FR2958805A1

FR2958805A1 - Compact planar antenna for e.g. nomad or mobile terminals, has slot supplied with power by supply line, and variable capacitance elements mounted between supply line and end of slot radiator

Info

Publication number: FR2958805A1
Application number: FR1058213A
Authority: FR
Inventors: Philippe Minard; Jean-Francois Pintos; Ali Louzir
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2010-10-11
Filing date: 2010-10-11
Publication date: 2011-10-14

Abstract

The antenna has a substrate (1) on which a conductive layer (2) is arranged, and a slot radiator (3) engraved in the conductive layer. The slot radiator is terminated at two ends of sections (3a, 3b) of the slot radiator by an open circuit. The slot is supplied with power by a supply line. Variable capacitance elements (4, 5) e.g. varactor diodes and transistors, are mounted between the supply line and each end of the slot radiator. The supply line includes a microstrip line electromagnetically coupled to the slot radiator, and a coplanar line directly connected to the slot radiator.

Description

La présente invention concerne les antennes planaires compactes. Elle concerne plus particulièrement une solution d'antenne miniature accordable en fréquence et en diagramme basée sur une fente rayonnante et susceptible de fonctionner dans la bande UHF. The present invention relates to compact planar antennas. More particularly, it relates to a miniature antenna tunable frequency and diagram based on a radiating slot and capable of operating in the UHF band.

On connaît actuellement un développement accru des terminaux mobiles ou nomades tels que les téléphones portables, les téléphones dits « intelligents » ou smartphones, les PDA pour « Assistant Numérique Personnel », les tablettes ou autres terminaux pour écouter de la musique ou voir de la vidéo ainsi que des systèmes sans fils ou WiFi à antennes multiples demandant l'utilisation de dispositifs MIMOs (Multiple Input Multiple Output en langue anglaise) à entrées et sorties multiples. Pour communiquer entre eux, ces dispositifs utilisent donc des antennes qui doivent pouvoir être intégrées dans les terminaux pour en limiter l'encombrement. D'autre part, les antennes utilisées dans ces dispositifs doivent pouvoir fonctionner, en fonction de leurs applications, soit dans la bande de fréquence UHF, à savoir la bande couvrant les fréquences comprises entre 470 MHz et 862 MHz ou dans des bandes de fréquence plus élevées telles que la bande de fréquences comprise entre 2.4GHZ et 5GHz pour des applications de type WiFi ou Wimax. There is currently an increased development of mobile or mobile devices such as mobile phones, so-called "smart phones" or smartphones, PDAs for "Personal Digital Assistant", tablets or other terminals to listen to music or watch video as well as multi-antenna wireless or WiFi systems requiring the use of Multiple Input Multiple Output (MIMO) devices with multiple inputs and outputs. To communicate with each other, these devices therefore use antennas which must be able to be integrated into the terminals in order to limit their size. On the other hand, the antennas used in these devices must be able to operate, depending on their applications, either in the UHF frequency band, namely the band covering frequencies between 470 MHz and 862 MHz or in more frequency bands. such as the frequency band between 2.4GHZ and 5GHz for WiFi or Wimax type applications.

Cependant, les lois de la physique imposent, pour la fabrication des antennes, des compromis entre des paramètres fondamentaux qui sont le rendement, la largeur de bande de fréquence et l'encombrement mesuré en fraction de longueur d'onde. Une réponse à cette problématique est d'utiliser une antenne accordable en fréquence. Cela permet d'assurer la couverture de toute la bande de fréquence désirée et de réduire la contrainte de la largeur de bande à la bande instantanée du signal. D'autre part il est aussi connu de l'homme de l'art d'utiliser la diversité de diagramme comme alternative à la diversité spatiale pour atténuer la contrainte d'encombrement. On entend par diversité de diagramme, une antenne avec deux accès simultanés, ayant chacun un diagramme différent ou une antenne avec un seul accès dont le diagramme peut être commuté entre un ou plusieurs états grâce à un système de commande. Parmi les solutions d'antenne susceptibles de répondre aux critères mentionnés ci-dessus, on connaît notamment des antennes s planaires constituées par une fente rayonnante telle qu'une fente linéaire gravée dans un plan conducteur dont les deux extrémités sont en court-circuit. Il a aussi été proposé de rendre accordable en fréquences des antennes de type fente en utilisant une varactor ; voir notamment l'article « A Zo varactor tuned dual band slot antenna » de Nader Behdad et Kamal Sarabandi publié dans IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 54, n ° 2, February 2006. However, the laws of physics impose, for the manufacture of antennas, compromises between fundamental parameters which are the efficiency, the frequency bandwidth and the congestion measured in fraction of wavelength. One answer to this problem is to use a frequency tunable antenna. This ensures coverage of the entire desired frequency band and reduces the bandwidth constraint to the instantaneous band of the signal. On the other hand, it is also known to one skilled in the art to use diagram diversity as an alternative to spatial diversity to alleviate the congestion constraint. Diagram diversity means an antenna with two simultaneous accesses, each having a different diagram or an antenna with a single access whose diagram can be switched between one or more states by means of a control system. Among the antenna solutions capable of satisfying the above-mentioned criteria, planar antennas are known in particular constituted by a radiating slot such as a linear slot etched in a conductive plane, the two ends of which are short-circuited. It has also been proposed to make frequency tunable slot type antennas using a varactor; see in particular the article "A Tuner Zoax Tuned Dual Band Slot Antenna" by Nader Behdad and Kamal Sarabandi published in IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 54, No. 2, February 2006.

La présente invention propose d'utiliser ce concept de fente 15 linéaire pour réaliser une antenne très compacte qui soit à la fois accordable en fréquence et en diagramme tout en garantissant de bonnes performances, notamment dans la bande de fréquences UHF. Ainsi, la présente invention concerne une antenne planaire compacte comportant sur un substrat muni d'une couche conductrice, une 20 fente rayonnante se terminant à chaque extrémité par un circuit ouvert avec, entre les deux extrémités de la fente, une ligne d'alimentation, caractérisée en ce que, entre la ligne d'alimentation et chacune des extrémités de la fente, est monté un élément à capacité variable. De préférence, les deux éléments à capacité variable ont chacun 25 une valeur de capacité Ci, Cj telle que Ci/Cj soit différente de 1, la valeur du rapport Ci/Cj étant proportionnelle à la plage de fréquence de fonctionnement. Plus le rapport est grand et plus cette plage de fonctionnement est grande. D'autre part, les éléments à capacité variable sont choisis parmi les diodes Varactor ou les transistors montés en diode. 30 Ainsi, l'accord simultané en fréquence et en diagramme se fait grâce à l'ajout de ces deux capacités variables dont la valeur de la capacité est différente. De préférence, l'une des capacités présente une forte valeur tandis que l'autre capacité présente une faible valeur. En modifiant la valeur d'une des capacités, on obtient un accord en fréquence tandis que la diversité du diagramme est obtenue en permutant les valeurs de capacités. Selon une autre caractéristique de la présente invention, pour faciliter la diversité de rayonnement, les deux extrémités en circuit ouvert de la fente débouchent chacune sur un bord non parallèle de la couche conductrice, de préférence sur les bords orthogonaux de la couche conductrice. Selon différents modes de réalisation, la ligne d'alimentation de la fente rayonnante peut être soit une ligne microruban couplée électromagnétiquement à la fente, soit une ligne coplanaire connectée directement à la fente, soit une deuxième fente dont une extrémité est reliée à la fente rayonnante et, dont l'autre extrémité se termine par un court-circuit, ladite deuxième fente étant alimentée par une ligne microruban couplée électromagnétiquement à la deuxième fente. La position du point de couplage de la ligne microruban à la deuxième fente permet de modifier l'impédance ramenée au port d'excitation de l'antenne. Dans ce cas, selon un mode de réalisation préférentiel, la deuxième fente se prolonge au-delà de l'extrémité reliée à la fente rayonnante par un tronçon de fente dont l'autre extrémité se termine par un court-circuit. Ce dernier mode de réalisation peut être amélioré en utilisant, comme décrit dans le brevet européen n° 1936739 au nom de la demanderesse, un pont reliant deux bords opposés de la fente rayonnante qui, dans ce cas, est formée par deux tronçons de fente rayonnante. Cette solution permet un fonctionnement bi-bandes, chacun des éléments à capacité variable contrôlant une fréquence indépendamment l'une de l'autre. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description de divers modes de réalisation, cette description étant faite avec référence aux dessins ci-annexés dans lesquels : Fig. 1 est une vue en plan schématique d'un premier mode de réalisation d'une antenne conforme à la présente invention. The present invention proposes to use this linear slot concept to achieve a very compact antenna that is both tunable in frequency and in diagram while guaranteeing good performance, especially in the UHF frequency band. Thus, the present invention relates to a compact planar antenna having on a substrate provided with a conductive layer, a radiating slot terminating at each end by an open circuit with, between the two ends of the slot, a feed line, characterized in that between the supply line and each end of the slot is mounted a variable capacity element. Preferably, the two variable capacity elements each have a capacitance value Ci, Cj such that Ci / Cj is different from 1, the value of the Ci / Cj ratio being proportional to the operating frequency range. The larger the ratio, the greater the range of operation. On the other hand, the variable capacitance elements are chosen from among the Varactor diodes or the diode-mounted transistors. Thus, the simultaneous agreement in frequency and in diagram is made thanks to the addition of these two variable capacities whose value of the capacity is different. Preferably, one of the capabilities has a high value while the other capacity has a low value. By modifying the value of one of the capacitances, one obtains a frequency agreement while the diversity of the diagram is obtained by permuting the capacitance values. According to another characteristic of the present invention, to facilitate the diversity of radiation, the two open ends of the slot each open on a non-parallel edge of the conductive layer, preferably on the orthogonal edges of the conductive layer. According to various embodiments, the supply line of the radiating slot may be either a microstrip line electromagnetically coupled to the slot, or a coplanar line connected directly to the slot, or a second slot whose one end is connected to the radiating slot and, whose other end terminates in a short circuit, said second slot being fed by a microstrip line electromagnetically coupled to the second slot. The position of the coupling point of the microstrip line to the second slot makes it possible to modify the impedance brought back to the excitation port of the antenna. In this case, according to a preferred embodiment, the second slot extends beyond the end connected to the radiating slot by a slot section whose other end ends in a short circuit. This latter embodiment can be improved by using, as described in European Patent No. 1936739 in the name of the applicant, a bridge connecting two opposite edges of the radiating slot which, in this case, is formed by two sections of radiating slot . This solution allows dual-band operation, each of the variable capacity elements controlling a frequency independently of one another. Other characteristics and advantages of the present invention will appear on reading the description of various embodiments, this description being made with reference to the accompanying drawings in which: FIG. 1 is a schematic plan view of a first embodiment of an antenna according to the present invention.

Fig. 2 représente les courbes respectivement de la partie réelle et de la partie imaginaire de l'impédance d'entrée du port d'excitation en fonction de la fréquence pour différentes valeurs des éléments à capacité variable. Fig. 2 shows the curves respectively of the real part and the imaginary part of the input impedance of the excitation port as a function of the frequency for different values of the variable capacitance elements.

Fig. 3 représente les diagrammes de rayonnement en directivité du champ électrique total pour certaines valeurs des éléments à capacité variable. Fig. 4 représente les courbes donnant respectivement le rendement d'antenne et le rendement du rayonnement en fonction de la fréquence pour certaines valeurs des éléments à capacité variable. Fig. 5 est une vue en plan schématique d'un autre mode de réalisation de la présente invention. Fig. 6 est une vue en plan schématique d'un troisième mode de réalisation de la présente invention. Fig. 3 represents the directivity patterns in directivity of the total electric field for certain values of the variable capacitance elements. Fig. 4 represents the curves giving respectively the antenna efficiency and the radiation efficiency as a function of frequency for certain values of the variable capacitance elements. Fig. 5 is a schematic plan view of another embodiment of the present invention. Fig. 6 is a schematic plan view of a third embodiment of the present invention.

Fig. 7 représente les courbes respectivement de la partie réelle et de la partie imaginaire de l'impédance d'entrée au point d'excitation en fonction de la fréquence pour différentes valeurs des éléments à capacité variable pour le mode de réalisation de la figure 6. Fig. 8 représente les courbes en fonction de la fréquence respectivement du rendement d'antenne et du rendement de rayonnement pour différentes valeurs des éléments à capacité variable dans le cas du mode de réalisation de la figure 6. Fig. 9 est une vue en plan schématique d'un quatrième mode de réalisation de la présente invention. Fig. 7 shows the curves respectively of the real part and the imaginary part of the input impedance at the excitation point as a function of the frequency for different values of the variable capacitance elements for the embodiment of FIG. . 8 shows the curves as a function of the frequency of the antenna performance and the radiation efficiency respectively for different values of the variable capacitance elements in the case of the embodiment of FIG. 9 is a schematic plan view of a fourth embodiment of the present invention.

Fig. 10 représente les courbes respectivement de la partie réelle et de la partie imaginaire de l'impédance d'entrée au point d'excitation en fonction de la fréquence pour différentes valeurs des éléments à capacité variable dans le cas du mode de réalisation de la figure 9. Fig. 11 représente les courbes de rendement d'antenne et de rendement de rayonnement en fonction de la fréquence pour différentes valeurs des éléments à capacité variable dans le cas du mode de réalisation de la figure 9. Fig. 10 shows the curves respectively of the real part and the imaginary part of the input impedance at the excitation point as a function of the frequency for different values of the variable capacitance elements in the case of the embodiment of FIG. 9 Fig. 11 shows the antenna efficiency and radiation efficiency vs frequency curves for different values of the variable capacitance elements in the case of the embodiment of FIG. 9.

Fig. 12 est une vue en plan schématique d'un cinquième mode de réalisation de la présente invention. Fig. 13 représente respectivement la partie réelle et la partie imaginaire de l'impédance d'entrée au point d'excitation en fonction de la fréquence pour différentes valeurs des éléments à capacité variable dans le cas du mode de réalisation de la figure 12. Fig. 14 représente les diagrammes de rayonnement en directivité du champ électrique total pour certaines valeurs des éléments à capacité variable dans le cas du mode de réalisation de la figure 12. Fig. 12 is a schematic plan view of a fifth embodiment of the present invention. Fig. 13 represents respectively the real part and the imaginary part of the input impedance at the excitation point as a function of the frequency for different values of the variable capacitance elements in the case of the embodiment of FIG. 14 shows the directional radiation patterns of the total electric field for certain values of the variable capacitance elements in the case of the embodiment of FIG. 12.

Fig. 15 représente les courbes de rendement d'antenne et de rendement de rayonnement en fonction de la fréquence pour différentes valeurs des éléments à capacité variable dans le cas du mode de réalisation de la figure 12. Fig. 16 est une vue en perspective schématique d'un mode de réalisation préférentiel correspondant au mode de réalisation de la figure 12. Fig. 17 représente différentes courbes montrant l'adaptation de l'antenne en fonction de la fréquence pour le mode de réalisation de la figure 15 et pour différentes valeurs des éléments à capacité variable. Fig. 18 représente le diagramme de rayonnement en directivité du champ électrique total pour différentes valeurs de capacité des éléments à capacité variable dans le cas du mode de réalisation de la figure 16. Pour simplifier la description dans les figures, les mêmes éléments portent les mêmes références. On décrira tout d'abord avec référence aux figures 1 à 16 différentes représentations schématiques d'une antenne planaire compacte conforme à la présente invention ainsi que les résultats donnés par simulations de certains de ces modes de réalisation. Les simulations ont été effectuées sous IE3Dv14.5 (Zeland) et ADS2008 (Agilent Technologies). Dans le cadre des simulations, le plan de masse considéré présente une taille de 100*100mm, le substrat est du FR4 d'épaisseur 1.4mm et l'encombrement de l'antenne est de 23.5*24mm. Fig. Figure 15 shows the antenna yield and radiation efficiency vs frequency curves for different values of the variable capacitance elements in the embodiment of Figure 12. 16 is a schematic perspective view of a preferred embodiment corresponding to the embodiment of FIG. 17 shows various curves showing the antenna adaptation as a function of frequency for the embodiment of FIG. 15 and for different values of the variable capacitance elements. Fig. 18 shows the directional radiation pattern of the total electric field for different capacitance values of the variable capacitance elements in the case of the embodiment of Figure 16. To simplify the description in the figures, the same elements have the same references. We will first describe with reference to Figures 1 to 16 different schematic representations of a compact planar antenna according to the present invention and the results given by simulations of some of these embodiments. Simulations were performed under IE3Dv14.5 (Zeland) and ADS2008 (Agilent Technologies). In the context of the simulations, the considered mass plane has a size of 100 * 100mm, the substrate is FR4 of thickness 1.4mm and the size of the antenna is 23.5 * 24mm.

Les figures 1 à 4 concernent un premier mode de réalisation d'une antenne planaire compacte conforme à la présente invention. Dans la figure 1, on a représenté un substrat 1 qui peut être constitué de manière connue par du FR4 avec une épaisseur égale à 1.4 mm. Sur ce substrat 1 est déposée une couche conductrice 2 dans laquelle a été gravée une fente 3. Dans le mode de réalisation représenté, la fente 3 est constituée de deux parties, par exemple, perpendiculaires qui se prolongent chacune par des tronçons 3a et 3b de manière à ce que les deux extrémités de la fente débouchent chacune sur deux côtés orthogonaux de la couche conductrice 2. La fente 3 se termine donc à ces deux extrémités par un circuit ouvert. Conformément à la présente invention, des éléments 4 et 5 à capacité variable sont montés sur la fente. Dans le mode de réalisation de la figure 1, ces éléments 4, 5 sont montés respectivement à chaque extrémité des tronçons 3a, 3b de la fente 3, comme représenté sur la figure 1. Dans le mode de réalisation de la figure 1, la fente 3 est alimentée par une ligne d'alimentation 6 constituée par une ligne microruban réalisée sur la face opposée du substrat recevant la fente de manière à obtenir une alimentation par couplage électromagnétique selon le principe connu sous la dénomination de principe de Knorr. Comme représenté sur la figure 1, l'extrémité de la ligne microruban 6 est connectée à la couche conductrice 2 par un via 8 tandis que le point 7 est le point d'excitation de la fente rayonnante 3. Selon la présente invention, les éléments à capacité variable 4 et 5 montés aux extrémités de la fente ou entre la ligne d'alimentation et chaque extrémité de la fente, sont constitués, de préférence, par des diodes varactor. Ces éléments peuvent aussi être constitués par des transistors montés en diode. L'utilisation de diodes varactor permet de modifier la valeur de la capacité en fonction de la tension de commande comme montré par les courbes de la figure 2. Ainsi si l'on donne à l'élément à capacité variable 4, une valeur de capacité référencée Cl et à l'élément référencé 5 une valeur de capacité référencée C2, selon l'invention le rapport des valeurs entre Cl et C2 est différent de 1, de préférence ce rapport est compris entre 2 et 8. Ainsi, si la capacité Cl a une valeur élevée de 16 pF et si l'on fait varier la valeur de capacité C2 en lui donnant des valeurs de 2 pF, 4 pF et 6 pF, on obtient pour la courbe d'impédance au point d'excitation 7 représentée à la figure 2, des valeurs pour la partie réelle et la partie imaginaire montrant que les fréquences de résonance de la fente varient en fonction des différentes valeurs données à C2. On obtient donc une possibilité d'accorder la fréquence de résonance de l'antenne sur une bande de fréquence donnée. Figures 1 to 4 relate to a first embodiment of a compact planar antenna according to the present invention. In Figure 1, there is shown a substrate 1 which can be constituted in a known manner by FR4 with a thickness equal to 1.4 mm. On this substrate 1 is deposited a conductive layer 2 in which has been etched a slot 3. In the embodiment shown, the slot 3 consists of two parts, for example, perpendicular which each extend by sections 3a and 3b of so that the two ends of the slot each open on two orthogonal sides of the conductive layer 2. The slot 3 ends at these two ends by an open circuit. According to the present invention, elements 4 and 5 with variable capacity are mounted on the slot. In the embodiment of Figure 1, these elements 4, 5 are respectively mounted at each end of the sections 3a, 3b of the slot 3, as shown in Figure 1. In the embodiment of Figure 1, the slot 3 is supplied by a feed line 6 constituted by a microstrip line formed on the opposite face of the substrate receiving the slot so as to obtain a supply by electromagnetic coupling according to the principle known under the Knorr name of principle. As shown in FIG. 1, the end of the microstrip line 6 is connected to the conductive layer 2 via a via 8 while the point 7 is the excitation point of the radiating slot 3. According to the present invention, the elements with variable capacitance 4 and 5 mounted at the ends of the slot or between the supply line and each end of the slot, are preferably constituted by varactor diodes. These elements may also consist of transistors mounted diode. The use of varactor diodes makes it possible to modify the value of the capacitance as a function of the control voltage as shown by the curves of FIG. 2. Thus, if the variable capacitance element 4 is given a capacitance value referenced C1 and to the element referenced 5 a capacitance value referenced C2, according to the invention the ratio of the values between C1 and C2 is different from 1, preferably this ratio is between 2 and 8. Thus, if the capacitance Cl has a high value of 16 pF and if the capacitance value C2 is varied giving values of 2 pF, 4 pF and 6 pF, the impedance curve is obtained at the excitation point 7 shown in FIG. FIG. 2, values for the real part and the imaginary part showing that the resonance frequencies of the slot vary as a function of the different values given at C2. Thus, a possibility of tuning the resonant frequency of the antenna over a given frequency band is obtained.

D'autre part, si l'on inverse les valeurs de Cl et C2 comme représenté sur la figure 3, l'on obtient un diagramme de rayonnement ajustable selon deux directions, l'une pour Cl = 2 pF et C2 = 16 pF, l'autre perpendiculaire pour Cl = 16 pF et C2 = 2 pF. L'on réalise donc une diversité de rayonnement d'ordre 2. On the other hand, if we reverse the values of C1 and C2 as shown in Figure 3, we obtain an adjustable radiation pattern in two directions, one for Cl = 2 pF and C2 = 16 pF, the other perpendicular for Cl = 16 pF and C2 = 2 pF. So we realize a diversity of radiation of order 2.

D'autre part, les courbes de la figure 4 montrent que dans ce cas, le rendement de l'antenne et le rendement du rayonnement sont sensiblement symétriques. Le rendement d'antenne est ici d'une dizaine de pourcent. Néanmoins ce rendement est améliorable dans un canal de fréquence donné pour tendre vers la valeur du rendement de rayonnement en ajoutant par exemple un réseau d'adaptation ou un transformateur d'impédance conçu pour adresser l'ensemble de la plage de fréquence désirée, ou encore en modifiant la forme et la largeur de la fente, et de la ligne d'alimentation. Dans les figures 5, 6, 9, 12, on a représenté sur un substrat 1 recouvert d'une couche conductrice 2, une fente à circuit ouvert 3 munie, à ses deux extrémités, d'éléments à capacité variable 4 et 5 comme dans le cas du mode de réalisation de la figure 1. Pour ces différents modes de réalisation, différents types d'alimentation ont été utilisés. Ainsi, comme représenté sur la figure 5, l'alimentation de la fente 3 est réalisée par une ligne coplanaire connectée directement sur la fente 3 en son milieu. On the other hand, the curves of Figure 4 show that in this case, the antenna efficiency and the radiation efficiency are substantially symmetrical. The antenna efficiency is here about ten percent. Nevertheless, this efficiency can be improved in a given frequency channel to tend towards the value of the radiation efficiency by adding, for example, an adaptation network or an impedance transformer designed to address the whole of the desired frequency range, or by changing the shape and width of the slot, and the feed line. In FIGS. 5, 6, 9, 12, there is shown on a substrate 1 covered with a conductive layer 2, an open-circuit slot 3 provided, at its two ends, with variable capacitance elements 4 and 5 as in FIG. the case of the embodiment of Figure 1. For these different embodiments, different types of power supply were used. Thus, as shown in FIG. 5, the feed of the slot 3 is made by a coplanar line connected directly to the slot 3 in the middle.

Dans le mode de réalisation de la figure 6, la ligne d'alimentation est réalisée par l'intermédiaire d'une fente 10 séparée en un premier tronçon de fente 10a, dont une extrémité est connectée à la fente 3 et un deuxième tronçon de fente 10b se terminant par un court-circuit, la fente étant alimentée à la jonction 11 des deux tronçons de manière connue par une ligne microruban réalisée sur l'autre face du substrat et couplée par couplage électromagnétique avec la fente 10.Dans le cas du mode de réalisation de la figure 6, des simulations ont été réalisées avec différentes valeurs pour la capacité Cl de l'élément à capacité variable 4, à savoir respectivement 2, 4, 6 pF, tandis que la valeur de l'élément à capacité variable C2 est mise à 16 pF. Les résultats de la simulation du mode de réalisation de la figure 6 sont donnés sur la figure 7 qui représente les courbes de la partie réelle et de la partie imaginaire respectivement de l'impédance d'entrée au niveau du port d'alimentation 11. Les différentes courbes montrent donc une variation de la fréquence de résonance en fonction de la valeur de la capacité Cl. Les courbes de la figure 8 représentent le rendement de l'antenne et le rendement du rayonnement lorsque les capacités des éléments à capacité variable C2 ou Cl ont respectivement une valeur de 2 pF tandis que l'autre extrémité de l'élément à capacité variable prend une valeur de 16 pF. In the embodiment of FIG. 6, the supply line is produced by means of a slot 10 separated in a first slot section 10a, one end of which is connected to the slot 3 and a second section of slot 10b terminating in a short circuit, the slot being fed at the junction 11 of the two sections in known manner by a microstrip line made on the other side of the substrate and electromagnetically coupled with the slot 10.In the case of the 6, simulations were performed with different values for the capacitance C1 of the variable capacitance element 4, ie respectively 2, 4, 6 pF, while the value of the capacitance element C2 is set at 16 pF. The results of the simulation of the embodiment of FIG. 6 are given in FIG. 7 which represents the curves of the real part and the imaginary part respectively of the input impedance at the power port 11. The different curves thus show a variation of the resonant frequency as a function of the value of the capacitance C1. The curves of FIG. 8 represent the antenna efficiency and the radiation efficiency when the capacitances of the variable capacitance elements C2 or C1. have a value of 2 pF while the other end of the variable capacitance element has a value of 16 pF.

Dans ce cas, on observe une symétrie dans la réponse de l'antenne. Dans le cas du mode de réalisation de la figure 6, l'alimentation de la fente secondaire n'est pas forcément réalisée au milieu de la fente secondaire. On peut ajuster le point de couplage le long de ladite fente secondaire 10, ce qui permet et de contrôler l'impédance ramenée au port d'excitation de l'antenne. Dans le mode de réalisation de la figure 9, l'alimentation de la fente 3 comporte non seulement une fente secondaire 10 formée de tronçons 10a, 10b et alimentée par une ligne microruban par couplage électromagnétique, comme dans le cas du mode de réalisation de la figure 6, mais un tronçon de fente 12 supplémentaire est connecté entre la fente principale 3 et une extrémité en court-circuit. Ce tronçon de fente supplémentaire rajouté au milieu de la fente 3 modifie l'impédance d'entrée de l'antenne. Les résultats de simulation du mode de réalisation de la figure 9 sont représentés sur les figures 10 et 11. La figure 10 donne la partie réelle et la partie imaginaire de l'impédance en entrée de la fente pour différentes valeurs de la capacité Cl tandis que la figure 11 représente le rendement de l'antenne et le rendement ou efficacité du rayonnement de ce mode de réalisation. Comparativement à la figure 7, on note que l'ajout de cette ligne fente 12 permet d'abaisser ici d'une vingtaine d'ohms la partie réelle de l'impédance à chaque résonance (Partie imaginaire nulle) pour les 3 valeurs de capacité variable. L'ajustement de l'impédance d'entrée est aussi possible en jouant sur la forme, la longueur, la largeur de ligne fente. Entre les figures 7 et 10, on note également un décalage de chaque fréquence de résonance de quelques dizaines de MHz vers les fréquences basses et cela pour chaque valeur de capacité. Ceci est lié au fait que la résonance doit s'établir sur une géométrie de plus grande longueur électrique par l'ajout de ce tronçon de fente 12. Par cette diminution de la fréquence de résonance, une diminution du rendement de rayonnement et a fortiori du rendement d'antenne est également noté. On décrira maintenant avec référence à la figure 12, un autre mode de réalisation de la présente invention qui met en oeuvre le principe décrit dans le brevet européen n ° 1936739. Dans ce cas, la fente rayonnante 3 est séparée en deux parties de fente avec une partie métallique 13 et un pont 14 permettant de relier deux parties de la couche conductrice de chaque côté de la fente. Ce pont, qui joue le rôle d'inverseur de courant, permet d'ajuster plus finement l'impédance en ramenant une impédance donnée en parallèle de la fente principale 3. La simulation d'une antenne, conforme au mode de réalisation de la figure 12, a donné, pour la partie réelle et la partie imaginaire de l'impédance en entrée, les courbes représentées à la figure 13. D'autre part, en fonction de la valeur Cl et C2 de la capacité des deux éléments 4 et 5 à capacité variable, des diagrammes de rayonnement montrant une diversité d'ordre 2, ont été représentés sur la figure 14. In this case, there is a symmetry in the response of the antenna. In the case of the embodiment of Figure 6, the supply of the secondary slot is not necessarily performed in the middle of the secondary slot. The coupling point can be adjusted along said secondary slot 10, which allows and controls the impedance brought back to the antenna excitation port. In the embodiment of FIG. 9, the supply of the slot 3 comprises not only a secondary slot 10 formed of sections 10a, 10b and powered by a microstrip line by electromagnetic coupling, as in the case of the embodiment of FIG. Figure 6, but an additional slot section 12 is connected between the main slot 3 and a short-circuited end. This additional slot section added in the middle of the slot 3 modifies the input impedance of the antenna. The simulation results of the embodiment of Fig. 9 are shown in Figs. 10 and 11. Fig. 10 shows the real part and the imaginary part of the input impedance of the slot for different values of capacitance C1. Fig. 11 shows the antenna efficiency and radiation efficiency or efficiency of this embodiment. Compared with FIG. 7, it is noted that the addition of this slot line 12 makes it possible here to lower by 20 ohms the real part of the impedance at each resonance (null imaginary part) for the 3 capacitance values. variable. The adjustment of the input impedance is also possible by playing on the shape, the length, the line width slot. Between Figures 7 and 10, there is also a shift of each resonance frequency from a few tens of MHz to the low frequencies and this for each capacitance value. This is due to the fact that the resonance must be established on a geometry of greater electrical length by the addition of this segment of slot 12. By this reduction of the resonant frequency, a decrease in the radiation efficiency and a fortiori the Antenna performance is also noted. A further embodiment of the present invention will now be described with reference to FIG. 12 which implements the principle described in European Patent No. 1936739. In this case, the radiating slot 3 is separated into two slot portions with a metal part 13 and a bridge 14 for connecting two parts of the conductive layer on each side of the slot. This bridge, which acts as a current inverter, makes it possible to adjust the impedance more finely by reducing a given impedance in parallel with the main slot 3. The simulation of an antenna, according to the embodiment of FIG. 12, gave, for the real part and the imaginary part of the input impedance, the curves represented in FIG. 13. On the other hand, as a function of the value C1 and C2 of the capacity of the two elements 4 and 5 with variable capacitance, radiation diagrams showing a diversity of order 2, have been represented in FIG.

Sur la figure 16, on a représenté une version optimisée du mode de réalisation de la figure 12. Ce mode de réalisation est représenté en perspective. Il comporte un substrat 1 sur lequel a été déposée une couche conductrice dans laquelle a été gravée la fente 3 à circuit ouvert constituée par un premier tronçon de fente 3 et un second tronçon de fente 3' perpendiculaire, ces deux tronçons se prolongeant respectivement par un tronçon perpendiculaire 3a et un tronçon perpendiculaire 3b débouchant chacun sur un côté de la couche conductrice 2 perpendiculaire. Toutefois, des variantes peuvent être envisagées concernant la géométrie de ces Zo tronçons de fente. Comme représenté sur la figure 16, à chaque extrémité 3a et 3b de la fente 3 est monté un élément à capacité variable, à savoir une diode varactor 4, 5. Toutefois, des variantes peuvent être envisagées concernant l'emplacement de la varactor par rapport au plan d'ouverture de la fente en 15 circuit ouvert. D'autre part, sur la figure 16, on a représenté le circuit de polarisation de chaque diode varactor, à savoir les éléments 4a et 5a. Ce système de polarisation est un système bien connu de l'homme de l'art et ne sera pas décrit plus en détail. 20 Conformément au mode de réalisation de la figure 16, un système inverseur de champ a été utilisé. Il est formé respectivement par l'élément 13 et l'élément 14 qui forme un pont au-dessus des tronçons de fente 3 et 3'. Ce système a été décrit dans le brevet européen n° 1936739 au nom de la demanderesse. 25 Dans le mode de réalisation de la figure 16, l'alimentation de la fente 3, 3' est réalisée en utilisant une seconde fente dont les extrémités sont court-circuitées comme décrit pour le mode de réalisation de la figure 9. De manière plus spécifique, cette fente 10 d'alimentation est constituée d'un tronçon de fente 10b prolongé par un tronçon de fente 10a connecté sur la 30 fente 3, l'autre extrémité du tronçon 10b se terminant par un court-circuit. Ces deux tronçons sont alimentés par le circuit d'alimentation 11 formé de préférence par une ligne microruban (non représentée) alimentant par 2958805 n couplage électromagnétique la fente 10, la ligne microruban se prolongeant par un circuit d'adaptation 11 a dont l'extrémité est reliée à l'alimentation de l'antenne de manière connue. D'autre part, comme représenté sur la figure 16, le tronçon de 5 ligne 10b se prolonge de l'autre côté de la fente 3' par un tronçon de fente 12 dont l'extrémité est en court-circuit. Un circuit de ce type a été simulé en utilisant le logiciel électromagnétique HFSS, de la société ANSYS, pour prendre en compte l'environnement 3D. Dans ce cas, la taille du plan de masse sur lequel vient reposer le circuit, est de l'ordre de grandeur d'une tablette vidéo, à savoir un élément rectangulaire de 130 mm x 230 mm. Le substrat considéré est un substrat multicouches de FR4 présentant une permittivité sr = 4.4 et tang.A = 0.03 avec un empilage de substrat 0.2/1/0.2 mm) et jusqu'à quatre couches conductrices. In Figure 16, there is shown an optimized version of the embodiment of Figure 12. This embodiment is shown in perspective. It comprises a substrate 1 on which has been deposited a conductive layer in which has been etched the open-circuit slot 3 constituted by a first slot section 3 and a second slot section 3 'perpendicular, these two sections extending respectively by a perpendicular section 3a and a perpendicular section 3b each opening on one side of the conductive layer 2 perpendicular. However, variants can be envisaged concerning the geometry of these zigzag sections. As shown in FIG. 16, at each end 3a and 3b of the slot 3 is mounted a variable capacitance element, namely a varactor diode 4, 5. However, variations may be envisaged concerning the location of the varactor relative to at the opening plane of the open-circuit slot. On the other hand, in Figure 16, there is shown the bias circuit of each varactor diode, namely the elements 4a and 5a. This polarization system is a system well known to those skilled in the art and will not be described in more detail. In accordance with the embodiment of FIG. 16, a field reversing system has been used. It is formed respectively by the element 13 and the element 14 which forms a bridge above the slot sections 3 and 3 '. This system has been described in European Patent No. 1936739 in the name of the Applicant. In the embodiment of FIG. 16, feeding of the slot 3, 3 'is carried out using a second slot whose ends are short-circuited as described for the embodiment of FIG. Specifically, this feed slot 10 consists of a slot section 10b extended by a slot section 10a connected to the slot 3, the other end of the section 10b ending in a short circuit. These two sections are fed by the supply circuit 11 preferably formed by a microstrip line (not shown) supplying the slot 10 with electromagnetic coupling, the microstrip line being extended by a matching circuit 11a whose end is connected to the power supply of the antenna in a known manner. On the other hand, as shown in FIG. 16, the line section 10b extends on the other side of the slot 3 'by a slot section 12 whose end is short-circuited. A circuit of this type has been simulated using the electromagnetic software HFSS, from ANSYS, to take into account the 3D environment. In this case, the size of the ground plane on which the circuit comes to rest, is of the order of magnitude of a video tablet, namely a rectangular element 130 mm x 230 mm. The substrate considered is a FR4 multilayer substrate having a permittivity sr = 4.4 and tang.A = 0.03 with a substrate stack 0.2 / 1 / 0.2 mm) and up to four conductive layers.

Les résultats de la simulation ont donné pour l'adaptation de l'antenne, les courbes de la figure 17. Ces courbes concernent plusieurs configurations, à savoir : Une première configuration représentée en traits pleins avec, pour valeur Cl, à savoir la capacité de l'élément 4, des valeurs variables de 2.7, 4.7, 6.7, 10.7 pF et une valeur de capacité C2 de 16 pF pour l'élément à capacité variable 5, et une seconde configuration 2 représentée en pointillés avec une capacité C2 variable de 2.7, 4.7, 6.7, 10.7 pF et une capacité Cl de 16 pF. On observe donc sur la figure 17 l'adaptation de l'antenne pour les deux configurations ci-dessus et on démontre la possibilité d'accord sur la totalité de la bande UHF en modifiant la valeur de capacité d'un des éléments à capacité variable. Dans le mode de réalisation simulé, l'adaptation est donnée avec une inductance parallèle court-circuitée. Il est évident que d'autres réseaux d'adaptation plus complexes peuvent être envisagés pour améliorer le niveau d'adaptation. Une optimisation des réponses en fréquence des adaptations plus fines peut être envisagée en ajustant la longueur des fentes 3, 3' à circuit ouvert afin d'obtenir une meilleure correspondance entre les états de diversité de diagramme de rayonnement ou en utilisant des valeurs différentes de capacité des éléments à capacité variable pour atteindre la même fréquence de fonctionnement. The results of the simulation gave for the adaptation of the antenna, the curves of Figure 17. These curves relate to several configurations, namely: A first configuration represented in solid lines with, for value Cl, namely the capacity of the element 4, variable values of 2.7, 4.7, 6.7, 10.7 pF and a capacitance value C2 of 16 pF for the variable capacitance element 5, and a second configuration 2 represented in dashed lines with a variable capacitance C2 of 2.7 , 4.7, 6.7, 10.7 pF and a Cl capacity of 16 pF. FIG. 17 thus shows the adaptation of the antenna for the two configurations above and the possibility of agreement on the entire UHF band is demonstrated by modifying the capacitance value of one of the elements with variable capacitance. . In the simulated embodiment, the adaptation is given with a parallel short-circuited inductance. It is obvious that other more complex adaptation networks can be considered to improve the level of adaptation. An optimization of the frequency responses of the finer adaptations can be envisaged by adjusting the length of the open-circuit slots 3, 3 'in order to obtain a better correspondence between the states of the diversity of the radiation pattern or by using different values of capacitance. variable capacity elements to achieve the same operating frequency.

D'autre part, la figure 18 représente différents diagrammes de rayonnement du circuit tel que représenté à la figure 16 lorsque l'on fait varier la capacité Cl avec une capacité C2 constante ou lorsque l'on fait varier la capacité C2 avec une capacité Cl constante. Il est évident pour l'homme de l'art que différentes variantes Zo peuvent être envisagées en ce qui concerne la forme des fentes, le positionnement des fentes l'une par rapport à l'autre, la largeur des fentes, les éléments de contrôle des éléments à capacité variable et autres. On the other hand, FIG. 18 represents different radiation patterns of the circuit as shown in FIG. 16 when the capacitance C1 is varied with a constant capacitance C2 or when the capacitance C2 is varied with a capacitance C1. constant. It is obvious to those skilled in the art that different variants Zo can be envisaged with regard to the shape of the slots, the positioning of the slots with respect to each other, the width of the slots, the control elements variable capacity and other elements.

Claims

REVENDICATIONS1 ù Antenne planaire compacte comportant sur un substrat (1) muni d'une couche conductrice (2), une fente rayonnante (3) se terminant à chaque extrémité par un circuit ouvert avec, entre les deux extrémités de la fente, une ligne d'alimentation, caractérisée en ce que, entre la ligne d'alimentation et chacune des extrémités de la fente, est monté un élément (4,5) à capacité variable. 2 ù Antenne selon la revendication 1, caractérisée en ce que les deux éléments (4,5) à capacité variable ont chacun une valeur de capacité Ci, Cj telle que Ci/Cj soit différente de 1. 3 ù Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisée en ce que les éléments à capacité variable sont choisis parmi les diodes varactors, les transistors. 4 ù Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que les deux extrémités en circuit ouvert de la fente 20 débouchent chacune sur un bord non parallèle de la couche conductrice. 5 ù Antenne selon la revendication 4, caractérisée en ce que les deux extrémités en circuit ouvert de la fente débouchent chacune sur des bords orthogonaux de la couche conductrice. 6 ù Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisée en ce que la ligne d'alimentation est une ligne microruban (6) couplée électromagnétiquement à la fente. 30 7 ù Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisée en ce que la ligne d'alimentation est une ligne coplanaire (9) connectée directement à la fente. 258 ù Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisée en ce que la ligne d'alimentation est une deuxième fente (10) dont une extrémité est reliée à la fente rayonnante et dont l'autre extrémité s se termine par un court-circuit, ladite deuxième fente étant alimentée par une ligne microruban (11) couplée électromagnétiquement à la deuxième fente. 9 ù Antenne selon la revendication 8, caractérisée en ce que la deuxième fente se prolonge au-delà de l'extrémité reliée à la fente 10 rayonnante par un tronçon de fente(12) dont l'autre extrémité se termine par un court-circuit. 10 ù Antenne selon la revendication 9, caractérisée en ce que la fente rayonnante est formée par deux tronçons de fente rayonnante 15 interconnectés au niveau de la ligne d'alimentation par au moins un pont (13,14) reliant deux bords opposés de la fente rayonnante. CLAIMS1 A compact planar antenna comprising on a substrate (1) provided with a conductive layer (2), a radiating slot (3) terminating at each end by an open circuit with, between the two ends of the slot, a line d characterized in that between the supply line and each of the ends of the slot is mounted a variable capacitance element (4,5). An antenna according to claim 1, characterized in that the two variable capacitance elements (4,5) each have a capacitance value Ci, Cj such that Ci / Cj is different from 1. 3 ù Antenna according to any one of Claims 1 or 2, characterized in that the variable capacitance elements are selected from the varactor diodes, the transistors. 4. Antenna according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the two open ends of the slot 20 each open on a non-parallel edge of the conductive layer. An antenna according to claim 4, characterized in that the two open ends of the slot each open on orthogonal edges of the conductive layer. An antenna according to any one of claims 1 to 5, characterized in that the feed line is a microstrip line (6) electromagnetically coupled to the slot. An antenna according to any one of claims 1 to 5, characterized in that the feed line is a coplanar line (9) connected directly to the slot. 258-Antenna according to any one of claims 1 to 5, characterized in that the supply line is a second slot (10), one end of which is connected to the radiating slot and whose other end s ends with a short circuit, said second slot being fed by a microstrip line (11) electromagnetically coupled to the second slot. An antenna according to claim 8, characterized in that the second slot extends beyond the end connected to the radiating slot by a slot section (12) whose other end terminates in a short circuit. . An antenna according to claim 9, characterized in that the radiating gap is formed by two radially slit sections interconnected at the feed line by at least one bridge (13, 14) connecting two opposite edges of the slot. radiant.