FR2901612A1 - Fluid`s e.g. viscous gas, parameter e.g. temperature, measuring device e.g. gas flow meter, for studying human respiration, has transducers with transformer having end section and converter converting energy into ultrasound waves - Google Patents

Fluid`s e.g. viscous gas, parameter e.g. temperature, measuring device e.g. gas flow meter, for studying human respiration, has transducers with transformer having end section and converter converting energy into ultrasound waves Download PDF

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Abstract

The device e.g. gas flow meter (2), has transducers (4) comprising conical shaped mechanical impedance transformers (6) having a free end section, and a converter (8) for converting an electrical energy into ultrasound waves. The transformers have a width along a direction perpendicular to a main axis (12) of the transformers. The transducers are arranged to receive mechanical waves via a fluid receiving conduit.

Description

- les transducteurs sont au moins au nombre de deux et sont disposés dethe transducers are at least two in number and are arranged in

façon à recevoir des ondes mécaniques l'un de l'autre via le fluide ; -les transducteurs s'étendent en regard l'un de l'autre et/ou coaxialement l'un à l'autre ; - il est agencé de sorte que chaque transducteur est apte à émettre des ondes parvenant à l'autre transducteur après au moins une réflexion sur une paroi du conduit, le nombre de réflexions étant de préférence égal à deux ; - le conduit présente des extrémités conformées chacune pour réfléchir des ondes émises radialement en regard de l'extrémité vers l'autre extrémité ; - il comporte un tube d'alimentation du conduit en fluide, un tube d'évacuation du fluide hors du conduit et une enceinte, l'enceinte supportant le conduit seulement par l'intermédiaire des tubes d'alimentation et d'évacuation ; - le conduit étant un conduit interne, le dispositif comprend un conduit externe recevant le conduit interne, le dispositif étant agencé pour que le fluide circule dans le conduit externe, puis entre dans le conduit interne, puis sorte du conduit interne pour circuler dans le conduit externe ; - les extrémités des transducteurs s'étendent dans le conduit interne ; - une portion de chaque transducteur s'étend dans le conduit externe sans s'étendre dans le conduit interne ; - il comporte une unité de traitement électronique et deux câblages connectant les transducteurs à l'unité, les deux câblages ayant des longueurs identiques ; - il comporte, pour le ou chaque transducteur, un support du transducteur formant un isolant à l'égard des ondes mécaniques ; - le support comprend une résine dans laquelle sont noyées des particules métalliques, de préférence en tungstène ; - le ou chaque transducteur comporte un amortisseur à l'égard des ondes mécaniques, l'amortisseur entourant le transformateur radialement par référence à l'axe principal ; - le ou chaque convertisseur est apte à émettre des ondes mécaniques principalement en se déformant suivant une direction radiale à l'axe principal ; - le ou chaque convertisseur comprend deux éléments s'étendant dans un même plan radial à l'axe principal et présentant des polarisations de même direction mais de sens opposés ; - les deux éléments sont séparés l'un de l'autre par un plan, les plans de séparation des deux convertisseurs étant parallèles l'un à l'autre ; - le plan de séparation est parallèle aux deux faces du transformateur ; - le ou chaque convertisseur est aligné suivant l'axe principal avec le transformateur associé et de préférence présente une face libre opposée au transformateur ; - le fluide est en écoulement ; le fluide est un gaz ; et - le paramètre est choisi dans le groupe consistant en un débit, une température, et une teneur d'un composant dans le fluide.  to receive mechanical waves from each other via the fluid; the transducers extend facing one another and / or coaxially to one another; - It is arranged so that each transducer is able to emit waves arriving at the other transducer after at least one reflection on a wall of the conduit, the number of reflections being preferably equal to two; - The conduit has ends each shaped to reflect waves radiated radially facing the end towards the other end; it comprises a tube for supplying the fluid duct, a tube for evacuating the fluid from the duct and an enclosure, the chamber supporting the duct only via the supply and evacuation tubes; the duct being an internal duct, the device comprises an external duct receiving the internal duct, the device being arranged so that the fluid circulates in the external duct, then enters the internal duct, and then leaves the internal duct to circulate in the duct; external ; the ends of the transducers extend into the internal duct; a portion of each transducer extends in the external duct without extending into the internal duct; it comprises an electronic processing unit and two cables connecting the transducers to the unit, the two cabling having identical lengths; it comprises, for the or each transducer, a support of the transducer forming an insulator with respect to the mechanical waves; the support comprises a resin in which metal particles, preferably of tungsten, are embedded; the or each transducer comprises a damper with respect to the mechanical waves, the damper surrounding the transformer radially with reference to the main axis; the or each converter is able to emit mechanical waves mainly by deforming in a direction radial to the main axis; - The or each converter comprises two elements extending in the same radial plane to the main axis and having polarizations of the same direction but in opposite directions; the two elements are separated from one another by a plane, the separation planes of the two converters being parallel to one another; the separation plane is parallel to the two faces of the transformer; the or each converter is aligned along the main axis with the associated transformer and preferably has a free face opposite to the transformer; the fluid is in flow; the fluid is a gas; and the parameter is selected from the group consisting of a flow rate, a temperature, and a content of a component in the fluid.

On prévoit également selon l'invention un procédé de mesure d'un paramètre d'un fluide au moyen d'ondes ultrasonores, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à. - émettre à partir d'un transducteur émetteur au moins un signal antérieur présentant des premier et deuxième points caractéristiques ; détecter une réception du premier point sur un transducteur récepteur ; - déterminer un instant d'amorce en fonction de cette détection ; - émettre à partir de l'émetteur au moins un signal de mesure présentant des premier et deuxième points caractéristiques similaires respectivement à ceux du signal antérieur ; et - à partir de l'instant d'amorce, détecter une réception du deuxième point sur le récepteur. Le procédé selon l'invention pourra également présenter au moins l'une des caractéristiques suivantes : - on détermine l'instant d'amorce par itérations successives au moyen de plusieurs signaux antérieurs pour accroître la précision du positionnement de l'instant d'amorce par rapport à la réception du deuxième point ; - on détermine l'instant d'amorce de sorte que l'instant d'amorce et la réception du deuxième point soient séparés par une durée supérieure à un seuil prédéterminé ; - le premier point est un premier extremum d'amplitude du signal ; - le deuxième point est un passage à l'amplitude zéro du signal ; - le passage à l'amplitude zéro est choisi de sorte qu'il se situe entre des extrema absolus d'amplitude du signal ; - le passage à l'amplitude zéro est choisi de sorte qu'il se situe sur un front montant du signal ; -on détermine l'instant d'amorce de sorte que le passage à l'amplitude zéro constitue le premier passage à l'amplitude zéro après l'instant d'amorce dans le signal ; - on détermine un instant de fin tel que le passage à l'amplitude zéro soit le seul passage à l'amplitude zéro dans le signal de mesure après l'instant d'amorce. - on détermine les instants d'amorce et de fin de sorte qu'ils délimitent un intervalle de temps plus court qu'une plus petite période du signal ; - on détermine les instants d'amorce et de fin de sorte qu'ils délimitent un intervalle de temps tel que la réception du deuxième point a lieu sensiblement au centre de cet intervalle. - les signaux présentent chacun plusieurs passages à l'amplitude zéro séparés successivement par des intervalles de temps caractéristiques différents les uns des autres dans un même signal mais similaires entre les signaux, et:- lors de la réception du ou d'au moins un des signaux antérieurs, on enregistre les intervalles ; et - à réception du signal de mesure, on identifie au moyen des intervalles enregistrés l'un des passages à l'amplitude zéro du signal de mesure ; chaque signal comprend un paquet d'ondes, comportant de préférence cinq oscillations ; - les signaux ont une fréquence comprise entre 400 et 800 kHz ; - on commande les transducteurs de sorte qu'un premier des transducteurs émet un signal, puis chaque transducteur, à commencer par le deuxième, émet deux signaux successifs. - on détermine une vitesse de propagation des signaux dans le fluide. - chaque transducteur comprenant un convertisseur pour convertir de l'énergie électrique en ondes mécaniques et inversement, on détermine la vitesse de propagation des signaux dans le fluide au moyen des étapes suivantes : -on détermine la demie somme de la durée de propagation d'un signal depuis un premier des convertisseurs jusqu'au deuxième des convertisseurs, et de la durée de propagation d'un signal depuis le deuxième convertisseur jusqu'au premier convertisseur ; et -on retranche à cette demie somme la durée de propagation du signal dans les transformateurs, et la durée entre la réception du premier point et la réception du deuxième point dans un des transducteur ;. - chaque transducteur comprenant un convertisseur pour convertir de l'énergie électrique en ondes mécaniques et inversement, on détermine une valeur vf d'une vitesse d'écoulement du fluide au moyen de la formule : vf = CE(tu,,,,,,,, û ta,.u, où tamont et taval sont les durées respectives de propagation d'un signal depuis un premier des convertisseurs jusqu'au deuxième des convertisseurs, et depuis le deuxième convertisseur jusqu'au premier convertisseur, le premier convertisseur s'étendant en amont du deuxième convertisseur par référence à une direction d'écoulement du fluide ; et CE est un coefficient d'étalonnage prédéterminé ; - on détermine une valeur vf d'une vitesse d'écoulement du fluide au moyen de la formule Vf = CE(tamont ù taval) + CQ(tamont ù taval)`  The invention also provides a method for measuring a parameter of a fluid by means of ultrasonic waves, characterized in that it comprises the steps of: emitting from a transmitting transducer at least one prior signal having first and second characteristic points; detecting reception of the first point on a receiving transducer; determining a start time according to this detection; - Transmit from the transmitter at least one measurement signal having first and second characteristic points respectively similar to those of the previous signal; and - from the start time, detect a reception of the second point on the receiver. The method according to the invention may also have at least one of the following characteristics: the start time is determined by successive iterations by means of several previous signals to increase the precision of the positioning of the initiation instant by report upon receipt of the second item; the initiation time is determined so that the initiation time and the reception of the second point are separated by a duration greater than a predetermined threshold; the first point is a first extremum of amplitude of the signal; the second point is a transition to the zero amplitude of the signal; the transition to zero amplitude is chosen so that it lies between absolute extrema of signal amplitude; the transition to zero amplitude is chosen so that it is situated on a rising edge of the signal; the start time is determined so that the transition to the zero amplitude constitutes the first transition to the zero amplitude after the initiation time in the signal; an end time is determined such that the transition to the zero amplitude is the only transition to the zero amplitude in the measurement signal after the initiation time. the start and end times are determined so that they delimit a shorter time interval than a smaller period of the signal; the instants of initiation and end are determined so that they delimit a time interval such that the reception of the second point takes place substantially in the center of this interval. the signals each have several zero-amplitude passes successively separated by characteristic time intervals different from each other in the same signal but similar between the signals, and: when the reception of the or at least one of the previous signals, the intervals are recorded; and upon receipt of the measurement signal, one of the zero amplitude readings of the measurement signal is identified by recorded intervals; each signal comprises a wave packet, preferably having five oscillations; the signals have a frequency of between 400 and 800 kHz; the transducers are controlled so that a first of the transducers emits a signal, then each transducer, starting with the second, emits two successive signals. a speed of propagation of the signals in the fluid is determined. each transducer comprising a converter for converting electrical energy into mechanical waves and vice versa, the speed of propagation of the signals in the fluid is determined by means of the following steps: the half-time of the propagation time of a fluid is determined; signal from a first of the converters to the second of the converters, and the propagation time of a signal from the second converter to the first converter; and subtracting from this half-sum the duration of propagation of the signal in the transformers, and the duration between the reception of the first point and the reception of the second point in one of the transducers; each transducer comprising a converter for converting electrical energy into mechanical waves and vice versa, determining a value vf of a flow velocity of the fluid by means of the formula: vf = CE (tu ,,,,,,, , where ta, .u, where tamont and taval are the respective durations of propagation of a signal from a first of the converters to the second of the converters, and from the second converter to the first converter, the first converter s' extending upstream of the second converter by reference to a flow direction of the fluid, and CE is a predetermined calibration coefficient; - determining a value vf of a fluid flow velocity by means of the formula Vf = CE (tamont ù taval) + CQ (tamont ù taval) `

où CQ est un coefficient de correction quadratique prédéterminé. - on détermine le coefficient d'étalonnage CE pour des conditions données au moyen de la formule : CE = CE' v Va où CEo est un coefficient d'étalonnage correspondant à des conditions de référence ; Va est la vitesse des signaux dans le fluide dans les conditions données, et v,, est la vitesse des signaux dans le fluide dans les conditions de référence ; - on effectue plusieurs mesures successives pour déterminer des valeurs de vitesse respectives ;  where CQ is a predetermined quadratic correction coefficient. the calibration coefficient CE is determined for given conditions by means of the formula: where CEo is a calibration coefficient corresponding to reference conditions; Va is the speed of the signals in the fluid under the given conditions, and v ,, is the speed of the signals in the fluid under the reference conditions; several successive measurements are made to determine respective speed values;

- on détermine une cadence séparant des mesures successives en fonction d'une valeur moyenne de valeurs de vitesse obtenues à partir de mesure précédentes ; et - on calcule la valeur moyenne au moyen d'un nombre de valeurs de mesure précédentes choisi en fonction de la différence entre les deux valeurs de mesure les plus récentes. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore dans la description d'un mode préféré de réalisation et de variantes donnés à titre d'exemples non-limitatifs. En référence aux dessins annexés : - la figure 1 illustre le principe de l'agencement du dispositif selon un mode préféré de réalisation de l'invention ; - la figure 2 illustre la disposition relative des transducteurs, compte tenu du débit ; - la figure 3 illustre la propagation des ondes dans les deux sens en présence d'un débit de fluide, dans le dispositif de la figure 1 ; - la figure 4 illustre le repère considéré pour les calculs ; - la figure 5 est un graphe illustrant le module du gain mécanique en fonction de la distance x à l'extrémité du transducteur ; - la figure 6 est un graphe illustrant l'évolution spatiale en x du module du champ rayonné par une onde incidente ; - la figure 7 est un graphe analogue à celui de la figure précédente tenant compte de l'onde réfléchie à l'extrémité du cône ; - la figure 8 est un graphe illustrant l'évolution spatiale en y du module du champ rayonné par une onde incidente ; - la figure 9 est un graphe illustrant l'évolution spatiale en trois dimensions du module du champ rayonné par une onde incidente ; - la figure 10 illustre des courbes équiphases du champ de la figure 9 ; - les figures 11 et 12 illustrent d'autres courbes de niveaux ; - la figure 13 illustre la directivité du champ sur les transducteurs ; - la figure 14 illustre la position des cônes et du repère pour les calculs ; - les figures 15 et 16 illustrent l'évolution du signal en fonction du recouvrement ; - la figure 17 illustre la vitesse des ondes en fonction du recouvrement ; - la figure 18 illustre un dispositif de l'art antérieur ; - la figure 19 illustre l'évolution du module du champ en fonction du recouvrement dans le dispositif de la figure 18 ; - la figure 20 est une vue en perspective illustrant une variante de réalisation de l'extrémité des transformateurs - la figure 21 est une vue en coupe du dispositif illustrant l'isolation acoustique des transducteurs ; - la figure 22 est une vue en coupe axiale d'un des transducteurs illustrant l'amortissement acoustique et le convertisseur ; - la figure 23 est une vue en coupe axiale du dispositif illustrant les tubes externes et internes ; - la figure 24 est une vue analogue à la figure 23 illustrant la suspension de la cellule dans son enceinte ; - la figure 25 est une vue analogue à la figure 23 illustrant une variante de réalisation dans laquelle le tube interne est un capillaire ; la figure 26 est un schéma bloc de l'électronique d'acquisition ; - la figure 27 est un schéma du générateur haute tension de la figure 26 ; - la figure 28 est un schéma d'un étage de puissance utilisable dans le dispositif ; - la figure 29 est un schéma du bloc de commutation haute tension de l'ensemble de la figure 26 ; la figure 30 est un schéma de la voie analogique de l'ensemble de la figure 26 ; la figure 31 illustre les signaux associés à différents organes de l'électronique de 10 commande ; - la figure 32 est un graphe illustrant le positionnement de la fenêtre et du passage à zéro du paquet d'ondes ; -les figures 33 à 36 sont des graphes illustrant différents cas de positionnement de la fenêtre ; 15 - les figures 37 et 38 illustrent deux procédures de recherche du passage à zéro ; - la figure 39 est un graphe illustrant la détection de l'intervalle de lancement ; la figure 40 est un schéma bloc du circuit logique programmable ; et - la figure 41 illustre une application de l'invention à l'étude de la respiration humaine en représentant l'évolution du taux de CO2 dans un volume expiré en différentes 20 circonstances. L'émission ù réception d'ondes ultrasonores directives et localisées selon l'invention peut aboutir à divers capteurs. On va décrire ci-après un débitmètre à gaz ou anémomètre ayant de bonnes performances et formant un mode de réalisation de l'invention. 1. Principe 25 En référence à la figure 1, le débitmètre 2 comporte deux transducteurs émetteurs - récepteurs E et R identiques entre eux, comprenant chacun un transducteur 4. Chaque transducteur comporte d'une part un transformateur d'impédance mécanique 6 formé par une pointe conique 6 et d'autre part un convertisseur 8 pour convertir de l'énergie électrique en ondes ultrasonores et inversement, formé par un disque piézo-électrique. Chaque pointe 30 conique présente une base plane par laquelle elle est collée au disque.  a rate is determined separating successive measurements as a function of an average value of speed values obtained from previous measurements; and calculating the average value by means of a number of previous measured values chosen as a function of the difference between the two most recent measurement values. Other features and advantages of the invention will become apparent in the description of a preferred embodiment and variants given by way of non-limiting examples. With reference to the accompanying drawings: FIG. 1 illustrates the principle of the arrangement of the device according to a preferred embodiment of the invention; FIG. 2 illustrates the relative arrangement of the transducers, taking into account the flow rate; FIG. 3 illustrates the wave propagation in both directions in the presence of a fluid flow, in the device of FIG. 1; FIG. 4 illustrates the reference frame considered for the calculations; FIG. 5 is a graph illustrating the modulus of the mechanical gain as a function of the distance x at the end of the transducer; FIG. 6 is a graph illustrating the spatial evolution in x of the modulus of the field radiated by an incident wave; - Figure 7 is a graph similar to that of the previous figure taking into account the wave reflected at the end of the cone; FIG. 8 is a graph illustrating the spatial evolution in y of the modulus of the field radiated by an incident wave; FIG. 9 is a graph illustrating the three-dimensional spatial evolution of the modulus of the field radiated by an incident wave; FIG. 10 illustrates equiphase curves of the field of FIG. 9; - Figures 11 and 12 illustrate other contour lines; FIG. 13 illustrates the directivity of the field on the transducers; FIG. 14 illustrates the position of the cones and the reference point for the calculations; FIGS. 15 and 16 illustrate the evolution of the signal as a function of the recovery; FIG. 17 illustrates the wave velocity as a function of the recovery; FIG. 18 illustrates a device of the prior art; FIG. 19 illustrates the evolution of the modulus of the field as a function of the overlap in the device of FIG. 18; - Figure 20 is a perspective view illustrating an alternative embodiment of the end of the transformers - Figure 21 is a sectional view of the device illustrating the acoustic insulation of the transducers; FIG. 22 is a view in axial section of one of the transducers illustrating the acoustic damping and the converter; - Figure 23 is an axial sectional view of the device illustrating the outer and inner tubes; - Figure 24 is a view similar to Figure 23 illustrating the suspension of the cell in its enclosure; - Figure 25 is a view similar to Figure 23 illustrating an alternative embodiment in which the inner tube is a capillary; Fig. 26 is a block diagram of the acquisition electronics; FIG. 27 is a diagram of the high voltage generator of FIG. 26; FIG. 28 is a diagram of a power stage that can be used in the device; Fig. 29 is a diagram of the high voltage switching block of the assembly of Fig. 26; Figure 30 is a schematic of the analog channel of the assembly of Figure 26; Figure 31 illustrates the signals associated with different control electronics components; FIG. 32 is a graph illustrating the positioning of the window and the zero crossing of the wave packet; FIGS. 33 to 36 are graphs illustrating different cases of positioning of the window; FIGS. 37 and 38 illustrate two procedures for searching the zero crossing; FIG. 39 is a graph illustrating the detection of the launch interval; Fig. 40 is a block diagram of the programmable logic circuit; and FIG. 41 illustrates an application of the invention to the study of human respiration by representing the evolution of the CO2 level in an expired volume under different circumstances. The emission at reception of directional and localized ultrasonic waves according to the invention can lead to various sensors. Hereinafter will be described a gas flowmeter or anemometer having good performance and forming an embodiment of the invention. 1. Principle 25 With reference to FIG. 1, the flowmeter 2 comprises two transducer-receiver transducers E and R which are identical to each other, each comprising a transducer 4. Each transducer comprises firstly a mechanical impedance transformer 6 formed by a conical tip 6 and secondly a converter 8 for converting electrical energy into ultrasonic waves and vice versa, formed by a piezoelectric disk. Each conical tip has a planar base by which it is glued to the disc.

Les deux transducteurs sont disposés dans un conduit 10 parcouru par un écoulement de gaz. Ils s'étendent en regard et à distance l'un de l'autre, les axes principaux des transducteurs formés par les axes des cônes étant confondus avec l'axe 12 du conduit. Chaque transducteur 4 est apte à émettre des paquets d'ondes ultrasonores et à recevoir les paquets émis par l'autre. Les transducteurs sont couplés indirectement par la réflexion d'un paquet d'ondes ultrasonores sur la paroi du conduit tubulaire 10 véhiculant le gaz. Le paquet est émis quasi-perpendiculairement à l'axe du tube car l'angle 0 du cône est en principe petit. Les cônes émetteur et récepteur sont distants d'une longueur e. Pour un tube de diamètre 2h, le temps de propagation entre les éléments piézo- électriques se compose d'un temps de vol dans les cônes auquel s'ajoute un temps de vol aller retour dans le gaz séparant les extrémités des cônes de la paroi interne du tube. L'émission des ultrasons dans chaque cône en direction de la paroi du tube est obtenue par génération d'une onde progressive transverse focalisée à l'extrémité du cône et rayonnant selon un angle égal à l'angle 0 par rapport à la normale à la paroi du tube.  The two transducers are arranged in a conduit 10 traversed by a gas flow. They extend opposite and at a distance from each other, the main axes of the transducers formed by the axes of the cones coinciding with the axis 12 of the duct. Each transducer 4 is able to emit ultrasonic wave packets and to receive the packets transmitted by the other. The transducers are coupled indirectly by the reflection of a packet of ultrasonic waves on the wall of the tubular conduit 10 carrying the gas. The package is emitted almost perpendicular to the axis of the tube because the angle 0 of the cone is in principle small. The transmitter and receiver cones are separated by a length e. For a tube with a diameter of 2h, the propagation time between the piezoelectric elements consists of a flight time in the cones to which is added a time of flight back and forth in the gas separating the ends of the cones of the inner wall. of the tube. The emission of ultrasound in each cone towards the wall of the tube is obtained by generating a transverse progressive wave focused at the end of the cone and radiating at an angle equal to the angle θ relative to the normal to the wall of the tube.

A débit de gaz nul, le temps de vol aller retour à la vitesse va dans le gaz lorsque les ultrasons sont émis selon un angle 0 par rapport à la normale au tube vaut : t=N 2h (1.1) vä cos 9 où N désigne le nombre d'échos sur la paroi interne du tube. En présence d'un débit de gaz Vf, le faisceau ultrasonore atteint le cône récepteur décalé d'une valeur Ax égale à : dx=N2h vf vä cos 9 A débit nul, ce même décalage peut être obtenu en déplaçant le transducteur source de cette valeur Ax selon l'axe du tube vers les x croissants. Ce décalage correspond à un chemin en moins, à parcourir dans le cône récepteur. Si vd est la vitesse de phase au voisinage de la zone d'atterrissage du cône récepteur, on obtient la variation de temps de vol due au débit de gaz : At=ûN Vf 2h vä cos 9 v,, Application numérique : va = 340 m/s, vf= 1 m/s, 0 = 8 , h = 7 mm, N = 1, vd = 1000 m/s, on obtient At = 41 ns (nanoseconde) (1.2) 5 Pour avoir le temps de vol total entre le disque piézo-électrique émetteur et le disque récepteur, il faut rajouter les temps de vol dans les cônes. Dans le cas de la figure 1, l'émission du paquet d'ondes se fait dans le sens du flux. Elle est dans le sens aval. Le temps de vol est alors : 2h / vI 2h\ tara/ = tde + + (tdr -1 V COS 0 V COS 0 V a a d 2h tdr ù Attira/ = V1 2h va cos Attira/ Va cos 0 v d où tde indique le temps de vol dans le cône émetteur, tdr indique le temps de vol dans le cône récepteur à débit nul. On a supposé ici que le débit n'avait pas changé le temps de vol dans le gaz. Cette hypothèse est valable à faible débit. Le retard de phase tavai dépend du temps de propagation dans trois milieux différents. 10 De la formule (1.4), et en écrivant que la vitesse des ultrasons dans les cônes émetteur de longueur Êe et récepteur de longueur r est respectivement vde(x) et vdr(x), le temps de vol aval s'écrit : dx 2h V f 2,~ + + ) (1.5) Gal Vde (x) Va cos 0 v Vdr(x) Va cos 0 Vd 15 La formule (1.5) montre que le retard de phase Laval dépend de : la vitesse des ultrasons dans les cônes émetteur et récepteur, le diamètre 2h du tube, la directivité du faisceau ultrasonore, la vitesse des ultrasons dans le gaz, et le débit de gaz. En pratique, la mesure dépend des déformations du tube comme des variations de la 20 vitesse dans le cône ou dans l'air. Il est à noter que la variation de vitesse dans l'air peut être due à une variation de pression, de température ou être due à la présence d'un polluant (exemple : vapeur d'eau ou d'alcool). D'autre part, on peut montrer qu'il n'y a pas d'effet Doppler en l'absence de particules diffusantes dans le flux. (1.4) tara/ ù tde 25 1.1. Espacement des cônes Afin d'avoir une échelle de mesure la plus grande possible, l'espacement entre les pointes sera de préférence optimisé. Selon la figure 2, l'espacement entre les pointes peut être réduit au minimum afin d'optimiser l'amplitude du signal détecté. On travaille alors à 0 faible. Cette configuration a cependant des conséquences :  At a zero gas flow rate, the time of flight going back to the velocity goes into the gas when the ultrasound is emitted at an angle 0 with respect to the normal to the tube is: t = N 2h (1.1) v cos 9 where N designates the number of echoes on the inner wall of the tube. In the presence of a gas flow Vf, the ultrasonic beam reaches the receiver cone offset by a value Ax equal to: dx = N2h vf v cos 9 At zero flow, this same offset can be obtained by moving the source transducer of this Ax value along the axis of the tube towards the x croissants. This offset corresponds to one less path to travel in the receiving cone. If vd is the phase velocity in the vicinity of the landing zone of the receiving cone, the change in flight time due to the gas flow is obtained: At = ûN Vf 2h v cos cos 9 v ,, Numerical application: va = 340 m / s, vf = 1 m / s, 0 = 8, h = 7 mm, N = 1, vd = 1000 m / s, we obtain At = 41 ns (nanosecond) (1.2) 5 To have flight time total between the emitting piezoelectric disk and the receiving disk, it is necessary to add the flight times in the cones. In the case of Figure 1, the transmission of the wave packet is in the direction of flow. It is in the downstream direction. The flight time is then: 2h / vI 2h \ tara / = tde + + (tdr -1 V COS 0 V COS 0 V aad 2h tdr ù Attira / = V1 2h va cos Attira / Va cos 0 vd where tde indicates the flight time in the transmitter cone, tdr denotes the flight time in the zero flow receiver cone It has been assumed here that the flow did not change the flight time in the gas This assumption is valid at low flow. The phase delay tavai depends on the propagation time in three different media. <br/> [0010] From the formula (1.4), and writing that the ultrasound velocity in the emitter cones of length Ee and receiver of length r is respectively vde (x) and vdr (x), the downstream flight time is written: dx 2h V f 2, ~ + +) (1.5) Gal Vde (x) Va cos 0 v Vdr (x) Va cos 0 Vd 15 The formula (1.5) shows that the phase delay of Laval depends on: the speed of ultrasound in the transmitter and receiver cones, the diameter 2h of the tube, the directivity of the ultrasonic beam, the speed of ultrasound in the gas, e t the gas flow. In practice, the measurement depends on the deformations of the tube as variations of the speed in the cone or in the air. It should be noted that the speed variation in the air may be due to a variation in pressure, temperature or due to the presence of a pollutant (example: water vapor or alcohol). On the other hand, it can be shown that there is no Doppler effect in the absence of scattering particles in the flux. (1.4) tara / ute 1.1 1.1. Spacing of cones In order to have the largest measuring scale possible, the spacing between the spikes will preferably be optimized. According to Figure 2, the spacing between the tips can be minimized to optimize the amplitude of the detected signal. We then work at 0 weak. This configuration does, however, have consequences:

En détection amont, le récepteur a l'impression que le paquet vient de plus loin que la distance réelle, autrement dit que les cônes sont plus espacés qu'ils ne le sont vraiment.  In upstream detection, the receiver has the impression that the packet is farther than the actual distance, that is, the cones are farther apart than they really are.

En détection aval, l'espacement apparent des pointes est réduit. A fort débit, il apparaît un recouvrement des cônes émetteur - récepteur. La phase du signal peut alors varier non linéairement en raison de la diffraction. En effet, lorsqu'il y a recouvrement des cônes, on ne peut plus considérer l'émission et la réception comme ponctuelles. Il faut repartir du principe d'Huyghens. A 0,7 MHz, et pour un recouvrement D des cônes de 3 mm la longueur de Fresnel Lf donnant la limite du champ proche vaut : Lf = Dz = lmmZ = 0,5 mm (1.6) 42 4 * 0,49mm Comme le montre la figure 2, le couplage indirect entre les cônes par réflexion sur le tube peut être vu comme un couplage direct entre deux cônes dont les axes sont distants d'une valeur 2h. Pour un tube de diamètre interne 14 mm, cette distance est 28 fois plus grande que la distance de Fresnel. Nous ne sommes pas en champ proche. Cependant, plus le débit augmente plus la dimension axiale des pointes intervient dans le calcul de la phase du signal, obligeant à prendre en compte les effets de diffraction sur la phase.  In downstream detection, the apparent spacing of the tips is reduced. At high flow, there appears a recovery of the transmitter - receiver cones. The phase of the signal can then vary non-linearly due to diffraction. Indeed, when there is recovery cones, we can no longer consider the emission and reception as punctual. We must start from the principle of Huyghens. At 0.7 MHz, and for a cover D of cones of 3 mm, the length of Fresnel Lf giving the limit of the near field is: Lf = Dz = lmmZ = 0.5 mm (1.6) 42 4 * 0.49mm As the As shown in FIG. 2, the indirect coupling between the cones by reflection on the tube can be seen as a direct coupling between two cones whose axes are distant by a value of 2h. For a tube of 14 mm internal diameter, this distance is 28 times greater than the Fresnel distance. We are not in the near field. However, the higher the flow rate, the more the axial dimension of the tips is involved in the calculation of the phase of the signal, making it necessary to take into account the effects of diffraction on the phase.

Pour éviter les problèmes de diffraction on peut prévoir, lors du montage des pointes, un espacement suffisant entre les cônes. La figure 3 illustre un montage préféré. L'espacement entres les cônes émetteur et récepteur est minimum. Le sens du flux est contraire au sens de propagation du paquet d'ondes. 1.2. Compensation de la température La dérive en température peut-être réduite à l'aide d'une détection différentielle. Par cette méthode, illustrée par la figure 3, la sensibilité du capteur peut aussi être multipliée par deux. Il faut dans ce cas un espacement non nul entre les cônes de façon à pouvoir mesurer des flux dans les deux sens. La mesure consiste alors à exciter impulsionnellement et alternativement les deux transducteurs l'un en émission, l'autre en réception. Deux paquets d'ondes se propagent en sens inverse. L'un remonte le flux, tandis que l'autre le descend. Pour le paquet d'ondes remontant le flux (détection amont) il y a décalage vers l'extrémité du cône récepteur, tandis que pour celui qui descend le flux, le décalage se fait vers la base du cône. Les temps de vol totaux dans les pointes et dans le gaz sont alors donnés par les formules (1.7). ( 2h vr 2h tu,,,o,,, =1 /e + N + (tdr + N ) vu cos O vu cos O v) t = +N 2h +(tdr ù N vi 2h) Vu cosû vu cos9 v) En détection amont, une montée de température réduit le temps de vol dans le gaz, ce qui s'oppose à l'augmentation du temps de vol engendrée par le débit de gaz, tandis qu'en détection aval, le débit de gaz et la montée de température réduisent dans le même sens le temps de vol du paquet d'ondes. Une détection différentielle amont ù aval, avec un nombre d'échos N, donne la formule suivante (1.8) qui est la formule de référence de ce débitmètre à transducteurs coniques: 1.3. Incertitude sur la mesure On peut montrer par exemple que, à une température de référence de 300 K (26,85 C), une augmentation de la température de 1 C, engendre une variation relative de la vitesse de 1,67.10-3. De même, la présence d'un polluant tel que la vapeur d'eau ou un autre gaz, modifie 20 aussi la mesure. L'homme du métier saura quantifier ces perturbations 1.3.1. Hygrométrie On sait notamment que, avec une humidité relative de 100%, la variation de la vitesse du son due à l'humidité de l'air est d'autant moins grande qu'il fait plus froid. On peut notamment montrer que la variation relative de la vitesse du son pour une hygrométrie r,,= 1% 25 est de : N4hv ùt.,)= I cosOVdva = 9,04.10-4 Avu va (1.7) (1.8) La présence de vapeur d'eau augmente la vitesse des ultrasons dans l'air. Et la variation relative de la vitesse du son est proportionnelle à la proportion d'eau en volume dans l'air. 1.3.2. Composés organiques ou minéraux Il est facile de transposer les résultats précédents à d'autres gaz polluants, par exemple les composés organiques tels que l'éthanol ou le dioxyde de Carbone. Par exemple dans le cas de l'éthanol : nous avons y = 1,13 et N[c2H60 = 46 g/mol. Pour une fraction volumique de 1%, la variation relative de la vitesse du son est donc : AVa 1 e Y('2H(o ù Yair) (Mc2H(o ù Mair) 1 3 v _ 2 P ( Yair Mair ) = 2 (û1,93.10-3 -- 5,88.10-3) = -3,9.10-3 va Pour le dioxyde de carbone : à 300 K, nous avons y = 1,284 et MVlco2 = 44 g/mol. Ava _ 1 e' (~Ycoz û Yair (MD, û va 2 P Yair Mair4û8,28.10-4 ) = -5,19.10-3)- -3,01.10-3 2 Contrairement à la vapeur d'eau, la présence de vapeur d'éthanol ou de CO2 diminue 15 la vitesse du son. En éthylométrie (mesure de la concentration d'alcool dans l'air alvéolaire expiré. La limite légale actuelle est de 0,4 g/litre de sang ce qui correspond à 0,2 mg/litre d'air expulsé. Supposons par commodité que l'air expiré se comporte comme un gaz parfait et que sa température soit de 27 C. Alors le litre d'air expiré représente 1/24.,6 mole soit 0,73 g. La 20 limite légale d'alcoolémie en proportion massique est donc de 0,2 mg/0,73 g = 270 ppm (partie par million), ce qui correspond en proportion volumique à 270 * 28,96/46 = 171 ppm soit 0,017% A la limite légale d'alcoolémie, la variation relative de la vitesse du son dans l'air est donc de : Avä~ = -3,9.10-3.0,017 = -6,6.10-5 vo , En outre, pour un tube de diamètre interne 2h, ceci représente une variation de temps de vol At, aller-retour à partir de l'axe du tube égale à : 25 (1.25) 2h At= ûN I Avu vu cos O vu Application numérique : N = 1, 2h = 14 mm, va == 347m/s,0=0 14.10-3 At = 6,6.10-5.14.10-3 ,6.10 5. 347 = 2,6 ns Cette variation est détectable, mais est 14 fois plus faible et de sens opposé que l'effet produit par 1% de vapeur d'eau expirée au même instant. 1.4. Etalonnage Les mesures suivantes ont été obtenues pour des cônes en duralumin de longueur 50 mm, de diamètre de base 4,3 mm dans un tube formé dans le matériau appelé Altuglas de diamètre externe 20 mm et de diamètre interne 2h = 14 mm. Les transducteurs du commerce sont des transducteurs à ondes transversales de modèle Panametrics V153 de fréquence centrale 1 MHz. Le signal d'excitation électrique auquel ils sont soumis est une rafale centrée sur 700 kHz comportant 5 périodes d'amplitude 32 Vcc (en circuit ouvert ou 16 Vcc dans 50 Ohms). Le signal aux bornes du récepteur piézo-électrique subit un gain transimpédance courant û tension. La résistance transimpédance de l'amplificateur est de 2,6 MS2 (pour 1 A de courant renvoyé par le récepteur piézo-électrique, l'amplificateur délivre 2,6 V de tension de sortie). Le débit d'air est simulé par un écartement entre les cônes. On peut mesurer expérimentalement l'évolution de l'amplitude crête à crête du signal en sortie de l'amplificateur en fonction de l'espacement des pointes.  To avoid diffraction problems can be provided, when mounting tips, sufficient spacing between the cones. Figure 3 illustrates a preferred arrangement. The spacing between the transmitter and receiver cones is minimum. The flow direction is contrary to the propagation direction of the wave packet. 1.2. Temperature Compensation Temperature drift can be reduced by differential sensing. By this method, illustrated in Figure 3, the sensitivity of the sensor can also be multiplied by two. In this case, there must be a non-zero spacing between the cones in order to be able to measure flows in both directions. The measurement then consists of impulsively and alternately exciting the two transducers, one in transmission, the other in reception. Two packets of waves propagate in the opposite direction. One goes up the stream, while the other goes down. For the wave packet upstream the flow (upstream detection) there is shift towards the end of the cone receiver, while for the one that goes down the flow, the offset is towards the base of the cone. The total flight times in the tips and in the gas are then given by the formulas (1.7). (2h vr 2h tu ,,, o ,,, = 1 / e + N + (tdr + N) seen cos O seen cos O v) t = + N 2h + (tdr ù N vi 2h) Seen cosu seen cos9 v ) In upstream detection, a rise in temperature reduces the time of flight in the gas, which opposes the increase in the flight time generated by the gas flow, while in downstream detection, the flow of gas and the rise in temperature reduce in the same direction the flight time of the wave packet. An upstream differential detection downstream, with a number of echoes N, gives the following formula (1.8) which is the reference formula of this conical transducer flowmeter: 1.3. Uncertainty in the measurement It can be shown, for example, that at a reference temperature of 300 K (26.85 C), a temperature increase of 1 C results in a relative speed variation of 1.67.10-3. Similarly, the presence of a pollutant such as water vapor or another gas also modifies the measurement. Those skilled in the art will be able to quantify these disturbances 1.3.1. Humidity It is known in particular that, with a relative humidity of 100%, the variation of the speed of sound due to the humidity of the air is even smaller than it is colder. It can be shown in particular that the relative variation of the speed of sound for a humidity r ,, = 1% is: N4hv ùt.,) = I cosOVdva = 9,04.10-4 Avu va (1.7) (1.8) The presence of water vapor increases the speed of ultrasound in the air. And the relative variation of the speed of sound is proportional to the proportion of water by volume in the air. 1.3.2. Organic or mineral compounds It is easy to transfer the previous results to other polluting gases, for example organic compounds such as ethanol or carbon dioxide. For example in the case of ethanol: we have y = 1.13 and N [c2H60 = 46 g / mol. For a volume fraction of 1%, the relative variation of the speed of sound is: AVa 1 e Y ('2H (where Yair) (Mc2H (where Mair) 1 3 v _ 2 P (Yair Mair) = 2 For carbon dioxide: at 300 K, we have y = 1.284 and MVlco2 = 44 g / mol. (Yaoz-Yair Yair (MD, will go 2 P Yair Mair4U8,28.10-4) = -5,19.10-3) - -3,01.10-3 2 Unlike the water vapor, the presence of ethanol vapor or CO2 decreases the speed of sound.In ethylometry (measurement of alcohol concentration in expired alveolar air.The current legal limit is 0.4 g / liter of blood which corresponds to 0.2 mg / For the sake of convenience, let us suppose that the exhaled air behaves like a perfect gas and that its temperature is 27 ° C. Then the liter of exhaled air represents 1 / 24. 6 mol or 0.73 g. The legal limit of the blood alcohol concentration is therefore 0.2 mg / 0.73 g = 270 ppm (parts per million), which corresponds in proportion volume concentration at 270 * 28.96 / 46 = 171 ppm or 0.017% At the legal limit of blood alcohol content, the relative variation of the speed of sound in the air is therefore: Avä ~ = -3.9.10-3.0, 017 = -6.6.10-5 vo, In addition, for a tube of internal diameter 2h, this represents a variation of flight time At, round trip from the axis of the tube equal to: 25 (1.25) 2h At = ûN I Avu seen cos O vu Numerical application: N = 1, 2h = 14 mm, va == 347m / s, 0 = 0 14.10-3 At = 6,6.10-5.14.10-3, 6.10 5. 347 = 2.6 ns This variation is detectable, but is 14 times weaker and of opposite direction than the effect produced by 1% of water vapor expired at the same time. 1.4. Calibration The following measurements were obtained for duralumin cones of length 50 mm, base diameter 4.3 mm in a tube formed in the material called Altuglas of external diameter 20 mm and internal diameter 2h = 14 mm. The commercially available transducers are Panametrics V153 cross-wave transducers of 1 MHz center frequency. The electrical excitation signal to which they are subjected is a burst centered on 700 kHz having 5 periods of amplitude 32 Vdc (open circuit or 16 Vdc in 50 ohms). The signal at the terminals of the piezoelectric receiver experiences a transimpedance current-voltage gain. The transimpedance resistance of the amplifier is 2.6 MS2 (for 1 A of current returned by the piezoelectric receiver, the amplifier delivers 2.6 V of output voltage). The air flow is simulated by a spacing between the cones. The evolution of the peak-to-peak amplitude of the output signal of the amplifier can be measured experimentally as a function of the spacing of the peaks.

On peut aussi mesurer la correspondance expérimentale entre espacement des pointes et retard de phase. Or, la formule (1.8) rappelée ci-après e = 2hN v cos O permet de déduire le flux de l'espacement apparent des cônes. On peut obtenir alors des valeurs expérimentales d'étalonnage du capteur. On peut constater que la relation entre la vitesse et le retard de phase n'est pas linéaire lorsque le domaine de mesure va de 0 à 30 m/s (108 km/heure). Cette non û linéarité est assez complexe. Elle provient en partie de l'augmentation du temps de vol dans le gaz en éloignant les pointes, en partie de la diminution de la vitesse de phase dans le Duralumin vers la pointe du cône. 2. Propagation ultrasonore Ce chapitre a pour but d'affiner l'analyse de la propagation dans le cône et du rayonnement des ultrasons dans le gaz environnant. On prendra en compte la réponse impulsionnelle du transducteur récepteur pour obtenir une loi de variation de l'amplitude et de la phase du signal de sortie. 2.1. Gain mécanique lié au profil conique L'hypothèse de départ est que le cône focalise et donc amplifie en son extrémité le déplacement mécanique engendré à sa base. Compte tenu des simulations et résultats expérimentaux déjà observés sur la focalisation (cf. : J.P. Nikolovski, Détecteur à ondes de Lamb de la position d'un stylet , thèse de Doctorat, Paris VI, 2 février 1995) on supposera que le déplacement mécanique transversal u(x,0) suit une loi du type : g(x,0)) = u(x,0) = Ge u(ùÊ,0) . e + (1 ù G)x où G désigne le gain mécanique à l'extrémité du cône et L, sa longueur. Cette loi s'applique dans un repère dont l'origine est l'extrémité du cône, comme illustré à la figure 4.  The experimental correspondence between peak spacing and phase delay can also be measured. However, the formula (1.8) recalled below e = 2hN v cos O allows to deduce the flow of the apparent spacing of the cones. Experimental calibration values of the sensor can then be obtained. It can be seen that the relationship between speed and phase delay is not linear when the measurement range is from 0 to 30 m / s (108 km / h). This non-linearity is quite complex. It stems in part from the increased flight time in the gas by moving the tips away, partly from the decrease in phase velocity in the Duralumin towards the tip of the cone. 2. Ultrasonic propagation This chapter aims at refining the analysis of the propagation in the cone and the ultrasonic radiation in the surrounding gas. The impulse response of the receiver transducer will be taken into account to obtain a law of variation of the amplitude and the phase of the output signal. 2.1. Mechanical gain linked to the conical profile The initial hypothesis is that the cone focuses and therefore amplifies at its end the mechanical displacement generated at its base. Given the simulations and experimental results already observed on the focus (see JP Nikolovski, Lamb wave detector of the position of a stylus, PhD thesis, Paris VI, February 2, 1995) it will be assumed that the transverse mechanical displacement u (x, 0) follows a law of the type: g (x, 0)) = u (x, 0) = Ge u (ùÊ, 0). e + (1 ù G) x where G denotes the mechanical gain at the end of the cone and L, its length. This law applies in a reference frame whose origin is the end of the cone, as shown in Figure 4.

La base occupe l'abscisse ùP. Le repère de travail est donné à cette figure. 2.2. Diffraction On suppose que l'élément piézo-électrique engendre dans le cône une onde scalaire progressive transversale. Le cône est assimilé à une baguette pour ies calculs. L'onde se déplace à une vitesse constante, celle des ondes transversales. La baguette baignant dans le gaz, l'onde progressive transmet au cours de sa propagation une petite portion de son énergie dans le gaz. On part du principe de Huyghens qui stipule que la baguette peut être assimilée à une répartition de sources ponctuelles. Ces sources sont vues comme des sphères pulsantes. Elles ne sont cependant pas synchrones, mais déphasées du retard de propagation de l'onde progressive. Elles n'émettent pas non plus avec la même amplitude mais selon une loi d'amplitude donnée par la courbe de gain de la figure 5. On prend en compte le principe de causalité qui stipule que pour qu'un champ existe à l'instant de l'observation il faut que le paquet d'ondes ait eu le temps d'y arriver. (2.1) 10 G(r)= 2.2.1. Champ rayonné par une onde incidente Soit u, une solution de l'équation de propagation en régime sinusoïdal dans le gaz : Au+k2u=0 (2.2) où k est fixé et désigne le vecteur d'onde : k = co/va.  The base occupies the abscissa ùP. The work reference is given to this figure. 2.2. Diffraction It is supposed that the piezoelectric element generates in the cone a progressive transversal scalar wave. The cone is likened to a rod for calculations. The wave moves at a constant speed, that of the transverse waves. The rod bathed in the gas, the progressive wave transmits during its propagation a small portion of its energy in the gas. Huyghens' principle is based on the principle that the rod can be likened to a distribution of point sources. These sources are seen as pulsating spheres. However, they are not synchronous but out of phase with the propagation delay of the traveling wave. They do not emit either with the same amplitude but according to a law of amplitude given by the gain curve of FIG. 5. One takes into account the principle of causality which stipulates that for a field to exist at the instant from the observation it is necessary that the packet of waves has had time to arrive there. (2.1) 10 G (r) = 2.2.1. Field radiated by an incident wave Let u be a solution of the sinusoidal regime propagation equation in the gas: Au + k2u = 0 (2.2) where k is fixed and designates the wave vector: k = co / va.

Soit G la fonction de Green solution de l'équation de propagation dans le cas d'une source ponctuelle localisée en r' : AG(foûr')+k2G(roûr')=û8(roûr') (2.3) Dans un problème à symétrie sphérique, et dans le cas où le point source r' est confondu avec l'origine des coordonnées, la solution du système d'équations (2.2) et (2.3) est: l eikr (2.4) 4r r un traitement mathématique du système d'équation (2.2) et (2.3) aboutit à la formulation de KirchhoffSommerfeld du principe de Huyghens-Fresnel stipulant que le champ diffracté en ro =( xo,yo) est obtenu par sommation d'ondes sphériques G(r0-r') centrées en r' = (x',0) : x--` x 15 u(xo, yo) -= $u(x',0) 'G(r) ù dx' (2.5) x-o ôr r Pour simplifier, le déplacement mécanique à la base du cône est choisi unitaire : u(-,0) = 1. On tiendra compte du caractère progressif de l'onde et donc du fait que les sources ne i w (e+x' sont pas synchrones en introduisant un déphasage e associé à la source de position (x',0). 20 Les équations (2.1) et (2.5) conduisent alors à l'intégrale dediffraction suivante : ,..-i GC io (e+x 1 eikr (dut x' A x, u(x ,Yo)= e ~ - - dx' r'-o l + (1 û G)x' 4rr r r rz r avec r = .\/(x'ûxo )- + yo2 En excitation par rafale, l'intégrale (2.6) doit être encore transformée. On écrit tout d'abord que le signal temporel u(t) possède un spectre fréquentiel U(e) = E(w)He(w) donné 25 par sa transformée de Fourier. E(w) est la transformée de Fourier de l'excitation électrique et He(co), la transformée de Fourier de la réponse impulsionnelle électroacoustique de l'élément piézo-électrique (supposé plus large bande que E((o)). Réciproquement, lorsque l'on connaît U(w) on peut remonter à la réponse temporelle du signal. On a alors : u(t) = 1 U(co)e'-i' do 27 En tenant compte de la diffraction, nous obtenons la forme générale spatio-temporelle du champ rayonné : 1 +a0 c = l Ge u(xo t) = 2Re JU(co) f , yo, 27r o ,_o e + (1ù G)x'i(J(o+x) 1 eikr ri ' x' v x0 dx dw (2.8) 47r r r r' ~ r où Re désigne la partie réelle de l'intégrale double. En mode rafale, le spectre U(o)) est très sélectif autour de la fréquence d'excitation. On l'approximera par une distribution de Dirac centrée à la fréquence d"excitation (00. (e+x i(kr+eJ wäl) ( t) = 2Re 1 x -_ Ge e i ' ù x' x 0 r =o u xo,yo,87r2 e+(1 ù G)x' r \. r r2 ~ r On introduit enfin la causalité en imposant que l'intégrale soit nulle lorsque l'onde issue du point courant x' n'est pas encore arrivée à l'instant de l'observation, i.e. lorsque la condition suivante est satisfaite : ù vä * t + (e + x') va + .\i(x'ùxo )2 + yo2 > 0 (2.10) va, Application numérique : Pour un cône de longueur e = 50 mm, à 0,5 mm au dessus du cône (yo = 0,5 mm), va = 340 m/s, vde = 3100 m/s, fo = 700 kHz, G = 7, t = 30 s, le module de l'expression (2.9) entre xo = 1 mm et xo = -9 mm est donné a la figure 6. La figure 6 montre bien, à gauche, un champ qui décroît lorsque le point d'observation n'est plus en regard de la pointe (vers xo = 1 mm). Les oscillations sont caractéristiques des effets de bords visibles en champ proche. 2.2.2. Prise en compte de l'onde réfléchie à l'extrémité du cône émetteur A ce stade de l'étude il manque encore la prise en compte d'un phénomène important qui se trouve être la réflexion de l'onde incidente à l'extrémité du cône. Pour le déplacement mécanique, cette réflexion s'opère sans changement de phase. Compte tenu de la très faible portion de l'énergie transmise dans l'air, il est acceptable de dire que le coefficient de réflexion vaut +1. Il faut donc rajouter à l'intégrale (2.9) le champ diffracté par l'onde réfléchie. (2.9) + r r (2.11) La condition de causalité pour l'onde réfléchie s'écrit : Le terme de l'onde réfléchie dans l'intégrale (2.11) est nul si la condition suivante est réalisée : ù v,, * t + (.L ù x') vä + ,/(x'ùxo )z + y02 > 0 (2.12) va, En recommençant l'application numérique ayant conduit à la figure 6, on obtient la figure 7. La prise en compte de l'onde réfléchie montre bien un module pratiquement deux fois plus grand au voisinage de l'extrémité du cône émetteur. En outre, il apparaît un phénomène d'interférences bien rendu par les mesures expérimentales. Selon la formule x' (7z- (2.11), la distance entre les minima est donnée par la condition : = ù + n7r . Elle vat, s, 2 correspond à une demi-longueur d'ondes dans le cône. 2.2.3. Décroissance du champ rayonné La loi de décroissance du champ s'obtient aussi à partir de la formule (2.11). Le graphe de la figure 8 donne un exemple de décroissance au-dessus du cône émetteur entre 0,1 mm et 10 mm, à xo = -2,3 mm de l'extrémité. Cette abscisse correspond au deuxième maximum de la figure 7. (i.e. xo = -2,3 mm) pour t = 50 s. Sur la figure 8, les rebonds au voisinage de 2 mm sont caractéristiques du champ proche.  Let G be the Green solution function of the propagation equation in the case of a point source localized in r ': AG (foûr') + k2G (roûr ') = û8 (roûr') (2.3) In a problem with spherical symmetry, and in the case where the source point r 'coincides with the origin of the coordinates, the solution of the system of equations (2.2) and (2.3) is: l eikr (2.4) 4r r a mathematical treatment of the system of equation (2.2) and (2.3) leads to KirchhoffSommerfeld's formulation of the Huyghens-Fresnel principle stating that the field diffracted in ro = (xo, yo) is obtained by summation of spherical waves G (r0-r ') centered in r '= (x', 0): x - `x 15 u (xo, yo) - = $ u (x ', 0)' G (r) ù dx '(2.5) xo ôr r To simplify , the mechanical displacement at the base of the cone is chosen unitary: u (-, 0) = 1. We will take into account the progressive character of the wave and therefore the fact that the sources ne iw (e + x 'are not synchronous in introducing a phase shift e associated with the source of position (x ', 0). equations (2.1) and (2.5) then lead to the following diffraction integral:, ..- i GC io (e + x 1 eikr (dut x 'A x, u (x, Yo) = e ~ - - dx R '- ol + (1 - G) x' 4rrrrrrrr r =. \ / (x'xxo) - + yo2 In burst excitation, the integral (2.6) must be further transformed. It is first written that the time signal u (t) has a frequency spectrum U (e) = E (w) He (w) given by its Fourier transform. E (w) is the Fourier transform of the electrical excitation and He (co) the Fourier transform of the electroacoustic impulse response of the piezoelectric element (assumed to be wider than E ((o)). when U (w) is known, we can go back to the temporal response of the signal, then we have: u (t) = 1 U (co) e-i 'do 27 Taking into account the diffraction, we obtain the general spatio-temporal shape of the radiated field: 1 + a0 c = 1 Ge u (xo t) = 2Re JU (co) f, yo, 27r o, _o e + (1u G) x'i (J (o + x) 1 eikr ri 'x' vx0 dx dw (2.8) 47r rrr ~ ~ r where Re designates the real part of the double integral In burst mode, the spectrum U (o)) is very selective around the frequency It will be approximated by a Dirac distribution centered at the excitation frequency (00. (e + xi (kr + eJ wa1) (t) = 2Re 1 x -_ Ge ei 'x' x 0 r = or xo, yo, 87r2 e + (1 ù G) x 'r \ r r2 ~ r Finally, causality is introduced by imposing that the integral be null when the wave coming from the current point x 'has not yet arrived at the moment of the observation, ie when the following condition is satisfied: ν v * t + (e + x') va +. \ i (x'xx) 2 + yo2> 0 (2.10) va, Numerical application: For a cone length e = 50 mm, 0.5 mm above the cone (yo = 0.5 mm), va = 340 m / s, vde = 3100 m / s, fo = 700 kHz, G = 7, t = 30 s, the modulus of the expression (2.9) between xo = 1 mm and xo = -9 mm is given in FIG. Figure 6 shows, on the left, a field which decreases when the point of observation is no longer opposite the tip (towards xo = 1 mm). Oscillations are characteristic of visible edge effects in the near field. 2.2.2. Taking into account the wave reflected at the end of the emitting cone At this stage of the study, it still lacks the consideration of an important phenomenon which happens to be the reflection of the incident wave at the end of the cone. For the mechanical movement, this reflection takes place without phase change. Given the very small portion of the energy transmitted in the air, it is acceptable to say that the reflection coefficient is +1. We must therefore add to the integral (2.9) the field diffracted by the reflected wave. (2.9) + rr (2.11) The condition of causality for the reflected wave is written: The term of the wave reflected in the integral (2.11) is null if the following condition is realized: ù v ,, * t + (.L ù x ') vä +, / (x'xx) z + y02> 0 (2.12) goes, Starting again the numerical application that led to FIG. 6, we obtain FIG. 7. Taking into account of the reflected wave well shows a substantially twice larger module near the end of the emitter cone. In addition, there is a phenomenon of interference well made by the experimental measurements. According to the formula x '(7z- (2.11), the distance between the minima is given by the condition: = ù + n7r It is vat, s, 2 corresponds to half a wavelength in the cone. Decay of the radiated field The law of decay of the field is also obtained from the formula (2.11) .The graph of FIG. 8 gives an example of decay above the emitter cone between 0.1 mm and 10 mm, at xo = -2.3 mm from the end This abscissa corresponds to the second maximum of Figure 7. (ie xo = -2.3 mm) for t = 50 s In Figure 8, rebounds in the vicinity of 2 mm are characteristic of the near field.

En faisant varier en même temps l'abscisse et l'ordonnée du point d'observation, on obtient un graphe tridimensionnel du module du champ rayonné par un cône à un instant donné. Ceci est illustré à la figure 9. La figure 9 illustre ainsi le module du champ rayonné par le cône selon la formule (2.11), à t = 30 s, xo variant de -6 mm à 4 mm par pas de 50 m (200 points de calcul), yo variant de 0,1 mm à 7 mm par pas de 0,1 mm (70 points de calcul). Les figures 7 et 8 sont des coupes de ce graphe respectivement en yo = 0,5 mm et xo = -2,3 mm.  By varying at the same time the abscissa and the ordinate of the observation point, we obtain a three-dimensional graph of the modulus of the field radiated by a cone at a given instant. This is illustrated in FIG. 9. FIG. 9 thus illustrates the modulus of the field radiated by the cone according to formula (2.11), at t = 30 s, xo varying from -6 mm to 4 mm in steps of 50 m (200 calculation points), yo ranging from 0.1 mm to 7 mm in 0.1 mm increments (70 calculation points). Figures 7 and 8 are sections of this graph respectively in yo = 0.5 mm and xo = -2.3 mm.

En prenant la partie imaginaire de la formule (2.11), et selon les conditions de la figure 9, on obtient les courbes équiphase de la figure 10. En zone d'interférences, au dessus du cône, la phase change de Tc aux endroits où le champ s'annule. 1 x-G GL u(xo,yo,t) = 2Re z 87 x,_o .e + (1ù G)x r (Q+x i(kr+rû -mol) (kr+o o i) e ~'Ja e VO, x' xo ù dx' r 1-Jr Sur la figure 10 sont illustrées les courbes équiphase. L'argument du champ rayonné étant pris selon la formule (2.11). Les conditions sont celles de la figure 9, excepté yo qui varie de 0.1 mm à 5 mm par pas de 50 pm (100 points). 2.2.4. Directivité Pour avoir une idée de la directivité, la première approche consiste à retracer la figure 9 selon des courbes de niveau de gris. Par exemple, si l'on choisit la courbe de niveau située entre 1/10 et 1/20 du champ maximum, on obtient la figure 11. La figure 11 illustre des courbes de niveau extraites de la figure 9, situées entre 1/10 et 1/20 du champ maximum. Les zones claires présentent un champ supérieur à la tranche choisie, tandis que les zones en noir correspondent à un champ de module inférieur à la tranche choisie.  Taking the imaginary part of the formula (2.11), and according to the conditions of figure 9, one obtains the equiphase curves of figure 10. In zone of interferences, above the cone, the phase changes from Tc to the places where the field is canceled. 1 xG GL u (xo, yo, t) = 2Re z 87 x, _o .e + (1u G) xr (Q + xi (kr + ru -mol) (kr + ooi) e ~ 'Ja e VO, x In Figure 10 the equiphase curves are illustrated The radiated field argument being taken according to the formula (2.11) The conditions are those of Figure 9, except yo which varies from 0.1 mm. at 5 mm in increments of 50 pm (100 points) 2.2.4 Directivity To get an idea of the directivity, the first approach is to trace Figure 9 along gray contour lines. chooses the contour line between 1/10 and 1/20 of the maximum field, FIG. 11 is obtained. FIG. 11 illustrates contour lines extracted from FIG. 9, located between 1/10 and 1/20 of the maximum field The light areas have a field greater than the chosen slice, while the black areas correspond to a module field smaller than the chosen slice.

On peut recommencer cette opération en choisissant une tranche très près du maximum de champ émis. Par exemple à 3 dB du maximum, on obtient la figure 12 qui correspond à la tranche comprise entre -3 dB et -6 dB du maximum.  This operation can be repeated by choosing a slice very close to the maximum field emitted. For example, at 3 dB from the maximum, FIG. 12 is obtained which corresponds to the range between -3 dB and -6 dB of the maximum.

Une autre façon plus qualitative d'aborder la directivité du faisceau rayonné consiste à écrire les lois de Snell-Descartes pour une onde en incidence rasante dans un milieu solide, le cône, vers un milieu fluide, le gaz. En référence à la figure 13 qui illustre la directivité du champ émis par une onde progressive avec une approximation des lois de la réfraction, on a : sin , , sin', v,,e. va L'onde en incidence rasante ( ide = 90 ) sur la génératrice., se propage à vitesse transversale Vde. l'onde longitudinale rayonnante dans le gaz s'y propage à vitesse va. L'angle de réfraction ia, par rapport à la normale Ng à la génératrice du cône devient 0/2 + ia, par rapport à l'axe de symétrie du cône.  Another more qualitative way to approach the directivity of the beam is to write the laws of Snell-Descartes for a wave grazing incidence in a solid medium, the cone, to a fluid medium, the gas. Referring to FIG. 13 which illustrates the directivity of the field emitted by a progressive wave with an approximation of the laws of refraction, we have: sin,, sin ', v ,, e. The grazing incidence wave (ide = 90) on the generator., propagates at a transverse speed Vde. the longitudinal wave radiating in the gas is spreading at a fast rate. The angle of refraction ia, relative to the normal Ng to the generatrix of the cone becomes 0/2 + ia, with respect to the axis of symmetry of the cone.

Selon cette approche, l'angle réfracté par rapport à l'axe du cône vaut pour un cône de 50 mm de long et 4,3 mm de diamètre de base : ù +1 , = arctan / 2'15' + aresin / 340 sin(90) = 2,4+6,3 = 8,7 (2.14) 2 50 , 3100 L'angle d'émission sera d'autant plus ouvert que l'impédance du fluide sera plus élevée. Ainsi, pour de l'eau, l'angle d'émission sera proche de 30 . L'onde progressive dans le cône perd de son énergie du fait du rayonnement. Plus l'impédance mécanique du fluide est élevée, et moins il est intéressant d'avoir une pointe longue. (2.13) La directivité est modifiée par la présence de l'onde réfléchie dans le cône qui rayonne avec un angle ûia. Sans le principe de causalité, à savoir en régime permanent, la somme de l'onde incidente et de l'onde réfléchie donne une répartition sinusoïdale d'amplitude de sources soit en phase, soit en opposition de phase. Les zones en phase et en opposition de phase s'étendent sur 2J2. Les courbes équiphase de la figure 10, mettent bien en évidence cet argument. En conclusion, la présence de l'onde réfléchie à l'extrémité du cône réduit l'angle d'émission qui devient selon (2.14) égal au demiangle au sommet du cône. 2.2.5. Convolution par le cône récepteur On suppose que le cône récepteur est une baguette de longueur e, à une distance e du cône émetteur. Encore une fois, selon le principe d'Huyghens û Fresnel, chaque élément infinitésimal de cette baguette est un récepteur ponctuel secondaire transmettant à la base du cône récepteur un signal r(xo) d'amplitude et de phase, exprimées dans le repère du cône émetteur, suivantes : (e-xu) ) r(xo) = e (2.15) + (1û G)(e ûxo) L'amplitude de r(xo) traduit simplement, à l'image du cône émetteur, le gain mécanique du point récepteur. La phase de r(xo) contient le retard de phase dû à la propagation dans le cône récepteur. Par exemple, si x = e, le point récepteur est l'extrémité du iaie cône, et le retard de phase dû à la propagation est Ge . CO . Pour le point récepteur situé à la \Vdr J base, on a x = e+.e, et le retard de phase est nul. La formule (2.15) est associée à une onde progressive vers la base du cône récepteur. Il existe aussi un onde réfléchie dans le cône récepteur. Dans ce cas le point récepteur qui lui est associé à la réponse impulsionnelle suivante : Ge w (P-ce-x0)) r(xo) .e+(1ûG)(eûxo)e d' On voit que si x = e (extrémité du cône), la phase est la mêrne que celle de l'onde / incidente. Lorsque x = e+?, la phase est 2 \ Vdr (2.16) Pour avoir une idée du module et de la phase du signal détecté s(e,yo,t), il ne reste plus qu'à convoluer le champ "excitateur" spatial u(xo,yo,t) (formule (2.11) rappelée ci dessous), par la réponse impulsionnelle spatiale du récepteur et par la réponse impulsionnelle acoustoélectrique temporelle de l'élément piézoélectrique. On supposera pour cette dernière que c'est un Dirac de temps (élément piezo-électrique large bande). Il vient alors : (e+x') (eùx') \ i(kr+w ùcool) i(kr+co ùcool) e ide e V ,, + e u(xo,yo,t) =2Re 1, j Ge 87r- Jo + (1ù G)x' r r lko' X' Xo r r2, r dx' xo=e+e G s(e,yo,t) _ J u(xo,yo,t) L+(1ûG)(eûxo) x,1=e i(w(e+(eù,o)) ) i(m(eù(eùxo)))\ e va, + o (2.17) Là aussi, les conditions de causalité s'appliquent. Lorsqu'elles sont satisfaites et que 10 les ondes incidentes et réfléchies coexistent à l'instant et à l'endroit de l'évaluation des  According to this approach, the angle refracted with respect to the axis of the cone is for a cone 50 mm long and 4.3 mm in diameter: ù +1, = arctan / 2'15 '+ aresin / 340 sin (90) = 2.4 + 6.3 = 8.7 (2.14) 2 50, 3100 The emission angle will be all the more open as the impedance of the fluid will be higher. Thus, for water, the emission angle will be close to 30. The progressive wave in the cone loses its energy due to radiation. The higher the mechanical impedance of the fluid, the less interesting it is to have a long tip. (2.13) The directivity is modified by the presence of the wave reflected in the cone which radiates with an angle ûia. Without the principle of causality, namely in steady state, the sum of the incident wave and the reflected wave gives a sinusoidal distribution of source amplitude either in phase or in phase opposition. The in-phase and phase-opposite areas extend over 2J2. The equiphase curves of figure 10, highlight this argument well. In conclusion, the presence of the wave reflected at the end of the cone reduces the angle of emission which becomes (2.14) equal to the half-circle at the top of the cone. 2.2.5. Convolution by the Receiving Cone It is assumed that the receiving cone is a rod of length e, at a distance e from the emitter cone. Again, according to the principle of Huyghens - Fresnel, each infinitesimal element of this rod is a secondary punctual receiver transmitting at the base of the cone a signal r (xo) of amplitude and phase, expressed in the reference of the cone emitter, following: (e-xu)) r (xo) = e (2.15) + (1u G) (e-xo) The amplitude of r (xo) simply translates, like the emitter cone, the mechanical gain from the receiving point. The phase of r (xo) contains the phase delay due to the propagation in the receiver cone. For example, if x = e, the receiving point is the end of the cone, and the delay due to propagation is Ge. CO. For the receiver point located at the base, we have x = e + .e, and the phase delay is zero. The formula (2.15) is associated with a progressive wave towards the base of the receiving cone. There is also a reflected wave in the receiver cone. In this case, the receiver point associated with it with the following impulse response: Ge w (P-ce-x0)) r (xo) .e + (1ûG) (eûxo) ed 'We see that if x = e (end of cone), the phase is the same as that of the wave / incident. When x = e + ?, the phase is 2 \ Vdr (2.16) To get an idea of the modulus and phase of the detected signal s (e, yo, t), it remains only to convolute the field "exciter" spatial u (xo, yo, t) (formula (2.11) recalled below), the spatial impulse response of the receiver and the temporal acoustoelectric impulse response of the piezoelectric element. We assume for the latter that it is a Dirac time (piezo-electric broadband element). It then comes: (e + x ') (exx') \ i (kr + wcool) i (kr + cocool) e ide e V ,, + eu (xo, yo, t) = 2Re 1, j Ge 87r- Jo + (1u G) x 'rr lko' X 'Xo r r2, r dx' xo = e + e G s (e, yo, t) _ J u (xo, yo, t) L + (1uG) (exx) x, 1 = ei (w (e + (ei, o))) i (m (ei (eexo))) \ ev, + o (2.17) Here again, the causal conditions apply. When they are satisfied and the incident and reflected waves coexist at the instant and at the location of the evaluation of the

intégrales (2.11) et (2.17), on peut simplifier les expressions des intégrales en calculant les  integrals (2.11) and (2.17), the expressions of the integrals can be simplified by calculating the

sommes entre parenthèses.are in parentheses.

Pour un paquet d'ondes partie de la base du cône émetteur et arrivant à la base du cône récepteur, il existe quatre chemins acoustiques possibles si l'on tient compte des 15 réflexions aux extrémités. Les quatre conditions de causalité sont :  For a wave packet part of the base of the emitter cone and arriving at the base of the receiving cone, there are four possible acoustic paths if the end reflections are taken into account. The four conditions of causality are:

1) tout incident : ùv, *t+(.e+x') v +.\1(x'ùxo)2 +yo2 +(.e+(eùxo)) >0 (2.18) Vde Vdr  1) any incident: ùv, * t + (.e + x ') v +. \ 1 (x'xx) 2 + yo2 + (.e + (exxo))> 0 (2.18) Vde Vdr

2) avec une réflexion dans le cône émetteur : û Vu *t+(.eûx') Vu +.\/(x'ûxo)2 +yo2 +(e+(eûxo)) )' > 0 (2.19) V de dr  2) with a reflection in the transmitter cone: û Vu * t + (. Eûx ') Vu +. \ / (X'ûxo) 2 + yo2 + (e + (eûxo)))'> 0 (2.19) V of dr

20 3) avec une réflexion dans le cône récepteur : ù vä *t + (L + x') V,, + )2 + yo2 + (L ù (e ù xo ))-V > 0 (2.20) V de dr  3) with a reflection in the receiver cone: ù vä * t + (L + x ') V ,, +) 2 + yo2 + (L ù (e ù xo)) - V> 0 (2.20) V of dr

4) avec une réflexion dans le cône émetteur et le cône récepteur : ûvu *t+(eûx') V ' + (x'ùxo)2 +yoz +(eû(eûxo)) ù' > 0 (2.21) Vde dr  4) with a reflection in the emitting cone and the receiving cone: ûvu * t + (eûx ') V' + (x'ùxo) 2 + yoz + (eû (eûxo)) ù '> 0 (2.21) Vde dr

Lorsque l'une de ces conditions est satisfaite, le terme qui lui correspond dans les 25 intégrales (2.11) et (2.17) est nul.  When one of these conditions is satisfied, the corresponding term in the 25 integrals (2.11) and (2.17) is zero.

La figure 14 donne le repère et la configuration des cônes correspondant au calcul du signal s(e,yo,t). Sont illustrés le repère et la position relatives des cônes dans le calcul du signal s(e,yo,t). x' est la variable muette d'intégration dans le calcul du champ émis, tandis que xo est la variable muette d'intégration dans la convolution spatiale avec le cône récepteur.  FIG. 14 gives the mark and the configuration of the cones corresponding to the calculation of the signal s (e, yo, t). The reference and the relative position of the cones in the calculation of the signal s (e, yo, t) are illustrated. x 'is the integration dummy variable in the computation of the emitted field, while xo is the integration dummy variable in the spatial convolution with the receiver cone.

Il est possible désormais, de simuler le recouvrement de deux cônes. Le graphe de la figure 15 donne la variation du module du signal s(e,yo,t) lorsque l'on fait varier le recouvrement de e = -8 mm à e = 2 mm. Comparé à la figure 2.3, l'effet de la convolution spatiale est manifeste. Sur la figure 15, on a illustré le module du signal de sortie s(e,yo,t) en fonction du recouvrement e des pointes. Les paramètres sont t = 60 s ; yo = 0,5 mm. Le calcul est réalisé sur 50 points espacés de 0,2 mm entre e = - 8 mm et e = 2 mm. Cette figure est à comparer à la figure 7. La figure 16 montre le résultat expérimental obtenu dans des conditions similaires. Le recouvrement varie ici de e = -9 mm à e = 0,5 mm. Par rapport à la. figure 15, on observe une différence majeure sur la période des interférences. En effet, expérimentalement, on observe que la distance entre les minima n'est pas constante et est dans tous les cas plus petite que celle calculée. En supposant que la distance entre les minima est de X/2, on peut en déduire la valeur de la vitesse de phase dans le cône. . La figure 16 qui illustre la mesure expérimentale du module du signal détecté en fonction du recouvrement des cônes est à comparer à la figure 15. La figure 17, déduite de la figure 16, représente la vitesse apparente des ondes dans le cône en fonction du recouvrement des cônes, dans le voisinage d'un recouvrement donné. Les vitesses observées au voisinage de l'extrémité des cônes sont à comparer à la vitesse des ondes transversale dans le Duralumin (v = 3100 m/s). Cette forte différence peut être expliquée par le constat suivant : Avec un demi-angle au sommet de 2,3 , le diamètre de la section reste inférieur à 0,5 mm (donc à la longueur d'onde) sur plus de 6 mm près de l'extrémité. Dans cette zone, les ondes de volume transversales deviennent des ondes guidées antisymétriques, en particulier des modes de flexion. Or, les modes de flexion ont une vitesse de phase qui tend vers zéro lorsque le produit de la fréquence de fonctionnement par l'épaisseur du milieu de propagation tend vers zéro'. Les vitesses représentées à la figure 17 confirment cette tendance. En effet, J.P. Nikolovski Détecteur à ondes de Lamb de la position d'un stylet , thèse de l'université Paris VI, 2 février 1995. dans l'environnement immédiat de l'extrémité, on observe une vitesse plus de trois fois plus faible. 2.2.6. Conclusion L'étude de la propagation ultrasonore a clarifié les points suivants : - il y a interférence d'ondes, même en régime impulsionnel, lorsque les cônes sont amenés à se recouvrir indirectement du fait de la présence d'un débit. Ceci doit être pris en compte dans la conception du capteur et dans le choix de l'espacement des cônes au moment de leur montage dans le tube, - la convolution spatiale avec le cône récepteur fait que le maximum de signal n'est obtenu que s'il y a recouvrement des pointes. L'effet de la convolution, conjugué au gain mécanique des pointes fait que le maximum de signal est obtenu sur le deuxième maximum, ce qui correspond à environ un recouvrement de 2,3 mm à 700 kHz pour des pointes de demi-angle au sommet 2,4 , - la présence des ondes réfléchies par les extrémités, modifie la directivité des cônes et rend l'émission globalement perpendiculaire à la génératrice du cône dans la région située au-dessus du cône, - la vitesse des ondes ultrasonores dans les cônes au voisinage des extrémités est pratiquement trois fois plus faible que celle des ondes de volume transversales. 2.3. Transmission dans le gaz On cherche ici à quantifier le coefficient de transmission des ultrasons d'un cône à l'autre par couplage indirect avec le cylindre. 2.3.1. Montage expérimental On compare le signal transmis en courant, à celui que l'on obtient lorsque les cônes émetteur et récepteur sont remplacés par un seul cylindre de même diamètre de base. Dans ce cas, pris comme référence, on note que l'on est proche, aux conditions aux limites imposées par la propagation dans le cylindre près, d'une onde scalaire plane transmise dans un milieu sans perte, c'est-à-dire un cas où le coefficient de transmission vaut un. Il est intéressant de voir aussi quel est le signal si les cônes sont simplement mis en contact. Ceci donne une idée de la bande passante des cônes.  It is now possible to simulate the overlap of two cones. The graph of FIG. 15 gives the variation of the modulus of the signal s (e, yo, t) when the overlap of e = -8 mm is varied at e = 2 mm. Compared with Figure 2.3, the effect of spatial convolution is evident. In FIG. 15, the module of the output signal s (e, yo, t) is illustrated as a function of the overlap e of the tips. The parameters are t = 60 s; yo = 0.5 mm. The calculation is performed on 50 points spaced 0.2 mm between e = - 8 mm and e = 2 mm. This figure is compared with Figure 7. Figure 16 shows the experimental result obtained under similar conditions. The coverage varies here from e = -9 mm to e = 0.5 mm. Compared to the. Figure 15 shows a major difference in the period of interference. Indeed, experimentally, it is observed that the distance between the minima is not constant and is in all cases smaller than that calculated. Assuming that the distance between the minima is X / 2, we can deduce the value of the phase velocity in the cone. . FIG. 16 which illustrates the experimental measurement of the modulus of the detected signal as a function of the overlap of the cones is to be compared with FIG. 15. FIG. 17, deduced from FIG. 16, represents the apparent velocity of the waves in the cone as a function of the overlap. cones, in the vicinity of a given cover. The velocities observed near the end of the cones are to be compared to the transverse wave velocity in Duralumin (v = 3100 m / s). This strong difference can be explained by the following observation: With a half-angle at the top of 2.3, the diameter of the section remains less than 0.5 mm (thus at the wavelength) over more than 6 mm from the end. In this zone, the transverse volume waves become antisymmetric guided waves, in particular bending modes. However, the bending modes have a phase velocity that tends to zero when the product of the operating frequency by the thickness of the propagation medium tends to zero '. The speeds shown in Figure 17 confirm this trend. Indeed, JP Nikolovski Lamb wave detector of the position of a stylet, thesis of the University Paris VI, February 2, 1995. in the immediate environment of the end, we observe a speed more than three times lower . 2.2.6. Conclusion The study of ultrasonic propagation has clarified the following points: - there is wave interference, even in pulse mode, when the cones are caused to overlap indirectly due to the presence of a flow. This must be taken into account in the design of the sensor and in the choice of the spacing of the cones at the time of their assembly in the tube, - the spatial convolution with the receiving cone makes that the maximum of signal is obtained only s There is recovery of spikes. The convolution effect, combined with the mechanical gain of the peaks, results in the maximum signal being obtained on the second maximum, which corresponds to about a 2.3-mm coverage at 700 kHz for peak half-angle peaks. 2.4, - the presence of the waves reflected by the extremities, modifies the directivity of the cones and renders the emission generally perpendicular to the generator of the cone in the region situated above the cone, - the velocity of the ultrasonic waves in the cones near the extremities is almost three times lower than that of transverse volume waves. 2.3. Transmission in the gas We seek here to quantify the transmission coefficient of ultrasound from one cone to the other by indirect coupling with the cylinder. 2.3.1. Experimental setup The signal transmitted in current is compared to that obtained when the emitter and receiver cones are replaced by a single cylinder of the same basic diameter. In this case, taken as a reference, it is noted that one is close, to the boundary conditions imposed by the propagation in the cylinder close, of a planar scalar wave transmitted in a lossless medium, that is to say a case where the transmission coefficient is one. It is also interesting to see what the signal is if the cones are simply brought into contact. This gives an idea of the bandwidth of the cones.

L'expérience consiste à émettre une rafale de cinq périodes à 700 kHz avec une amplitude d'excitation de 32 Vpp (en circuit ouvert) et à mesurer le courant récolté aux bornes de l'élément piézo-électrique sous basse impédance de charge. Les transmissions par contact ne nécessitent pas de gain transimpédance. Les courants sont alors mesurés sous impédance de 33 Ohms. Pour la transmission dans l'air, le courant est déduit du gain transimpédance de l'amplificateur. Ce gain a été préalablement mesuré à 700 kHz et représente une résistance transimpédance de 2,7 Ma 2.3.2. Coefficient de transmission d'une onde plane scalaire entre trois milieux Afin de quantifier l'avantage apporté par le montage des cônes dans un cylindre, on 10 calcule le coefficient de transmission théorique d'une onde scalaire plane longitudinale entre trois milieux : solide û air -solide. 1) Coefficient de transmission du déplacement mécanique Duralumin û air r =2 Pdvd 2 dur-cric Zdur + Z(,ir 2Z,, Pvd + pava (2.22) où pd et pa sont respectivement les densités du durai et de l'air et Zdur et Zair, leurs 15 impédances mécaniques respectives. 2) Coefficient de transmission du déplacement mécanique de l'air vers le durai 2Z = 2 Päv~, 2 427 t 5.10-5 (2.23) n,r dt,r ù Zdur + Z(,ir Pvd + pava 427 + 17.106 3) Coefficient de transmission global tdur-air-dur = tdur-c,ir.tair-dur 100001 (2.24) 20 Ce résultat, pour être obtenu expérimentalement suppose que les faces des transducteurs soient rigoureusement parallèles et en regard. Type de air Cônes en Cylindre Air, théorique selon figure transmission contact 2.15. ('IPZT = 4 mm) Résistance 2,7 MQ 33 S2 33 S2 transimpédance Signal de sortie 6,9 Vpp 130 mVpp 160 mVpp Courant 2,6 App 3940 App 4850 App Coeff Transmission 1/1860 81% 1 1/10 000 Tableau 2 : Pertes de transmission.  The experiment consists in emitting a burst of five periods at 700 kHz with an excitation amplitude of 32 Vpp (in open circuit) and in measuring the current harvested at the terminals of the piezoelectric element under low load impedance. Contact transmissions do not require transimpedance gain. The currents are then measured under impedance of 33 Ohms. For transmission in air, the current is deducted from the transimpedance gain of the amplifier. This gain was previously measured at 700 kHz and represents a transimpedance resistance of 2.7 Ma 2.3.2. Coefficient of transmission of a scalar plane wave between three media In order to quantify the advantage provided by the mounting of the cones in a cylinder, the theoretical transmission coefficient of a longitudinal plane scalar wave is calculated between three media: solid-air -solid. 1) Coefficient of transmission of the mechanical displacement Duralumin û air r = 2 Pdvd 2 dur-jack Zdur + Z (, ir 2Z ,, Pvd + pava (2.22) where pd and pa are respectively the densities of durai and air and Zdur and Zair, their respective mechanical impedances 2) Coefficient of transmission of the mechanical displacement of the air towards the durai 2Z = 2 Pv ~, 2 427 t 5.10-5 (2.23) n, r dt, r + Zdur + Z (, ir Pvd + pava 427 + 17.106 3) Coefficient of overall transmission tdur-air-hard = tdur-c, ir.tair-hard 100001 (2.24) 20 This result, to be obtained experimentally, supposes that the faces of the transducers are rigorously parallel and opposite. Air type Cylinder cones Air, theoretical according to figure transmission contact 2.15. ('IPZT = 4 mm) Resistance 2.7 MΩ 33 S2 33 S2 transimpedance Output signal 6.9 Vpp 130 mVpp 160 mVpp Current 2.6 App 3940 App 4850 App Coeff Transmission 1/1860 81% 1 1/10 000 Table 2: Transmission losses.

Le tableau 2 montre les résultats obtenus. Il est remarquable que les cônes en contact, de diamètre de base 4 mm, et totalisant une longueur de 100 mm, fournissent 81% du signal obtenu avec le cylindre de 4 mm de diamètre de longueur 10 mm. Cela traduit une bande passante large ainsi qu'une bonne adaptation d'impédance mécanique. La transmission du signal par le gaz donne un signal 1860 fois plus faible que le signal de référence. 2.3.3. Débitmètre classique monté sur les parois Un débitmètre classique à ultrasons pour gaz a été illustré à la figure 18. Il utilise des transducteurs 104 devant s'insérer dans le tube de mesure 110 au niveau de logement ménagés dans la paroi du tube et débouchant dans celui-ci. En effet, les formules 2.22 à 2.24 montrent que les pertes seraient beaucoup trop grandes s'il fallait émettre et recevoir dans le gaz à travers les parois du tube. La présence d'un débit introduit une variation de temps de vol dans l'axe du tube. Plus les transducteurs sont décalés, meilleure est la sensibilité du débitmètre. Cependant, plus le débit augmente et plus l'onde arrive décalée sur le transducteur récepteur. L'amplitude du signal diminue alors avec l'augmentation du débit. Le principe de la figure 18 montre, en outre, des zones mortes dans les abords immédiats des transducteurs, où la vitesse du flux est perturbée et qui sont sources d'incertitude. Dans ce cas, la présence d'un flux engendre une variation du temps de vol dans le gaz. Si l'on suppose que les faces avant des transducteurs fonctionnent en mode piston, il est possible d'utiliser la formule (2.17) en supprimant les retards de phase liés à l'onde progressive dans le cône, ainsi que l'amplification mécanique associée. En outre, la réponse impulsionnelle spatiale du récepteur ne dépend plus des variables d'espace; elle vaut un partout sur la face du transducteur et zéro ailleurs. La réponse temporelle acousto-électrique reste un Dirac de temps. Le signal de sortie s'exprime donc selon la formule suivante : (00 Y_w~~, 1 x,,=(e+e x'_r_ee / i x' " x s(e, yo, t) = 2Re z J J û z dx~ d o (2.25) 82r rä r'=o r r r r avec r = (x'ûxo)2 +yo 2 La condition de causalité est : - v0, * t + NI(x'ûxo) 2 + y02 > 0 (2.26) A une distance de 2h, le module du signal détecté en fonction du recouvrement est donné à la figure 2.16. Lorsque le recouvrement est égal à l'étendue latérale du transducteur, le signal est maximal et l'on est pratiquement en ondes planes. Dès que l'on sort de ces conditions, c'est à dire à fort débit, le signal chute. Supposons que l'impédance acoustique intrinsèque de la face avant des transducteurs soit celle du Duralumin, nous sommes alors dans les conditions de propagation dans trois milieux différents. On peut prévoir quel va être la perte du signal en fonction du défaut de recouvrement des transducteurs à fort débit. Pour un transducteur de diamètre 4 mm, le signal maximal est obtenu pour un recouvrement e = - 4 mm. Dans cette configuration la perte de transmission dans l'air correspond à la formule (2.24) soit environ un facteur 10000. Ensuite toute variation du recouvrement augmente encore les pertes.  Table 2 shows the results obtained. It is remarkable that the cones in contact, with a base diameter of 4 mm and a total length of 100 mm, provide 81% of the signal obtained with the cylinder 4 mm in diameter with a length of 10 mm. This reflects a wide bandwidth as well as a good adaptation of mechanical impedance. The transmission of the signal by the gas gives a signal 1860 times weaker than the reference signal. 2.3.3. Conventional wall-mounted flowmeter A conventional gas ultrasonic flowmeter has been illustrated in FIG. 18. It uses transducers 104 to be inserted into the measuring tube 110 at the housing level formed in the wall of the tube and opening into the -this. Indeed, the formulas 2.22 to 2.24 show that the losses would be much too great if it was necessary to emit and receive in the gas through the walls of the tube. The presence of a flow introduces a variation of flight time in the axis of the tube. The more the transducers are offset, the better the sensitivity of the flowmeter. However, the higher the flow rate, the more the wave arrives shifted on the receiving transducer. The amplitude of the signal then decreases with increasing flow. The principle of Figure 18 shows, in addition, dead zones in the immediate vicinity of the transducers, where the speed of the flow is disturbed and which are sources of uncertainty. In this case, the presence of a flow generates a variation of the flight time in the gas. If it is assumed that the front faces of the transducers operate in piston mode, it is possible to use the formula (2.17) by eliminating the phase delays related to the progressive wave in the cone, as well as the associated mechanical amplification . In addition, the spatial impulse response of the receiver no longer depends on the space variables; it is worth everywhere on the transducer face and zero elsewhere. The acousto-electrical temporal response remains a Dirac of time. The output signal is therefore expressed according to the following formula: ## EQU1 ## ~ do (2.25) 82r r 'r = rrrrr with r = (x'xxo) 2 + yo 2 The condition of causality is: - v0, * t + NI (x'xxo) 2 + y02> 0 (2.26) A At a distance of 2h, the detected signal modulus as a function of the overlap is given in Figure 2.16.When the overlap is equal to the lateral extent of the transducer, the signal is maximal and is practically in plane waves. If we go out of these conditions, ie at high speed, the signal drops, suppose that the intrinsic acoustic impedance of the front face of the transducers is that of the Duralumin, we are then in the propagation conditions in three environments. We can predict what will be the loss of the signal as a function of the overlap of the high-volume transducers For a transducer with a diameter of 4 mm, the maximum signal is obtained for a In this configuration, the loss of transmission in the air corresponds to the formula (2.24), ie about a factor of 10000. Then any variation of the recovery increases the losses further.

La figure 19 illustre le module du signal de sortie s(e, 0,014,45 s) dans la configuration de la figure 18 pour e compris entre -5 mm et 5 mm (calcul sur 51 points espacés de 200 m). En e = 0, le module du signal est 6,6 fois plus faible qu'en e = -4 mm. Si l'on suppose que le coefficient de transmission calculé entre les trois milieux pour une onde plane ne s'est pas dégradé pour l'onde diffractée (en réalité le coefficient de transmission se dégrade si l'onde n'est pas plane), on en déduit que les pertes de transmission entre les deux transducteurs de diamètre 4 mm à e = 0 sont d'au moins 10000 * 6,6 = 66000. Un autre problème des transducteurs de la figure 18 est la déformation du front d'ondes et la perte de signal résultant du fait que l'on n'est plus en ondes planes. Pour une fréquence de fonctionnement identique à celle des pointes, soit 700 kHz, la longueur d'ondes est de 0,48 mm. Les perturbations du front d'ondes apportées par les turbulences doivent être inférieures au quart de la demi-longueur d'ondes soit 0,11 mm si l'on ne veut éviter que le signal chute fortement. Ceci limite évidemment la plage du débit. Selon le tableau 2, l'utilisation de cônes de focalisation apporte au minimum un gain de signal de 5,3 par rapport à un cas où l'on met simplement deux transducteurs plans, vibrant en mode piston, en regard. Il faut ensuite tenir compte des problèmes de déformations des formes d'ondes liées au déplacement de gaz. Le rapport signal sur bruit obtenu avec les cônes peut encore être amélioré si l'on conforme, par exemple par polissage, l'extrémité des ces derniers de façon à définir à l'extrémité du transformateur 6 deux faces planes 20 parallèles l'une à l'autre et à l'axe principal 12 du transformateur. Les faces 20 sont orientées dans des directions opposées chacune vers la zone de paroi du tube en regard. Cette variante est illustrée à la figure 20 Chaque face s'étend à partir de l'extrémité libre du transducteur et a donc une normale parallèle au déplacement mécanique u (x',0). Il s'agit d'une variante avantageuse de réalisation de l'invention. Le polissage de l'extrémité du cône augmente la directivité dans la direction du déplacement mécanique. 2.4. Récepteur dipolaire sur l'axe d'un tube Il est possible de quantifier le gain maximum apporté par le polissage de l'extrémité des cônes émetteur et récepteur dans le tube. Après refocalisation, un point source ne retrouve plus que les trois quarts du signal envoyé. Si maintenant, on polit l'extrémité du cône, on crée une répartition en z de points sources. Un simple calcul de diffraction de surfaces en regard montre qu'à 14 mm de distance, le signal issu de deux surfaces en regard peut être multiplié par 7, lorsque la largeur des surfaces passe de 0,1 mm à 0,5 mm. Ce résultat, combiné à celui du tableau 2, montre que l'utilisation de pointes coniques polies constitue un bon adaptateur d'impédance acoustique. Le coefficient de transmission est augmenté d'un facteur 35. Il passe de 1/10 000 à 1/300. Un avantage des transformateurs en cônes est qu'ils ne sont pas fortement directifs de sorte qu'il n'est pas nécessaire qu'ils soient rigoureusement parallèles. Un autre avantage important est aussi l'adéquation de la géométrie de ces transducteurs à la mesure de débit. En effet, la présence du transducteur doit perturber aussi faiblement que possible l'écoulement de gaz à mesurer. Sur cette question, les pointes coniques apportent une très bonne solution. Enfin, un autre avantage de ce type de transducteur réside dans sa robustesse et la tenue de ses performances aux variations de pression de température et en présence de forte turbulences. 2.5. Sensibilité On peut maintenant quantifier aussi la sensibilité du débitmètre à pointes. Nous partons de l'hypothèse que la détection de l'arrivée du paquet d'ondes se fait par rapport à un passage à zéro donné du paquet. En présence de bruit, l'instant de passage à zéro fluctue. L'utilisation d'un amplificateur sélectif centré sur 700 kHz, réduit le bruit basse fréquence et ne laisse passer que du bruit de fréquence 700 kHz.  FIG. 19 illustrates the output signal module s (e, 0.014, 45 s) in the configuration of FIG. 18 for e ranging from -5 mm to 5 mm (calculation at 51 points spaced 200 m apart). In e = 0, the signal modulus is 6.6 times smaller than e = -4 mm. Assuming that the transmission coefficient calculated between the three media for a plane wave has not degraded for the diffracted wave (in reality the transmission coefficient is degraded if the wave is not flat), it is deduced that the transmission losses between the two transducers of diameter 4 mm at e = 0 are at least 10000 * 6.6 = 66000. Another problem of the transducers of FIG. 18 is the deformation of the wavefront and the loss of signal resulting from the fact that one is no longer in plane waves. For an operating frequency identical to that of the peaks, ie 700 kHz, the wavelength is 0.48 mm. Disturbances of the wavefront caused by the turbulence must be less than one-quarter of the half-wavelength, ie 0.11 mm, in order to prevent the signal from dropping sharply. This obviously limits the flow range. According to Table 2, the use of focusing cones provides at least a signal gain of 5.3 compared to a case where we simply put two planar transducers, vibrating in piston mode, facing. Then we must take into account the problems of deformation of the waveforms related to the displacement of gas. The signal-to-noise ratio obtained with the cones can be further improved by conforming, for example by polishing, the end of the latter so as to define at the end of the transformer 6 two flat faces 20 parallel to each other. the other and to the main axis 12 of the transformer. The faces 20 are oriented in opposite directions each towards the wall zone of the tube opposite. This variant is illustrated in FIG. 20. Each face extends from the free end of the transducer and therefore has a normal parallel to the mechanical displacement u (x ', 0). This is an advantageous variant embodiment of the invention. Polishing the end of the cone increases directivity in the direction of mechanical movement. 2.4. Dipolar receiver on the axis of a tube It is possible to quantify the maximum gain provided by the polishing of the ends of the emitter and receiver cones in the tube. After refocusing, a source point only finds three quarters of the signal sent. If now we polish the end of the cone, we create a z distribution of source points. A simple diffraction calculation of opposite surfaces shows that at 14 mm distance, the signal coming from two facing surfaces can be multiplied by 7, when the width of the surfaces increases from 0.1 mm to 0.5 mm. This result, combined with that of Table 2, shows that the use of polished conical tips is a good acoustic impedance adapter. The transmission coefficient is increased by a factor of 35. It goes from 1/10 000 to 1/300. An advantage of cone transformers is that they are not highly directional so they do not have to be strictly parallel. Another important advantage is also the adequacy of the geometry of these transducers to the flow measurement. Indeed, the presence of the transducer must disturb as little as possible the flow of gas to be measured. On this issue, the conical tips provide a very good solution. Finally, another advantage of this type of transducer is its robustness and the performance of its performance at temperature pressure variations and in the presence of strong turbulence. 2.5. Sensitivity The sensitivity of the peak flow meter can now also be quantified. We assume that the detection of the arrival of the wave packet is with respect to a given zero crossing of the packet. In the presence of noise, the instant of change to zero fluctuates. The use of a selective amplifier centered on 700 kHz, reduces the low frequency noise and allows only 700 kHz frequency noise.

La sensibilité intrinsèque du capteur peut donc être estimée par calcul à 5 cm/s. Cette performance peut être améliorée en moyennant le signal. Si le bruit est décorrélé entre deux acquisitions successives, une moyenne sur 400 acquisitions (200 en amont et 200 en aval) permet d'atteindre une sensibilité de 3,5 mm/s. 2.6. Température La température a un effet sur la vitesse du son dans le gaz et les pointes ainsi que sur les dimensions de la structure du capteur. On donne ici un ordre de grandeur de la dérive que l'on peut attendre de chacun de ses deux effets. 2.6.1. Déformations structurelles Le débitmètre prototype est en Plexiglas et en Duralumin. Pour une variation de 4e, la différence de temps de vol est : At _ Si e = 5 mm, .e = 78 mm, et vd = 1225 m/s, At = 5,5 ns/ C Une augmentation de température de 1 C augmente donc l'écartement et le temps de vol entre les pointes. 2.6.2. Vitesse du son dans le gaz Le temps de parcours du paquet d'ondes dans le gaz varie avec la température. Sih=7mm,va=340mis, et 0 = 26 , At = -156 ns / K Une augmentation de température de 1 C diminue fortement le temps de vol du paquet d'ondes. L'effet est environ 30 fois plus grand que celui imputable aux déformations 20 de la structure. 3. Performances intrinsèques de deux débitmètres ultrasonores Le seuil de détection du débitmètre à pointes est légèrement meilleur que celui d'un 25 détecteur classique à transducteurs plans se faisant face. Mais surtout sa géométrie et son temps de réponse plus court lui procurent une meilleure linéarité et une capacité à fonctionner à des débits plus grands et des conditions thermodynamiques plus sévères. "Ae" Vd 4. Cellule de mesure Divers paramètres doivent être ajustés afin d'obtenir des conditions de mesures optimales. Les paramètres sensibles sont la durée de la réponse impulsionnelle, l'isolation acoustique entre le transducteur émetteur et le transducteur récepteur via la structure de la cellule, le montage des transducteurs à pointes, l'homogénéité du flux, la position de montage de la cellule en fonction des déformations éventuelles de la structure, le diamètre du tube, la plage de pression et de température de fonctionnement, le type de matériaux en contact avec le gaz, le taux de fuite, le nettoyage et l'usure mécanique et chimique de la cellule. Nous allons envisager chacun d'eux ci-après. 4.1. Amortissement et isolation acoustique La vitesse de propagation des ultrasons est plus grande dans les solides que dans les gaz. Ce constat a pour conséquence qu'une onde ultrasonore engendrée dans l'épaisseur du tube de mesure parvient au transducteur récepteur avant le signal engendré dans les cônes et le gaz, et avec une intensité au pire 300 fois plus grande. Le tube de mesure joue le rôle de court- circuit acoustique. Pour réaliser une mesure précise avec un rapport signal/bruit d'au moins 40 dB, il faut donc isoler par au moins 90 dB tout couplage via la tuyauterie. En référence à la figure 21, on réalise pour cela des supports 22, isolants acoustiques, sur lesquels sont montés les transducteurs émetteur et récepteur 4. Les transducteurs 4 sont supportés directement par ces seuls supports 22.  The intrinsic sensitivity of the sensor can therefore be estimated by calculation at 5 cm / s. This performance can be improved by averaging the signal. If the noise is decorrelated between two successive acquisitions, an average of 400 acquisitions (200 upstream and 200 downstream) can achieve a sensitivity of 3.5 mm / s. 2.6. Temperature The temperature has an effect on the speed of sound in the gas and spikes as well as on the dimensions of the sensor structure. We give here an order of magnitude of the drift that we can expect from each of its two effects. 2.6.1. Structural deformations The prototype flow meter is made of Plexiglas and Duralumin. For a variation of 4e, the difference in flight time is: At _ If e = 5 mm, .e = 78 mm, and vd = 1225 m / s, At = 5.5 ns / C A temperature increase of 1 C therefore increases the spacing and the flight time between the tips. 2.6.2. Sound velocity in the gas The travel time of the wave packet in the gas varies with the temperature. Sih = 7mm, va = 340m, and 0 = 26, At = -156 ns / K A temperature increase of 1 C greatly reduces the flight time of the wave packet. The effect is approximately 30 times greater than that attributable to the deformations of the structure. 3. Intrinsic Performance of Two Ultrasonic Flowmeters The detection threshold of the peak flowmeter is slightly better than that of a conventional flat-faced transducer detector. But especially its geometry and its shorter response time give it a better linearity and an ability to operate at higher flow rates and more severe thermodynamic conditions. "Ae" Vd 4. Measuring cell Various parameters must be adjusted in order to obtain optimal measurement conditions. The sensitive parameters are the duration of the impulse response, the acoustic insulation between the transmitting transducer and the receiving transducer via the structure of the cell, the mounting of the spike transducers, the homogeneity of the flow, the mounting position of the cell depending on the possible deformations of the structure, the diameter of the tube, the range of pressure and operating temperature, the type of materials in contact with the gas, the leakage rate, the cleaning and the mechanical and chemical wear of the cell. We will consider each of them below. 4.1. Damping and sound insulation The propagation velocity of ultrasound is higher in solids than in gases. This results in the fact that an ultrasonic wave generated in the thickness of the measuring tube reaches the receiving transducer before the signal generated in the cones and the gas, and with an intensity at worst 300 times greater. The measuring tube plays the role of acoustic short circuit. To achieve an accurate measurement with a signal-to-noise ratio of at least 40 dB, it is therefore necessary to isolate at least 90 dB any coupling via the piping. With reference to FIG. 21, acoustical insulating supports 22 are made on which the transmitter and receiver transducers 4 are mounted. The transducers 4 are supported directly by these supports 22 alone.

Chaque support comprend par exemple un disque 24 de diamètre 30 mm,d'épaisseur 7,5 mm, comprenant une résine araldite chargée à saturation de poudre de métal, par exemple de tungstène. Les supports comprennent un moule 26 rempli du mélange de résine araldite chargée à saturation de poudre de tungstène. Le moule est ici en Duralumin de faible épaisseur. Il recouvre le disque du côté du conduit 10 et évite toute contamination de la cellule par des grains de tungstène qui se détacheraient à fort débit. Son épaisseur doit être faible, si l'on ne veut pas qu'il devienne un court-circuit acoustique, produisant l'effet inverse de celui que l'on cherche à obtenir. Typiquement, une épaisseur de 0,2 mm à 0,5 mm assure une absorption des ultrasons se propageant dans l'épaisseur du moule 26 par le mélange araldite û tungstène. L'impédance acoustique des grains de tungstène, bien plus élevée que celle de la résine, engendre une très forte dispersion et donc une très forte atténuation du paquet d'ondes. Cette atténuation augmentant avec le carré de la fréquence, le choix d'une fréquence de fonctionnement de 700 kHz est ici un avantage par rapport aux débitmètres ultrasonores classiques (autour de 100 kHz) et permet d'une part de réduire les dimensions de la cellule de mesure, d'autre part de concevoir des cellules de mesure avec des tubes métalliques résistant à des pressions plus importantes. Les résines chargées réalisées présentent aisément une atténuation de 12 dB/cm à 700 kHz. En outre, dans le cas de notre prototype, le conduit 10 sont en Plexiglas (atténuation de 3,2 dB/cm à 5 MHz), afin de diminuer encore plus le couplage de structure. Un moyen supplémentaire connu en lui-même d'atténuer les ultrasons consiste à charger l'élément piézo-électrique 8 lui-même, en général sur sa face arrière, afin de réduire la durée de sa réponse impulsionnelle. Cette méthode, très commune pour les transducteurs à ondes longitudinales, est cependant assez délicate à mettre en oeuvre. En référence à la figure 22, dans le cadre de ce mode de réalisation, on cherche à engendrer des ondes de cisaillement dans les cônes de focalisation 6. Ce mode de vibration est par exemple obtenu lorsque le convertisseur 8 est formé par un disque en céramique piézo-électrique ferroélectrique à polarisation alternée comme c'est le cas ici.  Each support comprises, for example, a disc 24 with a diameter of 30 mm and a thickness of 7.5 mm, comprising a araldite resin loaded with saturation of metal powder, for example tungsten. The supports comprise a mold 26 filled with the araldite resin mixture loaded with saturation of tungsten powder. The mold is here in Duralumin thin. It covers the disc on the side of the duct 10 and avoids any contamination of the cell by tungsten grains that would come off at high flow. Its thickness must be low, if it does not want it to become an acoustic short circuit, producing the opposite effect of the one that one seeks to obtain. Typically, a thickness of 0.2 mm to 0.5 mm ensures ultrasonic absorption propagating in the thickness of the mold 26 by the araldite-tungsten mixture. The acoustic impedance of the tungsten grains, much higher than that of the resin, generates a very high dispersion and therefore a very strong attenuation of the wave packet. This attenuation increases with the square of the frequency, the choice of an operating frequency of 700 kHz is here an advantage compared to the conventional ultrasonic flowmeters (around 100 kHz) and allows on the one hand to reduce the dimensions of the cell measurement, on the other hand to design measuring cells with metal tubes resistant to higher pressures. The charged resins produced easily have an attenuation of 12 dB / cm at 700 kHz. In addition, in the case of our prototype, the conduit 10 are Plexiglas (attenuation of 3.2 dB / cm at 5 MHz), in order to further reduce the structure coupling. An additional means known in itself to attenuate the ultrasound is to load the piezoelectric element 8 itself, usually on its back side, to reduce the duration of its impulse response. This method, very common for longitudinal wave transducers, is however difficult enough to implement. With reference to FIG. 22, in the context of this embodiment, it is sought to generate shear waves in the focusing cones 6. This mode of vibration is for example obtained when the converter 8 is formed by a ceramic disc ferroelectric piezoelectric alternating polarization as is the case here.

Chaque convertisseur 8 comprend deux demi-disques 28 de formes identiques et contigus l'un à l'autre par un plan diamétral de façon à former un disque entier. Les deux demi-disques sont polarisés suivant la direction de l'axe 12 mais dans des sens opposés l'un à l'autre. Par conséquent, la résonance du disque se fait selon un mode radial par référence à l'axe principal du transformateur. Le diamètre du disque impose donc la fréquence de résonance. Pour un diamètre de 7 mm, la fréquence de résonance se situe autour de 600 kHz. Le plan de séparation des deux demi-disques contient le point extrême de la partie effilée et est parallèle aux deux faces planes 20 de la pointe du transformateur 6. Il constitue un plan médian entre ces deux plans. Chaque convertisseur 8 est collé par la face avant du disque à la face arrière du transformateur conique 6. Le disque piézo-électrique à polarisation alternée a ici une épaisseur de 0,2 mm, et un diamètre 7 mm. La limite supérieure du réservoir de résine est coplanaire à la base du cône afin de faciliter l'obtention d'une base conique plane par polissage. Pour obtenir un transfert maximal vers les cônes de l'énergie mécanique produite, la face arrière des disques est laissée libre, facilitant en même temps les connexions électriques des disques à cet endroit. Pour réduire, alors, la durée de la réponse impulsionnelle de l'ensemble disque + cône, il est astucieux de pomper une portion de l'énergie ultrasonore par les côtés du cône. La configuration de la figure 22 illustre une façon originale de le faire. Pour effectuer ce pompage, on prévoit un amortisseur 30 comprenant un matériau isolant acoustique tel qu'une résine époxy chargée à saturation de poudre de tungstène. Cet amortisseur a une forme générale annulaire et définit une ouverture circulaire en son centre. Il est disposé coaxialement au transformateur, autour de la base du cône 6 logé dans l'ouverture. L'amortisseur 30 s'étend en arrière du support 26 du transducteur. L'amortisseur est lui-même entouré par une bague 32 concentrique à celui-ci formant masse électrique pour le transducteur et comprenant un réservoir de résine. Cette bague 32 est de préférence usinée dans le même bloc que le cône 6. La bague 32 présente un orifice radial pour l'évacuation de l'air au centre de la bague lors de la compression de la résine.  Each converter 8 comprises two half-disks 28 of identical shapes and contiguous to one another by a diametral plane so as to form an entire disk. The two half-disks are polarized in the direction of the axis 12 but in opposite directions to each other. Therefore, the resonance of the disk is in a radial mode with reference to the main axis of the transformer. The diameter of the disc therefore imposes the resonance frequency. For a diameter of 7 mm, the resonance frequency is around 600 kHz. The plane of separation of the two half-disks contains the end point of the tapered portion and is parallel to the two planar faces 20 of the tip of the transformer 6. It constitutes a median plane between these two planes. Each converter 8 is bonded by the front face of the disk to the rear face of the conical transformer 6. The piezoelectric disk with alternating polarization here has a thickness of 0.2 mm, and a diameter of 7 mm. The upper limit of the resin reservoir is coplanar at the base of the cone to facilitate obtaining a planar conical base by polishing. To obtain a maximum transfer to the cones of the mechanical energy produced, the rear face of the disks is left free, facilitating at the same time the electrical connections of the disks at this location. To reduce, then, the duration of the impulse response of the set disk + cone, it is clever to pump a portion of the ultrasonic energy by the sides of the cone. The configuration in Figure 22 illustrates an original way of doing this. To carry out this pumping, a damper 30 is provided comprising an acoustic insulating material such as an epoxy resin loaded with saturation of tungsten powder. This damper has a generally annular shape and defines a circular opening at its center. It is arranged coaxially with the transformer, around the base of the cone 6 housed in the opening. The damper 30 extends behind the support 26 of the transducer. The damper is itself surrounded by a ring 32 concentric therewith forming an electrical mass for the transducer and comprising a resin reservoir. This ring 32 is preferably machined in the same block as the cone 6. The ring 32 has a radial orifice for the evacuation of air at the center of the ring during the compression of the resin.

La hauteur hé de l'amortisseur est un paramètre important. Ce paramètre détermine la quantité d'énergie acoustique absorbée à chaque passage de l'onde, donc l'amortissement. La condition définissant hé est de préférence que 50% du signal soit absorbé à chaque passage dans la région de l'amortisseur. Cet emplacement de l'amortisseur autour du cône est préféré à l'amortissement par chargement de la face arrière de la céramique. En effet, l'adaptation d'impédance obtenue par compression de la résine chargée est plus facile à réaliser avec le Duralumin, qu'avec une céramique PZT (Zirconate Titanate de Plomb). On détermine empiriquement l'épaisseur optimale de la couche. Plus l'épaisseur est grande, plus l'amortissement est grand, mais plus faible est le signal transmis vers la pointe. Au contraire, plus hép, est faible, plus le signal direct est fort, mais aussi plus l'amortissement sera long, risquant de perturber la mesure. L'épaisseur optimale est ainsi voisine de 2 mm. 4.2. Montage des transducteurs coniques Une fois constitué l'assemblage formant chaque transducteur 4 (avec notamment le disque PZT 8, le réservoir 32, le cône 6 et le disque isolant 30) (cf. figure 22) en double exemplaire, il faut insérer les transducteurs dans le tube de mesure 10. On a ici la possibilité d'utiliser un deuxième tube externe 34 illustré aux figures 21 et 23, concentrique au tube de mesure interne 10, et de diamètre supérieur, sur lequel seront fixés les 2 assemblages, ainsi que les tubes d'arrivée et de sortie du gaz 36 et 38 débouchant directement dans le tube externe.. Le tube interne 10 est logé coaxialement dans le tube externe 34 et ses parois sont distantes de celle du tube externe.  The height of the shock absorber is an important parameter. This parameter determines the amount of acoustic energy absorbed at each passage of the wave, thus the damping. The condition defining he is preferably 50% of the signal is absorbed at each pass through the damper region. This location of the damper around the cone is preferred to the damping by loading of the rear face of the ceramic. Indeed, the impedance matching obtained by compression of the filled resin is easier to achieve with Duralumin, than with a ceramic PZT (Lead Zirconate Titanate). The optimal thickness of the layer is determined empirically. The greater the thickness, the greater the damping, but the weaker is the signal transmitted to the tip. On the contrary, the lower the hep, the stronger the direct signal, and the longer the damping, which may disturb the measurement. The optimal thickness is thus close to 2 mm. 4.2. Mounting the conical transducers Once the assembly forming each transducer 4 (including the disk PZT 8, the reservoir 32, the cone 6 and the insulating disc 30) (see FIG. 22) is in duplicate, the transducers must be inserted. in the measuring tube 10. Here it is possible to use a second outer tube 34 illustrated in FIGS. 21 and 23, concentric with the internal measurement tube 10, and of greater diameter, on which the two assemblies will be fixed, as well as the gas inlet and outlet tubes 36 and 38 opening directly into the outer tube. The inner tube 10 is housed coaxially in the outer tube 34 and its walls are distant from that of the outer tube.

Le tube externe 34 sert ainsi de chambre de répartition du débit de gaz à mesurer. Un autre avantage est aussi de donner une plus grande rigidité mécanique à la cellule.  The outer tube 34 thus serves as a distribution chamber of the gas flow rate to be measured. Another advantage is also to give greater mechanical rigidity to the cell.

La cellule de mesure est ici en forme générale de U, comme illustré sur la figure 23. Dans la cellule de mesure, les disques à polarisation alternée sont disposés au extrémité du conduit externe 34 de sorte que les lignes de séparation des champs de polarisation des deux disques à polarisation alternée soient colinéaires comme le montre la figure 23.  The measurement cell here is generally U-shaped, as illustrated in FIG. 23. In the measuring cell, the alternating polarization disks are arranged at the end of the outer conduit 34 so that the polarization field separation lines of the two alternating polarized disks are collinear as shown in Figure 23.

Les convertisseurs sont donc à l'extérieur de la cellule. Seules les pointes coniques sont insérées dans le tube de mesure, suivant son axe. Le reste des cônes s'étend dans le tube externe. Le diamètre d des cônes à l'entrée du tube est de 3 mm et ne représente que 4,5% de la section du tube de diamètre intérieur 14 mm comme illustré à la figure 21. Les pointes font ici 80 mm de long pour un angle au sommet de 4,5 . Elles sont aplanies par polissage manuel à leur extrémité afin d'augmenter leur directivité et donc le rapport signal/bruit. La ligne de séparation des champs de polarisation électrique est contenue dans le plan de polissage des disques. Le montage et le centrage des assemblages coniques sur le tube externe sont réalisés à chaud par collage, c'est-à-dire pendant que la colle est encore fluide. En effet, le bon centrage des pointes est une opération critique qui demande un ajustement de la position des pointes meilleur que le quart de la longueur d'onde, soit environ 80 m à température ambiante dans l'air. Cette condition s'applique surtout au cas d'une seule réflexion du paquet d'ondes sur la paroi interne du tube de mesure. Dans le cas où N = 2 (deux réflexions sur la paroi interne), la refocalisation sur l'axe du transducteur récepteur est plus étendue, de sorte que le centrage des pointes est moins critique. Le profil très effilé des cônes aide aussi à un tel écoulement et supprime même le besoin d'une chambre de répartition. En effet, à l'extrémité des cônes, là où l'émission/réception est maximale, la perturbation du flux est minimale. Le profil de vitesse du transducteur émetteur au transducteur récepteur est donc plus régulier. Tel n'est pas le cas lorsque, classiquement, les transducteurs émetteur et récepteur sont plans et encombrements, perturbant et s'opposant au flux en leur voisinage. 4.3. Montage de la cellule Le montage de la cellule est sans importance. La seule condition à remplir est que les parois soient suffisamment rigides pour ne pas menacer, en raison d'une déformation mécanique, la focalisation ultrasonore sur le cône récepteur. Par ailleurs, compte tenu des conditions d'isolations acoustiques sévères à respecter entres les transducteurs émetteurs et récepteurs, la cellule de mesure 2 est suspendue par ses tubes d'entrée 36 et de sortie 38 comme illustré avec la figure 24, à l'intérieur d'une enceinte 40 constituant un carter du dispositif. 4.4. Connexions électriques La longueur des connexions électriques amont 42 et aval 44 reliant les transducteurs respectifs à l'électronique de traitement n'est pas neutre dans la réalisation de la cellule de mesure ainsi que de la carte d'acquisition. En effet, la vitesse de propagation d'une impulsion électrique dans un câble coaxial est environ de 20 cm/ns. Or, les temps de propagation ultrasonores sont mesurés avec une précision atteignant 0,1 nanoseconde. Il faut donc rendre égales, autant que possible, les longueurs des connexions électriques amont 42 et aval 44 comme c'est le cas ici. 4.5. Diamètre interne du tube de mesure Le diamètre intérieur du tube de mesure 10 est choisi grand devant la longueur d'onde (40 fois), de façon à ce que la propagation dans le gaz soit équivalente à celle dans un 15 milieu infini. Le temps de vol du paquet d'ondes est proportionnel au nombre de réflexions sur les parois du tube. Un nombre de réflexions plus élevé laisse alors supposer une plus grande sensibilité. Ça n'est cependant pas aussi simple. En multipliant les échos, le chemin acoustique 20 augmente tout comme : • l'atténuation des échos successifs, • l'amplitude des signaux résiduels des échos précédents, entraînant une chute du rapport signal/bruit, • la zone d' atterrissage du paquet d'ondes à l'extrémité du cône récepteur 6, 25 sur la plage de débit envisagée. La vitesse de phase des ondes de flexions dans la pointe ainsi que la sensibilité du récepteur dépendent du point d'atterrissage. La plage de mesure de débit diminue donc de façon inversement proportionnelle à l'augmentation de la sensibilité. Un débit caractérisé par une vitesse de gaz de 10 m/s engendre un décalage de la zone d'atterrissage de 1 mm (soit 2 mm entre l'amont et l'aval). Or un décalage trop important de 30 la zone d'atterrissage du paquet d'ondes sur le cône récepteur engendre une perte de signal, et donc un décrochage de l'électronique de détection du paquet d'ondes, • l'amplitude de variation de l'instant d'arrivée du paquet d'ondes sur la plage de température de fonctionnement envisagée : sur une plage de 100 C, un temps de vol nominal dans le gaz de 100 s (2 échos) fluctue de 17 s. Plus le chemin augmente, plus la fluctuation du temps de vol, sur une plage de température donnée, augmente, ce qui alourdie le cahier des charges de l'électronique de mesure. • l'amplitude de variation de l'instant d'arrivée du paquet d'ondes en changeant de gaz. Par exemple, la vitesse du son dans le Xénon est de 178 m/s à 20 C et 40 bars, soit une augmentation du temps de vol de 94% par rapport à la température ambiante dans l'air à pression normale. Autrement dit, l'électronique de mesure doit être capable d'encaisser un déplacement de la position d'un passage à zéro donné de 94 s, tout en mesurant l'instant de ce passage à zéro à 0,5 ns (nanoseconde) près. Compte tenu de la multitude de paquet d'ondes, l'identification du bon paquet n'est possible que si l'utilisateur indique une vitesse approximative de propagation ultrasonore du gaz d'étude à l'aide d'une interface clavier prévue à cet effet sur l'électronique de mesure.  The converters are therefore outside the cell. Only the conical tips are inserted in the measuring tube, along its axis. The rest of the cones extend into the outer tube. The diameter of the cones at the inlet of the tube is 3 mm and represents only 4.5% of the cross-section of the inner diameter tube 14 mm as illustrated in FIG. 21. The tips are here 80 mm long for a angle at the top of 4.5. They are flattened by manual polishing at their end to increase their directivity and thus the signal / noise ratio. The separation line of the electric polarization fields is contained in the polishing plane of the disks. The assembly and centering of the conical assemblies on the outer tube are made hot by gluing, that is to say while the glue is still fluid. Indeed, the proper centering of the tips is a critical operation that requires an adjustment of the position of the tips better than a quarter of the wavelength, about 80 m at room temperature in the air. This condition applies especially to the case of a single reflection of the wave packet on the inner wall of the measuring tube. In the case where N = 2 (two reflections on the inner wall), the refocusing on the axis of the receiving transducer is wider, so that the centering of the tips is less critical. The tapered profile of the cones also helps with such flow and even eliminates the need for a distribution chamber. Indeed, at the end of the cones, where the transmission / reception is maximum, the disturbance of the flow is minimal. The velocity profile of the emitting transducer to the receiving transducer is therefore more regular. This is not the case when, conventionally, the transmitter and receiver transducers are planes and congestion, disturbing and opposing the flow in their vicinity. 4.3. Mounting the cell The mounting of the cell is irrelevant. The only condition to be fulfilled is that the walls are rigid enough not to threaten, due to mechanical deformation, the ultrasonic focusing on the receiving cone. Furthermore, given the severe acoustic isolation conditions to be observed between the transmitting and receiving transducers, the measuring cell 2 is suspended by its inlet tubes 36 and output tubes 38 as illustrated in FIG. 24, on the inside. an enclosure 40 constituting a housing of the device. 4.4. Electrical Connections The length of the upstream 42 and downstream electrical connections 44 connecting the respective transducers to the processing electronics is not neutral in the production of the measuring cell and the acquisition card. Indeed, the speed of propagation of an electrical pulse in a coaxial cable is about 20 cm / ns. However, ultrasonic propagation times are measured with a precision up to 0.1 nanoseconds. It is therefore necessary to make as equal as possible the lengths of the upstream 42 and downstream 44 electrical connections as is the case here. 4.5. Internal Diameter of the Measuring Tube The inside diameter of the measuring tube 10 is chosen large in front of the wavelength (40 times), so that the propagation in the gas is equivalent to that in an infinite medium. The flight time of the wave packet is proportional to the number of reflections on the walls of the tube. A higher number of reflections then suggests greater sensitivity. It is not so simple though. By multiplying the echoes, the acoustic path 20 increases as well as: • the attenuation of the successive echoes, • the amplitude of the residual signals of the preceding echoes, resulting in a fall of the signal / noise ratio, • the landing zone of the packet of d waves at the end of the receiving cone 6, 25 over the range of flow envisaged. The phase velocity of the bending waves in the tip as well as the sensitivity of the receiver depend on the landing point. The flow measurement range thus decreases inversely proportional to the increase in sensitivity. A flow rate characterized by a gas velocity of 10 m / s causes the landing zone to shift by 1 mm (ie 2 mm between upstream and downstream). However, an excessive shift of the landing zone of the wave packet on the receiving cone generates a loss of signal, and therefore a stall of the wave packet detection electronics, the amplitude of variation of the the arrival time of the wave packet over the intended operating temperature range: over a range of 100 C, a nominal flight time in the gas of 100 s (2 echoes) fluctuates by 17 s. As the path increases, the fluctuation of the flight time, over a given temperature range, increases, which increases the specifications of the measurement electronics. The amplitude of variation of the moment of arrival of the wave packet by changing gas. For example, the speed of sound in Xenon is 178 m / s at 20 C and 40 bar, an increase of the flight time of 94% compared to the ambient temperature in the air at normal pressure. In other words, the measurement electronics must be able to cash a displacement of the position of a given zero crossing of 94 s, while measuring the instant of this transition to zero to 0.5 ns (nanosecond) near . Given the multitude of wave packets, the identification of the good packet is possible only if the user indicates an approximate ultrasonic propagation velocity of the study gas using a keyboard interface provided for this purpose. effect on the measurement electronics.

En conclusion pour un diamètre interne du tube de mesure (le 14 mm, le meilleur compromis est obtenu par détection du deuxième écho, ce qui représente un chemin acoustique dans le gaz d'environ 30 mm, et potentiellement une plage de débit s'étendant de 1 litre/heure (seuil de détection) à quelques dizaines de m3/heure (décrochage de l'électronique d'acquisition).  In conclusion for an internal diameter of the measuring tube (the 14 mm, the best compromise is obtained by detecting the second echo, which represents an acoustic path in the gas of about 30 mm, and potentially a range of flow extending from 1 liter / hour (detection threshold) to a few tens of m3 / hour (stall of the acquisition electronics).

En diminuant le diamètre du tube 10, il est possible de détecter des débits plus faibles. En effet, pour une vitesse de gaz donnée, le débit diminue avec le carré du diamètre du tube de mesure tandis que la sensibilité du débitmètre chute seulement proportionnellement au diamètre. En diminuant le diamètre du tube de mesure, la séparation des échos est cependant de moins en moins nette de sorte qu'il est préférable de détecter le 1e` écho. Si l'on diminue encore le diamètre du tube 210 de sorte qu'il ressemble à un capillaire de 1 à 2 mm de diamètre et d'environ 30 à 40 mm de long comme illustré à la figure 25, il faut changer sa géométrie: les extrémités 211 du capillaire sont en forme de buse conique ou parabolique rétrécissante ainsi le diamètre du tube à ses extrémité.. De la sorte, l'onde ultrasonore émise perpendiculairement à l'axe du cône se propage, après réflexion sur la surface intérieure de la buse, parallèlement à l'axe du capillaire. L'avantage de cette configuration est de ne présenter qu'une seule réflexion sur la paroi. Le champ acoustique dipolaire émis au voisinage des pointes est converti en onde mono polaire, guidée, de vecteur d'onde parallèle à l'axe du capillaire. Il est dans ce cas inutile d'aplanir l'extrémité des pointes. Le chemin acoustique reste de longueur comparable à celui du tube de mesure de diamètre interne 14 mm (on conserve donc la même électronique d'acquisition), tandis que la sensibilité pour un capillaire de 1 mm de diamètre interne est améliorée par un facteur 200, fixant le seuil de détection à 10 ml/h (10 milli litre/heure) et un débit maximal de l'ordre de la dizaine de litres par heure. Dans cette configuration, la formule de calcul de la vitesse du gaz est plus classique à condition de négliger la zone de conversion de l'onde dipolaire au voisinage des buses. La formule de calcul de la vitesse du gaz est donc : ( l vj (tan 011, ù t mnl) 2L 2 vù v 2 l l où L désigne la longueur du capillaire, vf, la vitesse du gaz, va la vitesse de propagation des ondes ultrasonores dans le gaz d'étude, tamont et taval, les temps de propagation amont et aval respectivement. 4.6. Matériaux en contact avec le gaz Les matériaux en contact avec le gaz doivent présenter une bonne résistance mécanique, thermique et chimique tout en véhiculant le signal ultrasonore pour certains et en l'isolant pour d'autres. Les pointes coniques 6 sont usinées dans le Duralumin. Elles pourraient être anodisées, en Titane ou en verre coulé. Les tubes 10 et 34 de la cellule sont en Plexiglas, pour l'isolation acoustique et la rigidité qui le caractérisent. Pour des plages de température et de pression étendues (plus de 100 C, plus del0 bars) les tubes peuvent être en laiton ou en acier inoxydable. L'enveloppe du disque isolant 26 peut être en laiton ou en acier inoxydable avec filetage externe pour le raccorder sur le tube 34 de la chambre de répartition ou directement sur le tube de mesure. L'épaisseur du disque isolant 26 est au moins de 3 mm avec des tubes de mesure et de répartition en Plexiglas. Le pointe conique est collée par la base de son réservoir à la résine chargée du disque isolant, afin d'assurer l'orientation angulaire et le centrage des pièces. 4.7. Nettoyage de la cellule En fonction des matériaux utilisés, la cellule pourra être rincée, autoclavée, stérilisée. On donne ci-après quelques dimensions d'une cellule préférée.30 PARAMETRE SYMBOLE VALEURS du UNITE prototype réalisé Diamètre interne du tube de mesure 2h 14 mm Angle d'émission 0 15 degré Nombre d'échos N 2 Longueur cumulée des 2 cônes L 161 mm Vitesse ondes transversales dans le cône vt 3,1 mm/ s Vitesse de pointe Vd 1000 mm/ s Demi-angle au sommet des cônes ot/2 2,3 Distance entre cônes e 4 mm Polissage des extrémités Oui Diamètre externe du tube de répartition. D 30 mm La présentation qui vient d'être faite du dispositif avec ses caractéristiques peut par exemple être résumée comme suit : - il s'agit d'un dispositif de mesure de débit d'un gaz constitué d'au moins deux transducteurs électromécaniques émettant et recevant alternativement des paquets d'ondes ultrasonores en amont et en aval d'un gaz en écoulement, disposés de telle sorte que chacun des transducteurs est agencé pour recevoir l'onde émise par l'autre et d'un dispositif de mesure de la différence des temps de propagation des paquets d'ondes entre le temps de transit dans le sens amont et le temps de transit dans le sens aval de l'écoulement, les transducteurs comprenant un élément actif convertisseur assurant la conversion de ['énergie électrique en énergie mécanique et la conversion inverse ainsi qu'un transformateur d'impédance mécanique, caractérisé en ce que chacun des transformateurs d'impédance mécanique s'étend selon un axe dit principal et se termine du côté opposé à celui de l'élément actif par une partie effilée propre à émettre selon ledit axe du transformateur et à recevoir de celui-ci des ondes ultrasonores selon un mode de propagation antisymétrique par rapport au dit axe. - le transformateur d'impédance est conique. - la base du cône est plane et circulaire. - le transformateur d'impédance est réalisé dans un matériau de faible impédance mécanique transversale intrinsèque typiquement inférieure à 10 mégaRayl, tels le Duralumin ou le verre. - la base du transformateur est coplanaire à la limite supérieure d'un réservoir ouvert, de hauteur petite devant la hauteur du transformateur, concentrique à l'axe du transformateur et mécaniquement solidaire du transformateur par sa paroi inférieure. - la pointe du transformateur d'impédance est aplanie par polissage sur au moins un premier plan. - la longueur du transformateur selon l'axe principal vaut plus de 6 fois la plus grande des dimensions de sa base. Le réservoir est rempli d'un amortisseur ultrasonore. - l'amortisseur est un mélange d'une résine polymère et d'un métal à l'état de poudre. - l'élément actif est une plaque ou un disque, d'épaisseur inférieure au vingtième de son diamètre ou de son plus petit côté, collé sur la base du transformateur et réalisé dans un matériau piézo-électrique ferroélectrique comprenant deux parties séparées par un plan, les deux parties étant polarisées selon des directions parallèles mais en sens opposé. - le plan de séparation contient le point extrême de la partie effilée et est bissecteur de deux plans de polissage de la pointe d'un transformateur. une cellule de mesure du débit est constituée de deux transducteurs électromécaniques montés de façon coaxiale dans un tube de mesure. - le tube de mesure est cylindrique. - les transducteurs ultrasonores sont couplés par au moins une première réflexion des ultrasons sur la paroi interne du tube de mesure. - les plans de séparation des polarisations des éléments actifs sont parallèles. - les transformateurs sont fixés par la base du réservoir à un support rempli de résine polymère chargée de poudre métallique et percé en son centre d'un trou de dimensions supérieures ou égales aux dimensions de la section du transformateur prise au niveau de la base du réservoir. - les supports isolants acoustiques sont fixés aux extrémités d'un deuxième tube, concentrique au tube de mesure, jouant le rôle de chambre de répartition du débit, et sur lequel sont fixés les tubes d'entrée et de sortie du gaz. - la cellule de mesure est suspendue par ses tubes d'entrée et de sortie. - les deux transducteurs piézo-électriques sont connectés par un câble coaxial de 30 même longueur à une unité électronique de traitement. - la vitesse d'écoulement du gaz dans la cellule de mesure suit la formule générale : V COS 0Va Vd (tamil/ ù tara! CE t ù t N4h aäm arak où vd, correspond à la vitesse de phase du mode antisymétrique guidé dans le voisinage de la zone de couplage des transducteurs, A, est l'angle d'émission des ultrasons dans le gaz depuis l'extrémité du transformateur émetteur, N, est le nombre d'échos sur les parois internes du tube de mesure, h, est le rayon interne du tube de mesure, Va, est la vitesse du son dans le gaz, tamont et taval, sont les temps de propagation dans les cônes et le gaz pour des mesures réalisées dans le sens amont et aval respectivement, Vf, est la vitesse d'écoulement du gaz, CE, le coefficient d'étalonnage de la cellule. 5. Electronique d'acquisition L'électronique a été conçue pour être compatible avec deux situations : a) soit le système d'acquisition est raccordé au bus ISA d'un micro-ordinateur. b) Soit le système d'acquisition est autonome. Il est piloté par un micro- contrôleur. Les données sont affichées sur un écran à cristaux liquides géré par le microcontrôleur. Examinons tout d'abord les caractéristiques du système d'acquisition. 5.1. Cahier des charges Le système de traitement présente les fonctionnalités suivantes: • Il présente une seule voie d'amplification analogique commune aux deux transducteurs amont et aval. Cette voie analogique est composée d'un bloc de commutation analogique haute tension en entrée, d'un préamplificateur large bande, d'un amplificateur large bande, d'un amplificateur sélectif, d'un quadrateur à gain variable modifiable par le programme ou en externe par un clavier du système, d'un détecteur de crête et d'un filtre intégrateur actif. • L'électronique effectue un contrôle automatique de gain du quadrateur. En effet, au-delà d'un certain débit, l'amplitude du signal commence à chuter de façon dissymétrique entre l'amont et l'aval. Il est alors désavantageux de fixer un seul gain par le clavier ou par la programmation, basé sur une évolution déterministe du signal en fonction du débit. Au contraire, il est préférable de pouvoir redéfinir pour chaque mesure le gain à appliquer. Cette option sera implémentée dans un deuxième temps. • L'excitation des transducteurs est effectuée au moyen d'impulsions par rafale à rapport cyclique variable. Les instants des fronts montants et descendants de la rafale sont définis par rapport à une horloge à quartz haute fréquence (60 MHz). Les instants sont programmés dans un circuit programmable CPLD. La fréquence centrale de la porteuse est ici de 600 kHz. • Le bloc de commutation haute tension présente les caractéristiques suivantes 100 Vpp à vide. 70 Vpp sous 3 nF à la cadence de 1000 impulsions par seconde (soit un 10 courant moyen de 1 mA pour une rafale de 5). • L'électronique mesure le temps de vol en deux temps : d'abord à l'aide d'une horloge à quartz de 60 MHz, capable de compter le temps de 0 à 272 pLs par pas de 16,67 ns, et chargée de le compter jusqu'à un certain instant précis avant le début d'une fenêtre temporelle. Cette fenêtre englobe un passage à zéro donné du paquet d'ondes amont ou aval. 15 La fenêtre est légèrement plus petite (1 s) que la période acoustique (1,6 s) afin de n'avoir qu'un seul passage à zéro sur front montant à détecter. Son origine n'est pas forcément la même pour les mesures amont ou aval, en particulier à fort débit. Sa position est recalculée en temps réel selon le débit. Un convertisseur TDC (Time to Digital Converter), compte ensuite très précisément l'intervalle de temps, avec une résolution de 130 ps, depuis le début de la 20 fenêtre, jusqu'au passage à zéro à détecter. • L'électronique met en oeuvre une procédure de recherche et d'identification du passage à zéro de référence. Le passage à zéro, situé là où le paquet atteint son maximum crête à crête, est repéré par rapport à la tête du paquet d'ondes. La fenêtre temporelle d'1,06 s englobant le passage à zéro l'est aussi avec une précision de 1/10 de la période acoustique. La 25 procédure doit permettre un positionnement de la fenêtre au 1/100 de la période acoustique. Le repérage est effectué indépendamment pour la mesure amont et aval, afin que le système d'acquisition puisse être allumé à débit non nul. • L'électronique procède à l'arrêt du comptage du temps à l'aide d'un comparateur rapide, autorisé à commuter (Enable) uniquement pendant la fenêtre temporelle 30 d'1,06 s. • La durée d'un cycle de mesure amont ou aval est programmable: elle est de 1 milliseconde par défaut.  By decreasing the diameter of the tube 10, it is possible to detect lower flow rates. Indeed, for a given gas velocity, the flow rate decreases with the square of the diameter of the measuring tube while the sensitivity of the flow meter falls only proportionally to the diameter. By decreasing the diameter of the measuring tube, the separation of the echoes is however less and less clear so that it is preferable to detect the first echo. If we further decrease the diameter of the tube 210 so that it looks like a capillary of 1 to 2 mm in diameter and about 30 to 40 mm long as shown in Figure 25, we must change its geometry: the ends 211 of the capillary are in the form of a conical or parabolic nozzle thus narrowing the diameter of the tube at its ends. In this way, the ultrasonic wave emitted perpendicular to the axis of the cone propagates, after reflection on the inner surface of the the nozzle, parallel to the axis of the capillary. The advantage of this configuration is to have only one reflection on the wall. The dipolar acoustic field emitted in the vicinity of the peaks is converted into a monopole wave, guided wave vector parallel to the axis of the capillary. In this case it is useless to smooth the ends of the tips. The acoustic path remains comparable in length to that of the measurement tube of 14 mm internal diameter (the same acquisition electronics are thus preserved), whereas the sensitivity for a capillary of 1 mm internal diameter is improved by a factor of 200, fixing the detection threshold at 10 ml / h (10 milli liter / hour) and a maximum flow rate of the order of ten liters per hour. In this configuration, the formula for calculating the gas velocity is more conventional provided that the zone of conversion of the dipolar wave in the vicinity of the nozzles is neglected. The formula for calculating the velocity of the gas is therefore: ## EQU1 ## where L denotes the length of the capillary, and the velocity of the gas is the velocity of propagation of the gases. ultrasonic waves in the test gas, tamont and taval, upstream and downstream propagation time respectively 4.6 Materials in contact with the gas The materials in contact with the gas must have good mechanical, thermal and chemical resistance while conveying the ultrasonic signal for some and isolating it for others.The conical tips 6 are machined in Duralumin.They could be anodized, in Titanium or cast glass.The tubes 10 and 34 of the cell are made of Plexiglas, for acoustic insulation and rigidity which characterize it.For extended temperature and pressure ranges (more than 100 C, more than 10 bar) the tubes can be made of brass or stainless steel.The envelope of the insulating disc 26 can be brass or steel stainless steel with external thread to connect it to the tube 34 of the distribution chamber or directly to the measuring tube. The thickness of the insulating disk 26 is at least 3 mm with Plexiglas measurement and distribution tubes. The conical tip is glued by the base of its tank to the resin charged with the insulating disk, in order to ensure the angular orientation and the centering of the pieces. 4.7. Cleaning the cell Depending on the materials used, the cell can be rinsed, autoclaved, sterilized. Some dimensions of a preferred cell are given below.30 PARAMETER SYMBOL VALUES of the prototype UNIT realized Internal diameter of the measuring tube 2h 14 mm Angle of emission 0 15 degree Number of echoes N 2 Cumulative length of the 2 cones L 161 mm Cross-wave velocity in the cone vt 3.1 mm / s Top speed Vd 1000 mm / s Half-angle at the top of the cones ot / 2 2.3 Distance between cones e 4 mm Polishing of the ends Yes External diameter of the tube division. D 30 mm The presentation that has just been made of the device with its characteristics can for example be summarized as follows: - it is a device for measuring the flow of a gas consisting of at least two electromechanical transducers emitting and alternately receiving ultrasonic wave packets upstream and downstream of a flowing gas, arranged such that each of the transducers is arranged to receive the wave emitted by the other and a device for measuring the a difference in propagation time of the wave packets between the transit time in the upstream direction and the transit time in the downstream direction of the flow, the transducers comprising a converter active element ensuring the conversion of electrical energy into energy mechanical and reverse conversion as well as a mechanical impedance transformer, characterized in that each of the mechanical impedance transformers extends along a principal axis and is terminates on the side opposite to that of the active element by a tapered portion adapted to emit along said axis of the transformer and to receive therefrom ultrasonic waves in an antisymmetric propagation mode relative to said axis. the impedance transformer is conical. - The base of the cone is flat and circular. - The impedance transformer is made of a material of low intrinsic transverse mechanical impedance typically less than 10 megaRayl, such as duralumin or glass. the base of the transformer is coplanar with the upper limit of an open tank, of small height in front of the height of the transformer, concentric with the axis of the transformer and mechanically secured to the transformer by its lower wall. the tip of the impedance transformer is flattened by polishing on at least a first plane. - The length of the transformer along the main axis is more than 6 times the largest of the dimensions of its base. The tank is filled with an ultrasonic damper. the damper is a mixture of a polymer resin and a metal in the form of powder. the active element is a plate or a disk, of thickness less than one twentieth of its diameter or its smallest side, glued on the base of the transformer and made of a ferroelectric piezoelectric material comprising two parts separated by a plane , the two parts being polarized in parallel directions but in opposite directions. the separation plane contains the end point of the tapered portion and is bisecting two polishing planes of the tip of a transformer. a flow measurement cell consists of two electromechanical transducers mounted coaxially in a measuring tube. - The measuring tube is cylindrical. the ultrasonic transducers are coupled by at least a first reflection of the ultrasound on the inner wall of the measurement tube. the planes for separating the polarizations of the active elements are parallel. the transformers are fixed by the base of the tank to a support filled with polymer resin loaded with metal powder and pierced at its center with a hole of dimensions greater than or equal to the dimensions of the section of the transformer taken at the level of the base of the tank; . - The acoustic insulating supports are fixed to the ends of a second tube, concentric to the measuring tube, acting as a flow distribution chamber, and on which are fixed the gas inlet and outlet tubes. - the measuring cell is suspended by its inlet and outlet tubes. the two piezoelectric transducers are connected by a coaxial cable of the same length to an electronic processing unit. the velocity of flow of the gas in the measuring cell follows the general formula: V COS 0Va Vd (Tamil / ù tare) CE t ù t N4h aäm arak where vd, corresponds to the phase velocity of the antisymmetric mode guided in the the vicinity of the transducer coupling area, A, is the ultrasonic emission angle in the gas from the end of the transmitting transformer, N, is the number of echoes on the inner walls of the measuring tube, h, is the internal radius of the measuring tube, Va, is the speed of sound in the gas, tamont and taval, are the propagation times in the cones and the gas for measurements made in the upstream and downstream direction respectively, Vf, is the flow velocity of the gas, CE, the calibration coefficient of the cell 5. Acquisition electronics The electronics has been designed to be compatible with two situations: a) the acquisition system is connected to the bus ISA of a microcomputer. b) Either the acquisition system is autonomous. It is controlled by a microcontroller. The data is displayed on a liquid crystal display operated by the microcontroller. First, let's look at the characteristics of the acquisition system. 5.1. Specification The processing system has the following features: • It has a single analog amplification channel common to both upstream and downstream transducers. This analog channel is composed of an input high-voltage analog switching block, a broadband preamplifier, a broadband amplifier, a selective amplifier, a variable gain quadrator that can be modified by the program, or external by a system keypad, a peak detector and an active integrator filter. • The electronics performs an automatic gain control of the quadrator. Indeed, beyond a certain rate, the amplitude of the signal begins to fall asymmetrically between the upstream and downstream. It is therefore disadvantageous to fix a single gain by the keyboard or by the programming, based on a deterministic evolution of the signal as a function of the bit rate. On the contrary, it is preferable to be able to redefine for each measurement the gain to be applied. This option will be implemented in a second step. • The excitation of the transducers is effected by means of gust pulses with variable duty ratio. The instants of the rising and falling edges of the burst are defined with respect to a high frequency quartz clock (60 MHz). The instants are programmed in a CPLD programmable circuit. The center frequency of the carrier is here 600 kHz. • The high-voltage switching block has the following characteristics: 100 Vpp empty. 70 Vpp under 3 nF at the rate of 1000 pulses per second (ie an average current of 1 mA for a burst of 5). • Electronics measure flight time in two stages: first using a 60 MHz quartz clock, capable of counting the time from 0 to 272 pLs in steps of 16.67 ns, and loaded to count it up to a certain precise moment before the beginning of a time window. This window includes a given zero crossing of the upstream or downstream wave packet. The window is slightly smaller (1 s) than the acoustic period (1.6 s) in order to have only one zero crossing on a rising edge to be detected. Its origin is not necessarily the same for upstream or downstream measurements, especially at high flow rates. Its position is recalculated in real time according to the flow. A TDC (Time to Digital Converter) then very accurately counts the time interval, with a resolution of 130 ps, from the beginning of the window, to the zero crossing to be detected. • The electronics implements a procedure for searching and identifying the reference zero crossing. The zero crossing, located where the packet reaches its peak-to-peak maximum, is spotted with respect to the head of the wave packet. The time window of 1.06 s encompassing the zero crossing is also accurate to 1/10 of the acoustic period. The procedure must allow the window to be positioned at 1/100 of the acoustic period. The tracking is performed independently for upstream and downstream measurement so that the acquisition system can be switched on at a non-zero rate. • The electronics stops the time counting using a fast comparator, which is allowed to switch (Enable) only during the time window of 1.06 s. • The duration of an upstream or downstream measurement cycle is programmable: it is 1 millisecond by default.

On a illustré à la figure 26 un schéma bloc du système d'acquisition en version autonome avec le microcontrôleur et l'afficheur LCD. 5.2. Principe de fonctionnement Le mode de fonctionnement de la carte d'acquisition est décrit en détail dans les paragraphes suivants. 5.2.1. Générateur de rafales Les transducteurs sont excités par impulsion avec porteuse. La porteuse présente l'avantage d'augmenter le rapport signal/bruit. La fréquence de la porteuse, de préférence 600 kHz, sera aussi la fréquence centrale de l'amplificateur sélectif. La porteuse présentera avantageusement une très bonne stabilité de fréquence car cette stabilité se retrouve directement sur les passages à zéro du paquet d'ondes à détecter. L'instabilité de position des fronts ne doit pas dépasser la résolution que l'on souhaite avoir sur l'instant d'arrivée du paquet d'ondes, soit 100 picosecondes. La réalisation d'une rafale construite à base d'oscillateur à réseau RC est donc déconseillée. On utilisera de préférence un oscillateur à quartz. On choisit ici un oscillateur dont la fréquence est 100 fois la fréquence du signal acoustique. Avec cet oscillateur, de fréquence 60 MHz, et un circuit programmable, on détermine les instants de transition d'une bascule logique, qui vont définir la rafale d'excitation. Une rafale de cinq créneaux donne un bon compromis entre amplitude et compacité dans le temps.  FIG. 26 shows a block diagram of the acquisition system in an autonomous version with the microcontroller and the LCD display. 5.2. Operating principle The operating mode of the acquisition card is described in detail in the following paragraphs. 5.2.1. Burst Generator The transducers are pulse energized with carrier. The carrier has the advantage of increasing the signal-to-noise ratio. The frequency of the carrier, preferably 600 kHz, will also be the center frequency of the selective amplifier. The carrier will advantageously have a very good frequency stability because this stability is found directly on the zero crossings of the wave packet to be detected. The instability of the position of the fronts must not exceed the resolution that one wishes to have on the instant of arrival of the wave packet, ie 100 picoseconds. The realization of a burst built based on oscillator RC network is therefore disadvised. A quartz oscillator will preferably be used. An oscillator is chosen here whose frequency is 100 times the frequency of the acoustic signal. With this oscillator, 60 MHz frequency, and a programmable circuit, it determines the transition times of a logic latch, which will define the excitation burst. A burst of five slots gives a good compromise between amplitude and compactness over time.

Le rapport cyclique sera de préférence inférieur à 50%, car i1 faut tenir compte du temps de charge et de décharge des capacités des transducteurs. En outre, la rafale n'étant pas à valeur moyenne nulle, son enveloppe engendre des modes acoustiques audibles en basse fréquence. Le bloc de commutation haute tension transforme les niveaux logiques CMOS en 25 niveaux de 70 V. La période de l'horloge de fréquence 60 MHz est de 16,67 ns. Pour un temps de vol ultrasonore d'environ 145 s, cela représente un compte de 8700 périodes. Avec une stabilité en température de +/-100 ppm, sur la plage de température commerciale (0+70 C), le compteur peut varier de +/- 1 unité (soit +/- 16,6 ns). Cela 30 représente environ 1/100 de période acoustique. Cela n'est pas gênant pour le positionnement de la fenêtre temporelle. 5.2.2. Le Bloc de commutation haute tension Le bloc de commutation permet d'alterner les deux transducteurs entre un mode émetteur et un mode récepteur. ll comprend une pompe à diodes alimentée par un oscillateur à relaxation dont la fréquence est environ 10 fois supérieure à celle des ultrasons, cela afin de ne pas produire de perturbations sur l'amplificateur sélectif centré sur la fréquence ultrasonore. La pompe à diodes produit une tension de 100 V aux bornes d'un condensateur réservoir de 2,3 F. Lorsque les transducteurs sontexcités à une cadence de 1000 impulsions par seconde, la haute tension décroît à 70 V car la constante de temps de la pompe à diodes est de 30 ms. A cadence nulle, les 100 V sont obtenus en environ 100 ms. Le maintien de la haute tension nécessite que l'oscillateur fonctionne en permanence. Une version plus puissante prévue à base de transistors NMOS et PMOS commandés directement par la logique du circuit logique programmable permettrait d'alimenter la pompe à diodes avec des courants transitoires de plusieurs ampères à une fréquence de 15 MHz. Les 100 V sont alors atteints en quelques centaines de microsecondes. Dans cette seconde version, la pompe à diodes sera arrêtée pendant la phase de détection tout en garantissant une tension d'excitation stable de 100 V. Une rafale électrique de cinq impulsions de 70 Vpp est ainsi appliquée aux transducteurs. Lorsqu'un transducteur est excité, le transducteur dual est en mode réception et est commuté sur l'amplificateur analogique. Cette partie de la carte électronique est aussi assez critique. Elle doit répondre à plusieurs conditions : Les temps de commutation doivent être identiques entre l'amont et l'aval. Dans le cas contraire, même à débit nul, il apparaît un décalage entre le temps de vol amont et le temps de vol aval. En pratique, les transistors de commutation choisis commutent en 30 ns, et le décalage à débit nul observé est de l'ordre de 30 ns. Ce décalage peut par ailleurs fluctuer d'une carte à l'autre. C'est pourquoi il est possible de le corriger par un bouton poussoir externe de recalage du zéro. Les temps de commutation dérivent avec la température et le vieillissement. Il faut les appairer et les choisir les plus faibles possible. Cette condition est en général incompatible avec une tension d'excitation et des courants transitoires élevés (charge et décharge des céramiques piézo-électriques).  The duty cycle will preferably be less than 50% since the charging and discharging time of the transducer capacitors must be taken into account. In addition, the burst is not zero average value, its envelope generates audible modes audible low frequency. The high-voltage switching block converts the CMOS logic levels into 25 levels of 70 V. The 60 MHz clock period is 16.67 ns. For an ultrasonic flight time of about 145 sec, this represents an account of 8700 periods. With a temperature stability of +/- 100 ppm, over the commercial temperature range (0 + 70 C), the meter can vary by +/- 1 unit (ie +/- 16.6 ns). This represents about 1/100 of acoustic period. This is not a problem for the positioning of the time window. 5.2.2. The High Voltage Switching Block The switching block is used to alternate the two transducers between a transmitter mode and a receiver mode. It comprises a diode pump fed by a relaxation oscillator whose frequency is about 10 times that of the ultrasound, so as not to produce disturbances on the selective amplifier centered on the ultrasonic frequency. The diode pump produces a voltage of 100 V at the terminals of a capacitor tank of 2.3 F. When the transducers sontexcités at a rate of 1000 pulses per second, the high voltage decreases to 70 V because the time constant of the Diode pump is 30 ms. At zero rate, the 100 V are obtained in about 100 ms. Maintaining high voltage requires the oscillator to operate continuously. A more powerful version based on NMOS and PMOS transistors controlled directly by the logic of the programmable logic circuit would power the diode pump with transient currents of several amperes at a frequency of 15 MHz. The 100 V are then reached in a few hundred microseconds. In this second version, the diode pump will be stopped during the detection phase while guaranteeing a stable excitation voltage of 100 V. An electrical burst of five pulses of 70 Vpp is thus applied to the transducers. When a transducer is energized, the dual transducer is in receive mode and is switched to the analog amplifier. This part of the electronic map is also quite critical. It must meet several conditions: The switching times must be identical between upstream and downstream. In the opposite case, even at zero flow, there appears an offset between the upstream flight time and the downstream flight time. In practice, the chosen switching transistors switch in 30 ns, and the observed zero-rate offset is of the order of 30 ns. This offset can also fluctuate from one card to another. This is why it can be corrected by an external push button for zero registration. Switching times are derived with temperature and aging. You have to pair them and choose the weakest ones possible. This condition is generally incompatible with excitation voltage and high transient currents (charge and discharge of piezoelectric ceramics).

On a illustré à la figure 27 le générateur haute tension à pompe à diodes alimentée par un oscillateur à relaxation. Les deux amplificateurs opérationnels combinés 50 peuvent délivrer 100 mA. Le temps de charge du condensateur réservoir de 2,3 F est de 100 ms.  FIG. 27 illustrates the high voltage generator with diode pump powered by a relaxation oscillator. The two combined operational amplifiers 50 can deliver 100 mA. The charge time of the tank capacitor of 2.3 F is 100 ms.

Les condensateurs constituant la pompe doivent avoir une valeur suffisante pour que leur impédance, à la fréquence de l'oscillateur de charge, permette un courant de charge maximal compatible avec le courant de sortie des amplificateurs opérationnels. Les diodes sont ici des diodes schottky, car elles sont caractérisées par une tension de coude plus basse.  The capacitors constituting the pump must have a value sufficient for their impedance, at the frequency of the charge oscillator, to allow a maximum charge current compatible with the output current of the operational amplifiers. The diodes here are schottky diodes because they are characterized by a lower elbow voltage.

Le condensateur réservoir a une valeur 100 à 1000 fois plus grande que celle des céramiques. Il est constitué de trois condensateurs 52 en série supportant chacun au moins 1/3 de la haute tension. La figure 28 illustre l'étage de puissance venant en remplacement de l'oscillateur à relaxation de la figure 27 pour charger la pompe à diodes avec un courant impulsionnel de 3 A. L'étage de puissance est alimenté par des niveaux logiques, à la fréquence de 15 MHz, sous-multiple de l'oscillateur à quartz de 60 MHz. Le temps de montée à 100 V du condensateur réservoir est ainsi inférieur à 500 s. L'étage de puissance comprend deux transistors MOS complémentaires IRF1G$1 et IRF1G$2 chargés de faire commuter l'entrée de la pompe à diodes entre +12 et -12 V. Pour que les tensions de grille de ces transistors soient commandées par de la logique 0-5 V, on intercale les transistors NMOS IRF2G$1 et PMOS IRF2G$2. Les résistances Ron des transistors sont inférieures à 1 ohm afin de disposer de courants transitoires importants. Les résistances R27, R28, R29 ne peuvent dépasser quelques dizaines d'ohms pour les mêmes raisons. Le bloc de commutation haute tension représenté à la figure 29 gère, pour chaque transducteur, deux fonctions exclusives l'une de l'autre. Dans un cas, un transducteur, identifié par exemple sur la figure 29 par son connecteur SMCUP, est soumis à une rafale haute tension commandée par les transistors T2, T3, T4, T5, T6, T7, tandis que l'autre transducteur, SMCDO, est isolé de la haute tension et commuté sur l'entrée INAOP du préamplificateur par l'intermédiaire des transistors T12, T13, T14, T15. Dans ce cas, les transistors T12 et T14 sont passants grâce à l'état haut du signal !2MS. Tandis que les transistors T13 et T15 sont dans l'état bloqué grâce à l'état bas des signaux 2MS et SHUNTDO. Les transistors PMOS, T4 et T5, commandent l'application de la haute tension disponible aux bornes du condensateur réservoir. Leurs états bloqués ou passants dépendent des transistors NMOS, T2 et T3. Un état haut du signal logique BUPSOURC rend passants les transistors T2 et T3, ce qui rend passant les transistors T4 et T5. Inversement, un état bas du signal BUPSOURC bloque les transistors T2 et T3, ce qui bloque les transistors T4 et T5. A cet instant, ou légèrement plus tard, le signal logique PUPSINK passe à l'état haut. Il a pour fonction de rendre passants les transistors T6 et T7 chargés de vider le transducteur SMCUP de ses charges électriques. Pendant ce temps, les transistors T8, T9, T10, T11 ont pour mission d'isoler la haute tension du préamplificateur INAOP. Pour cela, les transistors T9 et T11 sont dans un état bloqué grâce à l'état bas du signal logique 2MS (inverse logique de !2MS), tandis que le transistor NMOS T10 est dans un état passant grâce à l'état haut du signal !2MS. Le transistor T8 a une fonction spéciale : il est dans un état bloqué pendant toute la durée de la rafale, grâce à l'état bas du signal logique SHUNTUP, puis dès que la rafale est terminée, il devient passant et court-circuite le transducteur SMCUP, le but étant d'éviter de retrouver dans le signal analogique, les échos successifs dans le cône émetteur.  The reservoir capacitor has a value 100 to 1000 times greater than that of ceramics. It consists of three capacitors 52 in series each supporting at least 1/3 of the high voltage. FIG. 28 illustrates the power stage replacing the relaxation oscillator of FIG. 27 for charging the diode pump with a pulse current of 3 A. The power stage is powered by logic levels, at the frequency of 15 MHz, sub-multiple of the 60 MHz crystal oscillator. The rise time at 100 V of the reservoir capacitor is thus less than 500 s. The power stage comprises two complementary MOS transistors IRF1G $ 1 and IRF1G $ 2 charged to switch the input of the diode pump between +12 and -12 V. So that the gate voltages of these transistors are controlled by logic 0-5 V, the NMOS transistors IRF2G $ 1 and PMOS IRF2G $ 2 are intercalated. The resistors Ron of the transistors are less than 1 ohm in order to have significant transient currents. Resistors R27, R28, R29 can not exceed a few tens of ohms for the same reasons. The high-voltage switching unit shown in FIG. 29 manages, for each transducer, two functions that are exclusive of each other. In one case, a transducer, identified for example in FIG. 29 by its SMCUP connector, is subjected to a high-voltage burst controlled by the transistors T2, T3, T4, T5, T6, T7, while the other transducer, SMCDO , is isolated from the high voltage and switched to the INAOP input of the preamplifier via transistors T12, T13, T14, T15. In this case, the transistors T12 and T14 are on through the high state of the signal! 2MS. While transistors T13 and T15 are in the off state due to the low state of the signals 2MS and SHUNTDO. The PMOS transistors T4 and T5 control the application of the high voltage available at the terminals of the reservoir capacitor. Their blocked or passing states depend on NMOS transistors T2 and T3. A high state of the BUPSOURC logic signal passes transistors T2 and T3, which turns on transistors T4 and T5. Conversely, a low state of the BUPSOURC signal blocks transistors T2 and T3, which blocks transistors T4 and T5. At this time, or slightly later, the logic signal PUPSINK goes high. Its function is to pass through transistors T6 and T7 charged to empty the SMCUP transducer of its electrical charges. Meanwhile, the transistors T8, T9, T10, T11 are designed to isolate the high voltage INAOP preamplifier. For this, the transistors T9 and T11 are in a blocked state thanks to the low state of the 2MS logic signal (logical inverse of! 2MS), whereas the NMOS transistor T10 is in an on state thanks to the high state of the signal ! 2MS. The transistor T8 has a special function: it is in a blocked state for the duration of the burst, thanks to the low state of the logic signal SHUNTUP, then as soon as the burst is over, it becomes passing and bypasses the transducer SMCUP, the goal being to avoid finding in the analog signal, the successive echoes in the emitter cone.

Alternativement, le transducteur SMCDO est commuté sur la haute tension via les transistors T16, T17, T18, T19, T20, T21, alter ego respectifs des transistors T2, T3, T4, T5, T6, T7, tandis que SMCUP est commuté sur le préamplificateur INAOP via ses transistors T8, T9, T10, Tl 1 avec T9 et Tl 1 passants et T8, T10 bloqués. Les transistors T4, T5 commandant la haute tension pour SMCUP sont alors évidemment bloqués. L'alter ego du transistor T8 est le transistor T15. On aura aussi T13 pour T10, T14 pour T9 et T12 pour T11. La voie d'amplification analogique sera de préférence soigneusement isolée de la haute tension. En particulier, compte tenu de la forte amplification, et des temps de commutation rapides, il est difficile d'éviter le couplage capacitif (environ 20 pF) entre le drain et la source des transistors de commutation en mode bloqué. Par exemple, lorsque le transducteur SMCUP est commuté sur la haute tension, le transducteur SMCDO l'est aussi de façon résiduelle via les transistors T9 et T11 pourtant à l'état bloqué. Alternativement, lorsque le transducteur SMCDO est porté à la haute tension, SMCUP l'est aussi de façon résiduelle via les transistors T12 et T14 pourtant à l'état bloqué. Ce couplage n'est pas gênant si la cellule est conçue de façon à ce que le temps de vol total d'un paquet d'ondes (environ 145 s) soit distinct du signal parasite d'excitation. En outre, ce couplage capacitif peut être utilisé pour distinguer les temps de propagation dans les cônes du temps de propagation dans le gaz. Les transistors de commutation (T4, T5, T6, T7) d'une part et (T18, T19, T20, T21) d'autre part, chargent et déchargent la capacité statique des céramiques PZT à polarisation alternée, d'une valeur de 2 nF, sous 100 V en moins de 100 ns. Ils sont capables d'absorber un courant impulsionnel de 3 A. Afin d'améliorer d'une part le rapport signal/bruit, et de pouvoir séparer d'autre part les paquets d'ondes dans le temps, les rafales haute tension appliquées aux deux transducteurs sont constituées de cinq impulsions entre 0 et +70 ou + 100 V, selon l'étage de puissance utilisé pour la pompes à diodes. La durée totale de la rafale, pour une porteuse centrée sur 600 kHz, est de 7,5 s. Sur cette durée, la valeur moyenne de la rafale est non nulle et vaut environ +35 V. Le spectre d'excitation contient ainsi des composantes basse fréquence, qui vont engendrer des modes de résonance acoustiques audibles. Les modes de résonance acoustique en basse fréquence des cônes (fr = Vt/4L = 9,7 kHz) sont les plus bruyants. La fréquence de résonance transversale fondamentale d'un cône vu comme une baguette libre d'un côté et fixée de l'autre est en lamda/4. Pour une pointe de 80 mm de long (L = 80 mm) et une vitesse transversale Vt de 3100 m/s, la fréquence de résonance s'établit à 9,7 kHz. On peut réduire ce bruit soit en utilisant un bloc de commutation bipolaire, c'est-à-dire en ayant recours à deux condensateurs réservoir, l'un porté à +100 V, l'autre à -100 V, soit de façon moins efficace, par réduction du rapport cyclique de la rafale. 5.2.3. Voie analogique d'amplification Une seule et même voie analogique d'amplification est utilisée pour les deux transducteurs. Ceci évite les décalages supplémentaires, à débit nul, qui pourraient apparaître entre les mesures amont et aval si l'on utilisait deux voies distinctes. Cette voie comprend un premier amplificateur trans-impédance large bande, suivi d'un deuxième amplificateur large bande, puis d'un filtre sélectif centré sur 600 kHz. La sortie de ce filtre alimente à la fois un quadrateur et un comparateur. Le quadrateur permet de détecter la tête du paquet d'ondes à l'aide d'un détecteur de crête et d'un intégrateur, tandis que le comparateur commute sur les passages à zéros du signal analogique. La sortie du quadrateur est en outre rebouclée sur l'entrée via un filtre passe-bas afin de supprimer les tensions d'offset et les bruits basse fréquence éventuellement renvoyés par le filtre sélectif. Le schéma électrique de la voie analogique est donné à la figure30. 5.2.4. Compteurs Ces détections, tête du paquet d'ondes, passage à zéro, sont des instants qu'il faut mesurer avec une précision plus ou moins grande par rapport à l'instant d'excitation. L'instant du passage à zéro doit être le plus précis possible, ici à 130 ps près. car il conditionne la sensibilité du débitmètre, tandis qu' l/10 de période acoustique suffit pour l'instant de détection de la tête du paquet d'ondes qui ne sert qu'à verrouiller l'électronique sur un passage à zéro donné du paquet. On définit pour cela un compteur Général implémenté sur le CPLD et alimenté par l'horloge 60 MHz, qui synchronise les compteurs esclaves appelés compteur Energie pour la tête du paquet d'ondes et compteur LR pour le positionnement de la fenêtre d' l s par rapport au passage à zéro. Afin d'éviter des commutations intempestives en l'absence de signal qui rendraient instable toute la voie analogique, le comparateur est inhibé en dehors de la fenêtre de mesure définie par l'état haut du signal logique de commande STOP ENABLE. 5.2.5. Détection en deux temps En référence à la figure 32, on détecte d'abord la tête 60 du paquet d'ondes 62, puis on définit à partir de cet instant une fenêtre de mesure 64 englobant un passage à zéro 66 à détecter à l'intérieur de paquet d'ondes. La détection de la tête du paquet consiste à faire commuter un transistor PMOS (cf. figure 30) lorsque l'énergie du paquet atteint un certain seuil. Elle permet typiquement de situer le paquet d'ondes à +1-150 ns, soit 1/10 de période acoustique. Cela est cependant suffisant pour pouvoir positionner la fenêtre de mesure 64 sur le même passage à zéro recherché 66, sauf aux très forts débits en raison de l'atténuation du paquet d'ondes. Dans ce cas on dit que l'électronique décroche . Plusieurs solutions seront envisagées pour repousser le débit de décrochage. 5.2.5.1. Détection de la tête du paquet d'ondes On commence donc par détecter la tête 60 du paquet d'ondes 62. Il faut pour cela isoler le paquet 62 qui nous intéresse parmi une multitude de paquets. La figure 31 illustre ce qu'il est possible de trouver en sortie de l'amplificateur sélectif (voie 10). Le premier paquet arrivant sur le transducteur récepteur est dû à un couplage capacitif entre la voie analogique et le bloc de commutation. Vient ensuite un signal acoustique correspondant au retour du paquet d'ondes de l'extrémité du cône récepteur par excitation capacitive induite drain-source. Puis viennent les signaux acoustiques correspondant à une propagation dans le gaz. Dans le cas de la figure 31, les pointes ont été insérées de façon à ce que seul le deuxième écho soit constructif. Le premier écho ne présente qu'une amplitude résiduelle. Le signal quadratique obtenu (voie 13) alimente un intégrateur, saturé à +10 V en l'absence de signal. La présence de signal le fait commuter à -10 V.  Alternatively, the SMCDO transducer is switched to the high voltage via transistors T16, T17, T18, T19, T20, T21, respective alter ego transistors T2, T3, T4, T5, T6, T7, while SMCUP is switched on the INAOP preamplifier via its transistors T8, T9, T10, Tl 1 with T9 and Tl 1 passers and T8, T10 blocked. The transistors T4, T5 controlling the high voltage for SMCUP are then obviously blocked. The alter ego of the transistor T8 is the transistor T15. We will also have T13 for T10, T14 for T9 and T12 for T11. The analog amplification path will preferably be carefully isolated from the high voltage. In particular, given the high amplification and fast switching times, it is difficult to avoid capacitive coupling (about 20 μF) between the drain and the source of the off-mode switching transistors. For example, when the SMCUP transducer is switched to the high voltage, the SMCDO transducer is also residually via the transistors T9 and T11 yet in the off state. Alternatively, when the SMCDO transducer is brought to the high voltage, SMCUP is also residually via the transistors T12 and T14 yet in the off state. This coupling is not a problem if the cell is designed so that the total flight time of a wave packet (approximately 145 s) is distinct from the spurious excitation signal. In addition, this capacitive coupling can be used to distinguish the propagation time in the cones of the propagation time in the gas. The switching transistors (T4, T5, T6, T7) on the one hand and (T18, T19, T20, T21) on the other hand, charge and discharge the static capacitance of the alternating polarization PZT ceramics, with a value of 2 nF, under 100 V in less than 100 ns. They are able to absorb a pulse current of 3 A. In order to improve on the one hand the signal-to-noise ratio, and on the other hand to be able to separate the wave packets in time, the high-voltage gusts applied to the two transducers consist of five pulses between 0 and +70 or +100 V, depending on the power stage used for the diode pumps. The total duration of the burst, for a carrier centered on 600 kHz, is 7.5 s. Over this period, the average value of the burst is non-zero and is about +35 V. The excitation spectrum thus contains low frequency components, which will generate audible acoustic resonance modes. The acoustic resonance modes in low frequency cones (fr = Vt / 4L = 9.7 kHz) are the most noisy. The fundamental transverse resonance frequency of a cone seen as a free rod on one side and fixed on the other is in lamda / 4. For a tip 80 mm long (L = 80 mm) and a transverse velocity Vt of 3100 m / s, the resonance frequency is 9.7 kHz. This noise can be reduced either by using a bipolar switching block, that is to say by using two capacitors tank, one brought to +100 V, the other -100 V, or less effective, by reducing the duty cycle of the burst. 5.2.3. Amplification analog channel A single analog amplification channel is used for both transducers. This avoids additional zero-rate offsets that could occur between upstream and downstream measurements if two separate channels were used. This channel comprises a first broadband transimpedance amplifier, followed by a second broadband amplifier, then a selective filter centered on 600 kHz. The output of this filter feeds both a quadrator and a comparator. The quadrator detects the head of the wave packet using a peak detector and an integrator, while the comparator switches to the zero-crossing of the analog signal. The output of the quadrator is further looped back to the input via a low-pass filter in order to suppress the offset voltages and the low-frequency noises possibly returned by the selective filter. The electrical diagram of the analog channel is given in Figure 30. 5.2.4. Counters These detections, head of the wave packet, transition to zero, are instants that must be measured with a greater or lesser precision with respect to the instant of excitation. The instant of the crossing to zero must be as precise as possible, here to 130 ps. because it conditions the sensitivity of the flowmeter, while l / 10 of acoustic period is sufficient for the moment of detection of the head of the wave packet which serves only to lock the electronics on a given zero crossing of the packet . For this purpose, a General counter implemented on the CPLD and powered by the 60 MHz clock, which synchronizes the slave counters called energy counter for the head of the wave packet and the counter LR, for the positioning of the window of ls in relation to each other is defined. to the crossing to zero. In order to avoid unwanted switching in the absence of a signal that would make the entire analog channel unstable, the comparator is inhibited outside the measuring window defined by the high state of the STOP ENABLE control logic signal. 5.2.5. Two-step detection With reference to FIG. 32, the head 60 of the wave packet 62 is first detected, then a measuring window 64 including a zero crossing 66 to be detected at this point is defined from this moment on. inside of wave packet. The detection of the head of the packet is to switch a PMOS transistor (see Figure 30) when the energy of the packet reaches a certain threshold. It typically allows to situate the wave packet at + 1-150 ns, ie 1/10 of acoustic period. This is however sufficient to be able to position the measurement window 64 on the same desired zero crossing 66, except at very high rates due to attenuation of the wave packet. In this case we say that the electronics picks up. Several solutions will be considered to repel the stalling rate. 5.2.5.1. Detection of the head of the wave packet We begin by detecting the head 60 of the wave packet 62. This requires isolating the packet 62 which interests us among a multitude of packets. Figure 31 illustrates what can be found at the output of the selective amplifier (channel 10). The first packet arriving on the receiving transducer is due to a capacitive coupling between the analog channel and the switching block. Then there is an acoustic signal corresponding to the return of the wave packet from the end of the receiving cone by induced capacitive drain-source excitation. Then come the acoustic signals corresponding to a propagation in the gas. In the case of Figure 31, the tips have been inserted so that only the second echo is constructive. The first echo has only a residual amplitude. The quadratic signal obtained (channel 13) feeds an integrator, saturated at +10 V in the absence of a signal. The presence of signal makes it switch to -10 V.

Lorsqu'il atteint, sur front descendant, le seuil des 3,5 volts, il fait commuter au niveau haut un transistor Ti de type PMOS (alimenté en + 5 sur sa source). Le seuil de déclenchement du PMOS se trouve donc à 6,5 V au-dessous de la valeur de sortie de l'intégrateur en l'absence de signal. Compte tenu des différents paquets d'ondes sur la voie analogique, le transistor PMOS commute plusieurs fois sur front montant. Pour mesurer l'instant de commutation du deuxième écho, il faut démarrer le compteur Énergie, entre le premier et le deuxième écho. L'instant de démarrage PQTSTRT de ce compteur doit être connu par rapport à l'instant d'excitation électrique du transducteur. Il est calculé en fonction des dimensions de la cellule et de la vitesse de propagation du son dans le gaz d'étude selon la formule : PATS TR T = L + N2h 1 vr va cos B 64TC.k où L, désigne la longueur cumulée des 2 pointes, VT, la vitesse des ondes de volume transversales dans les pointes, va, la vitesse de propagation des ultrasons fournie par l'utilisateur, 0, l'angle d'émission des ultrasons dans le gaz en raison du biseautage, 2h le 15 diamètre interne du tube de mesure, N le nombre d'échos sur les parois du tube, Tek la période du compteur Général. L'instant de démarrage du compteur Energie, une fois calculé, est chargé dans le CPLD. Lorsque le compteur général atteint cet instant, une bascule logique est réinitialisée et démarre le compteur Energie. Elle commutera sur le prochain front montant du transistor Tl 20 et arrêtera le compteur Energie. L'intervalle de temps séparant tous ces paquets, en particulier le premier écho du deuxième, doit être suffisant de façon à ce que les fluctuations de position, liées aux conditions thermodynamiques sur une plage donnée, n'engendrent pas de confusion de paquets. Pour une plage de température de 100 C, le compteur Energie doit supporter 20 s 25 de fluctuation sur la position du paquet tout en ayant une résolution temporelle meilleure que 0,1 s. Un compteur 8 ou 9 bits suffit pour remplir cette fonction.  When it reaches, on a falling edge, the threshold of 3.5 volts, it makes switch to the high level a PMOS type transistor Ti (powered + 5 on its source). The PMOS trip threshold is therefore 6.5V below the integrator output value in the absence of a signal. Given the different wave packets on the analog channel, the PMOS transistor switches several times on rising edge. To measure the switching time of the second echo, start the Energy counter between the first and second echoes. The start time PQTSTRT of this counter must be known with respect to the moment of electrical excitation of the transducer. It is calculated according to the dimensions of the cell and the propagation velocity of the sound in the study gas according to the formula: PATS TR T = L + N2h 1 vr va cos B 64TC.k where L, denotes the cumulative length of the 2 points, VT, the velocity of the transverse volume waves in the tips, va, the speed of propagation of ultrasound provided by the user, 0, the angle of emission of ultrasound in the gas due to beveling, 2h the internal diameter of the measuring tube, N the number of echoes on the walls of the tube, Tek the period of the General counter. The start time of the energy meter, once calculated, is loaded into the CPLD. When the general counter reaches this moment, a logic flip-flop is reset and starts the energy counter. It will switch to the next rising edge of transistor Tl 20 and stop the energy counter. The time interval separating all these packets, in particular the first echo of the second one, must be sufficient so that the positional fluctuations, linked to the thermodynamic conditions over a given range, do not cause packet confusion. For a temperature range of 100 C, the energy counter must withstand 20 s of fluctuation on the packet position while having a temporal resolution better than 0.1 s. An 8 or 9 bit counter is sufficient to fulfill this function.

5.2.5.2. Fenêtre de mesure Une fois connue à 150 ns près la position de la tête 60 du paquet 62 identifié, on 30 cherche à affiner la mesure de temps en identifiant un instant 66 de passage à zéro du signal. Cet instant est choisi de préférence de sorte qu'il est encadré par des instants 68, 70 où le signal atteint son maximum crête à crête. Pour que la mesure soit fiable, ce passage à zéro doit10 pouvoir être identifié, quel que soit le débit. Ceci n'est pas sans poser de problèmes, sachant que le paquet peut changer d'amplitude selon le débit, la nature du gaz, la pression, la température. L'instant est en outre mesuré à l'aide d'un comparateur rapide commutant en quelques nanosecondes. Pour éviter que le comparateur ne commute intempestivement sur le bruit du signal analogique, on l'active uniquement pendant une fenêtre temporelle 64 englobant le passage à zéro d'intérêt 66. Il s'agit alors de bien positionner cette fenêtre temporelle par rapport au passage à zéro, quels que soient le débit et l'amplitude du signal, à partir de la seule connaissance de l'instant de détection de la tête 60 du paquet d'ondes. L'identification du passage à zéro 66 et le positionnement de la fenêtre de mesure 64 doivent aussi être rapides sachant que le débit peut présenter des transitoires importants. Pour identifier avec certitude et rapidement un passage à zéro, on peut insérer un contrôle de gain au niveau du quadrateur afin de compenser l'atténuation du signal aux très forts débits. Dans ce cas, il faut au minimum huit acquisitions pour placer convenablement les fenêtres de détection amont et aval et réaliser deux mesures fiables de passages à zéro amont et aval. En effet, il faut compter : • 1 tir pour détecter l'instant d'arrivée de la tête du paquet d'ondes amont et l'amplitude crête en sortie du quadrateur, • 1 tir pour détecter l'instant d'arrivée de la tête du paquet d'ondes avec un gain du quadrateur corrigé en fonction de la mesure précédente, ce qui permet de placer avec une précision égale à Tacoustique/10, la fenêtre de détection du passage à zéro amont recherché, • 1 tir au moins pour positionner la fenêtre amont à Tacoustique/100 du passage à zéro selon la procédure de recherche et d'identification du passage à zéro de référence, • 3 tirs équivalents pour déterminer la position de la fenêtre de mesure aval. Le placement de cette fenêtre est aussi une opération critique lorsque les débits sont forts et varient rapidement. En effet, à fort débit (10 m/s) le décalage entre le temps de vol amont et aval dépasse 1,5 s. Il faut donc que la fenêtre aval se positionne en temps réel et indépendamment de la fenêtre amont en fonction du débit, • il ne reste plus ensuite qu'à réaliser 2(N) tirs de mesures différentielles (moyennées sur N) d'instants de passage à zéro amont et aval identifiés. Dans le cas de mesures moyennées, il faut sortir de la boucle d'acquisition avant d'atteindre le nombre N de cycles à moyenner et réactualiser la position des fenêtres si le débit varie trop rapidement. La figure 32 illustre la détection du passage à zéro amont 66. Une fenêtre de mesure 64 de 1,066 s est positionnée à une certaine distance du passage à zéro à détecter. Le positionnement de la fenêtre de mesure par rapport à un passage à zéro donné est rendu possible grâce à la détection de la tête 60 du paquet d'ondes 62. Le front montant de la fenêtre de mesure correspond aussi à l'instant START de départ du compteur LR pour asservir l'origine de la fenêtre à 31 périodes (horloge 60 MHz) du passage à zéro.  5.2.5.2. Measurement window Once known to 150 ns near the position of the head 60 of the packet 62 identified, one seeks to refine the time measurement by identifying a time 66 of zero crossing of the signal. This instant is preferably chosen so that it is framed by instants 68, 70 where the signal reaches its maximum peak-to-peak. For the measurement to be reliable, this zero crossing must be able to be identified, regardless of the flow rate. This is not without problems, knowing that the package can change amplitude depending on the flow, the nature of the gas, the pressure, the temperature. The instant is further measured using a fast comparator switching in nanoseconds. To prevent the comparator from accidentally switching on the noise of the analog signal, it is activated only during a time window 64 encompassing the transition to zero of interest 66. It is then a question of correctly positioning this time window with respect to the passage at zero, regardless of the rate and amplitude of the signal, from the sole knowledge of the detection time of the head 60 of the wave packet. The identification of the zero crossing 66 and the positioning of the measurement window 64 must also be fast knowing that the flow can have significant transients. To identify with certainty and quickly a zero crossing, we can insert a gain control at the quadrator to compensate the attenuation of the signal at very high rates. In this case, it takes at least eight acquisitions to properly place the upstream and downstream detection windows and perform two reliable measurements of upstream and downstream zero crossings. Indeed, it is necessary to count: • 1 shot to detect the moment of arrival of the head of the upstream wave packet and the peak amplitude at the exit of the quadrator, • 1 shot to detect the moment of arrival of the head of the wave packet with a gain of the quadrator corrected according to the previous measurement, which makes it possible to place with an accuracy equal to Tacoustique / 10, the detection window of the upstream zero crossing sought, • 1 shot at least for set the upstream window to Tacoustique / 100 of the zero crossing according to the procedure for searching and identifying the reference zero crossing, • 3 equivalent shots to determine the position of the downstream measurement window. The placement of this window is also a critical operation when flow rates are high and vary rapidly. Indeed, at high flow (10 m / s) the difference between the upstream and downstream flight time exceeds 1.5 s. It is therefore necessary that the downstream window is positioned in real time and independently of the upstream window as a function of the flow, • it then remains only to carry out 2 (N) shots of differential measurements (averaged over N) of instants of upstream and downstream zero crossing identified. In the case of averaged measurements, it is necessary to leave the acquisition loop before reaching the number N of cycles to be averaged and to update the position of the windows if the flow varies too quickly. Figure 32 illustrates the detection of the upstream zero crossing 66. A measurement window 64 of 1.066 s is positioned at a distance from the zero crossing to be detected. The positioning of the measuring window with respect to a given zero crossing is made possible by the detection of the head 60 of the wave packet 62. The rising edge of the measurement window also corresponds to the starting instant START. the LR counter to slave the origin of the window to 31 periods (60 MHz clock) of the zero crossing.

Il est à remarquer que l'atténuation du signal aux forts débits est le reflet d'une part du décalage du paquet d'ondes qui n'atterrit plus sur la même zone optimale de la pointe, d'autre part des turbulences qui engendrent un défaut de focalisation. Sans biseautage, l'atténuation amont est différente de l'atténuation aval. Avec biseautage, l'atténuation peut être symétrique à condition de bien contrôler la longueur et le positionnement des cônes au montage. En pratique on anticipe une dissymétrie des signaux amonts et aval et on ajuste le gain du quadrateur en temps réel pour une mesure amont comme pour une mesure aval. Le temps de commutation du comparateur et la durée de la fenêtre de mesure ne sont pas neutres dans la procédure de positionnement de la fenêtre. Par exemple, si la fenêtre de mesure se termine sur un niveau haut du comparateur, et que le signal est positif à l'entrée de la fenêtre de mesure, le comparateur ne changera pas d'état à l'entrée de la fenêtre (cas 1). Plusieurs autres cas sont à considérer. En effet, durant la fenêtre de mesure, le comparateur est actif. Sa sortie peut donc commuter en présence de passages à zéro. A la fin de la fenêtre de mesure, la sortie du comparateur reste figée sur son dernier état, jusqu'à la fenêtre de mesure suivante. Donc l'état du comparateur au début d'une fenêtre de mesure dépend de son état à la fin de la mesure précédente ainsi que de la valeur du signal au début de la fenêtre de mesure. Afin d'optimiser la détection, nous nous plaçons dans l'hypothèse où la durée de la fenêtre de mesure est inférieure à la période du signal. De ce fait, le signal ne présente qu'un seul front montant à détecter par fenêtre de mesure. Les différents cas sont les suivants. Cas 1 : le front descendant 72 de la fenêtre de mesure 64 tombe sur une arche positive 74. Ce cas est illustré à la figure 33.En conséquence, le comparateur présente un seul front montant correspondant au passage à zéro 66 à détecter. La bascule D de détection du passage à zéro implémentée dans le CPLD et responsable de l'arrêt du compteur LR, est remise à zéro de façon asynchrone par l'impulsion START et bascule sur front montant du comparateur rapide. Le fonctionnement est correct.  It should be noted that attenuation of the signal at high flow rates is a reflection of the offset of the wave packet which no longer affects the same optimal zone of the tip, and turbulence which generates lack of focus. Without beveling, the upstream attenuation is different from the downstream attenuation. With beveling, the attenuation can be symmetrical provided that the length and the positioning of the cones are well controlled. In practice, an asymmetry of the upstream and downstream signals is anticipated and the gain of the quadrator is adjusted in real time for an upstream measurement as for a downstream measurement. The switching time of the comparator and the duration of the measurement window are not neutral in the window positioning procedure. For example, if the measurement window ends on a high level of the comparator, and the signal is positive at the input of the measurement window, the comparator will not change state at the input of the window (case 1). Several other cases are to be considered. Indeed, during the measurement window, the comparator is active. Its output can therefore switch in the presence of zero crossings. At the end of the measuring window, the comparator output remains frozen on its last state, until the next measurement window. Thus the state of the comparator at the beginning of a measurement window depends on its state at the end of the previous measurement as well as the value of the signal at the beginning of the measurement window. In order to optimize the detection, we assume that the duration of the measurement window is shorter than the signal period. As a result, the signal has only one rising edge to be detected per measurement window. The different cases are as follows. Case 1: the falling edge 72 of the measurement window 64 falls on a positive arch 74. This case is illustrated in Figure 33. As a result, the comparator has a single rising edge corresponding to the zero crossing 66 to be detected. The zero crossing detection flip-flop D implemented in the CPLD and responsible for stopping the counter LR, is asynchronously reset by the START pulse and switches to the rising edge of the fast comparator. The operation is correct.

Cas 2 : Le front descendant 72 de la fenêtre de mesure 64 tombe sur une arche négative 76 comme le montre la figure 34. Le comparateur présente un front montant 78 qui ne correspond pas à un passage à zéro. Cette situation est à éviter. Elle donne une mesure inexacte. Le comparateur présentant un temps de propagation de 45 ns commute après le front descendant de l'impulsion START de durée 16,67 ns. La bascule chargée de détecter un front montant du comparateur, commute donc quelques 30 nanosecondes après avoir été initialisée. Le compteur LR chargé de mesurer le temps par périodes de 16,67 ns entre l'impulsion START et le front montant de la bascule indique ici une valeur comprise entre 1 et 2. Cas 3 : Le front descendant 72 de la fenêtre ENABLE tombe sur une arche négative 76 ainsi que son front montant 78 comme le montre la figure 35.Cette configuration donne un résultat correct. La bascule détecte bien un passage à zéro du paquet d'ondes, sur front montant. Cas 4 : En référence à la figure 36, le front descendant 72 de la fenêtre tombe sur une arche positive 74 et le front montant 78 sur une arche négative 76. Le fonctionnement est ici aussi correct. La bascule commute bien sur un passage à zéro, sur front montant, du paquet d'ondes. En conclusion, seul le cas 2 est à éviter. Il est cependant identifiable car le compteur LR ne dépasse pas la valeur 2 dans ce cas de figure. Les autres cas permettent toujours de détecter un passage à zéro sur front montant. Il reste à s'assurer que c'est bien toujours le même. 5.2.6. Procédure de recherche et d'identification du passage à zéro de référence On peut imaginer plusieurs procédures différentes pour détecter un passage à zéro 66 avec le plus de certitude possible. Deux méthodes sont décrites ici. 5.2.6.1. Recherche par décalage de la fenêtre de mesure Cette procédure démarre une fois que la fenêtre de mesure 64 est placée avec une précision de Tacoustique/l0. Elle consiste à compter le temps (selon le compteur LR) entre l'origine 78 de la fenêtre de mesure 64 et le passage à zéro recherché 66, s'il est dans la fenêtre de mesure. Le compteur LR ne peut dépasser la valeur correspondant à la durée de la fenêtre, soit 64. Il est codé sur 6 bits. La période du signal acoustique vaut 100 périodes du compteur LR. Le graphique de la figure 37 représente la valeur du compteur LR en fonction de l'origine de la fenêtre de mesure par rapport au passage à zéro (PAZ) numéro n sur front montant.  Case 2: The falling edge 72 of the measuring window 64 falls on a negative arch 76 as shown in Figure 34. The comparator has a rising edge 78 which does not correspond to a zero crossing. This situation is to be avoided. It gives an inaccurate measure. The comparator with a propagation time of 45 ns switches after the falling edge of the START pulse of duration 16.67 ns. The latch responsible for detecting a rising edge of the comparator, therefore switches some 30 nanoseconds after being initialized. The counter LR charged with measuring the time in periods of 16.67 ns between the START pulse and the rising edge of the flip-flop here indicates a value between 1 and 2. Case 3: The falling edge 72 of the ENABLE window falls on a negative arch 76 and its rising edge 78 as shown in Figure 35. This configuration gives a correct result. The flip-flop detects a zero crossing of the wave packet on a rising edge. Case 4: With reference to FIG. 36, the falling edge 72 of the window falls on a positive arch 74 and the rising edge 78 on a negative arch 76. The operation here is also correct. The flip-flop switches well on a zero crossing, on the rising edge, of the wave packet. In conclusion, only case 2 is to be avoided. It is however identifiable because the meter LR does not exceed the value 2 in this case. Other cases always detect a zero crossing on a rising edge. It remains to be sure that it is always the same. 5.2.6. Procedure for Search and Identification of the Reference Zero Transition It is possible to imagine several different procedures for detecting a zero crossing 66 with the most certainty possible. Two methods are described here. 5.2.6.1. Offset Search of Measurement Window This procedure starts once Measurement Window 64 is placed with Tacoustic / l0 accuracy. It consists of counting the time (according to the counter LR) between the origin 78 of the measurement window 64 and the desired zero crossing 66, if it is in the measuring window. The counter LR can not exceed the value corresponding to the duration of the window, ie 64. It is coded on 6 bits. The period of the acoustic signal is 100 periods of the counter LR. The graph of FIG. 37 represents the value of the counter LR as a function of the origin of the measurement window with respect to the zero crossing (PAZ) number n on the rising edge.

Pour une mesure de débit consistant en N acquisitions moyennées sur le passage à zéro n , il faut placer la fenêtre de mesure là où une variation brutale de flux aura le moins de chance de créer une fausse mesure, c'est-à-dire là où la marge d'erreur est la plus grande. Ceci correspond à une origine de la fenêtre à 31 périodes du passage à zéro à détecter (i.e. 63/2). Cherchons maintenant une procédure permettant de réduire au minimum le risque de se tromper de PAZ. On s'intéresse au passage à zéro n de la figure 37. Dans le voisinage du PAZ n, le compteur LR décroît puis s'arrête à 1. Si l'origine de la fenêtre tombe dans la zone aveugle où le compteur LR<2, la distance au passage à zéro est inconnue et peut valoir 1 à 37 périodes. Il faut dans ce cas déplacer la fenêtre par petits pas jusqu'à ce que l'on sorte de la zone aveugle. Sur la figure 37, on a représenté des déplacements par pas de 5. On peut sortir de la zone aveugle en ajoutant ou retranchant du temps (par incréments de 5). Quand on ajoute du temps, le compteur LR reste à 1, jusqu'à ce qu'il passe soudainement à une valeur comprise entre 63 et 59, indiquant la distance au PAZ n+l . Si l'on retranche du temps par incréments de 5, le compteur LR reste à 1, puis commence à croître régulièrement par pas de 5, indiquant la distance au passage à zéro n. Au delà de 63, le compteur LR rechute brusquement à 0, et tombe dans la zone aveugle du PAZ n-1 . 5.2.6.1.1. Décalage montant Quand on retranche du temps, la plus grande marge d'erreur sur la détection du PAZ n est obtenue en positionnant l'origine de la fenêtre à PAZ-13 (PAZn+37-100/2).On constate que l'origine de la fenêtre correspondant à une marge d'erreur de mesure de débit maximale (PAZn-31), diffère de l'origine correspondant à une marge d'erreur d'identification du passage à zéro maximale (PAZn-13). C'est pourquoi le positionnement de la fenêtre se fait en 2 temps : • positionnement approximatif (à Tacoustique/10 près = 10 unités de compteur LR) de la fenêtre à PAZn-13 à partir de l'instant de détection de la tête du paquet d'ondes, • repositionnement de la fenêtre à PAZn-31 une fois que l'on est sûr d'être dans la zone du passage à zéro n . Il suffit pour cela de fixer un seuil (par exemple 10) que doit dépasser le compteur LR dans une boucle où l'on décroît par pas de 5 l'origine de la fenêtre.  For a measurement of flow consisting of N averaged acquisitions on the passage to zero n, it is necessary to place the measuring window where a sudden variation of flux will have the least chance of creating a false measurement, that is to say there where the margin of error is the largest. This corresponds to an origin of the window with 31 periods of zero crossing to be detected (i.e. 63/2). Now let's look for a procedure to minimize the risk of PAZ errors. We are interested in the zero crossing of FIG. 37. In the vicinity of the PAZ n, the counter LR decreases and then stops at 1. If the origin of the window falls in the blind zone where the counter LR <2 the distance to the zero crossing is unknown and can be 1 to 37 periods. In this case, move the window in small steps until you exit the blind area. Figure 37 shows displacements in steps of 5. It is possible to exit the blind zone by adding or subtracting time (in increments of 5). When adding time, the LR counter remains at 1, until it suddenly goes to a value between 63 and 59, indicating the distance to PAZ n + 1. If time is subtracted in increments of 5, the LR counter remains at 1, then begins to grow steadily in increments of 5, indicating the distance to zero crossing. Beyond 63, the counter LR suddenly drops to 0, and falls into the blind zone of PAZ n-1. 5.2.6.1.1. Amount offset When we subtract time, the largest margin of error on detection of PAZ n is obtained by positioning the origin of the window at PAZ-13 (PAZn + 37-100 / 2). origin of the window corresponding to a maximum flow measurement error margin (PAZn-31), differs from the origin corresponding to a margin of error of identification of the maximum zero crossing (PAZn-13). This is why the positioning of the window is done in 2 steps: • Approximate positioning (Tacoustique / 10 close = 10 units of counter LR) of the window PAZn-13 from the moment of detection of the head of the wave packet, • repositioning the window to PAZn-31 once one is sure to be in the area of zero crossing n. To do this, it suffices to set a threshold (for example 10) that the counter LR must exceed in a loop where the window origin is decreased by steps of the origin.

Lorsque cette condition est atteinte (ce qui est normalement le cas dès la première itération aux faibles débits), on calcule l'origine de la fenêtre selon la formule : Origine (PAZn-31) _ Origine (seuil)+compteurLR-31. 5.2.6.1.2. Décalage descendant On peut aussi décaler la fenêtre en rajoutant du temps par incréments de 5. Pour positionner la fenêtre dans la zone du PAZ n, il faut partir de la zone du PAZn-1 et ajouter 5 à l'origine de la fenêtre jusqu'à ce que le compteur LR passe, en 2 itérations, de la valeur 1 à une valeur supérieure à 58, valeur correspondant à la distance au PAZn. Le placement de la fenêtre à 31 périodes du PAZn se calcule selon la formule : Origine (PAZn-31)=Origine (compteur LR>58)+compteurLR-31 Cette méthode a été programmée, mais de façon légèrement différente : la condition était non pas que le compteur LR passe, en 2 itérations, de la valeur 1 à une valeur > 58, mais que la somme de deux valeurs successives du compteur LR passe de la valeur 2 à une valeur > 100 (représentées en foncé sur la figure 32). On tient ainsi compte de la loi de décroissance linéaire entre le décalage de la fenêtre et la valeur du compteur LR. Avec cette deuxième méthode, la plus grande marge d'erreur sur l'identification du PAZ n est obtenue en positionnant la fenêtre de mesure à PAZ n -113 = PAZ n- 1 -13. Cette procédure présente l'inconvénient de nécessiter plus d'itérations (environ 10) pour positionner la fenêtre de mesure à PAZn-30. Elle se révèle cependant sûre, puisqu'un débit de 8000 1/h peut être atteint sans décrochement de l'électronique. 5.2.6.2. Utilisation d'une signature de phase La deuxième procédure de recherche du passage à zéro, consiste à exploiter la bande passante des pointes coniques. En réduisant la sélectivité du filtre passe-bande, on obtient aisément une bande passante de +/- 100 kHz. Pour repérer le bon passage à zéro, il suffit d'introduire une modulation caractéristique, une signature, dans la phase du signal d'excitation et de la rechercher ensuite dans le signal de sortie.  When this condition is reached (which is normally the case from the first iteration at low flows), the origin of the window is calculated according to the formula: Origin (PAZn-31) _ Origin (threshold) + counterLR-31. 5.2.6.1.2. Downshift It is also possible to shift the window by adding time in increments of 5. To position the window in the zone of the PAZ n, it is necessary to leave the zone of PAZn-1 and to add 5 at the origin of the window until the counter LR passes, in 2 iterations, from the value 1 to a value greater than 58, value corresponding to the distance to the PAZn. The placement of the window at 31 periods of the PAZn is calculated according to the formula: Origin (PAZn-31) = Origin (counter LR> 58) + counterLR-31 This method was programmed, but in a slightly different way: the condition was no not that the counter LR passes, in 2 iterations, from the value 1 to a value> 58, but that the sum of two successive values of the counter LR passes from the value 2 to a value> 100 (represented in dark on the figure 32 ). This takes into account the linear decay law between the offset of the window and the value of the counter LR. With this second method, the largest margin of error on the identification of PAZ n is obtained by positioning the measurement window at PAZ n -113 = PAZ n-1 -13. This procedure has the disadvantage of requiring more iterations (about 10) to position the measurement window at PAZn-30. However, it is safe, since a flow of 8000 1 / h can be achieved without detachment of electronics. 5.2.6.2. Using a phase signature The second procedure for finding the zero crossing is to use the bandwidth of the conical tips. By reducing the selectivity of the bandpass filter, a bandwidth of +/- 100 kHz is easily obtained. To find the right passage to zero, it suffices to introduce a characteristic modulation, a signature, into the phase of the excitation signal and then to seek it in the output signal.

La figure 38 illustre un exemple de signature : Dans le train d'impulsions, les pics d'amplitude 80 sont distants d'une suite caractéristique d'intervalles de temps 82, 84, 86 compatibles avec la bande passante des pointes. La méthode consiste à identifier cettesignature dans le paquet d'ondes reçu. Le compteur LR est utilisé en conjonction avec le compteur général pour identifier 3 ou 4 passages à zéro successifs. Le premier passage à zéro est repéré de la même façon que pour la procédure par décalage de la fenêtre de mesure (cf ≈6.2.6.1). La détection des autres passages à zéro nécessite ensuite 1 tir par PAZ, car il suffit de prendre un pas de décalage égal à la plus petite des périodes possibles, soit 1250 ns (compteur LR = 75). Les intervalles entre les passages à zéro i et j sont alors calculés. De l'analyse de ces intervalles est tiré le PAZ recherché. Par exemple, le passage à zéro n recherché correspondra au MAX des intervalles [m-n] calculés. 5.2.7. Intervalle de lancement û Intervalle de référence L'ntervalle de lancement, noté IL, définit en nombre de périodes d'horloge 60 MHz l'intervalle de temps entre l'instant de détection de la tête du paquet d'ondes et l'instant où l'on souhaite placer l'origine de la fenêtre de mesure avant le lancement de la procédure de recherche du PAZn (cf. 5.2.6). En pratique, l'intervalle de lancement se déduit de l'intervalle de référence, noté IR, qui est l'intervalle de temps séparant la tête du paquet d'ondes, du passage à zéro d'intérêt. IL et IR sont liés par la relation : IR = IL + 113 (si procédure de recherche du PAZ croissante) IR = IL + 13 (si procédure de recherche du PAZ décroissante) La figure 39 montre l'intervalle de référence IR compté entre le signal de détection de la tête du paquet (voie 3) et le signal de sortie du comparateur (voie 6). La distance entre la tête du paquet d'ondes et le passage à zéro choisi vaut IL+113 ou IL+13 selon que la procédure de positionnement de la fenêtre de mesure se fait par incréments positifs ou négatifs. 5.2.8. Positionnement de la fenêtre aval Il peut être judicieux de choisir des fenêtres de mesure amont et aval positionnées différemment par rapport au passage à zéro à détecter. Supposons tout d'abord que le sens du débit soit défini pour une cellule et qu'un transducteur donné soit toujours relatif à une mesure amont et son alter ego à une mesure aval. Le transducteur amont verra l'origine de sa fenêtre de mesure s'éloigner avec l'augmentation du débit, tandis que le transducteur aval verra l'origine de sa fenêtre de mesure se rapprocher de l'instant d'excitation des transducteurs. Or, à chaque cycle de mesure, la fenêtre amont est positionnée à 31 périodes d'horloge avant le PAZn. Si la fenêtre aval est aussi asservie à 31 périodes de son passage à zéro, les deux fenêtres amont et aval vont se décaler l'une par rapport à l'autre avec l'augmentation du débit. Le débit étant calculé de la mesure différentielle : At = Compteur Général amont + TDC amont - Compteur Général aval - TDC aval Il risque d'y avoir un bruit de synchronisation sachant que l'unité de temps (environ 0,125 ns) du TDC n'est pas calibrée et ne dépend pas de la même façon de la température que la fréquence de l'oscillateur à quartz. Pour que ce type de bruit ne se produise pas, il faut, soit calibrer en temps réel le TDC, soit asservir son unité de temps sur celle de l'horloge à quartz. Le TDC dispose de registres de configuration lui permettant effectivement d'asservir son unité de temps sur une horloge externe. Cette fonctionnalité augmente cependant la consommation du TDC (de quelques A en mode non calibré à 20 mA en mode calibré). Un autre moyen, simple, pour éviter les erreurs de calibrage du TDC, consiste à utiliser la même valeur du compteur général comme origine des fenêtres de mesure amont et aval, surtout à débit nul. Lorsque le débit n'est pas nul, la position de la fenêtre aval, une fois placée à PAZnavai-31, est recalculée par rapport à la fenêtre amont afin de créer des gammes de mesure : - 25 EI (compteuramont - compteuraV,, ) Compteur., = compteuramont Ainsi, à débit nul, la fenêtre aval est positionnée à compteuramottt = PAZnamont-31. Elle garde cette position relative par rapport à la fenêtre amont jusqu'à ce que le décalage des PAZnamont ù PAZnavai dépasse 25 périodes ( x 16,667 = 416 ns). La division entière E[(compteur amoä t-compteuravai)/25] vaut alors 1 et compteur aval = PAZnamont- 56. Etc.  FIG. 38 illustrates an exemplary signature: In the pulse train, the amplitude peaks 80 are distant from a characteristic sequence of time slots 82, 84, 86 compatible with the bandwidth of the tips. The method consists in identifying this signature in the received wave packet. The counter LR is used in conjunction with the general counter to identify 3 or 4 successive zero crossings. The first zero crossing is identified in the same way as for the offset procedure of the measurement window (see ≈6.2.6.1). The detection of the other zero crossings then requires 1 shot per PAZ, because it is sufficient to take an offset step equal to the smallest of the possible periods, ie 1250 ns (counter LR = 75). The intervals between the zero crossings i and j are then calculated. From the analysis of these intervals is drawn the desired PAZ. For example, the desired zero crossing will correspond to the MAX of calculated [m-n] intervals. 5.2.7. Launch interval - Reference interval The launch interval, denoted IL, defines in number of 60 MHz clock periods the time interval between the moment of detection of the head of the wave packet and the moment in which you want to set the origin of the measurement window before starting the PAZn search procedure (see 5.2.6). In practice, the launch interval is deduced from the reference interval, denoted IR, which is the time interval separating the head of the wave packet from the zero crossing of interest. IL and IR are linked by the relation: IR = IL + 113 (if increasing PAZ search procedure) IR = IL + 13 (if decreasing PAZ search procedure) Figure 39 shows the IR reference interval counted between the packet head detection signal (channel 3) and the comparator output signal (channel 6). The distance between the head of the wave packet and the selected zero crossing is IL + 113 or IL + 13 depending on whether the positioning procedure of the measurement window is in positive or negative increments. 5.2.8. Positioning of the downstream window It may be wise to choose upstream and downstream measurement windows positioned differently from the zero crossing to be detected. Suppose first that the direction of flow is defined for a cell and that a given transducer is always relative to an upstream measurement and its alter ego to a downstream measurement. The upstream transducer will see the origin of its measurement window move away with increasing flow, while the downstream transducer will see the origin of its measurement window approaching the moment of excitation of the transducers. However, for each measurement cycle, the upstream window is positioned at 31 clock periods before the PAZn. If the downstream window is also slaved to 31 periods of its zero crossing, both upstream and downstream windows will shift relative to each other with increasing flow. The flow rate being calculated from the differential measurement: At = Upstream upstream counter + upstream TDC - downstream general counter - Downstream TDC There may be a synchronization noise knowing that the time unit (about 0.125 ns) of the TDC does not exist. is not calibrated and does not depend in the same way on the temperature as the frequency of the quartz oscillator. In order for this type of noise not to occur, it is necessary either to calibrate the TDC in real time or to slave its unit of time to that of the quartz clock. The TDC has configuration registers that allow it to effectively slave its unit of time to an external clock. This feature however increases the TDC consumption (from a few A in uncalibrated mode to 20 mA in calibrated mode). Another simple way to avoid calibration errors of the TDC is to use the same value of the general counter as the origin of upstream and downstream measurement windows, especially at zero flow. When the flow rate is not zero, the position of the downstream window, once placed at PAZnavai-31, is recalculated with respect to the upstream window in order to create measurement ranges: - 25 EI (counteramount - counteraV ,,) Counter., = Counteramont Thus, at zero flow, the downstream window is set to counter = = PAZnamont-31. It keeps this relative position with respect to the upstream window until the lag of PAZnamont to PAZnavai exceeds 25 periods (x 16.667 = 416 ns). The integer division E [(counter amo't-counter) / 25] is then 1 and downstream counter = PAZnamont- 56. Etc.

La fenêtre aval garde donc la même position relative par rapport à la fenêtre amont par tranches de 416 ns (soit 1510 1/h dans l'azote à l'ambiante). Ainsi le bruit de 11 1/h qui se manifestait à débit nul dans l'exemple ci-dessus est figé et ne change pas avant un débit de 15101/h. A ce débit, le bruit de synchronisation ne représente plus que 0,7 % de la mesure , ce qui est acceptable. 5.2.9. Convertisseur TDC Le convertisseur TDC est aussi un compteur capable de mesurer le temps avec une résolution approximative de 125 ps (picoseconde) soit 1/12000 de la période acoustique. Cette résolution varie d'un TDC à l'autre et dépend de la température. Le TDC est déclenché à l'instant START, synchrone avec le compteur Général. Il coïncide avec l'origine de la fenêtre de détection du passage à zéro (PAZ) et est arrêté à l'instant STOP provenant du comparateur rapide. 25 Ce compteur n'est pas cadencé par une horloge haute fréquence. En effet il faudrait une fréquence de 7 GHz pour avoir une telle résolution. Le convertisseur TDC (Time to Digital Converter) réalisé en technologie CMOS utilise des temps de commutation caractéristiques de portes logiques comme unité de comptage ce qui lui permet d'obtenir une quantification du temps comprise entre 30 ps et 300 ps selon le TDC. Le TDC utilisé ici permet d'obtenir une résolution intermédiaire de 125 picosecondes sur 15 bits ce qui autorise une dynamique de 30720 LSB soit environ 3,8 s. Avec une fenêtre de mesure de 1 s, le compteur TDC ne dépasse donc jamais sa capacité. 5.2.10. Le circuit logique programmable Le circuit logique programmable contient les compteurs (Général, Energie, LR). Il sert à définir précisément les instants de commutation de la rafale, gère le bloc de commutation haute tension, le type de mesure amont ou aval, contient un additionneur calculant la fin de la fenêtre de mesure à partir de l'indication de son origine et contient un bus d'adresses et un bus de données 8 bits, 3 états.  The downstream window thus keeps the same relative position with respect to the upstream window in increments of 416 ns (ie 1510 l / h in the nitrogen at room temperature). Thus the noise of 11 1 / h which manifested at zero flow in the example above is fixed and does not change before a flow rate of 15101 / h. At this rate, the synchronization noise is only 0.7% of the measurement, which is acceptable. 5.2.9. TDC Converter The TDC converter is also a meter capable of measuring time with an approximate resolution of 125 ps (picosecond) or 1/12000 of the acoustic period. This resolution varies from one CCT to another and depends on the temperature. The TDC is triggered at the instant START, synchronous with the General counter. It coincides with the origin of the zero crossing detection window (PAZ) and is stopped at the instant STOP from the fast comparator. This counter is not clocked by a high frequency clock. Indeed it would take a frequency of 7 GHz to have such a resolution. The TDC (Time to Digital Converter) converter, realized in CMOS technology, uses switching times characteristic of logic gates as a counting unit, which allows it to obtain a quantization of the time between 30 ps and 300 ps according to the TDC. The TDC used here makes it possible to obtain an intermediate resolution of 125 picoseconds over 15 bits, which allows a dynamic of 30720 LSB or about 3.8 s. With a measurement window of 1 s, the TDC counter never exceeds its capacity. 5.2.10. The programmable logic circuit The programmable logic circuit contains the counters (General, Energy, LR). It is used to precisely define the switching times of the burst, manages the high-voltage switching block, the type of upstream or downstream measurement, contains an adder calculating the end of the measuring window from the indication of its origin and contains an address bus and an 8-bit, 3-state data bus.

Le déroulement de la mesure est régi par une horloge à quartz de fréquence 60 MHz qui alimente l'entrée horloge du compteur Général de 17 bits, Qo..Q16. La sortie Q15 du compteur Général a pour période 1,092 ms tandis que la sortie Q16 a pour période 2,184 ms. En mode débogage hardware, le compteur compte en permanence et revient dans son état initial [Qo..Q16 ]_ [0..01) toutes les 2,184 ms. Cette période définit la séquence de mesure amont û aval. En dehors du mode débogage, le compteur s'arrête de lui-même au bout de 546 s. Il est réinitialisé en même temps qu'un ordre d'écriture dans le registre d'initialisation du TDC à l'adresse de la carte +11. La figure 40 illustre le circuit logique programmable par connecteur JTAG. Le bit Q16 définit l'état amont ou aval du cycle de mesure. Par choix, un état bas de Q16 définit un cycle amont, tandis qu'un état haut définit un cycle aval. Durant la phase de vérification du bon fonctionnement de la carte électronique d'acquisition, le compteur [Q0..Q16] tourne cycliquement. Par la suite, dès que les conditions d'acquisitions du signal sont satisfaisantes, le compteur [Q0..Q15] est activé par un ordre d'écriture à l'adresse de la carte +11 et s'arrête dès que le bit Q15 atteint l'état 1, c'est à dire après 546 s. L'état de lecture amont ou aval n'est alors plus régi par l'état du bit Q16 du compteur, mais par le bit 3 d'un registre stocké à l'adresse de la carte +11.  The course of the measurement is governed by a 60 MHz clock quartz clock that feeds the clock input of the 17-bit General counter, Qo..Q16. The output Q15 of the General counter has a period of 1,092 ms while the output Q16 has a period of 2,184 ms. In hardware debug mode, the counter counts continuously and returns to its initial state [Qo..Q16] _ [0..01) every 2.184 ms. This period defines the downstream upstream measurement sequence. Outside the debug mode, the counter stops itself after 546 s. It is reset at the same time as a write command in the TDC initialization register to the address of the +11 card. Figure 40 illustrates the JTAG connector programmable logic circuit. The Q16 bit defines the upstream or downstream state of the measurement cycle. By choice, a low state of Q16 defines an upstream cycle, while a high state defines a downstream cycle. During the verification phase of the good operation of the electronic acquisition card, the counter [Q0..Q16] rotates cyclically. Subsequently, as soon as the conditions of acquisition of the signal are satisfactory, the counter [Q0..Q15] is activated by a write command at the address of the card +11 and stops as soon as the bit Q15 reaches state 1, ie after 546 s. The upstream or downstream reading state is then no longer governed by the state of counter bit Q16, but by bit 3 of a register stored at the address of card +11.

Si l'on fait appel à un étage de puissance capable de charger la pompe à diodes en quelques centaines de microsecondes, c'est le bit Q15 qui régit l'état actif ou arrêté de l'oscillateur alimentant l'étage. La mesure se fait pendant l'état bas du bit Q15, c'est à dire pendant les 546 premières micro secondes. Les 546 s suivantes servent à attendre la fin de la période de réverbération dans la cellule. Cet intervalle est mis à profit pour réactiver la pompe à diodes et recharger le condensateur réservoir. Un ordre de lecture envoyé à l'adresse +11 de la carte réinitialise de façon asynchrone le compteur [Qo..Q15]. La durée de cette réinitialisation n'est cependant pas exactement connue. En effet, la durée d'un cycle d'écriture dépend des caractéristiques du micro-ordinateur ou du micro-contrôleur utilisé. L'état zéro du compteur peut donc durer bien plus longtemps qu'une période d'horloge. On ne peut donc pas déclencher une rafale électrique aux bornes d'un transducteur sur une valeur zéro du compteur. Afin d'être sûr de réaliser une mesure synchrone, l'excitation électrique est déclenchée sur une valeur non nulle du compteur [Qo..Q15], par exemple à la 512ème période, c'est à dire à 8,533 s. Un certain temps après le démarrage du compteur général, calculé à partir de la connaissance des dimensions de la cellule et de la nature du gaz, (129 s par défaut ), nous nous trouvons entre le premier et le deuxième écho. On démarre alors le COMPTEUR ENERGIE de détection de la tête du paquet d'ondes. Une impulsion, dite PQTSTRT, de type CMOS et de largeur 1,066 s réinitialise la bascule de détection de la tête du paquet d'ondes et démarre le compteur. Cette impulsion peut être placée entre la première microseconde et la 273ème microseconde du compteur général. Elle est définie par le registre initjttr décodant une valeur donnée des bits 6 à 13 du compteur général. Ce registre est accessible en écriture à l'adresse de la carte +12. Une condition importante est que cette impulsion ne doit pas être placée à plus de 17 s (pour un compteur 8 bits, et 34 ps pour un compteur 9 bits) de la tête du paquet d'ondes à détecter. Le compteur Energie est arrêté par le signal de détection de la tête du paquet d'ondes, provenant du transistor Ti. De la connaissance de la valeur de ce compteur et de l'intervalle de référence IR, on en déduit le positionnement de la fenêtre de mesure. Par défaut, la fenêtre est positionnée à l'instant de démarrage du compteur Energie. Puis la procédure d'identification du passage à zéro la positionne correctement. L'origine de la fenêtre coïncide avec le démarrage du COMPTEUR LR avec une impulsion CMOS START d' l période d'horloge à 60 MHz (16,67 ns) ainsi que du convertisseur TDC. Le compteur LR est synchrone et compte sur 6 bits (de résolution 16,67 ns) le temps entre l'origine de la fenêtre et le passage à zéro. A la résolution temporelle près, le compteur LR (Low Resolution) et le convertisseur TDC font le même travail. Le comptage fin réalisé par le TDC se fait sur 15 bits (de résolution 0,13 ns). Le COMPTEUR LR est réinitialisé pendant la durée de l'impulsion START , et démarre sur front montant du compteur général à la suite du START. Compte tenu de la quantification sur 6 bits, l'instant START ne peut être distant de plus de 1,066 s du passage à zéro à détecter. Le convertisseur TDC et le compteur LR sont arrêtés par le premier front montant du comparateur rapide détectant les passages à zéro du signal analogique amplifié. Le comparateur rapide ainsi que le TDC sont inhibés avant l'impulsion START. A l'issue d'une période de 1,066 s après l'impulsion START, le comparateur rapide et le TDC repassent dans un état inhibé. C'est le bit ENABLE provenant du CPLD qui est chargé de verrouiller le comparateur rapide et le TDC. Dès qu'une première instruction d'écriture dans les registres 8 bits STARTDCH et STARTDCL est réalisée aux adresses +13 ou +14, la valeur par défaut de l'instant START programmée dans le CPLD laisse la place à une valeur rafraîchie par le microcontrôleur. La fenêtre ENABLE d'activation du TDC passe au niveau haut durant 1,066 s après l'instant START. A l'issue d'une période de 1 ms après l'ordre de démarrage du compteur général, un timer interne au microcontrôleur ou au micro ordinateur déclenche la lecture du compteur LR 20 et du convertisseur TDC. Il est aussi possible de gérer le transfert des données par une requête d'interruption générée par un bit spécifique du TDC nommé INTFLAG qui passe à un niveau haut lorsqu'un PAZ a été détecté. Le degré de priorité de cette requête peut-être changé par un jumper sur la carte d'acquisition, entre un niveau de priorité 3 à 7 (sur le bus ISA) ou entre un niveau 1 à 25 15 sur une table de vecteurs d'interruption du micro contrôleur. Ceci n'est cependant pas souhaitable si la pompe à diodes n'est pas alimentée par l'étage de puissance car l'intervalle de temps entre 2 tirs n'est plus connu avec précision, ce qui engendre une incertitude sur le temps de chargement du condensateur réservoir et donc sur la valeur de la haute tension. 5.2.11. Registres du TDC 30 Le TDC présente ici 12 registres d'écriture et 11 registres de lectures. 5.2.12. Registres du CPLD Le CPLD possède ici trois registres accessibles en écriture et deux registres en lecture. Le gain du quadrateur peut ainsi être modifié pour compenser l'atténuation du signal aux forts débits, évitant un risque d'erreur d'identification du passage à zéro. Ceci a pour effet d'augmenter la plage de mesure de débit. Pour la cellule prototype, la nécessité de compenser le gain du quadrateur apparaît vers 8 000 1/h (=130 1/mn). Là aussi, il y a plusieurs possibilités. Si l'on connaît la courbe de décroissance du signal en fonction du débit, il suffit de corriger le gain par tranche de débits. Le test se fait sur la valeur différentielle du compteur Énergie amont-aval. Ce compteur mesure la position du paquet d'ondes avec une résolution de 67 ns. À 9000 1/h, la différence de temps de vol amont-aval atteint 2500 ns. La résolution du compteur énergie est donc largement suffisante pour définir le gain par tranche de 20001/h au-delà de 90001/h. • L'électronique d'acquisition peut être complétée par un convertisseur analogique -numérique chargé de mesurer l'amplitude crête du paquet en sortie du détecteur de crête, lors d'un premier tir, et de rectifier le gain du quadrateur par rapport à une consigne lors d'un deuxième tir. La procédure de positionnement de la fenêtre par rapport au passage à zéro peut ensuite commencer. 5.2.13. Cahier des charges du programme informatique Le programme informatique chargé de gérer le dispositif réalisera de préférence les opérations suivantes : 1) La mesure et l'affichage du débit de gaz avec une résolution de 1,8 1/h (dans l'azote, et pour la cellule prototype), pour un débit maximum de 65 535 1/h. 2) Le comptage et l'affichage du volume délivré, avec un seuil de détection de 0,005 1. L'affichage du volume délivré est assuré avec une résolution de 0,01 1, modulo 10 000 1, jusqu'à 5,12 millions de litres. Pas de comptage sur débit < 0 3) La cadence de mesure, de 2 à 7 mesures de débit par seconde, selon la vitesse de variation du débit 4) Un recalage par bouton poussoir du zéro du débitmètre et une remise à zéro du compteur simultanément 5) L'auto ajustement du coefficient d'étalonnage de la cellule de mesure en fonction des conditions thermodynamiques influençant la vitesse de propagation ultrasonore dans le gaz. 6) La modification par clavier du coefficient d'étalonnage de la cellule de mesure. 7) La modification par clavier de la nature du gaz entrant, par indication de la vitesse de propagation ultrasonore approximative (à 10 m/s près) dans le gaz d'étude. 8) La modification par clavier du gain du quadrateur 9) La modification par clavier de l'intervalle de référence IR du paquet d'ondes. 10) Le calcul et l'affichage du temps de vol total du paquet d'ondes se propageant dans les cônes et le gaz, de l'instant d'excitation à l'instant du passage à zéro détecté. L'affichage est précis à 1 ns. 11) Le calcul et l'affichage de la vitesse de propagation des ultrasons dans le gaz de la cellule de mesure. 5.2.13.1. Auto-ajustement du Coefficient d'étalonnage Nous avons vu que la mesure du débit dépendait de la vitesse du son dans le gaz et dans les cônes. Or ces vitesses dépendent des conditions thermodynamiques. La vitesse du son dans le gaz varie cependant plus vite que dans les pointes. Pour augmenter la précision de la mesure, on cherche à modifier le coefficient d'étalonnage de la cellule en fonction des conditions thermodynamiques constatées dans la cellule. Pour cela, le temps de vol total : (tamont + taval) est mesuré en même temps que le débit déduit de : (tamont - tavai)  If a power stage is used capable of charging the diode pump within a few hundred microseconds, bit Q15 governs the active or stopped state of the oscillator supplying the stage. The measurement is done during the low state of the Q15 bit, ie during the first 546 micro seconds. The following 546s are used to wait for the end of the reverb period in the cell. This interval is used to reactivate the diode pump and recharge the tank capacitor. A read command sent to the +11 address of the card asynchronously resets the counter [Qo..Q15]. The duration of this reset is however not exactly known. Indeed, the duration of a write cycle depends on the characteristics of the microcomputer or micro-controller used. The zero state of the counter can therefore last much longer than a clock period. It is therefore not possible to trigger an electrical burst across a transducer on a zero value of the counter. In order to be sure of performing a synchronous measurement, the electrical excitation is triggered on a non-zero value of the counter [Qo..Q15], for example at the 512th period, ie at 8.533 s. A certain time after the start of the general counter, calculated from the knowledge of the dimensions of the cell and the nature of the gas, (129 s by default), we find ourselves between the first and the second echo. The ENERGY COUNTER for detecting the head of the wave packet is then started. A pulse, called PQTSTRT, CMOS type and width 1.066 s resets the detection flip-flop of the head of the wave packet and starts the counter. This pulse can be placed between the first microsecond and the 273rd microsecond of the general counter. It is defined by the initiating register decoding a given value of bits 6 to 13 of the general counter. This register is accessible in writing to the address of the card +12. An important condition is that this pulse should not be placed more than 17 s (for an 8-bit counter, and 34 ps for a 9-bit counter) of the head of the wave packet to be detected. The energy counter is stopped by the signal of detection of the head of the wave packet, coming from the transistor Ti. From the knowledge of the value of this counter and the reference interval IR, we deduce the positioning of the measurement window. By default, the window is positioned at the start of the Energy counter. Then the procedure of identification of the zero crossing positions it correctly. The origin of the window coincides with the start of the LR COUNTER with a CMOS START pulse of the 60 MHz (16.67 ns) clock period as well as the TDC converter. The counter LR is synchronous and counts on 6 bits (resolution 16.67 ns) the time between the origin of the window and the passage to zero. At the time resolution, the LR (Low Resolution) counter and the TDC converter do the same job. The fine count performed by the TDC is done on 15 bits (resolution 0.13 ns). The LR COUNTER is reset for the duration of the START pulse, and starts on the rising edge of the master counter following START. Given the 6-bit quantization, the START time can not be more than 1,066 s from the zero crossing to be detected. The TDC converter and the LR counter are stopped by the first rising edge of the fast comparator detecting the zero crossings of the amplified analog signal. The fast comparator and the TDC are inhibited before the START pulse. At the end of a period of 1,066 s after the START pulse, the fast comparator and the TDC return to an inhibited state. The ENABLE bit from the CPLD is responsible for locking the fast comparator and the TDC. As soon as a first write instruction in the 8-bit STARTDCH and STARTDCL registers is made at the +13 or +14 addresses, the default value of the START time programmed in the CPLD is replaced by a value refreshed by the microcontroller. . The ENABLE TDC activation window goes high for 1.066 seconds after START. At the end of a period of 1 ms after the start order of the general counter, a timer internal to the microcontroller or the microcomputer triggers reading of the counter LR 20 and the converter TDC. It is also possible to manage the data transfer by an interrupt request generated by a specific bit of the TDC named INTFLAG which goes to a high level when a PAZ has been detected. The priority of this request can be changed by a jumper on the acquisition card, between a priority level 3 to 7 (on the ISA bus) or between a level 1 to 25 on a table of vectors. interruption of the microcontroller. However, this is not desirable if the diode pump is not powered by the power stage because the time interval between two shots is no longer accurately known, which causes uncertainty in the charging time. capacitor tank and so on the value of the high voltage. 5.2.11. TDC Registers 30 The TDC presents here 12 write registers and 11 read registers. 5.2.12. CPLD Registers The CPLD has three writable registers and two read registers. The gain of the quadrator can thus be modified to compensate for attenuation of the signal at high rates, avoiding a risk of misidentification of the zero crossing. This has the effect of increasing the flow measurement range. For the prototype cell, the need to compensate the gain of the quadrator appears around 8000 1 / h (= 130 1 / min). Here too, there are several possibilities. If we know the curve of decay of the signal as a function of the flow, it suffices to correct the gain by slice of flow rates. The test is performed on the differential value of the upstream-downstream energy meter. This counter measures the position of the wave packet with a resolution of 67 ns. At 9000 1 / h, the difference in upstream-downstream flight time is 2500 ns. The energy meter resolution is therefore largely sufficient to define the gain per 20001 / h slice above 90001 / h. • The acquisition electronics can be completed by an analog-to-digital converter, which measures the peak amplitude of the packet at the output of the peak detector, during a first shot, and rectifies the gain of the quadrator with respect to a set on a second shot. The procedure of positioning the window with respect to the zero crossing can then begin. 5.2.13. Specifications of the computer program The computer program in charge of managing the device will preferably perform the following operations: 1) The measurement and display of the gas flow with a resolution of 1.8 l / h (in nitrogen, and for the prototype cell), for a maximum flow rate of 65,535 1 / h. 2) The counting and display of the delivered volume, with a detection threshold of 0.005 1. The display of the delivered volume is ensured with a resolution of 0.01 1, modulo 10 000 1, up to 5.12 million liters. No Flow Count <0 3) Measurement rate, from 2 to 7 flow measurements per second, depending on flow rate of change 4) Pushbutton reset of flowmeter zero and counter reset at the same time 5) The self-adjustment of the calibration coefficient of the measuring cell according to the thermodynamic conditions influencing the ultrasonic propagation velocity in the gas. 6) The keyboard modification of the calibration coefficient of the measuring cell. 7) The keypad modification of the nature of the incoming gas, by indicating the approximate ultrasonic propagation velocity (within 10 m / s) in the test gas. 8) The keypad gain modification of the quadrator 9) The keyboard modification of the IR reference interval of the wave packet. 10) Calculation and display of the total flight time of the packet of waves propagating in the cones and the gas, from the moment of excitation to the moment of the crossing to zero detected. The display is accurate to 1 ns. 11) Calculation and display of the propagation velocity of ultrasound in the gas of the measuring cell. 5.2.13.1. Calibration Coefficient Auto-Adjustment We have seen that flow measurement depends on the speed of sound in the gas and in the cones. These speeds depend on the thermodynamic conditions. The speed of sound in the gas, however, varies faster than in the tips. To increase the accuracy of the measurement, it is sought to modify the calibration coefficient of the cell as a function of the thermodynamic conditions observed in the cell. For this, the total flight time: (tamont + taval) is measured at the same time as the flow deduced from: (tamont - tavai)

Par exemple, on a mesuré que la valeur du temps de vol total moyen (tam nt + tavai) / 2 variait de 45 ns entre sa valeur à débit nul et sa valeur à 8000 1/h, alors que la valeur du temps de vol différentiel (tamont -tapai) passe de 0 ns (à débit nul) à 2207 ns (à 80001/h). Ainsi, avec seulement 45 ns de variation sur la pleine échelle, que l'on considère comme incertitude de mesure absolue, le temps de vol moyen total permet d'accéder à la température du gaz, quel qu'en soit le débit, avec une précision de l'ordre de'/4 C. Nous avons vu au chapitre 4, que l'incertitude relative sur la vitesse du son (et donc sur le débit) était, dans l'air, de 0,17% / C. La connaissance de la température à '/4 C est donc largement suffisante pour compenser le coefficient d'étalonnage et réduire l'incertitude de mesure à 0,05% sur toute la plage de température de fonctionnement. La vitesse du son dans les cônes dépendant aussi des conditions thermodynamiques, mais dans des proportions différentes, il faut pouvoir décomposer le temps de vol total moyen en deux temps, l'un correspondant au parcours dans les cônes, l'autre correspondant au parcours dans le gaz. L'analyse de la voie 10, figure 31, montre qu'il est possible de réaliser une détection du paquet d'ondes relative à l'excitation capacitive induite dans le cône récepteur. Ce paquet d'ondes est le résultat d'une propagation aller-retour uniquement dans le cône récepteur. Il suffit donc de cumuler ce temps à celui obtenu dans l'autre pointe pour obtenir une valeur double du temps de vol total dans les pointes. On soustrait ensuite le temps de propagation total dans les pointes du temps de propagation total pour obtenir le temps de propagation total dans le gaz.  For example, it was measured that the value of the average total flight time (tam nt + tavai) / 2 ranged from 45 ns between its zero flow value and its value at 8000 1 / h, while the value of the flight time differential (tamont -tapai) goes from 0 ns (at zero flow) to 2207 ns (at 80001 / h). Thus, with only 45 ns of full-scale variation, which is considered absolute measurement uncertainty, the total average flight time allows access to the gas temperature, regardless of the flow, with precision in the order of '/ 4 C. We have seen in Chapter 4 that the relative uncertainty on the speed of sound (and thus on the flow) was, in the air, 0.17% / C. Knowledge of the temperature at 4 C is therefore largely sufficient to compensate for the calibration coefficient and to reduce the measurement uncertainty to 0.05% over the entire operating temperature range. The speed of sound in the cones also depends on the thermodynamic conditions, but in different proportions, it is necessary to be able to decompose the average total flight time in two stages, one corresponding to the course in the cones, the other corresponding to the course in the gas. The analysis of channel 10, FIG. 31, shows that it is possible to perform a detection of the wave packet relating to the capacitive excitation induced in the receiver cone. This wave packet is the result of a round trip propagation only in the receiving cone. It is therefore sufficient to cumulate this time with that obtained in the other peak to obtain a double value of the total flight time in the tips. Subsequently, the total propagation time in the peaks of the total delay is subtracted to obtain the total propagation time in the gas.

Une fois réalisées les mesures de vitesses dans les cônes et dans le gaz, on peut envisager de tenir compte des déformations de la structure en fonction de la température. Néanmoins, les perturbations du temps de vol total, dues aux déformations de la structure avec la température sont faibles (environ 0,5 .is pour 100 C) et permettent de conserver une précision sur la mesure meilleure que 0,5%. Ces perturbations sont, dans tous les cas, plusieurs dizaines de fois plus faibles que les perturbations provenant des modifications des conditions thermodynamiques du gaz. On choisit de les négliger. Si l'on ne retient que les perturbations provenant de la variation de la vitesse du son dans le gaz, le coefficient d'étalonnage de la cellule peut être corrigé en temps réel selon la formule : vu CE( cellule ) = CE (cellule ) gaz étalon, conditions nor irile.c v (cellule condtions normales) où CE(cellule) désigne le coefficient d'étalonnage de la cellule dans les conditions thermodynamiques inconnues, va (cellule), la vitesse du son dans le gaz de la cellule dans des conditions thermodynamiques inconnues, 25 va (cellule conditions normales) : la vitesse du son dans le gaz de la cellule dans des conditions thermodynamiques connues Exemple : le coefficient d'étalonnage de la cellule prototype sous azote dans les conditions normales est de 1,812 1/h par demi-nanoseconde de différence de temps de vol amont - aval. Une augmentation de la température du gaz de 100 C par rapport aux 30 conditions normales engendre une augmentation de la vitesse du son mesurée dans la cellule de 15% et une augmentation du coefficient d'étalonnage de 15%.20 Enfin, la relation liant la vitesse d'écoulement du gaz à la différence de temps de vol doit éventuellement être corrigée par un terme quadratique que l'on exprime en fonction du coefficient d'étalonnage : vf = CE (temps amont -- temps aval) + CQ (temps amont ù temps aval)  Once the velocity measurements in the cones and in the gas have been made, it is possible to take into account the deformations of the structure as a function of the temperature. Nevertheless, the disturbances of the total flight time, due to the deformations of the structure with the temperature are low (approximately 0.5 .is per 100 C) and make it possible to preserve an accuracy on the measurement better than 0.5%. These disturbances are, in all cases, several tens of times lower than the disturbances resulting from the modifications of the thermodynamic conditions of the gas. We choose to neglect them. If only the disturbances resulting from the variation of the velocity of the sound in the gas are retained, the calibration coefficient of the cell can be corrected in real time according to the formula: seen CE (cell) = CE (cell) standard gas, nor irile.cv conditions (cell normal condtions) where CE (cell) designates the calibration coefficient of the cell under unknown thermodynamic conditions, va (cell), the speed of sound in the cell gas in unknown thermodynamic conditions, 25 va (cell normal conditions): the speed of sound in the cell gas under known thermodynamic conditions Example: the calibration coefficient of the prototype cell under nitrogen under normal conditions is 1.812 l / h by half-nanosecond of flight time difference upstream - downstream. An increase in the gas temperature of 100 C from normal conditions results in an increase in the speed of sound measured in the cell by 15% and an increase in the calibration coefficient of 15%. Finally, the relationship between the rate of flow of the gas at the time difference of flight must be corrected by a quadratic term which one expresses according to the coefficient of calibration: vf = CE (upstream time - downstream time) + CQ (upstream time downstream time)

où CE désigne le coefficient d'étalonnage, CQ le terme quadratique de correction du débit Cette correction est basée sur l'expérience de la figure 8, qui montre que la variation du temps de vol ne dépend pas de façon linéaire du déplacement de la zone d'atterrissage (i.e. l'écartement des pointes). 5.2.13.2. Rafraîchissement dynamique de la cadence de mesure La cadence de mesure dépend essentiellement de la constante de réverbération des ultrasons dans la cellule et du nombre d'acquisitions moyennées à chaque mesure. Lorsque le débit varie brutalement, il est préférable, pour conserver une bonne précision du volume de gaz délivré, calculé par intégration du débit sur le temps, de réduire rapidement le nombre de mesures moyennées afin d'augmenter la cadence de mesure. La constante de réverbération étant fixée par construction, la cadence de mesures ne peut être modifiée qu'en jouant sur le nombre d'acquisitions moyennées.  where CE designates the calibration coefficient, CQ the quadratic term of flow correction This correction is based on the experiment of figure 8, which shows that the variation of the time of flight does not depend in a linear way of the displacement of the zone landing (ie the spacing of the points). 5.2.13.2. Dynamic refresh of the measurement rate The measurement rate depends essentially on the ultrasound reverberation constant in the cell and the number of averaged acquisitions at each measurement. When the flow rate varies abruptly, it is preferable, in order to maintain a good accuracy of the volume of gas delivered, calculated by integrating the flow rate over time, to rapidly reduce the number of averaged measurements in order to increase the measurement rate. Since the reverb constant is fixed by construction, the measurement rate can only be modified by varying the number of averaged acquisitions.

On adopte la procédure suivante : 1) comparer la mesure de débit (1n à la mesure On_1 2) selon la variation de débit constatée, choisir un nombre d'acquisitions (et en conséquence une nouvelle cadence). Sur la cellule prototype les valeurs suivantes ont été choisies : • Qn- Qn_1 < 18 1/h => moyenne de 400 acquisitions • Qn-Qn_i < 361/h => moyenne de 300 acquisitions • Qn-Qä_i < 54 1/h => moyenne de 200 acquisitions • Qn-Qn_i < 72 1/h =_> moyenne de 100 acquisitions • Qn-Qn_i > 72 1/h => moyenne de 50 acquisitions Lors du branchement de l'appareil, la cadence de tir est initialisée sur 50 acquisitions. Si le débit est nul, la cadence de mesure chute et on passe immédiatement sur séquence moyennée de 400 acquisitions, 200 tirs amont + 200 tirs aval. Si brusquement, le débit augmente, le pire moment étant au début d'une séquence de tir, la nouvelle cadence de mesure ne sera effective qu'à la fin des 400 tirs de la séquence actuelle. Ceci n'est pas souhaitable. Il faudrait pouvoir sortir de la séquence d'acquisition lorsqu'une variation brutale de débit se produit. On réalise aisément cela en imposant une condition de sortie sur la boucle d'acquisition par un test sur la valeur du compteur LR amont. En effet, le compteur LR est normalement asservi à la valeur 31 (31 périodes avant le passage à zéro) avant chaque séquence de tir. Si pendant la séquence le compteur LR s'écarte de plus d'une certaine quantité seuil de sortie par rapport à la valeur 31, on sort de la boucle. Le seuil de sortie est au maximum de 31 (soit un différentiel de 62 avec l'aval, correspondant à une variation de débit supérieure à 3750 1/h pour la cellule prototype). Il est bien évident que cette condition de sortie est beaucoup trop large, et qu'on peut la réduire de façon adaptée à la cadence de mesure. Ainsi, pour une cadence de mesure correspondant à une moyenne de : • 50 acquisitions, le seuil de sortie = 28 (56 x 16.67 = 933 ns g3380 1/h) • 100 acquisitions, le seuil de sortie = 25 (50 x 16.67 = 833 ns <3000 1/h) • 200 acquisitions, le seuil de sortie = 20 (40 x 16.67 = 666 ns 024001/h) • 300 acquisitions, le seuil de sortie = 10 (20 x 16.67 = 167 ns Ça 1200 1/h) • 400 acquisitions, le seuil de sortie = 5 (10 x 16.67 = 167 ns 0600 1/h) Ceci est cohérent. Lorsque le nombre d'acquisitions est faible, c'est que le débit varie beaucoup et que la cadence de mesure est déjà élevée, il faut donc être moins sévère sur les conditions de sortie de la boucle. Au contraire, plus le débit est stable, plus le compteur LR est stable, plus le nombre d'acquisitions est grand, plus vite il faut pouvoir sortir de la boucle. Lorsque le débit est très grand et stable, les turbulences de l'écoulement se manifestent par des fluctuations sur le compteur LR qui ne doivent pas être confondues avec une variation de débit, c'est pourquoi le seuil de sortie de la boucle ne peut descendre en dessous d'une valeur critique, ici égale à 5. 5.2.13.3. Séquences des acquisitions amont aval Ce procédé vient de l'observation de la chute continue de la haute tension pendant un cycle d'acquisitions moyennées. En l'absence de tir, la haute tension est stabilisée à 100 Volts. Lorsque le nombre de tir atteint 1 par milliseconde, la haute tension se stabilise à 70 Volts. Sur une moyenne de 400 acquisitions, l'amplitude des premières rafales sera de 100 V tandis que l'amplitude des dernières rafales sera de 70 V. Cette chute d[e 30% de l'amplitude des rafales se retrouve directement sur l'amplitude du paquet d'ondes détecté. Il suffit alors qu'il y ait une petite tension d'offset de quelques millivolts en entrée du comparateur, pour introduire une erreur de mesure. En effet, supposons, que sur les 400 acquisitions, la première soit une mesure amont, la deuxième une mesure aval, la troisième une mesure amont, etc...Sachant qu'il y a une décroissance continue de la haute tension, il apparaît que les mesures amont sont toujours associées à un signal plus grand que les mesures aval. Or l'offset introduit par le comparateur crée un décalage du passage à zéro. Typiquement, selon la formule (2.31) un offset de 50 rnV ajouté à un signal de 5 V engendre, pour une fréquence ultrasonore de 600 kHZ, un décalage du PAZ de 2,5 ns. Sachant que l'amplitude du signal amont est toujours plus grande que l'amplitude du signal aval, le décalage aval est toujours plus grand que le décalage amont. Il apparaît ainsi un offset sur le débit. Ce type d'erreur est éliminé si : 1) On réalise un certain nombre de tir à vide afin d'atteindre un régime permanent pour la haute tension, 2) les acquisitions sont entrelacées selon la séquence suivante : Tir amont, Tir aval, Tir aval, Tir amont, Tir amont, Tir aval, etc... 5.2.13.4. Interruptions clavier Les interruptions provenant du clavier ne sont acceptées qu'en sortie d'une boucle d'acquisitions moyennées. Les touches suivantes ont été définies : CE : touche de modification du coefficient d'étalonnage. En pressant sur cette touche, la valeur actuelle du coefficient d'étalonnage apparaît en lieu et place du débit cumulé. Pour un coefficient de 1,812 litre/h/demi-nanoseconde, l'écran affiche CE = 1812. La possibilité est donnée, pendant 2 secondes, de modifier cette valeur à l'aide des flèches augmenter ou diminuer . Les flèches peuvent être pressées par impulsion ou en continu. Si plus aucune action n'est effectuée pendant 2 s, la valeur du coefficient disparaît, la valeur du volume délivré réapparaît. L'activation de la touche CE désactive toutes les autres touches à l'exception des touches flèches. Cette touche n'est normalement pas accessible à l'utilisateur. Elle est utilisée pour recalibrer le débitmètre. V : touche d'indication de la nature du gaz d'étude. En pressant cette touche, la valeur de la vitesse de propagation du son en m/s dans le gaz de mesure apparaît : V = 346.  The procedure is as follows: 1) Compare the flow measurement (1n to the On_1 2 measurement) according to the observed flow variation, choose a number of acquisitions (and consequently a new rate). On the prototype cell the following values were chosen: • Qn-Qn_1 <18 1 / h => average of 400 acquisitions • Qn-Qn_i <361 / h => average of 300 acquisitions • Qn-Qä_i <54 1 / h = > average of 200 acquisitions • Qn-Qn_i <72 1 / h = _> average of 100 acquisitions • Qn-Qn_i> 72 1 / h => average of 50 acquisitions When connecting the device, the rate of fire is initialized out of 50 acquisitions. If the flow is zero, the measurement rate drops and we immediately go on averaged sequence of 400 acquisitions, 200 shots upstream + 200 shots downstream. If suddenly, the flow increases, the worst time being at the beginning of a firing sequence, the new rate of measurement will be effective at the end of 400 shots of the current sequence. This is not desirable. It would be necessary to be able to leave the acquisition sequence when a sudden variation of flow occurs. This is easily accomplished by imposing an output condition on the acquisition loop by testing the value of the upstream LR counter. Indeed, the counter LR is normally slaved to the value 31 (31 periods before the zero crossing) before each firing sequence. If during the sequence the counter LR deviates more than a certain output threshold quantity from the value 31, it leaves the loop. The output threshold is at most 31 (a differential of 62 with the downstream, corresponding to a flow variation greater than 3750 1 / h for the prototype cell). It is obvious that this output condition is much too wide, and that it can be reduced in a way adapted to the measurement rate. Thus, for a measurement rate corresponding to an average of: • 50 acquisitions, the exit threshold = 28 (56 x 16.67 = 933 ns g3380 1 / h) • 100 acquisitions, the exit threshold = 25 (50 x 16.67 = 833 ns <3000 1 / h) • 200 acquisitions, the exit threshold = 20 (40 x 16.67 = 666 ns 024001 / h) • 300 acquisitions, the exit threshold = 10 (20 x 16.67 = 167 ns Ca 1200 1 / h) • 400 acquisitions, the exit threshold = 5 (10 x 16.67 = 167 ns 0600 1 / h) This is consistent. When the number of acquisitions is low, it is that the flow varies a lot and the measurement rate is already high, so we must be less severe on the exit conditions of the loop. On the other hand, the more the flow is stable, the more the LR counter is stable, the greater the number of acquisitions, the faster you have to get out of the loop. When the flow rate is very large and stable, the turbulence of the flow is manifested by fluctuations on the meter LR which should not be confused with a variation of flow, that is why the exit threshold of the loop can not go down. below a critical value, here equal to 5. 5.2.13.3. Upstream downstream acquisition sequences This process comes from the observation of the continuous fall of the high voltage during an averaged acquisition cycle. In the absence of firing, the high voltage is stabilized at 100 Volts. When the number of shots reaches 1 per millisecond, the high voltage stabilizes at 70 Volts. On an average of 400 acquisitions, the amplitude of the first gusts will be 100 V while the amplitude of the last bursts will be 70 V. This fall d [e 30% of the amplitude of the bursts is found directly on the amplitude of the detected wave packet. It suffices then that there is a small offset voltage of a few millivolts at the input of the comparator, to introduce a measurement error. Indeed, suppose that on the 400 acquisitions, the first one is an upstream measurement, the second a downstream measurement, the third an upstream measurement, etc ... Knowing that there is a continuous decrease of the high voltage, it appears that the upstream measurements are always associated with a larger signal than the downstream measurements. However, the offset introduced by the comparator creates an offset of the zero crossing. Typically, according to formula (2.31) an offset of 50 rnV added to a 5 V signal generates, for an ultrasound frequency of 600 kHZ, a PAZ shift of 2.5 ns. Knowing that the amplitude of the upstream signal is always greater than the amplitude of the downstream signal, the downstream offset is always greater than the upstream offset. This shows an offset on the flow. This type of error is eliminated if: 1) A certain number of empty fire is made in order to reach a steady state for the high voltage, 2) the acquisitions are intertwined according to the following sequence: Upstream shooting, Downstream shooting, Shooting downstream, upstream shooting, upstream shooting, downstream shooting, etc. 5.2.13.4. Keyboard interrupts Keyboard interrupts are accepted only at the output of an averaged acquisition loop. The following keys have been defined: CE: key to modify the calibration coefficient. By pressing this key, the current value of the calibration coefficient appears instead of the accumulated flow. For a coefficient of 1.812 liter / h / half-nanosecond, the display shows CE = 1812. The possibility is given, for 2 seconds, of modifying this value by means of the arrows increase or decrease. The arrows can be pressed by pulse or continuously. If no further action is performed for 2 s, the value of the coefficient disappears, the value of the delivered volume reappears. Activating the CE key deactivates all other buttons except the arrow keys. This key is not normally accessible to the user. It is used to recalibrate the flowmeter. V: key indicating the nature of the study gas. By pressing this key, the value of the sound velocity in m / s in the sample gas appears: V = 346.

Utiliser les flèches pour entrer la valeur d'un autre gaz. Une valeur approximative à 10 m/s est suffisante. Cette touche est normalement accessible à l'utilisateur. IR touche de modification de l'Intervalle de référence. L'intervalle de référence donne en nombre de périodes d'horloge 60 MHz, l'intervalle de temps séparant le signal de détection de la tête du paquet d'ondes, du PAZ recherché. GQ : touche de modification du gain du quadrateur. Valeur comprise entre zéro et 255. Modification de la valeur à l'aide des touches flèches. Normalement inaccessible à l'utilisateur. Touche amenée à disparaître dans le cas où le contrôle de gain du quadrateur serait asservi grâce à l'emploi d'un convertisseur analogique numérique. RAZ : touche de recalage du zéro du débitmètre et deremise à zéro du compteur. Une pression sur cette touche engendre un tarage du débit et remet à zéro le compteur de volume. Cette touche est normalement accessible à l'utilisateur.  Use the arrows to enter the value of another gas. An approximate value at 10 m / s is sufficient. This key is normally accessible to the user. IR key to change the Reference Interval. The reference interval gives the number of clock periods 60 MHz, the time interval separating the detection signal from the head of the wave packet, of the desired PAZ. GQ: modifier key of quadrator gain. Value between zero and 255. Change the value using the arrow keys. Normally inaccessible to the user. This key will disappear if the gain control of the quadrator is enslaved through the use of a digital analog converter. Reset: Meter zero reset key and counter reset. Pressing this key sets the flow rate and resets the volume counter. This key is normally accessible to the user.

Un avantage de l'invention est que la partie des transducteurs coopérant avec les ondes est leur pointe. Or à cet endroit, l'écoulement du fluide est peu turbulent, ce qui préserve la fiabilité de la mesure. De plus, les pointes se trouvant plongées dans l'écoulement de fluide, elles se trouvent rapidement à une température très proche de celle du fluide.  An advantage of the invention is that the portion of the transducers cooperating with the waves is their tip. However, at this point, the fluid flow is not turbulent, which preserves the reliability of the measurement. In addition, the tips being immersed in the fluid flow, they are quickly at a temperature very close to that of the fluid.

Application du débitmètre à pointes à l'étude de la respiration humaine  Application of the peak flow meter to the study of human respiration

Il est possible d'appliquer l'invention à l'étude de la respiration humaine. Cette application fait intervenir : 1) la mesure du débit gazeux (via la différence de temps de vol comme on l'a vu plus haut) ; 2) la mesure du temps de transit moyen dans le gaz (temps amont + temps aval) permettant de déduire la vitesse de propagation des ondes ultrasonores dans le gaz d'écoulement et donc réaliser une correction de la mesure selon les conditions thermodynamiques ; et 3) l'intégration temporelle du débit fournissant le volume expiré (spiromètre) Dans le cas où le gaz d'écoulement est un mélange gazeux contenant une proportion variable d'un gaz de nature acoustique très différente (production du CO2 dans la respiration humaine), il est ainsi possible de quantifier la quantité de CO2 dans le volume expiré comme le montre le graphe de la figure 41 suivant montrant trois courbes, l'une 90 obtenue chez un sujet au repos, l'autre 92 chez le même sujet après 40 génuflexions, la dernière 94, enfin, après 5 minutes de repos suite aux 40 génuflexions.  It is possible to apply the invention to the study of human respiration. This application involves: 1) measurement of the gas flow (via the difference in flight time as we saw above); 2) the measurement of the average transit time in the gas (upstream time + downstream time) making it possible to deduce the speed of propagation of the ultrasonic waves in the flow gas and thus make a correction of the measurement according to the thermodynamic conditions; and 3) the temporal integration of the flow supplying the expired volume (spirometer) In the case where the flow gas is a gaseous mixture containing a variable proportion of a gas of very different acoustic nature (production of CO2 in human respiration ), it is thus possible to quantify the amount of CO2 in the exhaled volume as shown in the graph of Figure 41 below showing three curves, one 90 obtained in a subject at rest, the other 92 in the same subject after 40 genuflections, the last 94, finally, after 5 minutes of rest after 40 genuflections.

Synthèse Les caractéristiques et le fonctionnement de l'électronique d'acquisition peuvent par exemple être synthétisées comme suit : - la mesure précise du temps de propagation du paquet d'ondes dans le gaz est obtenue par recherche et identification d'un passage à zéro du paquet d'ondes réalisées en deux étapes, la première consistant à détecter la tête du paquet d'ondes, correspondant à l'instant où le paquet d'ondes atteint un niveau seuil d'énergie, la deuxième consistant à positionner, par itérations successives, une fenêtre temporelle, dite Fenêtre de Mesure, dont l'origine appelée STRT, est calculée à partir de la donnée de l'instant de détection de la tête du paquet d'ondes et englobant le passage à zéro d'intérêt. - le passage à zéro d'intérêt se situe entre les valeurs crête maximale et minimale du paquet d'ondes. - la détection de la tête du paquet d'ondes consiste à mesurer le temps à l'aide d'un compteur, dit compteur Energie, incrémenté par une horloge, dont la fréquence est supérieure, typiquement dix fois supérieure, à la fréquence centrale du paquet d'ondes, entre un instant, dit PQTSTRT de remise à zéro et de démarrage du compteur, défini par rapport à l'instant d'excitation du transducteur émetteur et l'instant où la valeur quadratique du signal amplifié dépasse, après détection de crête et intégration obtenues à l'aide d'amplificateurs opérationnels, la tension seuil d'un transistor de commutation, déclenchant l'arrêt du compteur Energie. - l'instant PQTSTRT, correspond à une valeur donnée d'un compteur, dit compteur Général, incrémenté par les transitions d'une horloge à quartz de fréquence supérieure, typiquement cent fois supérieure, à la fréquence centrale du paquet d'ondes ultrasonore. - l'horloge à quartz du compteur général est compensée en température. - la Fenêtre de Mesure représente un intervalle de temps inférieur à la plus petite période du paquet d'ondes ultrasonore. - un comparateur rapide est autorisé à commuter sur les passages à zéro PAZ du signal ultrasonore uniquement pendant la Fenêtre de Mesure et par exemple sur fronts montants. - le temps de propagation du comparateur rapide est supérieur à la durée de la période de l'horloge à quartz incrémentant le compteur général. - l'origine STRT de la fenêtre de mesure est positionnée, par rapport au compteur Général, de façon à ce que le passage à zéro (PAZ) à détecter soit au centre de la Fenêtre de Mesure. Pour cela un compteur, dit compteur LR, synchrone avec le compteur Général et de même période représentant environ un centième de la période acoustique, est remis à zéro à l'instant STRT pendant une période du compteur général puis démarre et mesure le temps séparant l'instant STRT de l'instant de passage à zéro. L'instant STRT est alors redéfini par rapport à son ancienne valeur à laquelle on ajoute la valeur du compteur LR et à laquelle on soustrait la moitié de la largeur de la fenêtre de Mesure comptée avec la même période de comptage que celle utilisée pur le compteur LR. Lorsque la valeur du compteur LR est inférieure à une valeur seuil, au plus égale au temps de propagation du comparateur, l'instant STRT est décalé, au cours de tirs successifs, par petits intervalles de temps représentant une fraction de la période acoustique, typiquement un vingtième, ajoutés ou retranchés, jusqu'à ce que le compteur LR dépasse une valeur seuil. - le positionnement de la fenêtre de mesure est réalisé indépendamment pour la mesure amont et pour la mesure aval. - le transducteur est excité en mode rafale, les instants de transitions de la rafale étant 15 définis par rapport à des états du compteur Général. - les instants de transitions de la rafale sont choisis de façon à introduire une signature de phase identifiable dans les passages à zéro successifs du signal de sortie et utilisée comme moyen d'identification supplémentaire du passage à zéro recherché. Pour cela, une séquence de passages à zéro successifs identifiés à l'aide du compteur LR et associés à des 20 états du compteur Général est sauvegardée en mémoire. L'analyse des intervalles de temps séparant les passages à zéro, et par exemple la recherche de l'intervalle maximum, conduit à l'identification indubitable du passage à zéro recherché. - le quadrateur est à gain variable et que son gain augmente avec la valeur différentielle amont-aval du compteur Energie selon une relation empirique polynomiale 25 établie au moment de l'étalonnage de la cellule de mesure. - la détection de la tête du paquet d'ondes est obtenue en 2 tirs, un premier tir au cours duquel la valeur crête du signal quadratique est mesurée par un convertisseur analogique numérique, pour une valeur de gain du quadrateur donnée, et un deuxième tir au cours duquel le gain du quadrateur est corrigé en fonction de la valeur crête du signal quadratique mesurée 30 sur le premier tir et au cours duquel la valeur du compteur Energie est lue. - l'instant PQUTSTRT de démarrage du compteur Energie est calculé à partir des dimensions de la cellule et de la valeur de la vitesse de propagation du gaz d'étude entrée par l'utilisateur selon la formule : L + N2h 1 vr vu cos O 64TCk où L, désigne la longueur cumulée des 2 transformateurs, vT. la vitesse des ondes transversales de volume dans les transformateurs, va, la vitesse de propagation des ultrasons dans le gaz, fournie par l'utilisateur, 0, l'angle d'émission des ultrasons dans le gaz, 2h le diamètre interne du tube de mesure, N le nombre d'échos sur la paroi interne du tube, Tck la période du compteur général, E[ ] la partie entière de l'expression.  Synthesis The characteristics and the functioning of the acquisition electronics can for example be synthesized as follows: - the precise measurement of the propagation time of the wave packet in the gas is obtained by searching and identifying a zero crossing of the wave packet made in two steps, the first consisting in detecting the head of the wave packet, corresponding to the moment when the wave packet reaches a threshold level of energy, the second consisting in positioning, by successive iterations a time window, called the Measurement Window, whose origin called STRT, is calculated from the data of the moment of detection of the head of the wave packet and encompassing the transition to zero of interest. the zero crossing of interest is between the maximum and minimum peak values of the wave packet. the detection of the head of the wave packet consists in measuring the time using a counter, said energy counter, incremented by a clock, whose frequency is greater, typically ten times higher, than the central frequency of the wave packet, between a moment, says PQTSTRT of reset and start of the counter, defined with respect to the moment of excitation of the transmitting transducer and the moment when the quadratic value of the amplified signal exceeds, after detection of peak and integration obtained using operational amplifiers, the threshold voltage of a switching transistor, triggering the stopping of the energy meter. the instant PQTSTRT, corresponds to a given value of a counter, called the General counter, incremented by the transitions of a quartz clock of higher frequency, typically a hundred times greater, than the central frequency of the ultrasonic wave packet. - The quartz clock of the general counter is compensated for temperature. - The Measurement Window represents a time interval less than the smallest period of the ultrasonic wave packet. a fast comparator is allowed to switch on the PAZ zero crossings of the ultrasonic signal only during the Measurement Window and for example on rising edges. the propagation time of the fast comparator is greater than the duration of the period of the quartz clock incrementing the general counter. - the STRT origin of the measurement window is positioned, relative to the General counter, so that the zero crossing (PAZ) to be detected is in the center of the Measurement Window. For this purpose a counter, said counter LR, synchronous with the General counter and of the same period representing approximately one hundredth of the acoustic period, is reset at the time STRT during a period of the general counter then starts and measures the time separating the moment STRT of the moment of passage to zero. The time STRT is then redefined with respect to its old value, to which the value of the counter LR is added and to which is subtracted half of the width of the measured Measurement window with the same counting period as that used for the counter. LR. When the value of the counter LR is less than a threshold value, at most equal to the propagation time of the comparator, the instant STRT is shifted, during successive shots, in small time intervals representing a fraction of the acoustic period, typically one twentieth, added or removed, until the counter LR exceeds a threshold value. the positioning of the measurement window is performed independently for the upstream measurement and for the downstream measurement. the transducer is excited in burst mode, the instants of transitions of the burst being defined with respect to states of the General counter. the moments of transitions of the burst are chosen so as to introduce an identifiable phase signature in the successive zero crossings of the output signal and used as additional identification means of the desired zero crossing. For this, a sequence of successive zero crossings identified using the counter LR and associated with states of the General counter is saved in memory. The analysis of the time intervals separating the zero crossings, and for example the search for the maximum interval, leads to the unambiguous identification of the desired zero crossing. the quadrator is at variable gain and its gain increases with the upstream-downstream differential value of the energy counter according to a polynomial empirical relationship established at the time of calibration of the measuring cell. the detection of the head of the wave packet is obtained in two shots, a first shot in which the peak value of the quadratic signal is measured by an analog-digital converter, for a given quadrator gain value, and a second shot wherein the gain of the quadrator is corrected according to the peak value of the quadratic signal measured on the first shot and during which the value of the energy counter is read. the instant PQUTSTRT for starting the energy counter is calculated from the dimensions of the cell and the value of the propagation velocity of the study gas input by the user according to the formula: L + N2h 1 vr seen cos O 64TCk where L, denotes the cumulative length of the 2 transformers, vT. the speed of the transverse volume waves in the transformers, goes, the velocity of propagation of ultrasound in the gas, provided by the user, 0, the emission angle of the ultrasounds in the gas, 2h the internal diameter of the tube of measure, N the number of echoes on the inner wall of the tube, Tck the general counter period, E [] the entire part of the expression.

- la cadence de mesure du débit dépend d'une moyenne réalisée sur un nombre d'acquisitions choisi en fonction de l'écart de débit constaté entre la mesure de débit Qn et la mesure Qn_i. La procédure suivante est applicable à un tube de mesure de 14 mm de diamètre : • Qn-Qn_1 < 18 1/h => moyenne de 400 acquisitions (200 amont; 200 aval) • Qn-Qn_1 < 36 1/h => moyenne de 300 acquisitions (150 amont; 150 aval) • Qn-Qn_1 < 54 1/h => moyenne de 200 acquisitions (100 amont; 100 aval) • Qn-Qn_1 < 72 1/h => moyenne de 100 acquisitions (50 amont; 50 aval) • Qn-Qn_1 > 721/h => moyenne de 50 acquisitions (25 amont; 25 aval). - une séquence d'acquisitions est entrelacée selon la suite : Tir amont, Tir aval, Tir aval, Tir amont, Tir amont, Tir aval, etc.  the rate of measurement of the flow rate depends on an average carried out on a number of acquisitions chosen as a function of the difference in flow rate found between the flow measurement Qn and the measurement Qn_i. The following procedure is applicable to a 14 mm diameter measuring tube: • Qn-Qn_1 <18 1 / h => average of 400 acquisitions (200 upstream, 200 downstream) • Qn-Qn_1 <36 1 / h => average 300 acquisitions (150 upstream, 150 downstream) • Qn-Qn_1 <54 1 / h => average of 200 acquisitions (upstream 100, downstream 100) • Qn-Qn_1 <72 1 / h => average of 100 acquisitions (50 upstream 50 downstream) • Qn-Qn_1> 721 / h => average of 50 acquisitions (25 upstream, 25 downstream). - an acquisition sequence is intertwined according to the following: Upstream, Downstream, Downstream, Upstream, Upstream, Downstream, etc.

- la vitesse du son dans le gaz est déduite du temps de propagation total moyen (tan,ont + tapai)/2 diminué du temps de propagation total dans les transformateurs, diminué du temps séparant la tête du paquet d'ondes du passage à zéro détecté. - une correction du coefficient d'étalonnage de la cellule est obtenue par mesure du temps de vol total moyen (tamont + tavai)/2 dans les transformateurs et dans le gaz à partir duquel la mesure de la vitesse du son dans le gaz est extraite et comparée à la vitesse du son dans un gaz de référence pour des conditions thermodynamiques de référence selon la formule : CE = CE' v VG où CE désigne le coefficient d'étalonnage de la cellule dans des conditions thermodynamiques indéterminées,  - the speed of sound in the gas is deduced from the average total propagation time (tan, ai + tapai) / 2 minus the total propagation time in the transformers, minus the time separating the head of the wave packet from the zero crossing detected. a correction of the calibration coefficient of the cell is obtained by measuring the average total flight time (tamont + tavai) / 2 in the transformers and in the gas from which the measurement of the speed of sound in the gas is extracted and compared to the speed of sound in a reference gas for reference thermodynamic conditions according to the formula: CE = CE 'v VG where CE denotes the calibration coefficient of the cell under undetermined thermodynamic conditions,

va, la vitesse du son dans le gaz de la cellule dans des conditions thermodynamiques indéterminées, PQUTS TR T = E v : la vitesse du son dans le gaz de la cellule dans des conditions thermodynamiques connues. - le coefficient d'étalonnage est corrigé par un terme quadratique selon la formule : vf = CE (tamont - taval) + CQ (tamont - taval)2 où CE désigne le coefficient d'étalonnage, CQ le terme quadratique de correction du débit et (tamont - taval) la différence des temps de propagation amont et aval. - la définition des coefficients d'étalonnage, la nature du gaz identifié par sa vitesse du son, le gain du quadrateur, le tarage du débitmètre, la remise à zéro du compteur de volume délivré et l'intervalle de lancement IL sont fournis à l'aide d'un clavier. - les extrémités du tube de mesure sont en forme de buse conique ou parabolique. 6. Conclusion L'utilisation d'amplificateurs mécaniques coniques large-bande améliore considérablement la transmission et la réception d'ultrasons haute fréquence dans un gaz. Le rapport signal/bruit peut atteindre 40 à 60 dB à 700 kHz si l'on polit l'extrémité des cônes de façon à disposer de surfaces planes augmentant la directivité du faisceau perpendiculairement à la surface polie. Leur géométrie, est adaptée à l'émission et la réception d'ultrasons dans un fluide dont on cherche à mesurer la vitesse d'écoulement. L'utilisation d'ondes transversales permet en outre de disposer d'une largeur de bande de plusieurs centaines de kiloHertz et d'obtenir en conséquence une bonne focalisation du paquet d'ondes à l'extrémité des pointes. Un débitmètre à gaz a été réalisé à l'aide de ces pointes coniques et de céramiques piézoélectriques à polarisation alternée chargées d'engendrer et de détecter les ondes transversales.  go, velocity of sound in the cell gas under undetermined thermodynamic conditions, PQUTS TR T = E v: velocity of sound in the cell gas under known thermodynamic conditions. - the calibration coefficient is corrected by a quadratic term according to the formula: vf = EC (tamont - taval) + CQ (tamont - taval) 2 where CE designates the calibration coefficient, CQ the quadratic term of flow correction and (tamont - taval) the difference in upstream and downstream delays. the definition of the calibration coefficients, the nature of the gas identified by its speed of sound, the gain of the quadrator, the calibration of the flow meter, the reset of the delivered volume counter and the launch interval IL are provided to the using a keyboard. the ends of the measuring tube are in the form of a conical or parabolic nozzle. 6. Conclusion The use of wide-band conical mechanical amplifiers greatly improves the transmission and reception of high-frequency ultrasound in a gas. The signal-to-noise ratio can reach 40 to 60 dB at 700 kHz if the tips of the cones are polished so as to have flat surfaces increasing the directivity of the beam perpendicular to the polished surface. Their geometry is adapted to the emission and reception of ultrasound in a fluid whose flow velocity is to be measured. The use of transverse waves also makes it possible to have a bandwidth of several hundred kiloHertz and to obtain a good focusing of the wave packet at the end of the tips. A gas flowmeter was made using these tapered tips and alternating polarized piezoelectric ceramics to generate and detect transverse waves.

La sensibilité du débitmètre à gaz à 700 kHz a été estimée et confirmée par la réalisation d'un débitmètre prototype de résolution 5 cm/s en échantillonnage et de 3,5 mm/s sur une moyenne de 400 tirs permettant une cadence de mesures de 2 par seconde. Cette sensibilité obtenue dans un tube de diamètre interne 14 mm permet de mesurer des débits avec un seuil de détection se situant à 1,6 litres / heure pour de l'azote. Ce seuil correspond à une différence de temps de propagation amont-aval de 500 ps. La très fine quantification du temps a été obtenue en combinant une horloge à quartz de 60 MHz et un convertisseur TDC de 130 ps de résolution.  The sensitivity of the gas flowmeter at 700 kHz was estimated and confirmed by the creation of a prototype flowmeter with a resolution of 5 cm / s in sampling and 3.5 mm / s on an average of 400 shots, allowing a measurement rate of 2 per second. This sensitivity obtained in a tube of 14 mm internal diameter makes it possible to measure flow rates with a detection threshold of 1.6 liters / hour for nitrogen. This threshold corresponds to a difference in upstream-downstream propagation time of 500 ps. Very fine quantification of time was obtained by combining a 60 MHz quartz clock and a 130 ps resolution TDC converter.

En tenant compte de la légère non - linéarité de la mesure, l'étalonnage du capteur par écartement des cônes montre que le débitmètre peut fonctionner jusqu'à des vitesses de gaz de plusieurs dizaines de m/s avec une limite pour la cellule prototype réalisée se situant autour de 30 m/s. A de telles vitesses, les turbulences, ainsi que les performances de l'électronique de mesure sont les facteurs limitants. L'électronique d'acquisition qui a été réalisée permet dans sa version actuelle de mesurer avec fiabilité des débits jusqu'à 8000 litres/heure (soit 15 m/s). Ceci a été rendu possible grâce à la mise au point d'un procédé original d'identification en deux temps d'un passage à zéro de référence du paquet d'ondes. Ce procédé consiste à analyser indépendamment du sens amont ou aval de la mesure, l'amplitude et la phase du paquet d'ondes recherché moyennant plusieurs tirs d'essais. Le temps de réponse bref de la cellule, inférieur à la milliseconde, est de ce point de vue un avantage. Il est rendu possible par l'atténuation rapide des hautes fréquences dans la cellule, ainsi que par une longueur de propagation acoustique dans le gaz courte d'environ 30 mm. Le dispositif peut ainsi être branché à débit non nul. La mise en oeuvre complète du procédé d'identification, notamment, le contrôle en temps réel du gain du quadrateur par l'utilisation d'un convertisseur analogique numérique, ainsi que l'utilisation d'une signature de phase dans le signal d'excitation permettront de mesurer avec fiabilité des débits encore plus grands. La cadence de mesure a été conçue de façon à ce qu'elle puisse s'adapter aux variations de débit. Elle varie ainsi entre 2 et 7 par seconde. Le volume de gaz délivré étant calculé par intégration du débit, cette faculté améliore considérablement la précision du compteur à gaz. Le volume délivré est donné en litre avec une résolution de 5 ml de gaz. L'électronique a été aussi conçue de façon à ce que le coefficient d'étalonnage s'ajuste automatiquement en fonction des conditions thermodynamiques et de la nature du gaz. Il a fallu pour cela accéder à la vitesse de propagation ultrasonore dans le gaz de la cellule que l'on compare à une vitesse du son mesurée et sauvegardée pour un gaz et des conditions thermodynamiques de référence. Le coefficient d'étalonnage est ainsi capable de s'ajuster automatiquement sur une plage de température variant de +/- 100 C. Cependant, lorsque la nature du gaz fait que la vitesse du son s'écarte de plus de 10% par rapport à la vitesse du son du gaz de référence, la possibilité est donnée d'entrer par clavier la vitesse du son identifiant le gaz d'étude. Le coefficient d'étalonnage peut également être réactualisé par le clavier.  Taking into account the slight non-linearity of the measurement, the calibration of the sensor by spacing of the cones shows that the flow meter can operate up to gas speeds of several tens of m / s with a limit for the prototype cell made around 30 m / s. At such speeds, turbulence, as well as the performance of the measurement electronics are the limiting factors. In the current version, the acquisition electronics have been able to reliably measure flow rates of up to 8000 liters / hour (15 m / s). This was made possible by the development of an original two-step identification method of a reference zero crossing of the wave packet. This method consists of independently analyzing the upstream or downstream direction of the measurement, the amplitude and the phase of the desired wave packet by means of several test shots. The short response time of the cell, less than the millisecond, is from this point of view an advantage. It is made possible by the rapid attenuation of high frequencies in the cell, as well as by an acoustic propagation length in the short gas of about 30 mm. The device can thus be connected to a non-zero flow rate. The complete implementation of the identification method, in particular the real-time control of the gain of the quadrator by the use of an analog-digital converter, as well as the use of a phase signature in the excitation signal will make it possible to reliably measure even larger flows. The measurement rate has been designed so that it can adapt to flow variations. It varies between 2 and 7 per second. The volume of gas delivered being calculated by integrating the flow rate, this faculty greatly improves the accuracy of the gas meter. The delivered volume is given in liter with a resolution of 5 ml of gas. The electronics have also been designed so that the calibration coefficient automatically adjusts according to the thermodynamic conditions and the nature of the gas. To achieve this, it was necessary to access the ultrasonic propagation velocity in the gas of the cell, which is compared with a speed of sound measured and saved for a gas and thermodynamic reference conditions. The calibration coefficient is thus able to automatically adjust over a temperature range of +/- 100 C. However, when the nature of the gas causes the speed of sound to deviate by more than 10% from the speed of the sound of the reference gas, the possibility is given to enter by keyboard the speed of the sound identifying the study gas. The calibration coefficient can also be updated by the keyboard.

Le prototype actuel est encore perfectible, notamment en ce qui concerne la dérive de la mesure à débit nul et sa linéarité. En effet, bien que la sensibilité soit de 1,6 1/h sur de l'azote, la mesure à débit nul peut varier de plusieurs dizaines de 1/h sur la plage de température. Cette dérive est essentiellement due au mauvais appariement des transistors de commutation et à la dissymétrie des signaux amont ù aval imputable au bloc de commutation haute tension. A cours terme, et sur une plage de température réduite, ces dérives peuvent cependant être annulées par tarage du débitmètre par bouton poussoir.  The current prototype is still perfectible, particularly as regards the drift of the zero-flow measurement and its linearity. Indeed, although the sensitivity is 1.6 l / h on nitrogen, the measurement at zero flow can vary by several tens of 1 / h over the temperature range. This drift is essentially due to the mismatching of the switching transistors and to the dissymmetry of the downstream upstream signals attributable to the high-voltage switching block. In the short term, and over a reduced temperature range, these drifts can however be canceled by setting the flowmeter by push button.

Résumé Le débitmètre à ultrasons s'insère dans la canalisation. Il mesure de façon très précise et sur une grande étendue de mesure la vitesse d'écoulement du gaz dans un tube de diamètre connu. La méthode utilisée est celle du temps de transit de deux ondes ultrasonores se propageant en sens opposé au sein du gaz en mouvement. On déduit le débit de gaz de la mesure de sa vitesse d'écoulement. Pour un tube de diamètre 14 mm, l'étendue de mesure s'étend de 0 à 8 000 litres/heure avec une résolution de 1,6 1/h. L'émission et la réception des ultrasons se fait à l'extrémité de pointes coniques très effilées. Cette configuration novatrice permet de conserver un excellent rapport signal/bruit même aux débits très élevés, grâce à une zone d'émission et de réception axiale étendue. Le profil très effilé des pointes perturbe faiblement le flux à mesurer assurant une mesure plus précise et permet d'accéder à des tubes de petits diamètres c'est à dire à la mesure de faibles débits. La fréquence élevée des ultrasons (700 kHz) combinée à l'utilisation de composants TDC (Time to Digital Converter) produit un remarquable pouvoir de résolution temporelle de 130 picosecondes.  Summary The ultrasonic flow meter fits into the pipe. It measures very precisely and over a large measuring range the flow velocity of the gas in a tube of known diameter. The method used is that of the transit time of two ultrasonic waves propagating in opposite directions within the moving gas. The flow of gas is deduced from the measurement of its flow velocity. For a 14 mm diameter tube, the measuring range is from 0 to 8000 liters / hour with a resolution of 1.6 1 / h. The emission and reception of ultrasound is at the end of tapered tips very tapered. This innovative configuration makes it possible to maintain an excellent signal-to-noise ratio even at very high bit rates, thanks to an extended axial transmission and reception zone. The very sharp profile of the tips slightly disturbs the flow to be measured ensuring a more accurate measurement and allows access to small diameter tubes that is to say the measurement of low flow rates. The high frequency of ultrasound (700 kHz) combined with the use of TDC components (Time to Digital Converter) produces a remarkable temporal resolution power of 130 picoseconds.

Les domaines d'application dans l'industrie sont les suivants : contrôle de processus, mesures en laboratoires, contrôle médical, applications OEM, tableau d'affichage de gaz, surveillance d'étanchéité et de filtres. Le fonctionnement est le suivant. La différence des temps de vol amont (à contre sens du débit) et aval (dans le sens du 30 débit) est donnée par la formule : N4hvl (tamon, ù Gal) = cos 8VdVa où N, désigne le nombre de réflexions sur les parois du tube de mesure (ici N= 2), 2h, désigne le diamètre du tube de mesure, vf, la vitesse du fluide à déterminer, vd et va les vitesses du son dans le gaz et dans les pointes coniques. En conclusion, le débitmètre à pointes présente un fort potentiel, que ce soit sur le rapport signal sur bruit récupéré, la précision, les dimensions, la résolution, la cadence ou la gamme de mesure. L'utilisation de fréquences élevées n'est cependant pas sans conséquence sur la consommation énergétique. Les problèmes liés aux bruits de structures sont des sources de dérives de la mesure à débit nul. Le fluide pourra être un gaz, notamment un gaz sensiblement visqueux. Le procédé selon l'invention et de nombreux aspects de celui-ci pourront être mis en oeuvre au moyen du transducteur classique, par exemple à extrémité frontale plane normale à l'axe du conduit.  Fields of application in the industry are: process control, laboratory measurements, medical inspection, OEM applications, gas bulletin board, leakage and filter monitoring. The operation is as follows. The difference in upstream (against flow direction) and downstream (in the flow direction) flight times is given by the formula: N4hvl (tamon, ù Gal) = cos 8VdVa where N, denotes the number of reflections on the measuring tube walls (here N = 2), 2h, denotes the diameter of the measuring tube, vf, the velocity of the fluid to be determined, vd and goes the velocities of the sound in the gas and in the conical tips. In conclusion, the peak flowmeter has a high potential, be it on the recovered signal-to-noise ratio, accuracy, dimensions, resolution, rate or measurement range. The use of high frequencies, however, is not without consequences on energy consumption. Structural noise problems are sources of drift in zero flow measurement. The fluid may be a gas, in particular a substantially viscous gas. The method according to the invention and many aspects thereof may be implemented by means of the conventional transducer, for example flat front end normal to the axis of the conduit.

On pourra mettre en oeuvre séparément les unes des autres de nombreuses caractéristiques du procédé, notamment celles touchant les points suivants : positionnement de la fenêtre ; calcul de la vitesse des ondes dans le fluide ; calcul de la vitesse du fluide dans le conduit ; et - mise à jour du coefficient d'étalonnage.  Many of the features of the process can be implemented separately from each other, in particular those relating to the following points: positioning of the window; calculating the velocity of the waves in the fluid; calculating the velocity of the fluid in the conduit; and updating the calibration coefficient.

On pourra mettre en oeuvre séparément les unes des autres de nombreuses caractéristiques du dispositif, notamment celles touchant les points suivants : forme des transformateurs ; amortissement etlou isolation des transducteurs : existence des conduits interne et externe. Les transformateurs pourront avoir une forme autre qu'une forme conique  Many features of the device can be implemented separately from each other, in particular those relating to the following points: shape of the transformers; damping and / or isolation of transducers: existence of internal and external ducts. Transformers may have a shape other than a conical shape

Claims (12)

Revendicationsclaims 1. Dispositif (2) de mesure d'un paramètre d'un fluide comprenant au moins un transducteur (4) pour convertir une énergie électrique en ondes mécaniques, caractérisé en ce que le ou chaque transducteur comprend un transformateur d'impédance mécanique (6) ayant un tronçon d'extrémité libre et présentant une largeur suivant une direction perpendiculaire à un axe principal (12) du transducteur qui va en décroissant en direction de l'extrémité libre, au moins sur le tronçon d'extrémité libre.  Device (2) for measuring a parameter of a fluid comprising at least one transducer (4) for converting electrical energy into mechanical waves, characterized in that the or each transducer comprises a mechanical impedance transformer (6). ) having a free end section and having a width in a direction perpendicular to a main axis (12) of the transducer which decreases towards the free end, at least on the free end section. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le ou chaque transformateur (6) a une forme générale conique.  2. Device according to claim 1, characterized in that the or each transformer (6) has a generally conical shape. 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le ou chaque transformateur (6) présente à son extrémité libre au moins une face plane (2à) parallèle à l'axe principal (12), et de préférence deux faces planes (20) parallèles entre elles.  3. Device according to any one of the preceding claims, characterized in that the or each transformer (6) has at its free end at least one plane face (2à) parallel to the main axis (12), and preferably two plane faces (20) parallel to each other. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les transducteurs (4) sont au moins au nombre de deux et sont: disposés de façon à recevoir des ondes mécaniques l'un de l'autre via un conduit recevant le fluide.  4. Device according to any one of the preceding claims, characterized in that the transducers (4) are at least two in number and are: arranged to receive mechanical waves from each other via a receiving duct the fluid. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il est agencé de sorte que chaque transducteur (4) est apte à émettre des ondes parvenant à l'autre transducteur après au moins une réflexion sur une paroi d'un conduit (10 ; 210), le nombre de réflexions étant de préférence égal à deux.  5. Device according to claim 4, characterized in that it is arranged so that each transducer (4) is able to emit waves arriving at the other transducer after at least one reflection on a wall of a duct (10). 210), the number of reflections being preferably equal to two. 6. Dispositif selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que le conduit (210) présente des extrémités conformées chacune pour réfléchir des ondes émises radialement en 25 regard de l'extrémité vers l'autre extrémité.  6. Device according to claim 4 or 5, characterized in that the conduit (210) has ends each shaped to reflect waves radiated radially towards the end towards the other end. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte un tube (36) d'alimentation du conduit en fluide, un tube (38) d'évacuation du fluide hors du conduit et une enceinte (40), l'enceinte supportant le conduit seulement par l'intermédiaire des tubes d'alimentation et d'évacuation. 30  7. Device according to any one of claims 4 to 6, characterized in that it comprises a tube (36) for supplying the fluid duct, a tube (38) for discharging the fluid out of the duct and a chamber (40), the enclosure supporting the conduit only through the supply tubes and evacuation. 30 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que, le conduit (10 ; 210) étant un conduit interne, le dispositif comprend un conduit externe (34) recevant le conduit interne, le dispositif étant agencé pour que le fluide circule dans le conduitexterne (34), puis entre dans le conduit interne (10 ; 210), puis sorte du conduit interne pour circuler dans le conduit externe.  8. Device according to any one of claims 4 to 7, characterized in that, the conduit (10; 210) being an internal conduit, the device comprises an external conduit (34) receiving the inner conduit, the device being arranged to the fluid flows in the external conduit (34), then enters the inner conduit (10; 210), and then exits the inner conduit to flow in the outer conduit. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que les extrémités des transformateurs (6) s'étendent dans le conduit interne.  9. Device according to claim 8, characterized in that the ends of the transformers (6) extend into the inner conduit. 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 8 ou 9, caractérisé en ce qu'une portion de chaque transducteur (4) s'étend dans le conduit externe (34) sans s'étendre dans le conduit interne (10 ; 210).  10. Device according to any one of claims 8 or 9, characterized in that a portion of each transducer (4) extends in the outer conduit (34) without extending into the inner conduit (10; 210). . 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le ou chaque convertisseur (8) est apte à émettre des ondes mécaniques principalement 10 en se déformant suivant une direction radiale à l'axe principal (12).  11. Device according to any one of the preceding claims, characterized in that the or each converter (8) is adapted to emit mechanical waves mainly by deforming in a direction radial to the main axis (12). 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le paramètre est choisi dans le groupe consistant en un débit, une température, et une teneur d'un composant dans le fluide.  Apparatus according to any one of the preceding claims, characterized in that the parameter is selected from the group consisting of a flow rate, a temperature, and a content of a component in the fluid.
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