FR2790151A1 - Switching continuous/continuous current public telephone feed converter having input current/load connection and magnetic circuit coupled battery supplying/charging load current. - Google Patents
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Abstract
Description
ii
CONVERTISSEUR A DECOUPAGE CONTINU - CONTINU CONTINUOUS CUTTING CONVERTER - CONTINUOUS
La présente invention concerne un convertisseur à découpage continu continu. The present invention relates to a continuous continuous switching converter.
L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans le domaine de l'alimentation en courant continu de postes téléphoniques, notamment les postes téléphoniques publics. The invention finds a particularly advantageous application in the field of direct current supply to telephone sets, in particular public telephone sets.
La figure 1 est un schéma d'un convertisseur à découpage à 2 accès connu de l'état de la technique. FIG. 1 is a diagram of a 2-port switching converter known from the state of the art.
Sur la figure 1 est représenté un convertisseur à découpage continu continu connu sous le nom de " fly-back ". Ce convertisseur comporte un premier accès 1 connecté à une source L de courant continu, qui peut être la ligne téléphonique elle-même dans le cas o le convertisseur est destiné à l'alimentation d'un poste téléphonique. L'accès 1 est commuté par un circuit 10 de commutation comprenant15 un enroulement LL et un commutateur SL commutant l'enroulement LL à la source L de courant continu. Un circuit 100 de contrôle commande le commutateur SL de manière à contrôler la puissance fournie par la source L dans un gabarit donné. On sait en effet que la plupart des Administrations des Postes et Télécommunications imposent, pour une tension VL de ligne donnée, au courant IL de ligne de rester entre In Figure 1 is shown a continuous continuous switching converter known as "fly-back". This converter comprises a first access 1 connected to a source L of direct current, which can be the telephone line itself in the case where the converter is intended for supplying a telephone set. Access 1 is switched by a switching circuit 10 comprising a winding LL and a switch SL switching the winding LL to the DC source L. A control circuit 100 controls the switch SL so as to control the power supplied by the source L in a given size. We know that most Post and Telecommunications Administrations require, for a given line VL voltage, the line current IL to remain between
certaines limites données.certain limits given.
Le convertisseur à découpage de la figure 1 comporte également un deuxième accès 2 connecté à une charge R, destiné à restituer sur cette charge la puissance prélevée sur la ligne téléphonique, R représentant par exemple l'impédance de charge d'un poste téléphonique. L'accès 2 est commuté par un circuit 20 de commutation comprenant un enroulement LR, couplé à l'enroulement LL du circuit 10 de commutation par un circuit magnétique 200, et un commutateur SR 2 commutant l'enroulement LR au deuxième accès 2, c'est-à-dire à la charge R. En mode PWM (de l'anglo-saxon " Phase Wave Modulation "), le cycle de commutation de période T constante s'établit en deux phases de cycle T constant gérées par le circuit 100 de contrôle: une phase 4)1 de durée ti qui s'établit lors de la commutation par le commutateur SL de la source VL sur l'enroulement LL. Le courant IL croit alors linéairement jusqu'à une valeur Il = Io + VLtl/LL. La variation d'énergie stockée dans l'enroulement LL est AE1 = LL (I12 - Io2)/2 et la puissance fournie par la source L est P1 = LL (I12 - Io2)/2T si T est la période des signaux de commutation PWM. La durée ti de la phase 4 1, contrôlée par le circuit 100 de contrôle, permet d'assurer la valeur de la The switching converter of FIG. 1 also includes a second access 2 connected to a load R, intended to restore on this load the power taken from the telephone line, R representing for example the load impedance of a telephone set. Access 2 is switched by a switching circuit 20 comprising a winding LR, coupled to the winding LL of the switching circuit 10 by a magnetic circuit 200, and a switch SR 2 switching the winding LR at the second access 2, c '' ie at the load R. In PWM mode (from the Anglo-Saxon "Phase Wave Modulation"), the switching cycle of constant period T is established in two phases of constant cycle T managed by the circuit 100 of control: a phase 4) 1 of duration ti which is established during the switching by the switch SL of the source VL on the winding LL. The current IL then increases linearly to a value Il = Io + VLtl / LL. The variation of energy stored in the winding LL is AE1 = LL (I12 - Io2) / 2 and the power supplied by the source L is P1 = LL (I12 - Io2) / 2T if T is the period of the switching signals PWM. The duration ti of phase 4 1, controlled by the control circuit 100, ensures the value of the
puissance P1 à l'intérieur du gabarit imposé. power P1 inside the imposed template.
- Une phase 42 de durée t2 = T - tl qui s'établit lors de la commutation du commutateur SR de la charge R sur l'enroulement LR. Le courant IR décroit alors linéairement jusqu'à une valeur I2 = Il - VRt2/LR, O VR est la tension aux bornes de la charge R. En régime stabilisé, on peut écrire que I2 = Io, avec LL = LR on obtient VR = Vctl/t2. La tension VR est maintenue constante par asservissement du rapport t2/tI, par le circuit 100 de contrôle. Le condensateur C permet de maintenir constante la tension VR entre deux cycles. L'énergie E1 stockée dans l'enroulement LL au cours de la phase q1 est restituée au rendement près sur la charge R. Toutefois, les postes téléphoniques alimentés par leur ligne de raccordement au central téléphonique exigent parfois un excédent (voire un déficit) d'énergie lorsque leur consommation électrique est supérieure à l'énergie E1 fournie par la ligne L, ceci par exemple lors de la consommation de taxes dans une carte téléphonique, du 3 téléchargement d'un programme dans ladite carte, ou encore - A phase 42 of duration t2 = T - tl which is established when the switch SR of the load R is switched on the winding LR. The current IR then decreases linearly up to a value I2 = Il - VRt2 / LR, O VR is the voltage at the terminals of the load R. In steady state, we can write that I2 = Io, with LL = LR we get VR = Vctl / t2. The voltage VR is kept constant by slaving of the ratio t2 / tI, by the control circuit 100. The capacitor C keeps the voltage VR constant between two cycles. The energy E1 stored in the winding LL during phase q1 is returned to the nearest yield on the load R. However, the telephone sets supplied by their connection line to the telephone exchange sometimes require a surplus (or even a deficit) d energy when their electrical consumption is greater than the energy E1 supplied by the line L, this for example when consuming taxes in a telephone card, downloading a program into said card, or else
l'illumination d'un afficheur. En effet, on sait par exemple que la puissance fournie par la ligne téléphonique peut être limitée à 200mW alors que la puissance que doit consommer le poste téléphonique varie5 de 100mW à 1W. the illumination of a display. Indeed, we know for example that the power supplied by the telephone line can be limited to 200mW while the power which the telephone set must consume varies5 from 100mW to 1W.
Dans le but de remédier à cette situation, il est habituel d'utiliser une batterie qui se charge pendant les phases énergétiques excédentaires de la ligne et restitue la puissance nécessaire au fonctionnement du poste téléphonique pendant les phases énergétiques In order to remedy this situation, it is usual to use a battery which is charged during the excess energy phases of the line and restores the power necessary for the operation of the telephone set during the energy phases
déficitaires.loss-making.
La figure 2 est un schéma d'une alimentation à découpage utilisant deux convertisseurs à 2 accès du type de celui représenté sur FIG. 2 is a diagram of a switching power supply using two converters with 2 accesses of the type shown in
la figure 1.Figure 1.
L'alimentation à découpage de la figure 2 constitue une solution classique de convertisseur à batterie-tampon utilisant un premier convertisseur " fly-back " à deux accès 1, 2 qui transforme la puissance PL fournie par la ligne L en énergie disponible sur l'accès 2 de la batterie en satisfaisant aux exigences de gabarit. Un deuxième convertisseur " fly-back " à deux accès 1', (2'1, 2'2) transforme la puissance disponible sur l'accès 1, 2' commun des premier et deuxième convertisseurs en puissance PR consommée pour l'alimentation de la charge constituée par l'ensemble des charges R1, R2 en parallèle. Si on appelle 'q et 12 les rendements énergétiques respectifs des convertisseurs, la puissance moyenne PR fournie à la charge est au mieux égale à la puissance moyenne PL délivrée par la ligne L multipliée par le produit des The switching power supply in FIG. 2 constitutes a conventional buffer battery converter solution using a first “fly-back” converter with two ports 1, 2 which transforms the power PL supplied by the line L into energy available on the battery access 2 meeting the template requirements. A second "fly-back" converter with two accesses 1 '(2'1, 2'2) transforms the power available on access 1, 2' common from the first and second converters into power PR consumed for the supply of the charge constituted by all of the charges R1, R2 in parallel. If we call 'q and 12 the respective energy yields of the converters, the average power PR supplied to the load is at best equal to the average power PL delivered by line L multiplied by the product of
rendements 111 x 1l2.yields 111 x 1l2.
Cette alimentation à découpage connue de l'état de la technique présente cependant deux types d'inconvénients, tout d'abord, comme énoncé plus haut, un rendement énergétique global limité au produit -n x 12, et, d'autre part, un coût qui est la somme des coûts des deux 4 convertisseurs et, en particulier, des deux transformateurs réalisés autour des deux circuits magnétiques 200, 200', qui représentent les composants les plus onéreux. Aussi, le problème technique à résoudre par l'objet de la présente invention est de proposer un convertisseur à découpage continucontinu comportant: - un premier accès connecté à une source de courant continu apte à fournir une puissance PL donnée, ledit premier accès étant commuté par un circuit de commutation comprenant un enroulement LL et un commutateur SL commutant l'enroulement LL au premier accès, un circuit de contrôle commandant le commutateur SL étant apte à contrôler la puissance PL fournie par ladite source de courant continu selon un gabarit donné, un deuxième accès commuté à au moins une charge destinée à consommer une puissance PR donnée, ledit deuxième accès étant commuté par un circuit de commutation comprenant un enroulement LR, couplé à l'enroulement LL par un circuit magnétique, et un commutateur SR commutant l'enroulement LL au deuxième accès, qui permettrait d'améliorer le rendement énergétique de l'alimentation d'un facteur variant de 25 à 50 % suivant ses modes de This switching power supply known from the prior art however has two types of drawbacks, firstly, as stated above, an overall energy efficiency limited to the product -nx 12, and, secondly, a cost which is the sum of the costs of the two converters and, in particular, of the two transformers produced around the two magnetic circuits 200, 200 ′, which represent the most expensive components. Also, the technical problem to be solved by the object of the present invention is to propose a continuous switching converter comprising: - a first access connected to a direct current source able to supply a given PL power, said first access being switched by a switching circuit comprising a winding LL and a switch SL switching the winding LL at the first access, a control circuit controlling the switch SL being able to control the power PL supplied by said direct current source according to a given template, a second switched access to at least one load intended to consume a given power PR, said second access being switched by a switching circuit comprising a winding LR, coupled to the winding LL by a magnetic circuit, and a switch SR switching the winding LL the second access, which would improve the energy efficiency of the power supply by a factor varying from 25 to 50% depending on its modes of
fonctionnement, et de diminuer le coût dudit convertisseur. operation, and to reduce the cost of said converter.
La solution au problème technique posé consiste, selon la présente invention, en ce que ledit convertisseur comprend également: - un troisième accès commuté à une batterie, ledit troisième accès étant commuté par un circuit comprenant deux enroulements LB1, LB2, de polarité opposée disposés en parallèle, couplés aux enroulements LL et LR par le même circuit magnétique, et deux commutateurs SB1, SB2 commutant respectivement les enroulements LB1 et LB2 au troisième accès, un circuit de contrôle commandant l'un ou l'autre des commutateurs SB1, SB2 étant apte à contrôler une puissance PB fournie ou absorbée par la batterie, égale à la différence entre la puissance PL fournie par la source de courant et la The solution to the technical problem posed consists, according to the present invention, in that said converter also comprises: - a third switched access to a battery, said third access being switched by a circuit comprising two windings LB1, LB2, of opposite polarity arranged in parallel, coupled to the windings LL and LR by the same magnetic circuit, and two switches SB1, SB2 respectively switching the windings LB1 and LB2 at the third port, a control circuit controlling one or the other of the switches SB1, SB2 being suitable to control a power PB supplied or absorbed by the battery, equal to the difference between the power PL supplied by the current source and the
puissance PR consommée par la charge. PR power consumed by the load.
Ainsi, le convertisseur à découpage continu - continu conforme à l'invention, au lieu d'utiliser deux convertisseurs à 2 accès en série, est constitué d'un seul convertisseur à 3 accès, à savoir la source, la charge et la batterie. Il satisfait: - en entrée, au gabarit imposé à la ligne par la norme en vigueur, - en sortie, aux puissances de consommation spécifiques, ainsi qu'à la précision requise pour la tension d'alimentation de chaque charge, - dans la batterie, à la gestion de l'énergie reçue ou fournie, compte tenu du bilan énergétique entre la puissance fournie par la ligne et celle absorbée par la (ou les) charge(s) du poste téléphonique. Les avantages du convertisseur à 3 accès, objet de l'invention, sont: - un rendement de conversion énergétique supérieur au rendement des solutions classiques utilisant deux convertisseurs à 2 accès, les pertes magnétiques résistives et de commutation étant par principe inférieures à celles engendrées par les deux convertisseurs à 2 accès, - un circuit magnétique unique, d'o un seul transformateur, pour le stockage de l'énergie dans chacun des 3 accès: source, Thus, the continuous-to-continuous switching converter according to the invention, instead of using two converters with 2 ports in series, consists of a single converter with 3 ports, namely the source, the load and the battery. It satisfies: - input, the size imposed on the line by the standard in force, - output, specific consumption powers, as well as the precision required for the supply voltage of each load, - in the battery , to the management of the energy received or supplied, taking into account the energy balance between the power supplied by the line and that absorbed by the charge (s) of the telephone set. The advantages of the 3-port converter, object of the invention, are: - an energy conversion efficiency greater than the efficiency of conventional solutions using two 2-port converters, the resistive and switching magnetic losses are in principle lower than those generated by the two 2-port converters, - a single magnetic circuit, hence a single transformer, for energy storage in each of the 3 ports: source,
charge et batterie.charge and battery.
Comme on le verra en détail plus loin, il est possible de généraliser le principe à la base du convertisseur à 3 accès de l'invention à un convertisseur à découpage continu- continu, remarquable en ce que ledit convertisseur comporte une pluralité de n5 accès, aptes à fournir ou consommer, chacun, une puissance Pi ( i = 1, n) donnée, chaque accès i étant commuté par un circuit de commutation comprenant deux enroulements Lii, 1-2, de polarité opposée disposés en parallèle, l'ensemble des enroulements étant couplés à un même circuit magnétique, et deux commutateurs Sil, Si2 commutant respectivement les enroulements Lii, 12 à l'accès i, un circuit de contrôle commandant l'ensemble des commutateurs Sil, Si2 étant apte à contrôler la puissance Pi disponible à chaque accès i selon un As will be seen in detail below, it is possible to generalize the principle underlying the 3-access converter of the invention to a continuous-continuous switching converter, remarkable in that said converter comprises a plurality of n5 accesses, able to supply or consume, each, a given power Pi (i = 1, n), each access i being switched by a switching circuit comprising two windings Lii, 1-2, of opposite polarity arranged in parallel, all of the windings being coupled to the same magnetic circuit, and two switches Sil, Si2 respectively switching the windings Lii, 12 at access i, a control circuit controlling all the switches Sil, Si2 being able to control the power Pi available at each access i according to a
gabarit donné.given template.
La description qui va suivre en regard des dessins annexés, The description which will follow with regard to the appended drawings,
donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi given as nonlimiting examples, will make it clear how
consiste l'invention et comment elle peut être réalisée. consists of the invention and how it can be realized.
La figure 3 est un schéma d'un convertisseur à découpage à 3 Figure 3 is a diagram of a 3-way switching converter
accès, conforme à l'invention.access, in accordance with the invention.
La figure 4 donne deux chronogrammes des différentes phases de Figure 4 gives two timing diagrams of the different phases of
fonctionnement du convertisseur de la figure 3. operation of the converter of figure 3.
La figure 5 est un schéma d'un mode de réalisation du FIG. 5 is a diagram of an embodiment of the
convertisseur de la figure 3.Figure 3 converter.
La figure 6 est un schéma d'un convertisseur à découpage Figure 6 is a diagram of a switching converter
universel à 3 accès.universal with 3 accesses.
Sur la figure 3 est représentée un convertisseur à découpage continu continu à 3 accès dans lequel un premier accès 1 est connecté à une source L de courant continu apte à fournir une puissance PL donnée sur une tension VL. Lorsque la source L est une ligne téléphonique, le courant continu IL débité, et donc la puissance PL, 7 doivent satisfaire à un gabarit imposé dans chaque pays par l'Administration des Postes et Télécommunications. Le premier accès 1 est commuté par un circuit 10 de commutation comprenant un enroulement LL et un commutateur SL commutant l'enroulement LL à la source L. Un circuit 100 de contrôle commande l'ouverture et la fermeture du commutateur SL de manière à contrôler la puissance PL fournie par la source L de courant continu selon le gabarit donné. Un deuxième accès 2 du convertisseur à découpage de la figure 3 est connecté à une charge R, telle qu'un appareil téléphonique alimenté par la ligne téléphonique L, cette charge étant destinée à consommer une puissance PR donnée qui peut être variable selon le régime de fonctionnement de l'appareil téléphonique. Le deuxième accès 2 est commuté par un circuit 20 de commutation qui, comme le circuit 10 de15 commutation, comprend un enroulement LR, couplé à l'enroulement LR par un circuit magnétique 200, et un commutateur SR commutant l'enroulement LR à la charge R. Enfin, comme on peut le voir sur la figure 3, un troisième accès 3 est connecté à une batterie B, ledit troisième accès 3 étant commuté par un circuit 30 de commutation comprenant deux enroulements LB1, LB2, de polarité opposée disposés en parallèle, couplés aux enroulements LL et LR par le même circuit magnétique 200, et deux commutateurs SB1, SB2 commutant respectivement les enroulements LB1 et LB2 à la batterie B. Les pôles de même signe sont indiqués par un point à une extrémité des enroulements. Le circuit 100 de contrôle commande l'un ou l'autre des commutateurs SB1, SB2 afin de contrôler la puissance PB, fournie ou absorbée par la batterie B, égale à la différence entre la puissance PL fournie par la source L de courant et la puissance PR consommée par la charge R. FIG. 3 shows a 3-port DC continuous switching converter in which a first port 1 is connected to a source L of direct current capable of supplying a given power PL on a voltage VL. When the source L is a telephone line, the direct current IL debited, and therefore the power PL, 7 must satisfy a template imposed in each country by the Post and Telecommunications Administration. The first access 1 is switched by a switching circuit 10 comprising a winding LL and a switch SL switching the winding LL at the source L. A control circuit 100 controls the opening and closing of the switch SL so as to control the PL power supplied by the direct current source L according to the given template. A second access 2 of the switching converter of FIG. 3 is connected to a load R, such as a telephone apparatus supplied by the telephone line L, this load being intended to consume a given power PR which can be variable depending on the speed of operation of the telephone set. The second port 2 is switched by a switching circuit 20 which, like the switching circuit 10, comprises an LR winding, coupled to the LR winding by a magnetic circuit 200, and a switch SR switching the LR winding to the load R. Finally, as can be seen in FIG. 3, a third access 3 is connected to a battery B, said third access 3 being switched by a switching circuit 30 comprising two windings LB1, LB2, of opposite polarity arranged in parallel , coupled to the windings LL and LR by the same magnetic circuit 200, and two switches SB1, SB2 respectively switching the windings LB1 and LB2 to the battery B. The poles of the same sign are indicated by a point at one end of the windings. The control circuit 100 controls one or the other of the switches SB1, SB2 in order to control the power PB, supplied or absorbed by the battery B, equal to the difference between the power PL supplied by the current source L and the PR power consumed by load R.
Le fonctionnement du convertisseur à découpage à 3 accès va maintenant être décrit en regard des chronogrammes de la figure 4. The operation of the 3-port switching converter will now be described with reference to the timing diagrams in FIG. 4.
La première phase 41 de durée ti s'établit lors de la commutation par le commutateur SL de la source L sur l'enroulement LL. Le courant IL croit linéairement de la valeur Io à la valeur Il = I0 + VLtl/LL. La quantité d'énergie disponible dans le circuit magnétique 200 à la fin de la phase 41 est alors El = I/2 LL I12. En appelant T la période des signaux de commutation PWM, on en déduit la puissance fournie par la The first phase 41 of duration ti is established during the switching by the switch SL of the source L on the winding LL. The current IL increases linearly from the value Io to the value Il = I0 + VLtl / LL. The amount of energy available in the magnetic circuit 200 at the end of phase 41 is then El = I / 2 LL I12. By calling T the period of the PWM switching signals, the power supplied by the
ligne: PL = LL (I12 - 1o2)/2T.line: PL = LL (I12 - 1o2) / 2T.
La durée ti de la phase q1 permet donc d'assurer la valeur de la The duration ti of phase q1 therefore makes it possible to ensure the value of the
puissance PL conformément au gabarit souhaité. PL power in accordance with the desired template.
La deuxième phase 42 de durée t2 s'établit lors de la commutation par l'un des commutateurs SB1 ou SB2 de la batterie B sur l'un ou l'autre des enroulements LB1 et LB2. Selon le signe du bilan énergétique entre la puissance fournie par la source L et celle consommée par la charge R, deux cas sont à considérer: - régime énergétique déficitaire (figure 4 (a)), phase q21 (figure 3). Le commutateur SBI commute l'enroulement LBl sur la batterie B qui se comporte alors comme une source. Le commutateur SBî est fermé pendant le temps t2 tandis que le commutateur SB2 est continuellement ouvert. Le courant IB1 fourni par la batterie B croît linéairement de la valeur Il à I2 = I1 + VBt2/LB1, ceci en admettant que le nombre de spires des enroulements LL et LBi (et LB2) est le même. On en déduit la The second phase 42 of duration t2 is established during the switching by one of the switches SB1 or SB2 of the battery B on one or the other of the windings LB1 and LB2. According to the sign of the energy balance between the power supplied by the source L and that consumed by the load R, two cases are to be considered: - deficient energy regime (Figure 4 (a)), phase q21 (Figure 3). The switch SBI switches the winding LB1 to the battery B which then behaves as a source. The switch SB1 is closed for time t2 while the switch SB2 is continuously open. The current IB1 supplied by the battery B increases linearly from the value Il to I2 = I1 + VBt2 / LB1, this assuming that the number of turns of the windings LL and LBi (and LB2) is the same. We deduce the
puissance fournie par la batterie B: PB = LB1 (I22 - Ii2)/2T. power supplied by battery B: PB = LB1 (I22 - Ii2) / 2T.
- régime énergétique excédentaire (figure 4 (b)), phase 422 (figure 3). Le commutateur SB2 commute l'enroulement LB2 sur la batterie B qui se comporte alors comme une charge. Le commutateur SB2 est fermé pendant le temps t2 tandis que le commutateur SB, est continuellement ouvert. Le courant IB2 de - excess energy regime (Figure 4 (b)), phase 422 (Figure 3). The switch SB2 switches the winding LB2 on the battery B which then behaves like a load. The switch SB2 is closed for time t2 while the switch SB, is continuously open. The IB2 current of
charge décroit linéairement de la valeur Il à I2 = Il - VBt2/LB2. load decreases linearly from the value Il to I2 = Il - VBt2 / LB2.
On en déduit la puissance fournie à la batterie B: PB = LB2 (I22 We deduce the power supplied to battery B: PB = LB2 (I22
- I12)/2T.- I12) / 2T.
La durée t2 de la phase q2 permet d'ajuster la puissance disponible sur la charge R à la fin de la phase 42 et de contrôler la tension VR de la charge puisque l'indicateur de puissance est The duration t2 of phase q2 makes it possible to adjust the power available on the load R at the end of phase 42 and to control the voltage VR of the load since the power indicator is
directement lié à la tension VR (PR = VR2/R). directly linked to the VR voltage (PR = VR2 / R).
La phase 43 de durée t3 s'établit lors de la commutation par le commutateur SR de la charge R dont la tension VR est maintenue constante pendant la période T grâce au condensateur C. Le courant IR décroît linéairement de la valeur I2 à la valeur I3 = IO = I2 - VRt3/LR, ceci en admettant que le nombre de spires des enroulements LB1, LB2 et LR The phase 43 of duration t3 is established during the switching by the switch SR of the load R whose voltage VR is kept constant during the period T thanks to the capacitor C. The current IR decreases linearly from the value I2 to the value I3 = IO = I2 - VRt3 / LR, this assuming that the number of turns of the windings LB1, LB2 and LR
est le même. La puissance consommée par la charge R est IR = LR (I32 - is the same. The power consumed by the load R is IR = LR (I32 -
122) 2T.122) 2T.
La durée t3 de la phase 43 est le complément à T de ti et t2: t3 = T The duration t3 of phase 43 is the complement to T of ti and t2: t3 = T
- tl - t2.- tl - t2.
Un mode de réalisation pratique du convertisseur à 3 accès de la figure 3 est donné sur la figure 5. Comme on peut le voir sur cette figure, les commutateurs peuvent avantageusement être réalisés par des transistors MOSFET canal N, compte tenu de la faible valeur de leur RDSON, d'o des pertes en conduction réduites, et la faible énergie de commande de grille pour les fréquences de commutation inférieures à kHz. Cependant, les transistors MOSFET canal N présentent l'inconvénient que la diode parasite drain-source maintient le transistor en court-circuit lorsque la tension drain-source devient négative, ce qui ne se produit en pratique que pour le commutateur SB2. En effet, la tension minimale sur ce commutateur est donnée par (VB)min - (VL)max X n2/nL o n2 et nL sont respectivement le nombre de spires des enroulements LB2 et LL. Pour empêcher la diode drain-source du transistor de SB2 de conduire lorsque la tension VL est supérieure à VB x A practical embodiment of the 3-port converter of FIG. 3 is given in FIG. 5. As can be seen in this figure, the switches can advantageously be produced by N-channel MOSFET transistors, taking into account the low value of their RDSON, resulting in reduced conduction losses, and the low gate control energy for switching frequencies below kHz. However, N-channel MOSFET transistors have the drawback that the parasitic drain-source diode keeps the transistor short-circuited when the drain-source voltage becomes negative, which occurs in practice only for the switch SB2. Indeed, the minimum voltage on this switch is given by (VB) min - (VL) max X n2 / nL o n2 and nL are the number of turns of the windings LB2 and LL respectively. To prevent the drain-source diode of the transistor from SB2 from conducting when the voltage VL is greater than VB x
nL/n2, il est prévu un commutateur SB3 d'isolement, isolant le troisième accès 3 lorsque les commutateurs SB1, SB2 sont ouverts. Ledit commutateur SB3 d'isolement est commandé à la fermeture pendant la5 phase q2, quand la batterie B doit fournir ou absorber de l'énergie. nL / n2, an isolation switch SB3 is provided, isolating the third port 3 when the switches SB1, SB2 are open. Said isolation switch SB3 is commanded to close during the phase q2, when the battery B must supply or absorb energy.
L'accès 2 correspondant à la charge peut être constitué comme pour un convertisseur " fly-back " classique de un, deux ou plus d'enroulements parallèle LR1, LR2, LR3 commutés par autant de commutateurs MOSFET commandés par la phase commune 43.l0 L'asservissement en tension peut être réalisée sur l'une des tensions VR1, VR2, VR3 générées sur cet accès, les autres tensions étant proportionnelles au nombre de spires des enroulements LRI, LR2, LR3 correspondant. Dans le convertisseur à 3 accès décrit plus haut, seul l'accès 3 de la batterie B est architecturé en mode source - charge avec deux enroulements de polarité opposée en parallèle. Le signe de la valeur de la puissance gérée sur cet accès peut être positif ou négatif. D'une façon plus générale, l'ensemble des accès du convertisseur peuvent avoir une architecture source - charge comparable à l'accès batterie et fonctionner comme source ou charge suivant la programmation de leur gabarit. Ce type de convertisseur à 3 accès est représenté sur la figure 6. Les commutateurs S13, S23, S33 d'isolement sur les accès 1, 2, 3 permettant de fonctionner quelles que soient les Access 2 corresponding to the load can be constituted as for a conventional fly-back converter of one, two or more parallel windings LR1, LR2, LR3 switched by as many MOSFET switches controlled by the common phase 43.l0 The voltage control can be performed on one of the voltages VR1, VR2, VR3 generated on this access, the other voltages being proportional to the number of turns of the windings LRI, LR2, LR3 corresponding. In the 3-port converter described above, only port 3 of battery B is structured in source-load mode with two windings of opposite polarity in parallel. The sign of the value of the power managed on this access can be positive or negative. More generally, all of the converter's accesses can have a source-load architecture comparable to the battery access and function as source or load depending on the programming of their size. This type of 3-port converter is shown in FIG. 6. The isolation switches S13, S23, S33 on the ports 1, 2, 3 allow operation whatever the
valeurs relatives des tensions présentes sur ces accès. relative values of the voltages present on these ports.
Généralisé à un nombre n d'accès quelconque, le convertisseur, objet de l'invention, s'énonce comme un convertisseur comportant une pluralité de n accès aptes à fournir ou consommer chacun une puissance Pi donnée (i = 1,....., n). Chaque accès i est commuté par un circuit 10i de commutation comprenant deux enroulements Li, L[2 de polarité opposée disposés en parallèle, l'ensemble des enroulements Li1, LI2 (i = 1,..., n) étant couplés à un même circuit magnétique 200, et deux commutateurs Sil, Si2, commutant respectivement les enroulements Il, Li2 à l'accès i. Un circuit 100 de contrôle commande l'ensemble des commutateurs Sil, Si2 (i = 1,...., n) afin de contrôler la Generalized to any number n of accesses, the converter, object of the invention, is stated as a converter comprising a plurality of n accesses capable of supplying or consuming each a given power Pi (i = 1, .... ., not). Each access i is switched by a switching circuit 10i comprising two windings Li, L [2 of opposite polarity arranged in parallel, all the windings Li1, LI2 (i = 1, ..., n) being coupled to the same magnetic circuit 200, and two switches Sil, Si2, respectively switching the windings Il, Li2 at access i. A control circuit 100 controls all of the switches Sil, Si2 (i = 1, ...., n) in order to control the
puissance Pi disponible à chaque accès, selon un gabarit donné. Pi power available at each access, according to a given template.
Avantageusement, chaque circuit 10i de commutation comporte un commutateur Si3 d'isolement, isolant l'accès i correspondant lorsque Advantageously, each switching circuit 10i comprises an isolation switch Si3, isolating the corresponding access i when
les commutateurs Si, Si2 sont ouverts. the switches Si, Si2 are open.
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| FR9902033A FR2790151B1 (en) | 1999-02-18 | 1999-02-18 | CONTINUOUS-CONTINUOUS CUTTING CONVERTER |
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Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4220872A (en) * | 1978-12-26 | 1980-09-02 | Gte Sylvania Incorporated | DC power supply circuit |
| US5144222A (en) * | 1991-01-07 | 1992-09-01 | Edward Herbert | Apparatus for controlling the input impedance of a power converter |
| US5602726A (en) * | 1995-09-22 | 1997-02-11 | Nihon Protector Co., Ltd. | Uninterruptive switching regulator |
-
1999
- 1999-02-18 FR FR9902033A patent/FR2790151B1/en not_active Expired - Fee Related
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| US5602726A (en) * | 1995-09-22 | 1997-02-11 | Nihon Protector Co., Ltd. | Uninterruptive switching regulator |
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| FR2790151B1 (en) | 2001-03-30 |
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