cathodes are connected together to the terminal 16, and two diodes D3 and D4 whose respective cathodes are connected to the terminals 12 and 14 and whose anodes are connected together to the terminal 18. The terminal 18 defines a reference potential for the voltage rectified by the bridge 3, therefore for the voltage across the capacitor Co. An auxiliary bridge 5 provides an image reference voltage of the voltage Vac and, if appropriate, a supply voltage of the circuit 4 during the start-up phase. The bridge 5 comprises two diodes D1 and D2 whose respective anodes are connected to the terminals 12 and 14 and whose cathodes are connected together to a resistive divider bridge formed of two resistors R51 and R53 in series between these cathodes and the terminal 16. The Bridge 5 therefore also uses diodes D3 and D4. The midpoint 54 of the resistive divider bridge R51, R53 provides a rectified voltage V54, referenced with respect to the potential of the terminal 16, thus a function of the voltage across the capacitor C. This voltage V54 is supplied on the one hand to a regulator low voltage (typically a few volts) 41 whose output is connected, by a switch 42, to a first electrode 44 of a capacitive element Cp whose other electrode is connected to the terminal 16. The capacitor Cp provides a DC voltage Regulated supply of electronic circuits of the circuit 4, referenced with respect to the potential of the terminal 16.

La commande des thyristors Thl et Th2 s'effectue en leur injectant un courant de gâchette à l'aide d'une source de courant 43 connectée à l'électrode 44 (positive) du condensateur Cp et activée par un signal CT, par exemple grâce à un interrupteur 45 intercalé entre la source de courant 43 et les gâchettes des thyristors Thl et Th2. En pratique, des résistances de limitation de courant R31 et R32 sont intercalées entre l'interrupteur 45 et les gâchettes des thyristors Thl et Th2. Le signal de commande CT dépend de la phase (démarrage 35 ou régime établi) dans laquelle se trouve le convertisseur.The thyristors Th1 and Th2 are controlled by injecting a trigger current with a current source 43 connected to the electrode (positive) of the capacitor Cp and activated by a signal CT, for example by means of a a switch 45 interposed between the current source 43 and the thyristor gates Th1 and Th2. In practice, current limiting resistors R31 and R32 are interposed between the switch 45 and the gates of thyristors Th1 and Th2. The control signal CT depends on the phase (start 35 or steady state) in which the converter is located.

Dans l'exemple représenté, le signal CT est fourni par une sortie directe Q (non inversée) d'une bascule RS 64 dont une entrée R de réinitialisation (reset) est rebouclée sur la sortie Q par l'intermédiaire d'un retardateur 62 (par exemple un nombre pair d'inverseurs logiques) d'un temps T, et dont une entrée S de mise à un (set) reçoit un signal dépendant de la phase dans laquelle se trouve le convertisseur. Le circuit 4 comporte un premier comparateur 61 du potentiel du noeud 54 à un premier seuil Vrefl, fonction du palier de charge souhaité, et un second comparateur 63 du potentiel du noeud 54 à un deuxième seuil Vref2, fonction du seuil souhaité pour le déclenchement de la charge du condensateur en régime établi. Les seuils Vrefl et Vref2 sont référencés par rapport au potentiel de la borne 16. Par exemple des composants 71 et 72 décaleurs de niveau relient la borne 16, respectivement à une entrée non inverseuse (+) du comparateur 61 et à une entrée inverseuse (-) du comparateur 63. Ces éléments décaleurs de niveau sont par exemple, des diodes Zener dont les tensions seuil fixent les seuils Vrefl (par exemple d'une à quelques dizaines de volts) et Vref2 (par exemple de l'ordre du volt). Les entrées inverseuse (-) du comparateur 61 et non inverseuse (+) du comparateur 63 sont reliées au noeud 54. Ainsi, la sortie du comparateur 61 bascule vers l'état haut quand la tension Vac redressée atteint (en décroissance) la tension aux bornes du condensateur Co majorée d'une première valeur fonction du seuil Vrefl et du rapport des résistances R53 et R54, et vers l'état bas quand cette tension Vac redressée (en phase croissante) atteint cette première valeur.In the example shown, the signal CT is provided by a direct output Q (not inverted) of an RS flip-flop 64, a reset input R of which is looped back to the output Q via a retarder 62 (For example an even number of logic inverters) of a time T, and of which a set S input (set) receives a signal depending on the phase in which the converter is located. The circuit 4 comprises a first comparator 61 of the potential of the node 54 at a first threshold Vrefl, a function of the desired load bearing, and a second comparator 63 of the potential of the node 54 at a second threshold Vref2, a function of the desired threshold for triggering the charge of the capacitor in steady state. The thresholds Vrefl and Vref2 are referenced with respect to the potential of the terminal 16. For example components 71 and 72 level-shifters connect the terminal 16, respectively to a non-inverting input (+) of the comparator 61 and to an inverting input (- ) of the comparator 63. These level shifters are, for example, Zener diodes whose threshold voltages set the thresholds Vrefl (for example from one to several tens of volts) and Vref2 (for example of the order of volt). The inverting inputs (-) of the comparator 61 and non-inverting (+) of the comparator 63 are connected to the node 54. Thus, the output of the comparator 61 switches to the high state when the rectified voltage Vac reaches (decreasing) the voltage at the capacitor terminals Co plus a first value function of the threshold Vrefl and the ratio of the resistors R53 and R54, and to the low state when this voltage Vac rectified (in increasing phase) reaches this first value.

De façon similaire, la sortie du comparateur 63 bascule vers l'état haut quand la tension Vac redressée atteint (en croissance) la tension aux bornes du condensateur Co majorée d'une seconde valeur fonction du seuil Vref2 et du rapport des résistances R53 et R54, et vers l'état bas quand cette tension Vac redressée (en phase décroissante) atteint cette seconde valeur. En supposant les résistances R63 et R54 égales, les première et seconde valeurs valent respectivement 2*Verfl et 2*Verf2. Les sorties des comparateurs 61 et 63 sont reliées, par des commutateurs 65 et 67 de sélection de la phase de fonctionnement (démarrage ou régime établi) du convertisseur, à des générateurs d'impulsions référencées au potentiel de la borne 16, dont les sorties respectives sont reliées à l'entrée S de la bascule 64. Dans l'exemple représenté, les générateurs d'impulsions sont chacun constitués d'un condensateur C66, C68 reliant le commutateur 65, respectivement 67, à l'entrée S de la bascule. Une résistance R69, référençant les impulsions au potentiel de la borne 16 et conditionnant la durée des impulsions, relie l'entrée S, à cette borne 16. Les commutateurs 65 et 67 sont commandés par un signal CTR fourni par un circuit 70 et dont l'état fixe la phase de fonctionnement du convertisseur en sélectionnant l'un ou l'autre 20 des comparateurs 61 et 63. Les figures 4A, 4B et 4C illustrent, de façon simplifiée le fonctionnement du circuit de commande 4 pendant les phases de démarrage, c'est-à-dire alors que le condensateur Co n'est pas chargé. On suppose dont que le commutateur 65 est 25 fermé et que le commutateur 67 est ouvert. La figure 4A illustre un exemple d'allure de la tension V54 et l'allure correspondante du signal V61 de sortie du comparateur 61. La figure 4B illustre l'allure correspondante du signal S d'entrée de la bascule 64. La figure 4C illustre les allures respectives des signaux de 30 sortie Q et R de la bascule 64. A chaque décroissance d'une alternance redressée de la tension Vac, lorsque la tension V54 atteint le niveau Vrefl, la sortie du comparateur 61 commute vers l'état haut. Cette commutation se traduit par une impulsion sur le signal S, donc 35 un créneau sur la sortie Q provoquant la fermeture de l'interrupteur 45 pour mettre le pont 3 en conduction. A l'issue d'un retard T, fixé par le circuit 62, la bascule 64 est réinitialisée (le signal R commute à l'état haut, ce qui provoque la commutation de la sortie Q à l'état bas). Le créneau sur le signal R dure le temps T. Dans la phase croissante de l'alternance redressée suivante, lorsque la tension V54 atteint le seuil Vrefl, la sortie du comparateur 61 bascule vers l'état bas. Cela génère une impulsion négative sur le signal S qui n'est donc pas prise en compte par la bascule 64. Comme la tension V54 est référencée par rapport au niveau de charge présent dans le condensateur Co, l'instant de mise en conduction du pont est avancé vers le sommet de l'alternance au fur et à mesure que le condensateur se charge d'une alternance à l'autre. Les figures 5A, 5B et 5C illustrent, de façon simplifiée et dans le cas particulier d'un circuit PFC, le fonctionnement du circuit de commande 4 en régime établi, c'est-à-dire alors que le condensateur Co est considéré chargé. On suppose dont que le commutateur 67 est fermé et que le commutateur 65 est ouvert. La figure Spi illustre un exemple d'allure de la tension V54 et l'allure correspondante du signal V63 de sortie du comparateur 63. La figure 5B illustre l'allure correspondante du signal S d'entrée de la bascule 64. La figure 5C illustre les allures respectives des signaux de sortie Q et R de la bascule 64.Similarly, the output of the comparator 63 switches to the high state when the rectified voltage Vac (increases) the voltage across the capacitor Co plus a second value depending on the threshold Vref2 and the ratio of the resistors R53 and R54 , and to the low state when this voltage Vac rectified (in decreasing phase) reaches this second value. Assuming the resistors R63 and R54 equal, the first and second values are respectively 2 * Verfl and 2 * Verf2. The outputs of the comparators 61 and 63 are connected, by switches 65 and 67 for selecting the operating phase (starting or steady state) of the converter, to pulse generators referenced to the potential of the terminal 16, whose respective outputs are connected to the input S of the flip-flop 64. In the example shown, the pulse generators are each constituted by a capacitor C66, C68 connecting the switch 65, respectively 67, to the input S of the flip-flop. A resistor R69, referencing the pulses to the potential of the terminal 16 and conditioning the duration of the pulses, connects the input S, to this terminal 16. The switches 65 and 67 are controlled by a signal CTR supplied by a circuit 70 and whose The state sets the operating phase of the converter by selecting one or the other of the comparators 61 and 63. FIGS. 4A, 4B and 4C illustrate, in a simplified way, the operation of the control circuit 4 during the starting phases, that is, while the capacitor Co is not charged. It is assumed that switch 65 is closed and switch 67 is open. FIG. 4A illustrates an example of the shape of the voltage V54 and the corresponding shape of the output signal V61 of the comparator 61. FIG. 4B illustrates the corresponding shape of the input signal S of the flip-flop 64. FIG. 4C illustrates the respective rates of the Q and R output signals of the flip-flop 64. At each decay of a rectified alternation of the voltage Vac, when the voltage V54 reaches the level Vrefl, the output of the comparator 61 switches to the high state. This switching results in a pulse on the signal S, so a slot on the output Q causing the closing of the switch 45 to put the bridge 3 in conduction. At the end of a delay T, fixed by the circuit 62, the flip-flop 64 is reset (the signal R switches to the high state, which causes the switching of the output Q to the low state). The slot on the signal R lasts the time T. In the increasing phase of the next rectified alternation, when the voltage V54 reaches the threshold Vrefl, the output of the comparator 61 switches to the low state. This generates a negative pulse on the signal S which is not taken into account by the flip-flop 64. As the voltage V54 is referenced with respect to the charge level present in the capacitor Co, the turn-on time of the bridge is advanced to the top of the alternation as the capacitor alternates. FIGS. 5A, 5B and 5C illustrate, in a simplified way and in the particular case of a PFC circuit, the operation of the control circuit 4 in steady state mode, that is to say while the capacitor Co is considered charged. It is assumed that the switch 67 is closed and the switch 65 is open. FIG. Spi illustrates an example of the shape of the voltage V54 and the corresponding trend of the output signal V63 of the comparator 63. FIG. 5B illustrates the corresponding shape of the input signal S of the flip-flop 64. FIG. 5C illustrates the respective speeds of the output signals Q and R of the flip-flop 64.

Le fonctionnement se déduit de celui exposé en relation avec les figures 4A à 4C. Une différence est que le signal V63 commute vers l'état haut dans la phase ascendante de chaque alternance redressée quand la tension atteint le seuil Vref2 et vers l'état bas quand ce seuil est de nouveau atteint lors de la décroissance de l'alternance. Une autre différence est que l'instant de mise en conduction du pont s'effectue ici au plus près du début de chaque alternance. Il s'agit là d'un cas particulier considérant que le condensateur est déchargé à chaque fin d'alternance, c'est-à-dire qu'en régime établi, il alimente une charge résistive. Cela ne correspond pas au cas de la figure 3 mais, par exemple, correspond au cas d'un circuit correcteur du facteur de puissance qui sera illustré par la suite en relation avec les figures 7A à 7G. Les figures aA, 6B, 6C, 6D, 6E et 6F sont des 5 chronogrammes illustrant, de façon plus détaillée, le fonctionnement du circuit de la figure 3. La figure 6A représente un exemple d'allure de la tension Vac. La figure 6B représente un exemple d'allure correspondante de la tension Vo aux bornes du condensateur. Les figures 6C et 6D représentent 10 les allures en sortie des comparateurs 61 et 63. Les figure 6E et 6F représentent les allures correspondantes du courant dans les thyristors Thl et Th2. On suppose que le circuit 70 (figure 3) place le convertisseur dans une phase de démarrage pendant des premières 15 alternances, le temps de charger le condensateur Co, puis commute ensuite (à un instant tp) vers le régime établi. Pendant toutes les alternances du régime de démarrage, la sortie du comparateur 61 est à l'état haut autour du passage par zéro dans une plage définie par le seuil Vrefl. En fait, en 20 supposant les résistances R51 et R53 égales, la mise en conduction du pont 3 se produit dès que l'alternance (redressée) atteint, dans sa deuxième moitié, le seuil Vc0+2Vref1. On assiste alors à un pic de courant fonction de l'amplitude 2Vrefl. Plus on choisit un seuil Vrefl élevé, donc un palier de 25 charge élevé, plus le pic de courant est important, mais plus le régime établi peut être atteint rapidement. On choisira donc le seuil Vrefl en fonction de ces deux aspects. Au fur et à mesure de la charge du condensateur, les instants de fermeture du pont 3 sont de plus en plus têt dans l'alternance jusqu'à être 30 approximativement au sommet de l'alternance. Une fois que le convertisseur est commuté en régime établi, on assiste à une charge complémentaire du condensateur Co à chaque alternance, au voisinage de la fin de sa première moitié, c'est-à-dire, dès que la tension Vac redressée excède la 35 tension Vo (plus généralement, la tension de sortie du pont commandé) majorée du seuil Vref2 (choisi le plus faible possible). Ainsi, en régime établi, les pics de courant (figure 6E et 6F) et les surtensions sont réduits à leur minimum. Dans l'exemple des figures 6A à 6F, on suppose un schéma du type de celui de la figure 3, c'est-à-dire que le convertisseur alimente en régime établi une charge capacitive. Les figures 7A, 7B, 7C, 7D, 7E, 7F et 7G sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement en régime établi dans le cas d'un circuit associé à un circuit de correction du facteur de puissance. La figure 7A illustre un exemple d'allure de la tension d'alimentation alternative Vac. Les figures 7B, 7C et 7D illustrent des exemples d'allure des signaux S, R et Q. Les figures 7E et 7F illustrent les allures correspondantes des courants 'Th' et ITh2. La figure 7G illustre un exemple de l'allure de la tension Vo. La figure 8 représente partiellement et de façon simplifiée un circuit de correction du facteur de puissance alimenté par un pont de diodes. Par rapport au circuit de la figure 3, la connexion de la borne 16 à l'électrode positive 82 du condensateur Co s'effectue par l'intermédiaire d'un élément inductif L en série avec une diode D. Un interrupteur 84 relie le point milieu de l'association en série de l'inductance L et de la diode D, à la borne 18. Quand l'interrupteur 84 est fermé, le courant provenant du convertisseur est accumulé dans l'inductance L. L'énergie correspondante est restituée au condensateur Co via la diode D à l'ouverture de l'interrupteur 84. En régime de démarrage, on prévoit de court-circuiter, par une diode 86 dite by-pass, l'inductance L et la diode D pour charger directement le condensateur Co à la crête de la tension Vac. En fait, cela revient, en régime établi, à considérer le circuit de la figure 3 en insérant la diode 86 entre la tension de sortie du pont 3 (cathode 16 des thyristors) et la borne positive du condensateur Co.The operation is deduced from that explained in relation with FIGS. 4A to 4C. One difference is that the signal V63 switches to the high state in the ascending phase of each rectified alternation when the voltage reaches the threshold Vref2 and to the low state when this threshold is reached again during the decay of the alternation. Another difference is that the moment of conduction of the bridge is carried out here as close to the beginning of each alternation. This is a special case considering that the capacitor is discharged at each end of alternation, that is to say that in steady state, it feeds a resistive load. This does not correspond to the case of FIG. 3 but, for example, corresponds to the case of a power factor corrector circuit which will be illustrated later in connection with FIGS. 7A to 7G. Figures aA, 6B, 6C, 6D, 6E and 6F are timing diagrams illustrating, in more detail, the operation of the circuit of Figure 3. Figure 6A shows an example of the pace of voltage Vac. Figure 6B shows an example of a corresponding trend of the voltage Vo across the capacitor. Figs. 6C and 6D show the output patterns of the comparators 61 and 63. Figs. 6E and 6F show the corresponding paces of the current in the Th1 and Th2 thyristors. It is assumed that the circuit 70 (FIG. 3) places the converter in a starting phase during first half-cycles, the time to charge the capacitor Co, and then switches (at a time tp) towards the steady state. During all the alternations of the starting regime, the output of the comparator 61 is in the high state around the zero crossing in a range defined by the threshold Vrefl. In fact, assuming the resistors R51 and R53 equal, the conduction of the bridge 3 occurs as soon as the alternation (rectified) reaches, in its second half, the threshold Vc0 + 2Vref1. There is then a peak current depending on the amplitude 2Vrefl. The higher a Vrefl threshold is chosen, and therefore a high load stage, the higher the current peak, but the faster the steady state can be reached. We will therefore choose the threshold Vrefl according to these two aspects. As the capacitor charges, the closing times of the bridge 3 are more and more stubborn in the alternation until they are approximately at the apex of the alternation. Once the converter is switched in steady state, there is a complementary charge of the capacitor Co at each alternation, near the end of its first half, that is to say, as soon as the rectified voltage Vac exceeds the Voltage Vo (more generally, the output voltage of the controlled bridge) plus threshold Vref2 (chosen the lowest possible). Thus, in steady state, current peaks (Figure 6E and 6F) and overvoltages are reduced to a minimum. In the example of FIGS. 6A to 6F, a diagram of the type of FIG. 3 is assumed, that is to say that the converter supplies a capacitive load in the steady state. FIGS. 7A, 7B, 7C, 7D, 7E, 7F and 7G are timing diagrams illustrating the steady-state operation in the case of a circuit associated with a power factor correction circuit. FIG. 7A illustrates an example of the shape of the AC supply voltage Vac. FIGS. 7B, 7C and 7D illustrate exemplary patterns of the S, R and Q signals. FIGS. 7E and 7F illustrate the corresponding patterns of currents 'Th' and ITh2. Figure 7G illustrates an example of the pace of voltage Vo. FIG. 8 partially and in simplified form shows a power factor correction circuit powered by a diode bridge. With respect to the circuit of FIG. 3, the connection of the terminal 16 to the positive electrode 82 of the capacitor Co is effected by means of an inductive element L in series with a diode D. A switch 84 connects the point middle of the series association of the inductor L and the diode D at the terminal 18. When the switch 84 is closed, the current from the converter is accumulated in the inductor L. The corresponding energy is restored to the capacitor Co via the diode D at the opening of the switch 84. In the starting mode, it is expected to bypass, by a diode 86 called bypass, the inductance L and the diode D to directly load the capacitor Co at the peak of the voltage Vac. In fact, it returns, in steady state, to consider the circuit of Figure 3 by inserting the diode 86 between the output voltage of the bridge 3 (cathode 16 thyristors) and the positive terminal of the capacitor Co.

En régime de démarrage, le système a un fonctionnement similaire à celui illustré par les figures 6A. à 6F. En régime établi, le fonctionnement est illustré par les figures 7A à 7G.In start-up mode, the system operates similar to that illustrated in FIGS. 6A. at 6F. In steady state operation is illustrated by FIGS. 7A-7G.

A chaque fin d'alternance de la tension d'alimentation alternative, on assiste à une impulsion du signal S se traduisant par un basculement et une mise en conduction du pont 3. Cette mise en conduction s'annule à la fin de l'alternance correspondante, par disparition du courant dans le thyristor Thl ou Th2. Un avantage des modes de réalisation qui ont été décrits est que le courant d'appel est considérablement amoindri. Un autre avantage est que l'amplitude du courant 15 d'appel devient indépendante de la valeur du condensateur de sortie, donc de la puissance du convertisseur. Divers modes de réalisation ont été décrits, diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En outre, les dimensionnements des différents composants sont à la 20 portée de l'homme du métier à partir de l'application et des indications fonctionnelles données ci-dessus, de même que la mise en oeuvre pratique de ces modes de réalisation.At each end of alternation of the AC supply voltage, there is a pulse of the signal S resulting in a tilting and conduction of the bridge 3. This conduction is canceled at the end of the alternation corresponding, by disappearance of the current in the thyristor Th1 or Th2. An advantage of the embodiments that have been described is that the inrush current is considerably reduced. Another advantage is that the amplitude of the inrush current becomes independent of the value of the output capacitor, hence the power of the converter. Various embodiments have been described, various variations and modifications will be apparent to those skilled in the art. In addition, the sizing of the various components is within the abilities of those skilled in the art from the application and the functional indications given above, as well as the practical implementation of these embodiments.

Claims (9)

REVENDICATIONS1. Procédé de commande d'un convertisseur alternatif-continu ayant un pont de redressement commandable (3), comportant les étapes suivantes : dans une phase de démarrage, provoquer le chargement 5 d'un élément capacitif (Co) sous une amplitude fixée par un premier seuil (Vrefl) ; et dans un régime établi, rendre le pont conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la tension alternative redressée atteint un second seuil (Vref2).REVENDICATIONS1. A method of controlling an AC-DC converter having a controllable rectifying bridge (3), comprising the steps of: in a starting phase, causing the loading of a capacitive element (Co) under an amplitude set by a first threshold (Vrefl); and in an established regime, make the bridge conductive when the difference between the output voltage of the converter and the rectified AC voltage reaches a second threshold (Vref2). 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le premier seuil (Vrefl) est supérieur au deuxième seuil (Vref2).2. The method of claim 1, wherein the first threshold (Vrefl) is greater than the second threshold (Vref2). 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel, dans la phase de démarrage, le pont (3) est rendu conducteur quand la tension alternative redressée devient inférieure à la tension aux bornes du condensateur majorée d'un facteur du premier seuil (Vref2).Method according to claim 1 or 2, in which, in the starting phase, the bridge (3) is turned on when the rectified AC voltage becomes lower than the voltage across the capacitor plus a factor of the first threshold ( Vref2). 4. Circuit de commande d'un convertisseur alternatif-continu, comportant des moyens pour, dans une phase de démarrage, charger un élément capacitif (Co) sous une tension limitée à un premier seuil (Vrefl) et, en régime établi, rendre un pont commandable du convertisseur conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la tension alternative redressée atteint un second seuil (Vref2).4. Control circuit of an AC-DC converter, comprising means for, in a starting phase, charging a capacitive element (Co) under a voltage limited to a first threshold (Vrefl) and, in steady state, making a controllable bridge of the driver converter when the difference between the output voltage of the converter and the rectified AC voltage reaches a second threshold (Vref2). 5. Circuit selon la revendication 4, comportant une 25 bascule 64) dont une sortie (Q) commande une source de courant (43) de commande d'éléments de redressement commandables (Thl, Th2) du pont (3), une entrée (S) de mise à un de la bascule étant reliée, de façon commandable, à des sorties (65, 67) de deux comparateurs (61, 63) de la tension alternative redressée à 30 une information représentative de la charge de l'élément capacitif (Co) majorée du premier seuil (Vrefl), respectivement du second seuil (Vref2).5. Circuit according to claim 4, comprising a flip-flop 64) whose output (Q) controls a control current source (43) for controllable rectifying elements (Th1, Th2) of the bridge (3), an input ( S) of the flip-flop being controllably connected to outputs (65, 67) of two comparators (61, 63) of the rectified AC voltage to information representative of the load of the capacitive element. (Co) plus the first threshold (Vrefl), respectively the second threshold (Vref2). 6. Circuit selon la revendication 5, dans lequel une entrée de réinitialisation (R) de la bascule (64) est reliée, par un élément de temporisation (62) à sa sortie (Q).6. Circuit according to claim 5, wherein a reset input (R) of the flip-flop (64) is connected by a delay element (62) to its output (Q). 7. Circuit selon la revendication 5 ou 6, dans lequel 5 les sorties respectives desdits comparateurs (65, 67) sont reliées à ladite entrée de mise à un (S) de la bascule (64) par l'intermédiaire d'éléments capacitifs (C66, C68).The circuit of claim 5 or 6, wherein the respective outputs of said comparators (65, 67) are connected to said one-shot input (S) of the flip-flop (64) via capacitive elements ( C66, C68). 8. Circuit selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, dans lequel chaque comparateur (61, 63) a une entrée reliée 10 à un point milieu (54) d'un pont diviseur résistif (R51, R53) de la tension alternative redressée et une deuxième entrée recevant une information représentative de la tension aux bornes de l'élément capacitif majorée du premier seuil (Vrefl), respectivement du deuxième seuil (Vref2).The circuit of any one of claims 5 to 7, wherein each comparator (61, 63) has an input connected to a midpoint (54) of a resistive divider bridge (R51, R53) of the AC voltage. rectified and a second input receiving information representative of the voltage across the capacitive element plus the first threshold (Vrefl) or the second threshold (Vref2). 9. Convertisseur alternatif-continu comportant : un pont de redressement commandable (3) ; et un circuit (4) de commande conforme à l'une quelconque des revendications 4 à 8.An AC-DC converter comprising: a controllable rectifier bridge (3); and a control circuit (4) according to any one of claims 4 to 8.