FR2853795A1 - Composant electronique avec dispositif de syntonisation integre, permettant le decodage de signaux de television numerique terrestre ou par cable. - Google Patents
Composant electronique avec dispositif de syntonisation integre, permettant le decodage de signaux de television numerique terrestre ou par cable. Download PDFInfo
- Publication number
- FR2853795A1 FR2853795A1 FR0304554A FR0304554A FR2853795A1 FR 2853795 A1 FR2853795 A1 FR 2853795A1 FR 0304554 A FR0304554 A FR 0304554A FR 0304554 A FR0304554 A FR 0304554A FR 2853795 A1 FR2853795 A1 FR 2853795A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- frequency
- filter
- signal
- transposition
- stage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/4446—IF amplifier circuits specially adapted for B&W TV
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
- H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/60—Network structure or processes for video distribution between server and client or between remote clients; Control signalling between clients, server and network components; Transmission of management data between server and client, e.g. sending from server to client commands for recording incoming content stream; Communication details between server and client
- H04N21/61—Network physical structure; Signal processing
- H04N21/6106—Network physical structure; Signal processing specially adapted to the downstream path of the transmission network
- H04N21/6112—Network physical structure; Signal processing specially adapted to the downstream path of the transmission network involving terrestrial transmission, e.g. DVB-T
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/455—Demodulation-circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
Le composant CMP comporte un tuner intégré superhétérodyne à double conversion, tout d'abord montante de façon à se situer en dehors de la bande de réception, puis descendante à fréquence intermédiaire non nulle. Un filtre FBAW, du type à onde acoustique de volume, calibré de façon à déterminer précisément sa fréquence centrale, est disposé entre les deux étages de transposition de fréquence du tuner. Un filtre micromécanique FMMR, calibré de façon à déterminer précisément sa fréquence centrale, est disposé en aval du deuxième étage de transposition de fréquence.
Description
Composant électronique avec dispositif de syntonisation intégré,
permettant le décodage de signaux de télévision numérique
terrestre ou par câble.
L'invention concerne le décodage de canaux de transmission radiofréquences véhiculant des informations numériques codées.
L'invention s'applique ainsi avantageusement à la télévision numérique terrestre, c'est-à-dire utilisant des signaux transmis entre des antennes de télévision, telle que définie dans la spécification 10 européenne DVBT (Digital Video Broadcasting-terrestrial) ou dans la specification Nordamericaine ATSC (Advisory Commitee on Advanced Television Service Digital TV), ou bien à la télévision numérique par câble, telle que définie dans la spécification européenne DVB-C (Digital Video Broadcasting-cable) ou dans la specification 15 Nord-americaine ITU-J83 Annex A/B/CID (International Télécommunication Union), toutes ces télédiffusions étant basées sur les normes de transmission MPEG et utilisent par exemple pour véhiculer les informations, une modulation numérique en quadrature, ou bien une modulation du type COFDM selon une dénomination bien 20 connue de l'homme du métier.
L'invention concerne ainsi notamment les syntonisateurs (" tuner " en langue anglaise).
Les signaux de télévision reçus à l'entrée du syntonisateur du récepteur sont composés de l'ensemble des canaux émis qui se situent 25 dans la bande de fréquences 45 MHz-860 MHz.
Le syntonisateur a pour but de sélectionner le canal désiré et de sortir un signal en bande de base sur la voie en phase (voie 1) et sur la voie en quadrature (voie Q). Ce signal est ensuite converti en un signal numérique et démodulé. Les traitements de décodage de canal 30 comportent ensuite également un bloc qui distingue, typiquement au moyen d'une logique majoritaire, les zéros des uns, puis effectuent l'ensemble de la correction d'erreur, c'est-à-dire typiquement un décodage de Viterbi, le désentrelacement, un décodage de ReedSolomon et le débrassage. Le dispositif de décodage de canal fournit en sortie des paquets qui sont décodés de façon classique dans un dispositif de décodage de source conforme aux normes MPEG de façon à redélivrer en sortie les signaux audio et vidéo initiaux transmis via des antennes ou via le câble.
Les études actuelles visent à rechercher des solutions de plus en plus intégrées pour la réalisation des récepteurs de télévision numérique terrestre ou par câble.
Cependant, ces recherches se heurtent à des difficultés technologiques liées à la réalisation des moyens permettant, d'une 10 part, de discerner correctement un canal parmi l'ensemble des canaux présents, et, d'autre part, de discriminer correctement le signal du bruit.
En effet, alors que dans la télévision numérique par satellite, tous les canaux ont à peu près la même puissance, ce n'est pas le cas 15 en particulier dans la télévision numérique terrestre. Ainsi, on peut par exemple avoir des canaux adjacents présentant une puissance très élevée par rapport au canal désiré, par exemple une différence de puissance de l'ordre de 40 dB. Il convient donc de pouvoir assurer une réjection de 40 dB sur les canaux adjacents. Par ailleurs, la 20 spécification impose un rapport signal/bruit de l'ordre de 30 dB.
Aussi, dans le pire des cas, il faut donc pouvoir être capable de ramener le niveau d'un canal adjacent à 70 dB en dessous de son niveau d'entrée.
Il en résulte des contraintes extrêmement importantes sur les 25 filtres, ce qui est extrêmement contraignant pour les solutions intégrées.
L'invention vise à apporter une solution à ce problème.
L'invention a pour but de présenter une solution totalement intégrée pour le tuner, compte tenu des caractéristiques des signaux de 30 télévision numérique, en particulier terrestre, présentant des contraintes de réjection plus importantes que les signaux de télévision numérique par câble.
L'invention propose donc un composant électronique comprenant - un circuit intégré réalisé sur un substrat monolithique et comportant un module de syntonisation du type superhétérodyne à double conversion montante puis descendante à une fréquence intermédiaire non nulle, possédant une entrée 5 apte à recevoir des signaux analogiques de télévision numérique terrestre ou par câble composés de plusieurs canaux, un filtre passe-bande du type à onde acoustique de volume disposé entre les deux étages de transposition de fréquence et délivrant un signal analogique filtré contenant 10 les informations véhiculées par un canal désiré et des informations dites de canaux adjacents, un filtre passebande du type microélectromécanique disposé en aval du deuxième étage de transposition de fréquence et apte à éliminer les informations de canaux adjacents, des premiers moyens de détermination de la fréquence centrale du filtre à onde acoustique de volume et.
- des deuxièmes moyens de détermination de la fréquence centrale du filtre microélectromécanique.
En d'autres termes, l'invention résout notamment le problème 20 du filtrage des canaux adjacents en utilisant en combinaison, un filtre intégré du type à onde acoustique de volume (filtre " BAW ": Bulk Acoustic Wave), et un filtre intégré du type microélectromécanique généralement formé d'au moins un résonateur micromécanique (MMR: " micromechanical resonator "). Ainsi, le filtre à onde 25 acoustique de volume effectue un préfiltrage du signal pour ne laisser passer que le canal désiré et quelques canaux adjacents. Puis les informations de canaux adjacents sont éliminées par le filtre MMR.
Par ailleurs il est connu que la fréquence centrale d'un filtre à onde acoustique de volume, qui est par exemple constitué en pratique 30 d'au moins deux résonateurs du type à onde acoustique de volume, est difficilement maîtrisable avec précision à partir des caractéristiques physiques des résonateurs.
Il en est de même en ce qui concerne la fréquence centrale du filtre MMR.
Ce problème qui rend a priori incompatible l'utilisation d'un filtre intégré du type BAW et d'un filtre intégré de type MMR dans un tuner, est résolu selon l'invention par une détermination explicite in situ de la fréquence centrale de ces filtres.
Les canaux des signaux de télévision s'étendent sur une plage de fréquences prédéterminée, typiquement 45 MHz-860 MHz.
Et selon un mode de réalisation de l'invention, les premiers moyens de détermination de la fréquence centrale du filtre BAW comportent des moyens aptes en l'absence de signal à l'entrée du 10 premier étage de transposition, à faire varier au-delà de la limite supérieure de ladite plage de fréquences, la fréquence d'un signal de transposition de calibration appliqué à cet étage de transposition, et des moyens de détection aptes à déterminer pour chaque valeur de la fréquence du signal de calibration, la puissance du signal en sortie du 15 filtre à onde acoustique de volume et à détecter la puissance maximale, la fréquence centrale du filtre BAW étant alors la fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance.
De même selon un mode de réalisation de l'invention, les deuxièmes moyens de détermination comportent des moyens aptes en 20 l'absence de signal à l'entrée du deuxième étage de transposition, à faire varier au voisinage d'une fréquence intermédiaire de référence prédéterminée, la fréquence d'un signal de transposition de calibration appliqué à cet étage de transposition, et des moyens de détection aptes à déterminer pour chaque valeur de la fréquence du signal de 25 calibration, la puissance du signal en sortie du filtre microélectromécanique et à détecter la puissance maximale, la fréquence centrale du filtre étant alors la fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance.
Ceci étant l'invention n'est pas limitée à ces méthodes 30 particulières de détermination de fréquence centrale.
Selon un mode de réalisation de l'invention, après la phase de calibration, le premier étage de transposition de fréquence est apte à recevoir un premier signal de transposition ayant une fréquence égale par exemple à la somme de la fréquence du canal désiré et de ladite fréquence centrale déterminée du filtre à onde acoustique de volume.
A titre indicatif, une valeur possible pour cette fréquence centrale est 1220 MHz.
Ceci étant il serait également possible que la fréquence du 5 premier signal de transposition soit égale à la différence entre ladite fréquence centrale et la fréquence du canal désiré.
Le fait de choisir une fréquence de transposition du premier signal de transposition supérieure à la limite supérieure de la plage de fréquences, c'est-à-dire supérieure à 860 MHz, permet d'aller avec 10 cette conversion montante, en dehors de la bande de réception, et d'éviter ainsi des interactions avec la première fréquence de transposition.
Par ailleurs après la détermination de la fréquence centrale du filtre microélectromécanique, le deuxième étage de transposition de 15 fréquences est apte à recevoir un deuxième signal de transposition ayant une fréquence égale à ladite fréquence centrale du filtre à onde acoustique de volume, diminuée de la fréquence centrale du filtre microélectromécanique.
La bande passante du filtre à onde acoustique de volume est par 20 exemple de l'ordre de deux à trois fois la largeur fréquentielle d'un canal. Ainsi, à titre indicatif, la largeur fréquentielle d'un canal étant de l'ordre de 8 MHz, on pourra choisir une bande passante de l'ordre de 20 MHz pour le filtre à onde acoustique de volume.
La bande passante du filtre à microélectromécanique est quant 25 à elle par exemple de l'ordre de la largeur fréquentielle d'un canal.
Selon un mode de réalisation de l'invention, le composant comporte un étage numérique relié au module de syntonisation par un étage de conversion analogique/numérique, et comportant des moyens de décodage de canal.
Cet étage numérique peut incorporer les premiers et deuxièmes moyens de détermination de fréquence.
Les premiers moyens de détermination de fréquence et les deuxièmes moyens de détermination de fréquence sont par exemple réalisés au sein d'une même architecture matérielle.
L'invention a également pour objet un récepteur de signaux de télévision numérique terrestre ou par câble, comprenant un composant électronique tel que défini ci-avant.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention 5 apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation, nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels: -la figure 1 est un synoptique schématique de la structure interne d'un composant électronique selon l'invention; -la figure 2 est plus particulièrement relative à une phase de 10 calibration selon l'invention de la fréquence centrale d'un filtre du type à onde acoustique de volume, - la figure 3 est plus particulièrement relative à une phase de calibration selon l'invention de la fréquence centrale d'un filtre du type microélectromécanique, et -la figure 4 et la figure 5 illustrent schématiquement des diagrammes fré quentiels des canaux avant et après filtrage; Sur la figure 1, la référence RDS désigne un récepteur/décodeur connecté à une antenne ANT captant des signaux de télévision numérique terrestre, ce récepteur étant destiné à recevoir 20 et à décoder ces signaux.
Le récepteur RDS comporte en tête un composant électronique CMP destiné à recevoir l'ensemble des canaux CNi présents dans le signal reçu à l'entrée de signal ESO de ce composant, et à délivrer à la sortie BSO un flux de données MPEG correspondant à un canal 25 sélectionné.
Le composant CMP comporte un circuit intégré CI (puce) entièrement réalisé en technologie CMOS sur un substrat monolithique de silicium.
Le composant CMP comporte en tête un dispositif de 30 syntonisation ou tuner TZ, destiné à sélectionner un canal parmi l'ensemble des canaux CN, présents dans le signal reçu à l'entrée de signal ESO, qui est ici également l'entrée du tuner.
Le tuner TZ est entièrement intégré sur la puce CI.
Ce tuner TZ est ici un tuner à double conversion, tout d'abord montante puis descendante à fréquence intermédiaire, de façon à ramener au final le signal à une fréquence intermédiaire qui se situe au voisinage d'une valeur prédéfinie par la norme, par exemple 36MHz.
Le tuner TZ comporte en tête un amplificateur faible bruit LNA connecté à l'entrée de signal ESO. Cet amplificateur LNA est suivi d'un premier étage de transposition de fréquence (mélangeur) MX1. Ce mélangeur MX1 reçoit, d'une part, le signal issu de l'amplificateur faible bruit LNA et, d'autre part, un signal de transposition OL1 issu 10 par exemple d'un oscillateur commandé en tension VCO1.
En fonctionnement normal ce signal de transposition OLI a une fréquence égale de préférence à la somme de la fréquence Fd du canal désiré et de la fréquence centrale Fcl d'un filtre intégré passe-bande du type à onde acoustique de volume FBAW disposé en aval du 15 mélangeur MX1.
Les filtres du type à onde acoustique de volume sont connus en eux-mêmes de l'homme du métier. Ils sont par exemple formés d'au moins deux résonateurs du type à onde acoustique de volume, également parfois abusivement désignés sous le vocable de résonateur 20 piezzo-électrique. De tels résonateurs sont par exemple décrits dans l'article de Sang-Hee Kim et autres intitulé " AlN-based film bulk acoustic resonator devices with W/SiO2 multilayers reflector for rf band pass filter application ", J. Vac. Sci. Technol. B 19(4), Juillet/Août 2001, ou encore dans l'article de K. M. Lakin intitulé 25 " Thin film resonators and filters ", 1999 IEEE ULTRASONICS SYMPOSIUM, p. 895-906.
Par ailleurs ce dernier article illustre la réalisation de filtres du type BAW, formés de plusieurs résonateurs disposés en échelle.
La fréquence centrale du filtre intégré FBAW n'est pas définie 30 avec précision à partir des seules caractéristiques technologiques et de dimensionnement des résonateurs. Seule la largeur de bande du filtre est bien définie.
Aussi l'invention prévoit-elle des premiers moyens de détermination aptes à déterminer cette fréquence centrale lors d'une phase de calibration.
Plus précisément, selon un exemple de réalisation illustré sur la 5 figure 2, les premiers moyens de détermination de cette fréquence centrale comportent des moyens de contrôle CTLS aptes à commander un premier interrupteur SWl disposé entre la sortie de l'amplificateur LNA et l'entrée du mélangeur MX1, et un deuxième interrupteur SW2 connecté en aval du filtre FBAW.
Dans la phase de calibration le premier interrupteur SW1 est ouvert (figure 2) alors que dans la phase de fonctionnement normal il est fermé (figure 1).
En d'autre termes dans la phase de calibration il y a une absence de signal à l'entrée du premier étage de transposition MXl, 15 alors que le signal reçu par l'antenne est présent à l'entrée du premier étage de transposition MX1 dans la phase de fonctionnement normal.
Des moyens de commande MVAR sont aptes à commander l'oscillateur VCO1 de façon à faire à faire varier au-delà de la limite supérieure de la plage de fréquences 45 MHz-860 MHz, la fréquence 20 d'un signal de transposition de calibration OLV appliqué à cet étage de transposition MX1. En effet on a choisi un filtre FBAW dont la fréquence centrale se situe a priori au delà de cette plage de fréquences.
Le signal en sortie du filtre FBAW est dirigé par 25 l'intermédiaire du commutateur SW2 vers un convertisseur analogique numérique CAN.
Des moyens de post-traitement comportent alors des moyens MP aptes à déterminer pour chaque valeur de la fréquence du signal de calibration, la puissance du signal en sortie du filtre à onde acoustique 30 de volume, et des moyens MDT aptes à détecter la puissance maximale.
La fréquence centrale Fcl du filtre FBAW est alors la fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance.
A titre d'exemple, les moyens MP peuvent calculer la puissance du signal en en calculant par exemple le module. Une façon simplifiée de calculer le module du signal est fournie par la formule ci-dessous: Module (S) = Max (abs (S)) + 1/2 Min (abs (S)) Dans cette formule, Max désigne la valeur maximale, Min désigne la valeur minimale et abs désigne la valeur absolue, S le signal délivré par le convertisseur analogique numérique CAN.
A titre d'exemple, on supposera dans la suite du texte que la 10 fréquence centrale Fcl du filtre FBAW est égale à 1220 MHz.
Après la phase de calibration, c'est à dire en fonctionnement normal, l'interrupteur SW1 est fermé (figure 1) et le premier signal de transposition OLI a alors par exemple une fréquence égale à 1220MHz + Fd, o Fd désigne la fréquence du canal désiré CNi.
En conséquence, le signal à la sortie du mélangeur MX1 est, comme illustré sur la figure 4, un signal comportant tous les canaux, mais dont le canal désiré CNi est centré autour de la fréquence centrale du filtre FBAW, c'est-à-dire 1220 MHz.
Ce filtre FBAW est relativement raide et permet par conséquent 20 d'éliminer un grand nombre de canaux adjacents non désirés, situés de part et d'autre du canal désiré CNi.
A titre indicatif, le filtre FBAW peut présenter une bande passante de 20 MHz. Compte tenu du fait que la largeur d'un canal est de l'ordre de 8 MHz, le signal en sortie du filtre FBAW comportera le 25 canal désiré CN1 et deux ou trois canaux immédiatement adjacents, comme illustré schématiquement également sur la figure 4.
A la sortie du filtre FBAW, le signal est en fonctionnement normal amplifié dans un amplificateur à gain commandé AGC1 (figure 1; commutateur SW2 reliant le filtre FBAW et l'amplificateur AGC1). 30 Puis, ce signal subit une deuxième conversion, cette fois-ci descendante, au sein d'un deuxième étage de transposition de fréquence formé ici de deux mélangeurs MX2I et MX2Q, recevant respectivement deux signaux de transposition de fréquence OL2 mutuellement déphasés de 90 . Ces signaux de transposition de fréquence OL2 sont issus par exemple également d'un oscillateur commandé en tension VCO2.
La fréquence du deuxième signal de transposition OL2 est égale à la fréquence centrale Fcl du filtre FBAW, c'est-à-dire ici 1220 5 MHz, diminuée de la fréquence centrale Fc2 d'un filtre du type microélectromécanique FMMR.
Avant de revenir plus en détails sur la détermination de la fréquence centrale du filtre FMMR, on va décrire sommairement les éléments classiques et connus en eux-mêmes disposés entre les 10 mélangeurs MX2I, MX2Q et le filtre FMMR.
Plus précisément, après filtrage dans des filtres FBBI et FBBQ, les signaux des deux voies de traitement I et Q sont sommés dans un additionneur ADD, de façon à diminuer le niveau de la fréquence image. Puis le signal résultant est amplifié dans un amplificateur AMP 15 avant d'attaquer le filtre FMMR.
Les filtres du type microélectromécanique sont connus en euxmêmes de l'homme du métier. Ils sont par exemple formés d'au moins un résonateur du type micromécanique. Des exemples de résonateurs et filtres micromécaniques sont par exemple décrits dans l'article de 20 Clark T.-C. Nguyen intitulé " Micromechanical Circuits for Communication Transceivers " Proceedings, 2000 Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting (BCTM), Minneapolis, Minnesota, 25-26 Septembre 2000, pp 142-149, ou bien dans l'article de Liwei Lin et autres intitulé " Microelectromechanical Filters for Signal 25 Processing ", journal of microelectromechanical systems, vol. 7, n 3, septembre 1998.
Comme pour les filtres du type BAW, la fréquence centrale du filtre intégré FMMR n'est pas définie avec précision à partir des seules caractéristiques technologiques et de dimensionnement du ou 30 des résonateurs. Seule la largeur de bande du filtre est bien définie.
Aussi l'invention prévoit-elle des deuxièmes moyens de détermination aptes à déterminer cette fréquence centrale lors de la phase de calibration.
Plus précisément, selon un exemple de réalisation illustré sur la figure 3, les premiers moyens de détermination de cette fréquence centrale comportent des moyens de contrôle CTLS aptes à commander un premier interrupteur SWIO disposé entre la sortie de l'amplificateur 5 AMP et l'entrée de l'étage de mélange MX2, et un deuxième interrupteur SW20 connecté en aval du filtre FMMR.
Dans la phase de calibration le premier interrupteur SW10 est ouvert (figure 3) alors que dans la phase de fonctionnement normal il est fermé (figure 1).
En d'autre termes dans la phase de calibration il y a une absence de signal à l'entrée du deuxième étage de transposition MX2, alors que le signal est présent à l'entrée de cet étage de transposition MX1 dans la phase de fonctionnement normal.
Dans l'exemple décrit ici, on choisira un filtre FMMR ayant a 15 priori une fréquence centrale de l'ordre de 36 MHz.
Des moyens de commande MVAR sont aptes à commander l'oscillateur VC02 de façon à faire à faire varier la fréquence d'un signal de transposition de calibration OLV2 appliqué à cet étage de transposition MX2, dans une plage de fréquences englobant la valeur 20 de 36 MHz.
Le signal en sortie du filtre FMMR est dirigé par l'intermédiaire du commutateur SW20 vers un convertisseur analogique numérique CAN.
Des moyens de post-traitement, analogues à ceux décrits pour 25 la calibration du filtre FBAW, comportent alors des moyens MP aptes à déterminer pour chaque valeur de la fréquence du signal de calibration OLV2, la puissance du signal en sortie du filtre FMMR, et des moyens MDT aptes à détecter la puissance maximale.
La fréquence centrale Fc2 du filtre FMMR est alors la 30 fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance.
A titre d'exemple, on supposera dans la suite du texte que la fréquence centrale Fc2 du filtre FMMR est égale à 36 MHz.
La deuxième transposition de fréquence va ramener le signal à la fréquence de 36 MHz, et puisque la bande passante du filtre FMMR est de l'ordre de la largeur fréquentielle d'un canal, soit 8 MHz, le signal en sortie du filtre MMR comporte les informations ICN du canal 5 désiré centrées autour de la fréquence Fc2, soit 36 MHz dans le cas présent (figure 5).
A la sortie du filtre FMMR, le signal est en fonctionnement normal, amplifié dans un amplificateur à gain commandé AGC2 (figure 1; commutateur SW20 reliant le filtre FMMR et l'amplificateur 10 AGC2) Puis le signal est échantillonné dans un étage de conversion analogique/numérique CANM, par exemple à une fréquence d'échantillonnage de 50 MHz.
L'étage CANM est suivi d'un bloc numérique classique 15 comportant notamment des moyens classiques de décodage de canal et délivrant le flux FM des données MPEG correspondant au canal désiré.
A titre d'exemple on pourra utiliser à cet égard, pour une transmission par câble, le composant STV0297J de la société STMicroelectronics SA, et pour une transmission hertzienne, le 20 composant STV0360 de la société STMicroelectronics SA.
Comme dans cet exemple la fréquence intermédiaire est supérieure à la moitié de la fréquence d'échantillonnage, on utilise la technique classique de sous-échantillonnage bande étroite, c'est à dire qu'après échantillonnage on utilise la recopie basse fréquence du 25 spectre IF (fréquence intermédiaire).
Les premiers et deuxièmes moyens de détermination de fréquence centrale peuvent être avantageusement réalisé sur la même puce que celle incorporant les composants STV0297J ou STV0360, et utiliser certains des éléments de ces composants comme par exemple 30 l'étage de conversion analogique/numérique ou bien les moyens de contrôle.
Il convient également de noter que si la fréquence centrale déterminée du filtre MMR n'est pas exactement la fréquence intermédiaire spécifié par la norme, la correction correspondante est 2853795 13 effectuée de façon classique et connue dans les moyens de décodage de canal.
Claims (9)
1-Composant électronique, caractérisé par le fait qu'il comprend - un circuit intégré (CI) réalisé sur un substrat monolithique 5 et comportant un module de syntonisation (TZ) du type super-hétérodyne à double conversion montante puis descendante à une fréquence intermédiaire non nulle, possédant une entrée (ESO) apte à recevoir des signaux analogiques de télévision numérique terrestre ou par câble 10 composés de plusieurs canaux, un filtre passe-bande (FBAW) du type à onde acoustique de volume disposé entre les deux étages de transposition de fréquence (MX1; MX2I, MX2Q) et délivrant un signal analogique filtré contenant les informations véhiculées par un canal désiré et des 15 informations dites de canaux adjacents, un filtre passebande du type microélectromécanique (FMMR) disposé en aval du deuxième étage de transposition de fréquence et apte à éliminer les informations de canaux adjacents, - des premiers moyens de détermination (MVAR, MP, MDT) 20 de la fréquence centrale du filtre à onde acoustique de volume (FBAW) et - des deuxièmes moyens de détermination (MVAR, MP, MDT) de la fréquence centrale du filtre microélectromécanique (FMMR).
2-Composant selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les premiers moyens de détermination comportent des moyens (MVAR) aptes en l'absence de signal à l'entrée du premier étage de transposition (MXl), à faire varier au-delà de la limite supérieure de la plage de fréquences des canaux, la fréquence d'un signal de 30 transposition de calibration (OLV) appliqué à cet étage de transposition, et des moyens de détection(MP, MDT) aptes à déterminer pour chaque valeur de la fréquence du signal de calibration (OLV), la puissance du signal en sortie du filtre à onde acoustique de volume et à détecter la puissance maximale, la fréquence centrale (Fc) du filtre (FBAW) étant alors la fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance.
3. Composant selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le 5 fait que les deuxièmes moyens de détermination comportent des moyens (MVAR) aptes en l'absence de signal à l'entrée du deuxième étage de transposition (MX1) , à faire varier au voisinage d'une fréquence intermédiaire de référence prédéterminée, la fréquence d'un signal de transposition de calibration (OLV) appliqué à cet étage de 10 transposition, et des moyens de détection (MP, MDT) aptes à déterminer pour chaque valeur de la fréquence du signal de calibration (OLV), la puissance du signal en sortie du filtre microélectromécanique et à détecter la puissance maximale, la fréquence centrale (Fc) du filtre (FMMR) étant alors la fréquence du 15 signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance.
4-Composant selon les revendications 2 et 3, caractérisé par le fait qu'après la détermination de la fréquence centrale du filtre à onde acoustique de volume (FBAW), le premier étage de transposition de 20 fréquence (MXl) est apte à recevoir un premier signal de transposition (OL1) ayant une fréquence égale soit à la somme de la fréquence du canal désiré et de ladite fréquence centrale du filtre (FBAW) supérieure à la limite supérieure de ladite plage de fréquences, soit à la différence entre ladite fréquence centrale et la fréquence du canal 25 désiré, par le fait qu'après la détermination de la fréquence centrale du filtre microélectromécanique (FMMR) le deuxième étage de transposition de fréquences (MX2I, MX2Q) est apte à recevoir un deuxième signal de transposition ayant une fréquence égale à ladite fréquence centrale du filtre à onde acoustique de volume (FBAW) 30 diminuée de la fréquence centrale du filtre microélectromécanique (FMMR), par le fait que la bande passante du filtre à onde acoustique de volume (FBAW) est de l'ordre de deux à trois fois la largeur fréquentielle d'un canal, et par le fait que la bande passante du filtre à microélectromécanique (FMMR) est de l'ordre de la largeur fréquentielle d'un canal.
5-Composant selon la revendication 4, caractérisé par le fait que la bande passante du filtre à onde acoustique de volume est de 5 l'ordre de 20 MHz, et par le fait que la bande passante du filtre microélectromécanique est de l'ordre de 8 MHz.
6-Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le composant comporte un étage numérique relié au module de syntonisation par un étage de conversion 10 analogique/numérique, et comportant des moyens de décodage de canal.
7-Composant selon la revendication 6, caractérisé par le fait que l'étage numérique incorpore les premiers et deuxièmes moyens de détermination de fréquence.
8-Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les premiers moyens de détermination de fréquence et les deuxièmes moyens de détermination de fréquence sont réalisés au sein d'une même architecture matérielle.
9-Récepteur de signaux de télévision numérique terrestre ou 20 par câble, caractérisé par le fait qu'il incorpore un composant (CMP)
selon l'une des revendications précédentes.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0304554A FR2853795B1 (fr) | 2003-04-11 | 2003-04-11 | Composant electronique avec dispositif de syntonisation integre, permettant le decodage de signaux de television numerique terrestre ou par cable. |
| US10/819,367 US7406304B2 (en) | 2003-04-11 | 2004-04-06 | Electronic component with integrated tuning device, allowing the decoding of digital terrestrial or cable television signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0304554A FR2853795B1 (fr) | 2003-04-11 | 2003-04-11 | Composant electronique avec dispositif de syntonisation integre, permettant le decodage de signaux de television numerique terrestre ou par cable. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2853795A1 true FR2853795A1 (fr) | 2004-10-15 |
| FR2853795B1 FR2853795B1 (fr) | 2005-07-01 |
Family
ID=33041808
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR0304554A Expired - Fee Related FR2853795B1 (fr) | 2003-04-11 | 2003-04-11 | Composant electronique avec dispositif de syntonisation integre, permettant le decodage de signaux de television numerique terrestre ou par cable. |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7406304B2 (fr) |
| FR (1) | FR2853795B1 (fr) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7053961B2 (en) * | 2004-02-17 | 2006-05-30 | Sony Corporation | System and method for TV automatic gain control (AGC) |
| GB0417539D0 (en) * | 2004-08-06 | 2004-09-08 | Zarlink Semiconductor Ltd | Tuner |
| US20060197140A1 (en) * | 2005-03-04 | 2006-09-07 | Freescale Semiconductor, Inc. | Vertical transistor NVM with body contact structure and method |
| US8576343B2 (en) * | 2009-06-29 | 2013-11-05 | Silicon Laboratories Inc. | Digital signal processor (DSP) architecture for a hybrid television tuner |
| US8346190B2 (en) * | 2009-08-31 | 2013-01-01 | Medtronic, Inc. | Precompensating for undesired electrical responses of receiver components of an implantable medical device |
| EP2388921B1 (fr) * | 2010-05-21 | 2013-07-17 | Nxp B.V. | Circuits intégrés avec circuits de génération de la fréquence |
| US8346202B2 (en) | 2010-06-28 | 2013-01-01 | Silicon Laboratories Inc. | Digital intensive baseband chain of a receiver |
| US10833768B2 (en) | 2019-03-20 | 2020-11-10 | Raytheon Company | Photonic monobit analog-to-digital converter using coherent detection |
| US10700700B1 (en) * | 2019-03-20 | 2020-06-30 | Raytheon Company | Distributive photonic monobit analog-to-digital converter |
| US11216251B2 (en) | 2019-03-20 | 2022-01-04 | Raytheon Company | Wideband photonic radio frequency (RF) noise generator |
| US10727862B1 (en) | 2019-03-20 | 2020-07-28 | Raytheon Company | Photonic monobit differential analog-to-digital converter |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5857004A (en) * | 1994-03-04 | 1999-01-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Digital data receiver |
| US20030053562A1 (en) * | 2001-05-18 | 2003-03-20 | Stmicroelectronics S.A. | Electronic component allowing the decoding of a radiofrequency transmission channel conveying coded digital information, in particular for satellite digital telebroadcasting |
Family Cites Families (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4162452A (en) * | 1977-07-05 | 1979-07-24 | Texas Instruments Incorporated | Channel selection for a television receiver having low-gain high frequency RF-IF section |
| JPS6034866B2 (ja) * | 1980-03-25 | 1985-08-10 | 株式会社日立製作所 | 選局装置 |
| DE3606250A1 (de) * | 1986-02-24 | 1987-08-27 | Hansen Elektronic & Co | Verfahren und vorrichtung zum umsetzen frequenzmodulierter signale ueber mindestens eine zwischenfrequenz in niederfrequenzsignale |
| US4894657A (en) * | 1988-11-25 | 1990-01-16 | General Electric Company | Pipelined analog-to-digital architecture with parallel-autozero analog signal processing |
| GB2248532A (en) | 1990-10-01 | 1992-04-08 | Philips Electronic Associated | Digital filters |
| US5109544A (en) * | 1990-11-05 | 1992-04-28 | Motorola, Inc. | Paging receiver with automatic frequency control |
| US5329319A (en) * | 1991-02-20 | 1994-07-12 | Zenith Electronics Corporation | Stabilized frequency and phase locked loop with saw devices on common substrate |
| US5307515A (en) * | 1991-08-05 | 1994-04-26 | Ford Motor Company | Adjacent channel controller for radio receiver |
| US5220164A (en) * | 1992-02-05 | 1993-06-15 | General Atomics | Integrated imaging and ranging lidar receiver with ranging information pickoff circuit |
| JP3345114B2 (ja) * | 1992-08-18 | 2002-11-18 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 高周波信号受信機 |
| JPH07147529A (ja) * | 1993-06-28 | 1995-06-06 | Hitachi Ltd | 分割帯域信号強度測定法を用いた自動周波数制御装置及び制御方法 |
| US6334219B1 (en) * | 1994-09-26 | 2001-12-25 | Adc Telecommunications Inc. | Channel selection for a hybrid fiber coax network |
| US5825833A (en) * | 1995-01-31 | 1998-10-20 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Digital and analog reception apparatus |
| US5737035A (en) * | 1995-04-21 | 1998-04-07 | Microtune, Inc. | Highly integrated television tuner on a single microcircuit |
| US5752179A (en) * | 1995-08-17 | 1998-05-12 | Zenith Electronics Corporation | Selective RF circuit with varactor tuned and switched bandpass filters |
| US5774799A (en) * | 1996-04-18 | 1998-06-30 | Ericsson Inc. | Automatic frequency control with adjacent channel interference protection |
| US5953636A (en) * | 1996-10-30 | 1999-09-14 | Lsi Logic Corporation | Single-chip DBS receiver |
| US6101369A (en) * | 1996-12-20 | 2000-08-08 | Nec Corporation | Radio pager |
| US6031878A (en) * | 1997-02-28 | 2000-02-29 | Maxim Integrated Products, Inc. | Direct-conversion tuner integrated circuit for direct broadcast satellite television |
| US6813484B1 (en) * | 1998-03-05 | 2004-11-02 | Nec Corporation | Voltage controlled band-pass filter |
| US6147713A (en) * | 1998-03-09 | 2000-11-14 | General Instrument Corporation | Digital signal processor for multistandard television reception |
| US7092043B2 (en) * | 1998-11-12 | 2006-08-15 | Broadcom Corporation | Fully integrated tuner architecture |
| US6424074B2 (en) * | 1999-01-14 | 2002-07-23 | The Regents Of The University Of Michigan | Method and apparatus for upconverting and filtering an information signal utilizing a vibrating micromechanical device |
| US6400416B1 (en) * | 1999-04-09 | 2002-06-04 | Maxim Integrated Products | Single-chip digital cable TV/cable modem tuner IC |
| US6714776B1 (en) * | 1999-09-28 | 2004-03-30 | Microtune (Texas), L.P. | System and method for an image rejecting single conversion tuner with phase error correction |
| US6535766B1 (en) * | 2000-08-26 | 2003-03-18 | Medtronic, Inc. | Implanted medical device telemetry using integrated microelectromechanical filtering |
| US6885853B2 (en) * | 2001-04-11 | 2005-04-26 | National Scientific Corporation | Communications receiver with integrated IF filter and method therefor |
| CA2357491A1 (fr) * | 2001-09-17 | 2003-03-17 | Ralph Mason | Methode pour accorder un filtre par un sous-echantillonnage direct |
| US7054606B1 (en) * | 2001-09-21 | 2006-05-30 | Lsi Logic Corporation | Digitally calibrated narrowband filter with analog channel compensation |
| FR2835981B1 (fr) * | 2002-02-13 | 2005-04-29 | Commissariat Energie Atomique | Microresonateur mems a ondes acoustiques de volume accordable |
| FR2836765B1 (fr) * | 2002-03-01 | 2004-07-09 | Centre Nat Rech Scient | Circuit superheterodyne a filtre passe-bande de selection de canal |
| JP2004040367A (ja) * | 2002-07-02 | 2004-02-05 | Pioneer Electronic Corp | 隣接妨害波除去機能付き受信機 |
| US7098757B2 (en) * | 2002-09-23 | 2006-08-29 | Georgia Tech Research Corporation | Electrically-coupled micro-electro-mechanical filter systems and methods |
| US6952594B2 (en) * | 2002-11-22 | 2005-10-04 | Agilent Technologies, Inc. | Dual-mode RF communication device |
| US7039385B1 (en) * | 2003-06-02 | 2006-05-02 | Rockwell Collins, Inc. | Method and apparatus for automatic center frequency tuning of tunable bandpass filters |
-
2003
- 2003-04-11 FR FR0304554A patent/FR2853795B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-04-06 US US10/819,367 patent/US7406304B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5857004A (en) * | 1994-03-04 | 1999-01-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Digital data receiver |
| US20030053562A1 (en) * | 2001-05-18 | 2003-03-20 | Stmicroelectronics S.A. | Electronic component allowing the decoding of a radiofrequency transmission channel conveying coded digital information, in particular for satellite digital telebroadcasting |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| NGUYEN C T-C: "Micromechanical resonators for oscillators and filters", ULTRASONICS SYMPOSIUM, 1995. PROCEEDINGS., 1995 IEEE SEATTLE, WA, USA 7-10 NOV. 1995, NEW YORK, NY, USA,IEEE, US, 7 November 1995 (1995-11-07), pages 489 - 499, XP010157252, ISBN: 0-7803-2940-6 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2853795B1 (fr) | 2005-07-01 |
| US20040259512A1 (en) | 2004-12-23 |
| US7406304B2 (en) | 2008-07-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7522896B2 (en) | Filter control method, signal processing circuit and integrated circuit for wireless receiver | |
| US8578434B2 (en) | Integrated cable modem | |
| FR2824986A1 (fr) | Composant electronique permettant le decodage d'un canal de transmission radiofrequence vehiculant des informations numeriques codees, en particulier pour la telediffusion numerique par satellite | |
| US20060026661A1 (en) | Integrated set-top box | |
| US20080186409A1 (en) | Silicon tuner and a method of processing signal thereof | |
| WO2007044124A2 (fr) | Systèmes et procédé destinés à un syntoniseur multimode hautement intégré | |
| WO2006007073A1 (fr) | Recepteur de television pour signaux analogiques et numeriques de television | |
| FR2853795A1 (fr) | Composant electronique avec dispositif de syntonisation integre, permettant le decodage de signaux de television numerique terrestre ou par cable. | |
| KR100888300B1 (ko) | 언더 샘플링에 의한 주파수 변환 | |
| JP2007158583A (ja) | 受信装置 | |
| EP1152526B1 (fr) | Synthonisateur du type à fréquence intermédiaire nulle et procédé de commande correspondant | |
| US7692726B1 (en) | Video decoder with integrated audio IF demodulation | |
| US7123892B2 (en) | Architecture for an AM/FM digital intermediate frequency radio | |
| US8160529B1 (en) | Adaptive FM/AM radio architecture | |
| JP2004510378A (ja) | Ｒｆ信号のレベルを最適化する装置および方法 | |
| EP1158679B1 (fr) | Procédé et dispositif de contrôle du déphasage entre quatre signaux mutuellement en quadrature de phase | |
| JP2003198981A (ja) | Ａｇｃ制御型中間周波増幅回路 | |
| FR2853796A1 (fr) | Composant electronique permettant le decodage de signaux de television numerique terrestre ou par cable. | |
| FR2853486A1 (fr) | Composant electronique permettant le decodage de signaux de television numerique ou par cable | |
| US20120269300A1 (en) | Digital downconversion and fast channel selection of narrowband signals using a wide band rf tuner | |
| FR2853487A1 (fr) | Composant electronique permettant le decodage de signaux de television numerique par satellite | |
| JPH0946612A (ja) | 中間周波信号のディジタル化方法および該方法を実施するための回路 | |
| Gatta et al. | An embedded 65 nm CMOS baseband IQ 48 MHz–1 GHz dual tuner for DOCSIS 3.0 | |
| US20050007498A1 (en) | Tuner for reception of digital and analog television signals | |
| US20100306814A1 (en) | Integrated Set-Top Box with Daisy-Chaining |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20141231 |