FR2878667A1 - METHOD AND DEVICE FOR DIGITAL ANALOG CONVERSION WITH DISSYMETRY CORRECTION - Google Patents

Abstract

Dans un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée (301,301') et une sortie (303,303') associées, on convertit un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe. Le convertisseur comprend un filtre complexe ayant un premier et un second étages, comprenant chacun une entrée (301, 301', 320, 320') et une sortie (308, 308', 309, 309') respectives sur chacune des voies I et Q. Chaque sortie du convertisseur est couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de correction via une première boucle de réaction (305,305'), et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction via une seconde boucle de réaction (304,304'). On effectue en outre une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur en couplant les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier étage du filtre complexe.In an analog-to-digital converter having two I and Q quadrature channels each including an associated input (301,301 ') and output (303,303'), a complex analog input signal is converted into a complex digital output signal. The converter includes a complex filter having first and second stages, each including a respective input (301, 301 ', 320, 320') and output (308, 308 ', 309, 309') on each of the I and Q. Each converter output is coupled, on the one hand, to the respective input of the first stage assigned a first correction coefficient via a first feedback loop (305,305 '), and on the other hand, to the respective input of the second stage assigned a second reaction coefficient via a second reaction loop (304,304 '). An asymmetry correction of the transfer function of the converter is also carried out by coupling the I and Q channels upstream or downstream of said first stage of the complex filter.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE CONVERSION ANALOGIQUE NUMERIQUEMETHOD AND DEVICE FOR DIGITAL ANALOG CONVERSION

AVEC CORRECTION DE DISSYMETRIEWITH DISSYMETRY CORRECTION

La présente invention concerne les convertisseurs analogique-numérique de signaux complexes, ayant deux voies en quadrature. Plus particulièrement l'invention adresse le problème de la dissymétrie de la fonction de transfert qui affecte certains convertisseurs passe-bande complexe.  The present invention relates to analog-to-digital converters of complex signals, having two channels in quadrature. More particularly, the invention addresses the problem of the dissymmetry of the transfer function that affects some complex bandpass converters.

Parmi les convertisseurs analogique-numérique, on connaît les convertisseurs analogique-numérique Sigma-Delta. Ces convertisseurs présentent une fréquence de sur-échantillonnage bien supérieure à la fréquence de Nyquist du signal d'entrée. De ce fait, ils permettent d'obtenir une résolution importante pour un coût relativement faible.  Among the analog-to-digital converters, Sigma-Delta analog-digital converters are known. These converters have an oversampling frequency much higher than the Nyquist frequency of the input signal. As a result, they provide significant resolution for a relatively low cost.

Les convertisseurs de ce type permettent également de rejeter le bruit de quantification à l'extérieur de la bande de fréquence utile du signal de sortie, laquelle possède une fréquence centrale fo. En effet, dans un tel convertisseur, le bruit de quantification est contrôlé par une action combinée des signaux des boucles de réaction et d'un filtre complexe.  Converters of this type also make it possible to reject the quantization noise outside the useful frequency band of the output signal, which has a central frequency fo. Indeed, in such a converter, the quantization noise is controlled by a combined action of the signals of the feedback loops and a complex filter.

Des convertisseurs Sigma-Delta passe-bande peuvent convertir des signaux analogiques complexes en signaux numériques complexes. Ils présentent alors deux voies en quadrature, classiquement référencées I (pour 'In phase') et Q (pour 'Quadrature'). Ils présentent des avantages par rapport aux convertisseurs de signaux réels, en termes de stabilité et de largeur de bande passante.  Sigma-Delta bandpass converters can convert complex analog signals into complex digital signals. They then have two quadrature channels, classically referenced I (for 'In phase') and Q (for 'Quadrature'). They have advantages over real signal converters in terms of stability and bandwidth.

La figure 1 illustre un tel convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe. Chacune des voies en quadrature I et Q comprend une entrée 301, 301'. Le signal entrant par l'entrée 301, 301' est additionné par un additionneur 103, 104 au signal de la boucle de réaction 114, 115. Puis le signal passe par le filtre complexe 105. II est ensuite traité par un quantificateur 106, 107 avant d'être délivré sur des sorties 303, 303'. Les boucles de réaction comprennent chacune au moins un convertisseur numérique-analogique 112, 113 pour fournir le signal de réaction.  Figure 1 illustrates such a complex band-pass Sigma-Delta converter. Each of the I and Q quadrature channels comprises an input 301, 301 '. The signal entering through the input 301, 301 'is added by an adder 103, 104 to the signal of the feedback loop 114, 115. Then the signal passes through the complex filter 105. It is then processed by a quantizer 106, 107 before being delivered to outlets 303, 303 '. The feedback loops each comprise at least one digital-to-analog converter 112, 113 for providing the feedback signal.

La figure 2 illustre une courbe présentant deux épaules 202 et 203 de mise en forme de bruit d'un convertisseur de signaux complexes. Ainsi, le bruit est rejeté hors de la bande de fréquence utile 201 de fréquence centrale fo, ce qui permet d'améliorer le rapport signal/bruit et de ce fait d'accroître les performances du convertisseur.  Figure 2 illustrates a curve with two shoulders 202 and 203 of noise shaping of a complex signal converter. Thus, the noise is rejected outside the useful frequency band 201 of central frequency fo, which improves the signal / noise ratio and thus increases the performance of the converter.

Dans un filtre passe-bande du deuxième ordre, une dissymétrie de traitement du signal peut apparaître entre le premier étage et le second étage du filtre. Dans le cas d'une telle dissymétrie, les épaules 202 et 203 de la courbe de mise en forme du bruit ne sont pas symétriques.  In a second-order bandpass filter, a signal processing dissymmetry may occur between the first stage and the second stage of the filter. In the case of such asymmetry, shoulders 202 and 203 of the noise shaping curve are not symmetrical.

Lorsqu'une fonction de transfert d'un convertisseur présente une dissymétrie de traitement entre différents étages, le bruit sur la fréquence image n'est pas rejeté correctement.  When a transfer function of a converter has a dissymmetry of processing between different stages, the noise on the image frequency is not rejected correctly.

La présente invention vise à réduire le bruit de manière à améliorer les performances d'un tel convertisseur, en adressant le problème de dissymétrie de la fonction de transfert.  The present invention aims to reduce the noise so as to improve the performance of such a converter, by addressing the dissymmetry problem of the transfer function.

Un premier aspect de l'invention propose un procédé de conversion analogique numérique utilisant un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée et une sortie associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe.  A first aspect of the invention provides a digital analog conversion method using an analog-to-digital converter having two I and Q quadrature channels each comprising an associated input and an output, for converting a complex analog input signal into a digital signal. complex digital output.

Le convertisseur comprend un filtre complexe ayant au moins une paire d'étages avec un premier étage et un second étage, comprenant chacun une entrée et une sortie respectives sur chacune des voies I et Q. Une liaison directe respective relie la sortie du premier étage à l'entrée respective du second étage sur la voie I, respectivement sur la voie Q. Chacune des sorties du convertisseur est couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction, noté a, via une première boucle de réaction, et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction, noté b, via une seconde boucle de réaction.  The converter comprises a complex filter having at least one pair of stages with a first stage and a second stage, each having a respective input and output on each of the I and Q channels. A respective direct link connects the output of the first stage to the respective input of the second stage on the channel I, respectively on the channel Q. Each of the outputs of the converter is coupled, on the one hand, to the respective input of the first stage affected by a first reaction coefficient, noted a via a first feedback loop, and on the other hand, at the respective input of the second assigned stage of a second reaction coefficient, denoted b, via a second feedback loop.

On effectue une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur en couplant les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier 30 étage du filtre complexe.  An asymmetry correction of the transfer function of the converter is effected by coupling the I and Q channels upstream or downstream of said first stage of the complex filter.

Grâce à ces dispositions on est en mesure d'accroître les performances d'un tel convertisseur analogique numérique.  Thanks to these arrangements, it is possible to increase the performance of such an analog digital converter.

On peut effectuer la correction en couplant les voies 1 et Q en aval du 2878667 3 premier étage du filtre complexe. Le procédé comprend alors les étapes suivantes: - coupler la sortie de la voie Q du premier étage à la sortie de la voie I du premier étage via une liaison de couplage affectée d'un premier coefficient de correction; - coupler la sortie de la voie I du premier étage à la sortie de la voie Q du premier étage via une liaison de couplage affectée d'un second coefficient de correction; affecter un troisième coefficient de correction aux liaisons directes respectives des voies I et Q entre le premier et le second étage.  The correction can be made by coupling the channels 1 and Q downstream of the first stage of the complex filter. The method then comprises the following steps: - coupling the output of the Q channel of the first stage to the output of the channel I of the first stage via a coupling link assigned a first correction coefficient; - coupling the output of the channel I of the first stage to the output of the channel Q of the first stage via a coupling link assigned a second correction coefficient; assign a third correction coefficient to the respective direct links of the I and Q channels between the first and second stages.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, le premier coefficient de correction a une valeur égale à sin 8c, le second coefficient de correction a une valeur égale à -sin 8c et le troisieme coefficient a une valeur égale à cos Oc, où 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes selon la valeur relative du zéro de chacun des étages: 0, = arctg bsinez + Oz pour fzl < fz2 a+(b+2)(1 cosOz) 8= arctg b sin Oz - -Oz pour fzl > fz2 a + (b + 2)(1 cos ez) pour 8z égal à 2Trfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  In one embodiment of the present invention, the first correction coefficient has a value equal to sin 8c, the second correction coefficient has a value equal to -sin 8c and the third coefficient has a value equal to cos Oc, where 8c substantially satisfies one of the following equations according to the relative value of the zero of each of the stages: 0, = arctg bsine + Oz for fzl <fz2 a + (b + 2) (1 cosOz) 8 = arctg b sin Oz - -Oz for fzl> fz2 a + (b + 2) (1 cos ez) for 8z equal to 2Trfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the signal d fzl corresponds to the zero frequency of the first stage and fz2 corresponds to the zero frequency of the second stage.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, la correction est effectuée en couplant les voies I et Q en amont du premier étage du filtre complexe. Le procédé comprend alors les étapes suivantes: coupler la sortie de la voie I du convertisseur, d'une part, en entrée du premier étage de la voie I, via la première boucle de réaction affectée d'un premier coefficient de correction, et, d'autre part, en entrée du premier étage de la voie Q via une liaison de couplage affectée d'un deuxième coeffiicient de correction; coupler la sortie de la voie Q du convertisseur, d'une part, en entrée du premier étage de la voie Q via la première boucle de réaction 2878667 4 affectée d'un troisième coefficient de correction et, d'autre part, en entrée du premier étage de la voie I via une liaison de couplage affectée d'un quatrième coefficient de correction.  In another embodiment of the present invention, the correction is performed by coupling the I and Q channels upstream of the first stage of the complex filter. The method then comprises the following steps: coupling the output of the channel I of the converter, on the one hand, at the input of the first stage of the channel I, via the first feedback loop assigned a first correction coefficient, and, on the other hand, at the input of the first stage of the channel Q via a coupling link assigned a second correction coefficient; coupling the output of the channel Q of the converter, on the one hand, at the input of the first stage of the channel Q via the first feedback loop 2878667 4 assigned a third correction coefficient and, on the other hand, at the input of the first stage of the channel I via a coupling link assigned a fourth correction coefficient.

Dans un tel cas, le premier coefficient de correction peut avoir une valeur égale à a*cos Oc, le deuxième coefficient de correction peut avoir une valeur égale à -a*sin Oc, le troisième coefficient de correction peut avoir une valeur égale à a*cos Oc, et le quatrième coefficient de correction peut avoir une valeur égale à a*sin Ac; où 6c vérifie sensiblement l'une dies équations suivantes: b sin Oz 0, = arctg + Oz pour fzl < fz2 a +(h+ 2)(1- cos 0z) -arctg b sin Oz _ - Oz pour fzl > fz2 a + (b + 2)(1 - cos 9z) pour Oz égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  In such a case, the first correction coefficient may have a value equal to a * cos Oc, the second correction coefficient may have a value equal to -a * sin Oc, the third correction coefficient may have a value equal to a * cos Oc, and the fourth correction coefficient may have a value equal to a * sin Ac; where 6c substantially satisfies one of the following equations: ## EQU1 ## (b + 2) (1 - cos 9z) for Oz equal to 2rrfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl corresponds to the zero frequency of the first stage and fz2 corresponds to the zero frequency of the second stage.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, le filtre complexe comprend un nombre d'étages supérieur à deux formant successivement une ou plusieurs paires d'étages, chacune comprenant un premier étage et un second étage successifs. Pour chacune desdites paires d'étages, chaque sortie du convertisseur est couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction, et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction. Chacune desdites paires a une fonction de transfert présentant une dissymétrie. Une correction de dissymétrie de la ou des fonctions de transfert correspondant à chaque paire d'étages du filtre complexe, est effectuée en amont du premier étage ou en aval du premier étage.  In one embodiment of the present invention, the complex filter comprises a number of stages greater than two successively forming one or more pairs of stages, each comprising a successive first stage and second stage. For each of said pairs of stages, each output of the converter is coupled, on the one hand, to the respective input of the first stage affected by a first reaction coefficient, and, on the other hand, to the respective input of the second assigned stage of a second reaction coefficient. Each of said pairs has a transfer function having an asymmetry. An asymmetry correction of the transfer function or functions corresponding to each pair of stages of the complex filter is performed upstream of the first stage or downstream of the first stage.

Lorsque le nombre d'étages du filtre complexe est un nombre impair supérieur ou égal à trois, on effectue la correction de dissymétrie sur la ou les paires d'étages qui suivent le premier étage.  When the number of stages of the complex filter is an odd number greater than or equal to three, the asymmetry correction is carried out on the one or more pairs of stages which follow the first stage.

Un second aspect de la présente invention propose un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée et une sortie associées pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe.  A second aspect of the present invention provides an analog to digital converter having two I and Q quadrature channels each having an associated input and output for converting a complex analog input signal to a complex digital output signal.

Le convertisseur comprend un filtre complexe ayant au moins un premier étage et un second étage, comprenant chacun une entrée et une sortie respectives sur chacune des voies I et Q. Chacune des sorties du convertisseur est couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction via une première boucle de réaction, et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction via une seconde boucle de réaction.  The converter comprises a complex filter having at least a first stage and a second stage, each having a respective input and a respective output on each of the I and Q channels. Each of the outputs of the converter is coupled, on the one hand, to the input respective of the first stage affected by a first reaction coefficient via a first feedback loop, and secondly, at the respective input of the second assigned stage of a second reaction coefficient via a second feedback loop.

Le convertisseur analogique numérique comprend un coupleur complexe adapté pour coupler les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier étage du filtre complexe et appliquer ainsi une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur.  The digital analog converter comprises a complex coupler adapted to couple the I and Q channels upstream or downstream of said first stage of the complex filter and thus to apply an asymmetry correction of the transfer function of the converter.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, le coupleur complexe est placé en aval du premier étage du filtre complexe et comprend: une première liaison de couplage reliant la sortie du premier étage de la voie Q sur la sortie du premier étage de la voie I, ladite première liaison de couplage étant affectée d'un premier coefficient de correction; une seconde liaison de couplage reliant la sortie du premier étage de la voie I sur la sortie du premier étage de la voie Q, ladite seconde liaison de couplage étant affectée d'un second coefficient de correction.  In one embodiment of the present invention, the complex coupler is placed downstream of the first stage of the complex filter and comprises: a first coupling link connecting the output of the first stage of the channel Q to the output of the first stage of the channel I, said first coupling link being assigned a first correction coefficient; a second coupling link connecting the output of the first stage of the channel I to the output of the first stage of the channel Q, said second coupling link being assigned a second correction coefficient.

Dans ce cas, le premier coefficient de correction peut être égal à sin Ac et le second coefficient de correction peut être égal à sin Oc, les sorties du premier étage des voies I et Q étant chacune affectée d'un coefficient de valeur cos 8c; où Ac vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: 2878667 6 B = bsinBz arctg +Oz pour fzl < fz2 a + (b + 2)(1 cos ez) arctg b sin 8z - -Oz pour fzl > fz2 a + (b + 2)(1 cos Bzz) pour Oz égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 5 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  In this case, the first correction coefficient may be equal to sin Ac and the second correction coefficient may be equal to sin Oc, the outputs of the first stage of the channels I and Q being each assigned a value coefficient cos 8c; where Ac substantially satisfies one of the following equations: ## EQU1 ## + 2) (1 cos Bzz) for Oz equal to 2rrfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl corresponds to the zero frequency of the first stage and fz2 5 corresponds to the zero frequency of the second stage.

Un tel convertisseur peut comprendre en outre dans le premier étage: sur la voie I, une liaison de retour interne depuis la sortie du premier étage de la voie I, ladite liaison comprenant un retard substantiel et étant affectée d'un coefficient de valeur cos AI; sur la voie Q, une liaison de retour interne depuis la sortie du premier étage de la voie Q, ladite liaison comprenant un retard substantiel et étant affectée d'un coefficient de valeur cos Al; sur la voie I, un additionneur recevant: l'entrée de la voie I du filtre; la première boucle de réaction de la voie I, affectée du premier coefficient de réaction; - ladite liaison de retour interne de la voie I; et une liaison de retour depuis ladite liaison de retour interne de la voie Q, affectée d'un coefficient de valeur sin AI; sur la voie Q, un additionneur recevant: l'entrée de la voie Q du filtre; la première boucle de réaction de la voie Q, affectée du premier coefficient de réaction; - ladite liaison de retour interne de la voie Q; et une liaison de retour depuis ladite liaison de retour interne de la voie I, affectée d'un coefficient de valeur sin el; où A1 est égal à 2rrfz/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal; dans le second étage: sur la voie I, un additionneur ou plusieurs additionneurs recevant: l'entrée de la voie I du second étage; la seconde boucle de réaction de la voie I affectée d'un coefficient de valeur b*cos 82; où b est le second coefficient de réaction; une liaison de retour depuis la boucle de réaction de la voie Q affectée d'un coefficient de valeur égale à b*sin 82; une liaison de retour interne depuis la sortie de la voie I du second étage affectée d'un coefficient de valeur cos 82; une liaison de retour depuis la sortie de la voie Q du second étage affectée d'un coefficient de valeur sin 82; sur la voie Q, un additionneur ou plusieurs additionneurs recevant: l'entrée de la voie Q du second étage; la seconde boucle de réaction de la voie Q affectée d'un coefficient de valeur b*cos 82; où b est le second coefficient de réaction; une liaison de retour depuis la boucle de réaction de la voie I affectée d'un coefficient de valeur égale à b*sin 82; une liaison de retour interne depuis la sortie de la voie Q du second étage affectée d'un coefficient de valeur cos 82; une liaison de retour depuis la sortie de la voie I du second étage affectée d'un coefficient de valeur sin 82; où 82 est égal à 2Trfz/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal; ledit convertisseur comprenant entre le premier étage et le second étage, le coupleur complexe ayant le premier coefficient de correction de valeur égale à -sin 83 et le second coefficient de correction de valeur égale à sin 83; les sorties du premier étage des voies I et Q étant chacune affectée d'un coefficient de valeur cos 83; où 83 vérifie sensiblement I' équation suivante: 83 = 82 8c; et 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: 6 = b sin Oz arctg.+ Oz pour fzl < fz2 a + (b + 2) (1 cos 0z) b sin Oz e, = arctg --Oz pour fzl > fz2 a +(h+ 2)(1 cos 9z) pour 8z égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 5 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  Such a converter may furthermore comprise in the first stage: on the channel I, an internal return link from the output of the first stage of the channel I, said link comprising a substantial delay and being assigned a coefficient of value cos AI ; on the channel Q, an internal return link from the output of the first stage of the channel Q, said link comprising a substantial delay and being assigned a coefficient of value cos A1; in lane I, an adder receiving: the input of channel I of the filter; the first reaction loop of channel I, affected by the first reaction coefficient; said internal return link of the channel I; and a return link from said internal return link of the Q-channel, assigned a value coefficient sin AI; on the Q channel, an adder receiving: the input of the channel Q of the filter; the first feedback loop of the Q channel, affected by the first reaction coefficient; said internal return link of the Q channel; and a return link from said internal return link of the I-channel, assigned a value coefficient sin el; where A1 is 2rrfz / fs, where fz is a frequency corresponding to a zero of the filter transfer function and fs is the sampling frequency of the signal; in the second stage: on the channel I, an adder or several adders receiving: the entry of the channel I of the second stage; the second feedback loop of channel I with a coefficient of value b * cos 82; where b is the second reaction coefficient; a return link from the feedback loop of channel Q assigned a coefficient of value equal to b * sin 82; an internal return link from the output of the channel I of the second stage assigned a coefficient of cos value 82; a return link from the output of the Q channel of the second stage affected by a value coefficient sin 82; on the Q channel, an adder or several adders receiving: the input of the Q channel of the second stage; the second feedback loop of channel Q assigned a coefficient of value b * cos 82; where b is the second reaction coefficient; a return link from the feedback loop of channel I assigned a coefficient of value equal to b * sin 82; an internal return link from the output of the channel Q of the second stage assigned a coefficient of value cos 82; a return link from the output of channel I of the second stage affected by a value coefficient sin 82; where 82 is equal to 2Trfz / fs, where fz is a frequency corresponding to a zero of the filter transfer function and fs is the sampling frequency of the signal; said converter comprising between the first stage and the second stage, the complex coupler having the first value correction coefficient equal to -sin 83 and the second value correction coefficient equal to sin 83; the outputs of the first stage of channels I and Q each being assigned a coefficient of value cos 83; where 83 satisfactorily verifies the following equation: 83 = 82 8c; and 8c substantially satisfies one of the following equations: ## EQU1 ## a + (h + 2) (1 cos 9z) for 8z equal to 2rrfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl corresponds to the zero frequency of the first stage and fz2 5 corresponds to the zero frequency of the second stage.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, le coupleur complexe est placé en amont du premier étage et comprend: - une boucle de retour reliant la sortie de la voie Q du convertisseur à l'entrée du premier étage de la voie I affectée d'un premier 10 coefficient de correction; une boucle de retour reliant la sortie du second étage de la voie I à l'entrée du premier étage de la voie Q affectée d'un deuxième coefficient de correction.  In one embodiment of the present invention, the complex coupler is placed upstream of the first stage and comprises: - a feedback loop connecting the output of the Q channel of the converter to the input of the first stage of the channel I assigned d a first correction coefficient; a feedback loop connecting the output of the second stage of the channel I to the input of the first stage of the channel Q assigned a second correction coefficient.

Dans ce cas, la première boucle de réaction sur la voie I est affectée 15 d'un troisième coefficient de correction et sur la voie Q est affectée d'un quatrième coefficient de correction.  In this case, the first feedback loop on channel I is assigned a third correction coefficient and on the channel Q is assigned a fourth correction coefficient.

Le premier coefficient de correction peut être égal à a*sin 8c; le deuxième coefficient de correction peut être égal à a*sin 8c; le troisième et le quatrième coefficients de correction peuvent être égaux à a*cos 8c; où Oc vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: b sin Oz 0, = arctg - + Oz pour fzl < fz2 a + (b+ 2)(1 cos ez) B = arctg b sin Oz - -Oz pour fzl > fz2 a + (b + 2)(1 cos 0z) pour 8z égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du 25 signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  The first correction coefficient may be equal to a * sin 8c; the second correction coefficient may be equal to a * sin 8c; the third and fourth correction coefficients may be equal to a * cos 8c; where Oc substantially satisfies one of the following equations: ## EQU1 ## + (b + 2) (1 cos 0z) for 8z equal to 2rrfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl is the zero frequency of the first stage and fz2 is the zero frequency of the second stage.

Dans une autre variante, le premier coefficient de correction a une valeur égale à tan 8c; le deuxième coefficient de correction a une valeur égale à tan Ac; le troisième et le quatrième coefficients de correction ont une valeur égale à -1. Les liaisons directes entre le premier et le second étage sur chacune des voies I et Q sont affectées d'un coefficient d dont la valeur est a.  In another variant, the first correction coefficient has a value equal to tan 8c; the second correction coefficient has a value equal to tan Ac; the third and fourth correction coefficients have a value equal to -1. The direct links between the first and second stages on each of the I and Q channels are assigned a coefficient d whose value is a.

Dans un mode de réalisation, le filtre complexe comprend un nombre d'étages supérieur à deux et un coupleur respectif par paire d'étages, chaque paire comprenant un premier et un second étages successifs. Chacun desdits coupleurs est placé en amont ou en aval desdits premiers étages respectifs et est affecté d'un coefficient de correction.  In one embodiment, the complex filter comprises a number of stages greater than two and a respective coupler per pair of stages, each pair comprising a first and a second successive stages. Each of said couplers is placed upstream or downstream of said respective first stages and is assigned a correction coefficient.

D'autres aspects, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la 10 lecture de la description d'un de ses modes de réalisation.  Other aspects, objects and advantages of the invention will become apparent upon reading the description of one of its embodiments.

L'invention sera également mieux comprise à l'aide des dessins, sur lesquels: - la figure 1 est un convertisseur analogique-numérique SigmaDelta passe-bande complexe selon l'art antérieur, comme précédemment 15 détaillé; la figure 2 est une courbe de mise en forme de bruit d'un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta passe-bande de signaux complexes, comme précédemment détaillé ; la figure 3 illustre une modélisation classique d'un convertisseur 20 comprenant un filtre complexe du second ordre; la figure 4 illustre une modélisation courante d'un filtre tel qu'illustré en figure 3 dans laquelle sont détaillés des couplages complexes entre les deux voies I et Q; la figure 5 représente une autre modélisation, plus proche d'un 25 schéma d'implémentation, d'un même convertisseur complexe que celui modélisé en figure 4; la figure 6 illustre une modélisation d'un convertisseur analogique numérique comprenant un coupleur complexe de correction en aval du premier étage selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 7 illustre une modélisation plus proche d'un schéma d'implémentation d'un convertisseur analogique numérique tel qu'illustré en figure 6 selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 8 illustre une modélisation d'un convertisseur analogique numérique comprenant un coupleur complexe de correction en amont du premier étage selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 9 illustre une modélisation plus proche d'un schéma d'implémentation d'un convertisseur analogique numérique tel qu'illustré en figure 8 selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 10 est un schéma d'implémentation d'un filtre selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 11 représente une courbe de spectre de mise en forme du bruit pour un convertisseur de l'art antérieur; la figure 12 représente une courbe de spectre de mise en forme du bruit pour un convertisseur selon un mode de réalisation de la présente invention.  The invention will also be better understood from the drawings, in which: FIG. 1 is a complex band-pass SigmaDelta analog-to-digital converter according to the prior art, as previously detailed; Figure 2 is a noise shaping curve of a Sigma-Delta analog-to-digital signal-to-band converter of complex signals, as previously detailed; Figure 3 illustrates a conventional modeling of a converter 20 comprising a second order complex filter; FIG. 4 illustrates a current modeling of a filter as illustrated in FIG. 3 in which complex couplings between the two I and Q channels are detailed; FIG. 5 represents another modeling, closer to an implementation scheme, of the same complex converter than that modeled in FIG. 4; FIG. 6 illustrates a modeling of an analog digital converter comprising a complex correction coupler downstream of the first stage according to one embodiment of the invention; FIG. 7 illustrates a modeling closer to an implementation scheme of an analog-digital converter as illustrated in FIG. 6 according to one embodiment of the invention; FIG. 8 illustrates a modeling of an analog digital converter comprising a complex correction coupler upstream of the first stage according to one embodiment of the invention; FIG. 9 illustrates a modeling closer to an implementation diagram of an analog-digital converter as illustrated in FIG. 8 according to one embodiment of the invention; Fig. 10 is an implementation diagram of a filter according to an embodiment of the present invention; Fig. 11 shows a noise shaping spectrum curve for a converter of the prior art; Fig. 12 shows a noise shaping spectrum curve for a converter according to an embodiment of the present invention.

Par souci de clarté, un mode de réalisation de la présente invention dans lequel le filtre complexe du convertisseur analogique numérique introduit un retard 307, noté Z2-1 substantiel sur les voies principales I et Q, est plus précisément décrit. Une modélisation d'un tel filtre est illustrée par la figure 3.  For the sake of clarity, an embodiment of the present invention in which the complex filter of the analog-digital converter introduces a delay 307, noted Z2-1 substantial on the main channels I and Q, is more precisely described. A modeling of such a filter is illustrated in FIG.

Toutefois, une telle configuration n'est pas limitative de la présente invention qui couvre tout type de convertisseurs, qu'ils introduisent un ou plusieurs retards substantiels.  However, such a configuration is not limiting of the present invention which covers any type of converters, they introduce one or more substantial delays.

Les sections suivantes sont relatives au convertisseur illustré en figure 3.  The following sections relate to the converter illustrated in Figure 3.

Sur la figure 3, les deux voies I et Q sont schématisées par deux traits continus. Le convertisseur ainsi illustré comprend une entrée 301 et une sortie 303. Il comprend un premier étage 314 et un second étage 315. La sortie est bouclée, d'une part, sur l'entrée du premier étage via une première boucle de réaction 305 avec un premier coefficient de réaction, noté a, et, d'autre part, sur l'entrée du second étage via une seconde boucle de réaction 304 avec un second coefficient de réaction, noté b.  In Figure 3, the two paths I and Q are shown schematically by two continuous lines. The converter thus illustrated comprises an input 301 and an output 303. It comprises a first stage 314 and a second stage 315. The output is looped, on the one hand, on the input of the first stage via a first feedback loop 305 with a first reaction coefficient, noted a, and, secondly, on the input of the second stage via a second reaction loop 304 with a second reaction coefficient, noted b.

Le premier étage a une entrée 301 et une sortie 308. La sortie 308 est bouclée sur l'entrée 301 via une boucle de retour 311 comprenant un retard 306, noté Z(-1. En entrée de ce premier étage, un additionneur 312 reçoit et 2878667 11 additionne le signal de l'entrée 301, le signal de la boucle de retour 311 et le signal de la boucle de réaction 305.  The first stage has an input 301 and an output 308. The output 308 is looped on the input 301 via a feedback loop 311 comprising a delay 306, denoted Z (-1) At the input of this first stage, an adder 312 receives and 2878667 11 adds the signal of the input 301, the signal of the feedback loop 311 and the signal of the feedback loop 305.

Le second étage a une entrée 320, correspondant à la sortie du premier étage, et une sortie 309. Cet étage introduit un retard substantiel 307, noté Z2"1, dans le traitement du signal. La sortie 309 est bouclée sur l'entrée 320 via une liaison de retour interne 310. En entrée de ce second étage, un additionneur 313 reçoit et additionne le signal de sortie du premier étage, le signal de la liaison de retour 310 et le signal de la boucle de réaction 304.  The second stage has an input 320, corresponding to the output of the first stage, and an output 309. This stage introduces a substantial delay 307, denoted Z2 "1, in the signal processing.The output 309 is looped on the input 320 via an internal return link 310. At the input of this second stage, an adder 313 receives and adds the output signal of the first stage, the signal of the return link 310 and the signal of the feedback loop 304.

Pour un tel convertisseur, la fonction de transfert présente une dissymétrie. Une telle dissymétrie est illustrée sur la figure 11 représentant une courbe de spectre de mise en forme du bruit relative à un tel convertisseur. On note que les épaules 111 et 112 de cette courbe ne sont pas symétriques.  For such a converter, the transfer function has an asymmetry. Such asymmetry is illustrated in FIG. 11 showing a noise shaping spectrum curve relating to such a converter. It is noted that the shoulders 111 and 112 of this curve are not symmetrical.

Une correction d'une telle dissymétrie peut être déterminée selon deux approches différentes.  A correction of such asymmetry can be determined according to two different approaches.

Une première approche est basée sur une estimation d'un Temps de Propagation de Groupe (TPG) de la fonction de transfert du filtre passe haut. Le TPG est défini comme étant une dérivée de la phase (p, notée dcp, par rapport à la variation de pulsation w, notée de), et vérifiant donc l'équation suivante:  A first approach is based on an estimate of a Group Propagation Time (GPT) of the transfer function of the high pass filter. The TPG is defined as being a derivative of the phase (p, noted dcp, with respect to the variation of pulsation w, denoted by), and therefore satisfying the following equation:

TPG -- do doTPG - do do

Pour un filtre du second ordre, la fonction de transfert passe haut peut s'écrire sous la forme biquadratique suivante: 1+ k1Z-' + k2 Z-2 HZ _ 1 + aZ-1 + flZ-2 Lorsque la bande atténuée est étroite, le coefficient k2 est sensiblement 25 égal à 1. Il peut donc être remplacé par 1. Une approximation du coefficient du premier ordre du numérateur peut alors être fournie par l'équation suivante: 8 = k' k2 La fonction de transfert passe haut s'écrit alors: 1+ 8z-' + z-2  For a second-order filter, the high-pass transfer function can be written in the following biquetratic form: 1+ k1Z- '+ k2 Z-2 HZ _ 1 + aZ-1 + flZ-2 When the attenuated band is narrow the coefficient k2 is substantially equal to 1. It can therefore be replaced by 1. An approximation of the first order coefficient of the numerator can then be provided by the following equation: 8 = k 'k2 The transfer function goes high then write: 1+ 8z- '+ z-2

H __H __

Z 1+aZ-' +fZ-2 2878667 12 avec Z-I = cos 9 j sin 8 et 9 = 2,r f. s  Z 1 + aZ + 2 2 287 8667 12 with Z-I = cos 9 and sin 8 and 9 = 2, r f. s

Oz vérifie sensiblement l'équation suivante: f =arccos--j et fz= * e2 s 2 fz étant la fréquence correspondant au zéro de la fonction de transfert du filtre et fs étant la fréquence d'échantillonnage du signal.  Oz substantially satisfies the following equation: f = arccos-j and fz = * e2 s 2 fz being the frequency corresponding to the zero of the filter transfer function and fs being the sampling frequency of the signal.

Les coefficients a et p correspondent aux pôles de la fonction de transfert alors que le coefficient 6 correspond au zéro de la fonction de transfert.  The coefficients a and p correspond to the poles of the transfer function while the coefficient 6 corresponds to the zero of the transfer function.

Puis on effectue un calcul de phase, et on obtient l'équation suivante: rp arctg/(Ssinû+sin20)(1+acos9+fcos29) (1+8cosB+cos2O)(asin0+ /3sin2e)" (1+8cos0+cos29)(1+acos9+/3cos20)+(8sin9+sin2G)(asinû+ f sin2G) On note alors qu'un calcul littéral de TPG est relativement complexe.  Then we perform a phase calculation, and we obtain the following equation: rp arctg / (Ssu + sin20) (1 + acos9 + fcos29) (1 + 8cosB + cos2O) (asin0 + / 3sin2e) "(1 + 8cos0 + cos29 ) (1 + acos9 + / 3cos20) + (8sin9 + sin2G) (asinu + f sin2G) We note that a literal calculation of TPG is relatively complex.

Dans ce type d'approche, on peut avantageusement effectuer des applications numériques de la phase cp pour Oz ainsi que pour deux valeurs autour de Oz. Puis par régression linéaire, il est alors possible de calculer une approximation de la tangente au point Oz.  In this type of approach, it is advantageous to carry out digital applications of the cp phase for Oz as well as for two values around Oz. Then by linear regression, it is then possible to calculate an approximation of the tangent to the point Oz.

On calcule la valeur d'un arc de correction cpcor exprimé en degré par l'équation: çpcor = TPG * fz *360 Dans une seconde approche, on applique une méthode analytique de la fonction de transfert du filtre pour déterminer la correction à appliquer pour corriger la dissymétrie de la fonction de transfert du filtre complexe. Le filtre est de préférence un filtre passe haut prototype. Cette seconde approche permet d'obtenir des résultats sensiblement les mêmes que ceux que l'on peut obtenir dans la première approche.  The value of a correction arc cpcor expressed in degrees by the equation is calculated: çpcor = TPG * fz * 360 In a second approach, an analytical method of the transfer function of the filter is applied to determine the correction to be applied for correct the dissymmetry of the transfer function of the complex filter. The filter is preferably a prototype high pass filter. This second approach makes it possible to obtain results that are substantially the same as those that can be obtained in the first approach.

En se référant à la figure 3, le premier étage est affecté de Zl-1 et le second étage est affecté de Z2-'.  Referring to Fig. 3, the first stage is assigned Z1-1 and the second stage is assigned Z2- '.

Par ailleurs, le retard Zo-' correspondant à la fréquence centrale fo du convertisseur peut s'écrire: Zo-'=cosx j sinx où x est égal à -f/fs.  Furthermore, the delay Z0 'corresponding to the central frequency fo of the converter can be written: Z0 -' = cosx j sinx where x is equal to -f / fs.

Pour une fréquence f1 vérifiant l'équation suivante: If11 < Ifol on peut écrire: Z1-1 = Zo 1 * (cos ez + j sin 9z) où ez est égal à 2rrfzlfs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal.  For a frequency f1 satisfying the following equation: If11 <Ifol we can write: Z1-1 = Zo 1 * (cos ez + j sin 9z) where ez is equal to 2rrfzlfs, where fz is a frequency corresponding to a zero of the filter transfer function and fs is the sampling frequency of the signal.

Puis, pour une fréquence f2 vérifiant l'équation suivante: 1f21 > Ifol on peut écrire: Z2 1 = Zp 1 * (cos Oz - j sin 8z) On obtient alors les équations suivantes: Z1-1 + Z2-1 = 2 Zo-1 * cos ez et Z1 1 * Z2-1 = ZO-2 Une équation de la fonction de transfert, notée T, d'un tel filtre peut alors s'écrire: T= 1 (Z,-' +Z2-')+Z1-1Z21 1-(a+b)Z2-' Zzl + (b+1)Zi'Z21 Puis, l'équation peut alors aisément s'écrire sous la forme suivante: T= 1 2Zo-' cos ez + 4-2 1 aZ21 (b+1)Zz' +(b+1)Zo-2 On rapproche le dénominateur de celui de la fonction de transfert passe haut d'un modulateur sigma delta réel du second ordre tel que: (1 z- 2 HP = 1 (a+b+ 2)Z-' +(b+1)Z-2 On note que dans l'équation de T, plus précisément dans le dénominateur, le coefficient a, affecté à la boucle de réaction reliée à l'entrée du premier étage du filtre, est associé au retard Z2-1.  Then, for a frequency f2 satisfying the following equation: 1f21> Ifol we can write: Z2 1 = Zp 1 * (cos Oz - j sin 8z) We obtain then the following equations: Z1-1 + Z2-1 = 2 Zo -1 * cos ez and Z1 1 * Z2-1 = ZO-2 An equation of the transfer function, denoted T, of such a filter can then be written: T = 1 (Z, - '+ Z2-' ) + Z1-1Z21 1- (a + b) Z2- 'Zzl + (b + 1) Zi'Z21 Then, the equation can then easily be written in the following form: T = 1 2Zo- cos ez + 4-2 1 aZ21 (b + 1) Zz '+ (b + 1) Zo-2 The denominator is compared with that of the high pass transfer function of a real second order sigma delta modulator such as: (1 z - 2 HP = 1 (a + b + 2) Z- '+ (b + 1) Z-2 Note that in the equation of T, more precisely in the denominator, the coefficient a, assigned to the connected feedback loop at the input of the first stage of the filter, is associated with the delay Z2-1.

On remplace avantageusement l'expression a* Z2-1 par l'expression a*Zcor 1, où Zcor 1 correspond à un vecteur de correction de symétrie de la fonction de transfert. On obtient alors l'équation suivante: 1 - aZcor l (b 1)Z2-1 - Z1-' + (b+1)Zo-2 = 1 - (a+b+2)Zo-' + (b+1)Z0-2. Ainsi, on peut calculer une valeur du vecteur de correction en fonction des coefficients a et b ainsi que des retards Zo- ZI-', et Z2-1.  The expression a * Z2-1 is advantageously replaced by the expression a * Zcor 1, where Zcor 1 corresponds to a vector for symmetry correction of the transfer function. We then obtain the following equation: 1 - aZcor l (b 1) Z2-1 - Z1- '+ (b + 1) Zo-2 = 1 - (a + b + 2) Zo-' + (b + 1 ) Z0-2. Thus, it is possible to calculate a value of the correction vector as a function of the coefficients a and b as well as delays Z0-Z1-, and Z2-1.

La valeur du vecteur de correction Zcor vérifie l'identité ci dessous: Z,2,. = 1 ((a+b+2)Z-,1 Z 1 (b+1)Z21) = Z ((a+b+2) (2+b)cos Oz+ jbsinOz) a a On obtient successivement la partie réelle puis la partie imaginaire ainsi que la phase du vecteur de correction Zcor-1 re(Zca) = 1 (a + (b + 2)(1 cos 9z)) a im(Z1) b sin 9z cor a o(Zc-r) = arctg b sin Oz a + (b + 2)(1 cos 9z) Cette dernière équation peut avantageusement être appliquée à différents cas numériques et fournir ainsi une valeur de correction de dissymétrie pour différentes valeurs de coefficients a et b des boucles de réactions et différentes valeurs de 8z.  The value of the correction vector Zcor verifies the identity below: Z, 2 ,. = 1 ((a + b + 2) Z-, 1 Z 1 (b + 1) Z21) = Z ((a + b + 2) (2 + b) cos Oz + jbsinOz) aa We successively obtain the real part then the imaginary part as well as the phase of the correction vector Zcor-1 re (Zca) = 1 (a + (b + 2) (1 cos 9z)) a im (Z1) b sin 9z cor ao (Zc-r) = This last equation can advantageously be applied to different numerical cases and thus provide a dissymmetry correction value for different values of coefficients a and b of the reaction loops and different ones. values of 8z.

Ainsi, par exemple, dans une application numérique où a est égal à - 1, 210019, b est égal à -0,723772 et Oz est égal à 3,923 degrés, on obtient une valeur de phase ecor du vecteur de correction par rapport au vecteur de la fréquence centrale égale à -2,349 degrés.  Thus, for example, in a numerical application where a is equal to -1, 210019, b is equal to -0.723772 and Oz is equal to 3.923 degrees, an ecor phase value of the vector of correction relative to the vector is obtained. the center frequency equal to -2.349 degrees.

On peut avantageusement appliquer une telle correction avant le premier étage ou encore après le premier étage d'un tel filtre.  It is advantageous to apply such a correction before the first stage or even after the first stage of such a filter.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, une telle correction est appliquée via un coupleur complexe de signaux pour lequel on détermine des valeurs de coefficients particuliers qui permettent de corriger la dissymétrie de la fonction de transfert d'un tel filtre.  In one embodiment of the present invention, such a correction is applied via a complex coupler of signals for which particular coefficient values are determined which make it possible to correct the dissymmetry of the transfer function of such a filter.

a + (b + 2)(1 cos 9z) Par conséquent, on peut écrire l'équation suivante: l _ b sinOz 9cor _ cor (Zcor) - -arctg La figure 4 illustre une modélisation d'un tel filtre du second ordre dans laquelle sont détaillés des couplages complexes des deux voies I et Q. Une description de la voie Q pouvant être aisément déduite d'une description de la voie I par symétrie, seule la voie I est détaillée ci-après. Sur cette figure et les suivantes, les voies I et Q sont représentées. Par souci de clarté et de simplicité, chaque élément référencé sur la voie Q porte la même référence que l'élément qui lui est symétrique sur la voie I, la référence étant alors associée à un prime.  a + (b + 2) (1 cos 9z) Therefore, we can write the following equation: ## EQU1 ## FIG. 4 illustrates a modeling of such a second-order filter. in which are detailed complex couplings of the two I and Q channels. A description of the Q path can be easily deduced from a description of the lane I by symmetry, only the lane I is detailed below. In this figure and the following, the I and Q channels are represented. For the sake of clarity and simplicity, each element referenced on the channel Q bears the same reference as the element which is symmetrical to it on the channel I, the reference being then associated with a premium.

Ainsi, le signal de la boucle de retour 311' de la voie Q est injecté en entrée 301 de la voie I du premier étage du filtre par l'additionneur 312, via une liaison de retour 403 affectée d'un coefficient sin e1, la boucle de retour interne 311 étant elle-même affectée du coefficient cos e1. Par symétrie, une liaison 403' permet d'injecter le signal de la boucle de retour 311 en entrée du premier étage de la voie Q, cette liaison est affectée d'un coefficient sin e1, la boucle de retour 311' interne étant elle-même affectée du coefficient cos el.  Thus, the signal of the feedback loop 311 'of the channel Q is injected at the input 301 of the channel I of the first stage of the filter by the adder 312, via a return link 403 assigned a coefficient sin e1, the internal feedback loop 311 itself being assigned cos e1 coefficient. By symmetry, a link 403 'makes it possible to inject the signal of the feedback loop 311 into the input of the first stage of the channel Q, this link is assigned a coefficient sin e1, the internal feedback loop 311' being itself even affected by the coefficient cos el.

On note que e1 est égal à 2rrfz/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquenced'échantillonnage du signal.  Note that e1 is equal to 2rrfz / fs, where fz is a frequency corresponding to a zero of the filter transfer function and fs is the sampling frequency of the signal.

Puis, le signal de sortie 309' du second étage de la voie Q est injecté en sortie 309 du second étage de la voie I par l'additionneur 302 via une liaison de retour 401 qui est affectée d'un coefficient sin ê2. Par symétrie, une liaison 401' permet d'injecter le signal de sortie 309 du second étage de la voie I en sortie 309' du second étage de la voie Q, cette liaison est affectée d'un coefficient sin e2. Le signal de chacune des sorties 309 et 309' du second étage est lui-même affecté d'un coefficient cos 02.  Then, the output signal 309 'of the second stage of the channel Q is injected at the output 309 of the second stage of the channel I by the adder 302 via a return link 401 which is assigned a coefficient sin ê2. By symmetry, a link 401 'makes it possible to inject the output signal 309 of the second stage of the channel I at the output 309' of the second stage of the channel Q, this link is assigned a coefficient sin e2. The signal of each of the outputs 309 and 309 'of the second stage is itself assigned a coefficient cos 02.

On note que e2 est égal à 2rrff/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal.  Note that e2 is equal to 2rrff / fs, where fz is a frequency corresponding to a zero of the filter transfer function and fs is the sampling frequency of the signal.

Les voies I et Q comprennent chacune un convertisseur analogique numérique pour fournir le signal de sortie 303 et 303' du convertisseur sous une forme numérique et un convertisseur numérique analogique pour convertir le signal de sortie numérique en un signal analogique destiné à être injecté dans les boucles de réaction 304, 304' et 305, 305'. Ces convertisseurs sont schématisés par une seule entité 402 et 402' sur chacune des voies.  The I and Q channels each comprise an analog-to-digital converter for providing the output signal 303 and 303 'of the converter in digital form and a digital-to-digital converter for converting the digital output signal into an analog signal for injection into the loops. of reaction 304, 304 'and 305, 305'. These converters are schematized by a single entity 402 and 402 'on each of the channels.

La figure 5 représente une autre modélisation d'un même convertisseur complexe que celui modélisé en figure 4. Un des intérêts de cette modélisation est qu'elle se rapproche d'un schéma d'implémentation pour un tel convertisseur.  FIG. 5 represents another modeling of the same complex converter as that modeled in FIG. 4. One of the advantages of this modeling is that it is close to an implementation scheme for such a converter.

Cette modélisation fait apparaître un coupleur complexe 500 entre le premier étage et le second étage. On note que les additionneurs 302 et 302' ne sont plus utilisés.  This modeling shows a complex coupler 500 between the first stage and the second stage. It is noted that the adders 302 and 302 'are no longer used.

Un tel coupleur complexe 500 comprend une première liaison de couplage 501 qui permet d'injecter un signal de sortie 308' du premier étage de la voie Q en sortie 308 du premier étage de la voie L Cette liaison de couplage 501 est affectée d'un coefficient sin 02.  Such a complex coupler 500 comprises a first coupling link 501 which makes it possible to inject an output signal 308 'of the first stage of the Q channel at the output 308 of the first stage of the channel L. This coupling link 501 is assigned a coefficient sin 02.

Il comprend également une seconde liaison de couplage 501' qui permet d'injecter un signal de sortie 308 du premier étage de la voie I en sortie 308' du premier étage de la voie Q. Cette liaison de couplage 501' est affectée d'un coefficient sin 02.  It also comprises a second coupling link 501 'which makes it possible to inject an output signal 308 of the first stage of the channel I at the output 308' of the first stage of the channel Q. This coupling link 501 'is assigned a coefficient sin 02.

Un additionneur 502, 502' sur chacune des voies en sortie du premier étage permet de coupler de tels signaux.  An adder 502, 502 'on each of the output channels of the first stage makes it possible to couple such signals.

On note que dans cette modélisation, la boucle de réaction 304, 304' est affectée d'un coefficient égal à b*cos 02.  Note that in this model, the feedback loop 304, 304 'is assigned a coefficient equal to b * cos 02.

De plus, l'additionneur 313 de la voie I reçoit en outre le signal de sortie 303' de la voie Q du filtre via une liaison 503 affectée d'un coefficient -b*sin 02. Il reçoit également le signal de sortie 309 du second étage de la voie I via la liaison de retour interne 310 affectée d'un coefficient cos 02. II reçoit encore le signal de sortie 309' du second étage de la voie Q via une liaison de retour 505 affectée d'un coefficient sin 02.  In addition, the adder 313 of the channel I further receives the output signal 303 'of the channel Q of the filter via a link 503 assigned a coefficient -b * sin 02. It also receives the output signal 309 of the second stage of the channel I via the internal return link 310 assigned a coefficient cos 02. It still receives the output signal 309 'of the second stage of the channel Q via a return link 505 assigned a coefficient sin 02 .

Par symétrie, l'additionneur 313' de la voie Q reçoit en outre le signal de sortie 303 de la voie I du filtre via une liaison 503' affectée d'un coefficient b*sin 02. Il reçoit également le signal de sortie 309' du second étage de la voie Q via la liaison de retour 310' affectée d'un coefficient cos 02. Il reçoit encore le signal de sortie 309 du second étage de la voie I via une liaison de retour 505' affectée d'un coefficient sin 02.  By symmetry, the adder 313 'of the channel Q further receives the output signal 303 of the channel I of the filter via a link 503' assigned a coefficient b * sin 02. It also receives the output signal 309 ' the second stage of the channel Q via the return link 310 'assigned a cos coefficient 02. It also receives the output signal 309 of the second stage of the channel I via a return link 505' assigned a coefficient sin 02.

2878667 17 La figure 6 illustre une modélisation, similaire à celle illustrée en figure 4, dans laquelle un convertisseur analogique numérique comprend un coupleur complexe de correction 600 selon un mode de réalisation de l'invention.  FIG. 6 illustrates a modeling, similar to that illustrated in FIG. 4, in which an analog-digital converter comprises a complex correction coupler 600 according to one embodiment of the invention.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, on applique une correction de dissymétrie de la fonction de transfert via le coupleur complexe de correction 600 placé entre le premier étage et le second étage d'un filtre complexe d'un convertisseur tel que modélisé en figure 4.  In one embodiment of the present invention, an asymmetry correction of the transfer function is applied via the complex correction coupler 600 placed between the first stage and the second stage of a complex filter of a converter as modeled in FIG. figure 4.

Ce coupleur complexe de correction 600 comprend une liaison de couplage 601 entre la voie Q et la voie I permettant d'injecter le signal de sortie 308' de la voie Q du premier étage en sortie 308 de la voie I du premier étage. II comprend également une liaison de couplage 601' permettant d'injecter le signal de sortie 308 de la voie I du premier étage en sortie 308' de la voie Q du premier étage. Un additionneur 602, 602' sur chaque voie additionne le signal de sortie de la voie respective et le signal de la liaison de couplage de la voie en quadrature pour ce coupleur complexe 600.  This complex correction coupler 600 comprises a coupling link 601 between the channel Q and the channel I making it possible to inject the output signal 308 'of the channel Q of the first stage at the output 308 of the channel I of the first stage. It also comprises a coupling link 601 'for injecting the output signal 308 of the channel I of the first stage at the output 308' of the channel Q of the first stage. An adder 602, 602 'on each channel adds the output signal of the respective channel and the signal of the coupling link of the quadrature channel for this complex coupler 600.

La correction de dissymétrie est appliquée via les différents coefficients affectés aux liaisons du coupleur de correction.  The asymmetry correction is applied via the various coefficients assigned to the links of the correction coupler.

Ainsi, la liaison 601 est affectée d'un coefficient sin 8, et la liaison 601' est affectée d'un coefficient sin 6c, où 6c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg b sin 9z + 9z pour fzl < fz2 a + (b+ 2)(1 cos 9z) _ arctg b sin 9z Oz pour fzl > fz2 a + (b + 2)(1 cos 9z) pour 8z égal à 2rrfzIfs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre biquadratique passe-haut prototype, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  Thus, the link 601 is assigned a coefficient sin 8, and the link 601 'is assigned a coefficient sin 6c, where 6c substantially satisfies one of the following equations: = arctg b sin 9z + 9z for fzl <fz2 a + (b + 2) (1 cos 9z) _ arctg b sin 9z Oz for fzl> fz2 a + (b + 2) (1 cos 9z) for 8z equal to 2rrfzIfs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the prototype high-pass biquadratic filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl is the zero frequency of the first stage and fz2 is the zero frequency of the second stage.

Le signal de sortie de la voie I et celui de la voie Q du premier étage sont affectés d'un coefficient de valeur cos 8c.  The output signal of channel I and that of channel Q of the first stage are assigned a coefficient of value cos 8c.

Ces coefficients particuliers ont chacun une valeur qui permet avantageusement d'équilibrer la fonction de transfert correspondant au filtre comprenant le premier et le second étage.  These particular coefficients each have a value which advantageously makes it possible to balance the transfer function corresponding to the filter comprising the first and second stages.

Avec une fréquence centrale fo de valeur fs18, à laquelle correspond un vecteur dans le plan z placé à 45 degrés, on obtient une application de valeurs numériques suivantes. Pour une valeur de a égale à -1,210019, pour une valeur de b égale à -0,723772 et pour une valeur de 8z egale à 3, 923 degrés, on obtient successivement les valeurs suivantes: 01 = 45-3, 923=41,077 degrés; e2 = 45+3,923=48,923 degrés; ec= 2,349+3, 923=6,272 degrés.  With a center frequency fo of value fs18, which corresponds to a vector in the plane z placed at 45 degrees, the following numerical values are obtained. For a value of a equal to -1.210019, for a value of b equal to -0.723772 and for a value of 8z equal to 3.9223 degrees, the following values are successively obtained: 01 = 45-3, 923 = 41.077 degrees; e2 = 45 + 3.923 = 48.923 degrees; υ = 2,349 + 3, 923 = 6.272 degrees.

Puis, de ce fait: sin 01 = 0,65707 cos 01= 0,75383 sin 02 = 0, 75383 cos 02 = 0,65707 sin 0,= 0,10925 cos 0c= 0,994014.  Then, therefore: sin 01 = 0.65707 cos O1 = 0.75383 sin 02 = 0, 75383 cos O2 = 0.65707 sin 0, = 0.10925 cos Oc = 0.994014.

Pour un convertisseur analogique-numérique complexe comprenant un 20 coupleur complexe entre le premier et le dernier étage, tel que celui illustré en figure 5, il est avantageux de déterminer des coefficients particuliers pour ce coupleur complexe de telle sorte qu'ils permettent de corriger la dissymétrie de la fonction de transfert du filtre du second ordre.  For a complex analog-to-digital converter comprising a complex coupler between the first and the last stage, such as that illustrated in FIG. 5, it is advantageous to determine particular coefficients for this complex coupler so that they make it possible to correct the asymmetry of the transfer function of the second-order filter.

Ainsi, la figure 7 représente une autre modélisation d'un même filtre que celui modélisé en figure 6 selon un mode de réalisation de la présente invention. Une telle modélisation est proche d'un schéma d'implémentation. Le filtre modélisé en figure 7 peut correspondre au filtre modélisé en figure 5 dans lequel on applique une correction de dissymétrie de fonction de transfert.  Thus, FIG. 7 represents another modeling of the same filter as that modeled in FIG. 6 according to one embodiment of the present invention. Such modeling is close to an implementation scheme. The filter modeled in FIG. 7 may correspond to the filter modeled in FIG. 5 in which a transfer function asymmetry correction is applied.

On note que l'addition des signaux réalisée par les additionneurs 313 et 313' en figure 5 est réalisée par les additionneurs 313, 701, 313' et 701' en figure 7. On peut aisément implémenter respectivement les additionneurs 313 et 701 sous la forme d'un seul additionneur, et faire de même pour les additionneurs 313' et 701'. Respectivement pour chacune des voies, on peut également regrouper les additions réalisées par l'additionneur 602, respectivement 602', dans ce seul additionneur.  It should be noted that the addition of the signals carried out by the adders 313 and 313 'in FIG. 5 is carried out by the adders 313, 701, 313' and 701 'in FIG. 7. The adders 313 and 701 can be implemented in the form of a single adder, and do the same for the adders 313 'and 701'. Respectively for each of the channels, it is also possible to group the additions made by the adder 602, respectively 602 ', in this adder alone.

Avantageusement, dans ce mode de réalisation, les différents coefficients du coupleur 600 sont déterminés de telle sorte à corriger la dissymétrie de la fonction de transfert du filtre. Ainsi, avantageusement, la liaison 601 est affectée d'un coefficient sin 03 et la liaison 601' est affectée d'un coefficient sin 03, où e3 vérifie sensiblement l'équation suivante: 03 = 02 - OC.  Advantageously, in this embodiment, the different coefficients of the coupler 600 are determined so as to correct the dissymmetry of the transfer function of the filter. Thus, advantageously, the link 601 is assigned a coefficient sin 03 and the link 601 'is assigned a coefficient sin 03, where e3 substantially satisfies the following equation: 03 = 02 - OC.

Le signal de sortie 308 de la voie I et 308' de la voie Q du premier 10 étage sont affectés d'un coefficient de valeur cos e3.  The output signal 308 of the I channel and 308 'of the Q channel of the first stage are assigned a coefficient of cos cos e3.

Les différents coefficients peuvent ainsi être déterminés, dans le cas où le coefficient a est égal à -1,210019, le coefficient b est égale à -0, 723772 et l'arc 0z est égal à 3,923 degrés.  The different coefficients can thus be determined, in the case where the coefficient a is equal to -1.210019, the coefficient b is equal to -0.723772 and the arc 0z is equal to 3.923 degrees.

On obtient: 01 = 45-3,923 = 41,077 degrés et donc: sin 01 = 0, 65707 et cos 01 = 0,75383 Puis on obtient: 02 = 48,923 degrés.  We obtain: 01 = 45-3.923 = 41.077 degrees and therefore: sin 01 = 0, 65707 and cos 01 = 0.75383 Then we obtain: 02 = 48.923 degrees.

et donc: sin 02 = 0, 75383 et cos 02 = 0,65707; puis b*sin 02 = 0, 54560 et b*cos 02 = 0,47557 Et enfin, on obtient: 03 = 42,651 degrés et de ce fait sin 03 = 0, 67753 et cos 03 = 0,73549 Les modes de réalisation de la présente invention détaillés dans les sections précédentes correspondent à une implémentation d'un coupleur complexe de correction de dissymétrie placé en aval du premier étage du filtre complexe.  and therefore: sin 02 = 0, 75383 and cos 02 = 0.65707; then b * sin 02 = 0, 54560 and b * cos 02 = 0.47557 And finally, we obtain: 03 = 42.651 degrees and thus sin 03 = 0, 67753 and cos 03 = 0.73549 The embodiments of The present invention detailed in the preceding sections correspond to an implementation of a complex dissymmetry correction coupler placed downstream of the first stage of the complex filter.

Les sections suivantes détaillent des modes de réalisation de la présente invention dans lesquels un coupleur complexe de correction de dissymétrie est introduit en amont du premier étage du filtre complexe.  The following sections detail embodiments of the present invention in which a complex dissymmetry correction coupler is introduced upstream of the first stage of the complex filter.

La figure 8 illustre une modélisation d'un filtre à deux étages selon un mode de réalisation de la présente invention.  Figure 8 illustrates a modeling of a two-stage filter according to an embodiment of the present invention.

On note de nombreuses similitudes avec des figures précédemment décrites. Les sections ci-après détaillent les différences essentielles avec les figures précédentes.  There are many similarities with previously described figures. The sections below detail the essential differences with the previous figures.

Ainsi, une correction de dissymétrie est appliquée par un coupleur complexe de correction 800. Un tel coupleur est placé en amont du premier étage du filtre. Il comprend une liaison de couplage 801' entre la sortie 303 de la voie I du convertisseur complexe avec l'entrée 301' de la voie Q du filtre. II comprend également une liaison de couplage 801 entre la sortie 303' de la voie Q du filtre avec l'entrée 301 de la voie I du filtre.  Thus, an asymmetry correction is applied by a complex correction coupler 800. Such a coupler is placed upstream of the first stage of the filter. It comprises a coupling link 801 'between the output 303 of the channel I of the complex converter with the input 301' of the channel Q of the filter. It also comprises a coupling link 801 between the output 303 'of the channel Q of the filter with the input 301 of the channel I of the filter.

Ainsi un couplage des voies I et Q est opéré avant le premier étage du filtre.  Thus a coupling of the I and Q channels is operated before the first stage of the filter.

Chacune de ces liaisons de couplage est avantageusement affectée d'un coefficient permettant de corriger la dissymétrie de la fonction de transfert de ce filtre.  Each of these coupling links is advantageously assigned a coefficient making it possible to correct the dissymmetry of the transfer function of this filter.

Ainsi, on détermine que la liaison de couplage 801' est affectée d'un coefficient d'une valeur a*sin 8c et que la liaison de couplage 801 est affectée d'un coefficient d'une valeur a*sin 8c, lorsque chacun des coefficients respectifs des boucles de réaction 305 et 305' a une valeur égale à a*cos Oc.  Thus, it is determined that the coupling link 801 'is assigned a coefficient of a value a * sin 8c and that the coupling link 801 is assigned a coefficient of a value a * sin 8c, when each of the respective coefficients of the feedback loops 305 and 305 'has a value equal to a * cos Oc.

Sur la voie I, l'additionneur 312 de l'entrée du filtre reçoit et additionne au signal d'entrée 301, le signal de la boucle de réaction 305 affectée du coefficient a*cos 8c, le signal de sortie de premier étage de la voie I via la liaison de retour interne 311 affectée du coefficient cos el, ainsi que le signal de la liaison 403 affectée du coefficient - sin Al et le signal de la liaison 801 du coupleur complexe de correction 800, affectée du coefficient a*sin Oc.  In channel I, the adder 312 of the input of the filter receives and adds to the input signal 301, the signal of the feedback loop 305 assigned the coefficient a * cos 8c, the output signal of the first stage of the channel I via the internal return link 311 assigned cos el coefficient, and the signal of the link 403 assigned the coefficient - sin Al and the signal of the link 801 of the complex correction coupler 800, assigned the coefficient a * sin Oc .

Par symétrie, on obtient aisément la voie Q. On peut alors aisément obtenir une modélisation d'un tel filtre d'implémentation plus facile, notamment pour une implémentation en capacités commutées.  By symmetry, the Q-way is easily obtained. It is then easy to obtain a modeling of such an implementation filter easier, especially for an implementation in switched capacities.

Ainsi, la figure 9 illustre une modélisation dans laquelle on a déterminé une valeur du coefficient a vérifiant l'équation suivante: a*cos Oc _ -1 Une telle modélisation facilite une implémentation d'un tel filtre. Dans ce cas on introduit un coefficient d entre les deux étages qui compense ce 5 changement.  Thus, FIG. 9 illustrates a model in which a value of the coefficient a satisfying the following equation has been determined: a * cos Oc _ -1 Such modeling facilitates an implementation of such a filter. In this case a coefficient d between the two stages is introduced which compensates for this change.

Par conséquent, on obtient une modélisation dans laquelle un coupleur complexe 800 comprend une liaison de couplage 801' affectée d'un coefficient de valeur tan 6c pour injecter le signal de sortie 303 de la voie I en entrée 301' de la voie Q. II comprend une liaison de couplage 801 affectée d'un coefficient de valeur tan 8c pour injecter le signal de sortie 303' de la voie Q en entrée 301 du filtre de la voie I. En prenant l'exemple précédent d'un filtre dont la fréquence est centrée sur fs/8, à laquelle correspond un vecteur dans le plan z placé à 45 degrés, on obtient pour a égal à -1,210019, b égal à -0,723772, et Oz égal à 3, 923 degrés, les valeurs numériques suivantes: el = 45-3,923= 41,077 degrés; 02 = 45+3,923= 48,923 degrés; Ac= 2,349+3,923= 6,272 degrés.  As a result, a modeling is obtained in which a complex coupler 800 comprises a coupling link 801 'assigned a value coefficient tan 6c for injecting the output signal 303 of the input channel 301' of the channel Q. II comprises a coupling link 801 assigned a coefficient of value tan 8c for injecting the output signal 303 'of the Q channel at the input 301 of the filter of the channel I. Taking the previous example of a filter whose frequency is centered on fs / 8, to which corresponds a vector in the plane z placed at 45 degrees, we obtain for a equal to -1,210019, b equal to -0,723,772, and Oz equal to 3, 923 degrees, the numeric values: el = 45-3.923 = 41.077 degrees; 02 = 45 + 3.923 = 48.923 degrees; Ac = 2.399 + 3.923 = 6.272 degrees.

Puis, de ce fait: sin 01= 0,65707 et cos el = 0,75383; sin 02 = 0, 75383 et cos 02 = 0,65707; sin 0c = 0,10925 et cos 0c= 0,994014; a*sin 0c _ -0, 132193 et a*cos 0c _ -1,202776.  Then, therefore, sin 01 = 0.65707 and cos el = 0.75383; sin 02 = 0, 75383 and cos 02 = 0.65707; sin 0c = 0.10925 and cos 0c = 0.994014; a * sin 0c _ -0, 132193 and a * cos 0c _ -1,202776.

La figure 10 illustre un schéma d'implémentation d'un tel filtre selon un 25 mode de réalisation de la présente invention.  Figure 10 illustrates an implementation scheme of such a filter according to an embodiment of the present invention.

Une telle implémentation est basée sur des capacités commutées. On note que ce schéma comprend des capacités à valeurs négatives. Dans une réalisation différentielle, de telles capacités sont connectées sur des signaux complémentaires et ont de ce fait des valeurs physiques positives.  Such an implementation is based on switched capabilities. Note that this scheme includes negative-valued capabilities. In a differential embodiment, such capabilities are connected to complementary signals and therefore have positive physical values.

Tous les éléments de ce schéma d'implémentation d'un filtre selon un mode de réalisation de la présente invention ne sont pas détaillés. Ils découlent de la modélisation représentée en figure 7 et détaillée en référence à la figure 7.  All the elements of this implementation scheme of a filter according to an embodiment of the present invention are not detailed. They derive from the modeling shown in FIG. 7 and detailed with reference to FIG.

Un intégrateur à capacités commutées fonctionne conventionnellement sur une période comprenant deux phases pilotées par un des signaux de commande sans recouvrement (1)1, 02.  A switched capacity integrator operates conventionally over a period comprising two phases driven by one of the uncovered control signals (1) 1, 02.

Une première phase correspond à une moitié de période pendant laquelle le signal 01 est actif et le signal (1)2 n'est pas actif (interrupteurs 1 fermés et interrupteurs 2 ouverts). Puis, une seconde phase correspond à l'autre moitié de période pendant laquelle le signal 02 est actif et le signal 01 n'est pas actif (interrupteurs 1 ouverts et interrupteurs 2 fermés). Selon l'agencement des unités à capacités commutées, des signaux d'entrée chargent des capacités au cours d'une des phases de fonctionnement.  A first phase corresponds to half a period during which the signal 01 is active and the signal (1) 2 is not active (switches 1 closed and switches 2 open). Then, a second phase corresponds to the other half of the period during which the signal 02 is active and the signal 01 is not active (switches 1 open and switches 2 closed). Depending on the arrangement of the switched capacitor units, input signals load capabilities during one of the operation phases.

On note que quatre unités d'interrupteurs 1005 fonctionnent sur des signaux de commande 01', 1)2'. Ces unités sont placées en entrée de chaque étage du filtre sur chaque voie. Elles permettent de prendre en compte un décalage temporel avec les signaux de commande 1)1, 1)2.  It will be noted that four switch units 1005 operate on control signals O1 ', 1) 2'. These units are placed at the input of each stage of the filter on each channel. They make it possible to take into account a time shift with the control signals 1) 1, 1) 2.

Les additionneurs sont implémentés sous la forme d'amplificateurs opérationnels 1001-1004.  The adders are implemented in the form of operational amplifiers 1001-1004.

Ainsi, par exemple, l'additionneur 312 de l'entrée du filtre sur la voie I est implémenté par l'amplificateur opérationnel 1001. Il reçoit le signal d'entrée 301 de la voie I, le signal de la liaison 403 comprenant une capacité 1006, de valeur Ccl vérifiant l'équation: Ccl = Cet*sin(rr/4 6z) ; où Cet est la capacité de l'entrée du filtre sur la voie I et 6z est égal à 2rrfz/fs, où fz est une fréquence correspondant au zéro de la fonction de transfert du filtre passe-haut prototype et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal.  Thus, for example, the adder 312 of the input of the filter on the channel I is implemented by the operational amplifier 1001. It receives the input signal 301 of the channel I, the signal of the link 403 comprising a capacity 1006, of value Ccl satisfying the equation: Ccl = This * sin (rr / 46z); where This is the capacity of the filter input on channel I and 6z is equal to 2rrfz / fs, where fz is a frequency corresponding to the zero of the transfer function of the prototype high-pass filter and fs is the frequency of signal sampling.

L'amplificateur opérationnel 1001 reçoit également le signal via la liaison 305, ainsi que le signal via la liaison 311 qui comprend une capacité Cil vérifiant l'équation suivante: Cil = Cet /G; où G est le gain du premier étage.  The operational amplifier 1001 also receives the signal via the link 305, as well as the signal via the link 311 which comprises a capacitance C11 satisfying the following equation: Cil = Ce / G; where G is the gain of the first stage.

On note également que le coupleur complexe de correction 600, placé entre le premier étage et le second étage, est implémenté via les liaisons 601 et 601' comprenant chacune une unité à capacité commutée 1007 et une unité à capacité commutée 1008. L'unité à capacité commutée 1007 est basée sur une capacité Cx2 de valeur égale à Ci2*d*cos(rr/4 +1-ecor)/G. L'unité à capacité commutée 1008 est basée sur une capacité Cy2 de valeur égale à Ci2*d*sin(rr/4 +/- 8cor)IG. Le signe associé à l'arc 8cor dépend de la position relative de la fréquence du zéro de chacun des deux étages.  It is also noted that the complex correction coupler 600, placed between the first stage and the second stage, is implemented via the links 601 and 601 'each comprising a switched capacitor unit 1007 and a switched capacitor unit 1008. The unit switched capacity 1007 is based on a capacitance Cx2 of value equal to Ci2 * d * cos (rr / 4 + 1-ecor) / G. The switched capacity unit 1008 is based on a capacity Cy2 of value equal to C12 * d * sin (rr / 4 +/- 8cor) IG. The sign associated with the arc 8cor depends on the relative position of the zero frequency of each of the two stages.

Les différentes capacités vérifient les équations suivantes pour la fréquence du zéro du premier étage inférieur à celle du zéro du second étage: Cil=Cel/G Ccl=Celsin(Ir/4 9z) Cdl=Cel(1 cos(Ir/4 9z))/G Cx2=Ci2*dcos(7z/4+9cor)/G Cy2=Ci2*dsin(rz/4+9cor)/G Cb2=Ci2*bcos(ïc/4+9z) Cf2=Ci2*bsin(7 /4+9z) Cc2=Ci2sin(7r/4+9z) Cd2=Ci2(1 cos(iz/4+8z)) pour la fréquence du zéro du premier étage supérieur à celle du zéro 10 du second étage: Cil=Cel/G Ccl=Celsin(z/4+9z) Cdl=Cel(1 cos(rr/4+9z))/G Cx2=Ci2*dcos(z/4 9cor)/G Cy2=Ci2*dsin(g14 9cor)/G Cb2=Ci2*bcos(ï/4 9z) Cf2=Ci2*bsin(7z/4 9z) Cc2=Ci2sin(Tc/4 9z) Cd2=Ci2(1 cos(7z/4 9z)) a + (b + 2)(1 avec cos Oz) Le coefficient d correspond au paramètre -a de la NTF.  The different capacities satisfy the following equations for the zero frequency of the first stage lower than that of the zero of the second stage: Cil = Cel / G Cc1 = Celsin (Ir / 49j) Cd1 = Cel (1 cos (Ir / 49z) ## STR2 ## wherein C12 = C12 * dcos (7z / 4 + 9cor) / G Cy2 = C12 * dsin (rz / 4 + 9cor) / G Cb2 = C12 * bcos (C1 / 4 + 9z) Cf2 = C12 * bsin (7) / 4 + 9z) Cc2 = C12sin (7r / 4 + 9z) Cd2 = C12 (1 cos (iz / 4 + 8z)) for the zero frequency of the first stage higher than the zero of the second stage: Cil = Cel ## STR2 ## Cd1 = Cel (1 cos (rr / 4 + 9z)) / G Cx2 = C12 * dcos (z / 49cor) / G Cy2 = C12 * dsin (g14 9cor) / G Cb2 = C12 * bcos (ï / 49) Cf2 = C12 * bsin (7z / 492) Cc2 = C12sin (Tc / 49) Cd2 = C12 (1 cos (7z / 49z)) a + (b + 2) (1 with cos Oz) The coefficient d corresponds to the -a parameter of the NTF.

Le coefficient b correspond au paramètre b de la NTF.  The coefficient b corresponds to the parameter b of the NTF.

Les sections précédentes ont décrit des modes de réalisations de la présente invention dans le cas où un filtre complexe d'un convertisseur complexe analogique numérique comprend deux étages.  The preceding sections have described embodiments of the present invention in the case where a complex filter of a digital analog complex converter comprises two stages.

La présente invention couvre le cas où le filtre complexe d'un tel convertisseur comprend plus de deux étages.  The present invention covers the case where the complex filter of such a converter comprises more than two stages.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, une correction de dissymétrie telle que décrite dans les sections précédentes est avantageusement déterminée et appliquée à chaque paire d'étages successifs du filtre complexe. Ainsi, on corrige la dissymétrie des fonctions de transfert de chacune des paires d'étages successifs. On considère alors que chaque paire comprend un premier et un second étages et on peut ainsi aisément étendre b sin Oz 9cor = arctg les principes détaillés dans les sections précédentes à chacune des paires d'étages. Une correction peut être appliquée soit en amont soit en aval du premier étage de chaque paire.  In one embodiment of the present invention, an asymmetry correction as described in the preceding sections is advantageously determined and applied to each pair of successive stages of the complex filter. Thus, the asymmetry of the transfer functions of each of the successive pairs of stages is corrected. It is then considered that each pair comprises a first and a second stage and it is thus possible to easily extend the principles detailed in the preceding sections to each of the pairs of stages. A correction may be applied either upstream or downstream of the first stage of each pair.

De préférence, on applique une correction de dissymétrie à chacune des paires d'étages successifs. Toutefois, l'invention permet d'accroître les performances d'un convertisseur même dans le cas où une correction de dissymétrie n'est appliquée qu'à une partie des paires d'étages successifs.  Preferably, an asymmetry correction is applied to each of the successive pairs of stages. However, the invention makes it possible to increase the performance of a converter even in the case where an asymmetry correction is applied to only a part of the successive stage pairs.

Dans le cas où le filtre complexe comprend un nombre impair d'étages, on n'applique pas de correction à l'étage qui ne fait pas partie d'une paire, un tel étage ne présentant pas une fonction de transfert dissymétrique puisqu'il est avantageusement placé sur la fréquence centrale.  In the case where the complex filter comprises an odd number of stages, no correction is applied to the stage which is not part of a pair, such a stage not having an asymmetrical transfer function since is advantageously placed on the central frequency.

Dans un tel cas, on forme les paires d'étages à partir du deuxième étage, le premier étage ne faisant donc pas partie d'une paire.  In such a case, the pairs of stages are formed from the second stage, the first stage therefore not being part of a pair.

La figure 11 est une courbe représentant un spectre de mise en forme du bruit de quantification dans un convertisseur dans lequel aucune correction de dissymétrie selon un mode de réalisation de la présente invention n'est appliquée.  Fig. 11 is a curve showing a quantization noise shaping spectrum in a converter in which no unsymmetrical correction according to an embodiment of the present invention is applied.

On note qu'une première épaule 111 et une seconde épaule 112 de la courbe ne sont pas symétriques.  Note that a first shoulder 111 and a second shoulder 112 of the curve are not symmetrical.

La figure 12 est une courbe représentant un spectre de mise en forme du bruit de quantification dans un convertisseur dans lequel une correction de dissymétrie est appliquée selon un mode de réalisation de la présente invention.  Fig. 12 is a curve showing a quantization noise shaping spectrum in a converter in which an asymmetry correction is applied according to an embodiment of the present invention.

On note qu'une première épaule 121 et une seconde épaule 122 de la 25 courbe sont sensiblement symétriques.  Note that a first shoulder 121 and a second shoulder 122 of the curve are substantially symmetrical.

Les courbes sont obtenues par simulation réalisée sous scilab de INRIA. Les FFT de 104000 points sont lissées par des fenêtres de 4 termes Blackman-Harris -92dB, ayant 1000 points chacune et entrelacées à 50%. La bande bruit équivalente vaut 26.3kHz.  The curves are obtained by simulation performed under scilab of INRIA. The 104000-point FFTs are smoothed by Blackman-Harris -92dB 4-word windows, each with 1000 points and 50% interlaced. The equivalent noise band is 26.3kHz.

Un mode de réalisation de la présente invention permet donc d'accroître les performances d'un convertisseur analogique-numérique complexe basé sur un filtre complexe d'ordre supérieur ou égal à deux.  An embodiment of the present invention thus makes it possible to increase the performance of a complex analog-digital converter based on a complex filter of order greater than or equal to two.

Claims (16)

REVENDICATIONS 1. Procédé de conversion analogique numérique utilisant un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée (301,301') et une sortie (303,303') associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe, ledit convertisseur comprenant un filtre complexe ayant au moins une paire d'étages avec un premier étage et un second étage, comprenant chacun une entrée (301, 301', 320, 320') et une sortie (308, 308', 309, 309') respectives sur chacune des voies I et Q, une liaison directe respective reliant la sortie du premier étage à l'entrée respective du second étage sur la voie I, respectivement sur la voie Q; chacune des sorties du convertisseur étant couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction (a) via une première boucle de réaction (305,305'), et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction (b) via une seconde boucle de réaction (304,304'); suivant lequel on effectue une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur en couplant les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier étage du filtre complexe.  A digital analog conversion method using an analog-to-digital converter having two I and Q quadrature channels each comprising an associated input (301,301 ') and an output (303,303') for converting a complex analog input signal into a signal complex digital output signal, said converter comprising a complex filter having at least one pair of stages with a first stage and a second stage, each having an input (301, 301 ', 320, 320') and an output (308, 308 ', 309, 309') respectively on each of the I and Q channels, a respective direct link connecting the output of the first stage to the respective input of the second stage on the I channel, respectively on the Q channel; each of the outputs of the converter being coupled, on the one hand, to the respective input of the assigned first stage of a first reaction coefficient (a) via a first feedback loop (305,305 '), and on the other hand to the respective input of the second stage affected by a second reaction coefficient (b) via a second feedback loop (304,304 '); in which an asymmetry correction of the transfer function of the converter is performed by coupling the I and Q channels upstream or downstream of said first stage of the complex filter. 2. Procédé selon la revendication 1, suivant lequel la correction est effectuée en couplant les voies I et Q en aval du premier étage du filtre complexe; ledit procédé comprenant les étapes suivantes: coupler la sortie (308') de la voie Q du premier étage à la sortie (308) de la voie I du premier étage via une liaison de couplage (601) affectée d'un premier coefficient de correction; coupler la sortie (308) de la voie I du premier étage à la sortie (308') de la voie Q du premier étage via une liaison de couplage (601') affectée d'un second coefficient de correction; affecter un troisième coefficient de correction aux liaisons directes 2878667 26 respectives des voies I et Q entre le premier et le second étage.  2. The method of claim 1, wherein the correction is performed by coupling the I and Q channels downstream of the first stage of the complex filter; said method comprising the steps of: coupling the output (308 ') of the Q channel of the first stage to the output (308) of the I channel of the first stage via a coupling link (601) assigned a first correction coefficient ; coupling the output (308) of the I channel of the first stage to the output (308 ') of the Q channel of the first stage via a coupling link (601') assigned a second correction coefficient; assign a third correction coefficient to the respective direct links 2878667 of the I and Q channels between the first and second stages. 3. Procédé selon la revendication 2, suivant lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à sin Ac; suivant lequel le second coefficient de correction a une valeur égale à sin 8c; et suivant lequel le troisième coefficient de correction a une valeur égale à cos ê; où Oc vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg b sin Oz + Oz pour fzl < fz2 a + (b + 2)(1 cos 9z) arctg b sin 6z Oz pour fzl > fz2 a+(b+2)(1 cosûz) pour 8z égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  3. Method according to claim 2, wherein the first correction coefficient has a value equal to sin Ac; wherein the second correction coefficient has a value equal to sin 8c; and wherein the third correction coefficient has a value equal to cos ê; where Oc substantially satisfies one of the following equations: = arctg b sin Oz + Oz for fzl <fz2 a + (b + 2) (1 cos 9z) arctg b sin 6z Oz for fzl> fz2 a + (b + 2) ( 1 cosz) for 8z equal to 2rrfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl corresponds to the zero frequency of the first floor and fz2 is the zero frequency of the second floor. 4. Procédé selon la revendication 1, suivant lequel la correction est effectuée en couplant les voies I et Q en amont du premier étage du filtre complexe; ledit procédé comprenant les étapes suivantes: coupler la sortie (303) de la voie I du convertisseur, d'une part, en entrée du premier étage de la voie I, via la première boucle de réaction (305) affectée d'un premier coefficient de correction, et, d'autre part, en entrée (301') du premier étage de la voie Q via une liaison de couplage (801') affectée d'un deuxième coefficient de correction; coupler la sortie (303') de la voie Q du convertisseur, d'une part, en entrée du premier étage de la voie Q via la première boucle de réaction (305') affectée d'un troisième coefficient de correction et, d'autre part, en entrée (301) du premier étage de la voie I via une liaison de couplage (801) affectée d'un quatrième coefficient de correction.  4. The method of claim 1, wherein the correction is performed by coupling the I and Q channels upstream of the first stage of the complex filter; said method comprising the following steps: coupling the output (303) of the channel I of the converter, on the one hand, at the input of the first stage of the channel I, via the first feedback loop (305) assigned a first coefficient correction, and, secondly, at the input (301 ') of the first stage of the channel Q via a coupling link (801') assigned a second correction coefficient; coupling the output (303 ') of the Q channel of the converter, on the one hand, at the input of the first stage of the channel Q via the first feedback loop (305') assigned a third correction coefficient and, d ' on the other hand, at the input (301) of the first stage of the channel I via a coupling link (801) assigned a fourth correction coefficient. 5. Procédé selon la revendication 4, suivant lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à a*cosec; suivant lequel le deuxième coefficient de correction a une valeur égale à a*sinOc; suivant lequel le troisième coefficient de correction a une valeur égale à a*cosec; et suivant lequel le quatrième coefficient de correction a une valeur égale à a''sinOc, où 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: 0, = arctg b sin Oz + Oz pour fzl < fz2 a + (b + 2)(1 cos Oz) 0, = arctg b sin 8z Oz pour fzl > fz2 a+ (b + 2)(1 cos 8z) pour 6z égal à 2TrfzIfs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  5. The method of claim 4, wherein the first correction coefficient has a value equal to a * cosec; wherein the second correction coefficient has a value equal to a * sinOc; wherein the third correction coefficient has a value equal to a * cosec; and wherein the fourth correction coefficient has a value equal to a''sinOc, where 8c substantially satisfies one of the following equations: 0, = arctg b sin Oz + Oz for fzl <fz2 a + (b + 2) ( 1 cos Oz) 0, = arctg b sin 8z Oz for fzl> fz2 a + (b + 2) (1 cos 8z) for 6z equal to 2TrfzIfs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl is the zero frequency of the first stage and fz2 is the zero frequency of the second stage. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, suivant lequel le filtre complexe comprend un nombre d'étages supérieur à deux formant successivement une ou plusieurs paires d'étages, chacune comprenant un premier étage et un second étage successifs, pour chacune desdites paires d'étages, chaque sortie (303, 303') du convertisseur étant couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction, et d'autre part, sur l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction; chacune desdites paires ayant une fonction de transfert présentant une dissymétrie; et suivant lequel une correction de dissymétrie de la ou des fonctions de transfert correspondant à chaque à paire d'étages du filtre complexe, est effectuée en amont du premier étage selon la revendication 2 ou 3 ou en aval du premier étage selon la revendication 4 ou 5.  6. Method according to any one of the preceding claims, wherein the complex filter comprises a number of stages greater than two successively forming one or more pairs of stages, each comprising a first stage and a second successive stage, for each of said pairs of stages, each output (303, 303 ') of the converter being coupled, on the one hand, to the respective input of the first stage affected by a first reaction coefficient, and, on the other hand, to the input respective second stage affected by a second reaction coefficient; each of said pairs having a transfer function having asymmetry; and wherein an asymmetry correction of the one or more transfer functions corresponding to each pair of stages of the complex filter, is performed upstream of the first stage according to claim 2 or 3 or downstream of the first stage according to claim 4 or 5. 7. Procédé selon la revendication 6, suivant lequel le nombre d'étages du filtre complexe est un nombre impair supérieur ou égal à trois; et suivant lequel on effectue la correction de dissymétrie sur la ou les paires d'étages qui suivent le premier étage.  7. The method of claim 6, wherein the number of stages of the complex filter is an odd number greater than or equal to three; and wherein the asymmetry correction is performed on the one or more pairs of stages following the first stage. 8. Convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée (301,301') et une sortie associées (303, 303'), pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe, ledit convertisseur comprenant un filtre complexe (105) ayant au moins un premier étage et un second étage, comprenant chacun une entrée (301, 301', 320, 320') et une sortie (308, 308', 309, 309') respectives sur chacune des voies I et Q; chacune des sorties du convertisseur étant couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction (a) via une première boucle de réaction (305,305'), et d'autre part, sur l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction (b) via une seconde boucle de réaction (304, 304') ; ledit convertisseur analogique numérique comprenant un coupleur complexe adapté pour coupler les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier étage du filtre complexe et appliquer ainsi une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur.  An analog-to-digital converter having two I and Q quadrature channels each having an associated input (301, 301 ') and an output (303, 303') for converting a complex analog input signal to a complex digital output signal. said converter comprising a complex filter (105) having at least a first stage and a second stage, each comprising an input (301, 301 ', 320, 320') and an output (308, 308 ', 309, 309') respectively on each of the I and Q channels; each of the outputs of the converter being coupled, on the one hand, to the respective input of the first stage affected by a first reaction coefficient (a) via a first feedback loop (305, 305 '), and on the other hand, the respective input of the second stage affected by a second reaction coefficient (b) via a second feedback loop (304, 304 '); said digital analog converter comprising a complex coupler adapted to couple the I and Q channels upstream or downstream of said first stage of the complex filter and thus to apply an asymmetry correction of the transfer function of the converter. 9. Convertisseur selon la revendication 8, dans lequel le coupleur complexe est placé en aval du premier étage du filtre complexe et comprend: une première liaison de couplage (601) reliant la sortie (308') du premier étage de la voie Q sur la sortie (308) du premier étage de la voie I, ladite première liaison de couplage étant affectée d'un premier coefficient de correction; une seconde liaison de couplage (601') reliant la sortie du premier étage de la voie I sur la sortie (308') du premier étage de la voie Q, ladite seconde liaison de couplage étant affectée d'un second coefficient de correction.  The converter according to claim 8, wherein the complex coupler is located downstream of the first stage of the complex filter and comprises: a first coupling link (601) connecting the output (308 ') of the first stage of the channel Q to the output (308) of the first stage of channel I, said first coupling link being assigned a first correction coefficient; a second coupling link (601 ') connecting the output of the first stage of the channel I to the output (308') of the first stage of the channel Q, said second coupling link being assigned a second correction coefficient. 10. Convertisseur selon la revendication 9, dans lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à sin Ac; et dans lequel le second coefficient de correction a une valeur égale à sin 8c; les sorties (308, 308') du premier étage des voies I et Q étant chacune affectée d'un coefficient de valeur cos 8c; où Oc vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg b sin Bz + Oz pour fzl < fz2 a+ (b+2)(1 cosez) = arctg b sin 8z Oz pour fzl > fz2 a+(b+2)(1 cosOz) pour 8z égal à 2rrfzlfs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fz1 correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  The converter of claim 9, wherein the first correction coefficient has a value equal to sin Ac; and wherein the second correction coefficient has a value equal to sin 8c; the outputs (308, 308 ') of the first stage of the I and Q channels each being assigned a value coefficient cos 8c; where Oc substantially satisfies one of the following equations: = arctg b sin Bz + Oz for fzl <fz2 a + (b + 2) (1 cose) = arctg b sin 8z Oz for fzl> fz2 a + (b + 2) (1 cosOz) for 8z equal to 2rrfzlfs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fz1 corresponds to the zero frequency of the first stage and fz2 corresponds to the zero frequency of the second floor. 11. Convertisseur selon la revendication 9, comprenant en outre dans le premier étage: sur la voie I, une liaison de retour interne (311) depuis la sortie (308) du premier étage de la voie 1, ladite liaison comprenant un retard substantiel (306) et étant affectée d'un coefficient de valeur cos Al; sur la voie Q, une liaison de retour interne (311') depuis la sortie (308') du premier étage de la voie Q, ladite liaison comprenant un retard substantiel (306') et étant affectée d'un coefficient de valeur cos 91; sur la voie I, un additionneur (312) recevant: - l'entrée de la voie I du filtre (301) ; la première boucle de réaction (305) de la voie 1, affectée du premier coefficient de réaction; ladite liaison de retour interne de la voie I (311) ; et une liaison de retour (403) depuis ladite liaison de retour interne (311') de la voie Q, affectée d'un coefficient de valeur -sin e1; - sur la voie Q, un additionneur (312') recevant: l'entrée de la voie Q du filtre (301') ; la première boucle de réaction (305') de la voie Q, affectée du premier coefficient de réaction; ladite liaison de retour interne de la voie Q (311') ; et une liaison de retour (403') depuis ladite liaison de retour interne (311) de la voie I, affectée d'un coefficient de valeur sin 01; où 01 est égal à 2nf1/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal; dans le second étage: sur la voie I, un additionneur ou plusieurs additionneurs (313, 701) recevant: - l'entrée (320) de la voie I du second étage; la seconde boucle de réaction (304) de la voie I affectée d'un coefficient de valeur b*cos 02; où b est le second coefficient de réaction; une liaison de retour (503) depuis la boucle de réaction de la voie Q affectée d'un coefficient de valeur égale à b*sin 02; une liaison de retour interne (310) depuis la sortie (309) de la voie du second étage affectée d'un coefficient de valeur cos 02; une liaison de retour (505) depuis la sortie (309') de la voie Q du second étage affectée d'un coefficient de valeur -sin 02; sur la voie Q, un additionneur ou plusieurs additionneurs (313', 701') recevant: l'entrée (320') de la voie Q du second étage; la seconde boucle de réaction (304') de la voie Q affectée d'un coefficient de valeur b*cos 02; où b est le second coefficient de réaction; 25 30 2878667 31 une liaison de retour (503') depuis la boucle de réaction de la voie affectée d'un coefficient de valeur égale à b*sin 82; une liaison de retour interne (310') depuis la sortie (309') de la voie Q du second étage affectée d'un coefficient de valeur cos 82 une liaison de retour (505') depuis la sortie (309) de la voie I du second étage affectée d'un coefficient de valeur sin 82; où 82 est égal à 2Trfzlfs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du 10 signal; ledit convertisseur comprenant entre le premier étage et le second étage, le coupleur complexe (600) ayant le premier coefficient de correction de valeur égale à sin 83 et le second coefficient de correction de valeur égale à sin 83; les sorties (308, 308') du premier étage des voies I et Q étant chacune affectée d'un coefficient de valeur cos 83; où 83 vérifie sensiblement l'équation suivante: 83=e2 8c; où 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg b sin Oz + Oz pour fzl < fz2 a + (b + 2) (1 cos 8z) 8,= arctg b sin Oz 8z pour fzl > fz2 a+ (b + 2)(1 cos 8z) pour 8z égal à 2Trfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  The converter according to claim 9, further comprising in the first stage: on the channel I, an internal return link (311) from the output (308) of the first stage of the channel 1, said link comprising a substantial delay ( 306) and being assigned a coefficient of cos cos Al; on channel Q, an internal return link (311 ') from the output (308') of the first stage of channel Q, said link comprising a substantial delay (306 ') and being assigned a value coefficient cos 91 ; in lane I, an adder (312) receiving: the input of channel I of the filter (301); the first reaction loop (305) of channel 1, assigned the first reaction coefficient; said internal return link of channel I (311); and a return link (403) from said internal return link (311 ') of the Q path, assigned a value coefficient -sin e1; on the Q channel, an adder (312 ') receiving: the input of the Q channel of the filter (301'); the first feedback loop (305 ') of the Q channel, assigned the first reaction coefficient; said internal return link of the Q-channel (311 '); and a return link (403 ') from said internal return link (311) of the I channel, assigned a value coefficient sin 01; where 01 is 2nf1 / fs, where fz is a frequency corresponding to a zero of the filter transfer function and fs is the sampling frequency of the signal; in the second stage: on the channel I, an adder or several adders (313, 701) receiving: the input (320) of the channel I of the second stage; the second feedback loop (304) of channel I assigned a coefficient of value b * cos 02; where b is the second reaction coefficient; a return link (503) from the feedback loop of channel Q assigned a coefficient of value equal to b * sin 02; an internal return link (310) from the output (309) of the channel of the second stage assigned a coefficient of cos value 02; a return link (505) from the output (309 ') of the Q channel of the second stage affected by a value coefficient -sin 02; on the Q-way, an adder or several adders (313 ', 701') receiving: the input (320 ') of the Q channel of the second stage; the second feedback loop (304 ') of the channel Q assigned a coefficient of value b * cos 02; where b is the second reaction coefficient; A return link (503 ') from the feedback loop of the assigned channel with a coefficient of value equal to b * sin 82; an internal return link (310 ') from the output (309') of the Q channel of the second stage assigned a value coefficient cos 82 a return link (505 ') from the output (309) of the channel I the second stage having a value coefficient sin 82; where 82 is 2Trfzlfs, where fz is a frequency corresponding to a zero of the filter transfer function and fs is the sampling frequency of the signal; said converter comprising between the first stage and the second stage, the complex coupler (600) having the first value correction coefficient equal to sin 83 and the second value correction coefficient equal to sin 83; the outputs (308, 308 ') of the first stage of the I and Q channels each being assigned a coefficient of cos value 83; where 83 substantially satisfies the following equation: 83 = e2 8c; where 8c substantially satisfies one of the following equations: = arctg b sin Oz + Oz for fzl <fz2 a + (b + 2) (1 cos 8z) 8, = arctg b sin Oz 8z for fzl> fz2 a + (b + 2) (1 cos 8z) for 8z equal to 2Trfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl corresponds to the frequency the zero of the first stage and fz2 corresponds to the zero frequency of the second stage. 12. Convertisseur selon la revendication 8, dans lequel le coupleur complexe est placé en amont du premier étage et comprend: une boucle de retour (801) reliant la sortie (303') de la voie Q du convertisseur à l'entrée (301) du premier étage de la voie I affectée 30 d'un premier coefficient de correction; une boucle de retour (801') reliant la sortie (303) du second étage de 2878667 32 la voie I à l'entrée (301') du premier étage de la voie Q affectée d'un deuxième coefficient de correction; et dans lequel la première boucle de réaction (305) sur la voie I est affectée d'un troisième coefficient de correction et sur la voie Q est affectée d'un quatrième coefficient de correction.  The converter according to claim 8, wherein the complex coupler is located upstream of the first stage and comprises: a feedback loop (801) connecting the output (303 ') of the Q channel of the converter to the input (301) the first stage of channel I assigned a first correction coefficient; a feedback loop (801 ') connecting the output (303) of the second stage of the channel I to the input (301') of the first stage of the channel Q assigned a second correction coefficient; and wherein the first feedback loop (305) on the I channel is assigned a third correction coefficient and on the Q channel is assigned a fourth correction coefficient. 13. Convertisseur selon la revendication 12, dans lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à a*sinOc; dans lequel le deuxième coefficient de correction a une valeur égale à a*sin Oc; dans lequel le troisième et le quatrième coefficients de correction ont une valeur égale à a*cos 6c; où 6c vérifie sensiblement l'équation suivante: 0, = arctg b sin 6z + Oz pour fzl < fz2 a + (b + 2)(1 cos 0z) e = arctg b sin Bz Oz pour fzl > fz2 a + (b + 2)(1 cos Oz) pour Oz égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  The converter of claim 12, wherein the first correction coefficient has a value equal to a * sinOc; wherein the second correction coefficient has a value equal to a * sin Oc; wherein the third and fourth correction coefficients have a value equal to a * cos 6c; where 6c substantially satisfies the following equation: 0, = arctg b sin 6z + Oz for fzl <fz2 a + (b + 2) (1 cos 0z) e = arctg b sin Bz Oz for fzl> fz2 a + (b + 2) (1 cos Oz) for Oz equal to 2rrfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl corresponds to the frequency the zero of the first stage and fz2 corresponds to the zero frequency of the second stage. 14. Convertisseur selon la revendication 12, dans lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à tan Ac; dans lequel le deuxième coefficient de correction a une valeur égale à tan 6c; dans lequel le troisième et le quatrième coefficients de correction ont une valeur égale à -1; où 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg brin 9z + Oz pour fzl < fz2 a + (b + 2)(1 cos 0z) 0, = arctg b sin Bz Oz pour fzl > fz2 a + (b + 2)(1 cos 8z) pour 8z égal à 2-rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage.  The converter of claim 12, wherein the first correction coefficient has a value equal to tan Ac; wherein the second correction coefficient has a value equal to tan 6c; wherein the third and fourth correction coefficients have a value equal to -1; where 8c substantially satisfies one of the following equations: = arctg strand 9z + Oz for fzl <fz2 a + (b + 2) (1 cos 0z) 0, = arctg b sin Bz Oz for fzl> fz2 a + (b + 2) (1 cos 8z) for 8z equal to 2-rrfz / fs, where fz is the frequency corresponding to the zero of a transfer function of the filter, fs is the sampling frequency of the input signal, fzl corresponds to the zero frequency of the first stage and fz2 corresponds to the zero frequency of the second stage. 15. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 8 à 14, le filtre complexe comprenant un nombre d'étages supérieur à deux et un coupleur respectif par paire d'étages, chaque paire comprenant un premier et un second étages successifs; dans lequel chacun desdits coupleurs est placé en amont ou en aval desdits premiers étages respectifs et est affecté d'un coefficient de correction.  15. Converter according to any one of claims 8 to 14, the complex filter comprising a number of stages greater than two and a respective coupler pair of stages, each pair comprising a first and a second successive stages; wherein each of said couplers is placed upstream or downstream of said respective first stages and is assigned a correction coefficient. 16. Convertisseur selon la revendication 15, dans lequel le nombre d'étages du filtre complexe est un nombre impair; et dans lequel les coupleurs sont uniquement associés aux paires d'étages qui suivent le premier étage.  16. The converter of claim 15, wherein the number of stages of the complex filter is an odd number; and wherein the couplers are only associated with the pairs of stages that follow the first stage.