FR2846099A1 - Appareillage radar - Google Patents

Abstract

Un appareil radar émet un signal impulsionnel dont une partie est envoyée à un mélangeur 5, pour chevaucher le signal de retour corrspondant. La sortie du mélangeur est une impulsion modifiée dont la durée est égale à l'intervalle commun de coexistence des impulsions. Le spectre de l'impulsion modifiée est en relation avec cette durée. Un circuit 7 mélange les impulsions modifiées avec deux ondes carrées de différentes fréquences qui sont les harmoniques de la fréquence fondamentale des impulsions émises. L'amplitude de la sortie du circuit 7 représente la portée.Dans une variante, le circuit de rapport 80 détermine le rapport des amplitudes d'une modulation de fréquence Doppler des sorties du circuit 7. Cette modulation est sélectionnnée par un circuit de sélection 90.Pour détecter simultanément plusieurs cibles ayant différentes fréquences Doppler, on utilise une série de circuits de sélection Doppler accordés différemment, et une série de circuits de rapport.

Description

La présente invention concerne un appareillage radar.

L'appareillage radar selon l'invention comprend: - des moyens pour émettre des impulsions d'énergie et pour recevoir des impulsions correspondantes renvoyées en retour, - des moyens pour comparer l'intervalle de temps d'occurence de chaque impulsion renvoyée en re10 tour avec celui d'une impulsion supplémentaire ayant une relation de phase prédéterminée avec l'impulsion émise correspondante, de manière à produire un train d'impulsions modifiées, chacune ayant une durée en relation avec l'intervalle de temps d'occurence commun à 15 l'impulsion renvoyée correspondante, et à l'impulsion supplémentaire correspondante, et - des moyens pour produire un premier signal représentant l'amplitude moyenne du train d'impulsions modifiées, chacune d'elles étant pondérée selon une première fonction de pondération qui est non uniforme, pour au moins une gamme de durées de chaque impulsion modifiée. Dans un mode de réalisation de l'invention, on prévoit de plus d'autres moyens pour produire un se25 cond signal représentant l'amplitude moyenne du train d'impulsions modifiées, chacune d'elles étant pondérée selon une seconde fonction de pondération, et des moyens pour former un signal de rapport représentant le

rapport des signaux représentant lesdites amplitudes 30 moyennes pondérées.

Dans un mode de réalisation préféré, les

moyens de comparaison comprennent un mélangeur susceptible de recevoir chaque impulsion renvoyée et de re-

cevoir, en tant qu'impulsion supplémentaire, une impulsion radio fréquence RF, de telle sorte que les impulsions modifiées sont démodulées. Dans le mode de réalisation préféré, le ou les moyens pour produire 5 un signal représentant l'amplitude moyenne du train d'impulsions modifiées répond à une modulation Doppler prédéterminée du train d'impulsions modifiées, de telle

sorte que le signal représente l'amplitude moyenne de la modulation Doppler du train d'impulsions pondérées. 10 De préférence, chaque impulsion supplémentaire est dérivée de l'impulsion émise correspondante, et est pratiquement totalement en concidence de temps avec elle.

Dans le mode de réalisation préféré, le ou les moyens pour produire un signal représentant l'am15 plitude moyenne pondérée de l'impulsion modifiée, comprend des moyens pour produire un signal de pondération et des moyens pour mélanger le signal de pondération avec l'impulsion modifiée. De préférence, les moyens pour produire ledit second signal comprennent des moyens pour obtenir un signal bipolaire ayant au moins

une transition de polarité pendant la durée de l'impulsion supplémentaire.

Dans une variante de réalisation, les moyens

d'émission comprennent une horloge, pour produire un 25 train d'impulsions d'horloge ayant un taux de répétition préréglé et des moyens pour dériver du train d'impulsions à la fois les impulsions émises et les impulsions supplémentaires. Dans cette réalisation, le signal de pondération, ou chaque signal de pondération, 30 est dérivé du train d'impulsions d'horloge.

Une mesure grossière de distance (ou portée) peut être obtenue par des moyens qui répondent au signal précité représentant une amplitude moyenne pondérée du train d'impulsions modifiées, pour faire varier la fréquence d'horloge en vue de produire un train d'impulsions modifiées, chacune ayant une durée préréglée. Une variante développée de l'invention com5 prend une série de moyens répondant aux différentes modulations Doppler du train d'impulsions modifiées pour produire des premiers signaux respectifs représentant les amplitudes moyennes des modulations Doppler du train d'impulsions, pondérées selon la première fonction 10 de pondération, une série semblable de moyens répondant, en correspondance, aux mêmes modulations Doppler pour produire des seconds signaux respectifs représentant les amplitudes moyennes desdites modulations Doppler du train d'impulsions, pondérées selon la seconde fonc15 tion de pondération, et une série semblable de moyens pour former les rapports des premier et second signaux

associés aux mêmes modulations Doppler.

L'invention sera mieux comprise à la lecture des dessins annexés sur lesquels: - la figure 1 est un schéma bloc d'un appareillage radar selon l'invention; - les figures 2, 3a, 3b et 4, sont des diagrammes expliquant le fonctionnement de l'appareillage de la figure 1; - la figure 5 est un schéma bloc d'une variante perfectionnée de l'appareil de la figure 1; la figure 6 est un diagramme illustrant le fonctionnement de l'appareil de la figure 5; - la figure 7 est un schéma bloc d'un autre 30 perfectionnement de l'appareil de la figure 1; - et les figures 8a à 8e sont des diagrammes

expliquant le fonctionnement de l'appareil de la figure 1.

L'appareillage de la figure 1 va maintenant être décrit à titre d'exemple, en tant que constituant d'un appareil détecteur de proximité propre à indiquer la distance entre l'appareil et un petit objet qu'on

appellera la cible.

Si l'on se reporte aux dessins, la figure 2a (c'est-à-dire Figure 2, courbe a) montre l'enveloppe d'une paire d'impulsions r.fu. émises successivement en tant que partie d'un train d'impulsions continu émis par l'appareil de radar de la figure 1. La durée d'im10 pulsion d est de par exemple 50 nanosecondes (ns), et la période de répétition T est de 200 ns. L'appareil de détection de proximité incorporant l'appareillage radar de la figure 1 est arrangé de manière à être sensible à la proximité entre l'appareil et la cible, comme on 15 le verra plus complètement par la suite, et à cette fin, une partie de l'énergie de chacune des impulsions r.f. s'écoulant le long d'un feeder 2 pour l'émission sert d'oscillation de référence locale, en étant envoyée, par l'intermédiaire d'un couplage 6 à un mélan20 geur ou démodulateur 5, dont l'autre entrée est couplée au récepteur. L'énergie ainsi fournie n'est pas soumise à un retard, et on comprendra par conséquent que la portée maximale de l'appareil dans cet exemple (dans lequel d prend la valeur de 50 ns) est d'environ 8 mètres 25 du fait que la vitesse de propagation des ondes est d'environ 3 x 108 m/s. Pour des portées plus grandes, l'impulsion écho renvoyée ne chevauche pas dans le temps l'impulsion émise correspondante, et ainsi, aucune oscillation locale n'état transmise au circuit mé30 langeur à l'instant considéré, l'impulsion écho reçue n'est pas démodulée. On comprend de ce qui précède qu'une impulsion écho reçue d'une cible à une distance zéro chevauche complètement l'impulsion émise correspondante, comme représenté à la figure 2b, ce qui fait -J que la sortie démodulée correspondante du circuit mélangeur se trouve être une impulsion dont la durée est pratiquement égale-à d. Si, cependant, la cible se trouve à une distance, par exemple d'environ 4 mètres 5 de lappareil, l'impulsion écho reçue viendra chevaucher la moitié de l'impulsion émise correspondante, ce qui donne une impulsion de sortie démodulée ayant une durée d/2 à la sortie du circuit mélangeur. Des durées intermédiaires sont produites par des distances instan10 tanées intermédiaires, et il est clair, par conséquent,

que la durée et la phase de chaque impulsion sortant du mélangeur sont significatives de la distance d'une cible à l'appareil.

Selon l'idée mère de l'invention, cette re15 lation se trouve exploitée en obtenant des informations de distance soit de la durée seule, soit à la fois de

la durée et de la phase, des impulsions démodulées.

Sur la figure 3a, on a représenté une partie de la caractéristique amplitude -/ fréquence obtenue 20 pour une cible fixe à une distance zéro, c'est-à-dire lorsque les impulsions écho ayant le timing des impulsions dont l'enveloppe est représentée à la figure 2b sont démodulées en étant mélangées, avec une phase porteuse relative convenable, avec de l'énergie couplée 25 provenant des impulsions émises représentées à la figure 2a. Comme on le voit, la caractéristique se présente comme un spectre linéaire, les lignes étant séparées l'une de l'autre par une fréquence égale à l'inverse de la période de répétition des impulsions T, et 30 l'enveloppe du spectre tombant à zéro pour 20 M1-z (1/d) après quoi elle monte à nouveau d'une façon bien connue

pour de telles caractéristiques.

D'autre part, la figure 3 b montre la carac-

téristique correspondante obtenue lorsque les impulsions

écho reçues d'une cible fixe chevauchent les impulsions émises d'un intervalle de d/2. Comme on le voit, la caractéristique de la figure 3b montre à 20 MHz une com5 posante d'amplitude significative différente de zéro et la courbe enveloppe ne passe pas par zéro avant 40 MHz.

Ainsi, on voit que l'amplitude de toute ligne de spectre varie avec la portée. Par exemple, si l'on sélectionne la composante à20 MHz des impulsions de sortie 10 du mélangeur (par exemple au moyen d'un filtre convenable, ou par une détection de phase), alors pour la portée zéro, son amplitude mesurée est zéro, elle croît avec la croissance de la portée, jusqu'à ce qu'elle atteigne une valeur maximum à mi-portée, puis, lorsque 15 l'énergie est dissipée sur une largeur de bande plus grande, l'amplitude décroît, jusqu'à la portée maximale de 8 mètres, pour laquelle, comme indiqué précédemment, il n'y a pas chevauchement entre les impulsions écho

reçues et l'énergie couplée synchrone avec les impul20 sions transmises, de telle sorte qu'il n'y a pas d'impulsion de sortie provenant du circuit mélangeur.

Dans un exemple préféré de l'invention,-décrite notamment dans la demande française No 80 04583 déposée au nom de la Demanderesse le 29 Février 1980 pour "Appareil radar à comparaison sur lignes spectrales", la caractéristique est échantillonnée à deux fréquences choisies différentes, x et y, comme on le voit sur les figures 3a et 3b, et le rapport x/y des amplitudes détectées aux deux fréquences, est pris et uti30 lisé pour fournir l'indication de distance. Dans cet exemple, o le taux de changement de la portée est appréciable, les amplitudes des bandes latérales Doppler résultantes des deux fréquences choisies sont mesurées, et leur rapport est pris. La raison pour ce faire est une raison pratique. Même en l'absence de cible, un fort signal vidéo est présent à la sortie du mélangeur,

sans modulation de au passage de l'oscillateur local.

La fraction de la sortie qui chevauche le signal émis lorsqu'une cible mobile est à portée, présente une faible proportion de fluctuation d'amplitude, du fait des bandes latérales Doppler. On peut s'affranchir d'une telle fluctuation par filtrage, en rejetant ainsi les impulsions non désirées, et en fournissant un signal

comportant toute l'information souhaitée sur la cible.

Si l'on se reporte maintenant à la figure 1, l'appareillage représenté à titre d'exemple comprend un oscillateur à onde continue CW relié à un dispositif d'antenne aérien 2 par un commutateur. Le commuta15 teur est contrôlé par l'intermédiaire d'une commande de

commutateur à l'aide d'un circuit de temporisation 1.

Le circuit 1 comprend une horloge qui produit une onde carrée bipolaire de moyenne zéro (c'est-à-dire une onde rectangulaire avec un facteur de forme de 50 %), de fréquence f1 suivie par un diviseur de fréquence pour produire une onde carrée de fréquence fl/2, qui est fournie à l'entrée d'une porte ET, 8, et à une autre entrée de la porte 8 par un autre diviseur 2:1, de telle sorte que la sortie dela porte 8 est une onde

carrée de fréquence fl/4 mais avec une largeur d'impulsion égale à 1/fl.

Une partie de l'énergie dans le feeder 2 est couplée à un mélangeur ou démodulateur 5 par l'intermédiaire d'un coupleur 6. Les impulsions reçues sont 30 fournies au mélangeur par le dispositif aérien d'antenne 4, et la sortie du mélangeur, qui comprend un train d'impulsions ayant une composante modulée en amplitude à la fréquence Doppler, c'est-à-dire un signal vidéo alternatif, se trouve amenée par un amplificateur vidéo à un circuit mélangeur 7. Le circuit 7 comprend un premier mélangeur équilibré 71 qui reçoit directement à une entrée le signal vidéo (sans filtrage autre que le couplage capacitif servant à bloquer la compo5 sante d'intrusion) de l'amplificateur vidéo, et, à l'autre entrée, l'onde carrée bipolaire de moyenne zéro de fréquence f1/2 reçue directement (sans filtrage autre que le couplage capacitif) du circuit temporisateur 1. Le circuit mélangeur comprend également un autre io mélangeur équilibré 72 couplé capacitivement directement à l'une de ses entrées à l'amplificateur vidéo et à l'autre, à l'horloge du circuit temporisateur 1, pour une excitation par l'onde carrée bipolaire de moyenne

zéro de fréquence fi.

L'onde carrée bipolaire de fréquence fi comprend une composante fondamentale de fréquence fi plus de nombreuses harmoniques impaires, dont les amplitudes sont inversement proportionnelles à leur ordre respectif. L'onde carrée de fréquence f1/2 comprend de la même façon une composante fondamentale de fréquence f1/2

plus de nombreuses harmoniques impaires dont l'amplitude diminue avec l'ordre.

Ainsi, les composantes ayant pour fréquence de base m.fl (m étant un entier impair) présentes à 25 l'entrée du mélangeur 71 se trouvent-elles démodulées dans ce dernier et contribuent à sa sortie. D'autres composantes de fréquence de base (m/2)fl présentes à

l'entrée sont de même démodulées dans le mélangeur 72.

Dans le cas o se trouve présente une vitesse de cible 30 radiale (c'està-dire une vélocité relative selon la ligne de mire), l'effet Doppler fait que chaque composante de base se divise en une paire de composantes, chacune d'une demi amplitude et, déplacée en fréquence de chaque côté de la fréquence nominale d'un écart Doppler, 2V/XHz, dans lequel v m/s est la vitesse de

changement de la portée relative etX m est la longueur d'ondedela porteuse. En pratique,. cette fréquence est beaucoup plus faible que la fréquence de répétition 1/T Hz.

Ceci est représenté en 41 sur la figure 3b pour une ligne de spectre seulement, et dans le cas o des renvois simultanés de deux cibles donnent lieu à des paires de lignes S1 et &2 respectivement. Pour chaque cible, la démodulation de chaque 10 paire Doppler produit une sortie de moyenne zéro qui varie à la fréquence Doppler, toutes les composantes de sortie étant mutuellement en phase, et par conséquent directement additives. Bien que les amplitudes respectives de toutes ces composantes de sortie soient 15 proportionnelles à la force du signal reçu, elles varient selon différentes lois avec le changement de distance (portée) et, par conséquent, avec le degré de chevauchement entre les signaux émis et les signaux renvoyés. En conséquence, la sortie résultante varie d'une 20 manière partiellement linéaire avec la portée, bien que

se trouve préservée la forme générale de variation indiquée par les figures 3a et 3b relativement à la composante principale.

La fonction des mélangeurs 71 et 72 peut être 25 expliquée en se référant à la figure 8. La forme d'onde 8a montre la partie de sortie du démodulateur 5 qui résulte des réflexions sur une cible mobile compacte; l'altération de son enveloppe à la fréquence Doppler

est évidente. Ce signal, après amplification vidéo, for30 me une entrée pour chacun des mélangeurs (multiplicateurs) équilibrés 71 et 72.

La forme d'onde 8b montre l'onde d'entrée carrée continue de fréquence fl/2 allant au mélangeur 71, alors que 8c montre la forme d'onde du produit

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(a).(b) fourni par 71. Du fait que, toutes les fois que a ne vaut pas zéro, b a une valeur constante, les courbes 8a et 8c sont de formes identiques. Le pointillé sur la courbe 8c indique sa composante fondamen5 tale à la fréquence Doppler, dont la valeur à chaque instant dépend essentiellement de la surface des impulsions voisines. On comprendra par conséquent que

son amplitude est proportionnelle à la durée des impulsions a, telles que pondérées par une fonction de pon10 dération uniforme définie par le signal (b).

La forme d'onde 8d montre l'onde d'entrée carrée continue de fréquence fi allant au mélangeur 72, alors que 8e montre la forme d'onde du produit (a) .(d) fourni par 72. On voit que la première partie de chaque 15 impulsion a est inversée, ce qui réduit la surface résultante d'impulsion et introduit ainsiune sensibilité à la phase des impulsions a. La composante fondamentale, représentée en pointillés sur la courbe 8e se trouve réduite de façon correspondante. Le signal d 20 pondère non uniformément le signal a, du fait que la

durée des impulsions du signal a varie avec la portée.

Les sorties des mélangeurs sont fournies à un

circuit de sélection Doppler, 90.

Le circuit 90 comprend deux voies (ou canaux) 25 identiques reliées aux mélangeurs 71 et 72. Chaque voie comprend un amplificateur Doppler, un détecteur d'enveloppe et un intégrateur. Les amplificateurs Doppler

rejettent toutes les composantes de sortie des mélangeurs dont la fréquence tombe en dehors de la gamme 30 prévue des fréquences Doppler.

La raison d'être du détecteur d'enveloppe et des intégrateurs est de fournir une mesure continue

(D.C.) de la force des sorties alternatives des amplificateurs Doppler.

il Les sorties continues (D.C.) DS1 et DS2 des voies des circuits 90 sont appliquées à un circuit de rapport, 80. Le circuit 80 fournit une mesure du ràpport des amplitudes des signaux continus DS1 et DS2, en soustrayant dans un soustracteur 10 les sorties d'amplificateurs logarithmiques, d'un type connu en

lui-même, qui amplifient des signaux DS1 DS2, de telle façon que leurs sorties instantanées varient linéairement avec le logarithme de leurs entrées instantanées 10 respectives.

La manière en partie linéaire selon laquelle les signaux DS1 et DS2 varient avec la portée de la cible (retard temporel) et la manière dont varie le

rapport DS2/DS1 sont représentées à la figure 4.

En terme de spectre, les mélangeurs à l'intérieur du circuit 7 choisissent, pondèrent et démodulent deux séries différentes de lignes spectrales provenant du signal vidéo bipolaire, en permettant à chaque moitié du circuit 90 de mesurer le carré de la puissance 20 moyenne pondérée de chaque série, ce qui permet au

circuit 80 de déterminer le rapport entre les mesures.

La pondération dérive des amplitudes relatives des harmoniques des ondes d'entrée carrées allant à 7.

D'un autre point de vue, le circuit 90 four25 nit une mesure de l'amplitude moyenne (telle que pondérée par le signal b ou d) de la composante induite par la cible de chacun des signaux Si ou S2 par l'intermédiaire de leur contenu à la fréquence Doppler. Quand l'entrée vidéo bipolaire au mélangeur 71 existe, l'onde 30 carrée à sa seconde entrée reste inchangée, ce qui laisse le signal vidéo non modifié en tant que signal de sortie Si. Durant la première partie T/8 de chaque cycle d'émission, le mélangeur 72 change dans le signal

S2 la polarité du signal vidéo, en réduisant l'amplitude moyenne des retours de cible, avec une portée équivalente de moins de T/8 comme indiqué à la figure 4.

En déterminant le rapport d'amplitudes des signaux DS2 et DS1 dans le circuit 80, on élimine l'effet de l'intensité de la-réflexion de la cible sur la

force des deux signaux DS1 et DS2.

Un graphique montrant la variation du rapport DS1/DS2 avec la portée, dans le cas d'une seule cible, 10 est représentée à la figure 4; on voit que pour toute

portée inférieure à la portée maximale (correspondant à T/8) il existe une unique valeur définissant la portée.

Le circuit de temporisation 1 permet au facteur de forme des impulsions émises d'être maintenu

sensiblement constant en utilisant une fréquence d'horloge convenable et en en tirant à la fois la largeur des impulsions émises et la fréquence de répétition.

Le rapport de la largeur d'impulsion à l'écartement des impulsions se trouve ainsi maintenu sensiblement 20 constant, même si la source des impulsions d'horloge dérive en fréquence. De plus, la fréquence référencée y sur la figure 3a, pour une amplitude zéro de l'enveloppe, est la fréquence d'horloge elle-même et cela est significatif, du fait que si la fréquence d'horloge varie, en provoquant une variation des fréquences réelles des lignes spectrales, néanmoins, la ligne y reste à la fréquence d'horloge, la ligne x reste à la moitié de la fréquence d'horloge, et les autres harmoniques de la fréquence de répétition demeurent cohérentes, c'est-à-dire à des proportions fixes de la fréquence de la ligne y. Cela signifie que tout changement dans le niveau de sortie à la fréquence d'horloge est d à un changement dans les caractéristiques du spectre qui est produit par une cause autre que les variations dans le degré de chevauchement entre les impulsions émises et les impulsions reçues, elle-même provoquée par un changement dans la distance entre-le missile et la source écho (par exemple la mer). Il est ainsi possible d'utiliser la valeur de la sortie de l'une des voies, par exemple la voie supérieure du circuit 90, dont la sortie est référencée DS1, pour changer la fréquence d'horloge dans un sens 10 tendant à conserver l'intervalle de chevauchement et, par suite, la durée des impulsions démodulées, à une valeur faible, avec le résultat que les variations dans la fréquence d'horloge peuvent être surveillées pour donner une indication d'altitude. Un tel altimètre peut 15 être utilisé en conjonction avec un appareil détecteur de proximité, du type décrit précédemment, pour fournir un mode opératoire grossier/fin. Lorsque l'altitude est considérable, une indication de l'altitude, bien que de précision réduite, peut être obtenue en surveillant la fréquence d'horloge, comme on l'a dit ci-dessus. Par exemple, l'horloge du circuit 1 peut être un oscillateur à tension contrôlée. Un dispositif de contrôle il (figure 1) peut comparer les sorties DS1 de la voie Sl-DS1 du circuit 90, avec un dispositif à seuil prédé25 terminé, tout excès étant amplifié et utilisé pour augmenter la fréquence de l'oscillateur et pour, par conséquent, faire tendre vers zéro le chevauchement d'impulsions. La tension de contrôle de l'oscillateur indiquerait ainsi une portée grossière. Lorsque l'altitude a 30 diminué à un degré compatible avec la portée maximale ci-dessus mentionnée, de l'odre de 8 mètres, la fréquence d'horloge est ramenée à sa valeur initiale, et la méthode du chevauchement d'impulsions ci-dessus décrite est ensuite utilisée pour donner des résultats précis à courte portée. En général, l'intensité d'un signal d'écho venant d'une petite cible, par rapport à la portée, suit une loi correspondant à l'inverse de la

quatrième puissance, mais, dans le cas d'une cible é5 tendue, par exemple la mer, cette loi est plus exactement une loi selon l'inverse du carré.

Dans l'appareil ci-dessus décrit de la figure 1, on utilise le fait que les sorties Si et S2 des mélangeurs 71 et 72 contiennent une composante signi10 ficative qui varie à la fréquence Doppler correspondant au mouvement de la cible par rapport à l'appareillage radar, pour déterminer le rapport DS1/DS2 définissant la portée. Le circuit de sélection Doppler 90 choisit les composantes de fréquence Doppler Si et S2 aux sor15 ties des mélangeurs 71 et 72 intervenant dans une gamme prévue de fréquences (et par suite dans une gamme de vitesse)& 1, en utilisant les amplificateurs Doppler et le rapport DS1/DS2 (DS1 étant l'amplitude de cette composante extraite de la sortie du mélangeur 71, et DS2 20 étant l'amplitude de la même composante extraite de la sortie du mélangeur 72) est déterminé dans le circuit 80. Le rapport indique la portée. Un tel appareil a seulement une voie pour couvrir la bande de fréquence Doppler S et peut déterminer seulement la portée d'une 25 cible, produisant une fréquence Doppler dans la gamme Si. Selon l'exemple de perfectionnement de la présente invention qui est donné à la figure 5, une série de voies parallèles, chacune comprenant un cir30 cuit de sélection de bande passante Doppler, et un circuit de rapport (90,80), etc.. est prévu à la suite du circuit mélangeur 7, les voies répondant respectivement à une pluralité de composantes, chacune d'entre elles variant à une fréquence différente. Ainsi, un seul

appareillage peut fonctionner simultanément avec différents rôles.

Si l'on se reporte à la figure 6, on voit qu' un véhicule piloté à distance RPV survole le sol en direction d'un obstacle 0 sur lequel est disposée une balise B, au voisinage d'une cible mobile T. Le véhicule est contrôle à partir d'une station au sol CS, par l'intermédiaire d'une chaîne de données DL, qui n'est pas représentée sur la figure 6. Si l'on se reporte à la figure 5, le véhicule piloté à distance transporte les organes 1, 2, 4 et 7 avec l'oscillateur CW, le commutateur, la commande de commutateur, l'amplificateur vidéo, et une partie du système DL. La station au sol comprend le reste du système DL, et les voies 80 à 84, 15 etc... Comme représenté schématiquement à la figure 5,

la liaison de données CL comprend deux voies Cl et C2.

La cible T produit une fréquence Doppler dans la gamme S, et ainsi, sa portée instantanée à partir du véhicule RPV est déterminée comme décrit ci-dessus, 20 par larvoie comprenant le circuit de sélection Doppler et le circuit de rapport 80. Le dispositif aérien 2, 4, du véhicule RPV est adapté à permettre l'émission des impulsions, ainsi que leur réception, à la fois vers l'avant et vers le bas. Ceci permet de déterminer 25 l'altitude du RPV. La fréquence Doppler due à la composante du mouvement relative entre un élément du sol L et le RPV selon la ligne de visée correspondante tombe dans une seconde gamme distincte S2, et la voie 91, 81 sélectionne, au moyen du circuit de sélection 91 les composantes ayant une fréquence dans la gamme &2 modulant les sorties des mélangeurs 71 et 72, et détermine, au moyen du circuit de rapport 81, le rapport de leurs amplitudes.

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L'obstacle O produira encore une autre fréquence Doppler g3, auquel la voie 92,82 va être adaptée,

mais aucune des voies 90,80 ou 91,81.

La balise B comprend un répéteur ("trans5 ponder") qui répond à une impulsion émise par le système radar du véhicule RPV, pour émettre une impulsion de retour dont la fréquence porteuse est déplacée de celle de l'émission par une fréquence "Doppler" artificielle, dans une gamme J 4 beaucoup plus grande que celle d'une 10 cible véritable. Un code d'identification de la balise

pourrait être surimposé à la fréquence Doppler artificielle. La voie 93, 83 ne répond qu'à la gamme de fréquence i 4.

D'autres voies peuvent être ajoutées, en tant 15 que de besoin. Par exemple, une voie 94,84 peut servir

à détecter le passage de projectiles lancés du sol.

La détection des bandes de fréquence Doppler

si, 2, S3 et 4, et, par suite, la détermination de la distance ou portée de chaque cible individuelle se 20 fait simultanément pour toutes les cibles.

Le véhicule RPV est équipé d'une liaison de données, d'un type connu en lui-même, pour recevoir des données de la station de contrôle au sol CS et pour lui en transmettre. Du fait que les informations concernant 25 la portée de la cible T, l'altitude, la portée ou distance de l'obstacle O,et l'information provenant de la balise B, se trouvent obtenues après filtrage dans le véhicule, la largeur de bande de la liaison (au moins du véhicule RPV jusqu'à la station au sol CS) reste très réduite, si on la compare à ce qu'il faut utiliser avec un radar classique dans le véhicule RPV. Si on utilisait un radar classique, la largeur de bande serait

dans la gamme vidéo comme représenté en 40 à la figure 3b, alors qu'en utilisant un radar conforme à l'inven-

tion, on réduit la largeur de bande nécessaire à la gamme audio, comme représenté en 41, qui est nécessaire pour tenir compte des variations inévitables d'une ligne de la figure 3b. Les données recueillies par l'ap5 pareillage radar selon l'invention sont analysées à la station au sol. L'équipement nécessaire au véhicule, pour recueillir ces données, est relativement simple et

bon marché, alors que l'installation d'analyse de données est relativement compliquée et chère.

Dans la variante perfectionnée de la figure 1 qui se trouve représentée à la figure 7, il existe une pluralité de voies ou blocs répondant à des cibles à différentes portées. Chaque bloc de portée comprend un mélangeur 5, un circuit de sélection de ligne 6 et une 15 ou plusieurs voies Doppler (90,80), (91,81), etc..., comme représenté. Les mélangeurs 5 sont reliés à un système aérien d'antenne qui leur est commun, 4, par l'intermédiaire d'un amplificateur RF. Cependant, les signaux d'oscillateurs locaux LOi, L02, envoyés aux 20 mélangeurs 5 ont différents timings, ce qui définit une série de portes de portée grossière. La position grossière de la cible est ainsi indiquée par celui des

canaux qui y répond. De même, les signaux fl, F1/2, envoyés au circuit mélangeur 7 dans les différents blocs 25 de portée doivent également avoir des timings convenables différents.

L'ambigulté qui se trouve présente et qui est due au fait que la sortie est symétrique par rapport au front de l'impulsion de l'oscillateur local peut 30 être levée en confirmant la présence d'un signal aux deux portes. Une indication fine de la position de la cible à l'intérieur de la gamme correspondant à une

porte est fournie par le rapport des grandeurs des com-

posantes résultantes alternatives de Si et S2 aux sorties des mélangeurs 71 et 72, comme décrit ci-dessus.Les cibles avec la même portée, mais ayant des valeurs Doppler sensiblement différentes sont détectées en uti5 lisant les voies Doppler (90,80), (91,81), etc...

Cependant, chaque bloc de portée doit être muni d'une seule voie Doppler 80, de manière à répondre à une seule bande de fréquence Doppler, si on le veut, bien que, dans ce cas, des cibles apparaissent simultané10 ment dans le même bloc de portée, mais avec des fréquences Doppler différentes qui ne puissent pas être

distinguées, chacune d'elles venant endommager la mesure de la portée de l'autre.

Chaque bloc de portée peut être utilisé indé15 pendamment. Cependant, quand une cible passe d'un bloc au suivant, le signal passe d'une voie à une autre. De ce fait, on peut de façon pratique augmenter la portée en soustrayant les sorties logarithmiques des deux blocs de portée (c'est-àdire en dérivant le logarithme du 20 rapport des rapports) dans un soustracteur 12, pour fournir une tension de sortie finale qui soit significative de la position de la cible dans les deux blocs

de portée.

Dans ce qui précède, les ondes carrées ont 25 des fréquences de fl et fl/2. On peut comprendre que d'autres fréquences, par exemple fi et fl/4 pourraient

être utilisées, ou bien fl et la composante continue.

Dans l'exemple de la figure 1, on utilise un oscillateur CW et un commutateur, pour produire une oscillation pulsée, qui est cohérente d'une impulsion à l'autre. Cependant, cela n'est pas essentiel, et un oscillateur qui ne serait pas cohérent d'une impulsion à l'autre pourrait être utilisé. En effet, dans ce cas, il existerait néanmoins une cohérence entre chaque

impulsion émise et l'impulsion correspondante reçue.

L'invention enseigne l'utilisation de longues

impulsions, avec la discrimination de courtes impul5 sions.

L'invention a été décrite en se référant

à l'appareil dans lequel les rapports des sorties DS1 et DS2 de deux voies fournit une mesure de la portée.

Cependant, comme il résulte clairement de la figure 1, 10 il est possible de déterminer la portée (sous réserve du caractère réfléchissant de la cible) à partir de la

sortie d'une seule voie. En pratique, la voie produisant le signal DS2 serait utilisée, du fait de la pondération sensible de la phase fournie par le signal d de 15 la ficure 8.

Claims (17)

REVENDICATIONS

1. Un appareillage radar comprenant - des moyens pour émettre des impulsions d'énergie et pour recevoir des impulsions correspondantes renvoyées en retour, - des moyens pour comparer l'intervalle de temps d'occurence de chaque impulsion renvoyée en retour avec celui d'une impulsion supplémentaire ayant une relation de phase prédéterminée avec l'impulsion émise correspondante, de manière à produire un train d'impulsions modifiées, chacune ayant une durée en relation avec l'intervalle de temps d'occurence commun à l'impulsion renvoyée correspondante et à l'impulsion supplémentaire correspondante, et - des moyens pour produire un premier signal 15 représentant l'amplitude moyenne du train d'impulsions modifiées, chacune d'elles étant pondérée selon une première fonction de pondération qui est non uniforme, pour au moins une gamme de durées de chaque impulsion modifiée.

2. Un appareillage selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: - des moyens pour produire un second signal représentant l'amplitude moyenne du train d'impulsions modifiées, chacune étant pondérée selon une seconde 25 fonction de pondération, et - des moyens pour former un signal de rapport

représentant le rapport des signaux représentant lesdites amplitudes moyennes pondérées.

3. Un appareillage selon la revendication 2, 30 caractérisé en ce que ladite seconde fonction de pondération est uniforme pour toutes les durées de chaque

impulsion modifiée.

4. Un appareillage selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que chacun des moyens

utilisé pour produire un signal représentant l'amplitu5 de moyenne pondérée de l'impulsion modifiée, comprend des moyens pour produire un signal de pondération et des moyens pour mélanger le signal de pondération à

l'impulsion modifiée.

5. Un appareillage selon la revendication 4, 10 caractérisé en ce que les moyens pour produire ledit second signal comprennent des moyens pour obtenir un

signal bipolaire ayant au moins un changement de polarité pendant la durée de l'impulsion suivante.

6. Un appareillage selon la revendication 5, 15 caractérisé en ce que ledit signal bipolaire comprend

un signal carré bipolaire continu.

7. Un appareillage selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les moyens d'émission comprennent une horloge pour produire un train 20 d'impulsions d'horloge ayant un taux de répétition

prédéterminé et des moyens pour déterminer à partir du train d'impulsions à la fois les impulsions émises

et les impulsions supplémentaires.

8. Appareillage selon la revendication 7,

prise en combinaison avec les revendications 4, 5 et 6,

caractérisé en ce que chacun des signaux de pondération est obtenu à partir dudit train d'impulsions d'horloge.

9. Appareillage selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens répondant 30 audit signal représentant l'amplitude moyenne pondérée du train d'impulsions modifiées, pour faire varier la fréquence d'horloge dans le sens tendant à produire un train d'impulsions modifiées, chacune ayant une durée prédéterminée.

10. Appareillage selon la revendication 9,

caractérisé en ce que la durée prédéterminée est sensi5 blement nulle.

11. Appareillage selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que l'impulsion supplémentaire est égale en durée à l'impulsion émise correspondante.

12. Appareillage selon l'une des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que l'impulsion supplémentaire coîncide dans le temps dans sa presque totalité avec l'impulsion émise correspondante.

13. Appareillage selon l'une des revendica15 tions 1i ou 12, caractérisé en ce que chaque impulsion

supplémentaire est dérivée de l'impulsion émise correspondante.

14. Appareillage selon l'une des revendications 1 à 13, caractérisé en ce que chacun des moyens

pour produire un signal représentant l'amplitude moyenne du train d'impulsions modifiées répond à une modulation Doppler prédéterminée du train d'impulsions modifiées, de telle sorte que ledit signal représente

l'amplitude moyenne de la modulation Doppler du train 25 d'impulsions pondérées.

15. Appareillage selon l'une des revendications 1 à 14,caractéiséenceque l.es 5ensde comparaison

comprennent un mélangeur disposé pour recevoir chaque impulsion de retour et pour recevoir une impulsion RF en tant qu'impulsion supplémentaire, de telle sorte que

les impulsions modifiées se trouvent démodulées.

16. Appareillage selon l'une des revendications 1 à 15, caractérisé en ce que les moyens d'émis-

sion comprennent une antenne aérienne, un oscillateur à

onde continue et des moyens pour transmettre sélectivement l'oscillation produite par l'oscillateur à l'antenne.

17. Appareillage selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend: - une série de moyens répondant à différentes modulations Doppler du train d'impulsions modifiées pour produire des premiers signaux représentant les 10 amplitudes moyennes desdites modulations Doppler du train d'impulsions, pondérées selon une première fonction de pondération, - une pluralité analogue de moyens répondant aux mêmes différentes modulations Doppler pour produire 15 des seconds signaux représentant les amplitudes moyennes desdites modulations Doppler du train d'impulsions, pondérées selon la seconde fonction de pondération, et - une série analogue de moyens pour former

les rapports des premier et second signaux associés 20 aux mêmes modulations Doppler.