FR2872649A1 - METHOD AND DEVICE FOR MIXING DIGITAL RADIO SIGNALS - Google Patents

Abstract

On produit un signal numérique de sortie de fréquence centrale (f- fo) d'amplitude maximale Smax par mélange d'un signal numérique d'entrée de fréquence centrale (f), comprenant une composante réelle et une composante imaginaire d'entrée, à un signal numérique de mélange de fréquence centrale (fo), comprenant une composante réelle et une composante imaginaire de mélange fournissant chacune huit valeurs d'amplitude par période dudit signal de mélange.Les composantes de mélange sont décomposables en une pluralité d'impulsions (52,53,54) dont les valeurs d'amplitude sont déterminées à partir de deux nombres entiers sélectionnés parmi des valeurs entières qui vérifient, à une erreur prédéfinie près, une équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 dudit signal de mélange et qui minimisent l'amplitude maximale Smax du signal de sortie.A digital output signal of central frequency (f- fo) of maximum amplitude Smax is produced by mixing a digital input signal of central frequency (f), comprising a real component and an imaginary input component, at a center frequency digital mixing signal (fo), comprising a real component and an imaginary mixing component each providing eight amplitude values per period of said mixing signal. The mixing components are decomposable into a plurality of pulses (52 , 53,54), the amplitude values of which are determined from two integers selected from integer values which satisfy, except for a predefined error, an equation for canceling the third harmonic component of said signal of mixing and which minimize the maximum amplitude Smax of the output signal.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE MELANGE DE SIGNAUX RADIOMETHOD AND DEVICE FOR MIXING RADIO SIGNALS

NUMERIQUESDIGITAL

La présente invention concerne le traitement d'un signal radio et plus particulièrement un mélangeur de fréquence pour le traitement d'un signal radio ayant deux composantes en quadrature.  The present invention relates to the processing of a radio signal and more particularly to a frequency mixer for the processing of a radio signal having two quadrature components.

Les mélangeurs de fréquence sont fréquemment utilisés dans les récepteurs de signaux radio, notamment. En effet, classiquement, dans les récepteurs de radio, on reçoit des signaux radio centrés sur une fréquence de transmission, notée fT, et on les transpose autour d'une fréquence intermédiaire, notée f, plus basse que la fréquence de transmission, avant de traiter ces signaux. A cet effet, on utilise un mélangeur de fréquence utilisant une fréquence de transposition fournie par un oscillateur local, notée fo. Ces fréquences vérifient classiquement l'équation suivante: fT=f+fo.  Frequency mixers are frequently used in radio signal receivers, among others. Indeed, conventionally, in the radio receivers, radio signals centered on a transmission frequency, denoted fT, are received and transposed around an intermediate frequency, denoted by f, lower than the transmission frequency, before process these signals. For this purpose, a frequency mixer is used using a transposition frequency provided by a local oscillator, denoted fo. These frequencies conventionally verify the following equation: fT = f + fo.

On note qu'un récepteur peut recevoir deux fréquences symétriques l'une de l'autre par rapport à la fréquence d'oscillation de l'oscillateur local.  Note that a receiver can receive two frequencies symmetrical to each other with respect to the oscillation frequency of the local oscillator.

Ainsi, le récepteur peut recevoir la fréquence fT = f, + fo et la fréquence fT = f, - fo. Or, un tel signal radio possède a priori des composantes à la fréquence fi+fo ainsi que des composantes à la fréquence image f, - fo. Par conséquent, la réception du signal radio à la fréquence de transmission peut être perturbée par la réception du signal radio à la fréquence image fi - fo. Afin d'éviter de telles perturbations lors de l'extraction du signal à la fréquence désirée de transmission, généralement de tels mélangeurs de fréquence sont des mélangeurs à réjection de fréquence image qui permettent de filtrer la fréquence image non désirée.  Thus, the receiver can receive the frequency fT = f, + fo and the frequency fT = f, - fo. However, such a radio signal has a priori components at the frequency fi + fo as well as components at the frame rate f, - fo. Therefore, the reception of the radio signal at the transmission frequency can be disturbed by the reception of the radio signal at the fi-fo frame rate. In order to avoid such disturbances during the extraction of the signal at the desired frequency of transmission, generally such frequency mixers are image frequency rejection mixers which make it possible to filter out the unwanted frame rate.

Un tel mélangeur comprend généralement une entrée pour recevoir le signal à mélanger ainsi qu'un générateur de signal pour générer un signal de mélange. Il comprend également un ou plusieurs multiplieurs afin de réaliser des transpositions de fréquence.  Such a mixer generally comprises an input for receiving the signal to be mixed as well as a signal generator for generating a mixing signal. It also includes one or more multipliers for performing frequency transpositions.

Le signal obtenu en sortie du mélangeur est un signal de fréquence intermédiaire. Il peut ensuite être traité.  The signal obtained at the output of the mixer is an intermediate frequency signal. It can then be treated.

De tels mélangeurs peuvent mélanger des signaux analogiques ou des signaux numériques. Un mélangeur de signaux numériques comprend en général un générateur de signal numérique de mélange. Ce dernier peut fournir un signal numérique obtenu par échantillonnage d'un signal analogique de mélange. L'amplitude maximale du signal en sortie d'un tel mélangeur est fonction de l'amplitude maximale du signal numérique d'entrée à mélanger et de l'amplitude maximale du signal numérique de mélange. Par conséquent, le nombre de bits utilisés pour le codage binaire du signal de sortie, c'est-à-dire le format binaire de sortie du mélangeur, est fonction du format binaire du signal numérique de mélange fourni par le générateur ainsi que du format binaire du signal numérique d'entrée à mélanger.  Such mixers can mix analog signals or digital signals. A digital signal mixer generally comprises a digital mixing signal generator. The latter can provide a digital signal obtained by sampling an analog mixing signal. The maximum amplitude of the output signal of such a mixer is a function of the maximum amplitude of the input digital signal to be mixed and the maximum amplitude of the digital mixing signal. Therefore, the number of bits used for the binary coding of the output signal, i.e., the output binary format of the mixer, is a function of the binary format of the mix digital signal provided by the generator as well as the format binary input digital signal to mix.

Un inconvénient de tels systèmes est le format binaire de sortie du mélangeur. En effet, plus le format binaire est grand, plus le traitement du signal obtenu en sortie du mélangeur est complexe, et donc coûteux en temps de calcul. II en résulte notamment une consommation d'énergie importante qui peut poser des problèmes notamment dans des systèmes embarqués pour lesquels on cherche à réduire cette consommation.  A disadvantage of such systems is the output binary format of the mixer. Indeed, the larger the binary format, the more the signal processing obtained at the output of the mixer is complex, and therefore expensive in computing time. This results in particular a significant energy consumption which can cause problems especially in embedded systems for which we seek to reduce this consumption.

Un autre inconvénient de ces mélangeurs est que les composantes 20 harmoniques des signaux de mélange utilisés dans de tels systèmes peuvent perturber sensiblement le signal mélangé.  Another disadvantage of these mixers is that the harmonic components of the mixing signals used in such systems can substantially disturb the mixed signal.

La présente invention vise à pallier ces inconvénients.  The present invention aims to overcome these disadvantages.

A cet effet, l'invention propose un mélangeur de signaux radio numériques pour produire un signal numérique de sortie de fréquence centrale (f- fo) par mélange d'un signal numérique d'entrée de fréquence centrale f, comprenant une composante réelle et une composante imaginaire d'entrée, à un signal numérique de mélange de fréquence centrale fo, comprenant une composante réelle et une composante imaginaire de mélange fournissant chacune huit valeurs d'amplitude par période dudit signal de mélange.  For this purpose, the invention proposes a digital radio signal mixer for producing a central frequency output digital signal (f-fo) by mixing a central frequency input digital signal f, comprising a real component and a imaginary input component, to a central frequency mixing signal fo, comprising a real component and an imaginary mixing component each providing eight amplitude values per period of said mixing signal.

Le signal numérique de sortie d'amplitude maximale Smax, comprend une composante réelle et une composante imaginaire de sortie.  The maximum amplitude output digital signal Smax comprises a real component and an imaginary output component.

Le mélangeur comprend: - des moyens agencés pour fournir un premier signal intermédiaire par mélange de ladite composante réelle d'entrée à ladite composante réelle de mélange; des moyens agencés pour fournir un second signal intermédiaire par mélange de ladite composante imaginaire d'entrée à ladite composante 5 imaginaire de mélange; - des moyens agencés pour fournir un troisième signal intermédiaire par mélange de ladite composante imaginaire d'entrée à ladite composante réelle de mélange; - des moyens agencés pour fournir un quatrième signal intermédiaire 10 par mélange de ladite composante réelle d'entrée à ladite composante imaginaire de mélange; - des moyens agencés pour fournir ladite composante réelle du signal de sortie en ajoutant lesdits premier et second signaux intermédiaires; - des moyens agencés pour fournir ladite composante imaginaire du signal de sortie en ajoutant lesdits troisième et quatrième signaux intermédiaires.  The mixer comprises: means arranged to supply a first intermediate signal by mixing said input real component with said actual mixing component; means arranged to provide a second intermediate signal by mixing said input imaginary component with said imaginary mixing component; means arranged to supply a third intermediate signal by mixing said imaginary input component with said actual mixing component; means arranged to supply a fourth intermediate signal by mixing said input real component with said imaginary mixing component; means arranged to supply said real component of the output signal by adding said first and second intermediate signals; means arranged to supply said imaginary component of the output signal by adding said third and fourth intermediate signals.

Le mélangeur est caractérisé en ce que chacune des composantes de mélange est décomposable en une pluralité d'impulsions dont les valeurs d'amplitude sont déterminées à partir de deux nombres entiers sélectionnés parmi des valeurs entières qui vérifient d'une part, à une erreur prédéfinie près, une équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 dudit signal de mélange et qui d'autre part minimisent ladite amplitude maximale Smax du signal de sortie.  The mixer is characterized in that each of the mixing components is decomposable into a plurality of pulses whose amplitude values are determined from two integers selected from integer values which satisfy, on the one hand, a predefined error near, a cancellation equation of the harmonic component of rank 3 of said mixing signal and which on the other hand minimizes said maximum amplitude Smax of the output signal.

La présente invention vise donc à déterminer l'amplitude du signal analogique de mélange en quadrature de telle sorte qu'elle permette de réduire l'amplitude maximale du signal numérique en sortie du générateur. Par conséquent, le format du codage binaire de l'amplitude du signal numérique en sortie du mélangeur peut être réduit et de ce fait le traitement de ce signal mélangé peut être simplifié. Une telle amplitude du signal analogique de mélange est ainsi déterminée tout en réduisant sensiblement les harmoniques du signal numérique de mélange. Les harmoniques de rang supérieur étant d'amplitude inférieure aux harmoniques de rang inférieur, un mode de réalisation de l'invention vise à sensiblement annuler l'harmonique de rang 3.  The present invention therefore aims at determining the amplitude of the analog quadrature mixing signal so that it makes it possible to reduce the maximum amplitude of the digital signal at the output of the generator. Therefore, the format of the binary coding of the amplitude of the digital signal at the output of the mixer can be reduced and thus the processing of this mixed signal can be simplified. Such an amplitude of the analog mixing signal is thus determined while substantially reducing the harmonics of the digital mixing signal. Since the higher order harmonics are of lower amplitude than the lower order harmonics, an embodiment of the invention aims to substantially cancel the rank 3 harmonic.

2872649 @ Dans un mode de réalisation de la présente invention, l'une des composantes du signal de mélange est décomposée en trois impulsions périodiques respectivement déterminées sur une même période par: - une première impulsion d'amplitude de valeur (X-Y) durant 2*rr/4, puis de valeur 0 durant 6*rr/4; - une deuxième impulsion d'amplitude de valeur 0 durant 4*rr/4 puis de valeur -(X-Y) durant 2*rr/4 puis de valeur 0 durant 2*rr/4; et - une troisième impulsion d'amplitude de valeur Y durant 3*rr/4 puis de valeur -Y durant 4*rr/4, puis de valeur Y durant rr/4, où X et Y sont des nombres entiers non nuls.  In one embodiment of the present invention, one of the components of the mixing signal is decomposed into three periodic pulses respectively determined over the same period by: a first amplitude amplitude pulse (XY) during 2 * rr / 4, then of value 0 during 6 * rr / 4; a second amplitude pulse of value 0 during 4 * rr / 4 then of value - (X-Y) during 2 * rr / 4 then of value 0 during 2 * rr / 4; and a third pulse of amplitude of value Y during 3 * rr / 4 then of value -Y during 4 * rr / 4, then of value Y during rr / 4, where X and Y are non-zero integers.

L'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 peut alors être la suivante: X/Y = 1±e; où X est égal à la valeur d'amplitude maximale des composantes du signal de mélange.  The cancellation equation of the harmonic component of rank 3 can then be the following: X / Y = 1 ± e; where X is equal to the maximum amplitude value of the components of the mixing signal.

Les deux nombres entiers X et Y peuvent être respectivement 169 et 70; et l'amplitude maximale du signal numérique de sortie peut alors être égal à Emax * (169+70), où Emax est l'amplitude maximale du signal d'entrée.  The two integers X and Y can be respectively 169 and 70; and the maximum amplitude of the digital output signal can then be equal to Emax * (169 + 70), where Emax is the maximum amplitude of the input signal.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, les amplitudes des composantes réelle et imaginaire du signal numérique de mélange sont déterminées à partir d'un calcul d'échantillonnage d'un signal analogique à des instants t correspondant respectivement à 0, rr/4, rr/2, 31x14, rr, 5rr/4, 3rr/2, 7rr/4 pour réduire le nombre de calculs.  In another embodiment of the present invention, the amplitudes of the real and imaginary components of the digital mixing signal are determined from a sampling calculation of an analog signal at times t respectively corresponding to 0, rr / 4, rr / 2, 31x14, rr, 5rr / 4, 3rr / 2, 7rr / 4 to reduce the number of calculations.

Dans ce cas, l'une des composantes numériques de mélange peut 25 être décomposée en quatre impulsions périodiques respectivement déterminées sur une même période par: - une première impulsion d'amplitude de valeur M durant 3*rr/4, et de valeur 0 durant 5*rr/4; - une deuxième impulsion d'amplitude de valeur 0 durant 4*rr/4 puis de valeur M durant 3*rr/4 puis de valeur 0 durant rr/4; - une troisième impulsion d'amplitude de valeur 0 durant rr/4, puis de valeur N durant rr/4 puis de valeur 0 durant 6*rr/4; et - une quatrième impulsion d'amplitude de valeur 0 durant 5* rr/4, puis de valeur N durant rr/4, puis de valeur 0 sur 2* rr/4, où M et N sont des nombres entiers non nuls, et l'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 peut être la suivante: MIN=(1+'h); la somme des entiers M et N peut alors correspondre alors à la valeur d'amplitude maximale des composantes du signal de mélange.  In this case, one of the digital mixing components can be broken down into four periodic pulses respectively determined over the same period by: a first pulse of amplitude of value M during 3 * rr / 4, and of value 0 during 5 * rr / 4; a second amplitude pulse of value 0 during 4 * rr / 4 then of value M during 3 * rr / 4 then of value 0 during rr / 4; a third amplitude pulse of value 0 during rr / 4, then of value N during rr / 4 and then of value 0 during 6 * rr / 4; and a fourth amplitude pulse of value 0 during 5 * rr / 4, then of value N during rr / 4, then of value 0 over 2 * rr / 4, where M and N are non-zero integers, and the cancellation equation of the harmonic component of rank 3 can be: MIN = (1 + 'h); the sum of the integers M and N can then then correspond to the maximum amplitude value of the components of the mixing signal.

Les deux nombres entiers M et N peuvent être respectivement 169 et 70; et l'amplitude maximale du signal numérique de sortie peut alors être égal à Emax*(169+169), où Emax est l'amplitude maximale du signal d'entrée.  The two integers M and N can be respectively 169 and 70; and the maximum amplitude of the digital output signal can then be equal to Emax * (169 + 169), where Emax is the maximum amplitude of the input signal.

Quelque soit le mode de réalisation de la présente invention, les valeurs entières qui vérifient l'équation d'annulation de l'harmonique de rang 3 du signal de mélange peuvent être déterminées sur la base d'une suite de nombre An, pour n entier supérieur ou égal à 2, vérifiant la caractéristique suivante: AnlAn_2 converge vers (1+fi).  Whatever the embodiment of the present invention, the integer values which satisfy the harmonic equation of the rank 3 harmonic of the mixing signal can be determined on the basis of a number sequence An, for n integer greater than or equal to 2, satisfying the following characteristic: AnlAn_2 converges to (1 + fi).

La suite de nombres An peut alors vérifier, pour i strictement positif, les équations suivantes: Al=Ao* J; A2 = Al * (1+,j/2); A3 = A2 * fi; A2i= A2;-2 + Ali-1, Ali+1= Ali + Ali-2, et vérifier également que le rapport entre deux nombres consécutifs converge alternativement vers -fi et (1+ fi 12).  The sequence of numbers An can then verify, for i strictly positive, the following equations: Al = Ao * J; A2 = Al * (1 +, j / 2); A3 = A2 * fi; A2i = A2; -2 + Ali-1, Ali + 1 = Ali + Ali-2, and also check that the ratio between two consecutive numbers converges alternately to -fi and (1 + fi 12).

D'autres aspects, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description d'un de ses modes de réalisation.  Other aspects, objects and advantages of the invention will appear on reading the description of one of its embodiments.

L'invention sera également mieux comprise à l'aide des dessins, sur lesquels: la figure 1 illustre le principe connu d'un mélangeur à réjection de fréquence image; la figure 2 est un schéma du spectre de fréquence d'un exemple de signal d'entrée; la figure 3 illustre les composantes analogiques en quadrature du signal de mélange générées par le générateur de signal de mélange ainsi que les composantes numériques de mélange issues d'un échantillonnage de ces composantes analogiques de mélange dans un mode de réalisation de l'invention; la figure 4 illustre un exemple de forme d'onde des composantes numériques de mélange de la figure 2, ainsi qu'un exemple de décomposition de cette forme d'onde en une pluralité d'impulsions, conformément à un mode de réalisation de la présente invention; la figure 5 illustre les composantes analogiques en quadrature du signal de mélange générées par le générateur de signal de mélange ainsi que les composantes numériques de mélange issues d'un échantillonnage de ces composantes analogiques de mélange dans un mode de réalisation de la présente invention; la figure 6 illustre un exemple de forme d'onde des composantes numériques de mélange de la figure 4, ainsi qu'un exemple de décomposition de cette forme d'onde en une pluralité d'impulsions dans un mode de réalisation de la présente invention; la figure 7 illustre un multiplieur du mélangeur dans un mode de réalisation de la présente invention; la figure 8 illustre un multiplieur du mélangeur dans un mode de réalisation de la présente invention.  The invention will also be better understood with the aid of the drawings, in which: FIG. 1 illustrates the known principle of an image frequency rejection mixer; Fig. 2 is a diagram of the frequency spectrum of an example of an input signal; FIG. 3 illustrates the analog quadrature components of the mixing signal generated by the mixing signal generator as well as the digital mixing components resulting from a sampling of these analog mixing components in one embodiment of the invention; FIG. 4 illustrates an exemplary waveform of the digital mixing components of FIG. 2, as well as an example of decomposition of this waveform into a plurality of pulses, according to an embodiment of the present invention. invention; FIG. 5 illustrates the quadrature analog components of the mixing signal generated by the mixing signal generator as well as the digital mixing components from a sampling of these analog mixing components in an embodiment of the present invention; FIG. 6 illustrates an exemplary waveform of the digital mixing components of FIG. 4, as well as an example of decomposing this waveform into a plurality of pulses in one embodiment of the present invention; Fig. 7 illustrates a multiplier of the mixer in one embodiment of the present invention; Figure 8 illustrates a multiplier of the mixer in one embodiment of the present invention.

La présente invention propose un procédé de mélange de signaux radio pour générer un signal numérique en sortie du générateur permettant de réduire le format binaire, compte tenu du nombre de bits utilisés pour le codage binaire des composantes numériques d'entrée à mélanger, tout en minimisant les composantes harmoniques des composantes numériques de mélange.  The present invention proposes a method of mixing radio signals to generate a digital signal at the output of the generator making it possible to reduce the binary format, taking into account the number of bits used for the binary coding of the input digital components to be mixed, while minimizing the harmonic components of the digital mixing components.

La figure 1 illustre un mélangeur à réjection de fréquence image selon 10 15 20 25 un mode de réalisation de la présente invention. Le mélangeur comprend quatre multiplieurs, 104-107, deux additionneurs 108 et 109, et un générateur numérique 101 comprenant une composante réelle et une composante imaginaire numériques de mélange en sorties 112 et 113. Dans un mode de réalisation de la présente invention, les valeurs d'amplitude de ces composantes numériques de mélange sont calculées à partir d'un échantillonnage d'un signal analogique comprenant deux composantes en quadrature, d'amplitude G et de fréquence fo. On note que le générateur de signal numérique de mélange peut ne pas générer un tel signal analogique.  Fig. 1 illustrates an image frequency rejection mixer according to an embodiment of the present invention. The mixer comprises four multipliers, 104-107, two adders 108 and 109, and a digital generator 101 comprising an actual digital component and an imaginary mix component at outputs 112 and 113. In an embodiment of the present invention, the The amplitude of these digital mixing components is calculated from a sampling of an analog signal comprising two quadrature components of amplitude G and frequency fo. Note that the digital mixing signal generator may not generate such an analog signal.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, un signal numérique à traiter par le mélangeur à réjection de fréquence image se présente sous la forme d'une composante réelle et d'une composante imaginaire numérique d'entrée à mélanger. Préférablement, les valeurs d'amplitude de chacune des composantes numériques d'entrée sont calculées à partir d'un échantillonnage d'un signal analogique ayant deux composantes en quadrature, d'amplitude E et de fréquence f. Ces composantes numériques d'entrée à traiter entrent dans le mélangeur à réjection de fréquence image par deux entrées 102 et 103 respectivement.  In one embodiment of the present invention, a digital signal to be processed by the image-frequency rejection mixer is in the form of a real component and an input digital imaginary component to be mixed. Preferably, the amplitude values of each of the digital input components are calculated from a sampling of an analog signal having two quadrature components of amplitude E and frequency f. These digital input components to be processed enter the image frequency rejection mixer by two inputs 102 and 103 respectively.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, le générateur numérique 101 fournit une composante réelle et une composante imaginaire numériques de mélange, dont les valeurs d'amplitude sont calculées par échantillonnage d'un signal analogique de mélange ayant deux composantes sinusoïdales en quadrature de fréquence fo. Le multiplieur 104 reçoit en entrée la composante réelle numérique d'entrée à traiter ainsi que la composante imaginaire numérique de mélange pour fournir en sortie 116 un premier signal intermédiaire. Le multiplieur 105 reçoit en entrée la composante imaginaire numérique à traiter ainsi que la composante imaginaire numérique de mélange pour fournir en sortie 117 un second signal intermédiaire. Le multiplieur 106 reçoit en entrée la composante imaginaire numérique à traiter ainsi que la composante réelle numérique de mélange pour fournir en sortie 114 un troisième signal intermédiaire. Le multiplieur 107 reçoit en entrée la composante réelle numérique à traiter ainsi que la composante imaginaire numérique de mélange pour fournir en sortie 115 un quatrième signal intermédiaire. Puis, les premier et second signaux intermédiaires sont traités par l'additionneur 108 pour fournir en sortie 110 une composante réelle du signal numérique de sortie du mélangeur. Les troisième et quatrième signaux intermédiaires sont traités par l'additionneur 109 pour fournir en sortie 111 une composante imaginaire du signal numérique de sortie du mélangeur.  In one embodiment of the present invention, the digital generator 101 provides an imaginary real component and a digital imaginary component, the amplitude values of which are calculated by sampling an analog mixing signal having two sinusoidal components in quadrature quadrature. frequency fo. The multiplier 104 receives as input the input digital actual component to be processed as well as the digital imaginary component of the mixture to output a first intermediate signal. The multiplier 105 receives as input the digital imaginary component to be processed and the imaginary digital component of the mixture to output a second intermediate signal. The multiplier 106 receives as input the digital imaginary component to be processed as well as the actual digital component of the mixture to output a third intermediate signal. The multiplier 107 receives as input the digital real component to be processed as well as the digital imaginary component of the mixture to output 115 a fourth intermediate signal. Then, the first and second intermediate signals are processed by the adder 108 to output 110 a real component of the digital output signal of the mixer. The third and fourth intermediate signals are processed by the adder 109 to output an imaginary component of the digital output signal of the mixer.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, un tel mélangeur est avantageusement mis en oeuvre en sortie d'un modulateur sigma-delta passe bande. Ainsi, le signal numérique d'entrée à traiter par le mélangeur à réjection de bande correspond au signal de sortie d'un modulateur sigma-delta.  In one embodiment of the present invention, such a mixer is advantageously implemented at the output of a sigma-delta passband modulator. Thus, the input digital signal to be processed by the band rejection mixer corresponds to the output signal of a sigma-delta modulator.

Classiquement, les valeurs absolues des amplitudes des composantes numériques du signal de sortie d'un sigma delta et de ce fait les composantes numériques 102 et 103 d'entrée du mélangeur à réjection d'image, sont quantifiées sur un nombre donné de bits, un signe étant associé à ces bits.  Conventionally, the absolute values of the amplitudes of the digital components of the output signal of a delta sigma and thus the input digital components 102 and 103 of the image rejection mixer, are quantized over a given number of bits, one sign being associated with these bits.

Le nombre de bits utilisé pour le codage du signal numérique en sortie du mélangeur, ou encore le format binaire du signal numérique en sortie du mélangeur, est fonction du format binaire des composantes numériques d'entrée et du format binaire des composantes numériques de mélange. Ciaprès, le format binaire des composantes numériques d'entrée est fixé à 4 bits associés à un signe. Ce format binaire de signal d'entrée du mélangeur est uniquement pris à titre d'exemple, la présente invention couvrant des modes de réalisation dans lesquels le format binaire du signal numérique d'entrée est différent.  The number of bits used for the coding of the digital signal at the output of the mixer, or the binary format of the digital signal at the output of the mixer, is a function of the binary format of the digital input components and the binary format of the digital mixing components. Hereinafter, the binary format of the digital input components is set to 4 bits associated with a sign. This binary input signal format of the mixer is only exemplary, the present invention covering embodiments in which the binary format of the digital input signal is different.

Dans de tels mélangeurs de fréquence à réjection de fréquence d'image, les composantes numériques de mélange générées en sorties 112 et 113 du générateur sont généralement codées sur 13 bits associés à un signe.  In such image frequency rejection frequency mixers, the digital mixing components generated at the outputs 112 and 113 of the generator are generally 13-bit coded associated with a sign.

La pureté du signal numérique de sortie est limitée par les produits des mélanges des fréquences indésirables du spectre du signal d'entrée avec les composantes harmoniques du signal du générateur 101. Les harmoniques paires de tels signaux sont nulles du fait de la symétrie autour de l'origine. Pour illustration, à titre d'exemple explicatif, Lorsque le signal d'entrée du mélangeur provient d'un modulateur sigma-delta passebande, la mise en forme du bruit de quantification dans la bande du signal vaut sensiblement -73 dB.  The purity of the digital output signal is limited by the products of the mixtures of the unwanted frequencies of the spectrum of the input signal with the harmonic components of the signal of the generator 101. The even harmonics of such signals are zero because of the symmetry around the signal. 'origin. For illustration, by way of explanatory example, when the input signal of the mixer comes from a sigma-delta sway modulator, the shaping of the quantization noise in the signal band is substantially -73 dB.

La figure 2 est une représentation spectrale d'un rapport signal/bruit d'un signal en fonction des fréquences. Les composantes harmoniques paires du signal sont nulles. Afin que la composante harmonique 202 de rang 3 ne perturbe pas la composante fondamentale 201 du signal de fréquence f, la différence A entre le rapport signal/bruit de la composante fondamentale du signal 201 et le rapport signal/bruit de la composante harmonique 202 de rang 3 est de préférence supérieure à une valeur seuil de 83 dB, correspondant à la somme de 73 dB et de 10 dB.  Figure 2 is a spectral representation of a signal-to-noise ratio of a signal as a function of frequencies. The even harmonic components of the signal are zero. So that the harmonic component 202 of rank 3 does not disturb the fundamental component 201 of the frequency signal f, the difference A between the signal-to-noise ratio of the fundamental component of the signal 201 and the signal-to-noise ratio of the harmonic component 202 of rank 3 is preferably greater than a threshold value of 83 dB, corresponding to the sum of 73 dB and 10 dB.

Afin de ne pas dégrader le signal de sortie du mélangeur à réjection d'image, le rapport signal/bruit des composantes harmoniques du générateur 101 est par conséquent de préférence inférieur à une valeur seuil définie égale à -83 dB.  In order not to degrade the output signal of the image rejection mixer, the signal / noise ratio of the harmonic components of the generator 101 is therefore preferably lower than a defined threshold value equal to -83 dB.

On considère classiquement que le traitement par mélange implique un rapport signal/bruit de 6 dB et que chaque bit de quantification du signal de mélange implique également un rapport signal/bruit de 6 dB. Par conséquent le traitement d'un mélangeur selon l'invention, comprenant la quantification et le mélange d'un signal, implique un rapport signal/bruit obtenu par l'équation suivante: -6 * 13 6 = - 84 dB.  It is conventionally considered that the mixing treatment involves a signal-to-noise ratio of 6 dB and that each quantization bit of the mixing signal also implies a signal-to-noise ratio of 6 dB. Consequently, the processing of a mixer according to the invention, comprising the quantization and mixing of a signal, involves a signal-to-noise ratio obtained by the following equation: -6 * 13 6 = -84 dB.

De ce fait, le bruit de tels mélangeurs est inférieur à la valeur seuil 20 précédemment définie de -83 dB.  As a result, the noise of such mixers is below the previously defined threshold value of -83 dB.

En prenant pour exemple de référence, un signal d'entrée quantifié sur 4 bits associés à un signe, les signaux intermédiaires dans le mélangeur sont quantifiés sur 17 bits associés à un signe. Dans un tel contexte, afin d'éviter des débordements en sortie des additionneurs, les sorties 108 et 109 du mélangeur à réjection d'image sont de ce fait classiquement quantifiées sur 18 bits associés à un signe.  Taking as a reference example, a 4-bit quantized input signal associated with a sign, the intermediate signals in the mixer are quantized on 17 bits associated with a sign. In such a context, in order to avoid overflows at the output of the adders, the outputs 108 and 109 of the image rejection mixer are therefore conventionally quantized on 18 bits associated with a sign.

Afin d'augmenter la pureté du signal numérique de sortie, le mélangeur utilisé est un mélangeur à réjection de fréquence image et l'amplitude du signal de mélange est déterminée de façon à réduire les composantes harmoniques du signal de mélange.  In order to increase the purity of the digital output signal, the mixer used is an image frequency rejection mixer and the amplitude of the mixing signal is determined so as to reduce the harmonic components of the mixing signal.

De plus, afin de réduire le nombre de bits nécessaires au codage des composantes du signal numérique de sortie, dans un mode de réalisation de l'invention, on réduit le format binaire, i.e. le nombre de bits de quantification, des composantes numériques de mélange générées par le générateur 101.  In addition, in order to reduce the number of bits necessary for the coding of the components of the digital output signal, in one embodiment of the invention, the binary format, ie the number of quantization bits, of the digital mixing components is reduced. generated by the generator 101.

Comme décrit précédemment, dans un mode de réalisation de la présente invention, les amplitudes des composantes numériques de mélange générées par le générateur 101 sont calculées à partir d'un échantillonnage d'un signal analogique de mélange ayant deux composantes en quadrature, d'amplitude G et de fréquence fo, une composante réelle G cos 2Trfot et une composante imaginaire G sin 2ufot. Un tel échantillonnage est avantageusement effectué à une fréquence 8 fois supérieure à la fréquence du signal analogique de mélange. De ce fait, une composante numérique de mélange présente huit valeurs d'amplitude par période du signal de mélange.  As previously described, in one embodiment of the present invention, the amplitudes of the digital mixing components generated by the generator 101 are calculated from a sampling of an analog mixing signal having two quadrature, amplitude components. G and frequency fo, a real component G cos 2Trfot and an imaginary component G sin 2ufot. Such sampling is advantageously performed at a frequency 8 times greater than the frequency of the analog mixing signal. As a result, a digital mixing component has eight amplitude values per period of the mixing signal.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, on réalise un échantillonnage des deux composantes en quadrature du signal analogique de mélange aux instants correspondant respectivement aux valeurs calculées pour cosinus et sinus de 0, Tr/4, Tr/2, 3r/4, u, 5u/4, 3u/2, 7ir/4, ainsi que la figure 3 l'illustre. Dans un tel procédé d'échantillonnage, pour chacun des signaux numériques de mélange, l'amplitude est égale à zéro deux fois par période du signal analogique de mélange. Cette caractéristique des composantes numériques de mélange permet de minimiser le nombre de calculs dans le mélangeur.  In one embodiment of the present invention, the two quadrature components of the analog mixing signal are sampled at times respectively corresponding to the calculated values for cosine and sinus of 0, Tr / 4, Tr / 2, 3r / 4, u, 5u / 4, 3u / 2, 7ir / 4, as Figure 3 illustrates. In such a sampling method, for each of the digital mixing signals, the amplitude is zero twice per period of the analog mixing signal. This characteristic of the digital mixing components makes it possible to minimize the number of calculations in the mixer.

La figure 3 illustre un tel échantillonnage d'un signal analogique de mélange ayant en quadrature une première composante sinusoïdale illustrée par la courbe 21 et une seconde composante sinusoïdale illustrée par la courbe 22.  FIG. 3 illustrates such a sampling of an analog mixing signal having in quadrature a first sinusoidal component illustrated by curve 21 and a second sinusoidal component illustrated by curve 22.

La première composante numérique de mélange résultant de cet 25 échantillonnage, la composante réelle de mélange, prend les valeurs suivantes sur une demi période du signal analogique de mélange [0; u] G; (-N,/212)*G; 0; -(1h' /2)*G.  The first mixing digital component resulting from this sampling, the actual mixing component, takes the following values over one half period of the mixing analog signal [0; U g; (-N, / 212) * G; 0; - (1h '/ 2) * G.

La seconde composante numérique résultant de cet échantillonnage, la composante imaginaire de mélange, prend simultanément les valeurs suivantes 30 sur la même demi période du signal analogique de mélange: 0; (J/2)*G; G; (,/2)*G.  The second digital component resulting from this sampling, the imaginary mixture component, simultaneously takes the following values over the same half-period of the analog mixing signal: 0; (J / 2) * G; BOY WUT; (, / 2) * G.

La forme d'onde de la composante réelle et de la composante imaginaire numérique de mélange est identique. Les harmoniques paires de tels signaux sont nulles du fait de la symétrie autour de l'origine.  The waveform of the real component and the imaginary digital component of the mixture is identical. The even harmonics of such signals are null because of the symmetry around the origin.

Dans un mode de réalisation de la présente invention, afin de réduire sensiblement les harmoniques impaires des composantes numériques de mélange, on décompose la forme d'onde d'une composante numérique de mélange en une somme de quatre impulsions comme l'illustre la figure 4. La courbe 31 illustre la forme d'onde d'une composante numérique de mélange.  In one embodiment of the present invention, to substantially reduce the odd harmonics of the digital mixing components, the waveform of a mixing digital component is decomposed into a sum of four pulses as shown in FIG. Curve 31 illustrates the waveform of a digital mixing component.

Puis, on décompose la forme d'onde 31 en la somme d'une première impulsion 32, notée A, d'une seconde impulsion 33, notée B, d'une troisième impulsion 34, notée C, et d'une quatrième impulsion 35, notée D. La première impulsion A prend sur une période égale à 2 rr successivement une valeur M durant 3*rr/4, et la valeur 0 durant 5*Tr/4. La deuxième impulsion prend sur ladite période successivement la valeur 0 durant 4*u/4 puis une valeur M durant 3*rr/4 puis la valeur 0 durant rr/4. La troisième impulsion prend sur ladite période successivement la valeur 0 durant r/4, puis une valeur N durant rr/4 puis la valeur 0 durant 6*rr/4. Enfin, la quatrième impulsion prend sur ladite période successivement la valeur 0 durant 5* rr/4, puis une valeur N durant rr/4, puis la valeur 0 sur 2* rr/4.  Then, waveform 31 is decomposed into the sum of a first pulse 32, denoted by A, a second pulse 33, denoted B, a third pulse 34, denoted by C, and a fourth pulse 35. , denoted D. The first pulse A takes over a period equal to 2 rr successively a value M during 3 * rr / 4, and the value 0 during 5 * Tr / 4. The second pulse successively assumes the value 0 during 4 * u / 4 and then a value M during 3 * rr / 4 then the value 0 during rr / 4. The third pulse successively takes the value 0 during r / 4, then a value N during rr / 4 and the value 0 during 6 * rr / 4. Finally, the fourth pulse successively assumes the value 0 during 5 * rr / 4, then a value N during rr / 4, then the value 0 over 2 * rr / 4.

L'amplitude maximale de la forme d'onde est notée M+N, où M et N sont des nombres entiers positifs. Dans ce cas, l'amplitude maximale de la forme d'onde correspond à l'amplitude du signal analogique de mélange du générateur 101, notée G. On obtient donc une première équation: G= M+N. (1) Une décomposition harmonique d'une impulsion périodique P centrée 25 d'amplitude E et de largeur 2krr peut s'écrire sous la forme de l'équation suivante: P= E*[k+2/rr*(sin krr cos x +'/2*sin 2krr cos 2x + 1/3*sin 3krr cos 3x...+ 1/n*sin nkrr cos nx)].  The maximum amplitude of the waveform is denoted M + N, where M and N are positive integers. In this case, the maximum amplitude of the waveform corresponds to the amplitude of the analog mixing signal of the generator 101, denoted by G. Thus, a first equation is obtained: G = M + N. (1) A harmonic decomposition of a periodic pulse P centered 25 of amplitude E and width 2krr can be written in the form of the following equation: P = E * [k + 2 / rr * (sin krr cos x + '/ 2 * sin 2krr cos 2x + 1/3 * sin 3krr cos 3x ... + 1 / n * sin nkrr cos nx)].

En appliquant cette décomposition harmonique aux impulsions 30 précédemment décrites 32, 33, 34 et 35 on obtient les décompositions sous la forme des résultats suivants.  By applying this harmonic decomposition to previously described pulses 32, 33, 34 and 35, the decompositions are obtained in the form of the following results.

3 2 ' 37t 1 6it 1 9rt 1 ' 3nit ' A=M + sin cos (x)+ sin cos2(x)+ sin cos3(x)...+ sin cosn(x) 8 7E 8 2 8 3 8 n 8 i 3 2' 3ic 1 67t 1 97t 1 "3nit B M 8+ sin 8 cos(x+7z)±sin 8 cos2(x+zt)+ 3sin 8 cos3(x+Il)...±sin 8 cosnx+7t) y_ 1 2" it 1 27t 1 37t 1 i nit C = N 8 + sin 8 cos(x) + 2sin 8 cos 2(x) + 3 sin8 cos 3(x)... +n sin 8 cos n(x) y_ 1 2( it 1 2ic 1 3it 1 (nu D= N 8± singcos(x+7t)+2sin 8 cos2(x+7t)+3sin 8 cos* +7t)...+nsin 8 Icosn(x+it) On note qu'en additionnant les résultats des décompositions A, B, C et D, la composante continue s'annule. D'autre part l'échantillonnage par un Dirac permet d'ignorer les harmoniques d'ordre supérieur à la demi bande de Niquyst.  3 2 '37t 1 6it 1 9rt 1' 3nit 'A = M + sin cos (x) + sin cos2 (x) + sin cos3 (x) ... + sin cosn (x) 8 7E 8 2 8 3 8 n 8 i 3 2 '3ic 1 67t 1 97t 1 "3nit BM 8+ sin 8 cos (x + 7z) ± sin 8 cos2 (x + zt) + 3sin 8 cos3 (x + Il) ... + sin 8 cosnx + 7t) y_ 1 2 "it 1 27t 1 37t 1 i nit C = N 8 + sin 8 cos (x) + 2sin 8 cos 2 (x) + 3 sin8 cos 3 (x) ... + n sin 8 cos n (x) y_ 1 2 (it 1 2ic 1 3it 1 (nd D = N 8 ± singcos (x + 7t) + 2sin 8 cos2 (x + 7t) + 3sin 8 cos * + 7t) ... + nsin 8 Icosn (x + it) It is noted that by adding the results of the decompositions A, B, C and D, the DC component vanishes, and on the other hand the sampling by a Dirac makes it possible to ignore the higher order harmonics. to the half band of Niquyst.

Ainsi, la composante fondamentale, notée F, peut être écrite sous la forme de l'équation suivante: F=4lTr[Msin3rr/8+NsinTr/8].  Thus, the fundamental component, denoted F, can be written in the form of the following equation: F = 4lTr [Msin3rr / 8 + NsinTr / 8].

L'harmonique de rang 3, notée H3, peut être écrite sous la forme de l'équation suivante: H3 = 4/3Tr [M sin9rr/8 + N sin3rr/8]= 4/3rr [N sin3Tr/8 M sin Tr/8].  The harmonic of rank 3, denoted H3, can be written in the form of the following equation: H3 = 4 / 3Tr [M sin9rr / 8 + N sin3rr / 8] = 4 / 3rr [N sin3Tr / 8 M sin Tr / 8].

Par conséquent, on détermine une équation qui annule la composante harmonique de rang 3 des signaux numériques de mélange: M/N = [sin3rr/8] 1[ sin Tr/8].  Consequently, an equation is determined which cancels the third harmonic component of the digital mixing signals: M / N = [sin3rr / 8] 1 [sin Tr / 8].

Puis, on utilise l'identité remarquable suivante: sin(1/2)x = racine((1cosx)/2).  Then, we use the following remarkable identity: sin (1/2) x = root ((1cosx) / 2).

De ce fait, on obtient une seconde équation permettant d'annuler la composante harmonique de rang 3 des signaux numériques de mélange qui peut s'écrire ainsi: MIN = (1+.). (2) Cette seconde équation est donc fonction des amplitudes des impulsions notées M et N. On détermine alors des nombres entiers, M et N, vérifiant sensiblement cette seconde équation. De tels nombres entiers vérifient sensiblement l'équation (2) d'annulation de la composante harmonique de rang 3, c'est à dire avec une erreur. Dans un mode de réalisation de l'invention, on définit une erreur. Puis, parmi les nombres entiers vérifiant sensiblement l'équation à l'erreur prédéfinie près, on sélectionne ceux qui minimisent l'amplitude du signal de sortie du mélangeur.  As a result, a second equation is obtained which makes it possible to cancel the harmonic component of rank 3 of the digital mixing signals which can be written as follows: MIN = (1+.). (2) This second equation is therefore a function of the amplitudes of the pulses denoted by M and N. Then, integers M and N are determined, satisfactorily satisfying this second equation. Such integers substantially satisfy the equation (2) for canceling the harmonic component of rank 3, ie with an error. In one embodiment of the invention, an error is defined. Then, among the integers substantially satisfying the predefined error equation, those which minimize the amplitude of the output signal of the mixer are selected.

L'amplitude maximale Smax du signal en sortie du mélangeur correspond à l'amplitude maximale du signal d'entrée Emax multipliée par le maximum de la somme des amplitudes des composantes de mélange simultanées.  The maximum amplitude Smax of the output signal of the mixer corresponds to the maximum amplitude of the input signal Emax multiplied by the maximum of the sum of the amplitudes of the simultaneous mixing components.

Ainsi, on peut réduire le format binaire du signal numérique de sortie, pour un format binaire du signal numérique d'entrée donné, tout en réduisant 15 les composantes harmoniques du signal de mélange.  Thus, the bit format of the digital output signal can be reduced for a given input digital signal bit format while reducing the harmonic components of the mixing signal.

Afin de déterminer des nombres entiers qui sont solutions à cette seconde équation et de ce fait déterminer des valeurs de M et N pour annuler l'harmonique de rang 3 des composantes numériques de mélange, on introduit ci-après des suites de nombres présentant des caractéristiques avantageuses pour résoudre l'équation d'annulation de la composante harmonique de rang 3 (2). Après avoir ainsi déterminé les valeurs de M et N, il est aisé de déduire la valeur de l'amplitude G du signal analogique de mélange par la première équation, comme précédemment définie, et de ce fait déduire l'amplitude maximale du signal numérique de sortie du mélangeur.  In order to determine integers that are solutions to this second equation and thus to determine values of M and N for canceling the rank 3 harmonic of the digital mixing components, we introduce here following series of numbers with characteristics advantageous for solving the cancellation equation of the harmonic component of rank 3 (2). Having thus determined the values of M and N, it is easy to deduce the value of the amplitude G of the analog mixing signal by the first equation, as previously defined, and thus to deduce the maximum amplitude of the digital signal from mixer output.

La section ci-après a pour objectif de fournir des nombres entiers qui vérifient sensiblement l'équation (2). La présente invention couvre toute autre méthode permettant d'obtenir des nombres entiers vérifiant sensiblement cette équation.  The purpose of the following section is to provide integers that substantially satisfy equation (2). The present invention covers any other method for obtaining integers substantially satisfying this equation.

En utilisant des propriétés récursives et additives des nombres h et 1±N/2; on construit des suites dont le rapport entre deux nombres consécutifs converge alternativement vers et (1 + . /2).  Using recursive and additive properties of the numbers h and 1 ± N / 2; we construct sequences whose ratio between two consecutive numbers converges alternately to and (1 +. / 2).

En effet, on note une propriété récursive suivante: (1+//2)=1+h.  Indeed, we note a following recursive property: (1 + // 2) = 1 + h.

On note par ailleurs une propriété additive suivante: 1+(1+/)=J (1+ -N/i).  There is also an additive property: 1+ (1 + /) = J (1+ -N / i).

On peut ainsi obtenir une suite de nombres dont la construction vérifie les équations suivantes: Ao, Al=Ao h,A2=A1(1 + /2),A3=A2, .. . Cette suite de nombres peut également s'écrire sous la forme suivante: A0, A1, A2, A3= Ao (1 + / /2)+ A2, A4= A2+ A3, ..., A2n= A2n-2+A2n-1;A2n+1= A2n + A2n-2 En effet, on obtient les équations suivantes, pour n supérieur ou égal à A2n-k1 = A2n*tri =A2n-1(1+1ii) ; puis A2n+1 = A2n-1+ * A2n-1= A2n- 1 + A2n-2 ensuite A2n+1 = A2n-2 (fi +1) + A2n-2; et donc A2n+1 = A2n-2 l i (1 + I /2) + A2n-2; et enfin A2n+1 = A2n-1 (1+ /2) + A2n-2 = A2n + A2n- 2.  We can thus obtain a series of numbers whose construction satisfies the following equations: Ao, Al = Ao h, A2 = A1 (1 + / 2), A3 = A2, ... This series of numbers can also be written in the following form: A0, A1, A2, A3 = Ao (1 + / / 2) + A2, A4 = A2 + A3, ..., A2n = A2n-2 + A2n- 1; A2n + 1 = A2n + A2n-2 Indeed, we obtain the following equations, for n greater than or equal to A2n-k1 = A2n * tri = A2n-1 (1 + 1ii); then A2n + 1 = A2n-1 + * A2n-1 = A2n-1 + A2n-2 then A2n + 1 = A2n-2 (fi + 1) + A2n-2; and therefore A2n + 1 = A2n-2 i (1 + I / 2) + A2n-2; and finally A2n + 1 = A2n-1 (1+ / 2) + A2n-2 = A2n + A2n-2.

Une caractéristique d'une telle suite de nombres est que le rapport entre deux nombres non consécutifs et espacés d'un nombre dans la suite, ou encore le rapport An/An_2, converge vers la valeur (1+h).  A characteristic of such a series of numbers is that the ratio between two non-consecutive numbers and spaced from a number in the following, or the ratio An / An_2, converges to the value (1 + h).

En prenant comme nombres initiaux de la suite: Ao=2; Al=3.  Taking as initial numbers of the sequence: Ao = 2; Al = 3.

On obtient la suite de nombres entiers suivante: 2,3,5,7,12,17,29,41,70, 99,169,239...  The following integer numbers are obtained: 2,3,5,7,12,17,29,41,70, 99,169,239 ...

La table ci-après indique dans une première ligne les nombres entiers de cette suite. 15  The following table indicates in a first line the integers of this sequence. 15

Elle indique dans une deuxième ligne, le résultat du rapport adjacent, ou encore le résultat du rapport An+1 / An, pour n entier positif.  It indicates in a second line, the result of the adjacent report, or the result of the ratio An + 1 / An, for n positive integer.

Une troisième ligne indique le résultat du rapport bi-adjacent, c'est-à-dire le résultat du rapport An+2 / An, pour n entier positif.  A third line indicates the result of the bi-adjacent ratio, that is to say the result of the ratio An + 2 / An, for n positive integer.

Puis enfin, une quatrième ligne indique l'erreur de ce dernier rapport relativement à la valeur de (1+ ), c'est-à-dire l'erreur par rapport à l'équation d'annulation de la composante harmonique de rang 3 (2).  Then finally, a fourth line indicates the error of this last report relative to the value of (1+), that is to say the error with respect to the equation of cancellation of the harmonic component of rank 3 (2).

Suite 2 3 5 7 12 17 29 41 70 99 rapport 1,5 1,66 1,4 1,714 1,417 1,706 1, 4138 1,7073 1,4143 adjacent rapport 2,5 2,33 2,4 2,428 2,417 2,4117 2, 4138 2,4146 bi-adjacent Erreur par 0,035 0,006 0,006 0,001 -0,001 -1,70E4 1,70E-4 rapport à 1+Vi  Continued 2 3 5 7 12 17 29 41 70 99 ratio 1.5 1.66 1.4 1.714 1.417 1.706 1, 4138 1.7073 1.4143 adjacent ratio 2.5 2,33 2,4 2,428 2,417 2,4117 2 , 4138 2,4146 bi-adjacent Error by 0.035 0.006 0.006 0.001 -0.001 -1.70E4 1.70E-4 compared to 1 + Vi

Table 1Table 1

Suite 169 239 408 577 985 1393 2378 rapport 1,70707 1,41420 1,707113 1, 414216 1,7071057 1,4142132 1,707107 adjacent rapport 2,41428 2,41414 2, 41420 2,414226 2,4142157 2,4142114 2,4142132 bi-adjacent Erreur par 3t-5 3E-5 -5E-6 5E-6 9E-7 -9E-7 -2E-7 rapport à 1+/  Suite 169 239 408 577 985 1393 2378 ratio 1.70707 1.41420 1.707113 1, 414216 1.7071057 1.4142132 1.707107 adjacent report 2.41428 2.41414 2, 41420 2.414226 2.4142157 2.4142114 2,4142132 bi-adjacent Error by 3t-5 3E-5 -5E-6 5E-6 9E-7 -9E-7 -2E-7 compared to 1 + /

Table 1Table 1

En prenant d'autres nombres initiaux, on construit facilement d'autres suites. D'autres exemples de telles suites sont décrits dans les tables ci-après.  By taking other initial numbers, other suites are easily built. Other examples of such sequences are described in the tables below.

Suite 8 11 19 27 46 65 111 157 268 rapport 1,375 1,727 1,421 1,7037 1, 413 1,7077 1,4144 1,7070 adjacent rapport 2,375 2,454 2,421 2,407 2,413 2, 4154 2,4144 bi-adjacent Erreur par - 0,017 0,0028 -0,0028 -4,8E-4 4,8E- 4 8,3E-5 rapport à 0,016 1+  Continued 8 11 19 27 46 65 111 157 268 ratio 1,375 1,727 1,421 1,7037 1, 413 1,7077 1,4144 1,7070 adjacent report 2,375 2,454 2,421 2,407 2,413 2, 4154 2,4144 bi-adjacent Error by - 0,017 0 , 0028 -0.0028 -4.8E-4 4.8E-4 8.3E-5 compared to 0.016 1+

Table 2Table 2

Suite 9 13 22 31 53 75 128 181 309 rapport 1,44 1,692 1,409 1,7097 1, 4151 1,7066 1,41406 1,70718 adjacent rapport 2,444 2,3846 2,4091 2,4194 2, 4151 2,41333 2,41406 bi-adjacent Erreur par 0,012 -0,012 -0,0021 0,0021 3, 6E-4 -3,6E-4 -6,3E-5 rapport à 1+  Continued 9 13 22 31 53 75 128 181 309 ratio 1.44 1.692 1.409 1.7097 1, 4151 1.7066 1.41406 1.70718 adjacent ratio 2.444 2.3846 2.4091 2.4194 2.4150 2.41333 2 , 41406 bi-adjacent Error by 0.012 -0.012 -0.0021 0.0021 3, 6E-4 -3.6E-4 -6.3E-5 relative to 1+

Table 3Table 3

De telles suites, par paire de nombres, présentent une vitesse de convergence égale à (1+,)2, dès que l'erreur est inférieure à 1110.  Such sequences, by pair of numbers, have a convergence speed equal to (1 +,) 2, as soon as the error is less than 1110.

En outre, quelque soit les nombres pris au départ de la construction de telle suite, le rapport entre deux nombres non consécutifs espacés d'un élément converge vers 1+Vi.  Moreover, whatever the numbers taken from the construction of such sequence, the ratio between two non-consecutive numbers spaced from an element converges to 1 + Vi.

La suite de nombres présentée en table 1 permet d'obtenir un rapport entre deux nombres non consécutifs espacés d'un élément qui converge plus vite vers 1+,N/i que les autres suites présentées dans les autres tables. En effet, avec une telle suite, l'erreur de convergence correspondante à la valeur 70 est de l'ordre de 0,00017, alors que dans la table 2, l'erreur correspondante à la valeur 65 est de l'ordre 0,0028. Or, pour réduire le format binaire des première et seconde composantes numériques de mélange et de ce fait réduire le format binaire du signal de sortie du mélangeur, on cherche un compromis entre d'une part une bonne convergence du rapport des deux valeurs d'amplitude des impulsions, notées M et N à déterminer, vers (1± h), pour réduire les composantes harmoniques de rang 3 des signaux numériques de mélange, et d'autre part des valeurs qui permettent de réduire le format binaire du signal numérique en sortie du mélangeur.  The sequence of numbers presented in table 1 makes it possible to obtain a ratio between two non-consecutive numbers spaced from an element which converges more quickly towards 1 +, N / i than the other sequences presented in the other tables. Indeed, with such a sequence, the convergence error corresponding to the value 70 is of the order of 0.00017, whereas in the table 2, the error corresponding to the value 65 is of the order 0, 0028. However, to reduce the binary format of the first and second digital mixing components and thereby reduce the binary format of the output signal of the mixer, a compromise is sought between a good convergence of the ratio of the two amplitude values on the one hand. pulses, denoted M and N to be determined, to (1 ± h), to reduce the harmonic components of rank 3 of the digital mixing signals, and on the other hand values which make it possible to reduce the binary format of the digital output signal of the mixer.

Outre les suites précédemment décrites, on connaît par ailleurs des 10 suites de nombres entiers, qui sont des solutions de l'équation de PELL suivante: X2-2Y2= 1.  In addition to the sequences previously described, integer sequences are also known, which are solutions of the following PELL equation: X2-2Y2 = 1.

Ainsi, deux telles suites sont respectivement référencées (Sloane's, A000129) et (Sloane's, A001333).  Thus, two such sequences are respectively referenced (Sloane's, A000129) and (Sloane's, A001333).

De telles suites sont obtenues par l'usage des fractions continues. On peut également déterminer des nombres entiers qui vérifient sensiblement l'équation (2) à partir de telles suites.  Such sequences are obtained by the use of continuous fractions. Integers that substantially test equation (2) from such sequences can also be determined.

On note que les suites de nombres entiers qui sont des solutions de l'équation de PELL diffèrent de celles décrites précédemment quant à leur construction. De plus, quelque soit les nombres de départ de construction des suites précédemment décrites, on obtient une suite de rapport de nombres entiers convergeant vers 1+J comme détaillé dans une section précédente, ce qui n'est pas le cas pour des suites de nombres entiers qui sont des solutions de l'équation de PELL.  It is noted that the integer sequences that are solutions of the PELL equation differ from those previously described in their construction. Moreover, whatever the starting numbers of construction of the previously described sequences, we obtain a sequence of integer ratios converging towards 1 + J as detailed in a previous section, which is not the case for series of numbers. integers that are solutions of the PELL equation.

Ainsi, dans un mode de réalisation de la présente invention, on sélectionne un ensemble de valeurs entières qui vérifient, à une erreur prédéfinie près, l'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 du signal de mélange. Puis parmi cet ensemble de valeurs entières on sélectionne les deux entiers M et N, déterminant les amplitudes des impulsions, qui permettent de minimiser l'amplitude maximale Smax du signal de sortie Ainsi, dans un mode préféré de réalisation de l'invention, on sélectionne les valeurs 70 et 169 pour lesquelles on obtient une bonne 2872649 18 convergence vers 1+h du rapport et dont la somme égale à 239, correspondant à l'amplitude G via l'équation (1), reste une valeur relativement faible pour une amplitude G du signal analogique de mélange.  Thus, in one embodiment of the present invention, a set of integer values is selected which satisfy, to a predefined error, the cancellation equation of the third order harmonic component of the mixing signal. Then, from this set of integer values, the two integers M and N, determining the amplitudes of the pulses, are selected which make it possible to minimize the maximum amplitude Smax of the output signal Thus, in a preferred embodiment of the invention, it is selected that the values 70 and 169 for which we obtain a good convergence to 1 + h ratio and whose sum equal to 239, corresponding to the amplitude G via equation (1), remains a relatively low value for a magnitude G of the analog mixing signal.

En introduisant une erreur, notée E, on obtient l'équation suivante: M = (1- E)(1±N/2) N. On calcule alors la fondamentale, notée F, en fonction de la valeur N suivant l'équation suivante: F=3,378N.  By introducing an error, denoted by E, we obtain the following equation: M = (1- E) (1 ± N / 2) N. The fundamental, denoted F, is then calculated as a function of the value N following the equation following: F = 3.378N.

On obtient également l'harmonique de rang 3 en fonction de N et de E suivant l'équation suivante: H3=0,3921 E N. Par conséquent le rapport de l'harmonique de rang 3 sur la fondamentale peut s'écrire en fonction de E selon l'équation suivante: H3/F=0,1037 E. Ainsi, lorsque les valeurs entières de M et de N sont des solutions des équations précédemment déterminées, on réduit très sensiblement l'harmonique de rang 3.  We also obtain the harmonic of rank 3 as a function of N and of E according to the following equation: H3 = 0.3921 E N. Therefore the ratio of the harmonic of rank 3 on the fundamental can be written according to of E according to the following equation: H3 / F = 0.1037 E. Thus, when the integer values of M and N are solutions of the previously determined equations, the harmonic of rank 3 is very substantially reduced.

Lorsque N est égal à 70 et M est égal à 169, on obtient la valeur de l'amplitude du signal analogique de mélange G, dont les composantes 21 et 22 sont en quadrature, suivant l'équation suivante: G=M+N=239.  When N is equal to 70 and M is equal to 169, the value of the amplitude of the analog mixing signal G, whose components 21 and 22 are in quadrature, is obtained according to the following equation: G = M + N = 239.

D'après les équations qui précèdent, on obtient les résultats suivants: M/N=2,414286; E = 0,00003; H3/F=-110 dB.  From the above equations, the following results are obtained: M / N = 2.414286; E = 0.00003; H3 / F = -110 dB.

Ce dernier résultat est inférieur à la valeur seuil définie précédemment. Ces valeurs de M et de N permettent donc de réduire très sensiblement les harmoniques de rang 3.  This last result is lower than the threshold value defined above. These values of M and N therefore make it possible to very substantially reduce the harmonics of rank 3.

La première composante numérique de mélange prend donc successivement les valeurs suivantes sur un quart de période du signal: 239; 169.  The first numerical mixing component therefore successively takes the following values over a quarter period of the signal: 239; 169.

Simultanément, la seconde composante numérique d'entrée prend successivement les valeurs suivantes sur le même quart de période du signal: 0; 169.  Simultaneously, the second digital input component successively takes the following values on the same quarter of period of the signal: 0; 169.

On en déduit que la valeur maximale de l'amplitude du signal numérique en sortie du mélangeur à réjection d'image est atteinte lorsque les premier et second signaux numériques prennent simultanément la valeur de 169.  It can be deduced that the maximum value of the amplitude of the digital signal at the output of the image rejection mixer is reached when the first and second digital signals simultaneously take the value of 169.

Ainsi, pour un signal numérique d'entrée dans le mélangeur à réjection d'image ayant une valeur d'amplitude maximale, notée Emax, on obtient en sortie du mélangeur, une amplitude de signal numérique maximale, notée Smax, suivant l'équation suivante: Smax= (169+169)*Emax Dans un exemple pris pour référence, on considère que la valeur de Emax est égale à 15. On obtient alors une valeur de S. égale à 5070. Une telle valeur peut être codée sur 13 bits. De ce fait un tel signal peut être codé sur 13 bits associés à un signe.  Thus, for an input digital signal in the image rejection mixer having a maximum amplitude value, denoted Emax, a maximum digital signal amplitude, denoted Smax, is obtained at the output of the mixer, according to the following equation : Smax = (169 + 169) * Emax In an example taken for reference, we consider that the value of Emax is equal to 15. We then obtain a value of S. equal to 5070. Such a value can be coded on 13 bits . As a result, such a signal can be coded on 13 bits associated with a sign.

En conclusion, en prenant un signal analogique de mélange ayant des composantes en quadrature d'amplitude égale à 239, échantillonnées comme décrit précédemment, on est en mesure de réduire le format binaire du signal numérique en sortie du mélangeur tout en réduisant très sensiblement les composantes harmoniques du signal de mélange. Dans l'exemple pris en référence, on obtient une réduction de ce format binaire de 5 bits.  In conclusion, by taking an analog mixing signal having quadrature components of amplitude equal to 239, sampled as described above, it is possible to reduce the binary format of the digital signal at the output of the mixer while substantially reducing the components. harmonics of the mixing signal. In the example taken with reference, we obtain a reduction of this binary format of 5 bits.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, on réalise un échantillonnage des deux composantes en quadrature du signal analogique de mélange aux instants correspondant respectivement aux valeurs calculées pour cosinus et sinus de rr/8, 3rr/8, 5rr/8, rr, 7rr/8, 9rr/8, 11rr/8, 13rr/8 et 151x/8. Un tel procédé d'échantillonnage permet de réduire la valeur maximale de l'amplitude du signal numérique de mélange par rapport à l'amplitude du signal analogique de mélange. Comme cela est détaillé ci-après, l'amplitude maximale du signal numérique en sortie du mélangeur est réduite par rapport au précédent mode de réalisation de la présente invention. Par conséquent, le format binaire du signal de sortie peut également être réduit.  In another embodiment of the present invention, the two quadrature components of the analog mixing signal are sampled at times respectively corresponding to the calculated values for cosine and sine of rr / 8, 3rr / 8, 5rr / 8, rr , 7rr / 8, 9rr / 8, 11rr / 8, 13rr / 8 and 151x / 8. Such a sampling method makes it possible to reduce the maximum value of the amplitude of the digital mixing signal with respect to the amplitude of the analog mixing signal. As detailed below, the maximum amplitude of the digital signal output from the mixer is reduced compared with the previous embodiment of the present invention. Therefore, the binary format of the output signal can also be reduced.

La figure 5 illustre un tel échantillonnage d'un signal analogique de mélange ayant une première composante sinusoïdale illustrée par la courbe 41 et une seconde composante sinusoïdale illustrée par la courbe 42.  FIG. 5 illustrates such a sampling of an analog mixing signal having a first sinusoidal component illustrated by curve 41 and a second sinusoidal component illustrated by curve 42.

La première composante numérique résultant de cet échantillonnage prend les valeurs suivantes sur un quart de période du signal analogique de mélange, correspondant à [0, rr/2] : G cos(rr/8) ; G cos(3rr/8).  The first digital component resulting from this sampling takes the following values over a quarter of a period of the analog mixing signal, corresponding to [0, rr / 2]: G cos (rr / 8); G cos (3rr / 8).

La seconde composante numérique résultant de cet échantillonnage prend simultanément les valeurs suivantes sur le même quart de période du signal analogique de mélange: G cos(3rr/8) ; G cos(3rr18).  The second digital component resulting from this sampling simultaneously takes the following values on the same quarter of period of the analog mixing signal: G cos (3rr / 8); G cos (3rr18).

Les harmoniques paires de tels signaux sont nulles du fait de la symétrie autour de l'origine. Afin de réduire les harmoniques impaires du signal numérique de mélange, on décompose le signal numérique de mélange en une somme de trois impulsions comme l'illustre la figure 6. La courbe 51 illustre la forme d'onde des composantes numériques de mélange. L'amplitude maximale de la forme d'onde, notée X, correspond à l'amplitude du signal analogique du générateur 101 multipliée par cos(rr/8). On obtient donc une première équation: G=X/cos(rr/8) (1) Puis, on décompose la forme d'onde 51 en une première impulsion 52, notée A, une seconde impulsion 53, notée B, et une troisième impulsion 54, notée C. La première impulsion prend sur une période successivement une valeur (X- Y) durant 2*rr/4, et la valeur 0 durant 6*rr/4. La deuxième impulsion prend sur ladite période successivement la valeur 0 durant 4*rr/4 puis une valeur -(X-Y) durant 2*rr/4 puis la valeur 0 durant 2*rr/4. Enfin, la troisième impulsion prend sur ladite période successivement une valeur Y durant 3*rr/4 puis une valeur -Y durant 4*rr/4, puis ladite valeur Y durant rr/4, où X et Y sont des entiers non nuls.  The even harmonics of such signals are null because of the symmetry around the origin. In order to reduce the odd harmonics of the digital mixing signal, the digital mixing signal is decomposed into a sum of three pulses as shown in FIG. 6. Curve 51 illustrates the waveform of the digital mixing components. The maximum amplitude of the waveform, denoted X, corresponds to the amplitude of the analog signal of the generator 101 multiplied by cos (rr / 8). We thus obtain a first equation: G = X / cos (rr / 8) (1) Then, the waveform 51 is decomposed into a first pulse 52, denoted A, a second pulse 53, denoted B, and a third pulse 54, noted C. The first pulse successively takes a value (X-Y) during 2 * rr / 4, and the value 0 during 6 * rr / 4. The second pulse successively assumes the value 0 during 4 * rr / 4 and then a value - (X-Y) during 2 * rr / 4 then the value 0 during 2 * rr / 4. Finally, the third pulse takes on said period successively a value Y during 3 * rr / 4 then a value -Y during 4 * rr / 4, then said value Y during rr / 4, where X and Y are non-zero integers.

La décomposition harmonique d'une impulsion carrée centrée d'amplitude E s'écrit: y= E - L /cosx 1 cos3x + 1 cos5x 1 cos7x +...  The harmonic decomposition of a centered square pulse of amplitude E is written: y = E-L / cosx 1 cos3x + 1 cos5x 1 cos7x + ...

Une décomposition harmonique d'une impulsion périodique P centrée d'amplitude E et de largeur 2krr est: P= E*[k+2/rr*(sinkrr cosx + '/z*sin2krr cos2x + 1/3*sin3krr cos3x...+ 1/n*sinnkrr cosnx)].  A harmonic decomposition of a periodic pulse P centered of amplitude E and width 2krr is: P = E * [k + 2 / rr * (sinkrr cosx + '/ z * sin2krr cos2x + 1/3 * sin3krr cos3x .. + 1 / n * sinnkrr cosnx)].

En appliquant ces décompositions harmoniques aux impulsions 52, 53 5 et 54, on obtient les résultats suivants. ( it 4 +  Applying these harmonic decompositions to pulses 52, 53 and 54 gives the following results. (it 4 +

7r sin 4 cos(x)+ 1 sin 4 27t cos2(x) + 1 3 sin 4 3n cos3(x)...+ 1 n7t" n sin 4 1 2 cosn(x) A=(M N B=-(M N 1 +? sin-co x+7r)+ I sircos2(x+1t)+ 1 sir-cos3(x+it)...+ 1 sir 4 7t 4 2 4 3 4 n( cosn(x+7r) 4J C = - Nrcos(x) 3 cos3(x)+ 5 cos5(x)- - cos7(x)+.. \ i On note qu'en additionnant les résultats des décompositions A, B et C, la composante continue s'annule. D'autre part l'échantillonnage par un Dirac permet d'ignorer les harmoniques d'ordre supérieur à la demi bande de Niquyst.  7r sin 4 cos (x) + 1 sin 4 27t cos2 (x) + 1 3 sin 4 3n cos3 (x) ... + 1 n7t "n sin 4 1 2 cosn (x) A = (MNB = - (MN) 1 +? Sin-co x + 7r) + I sircos2 (x + 1t) + 1 sir-cos3 (x + it) ... + 1 sir 4 7t 4 2 4 3 4 n (cosn (x + 7r) 4J C = - Nrcos (x) 3 cos3 (x) + 5 cos5 (x) - - cos7 (x) + .. It is noted that by adding the results of the decompositions A, B and C, the continuous component s' On the other hand, sampling by a Dirac makes it possible to ignore higher-order harmonics than the Niquyst half-band.

Ainsi, la fondamentale, notée F, peut être définie par l'équation suivante: F= 4/ rr [(X-Y) sinrr/4 cosx + Y cos x]=4/ rr[X,fi /2+ Y[1--fi /2]cosx. L'harmonique de rang 3, notée H3, est définie par l'équation suivante: H3 = 4/3rr [(X-Y) sin3rr/4 cos3x Y cos3x]= 413rr [X /2 Y (1+/2)]cos3x.  Thus, the fundamental, denoted F, can be defined by the following equation: F = 4 / rr [(XY) sinrr / 4 cosx + Y cos x] = 4 / rr [X, fi / 2 + Y [1- -fi / 2] cosx. The harmonic of rank 3, denoted H3, is defined by the following equation: H3 = 4 / 3rr [(X-Y) sin3rr / 4 cos3x Y cos3x] = 413rr [X / 2 Y (1 + / 2)] cos3x.

On annule l'harmonique 3 par l'équation suivante: X/Y=1+.  We cancel the harmonic 3 by the following equation: X / Y = 1 +.

Les valeurs X et Y vérifient donc la même équation que les valeurs M et 25 N de l'équation (2) précédemment obtenue.  The values X and Y thus satisfy the same equation as the values M and 25 N of equation (2) previously obtained.

Par conséquent, les mêmes suites de nombres entiers que celles présentées précédemment permettent de déterminer des valeurs qui vérifient sensiblement l'équation (2).  Therefore, the same integer sequences as previously presented allow for the determination of values that substantially satisfy equation (2).

Dans un mode préféré de réalisation de la présente invention, on (2') sélectionne pour les mêmes raisons que celles précédemment énoncées, les valeurs 70 et 169.  In a preferred embodiment of the present invention, the values 70 and 169 are selected (2 ') for the same reasons as those previously mentioned.

En introduisant une erreur, notée E, on obtient l'équation suivante: X = (1- E)(1+'/) N. On calcule alors la fondamentale en fonction de la valeur Y suivant l'équation suivante: F=2,546Y.  By introducing an error, denoted by E, we obtain the following equation: X = (1- E) (1 + '/) N. The fundamental is then calculated as a function of the value Y according to the following equation: F = 2.546 Y.

On obtient également l'harmonique de rang 3 en fonction de Y et de E suivant l'équation suivante: H3=0,723 E Y. Par conséquent le rapport de l'harmonique de rang 3 sur la fondamentale peut s'écrire en fonction de E selon l'équation suivante: H3/F=0,284 E. Ainsi, lorsque les valeurs de X et de Y vérifient sensiblement les équations précédemment déterminées, on réduit très sensiblement l'harmonique de rang 3 et de ce fait les harmoniques impaires de rang supérieur.  We obtain also the harmonic of rank 3 according to Y and E according to the following equation: H3 = 0.723 E Y. Consequently the ratio of the harmonic of rank 3 on the fundamental can be written according to E according to the following equation: H3 / F = 0.284 E. Thus, when the values of X and Y substantially satisfy the equations previously determined, the harmonic of rank 3 is substantially reduced and thus the odd harmonics of higher rank .

Lorsque Y est égal à 70 et X est égal à 169, et d'après les équations qui précèdent, on obtient les résultats suivants: X/Y=2,414286; E = 0,00003; H3/F=-101,4 dB.  When Y is 70 and X is 169, and according to the above equations, the following results are obtained: X / Y = 2.414286; E = 0.00003; H3 / F = -101.4 dB.

Ce dernier résultat est inférieur à la valeur seuil égale à -83 db définie précédemment.  This last result is lower than the threshold value equal to -83 db defined previously.

Ces valeurs de X et de Y permettent donc de réduire très sensiblement les harmoniques de rang 3 et de rang supérieur.  These values of X and Y thus make it possible to very substantially reduce the harmonics of rank 3 and of higher rank.

La première composante numérique de mélange prend successivement les valeurs suivantes sur un quart de période du signal correspondant à [0; rr/2] : 169; 169.  The first digital mixing component successively takes the following values over a quarter period of the signal corresponding to [0; rr / 2]: 169; 169.

Simultanément, la seconde composante numérique de mélange prend successivement les valeurs suivantes sur le même quart de période du signal: -70; 70.  Simultaneously, the second digital mixing component successively takes the following values on the same quarter of the signal period: -70; 70.

On en déduit que la valeur maximale de l'amplitude du signal numérique en sortie du mélangeur à réjection d'image est atteinte lorsque les première et seconde composantes numériques prennent simultanément les valeurs respectives 169 et 70.  It can be deduced that the maximum value of the amplitude of the digital signal at the output of the image rejection mixer is reached when the first and second digital components simultaneously take the respective values 169 and 70.

Ainsi, pour un signal numérique d'entrée dans le mélangeur à réjection d'image ayant une valeur d'amplitude maximale, notée Emax, on obtient en sortie du mélangeur, une amplitude de signal numérique maximale, notée Smax, suivant l'équation suivante: Smax= (169+70)*Emax Dans un exemple pris pour référence, on considère que la valeur de Emax est égale à 15. On obtient alors une valeur de Smax égale à 3585. Une telle valeur peut être codée sur 12 bits. De ce fait un tel signal peut être codé sur 12 bits associés à un signe.  Thus, for an input digital signal in the image rejection mixer having a maximum amplitude value, denoted Emax, a maximum digital signal amplitude, denoted Smax, is obtained at the output of the mixer, according to the following equation : Smax = (169 + 70) * Emax In an example taken for reference, we consider that the value of Emax is equal to 15. We obtain then a value of Smax equal to 3585. Such a value can be coded on 12 bits. As a result, such a signal can be coded on 12 bits associated with a sign.

En conclusion, en prenant un signal analogique sinusoïdal de mélange d'amplitude égale à 169/cos(rr/8) et en effectuant un échantillonnage comme décrit précédemment pour obtenir une amplitude maximale du composante numérique de mélange égale à 169, on est en mesure de réduire le format binaire du signal numérique de sortie. Dans l'exemple pris en référence, on obtient une réduction de ce format binaire de 6 bits.  In conclusion, by taking a sinusoidal analog signal of amplitude mixing equal to 169 / cos (rr / 8) and performing a sampling as described previously to obtain a maximum amplitude of the digital component of mixing equal to 169, we are able to to reduce the binary format of the digital output signal. In the example taken with reference, we obtain a reduction of this binary format of 6 bits.

La présente invention couvre des modes de réalisation dans lesquels d'autres valeurs vérifiant les équations (2) et (2') sont choisies.  The present invention covers embodiments in which other values satisfying equations (2) and (2 ') are selected.

On note que les valeurs 169 et 70 sont avantageusement sélectionnées dans un tel mélangeur pour les raisons précédemment énoncées et également pour des raisons de facilité de calculs dans le mélangeur au cours des multiplications de signaux, comme cela est détaillé ci-après.  It should be noted that the values 169 and 70 are advantageously selected in such a mixer for the reasons previously stated and also for reasons of ease of calculation in the mixer during the multiplications of signals, as is detailed hereinafter.

En effet, en utilisant de tels nombres, on met avantageusement en oeuvre des multiplieurs partiels. L'écriture binaire du nombre 70, 001000110 présente l'avantage de comprendre un grand nombre de 0 relativement au nombre total de bits. La figure 7 illustre un multiplieur partiel mettant avantageusement en oeuvre l'écriture binaire du nombre 70. En effet, on peut réaliser, comme illustré sur la figure 7, un multiplieur partiel par 70 avec deux additionneurs ayant chacun une sortie sur quatre bits.  Indeed, using such numbers, it is advantageous to use partial multipliers. The binary writing of the number 70, 001000110 has the advantage of including a large number of 0 relative to the total number of bits. FIG. 7 illustrates a partial multiplier advantageously implementing the binary writing of the number 70. Indeed, it is possible to realize, as illustrated in FIG. 7, a partial multiplier by 70 with two adders each having a four-bit output.

Soit le format binaire d'entrée noté : E3 E2 El Eo On peut multiplier ce format binaire par 70, en traitant chaque bit égal à 1 du format binaire de 70. On décompose ainsi une telle multiplication comme décrit ci-après.  Let the input binary format be noted: E3 E2 El Eo This binary format can be multiplied by 70, treating each bit equal to 1 of the binary format of 70. This multiplication is decomposed as described below.

On décale tout d'abord de 1, le format binaire d'entrée: E3 E2 El Eo 0.  We first shift from 1, the input binary format: E3 E2 El Eo 0.

Puis on décale de 2, le format binaire d'entrée: E3 E2 El Eo00.  Then we shift from 2, the input binary format: E3 E2 El Eo00.

Et enfin, on décale de 6, le format binaire d'entrée: E3 E2 E1 Eo000000.  And finally, we shift from 6, the input binary format: E3 E2 E1 Eo000000.

L'additionneur 61 prenant en entrée: E3 E2 E1Eo0E3E2El fournit en sortie: E3 (E3 + E2) (E2 + El) (El + Eo).  The adder 61 taking as input: E3 E2 E1Eo0E3E2E1 outputs: E3 (E3 + E2) (E2 + El) (E1 + E0).

Puis l'additionneur 62 prenant en entrée: E3 E2 El Eo000 fournit en sortie E3 E2 El Eo.  Then the adder 62 taking as input: E3 E2 El Eo000 outputs E3 E2 El Eo.

Les entrées 63 et 64 permettent de gérer les débordements.  Inputs 63 and 64 make it possible to manage the overflows.

On obtient ainsi une sortie sur 11 bits qui peut s'écrire de la façon suivante: E3 E2 El Eo E3 (E3 + E2) (E2 + El) (El + Eo). E0 O. Ce résultat correspond à une multiplication de E3 E2 El Eo par 70.  This gives an output of 11 bits which can be written in the following way: E3 E2 El Eo E3 (E3 + E2) (E2 + El) (E1 + E0). E0 O. This result corresponds to a multiplication of E3 E2 El Eo by 70.

Puis, l'écriture binaire du nombre 169, 010101001, présente également un nombre important de 0 relativement au nombre total de bits. La figure 8 illustre un multiplieur partiel mettant avantageusement en oeuvre l'écriture binaire du nombre 169. Un tel multiplieur peut être avantageusement réalisé avec trois additionneurs, 71, 72, 73 ayant une sortie sur 4 bits.  Then, the binary writing of the number 169, 010101001, also has a significant number of 0 relative to the total number of bits. FIG. 8 illustrates a partial multiplier advantageously implementing the binary writing of the number 169. Such a multiplier can advantageously be implemented with three adders 71, 72, 73 having a 4-bit output.

Un mode de réalisation de la présente invention peut être mis en oeuvre dans un récepteur de signaux radio embarqué. En effet, le format binaire en sortie d'un tel mélangeur étant sensiblement réduit, le traitement du signal ainsi obtenu est plus facile et moins coûteux à réaliser. Ainsi, un tel récepteur peut présenter une plus grande autonomie en énergie.  An embodiment of the present invention may be implemented in an on-board radio signal receiver. Indeed, the output binary format of such a mixer being substantially reduced, the signal processing thus obtained is easier and less expensive to achieve. Thus, such a receiver may have a greater autonomy in energy.

De plus, les harmoniques du signal de mélange sont très nettement réduites ce qui contribue à réduire les perturbations introduites par un procédé de mélange.  Moreover, the harmonics of the mixing signal are very clearly reduced, which contributes to reducing the disturbances introduced by a mixing process.

Claims (9)

REVENDICATIONS 1. Mélangeur de signaux radio numériques pour produire un signal numérique de sortie de fréquence centrale (f- fo) par mélange d'un signal numérique d'entrée de fréquence centrale (f), comprenant une composante réelle (102) et une composante imaginaire (103) d'entrée, à un signal numérique de mélange de fréquence centrale (fo), comprenant une composante réelle (112) et une composante imaginaire (113) de mélange fournissant chacune huit valeurs d'amplitude par période dudit signal de mélange; ledit signal numérique de sortie d'amplitude maximale Smax, 10 comprenant une composante réelle (110) et une composante imaginaire (111) de sortie; ledit mélangeur comprenant: - des moyens agencés pour fournir un premier signal intermédiaire (116) par mélange de ladite composante réelle d'entrée (102) à ladite 15 composante réelle de mélange (112); - des moyens agencés pour fournir un second signal intermédiaire (117) par mélange de ladite composante imaginaire d'entrée (103) à ladite composante imaginaire de mélange (113); - des moyens agencés pour fournir un troisième signal intermédiaire 20 (114) par mélange de ladite composante imaginaire d'entrée (103) à ladite composante réelle de mélange (112); des moyens agencés pour fournir un quatrième signal intermédiaire (115) par mélange de ladite composante réelle d'entrée (102) à ladite composante imaginaire de mélange (113); - des moyens agencés pour fournir ladite composante réelle (110) du signal de sortie en ajoutant lesdits premier et second signaux intermédiaires; - des moyens agencés pour fournir ladite composante imaginaire (111) du signal de sortie en ajoutant lesdits troisième et quatrième signaux intermédiaires; caractérisé en ce que chacune desdites composantes de mélange est décomposable en une pluralité d'impulsions (52,53,54) dont les valeurs d'amplitude sont déterminées à partir de deux nombres entiers sélectionnés parmi des valeurs entières qui vérifient, à une erreur prédéfinie près, une équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 dudit signal de mélange et qui minimisent ladite amplitude maximale Smax du signal de sortie.  A digital radio signal mixer for producing a center frequency output digital signal (f-fo) by mixing a center frequency input digital signal (f), comprising a real component (102) and an imaginary component Input signal (103) to a center frequency mixing digital signal (fo), comprising a real component (112) and an imaginary component (113) providing each eight amplitude values per period of said mixing signal; said maximum amplitude output digital signal Smax, comprising a real component (110) and an imaginary output component (111); said mixer comprising: - means arranged to provide a first intermediate signal (116) by mixing said actual input component (102) with said actual mixing component (112); means arranged to provide a second intermediate signal (117) by mixing said imaginary input component (103) with said imaginary mixture component (113); means arranged to provide a third intermediate signal (114) by mixing said imaginary input component (103) with said actual mixing component (112); means arranged to provide a fourth intermediate signal (115) by mixing said input real component (102) with said imaginary mixing component (113); means arranged to supply said real component (110) of the output signal by adding said first and second intermediate signals; means arranged to supply said imaginary component (111) of the output signal by adding said third and fourth intermediate signals; characterized in that each of said mixing components is decomposable into a plurality of pulses (52,53,54) whose amplitude values are determined from two integers selected from integer values which satisfy a predefined error near, a cancellation equation of the harmonic component of rank 3 of said mixing signal and which minimize said maximum amplitude Smax of the output signal. 2. Mélangeur selon la revendication 1, dans lequel les amplitudes des composantes réelle (112) et imaginaire (113) du signal numérique de mélange sont déterminées à partir d'un calcul d'échantillonnage d'un signal analogique, ayant une composante réelle et une composante imaginaire, à des instants t correspondant respectivement à 1r/8, 3-rr/8, 5u/8, 7rr/8, 9rr/8, 11rr/8, 13rr/8, 15rr/8.  The mixer according to claim 1, wherein the amplitudes of the real (112) and imaginary (113) components of the digital mixing signal are determined from a sampling calculation of an analog signal, having a real component and an imaginary component, at times t respectively corresponding to 1r / 8, 3-rr / 8, 5u / 8, 7rr / 8, 9rr / 8, 11rr / 8, 13rr / 8, 15rr / 8. 3. Mélangeur selon la revendication 2, dans lequel l'une des composantes du signal de mélange est décomposée en trois impulsions périodiques (52, 53,54) respectivement déterminées sur une même période par: - une première impulsion (52) d'amplitude de valeur (X-Y) durant 2*rr/4, puis de valeur 0 durant 6*rr/4; - une deuxième impulsion (53) d'amplitude de valeur 0 durant 4*rr/4 puis de valeur -(X-Y) durant 2*rr/4 puis de valeur 0 durant 2*rr/4; et - une troisième impulsion (54) d'amplitude de valeur Y durant 3*rr/4 puis de valeur -Y durant 4*rr/4, puis de valeur Y durant rr/4, où X et Y sont des nombres entiers non nuls; dans lequel l'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 est la suivante: XIY=1+' ;et dans lequel X est égal à la valeur d'amplitude maximale des composantes du signal de mélange.  3. Mixer according to claim 2, in which one of the components of the mixing signal is decomposed into three periodic pulses (52, 53, 54) respectively determined over the same period by: a first pulse (52) of amplitude of value (XY) during 2 * rr / 4, then of value 0 during 6 * rr / 4; a second pulse (53) of amplitude of value 0 during 4 * rr / 4 then of value - (X-Y) during 2 * rr / 4 then of value 0 during 2 * rr / 4; and a third pulse (54) of amplitude of value Y during 3 * rr / 4 then of value -Y during 4 * rr / 4, then of value Y during rr / 4, where X and Y are non-integer numbers null; wherein the cancellation equation of the third harmonic component is: XIY = 1 + 'and wherein X is equal to the maximum amplitude value of the components of the mixing signal. 4. Mélangeur selon la revendication 3, dans lequel les deux nombres entiers X et Y sont respectivement 169 et 70; et dans lequel l'amplitude maximale du signal numérique de sortie est égal à Emax * (169+70), où Emax est l'amplitude maximale du signal d'entrée.  4. Mixer according to claim 3, wherein the two integers X and Y are 169 and 70, respectively; and wherein the maximum amplitude of the digital output signal is equal to Emax * (169 + 70), where Emax is the maximum amplitude of the input signal. 5. Mélangeur selon la revendication 1, dans lequel les amplitudes des composantes réelle (112) et imaginaire (113) du signal numérique de mélange sont déterminées à partir d'un calcul d'échantillonnage d'un signal analogique à des instants t correspondant respectivement à 0, rr/4, 712, 3rr/4, rr, 5rr/4, 37/2, 7rr/4 pour réduire le nombre de calculs.  5. Mixer according to claim 1, wherein the amplitudes of the real (112) and imaginary (113) components of the digital mixing signal are determined from a sampling calculation of an analog signal at times corresponding t respectively at 0, rr / 4, 712, 3rr / 4, rr, 5rr / 4, 37/2, 7rr / 4 to reduce the number of computations. 6. Mélangeur selon la revendication 5, dans lequel l'une des composantes numériques de mélange est décomposée en quatre impulsions périodiques (32, 33,34,35) respectivement déterminées sur une même période par: - une première impulsion (32) d'amplitude de valeur M durant 3*rr/4, et de valeur 0 durant 5*rr/4; - une deuxième impulsion (33) d'amplitude de valeur 0 durant 4*rr/4 puis de valeur M durant 3*rr/4 puis de valeur 0 durant rr/4; - une troisième impulsion (34) d'amplitude de valeur 0 durant rr/4, puis de valeur N durant rr/4 puis de valeur 0 durant 6*rr/4; et une quatrième impulsion (35) d'amplitude de valeur 0 durant 5* rr/4, puis de valeur N durant rr/4, puis de valeur 0 sur 2* rr/4, où M et N sont des nombres entiers non nuls, dans lequel l'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 est la suivante: MIN=(1+fi); et dans lequel la somme des entiers M et N correspond à la valeur d'amplitude maximale des composantes du signal de mélange.  Mixer according to claim 5, in which one of the digital mixing components is decomposed into four periodic pulses (32, 33, 34, 35) respectively determined over the same period by: a first pulse (32) of amplitude of value M during 3 * rr / 4, and of value 0 during 5 * rr / 4; a second pulse (33) of amplitude of value 0 during 4 * rr / 4 then of value M during 3 * rr / 4 then of value 0 during rr / 4; a third pulse (34) of amplitude of value 0 during rr / 4, then of value N during rr / 4 then of value 0 during 6 * rr / 4; and a fourth pulse (35) of amplitude of value 0 during 5 * rr / 4, then of value N during rr / 4, then of value 0 over 2 * rr / 4, where M and N are non-zero integers , in which the cancellation equation of the third harmonic component is as follows: MIN = (1 + fi); and wherein the sum of the integers M and N corresponds to the maximum amplitude value of the components of the mixing signal. 7. Mélangeur selon la revendication 6, dans lequel les deux nombres entiers M et N sont respectivement 169 et 70; et dans lequel l'amplitude maximale du signal numérique de sortie est égal à Emax*(169+169), où Emax est l'amplitude maximale du signal d'entrée.  7. Mixer according to claim 6, wherein the two integers M and N are respectively 169 and 70; and wherein the maximum amplitude of the digital output signal is equal to Emax * (169 + 169), where Emax is the maximum amplitude of the input signal. 2872649 29  2872649 29 8. Mélangeur selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les valeurs entières qui vérifient l'équation d'annulation de l'harmonique de rang 3 du signal de mélange sont déterminées sur la base d'une suite de nombre An, pour n entier supérieur ou égal à 2, vérifiant la caractéristique suivante: An/An_2 converge vers (1±fi).Mixer according to one of the preceding claims, wherein the integer values which satisfy the cancellation equation of the third harmonic of the mixing signal are determined on the basis of a number sequence An, for n integer greater than or equal to 2, satisfying the following characteristic: An / An_2 converges to (1 ± fi). 9. Mélangeur selon la revendication 8, dans lequel la suite de nombres An vérifie, pour i strictement positif, les équations suivantes: A=Ao*' ; A2 = Al *(1+h/2); A3 = A2 * -fi; A2i= A2;_2 + A2i_1, A2;+1 = A2; + A2;_2, et dans lequel le rapport entre deux nombres consécutifs converge alternativement vers et (1±\12/2).  9. Mixer according to claim 8, wherein the series of numbers An satisfies, for i strictly positive, the following equations: A = Ao * '; A2 = Al * (1 + h / 2); A3 = A2 * -fi; A2i = A2; _2 + A2i_1, A2; +1 = A2; + A2; _2, and wherein the ratio between two consecutive numbers alternately converges to and (1 ± \ 12/2).