FR2751499A1 - DIGITAL DIFFERENTIAL DEMODULATION METHOD - Google Patents
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Abstract
Selon l'invention, on suréchantillonne le signal à démoduler à un rythme double du rythme des éléments de la séquence d'étalement, on calcule des produits d'un échantillon courant par l'échantillon précédent conjugué, on fait la somme de ces produits, éventuellement en les pondérant, dans une fenêtre couvrant au moins une partie de la période des symboles d'information, on prend la partie réelle de cette somme pour obtenir un échantillon de décision servant à restituer l'information. Application dans les transmissions du type à accès multiple à répartition par les codes.According to the invention, the signal to be demodulated is oversampled at a rate double the rate of the elements of the spreading sequence, the products of a current sample are calculated by the previous conjugated sample, the sum of these products is made, optionally by weighting them, in a window covering at least part of the period of the information symbols, the real part of this sum is taken to obtain a decision sample serving to restore the information. Application in code division multiple access type transmissions.
Description
PROCEDE DE DEMODULATIONDEMODULATION METHOD
DIFFERENTIELLE NUMERIQUEDIFFERENTIAL DIGITAL
DESCRIPTIONDESCRIPTION
Domaine technique La présente invention a pour objet un procédé de démodulation différentielle numérique. Elle trouve une application dans les systèmes de transmission dits à accès multiple à répartition par les codes, ou AMRC en abrégé. Une telle technique est utilisée dans les TECHNICAL FIELD The present invention relates to a digital differential demodulation method. It finds an application in so-called CDMA transmission systems, or CDMA for short. Such a technique is used in
systèmes radiomobiles.mobile radio systems.
Etat de la technique antérieure L'exposé de l'état de la technique qui va suivre renvoie à huit documents dont les références sont STATE OF THE PRIOR ART The following description of the state of the art refers to eight documents whose references are
données en fin de description.data at the end of the description.
L'accès multiple à répartition par les codes, en tant que technique de partage du canal radioélectrique, est souvent envisagé comme base de définition des Code division multiple access, as a technique for sharing the radio channel, is often considered as the basis for defining
futurs systèmes radiomobiles de troisième génération. future third-generation mobile radio systems.
Elle est également utilisée dans certains systèmes actuels de télécommunications avec les mobiles terrestres ou par satellites [1]. Elle permet l'occupation simultanée d'un même canal radio par les signaux émis par plusieurs ou vers plusieurs terminaux mobiles. Ce type de cohabitation propre à l'AMRC n'est rendu possible que grâce à l'emploi d'une modulation à It is also used in some current terrestrial and satellite telecommunications systems [1]. It allows the simultaneous occupation of the same radio channel by the signals transmitted by several or to several mobile terminals. This type of cohabitation specific to the CDMA is made possible only through the use of
étalement de spectre.spread spectrum.
Dans la modulation à étalement de spectre, le signal émis occupe une bande de fréquence beaucoup plus large que la bande nécessaire à une transmission utilisant une modulation classique[6]. Deux méthodes d'étalement existent: l'étalement par saut de fréquence et l'étalement par séquence directe [6]. Le facteur d'étalement, qui est le rapport de la bande occupée au débit d'information transmis, est un paramètre important. Dans le système cité en In spread spectrum modulation, the transmitted signal occupies a frequency band much wider than the band required for transmission using conventional modulation [6]. Two spreading methods exist: frequency hopping spreading and direct sequence spreading [6]. The spreading factor, which is the ratio of the band occupied to the information rate transmitted, is an important parameter. In the system cited in
référence[l], il est de 128.reference [l], it is 128.
La technique de modulation à étalement de spectre constitue une technique d'accès particulièrement souple. Il est en effet possible de transmettre des signaux simultanément dans la même bande fréquence sans aucune coordination. En outre, dans le domaine radiomobile, l'AMRC suscite un intérêt tout particulier dans la mesure o il offre l'opportunité d'un traitement original des trajets multiples engendrés par The spread spectrum modulation technique is a particularly flexible access technique. It is indeed possible to transmit signals simultaneously in the same frequency band without any coordination. Moreover, in the mobile radio field, the CDMA is of particular interest because it offers the opportunity for an original treatment of the multiple paths generated by
la propagation.the propagation.
Le schéma de principe de la modulation et de la The basic scheme of modulation and
démodulation AMRC est illustré sur la figure 1 annexée. CDMA demodulation is illustrated in Figure 1 attached.
Ce schéma de principe est volontairement simplifié, n'y figurent pas notamment les étages RF (radiofréquence) qui permettent, à l'émission, de transposer et d'émettre le signal dans la bande de fréquence allouée, et à la réception, de récupérer le signal dans la bande de fréquence allouée et de le transposer en bande de base o il sera traité. Sur cette figure, on voit, d'une part, un circuit d'étalement de spectre 20 utilisé à l'émission et, d'autre part, un circuit de filtrage adapté 30, utilisé à la réception. Le circuit d'étalement de spectre 20 utilisé à l'émission reçoit des informations constituées par une suite de symboles binaires notés a(k), o k est un indice marquant le rang du symbole. Ces symboles peuvent être reçus directement d'une source d'informations, o, comme illustré sur la figure 1, d'un circuit de codage correcteur 10, qui reçoit l'information brute sur son entrée 12 et délivre l'information protégée sur sa sortie 14. La fréquence des symboles d'information est This schematic diagram is deliberately simplified, but does not include the RF (radio frequency) stages which make it possible, on transmission, to transpose and transmit the signal in the allocated frequency band, and on reception, to recover the signal in the allocated frequency band and transpose it to the baseband where it will be processed. In this figure, we see, on the one hand, a spread spectrum circuit 20 used in the transmission and, on the other hand, a suitable filter circuit 30, used at the reception. The spectrum spreading circuit 20 used for transmission receives information consisting of a series of binary symbols denoted a (k), where k is an index marking the rank of the symbol. These symbols can be received directly from an information source, where, as illustrated in FIG. 1, a corrector coding circuit 10 receives the raw information on its input 12 and delivers the protected information on its output 14. The frequency of the information symbols is
notée Hs.noted Hs.
Le circuit d'étalement de spectre 20 comprend d'abord un générateur de séquence d'étalement 22. Cette séquence est formée d'une suite d'éléments binaires appelés "chips". Cette séquence est généralement The spread spectrum circuit 20 first comprises a spreading sequence generator 22. This sequence is formed of a sequence of bits called "chips". This sequence is usually
pseudo-aléatoire. La fréquence des chips est notée Hc. pseudorandom. The frequency of the chips is noted Hc.
Elle est N fois plus grande que la fréquence Hs des symboles d'information (Hc=NHs). Autrement dit, la période des chips, notée Tc, est N fois plus petite que la période des symboles (Tc=Ts/N). Les chips sont notés It is N times larger than the frequency Hs of the information symbols (Hc = NHs). In other words, the period of chips, noted Tc, is N times smaller than the symbol period (Tc = Ts / N). The chips are noted
a(n), o n désigne le rang du chip dans la séquence. a (n), where n denotes the rank of the chip in the sequence.
Ce rang court de 0 à N-1 pour une même séquence. This rank runs from 0 to N-1 for the same sequence.
Chaque symbole d'information a(k) est multiplié par tous les chips de la séquence a (n) dans un multiplieur 24. A la sortie de ce multiplieur, on trouve donc un signal constitué de N impulsions de largeur Tc. Avec les notations précédentes, la suite de ces signaux peut être notée: a(k-1). a (N-1), a(k). a(0), a(k). a(1), a(k). (2),..., a(k). a (N-1), Each information symbol a (k) is multiplied by all the chips of the sequence a (n) in a multiplier 24. At the output of this multiplier, there is therefore a signal consisting of N pulses of width Tc. With the previous notations, the following of these signals can be noted: a (k-1). a (N-1), a (k). a (0), a (k). a (1), a (k). (2), ..., a (k). a (N-1),
a(k+l). a (0),...a (k + l). a (0), ...
Un tel signal a un débit, exprimé en chips par seconde, N fois plus grand que le débit en symboles d'information. Le spectre a donc bien été étalé dans un rapport N. Le circuit d'étalement 20 se complète par un Such a signal has a rate, expressed in chips per second, N times greater than the flow rate in information symbols. The spectrum has therefore been spread in a ratio N. The spreading circuit 20 is completed by a
filtre 26 qui est du type filtre passe-bas. filter 26 which is of the low-pass filter type.
L'émetteur complet comprend encore d'autres moyens qui n'ont pas été représentés parce qu'ils sont bien connus de l'homme de l'art, comme par exemple un oscillateur local pour engendrer une porteuse, un circuit de modulation de cette porteuse, une antenne The complete transmitter also comprises other means which have not been shown because they are well known to those skilled in the art, such as for example a local oscillator for generating a carrier, a modulation circuit of this carrier, an antenna
d'émission, etc...issue, etc.
Côté réception, le circuit 30 comprend, tout d'abord, un filtre passe- bas 32, analogue au filtre 26 utilisé à l'émission, et un filtre 36 adapté à la séquence d'étalement utilisée à l'émission. Plus précisément, la réponse impulsionnelle du filtre du récepteur est la renversée dans le temps de la séquence pseudo-aléatoire utilisée dans l'émetteur. En d'autres termes, le filtre adapté 36 effectue une opération de convolution sur le signal délivré par le premier filtre 32. Le débit des impulsions à l'entrée du filtre adapté 36 réalisant la convolution est égal au débit Hc des chips, mais, après convolution, ce débit tombe à Hc/N On the receiving side, the circuit 30 comprises, first of all, a low-pass filter 32, similar to the filter 26 used for transmission, and a filter 36 adapted to the spreading sequence used on transmission. More precisely, the impulse response of the receiver filter is the time reversed of the pseudo-random sequence used in the transmitter. In other words, the matched filter 36 performs a convolution operation on the signal delivered by the first filter 32. The rate of the pulses at the input of the matched filter 36 carrying out the convolution is equal to the flow rate Hc of the chips, but, after convolution, this flow falls to Hc / N
soit Hs.either Hs.
Un circuit 40 décide de la valeur de l'information reçue en fonction de la valeur du signal de convolution. L'information est alors restituée sur la A circuit 40 decides the value of the information received as a function of the value of the convolution signal. The information is then returned on the
sortie générale 42.general release 42.
Dans un tel système, les informations transmises peuvent être des informations binaires ordinaires, mais elles sont le plus souvent des informations résultant d'une opération préalable dite de codage différentielle. Dans ce cas, les symboles a(k) sont obtenus par un codeur différentiel préliminaire, composé, par exemple, d'une porte logique de type OU exclusif et d'un circuit à retard, la porte combinant un bit courant avec le bit qui précède. Les symboles ainsi codés sont ensuite multipliés par la séquence In such a system, the transmitted information may be ordinary binary information, but it is most often information resulting from a prior operation called differential coding. In this case, the symbols a (k) are obtained by a preliminary differential coder, composed for example of an exclusive-OR logic gate and a delay circuit, the gate combining a current bit with the bit which above. The symbols thus coded are then multiplied by the sequence
pseudo-aléatoire dont il a été question. pseudo-random that has been discussed.
Quant à la modulation de la porteuse, elle peut être de tout type connu, mais on préfère souvent utiliser une modulation de phase, notamment la modulation de phase à deux états, dite MDP2. Dans le récepteur, il suffit de comparer la phase du symbole en cours avec la phase du symbole précédent. Le récepteur n'a donc pas à estimer la phase des symboles, mais seulement la différence de phase entre deux symboles successifs. D'o le caractère "différentiel" du procédé. La figure 2 permet d'illustrer le fonctionnement du système en représentant schématiquement quelques As for the modulation of the carrier, it can be of any known type, but it is often preferred to use a phase modulation, including two-phase phase modulation, known as MDP2. In the receiver, it is sufficient to compare the phase of the current symbol with the phase of the preceding symbol. The receiver does not have to estimate the phase of the symbols, but only the phase difference between two successive symbols. Hence the "differential" nature of the process. FIG. 2 illustrates the operation of the system by schematically showing a few
signaux apparaissant dans la chaîne. signals appearing in the chain.
L!information binaire est représentée sur la ligne (a). Il s'agit d'une suite de symboles binaires de The binary information is represented on line (a). This is a sequence of binary symbols of
période Ts, en l'occurrence la suite +1, -1, -1, +1, - period Ts, in this case the sequence +1, -1, -1, +1, -
1. La ligne (b) illustre la séquence d'étalement S formée de N chips, en l'occurrence 110100 (naturellement, en pratique, le nombre N est bien supérieur à 6). La ligne (c) montre le résultat de la multiplication du signal d'information de la ligne (a) par la séquence S de la ligne (b). On obtient une suite de motifs +S, -S, -S, + S, -S. Le signal de corrélation délivré par le filtre à la séquence d'étalement est représenté sur la ligne (d). Apparaissent, dans un fond de bruit, des pics de corrélation dont le signe permet de retrouver les motifs +S et -S. Une décision peut alors être prise pour restituer l'information d'origine 1. Line (b) illustrates the spreading sequence S formed of N chips, in this case 110100 (naturally, in practice, the number N is much greater than 6). Line (c) shows the result of the multiplication of the information signal of line (a) by the sequence S of line (b). We obtain a sequence of patterns + S, -S, -S, + S, -S. The correlation signal delivered by the filter to the spreading sequence is shown on the line (d). Appear, in a background of noise, peaks of correlation whose sign makes it possible to find patterns + S and -S. A decision can then be made to restore the original information
(ligne e).(line e).
Les schémas de la figure 2 sont, en fait, assez théoriques car, dans la réalité, le signal radioélectrique se propage de manière complexe entre l'émetteur et le récepteur en suivant plusieurs trajets différents [2],[3],[8]. Le signal reçu se présente au récepteur à des instants décalés. La réponse impulsionnelle d'un canal radiomobile ne se présente donc pas sous forme d'un pic localisé dans le temps, mais plutôt sous forme d'une série de raies d'amplitudes diverses, comme représenté sur la figure 3 annexée. On voit ainsi, sur cette figure, quatre réponses différentes situées aux instants tl, t2, t3 et t4, avec quatre amplitudes différentes al, a2, a3 et a4. La réception optimale consiste alors à reconnaître, dans le signal reçu, les motifs: alS(t-tl)+a2S(t-t2)+a3S(t-t3)+a4S(t-t4) Pratiquement, cela veut dire que le récepteur effectue la corrélation glissante avec la séquence S et doit recombiner les différents pics obtenus pour chacun des trajets existants. Comme il existe un problème dans l'estimation des trajets, c'est-à-dire dans la connaissance des paramètres (al, tl),..., (a4,t4), on peut se servir d'un signal pilote (signal spécifique), comme par exemple dans les systèmes Qualcomm, [1], et Globalstar. Le récepteur optimal de la figure 1 est alors complété par un filtrage adapté à la réponse impulsionnelle h(t) du canal. D'un point de vue mathématique, le filtrage adapté à la réponse impulsionnelle du canal réalise une recombinaison de tous les trajets existant. Cette opération est partiellement réalisée dans les récepteurs en râteau classique, ("Rake Receiver"), [1],[3], qui combinent un The diagrams in Figure 2 are, in fact, quite theoretical because, in reality, the radio signal propagates in a complex manner between the transmitter and the receiver by following several different paths [2], [3], [8] . The received signal is presented to the receiver at staggered times. The impulse response of a radiomobile channel is therefore not in the form of a peak located in time, but rather in the form of a series of lines of various amplitudes, as shown in Figure 3 attached. Thus, in this figure, four different responses are found at times t1, t2, t3 and t4, with four different amplitudes a1, a2, a3 and a4. The optimal reception then consists in recognizing, in the received signal, the units: alS (t-tl) + a2S (t-t2) + a3S (t-t3) + a4S (t-t4). Practically, this means that the The receiver performs the sliding correlation with the sequence S and has to recombine the different peaks obtained for each of the existing paths. Since there is a problem in the estimation of the paths, that is to say in the knowledge of the parameters (al, tl), ..., (a4, t4), it is possible to use a pilot signal ( specific signal), such as in the Qualcomm, [1], and Globalstar systems. The optimal receiver of FIG. 1 is then completed by a filtering adapted to the impulse response h (t) of the channel. From a mathematical point of view, the filtering adapted to the impulse response of the channel realizes a recombination of all existing paths. This operation is partially carried out in conventional rake receivers, ("Rake Receiver"), [1], [3], which combine a
nombre limité de trajets.limited number of trips.
Le filtrage adapté à l'impulsion reçue se faisant au débit des chips, pour que le récepteur atteigne la meilleure performance possible avec un canal de transmission donné, il faut que ce débit soit assez The filtering adapted to the pulse received being at the chip rate, so that the receiver achieves the best possible performance with a given transmission channel, it is necessary that this flow is enough
élevé. Par exemple, avec le canal urbain de type GSM- high. For example, with the urban channel type GSM-
TU, [8], les trajets existants ne peuvent être tous pris TU, [8], existing journeys can not all be taken
en compte qu'avec un débit chip supérieur à 5 Mchips/s. account with a chip rate greater than 5 Mchips / s.
La modulation à étalement de spectre est justement une technique qui permet de discriminer les différents trajets constituant le canal de transmission. La recombinaison de ces trajets procure des gains de performance très appréciables par rapport à une transmission qui aurait subi un canal ordinaire (dit de Rayleigh) comme on le verra plus loin à propos de la Spread spectrum modulation is precisely a technique that makes it possible to discriminate the different paths constituting the transmission channel. The recombination of these paths provides very appreciable performance gains over a transmission that would have undergone an ordinary channel (called Rayleigh) as will be seen later about the
figure 7.figure 7.
Bien que donnant satisfaction à certains égards, toutes ces techniques ne sont pas pour autant dénuées d'inconvénients. En particulier, elles sont très complexes de mise en oeuvre. Par exemple, dans le système Qualcomm, norme IS-95, il existe un démodulateur par trajet reçu. La norme préconise de mettre en oeuvre cinq démodulateurs, trois pour démoduler les principaux trajets et deux supplémentaires pour gérer l'existence des trajets, notamment leurs apparitions et disparitions. Le débit de transmission de chips de 1 Mbit/s est d'ailleurs adapté à ce nombre de démodulateurs. Avec des débits de chips beaucoup plus importants, nécessaires pour transmettre des services à débits plus élevés, le nombre potentiel de trajets que le récepteur pourra Although satisfactory in some respects, all these techniques are not without drawbacks. In particular, they are very complex to implement. For example, in the Qualcomm system, IS-95 standard, there is a received per-trip demodulator. The standard recommends using five demodulators, three to demodulate the main paths and two additional ones to manage the existence of the paths, including their appearances and disappearances. The chip transmission rate of 1 Mbit / s is also adapted to this number of demodulators. With much larger chip rates, needed to transmit higher rate services, the potential number of paths that the receiver will be able to
discriminer peut être très grand.discriminate can be very big.
Le but de l'invention est justement de remédier à ces inconvénients. Exposé de l'invention A cette fin, l'invention propose un procédé de démodulation dont l'une des caractéristiques essentielles est de mettre en oeuvre un échantillonnage asynchrone de fréquence double de la fréquence chips, c'est-à-dire à la fréquence 2Hc. En effet, et comme le montrait la figure 3, une réception optimale classique nécessite que l'on combine des échantillons pris exactement aux instants tl, t2, t3,... Mais, comme on le comprendra mieux par la suite, un échantillonnage asynchrone au rythme des chips, c'est-à- dire à la fréquence Hc, peut conduire à. rater un, deux, voire tous les trajets reçus, si les instants d'échantillonnage ne coïncident pas exactement avec les The object of the invention is precisely to overcome these disadvantages. DESCRIPTION OF THE INVENTION To this end, the invention proposes a demodulation method, one of the essential characteristics of which is to implement asynchronous sampling of double frequency of the frequency chips, that is to say at the frequency 2 Hc. Indeed, and as shown in Figure 3, a conventional optimal reception requires that samples taken exactly at times tl, t2, t3, ... But, as will be better understood later, asynchronous sampling at the rate of the chips, that is to say at the frequency Hc, can lead to. missing one, two or even all the paths received, if the sampling times do not coincide exactly with the
instants tl, t2, t3,...instants tl, t2, t3, ...
Selon la présente invention, on met en oeuvre un According to the present invention, a
échantillonnage asynchrone au rythme double, c'est-à- double-rate asynchronous sampling, that is,
dire à deux fois la fréquence des chips (2Hc). Si l'on n'échantillonne pas à l'instant optimal tl, t2 ou t3, on dispose tout de même de deux échantillons du même trajet et l'on ne peut plus rater aucun trajet. Les inventeurs ont vérifié que, pratiquement, la recombinaison de ces échantillons apporte la même information que l'échantillon pris à l'instant optimal, et ceci bien que les échantillons de bruit correspondants soient corrélés. Cette propriété ne se say twice the frequency of chips (2Hc). If we do not sample at the optimal time tl, t2 or t3, we still have two samples of the same path and we can not miss any path. The inventors have verified that, practically, the recombination of these samples provides the same information as the sample taken at the optimum instant, and this although the corresponding noise samples are correlated. This property does not
vérifie plus pour un nombre d'échantillons supérieur. checks more for a higher number of samples.
En effet, avec un nombre plus grand d'échantillons, on Indeed, with a larger number of samples,
constate que les performances se dégradent. notes that performance is deteriorating.
Pour chaque symbole de rang k, au lieu d'obtenir N échantillons Z(k,i) avec i allant de 1 à N, on en obtient donc, selon l'invention, 2N. Autrement dit, l'indice i de 1 à 2N. La démodulation effectuée est encore de type différentiel. Elle est qualifiée d'intégrale par les inventeurs, en ce sens qu'elle For each symbol of rank k, instead of obtaining N samples Z (k, i) with i ranging from 1 to N, one thus obtains, according to the invention, 2N. In other words, the index i from 1 to 2N. The demodulation performed is still of the differential type. It is described as complete by the inventors, in the sense that it
tient compte de tous les trajets significatifs reçus. takes into account all the significant paths received.
Selon l'invention, on calcule, pour chaque indice i, le produit d'un échantillon Z(k,i), par l'échantillon précédent conjugué, soit Z*(k-l, i) et l'on fait la somme de ces produits sur les 2N échantillons disponibles. Comme les échantillons sont, en fait, des quantités complexes, on calcule la partie réelle de cette somme, soit la quantité: 02N * i Réelle Z(k,i).Z (k- l,i) -U(k,i) Li=l 1 Cette quantité U(k,i) sert à prendre la décision sur la valeur binaire de l'information reçue. Cette décision est prise en comparant la quantité obtenue à un seuil de valeur nulle, comme il est d'usage en MDP2. Cette quantité peut être aussi conservée sous forme analogique pour un éventuel traitement de protection According to the invention, for each index i, the product of a sample Z (k, i) is calculated by the preceding conjugate sample, ie Z * (kl, i), and the sum of these products on the 2N samples available. Since the samples are, in fact, complex quantities, we calculate the real part of this sum, namely the quantity: 02N * i Real Z (k, i) .Z (k-l, i) -U (k, i ) Li = l 1 This quantity U (k, i) is used to make the decision on the binary value of the information received. This decision is made by comparing the quantity obtained with a threshold of zero value, as it is used in MDP2. This quantity can also be stored in analogue form for a possible protective treatment
contre les erreurs de transmission.against transmission errors.
En l'absence de toute indication sur la réponse impulsionnelle du canal, c'est-à-dire sur l'étalement et l'amplitude des trajets, il est toutefois possible de se limiter à une fenêtre temporelle plus étroite que la durée d'un symbole transmis. En effet, chaque environnement possède ses caractéristiques de propagation propres. Par exemple, l'étalement des trajets dans les grandes cellules en environnement urbain peut atteindre 5 microsecondes, alors qu'à l'intérieur des bâtiments, il est de l'ordre de quelques dixièmes de microsecondes,[4]. Lors de la mise en place d'un réseau radiomobile, les conditions de propagation font l'objet de mesures précises et la valeur de ce paramètre significatif est bien connue. En conséquence, on limitera le calcul de la grandeur de décision à un intervalle de durée égale à la durée d'étalement correspondant aux conditions d'utilisation du réseau mobile. La démodulation intégrale est alors fondée sur le calcul de la quantité: Réelle E Z(k,i).Z (k- 1,i) i= M o M correspond à l'indice du début de la fenêtre temporelle et P à la fin de la fenêtre. M est supérieur In the absence of any indication on the impulse response of the channel, that is to say on the spreading and the amplitude of the paths, it is however possible to be limited to a narrower time window than the duration of a transmitted symbol. Indeed, each environment has its own propagation characteristics. For example, the spread of the paths in large cells in urban environments can reach 5 microseconds, while inside buildings, it is of the order of a few tenths of microseconds, [4]. When setting up a mobile radio network, the propagation conditions are precisely measured and the value of this significant parameter is well known. Consequently, the calculation of the decision quantity will be limited to an interval of duration equal to the spreading duration corresponding to the conditions of use of the mobile network. The integral demodulation is then based on the calculation of the quantity: Real EZ (k, i) .Z (k-1, i) i = M o M corresponds to the index of the beginning of the time window and P to the end from the window. M is superior
ou égal à 1 et P inférieur ou égal à 2N. or equal to 1 and P less than or equal to 2N.
Le procédé de l'invention peut être également mis en oeuvre en limitant le calcul de l'échantillon de décision aux seuls échantillons significatifs. A cet usage, on peut utiliser un seuil sur l'amplitude des échantillons reçus. Ce seuil peut être ajusté à partir du signal de contrôle automatique de gain, lequel permet de maintenir la puissance du signal démodulé à un niveau constant. On trouve ce dispositif dans tous les émetteurs/récepteurs pour transmission sur voie radioélectrique, et il est également nécessaire au bon fonctionnement d'un récepteur AMRC. La démodulation intégrale n'est alors appliquée qu'aux seuls échantillons dont l'amplitude dépasse le seuil. Cette l1 façon de procéder permet d'éliminer un certain nombre The method of the invention can also be implemented by limiting the calculation of the decision sample to only significant samples. For this purpose, a threshold on the amplitude of the received samples can be used. This threshold can be adjusted from the automatic gain control signal, which keeps the power of the demodulated signal at a constant level. This device is found in all transmitters / receivers for radio transmission, and is also necessary for the proper operation of a CDMA receiver. Full demodulation is then applied only to samples whose amplitude exceeds the threshold. This way of proceeding eliminates a number of
d'échantillons de bruit.noise samples.
Dans une variante particulière, on utilise, pour valider les échantillons, non pas leurs amplitudes instantanées mais leurs amplitudes moyennes, calculées sur K bits, ainsi qu'un seuil adapté à ce traitement particulier. Dans la détection du bit de rang k, on propose donc d'utiliser, comme signal de contrôle, les quantités In a particular variant, to validate the samples, not used their instantaneous amplitudes but their average amplitudes, calculated on K bits, as well as a threshold adapted to this particular treatment. In detecting the bit of rank k, it is therefore proposed to use, as a control signal, the quantities
0 K- 1 2:1/20 K -1 2 1/2
A(kei) = Z2(k -l,i) En effet, afin d'éliminer la modulation due aux bits d'information, il faut travailler sur les amplitudes au carré. Ces quantités constituent de bons indicateurs de l'existence des trajets. Leur utilisation apporte une amélioration certaine par rapport à un signal de A (kei) = Z2 (k -l, i) In order to eliminate the modulation due to the information bits, it is necessary to work on the amplitudes squared. These quantities are good indicators of the existence of journeys. Their use brings a certain improvement compared to a signal of
contrôle plus classique comme l'amplitude instantanée. more classical control like instantaneous amplitude.
Le seuil S(k) à utiliser à l'instant k est proportionnel à la valeur maximale M(k)=maxA(k,i). On a i S(k)=mM(k) avec m inférieur à 1. On peut alors pondérer les échantillons par un facteur de pondération P(k,i) The threshold S (k) to be used at time k is proportional to the maximum value M (k) = maxA (k, i). We have S (k) = mM (k) with m less than 1. We can then weight the samples by a weighting factor P (k, i)
qui est fonction de la quantité A(k,i). which is a function of the quantity A (k, i).
La connaissance de l'amplitude des trajets peut être utilisée dans la quantité à calculer pour prendre la décision. C'est ainsi qu'on améliore les performances avec les deux quantités: l { P) Réelle Y A(k,i).Z(k,i).Z (k- li) Ci = M t The knowledge of the amplitude of the paths can be used in the quantity to be calculated to make the decision. Thus one improves the performances with the two quantities: l {P) Real YA (k, i) .Z (k, i) .Z (k-li) Ci = M t
Réelle { EA2(k,1).Z(k,i).Z*(k- 1,i). Real {EA2 (k, 1) .Z (k, i) .Z * (k-1, i).
i= M De façon précise, la présente invention a donc pour objet un procédé de démodulation différentielle numérique pour signal obtenu par modulation différentielle à étalement de spectre, ce signal ayant été obtenu à partir d'une information formée d'une suite de symboles a(k) ayant une certaine durée (Ts), chaque symbole a(k) ayant été multiplié par une séquence d'étalement de même durée (Ts) et constituée de N éléments binaires ayant chacun une durée (Tc) qui est N fois plus faible que la durée des symboles (Tc=Ts/N), ce procédé de démodulation différentielle numérique étant caractérisé par le fait qu'il comprend les opérations suivantes: a) on suréchantillonne le signal reçu toutes les Tc/2 secondes pour obtenir 2N échantillons numériques complexes pour chaque période Ts du signal, ces 2N échantillons étant notés Z(k,i) o l'indice k est le rang du symbole de période Ts et i le rang de l'échantillon dans la période Ts, l'indice i allant de 1 à 2N, b) pour chaque échantillon courant -Z(k, i), on considère l'échantillon de même indice i mais situé dans le symbole précédent de rang k-l, soit Z(k-l,i), et l'on forme le complexe conjugué de cet échantillon précédent soit Z*(k-l,i), c) on forme le produit de l'échantillon courant par l'échantillon précédent conjugué, soit Z (k, i) Z* (k-i, i) d) on forme la somme éventuellement pondérée par des coefficients de pondération P(k,i) de ces produits sur une partie au moins de la période Ts, c'est-à-dire pour le rang i allant d'un entier M supérieur ou égal à 1 jusqu'à un entier P inférieur ou égal à 2N, e)on prend la partie réelle U(k,i) de cette somme, ce qui donne un échantillon de décision permettant de restituer l'information Specifically, the subject of the present invention is therefore a digital differential demodulation method for a signal obtained by differential spread spectrum modulation, this signal having been obtained from an information formed of a series of symbols. (k) having a certain duration (Ts), each symbol a (k) having been multiplied by a spreading sequence of the same duration (Ts) and consisting of N bits each having a duration (Tc) which is N times more weak as the duration of the symbols (Tc = Ts / N), this digital differential demodulation method being characterized by the fact that it comprises the following operations: a) the signal received is oversampled every Tc / 2 seconds to obtain 2N samples complex numbers for each signal period Ts, these 2N samples being denoted Z (k, i) where the index k is the rank of the symbol of period Ts and i the rank of the sample in period Ts, the index i from from 1 to 2N, b) for each current sample -Z (k, i), consider the sample of same index i but located in the preceding symbol of rank kl, ie Z (kl, i), and form the conjugate complex of this previous sample either Z * (kl, i), c) form the product of the current sample by the preceding conjugate sample, ie Z (k, i) Z * (ki, i) d ) the sum possibly weighted by weighting coefficients P (k, i) of these products is formed over at least a part of the period Ts, that is to say for the rank i ranging from a higher integer M or equal to 1 up to an integer P less than or equal to 2N, e) we take the real part U (k, i) of this sum, which gives a decision sample making it possible to restore the information
correspondant au symbole de rang k.corresponding to the symbol of rank k.
Brève description des dessinsBrief description of the drawings
* la figure 1, déjà décrite, est un schéma de principe de la technique à accès multiple à répartition par les codes; * la figure 2, déjà décrite, montre quelques signaux illustrant le principe de cette technique; * la figure 3, déjà décrite, montre la réponse impulsionnelle d'un canal radiomobile; * la figure 4 montre la sortie du filtre adapté à la séquence d'étalement dans le cas d'un canal radiomobile multitrajet; * la figure 5 est un schéma synoptique d'un récepteur mettant en oeuvre le procédé de démodulation différentielle intégrale numérique selon l'invention; * la figure 6 est un schéma synoptique proprement dit; * la figure 7 montre les performances de la démodulation différentielle intégrale numérique FIG. 1, already described, is a block diagram of the code division multiple access technique; * Figure 2, already described, shows some signals illustrating the principle of this technique; FIG. 3, already described, shows the impulse response of a radiomobile channel; FIG. 4 shows the output of the filter adapted to the spreading sequence in the case of a multi-path radiomobile channel; FIG. 5 is a block diagram of a receiver implementing the digital integral differential demodulation method according to the invention; Figure 6 is a block diagram proper; * Figure 7 shows the performance of digital integral differential demodulation
sur un canal à six trajets.on a six-way channel.
Exposé détaillé de modes de réalisation La figure 4 montre la réponse impulsionnelle du canal radiomobile telle qu'elle apparaît en sortie du filtre adapté à la séquence d'étalement (c'est-à-dire à DETAILED DESCRIPTION OF EMBODIMENTS FIG. 4 shows the impulse response of the radio-mobile channel as it appears at the output of the filter adapted to the spreading sequence (that is to say at
la sortie du filtre 36 dans le schéma de la figure 1). the output of the filter 36 in the diagram of Figure 1).
Ces réponses ont une largeur à la base des pics égale à 2Tc mais ces pics sont étroits et, en prenant un seul échantillon tous les Tc secondes, on peut très bien ne pas échantillonner correctement le signal. Selon une première caractéristique de l'invention, les These responses have a width at the base of the peaks equal to 2Tc but these peaks are narrow and, by taking a single sample every Tc seconds, one can very well not sample the signal correctly. According to a first characteristic of the invention,
échantillons sont donc pris au rythme de deux par chip. samples are therefore taken at a rate of two per chip.
Cette cadence correspond à un suréchantillonnage du This rate corresponds to an oversampling of
signal et permet de ne pas manquer un trajet. signal and makes it possible not to miss a trip.
L'avantage de ce suréchantillonnage est qu'il ne demande pas de localisation parfaite de chaque trajet comme c'est le cas dans les récepteurs en râteau classique. Cette particularité de suréchantillonnage ne modifie pas naturellement le processus d'émission, mais suppose que le récepteur soit modifié pour le mettre en oeuvre et soit complété par un circuit de calcul des sommes de produits précédemment définis. Un tel récepteur est représenté schématiquement sur la figure 5. Il comprend d'abord une antenne de réception 50, un étage de réception radiofréquence 52, un oscillateur local 54 à la fréquence RF ou à une fréquence intermédiaire et un circuit 56 de transposition en bande de base, lequel est relié au circuit 52 et à l'oscillateur local 54. Le circuit 56 délivre deux signaux analogiques, traditionnellement repérés par des lettres I et Q, qui sont les signaux représentant les parties du signal reçu respectivement en phase et en quadrature de phase avec le signal produit par l'oscillateur local 54. Ces deux signaux, en phase et en quadrature, sont délivrés sur deux connexions 58I, 58Q. Toute cette partie du récepteur est classique. Les signaux sont ensuite échantillonnés à la fréquence 2Hc et filtrés dans le circuit 60. Ce filtrage réalisé de façon numérique est adapté à la forme d'impulsion chip The advantage of this oversampling is that it does not require perfect location of each path as is the case in conventional rake receivers. This oversampling characteristic does not naturally modify the transmission process, but assumes that the receiver is modified to implement it and is supplemented by a circuit for calculating the sums of products previously defined. Such a receiver is shown diagrammatically in FIG. 5. It comprises, firstly, a reception antenna 50, a radio frequency reception stage 52, a local oscillator 54 at the RF frequency or at an intermediate frequency and a band transposition circuit 56. base circuit, which is connected to the circuit 52 and to the local oscillator 54. The circuit 56 delivers two analog signals, traditionally marked by letters I and Q, which are the signals representing the parts of the signal received respectively in phase and in quadrature in phase with the signal produced by the local oscillator 54. These two signals, in phase and in quadrature, are delivered on two connections 58I, 58Q. All this part of the receiver is classic. The signals are then sampled at the frequency 2Hc and filtered in the circuit 60. This digitally performed filtering is adapted to the chip pulse form.
utilisée à l'émission dans le filtre 26 de la figure 1. used in transmission in the filter 26 of FIG.
Le circuit 60 délivre donc, sur deux sorties 62I et 62Q, des suites de 2N échantillons par période Ts. Ces échantillons sont ensuite l'objet d'un filtrage adapté à la séquence d'étalement utilisée à l'émission dans deux filtres 64I et 64Q, lesquels délivrent deux signaux échantillonnés qui seront notés par la suite, plus simplement, I et Q. Ces deux signaux sont appliqués à un circuit démodulateur 66 dont la sortie est reliée à un circuit de décision 67. Par ailleurs, les signaux I et Q sont adressés à un circuit de synchronisation 68, qui délivre à la fois l'horloge Hc relative aux chips, qui permet l'échantillonnage dans le circuit 60 et le traitement dans le démodulateur 66, The circuit 60 thus delivers, on two outputs 62I and 62Q, sequences of 2N samples per period Ts. These samples are then the subject of a filtering adapted to the spreading sequence used in the emission in two filters 64I and 64Q, which deliver two sampled signals which will be noted later, more simply, I and Q. These two signals are applied to a demodulator circuit 66 whose output is connected to a decision circuit 67. Moreover, the I and Q signals are addressed to a synchronization circuit 68, which delivers both the clock Hc relating to the chips which allows sampling in circuit 60 and processing in demodulator 66,
et l'horloge Hs relative aux symboles d'information. and the clock Hs relating to the information symbols.
La figure 6 montre l'architecture du démodulateur 66, qui permet de calculer les quantités précédemment définies. Ce démodulateur comprend tout d'abord un circuit 70 de calcul de produits de la forme Z(k,i).Z*(k-1,i) o Z(k,i) est un échantillon complexe de rangs k et i et Z*(k-l,i) l'échantillon complexe conjugué de rang précédent dans l'ordre k des séquences mais de même rang i au sein d'une séquence. Pour effectuer ce type de produit, le circuit 70 reçoit directement les échantillons I et Q de rangs k et i, ce qui correspond à Z(k,i), et les échantillons I(k-l,i) et Q(k-l,i) retardés de la durée Ts, c'est- à-dire retardés de 2N échantillons. Ces échantillons retardés FIG. 6 shows the architecture of the demodulator 66, which makes it possible to calculate the previously defined quantities. This demodulator firstly comprises a circuit 70 for calculating products of the form Z (k, i) .Z * (k-1, i) where Z (k, i) is a complex sample of ranks k and i and Z * (kl, i) the complex conjugate sample of previous rank in the order k sequences but of the same rank i within a sequence. To perform this type of product, the circuit 70 directly receives the I and Q samples of ranks k and i, which corresponds to Z (k, i), and the samples I (kl, i) and Q (kl, i). delayed by the duration Ts, i.e. delayed by 2N samples. These delayed samples
sont délivrés par deux circuits à retard 72I, 72Q. are delivered by two delay circuits 72I, 72Q.
Le circuit 70 ayant formé le produit Z(k,i).Z*(k-l,i), il en prend la partie réelle, soit U(k,i). Un circuit 74 reçoit ce signal et forme une somme pondéré à l'aide de coefficients de pondération P(k,i) et cela dans une fenêtre allant du rang M au rang P soit: P E P(k,i).U(k,i) M Cette somme constitue l'échantillon de prise de décision qui sera dirigée vers le circuit de prise de décision. Le circuit représenté comprend en outre un circuit 76 qui reçoit I et Q et calcule le carré de Z(k,i). Il comprend encore pris par un circuit 78 qui calcule une quantité A(k,i) qui est une moyenne définie par: jK-1i A(k, i)= f Z2(k- j,i) Un circuit 80 détermine la valeur maximale prise The circuit 70 having formed the product Z (k, i) .Z * (k-1, i), it takes the real part, ie U (k, i). A circuit 74 receives this signal and forms a weighted sum using weighting coefficients P (k, i) and this in a window going from the rank M to the rank P is: PEP (k, i) .U (k, i) M This sum is the decision-making sample that will be directed to the decision-making circuit. The illustrated circuit further comprises a circuit 76 which receives I and Q and calculates the square of Z (k, i). It further comprises a circuit 78 which calculates a quantity A (k, i) which is an average defined by: jK-1i A (k, i) = f Z2 (k-j, i) A circuit 80 determines the value maximum intake
par A(k,i) quand le rang i varie, soit S(k)=MaxA(k,i). by A (k, i) when the rank i varies, ie S (k) = MaxA (k, i).
Le circuit 80 prend une fraction sS(k) de cette valeur, The circuit 80 takes a fraction sS (k) of this value,
ce qui constitue un seuil T(k).which constitutes a threshold T (k).
Un circuit 82 calcule ensuite des coefficients de pondération P(k,i) de la manière suivante: * si la moyenne A(k,i) est inférieure au seuil T(k), le coefficient de pondération P(k,i) est pris égal à 0; autrement dit, les échantillons qui n'ont pas franchi le seuil ne sont pas pris en compte; * si la moyenne A(k,i) est supérieure ou égale au seuil T(k), alors le coefficient de pondération est pris égal à 1 (c'est- à-dire qu'en fait il n'y a pas de pondération) ou est pris égal à A circuit 82 then calculates weighting coefficients P (k, i) as follows: * if the average A (k, i) is less than the threshold T (k), the weighting coefficient P (k, i) is taken equal to 0; in other words, samples that have not crossed the threshold are not taken into account; * if the mean A (k, i) is greater than or equal to the threshold T (k), then the weighting coefficient is equal to 1 (that is, in fact there is no weighting) or is taken as equal to
A(k,i), ou.à A2(k,i).A (k, i), or A2 (k, i).
La figure 7 illustre les performances du procédé de l'invention. Cette figure représente la probabilité d'erreur en fonction du niveau du signal exprimé en décibels, pour plusieurs débits chips. Les courbes représentées correspondent au canal GSM-TU à six trajets sauf la courbe 60 qui représente un canal de RAYLEIGH. Les courbes 61, 62, 63 sont les courbes obtenues avec des débits chips respectivement de 1, 2 et 4 Mchips/s. La courbe 64- est la courbe idéale correspondant à un récepteur en râteau à six branches, comprenant six démodulateurs à corrélation en parallèle, parfaitement synchronisés. Cette courbe de référence suppose des séquences d'étalement idéales (auto- orthogonales) et ne saurait donc être atteinte dans un système de type Qualcomm. Elle ne dépend pas du débit chips mais suppose implicitement que ce débit est suffisamment élevé pour que les différents trajets Figure 7 illustrates the performance of the method of the invention. This figure represents the probability of error as a function of the level of the signal expressed in decibels, for several chip rates. The curves shown correspond to the six-way GSM-TU channel except curve 60 which represents a RAYLEIGH channel. Curves 61, 62, 63 are the curves obtained with chip rates respectively of 1, 2 and 4 Mchips / s. Curve 64- is the ideal curve corresponding to a six-branched rake receiver, comprising six perfectly synchronized parallel correlation demodulators. This reference curve assumes ideal (auto-orthogonal) spreading sequences and can not therefore be achieved in a Qualcomm type system. It does not depend on the chip rate but implicitly assumes that this bit rate is high enough that the different paths
puissent être séparés (de l'ordre de 4 à 5 Mchips/s). can be separated (of the order of 4 to 5 Mchips / s).
La figure 7 fait apparaître clairement l'influence du débit chips sur les performances du démodulateur différentiel intégral numérique. Comme il vient d'être expliqué, il faut que les impulsions chips soient d'une durée de l'ordre du plus petit délai séparant deux trajets successifs pour que le démodulateur puisse Figure 7 clearly shows the influence of the chip rate on the performance of the digital integral differential demodulator. As just explained, it is necessary that the chips pulses be of a duration of the order of the smallest delay separating two successive paths so that the demodulator can
recombiner les trajets.recombine the paths.
La figure 7 montre surtout que le démodulateur différentiel intégral numérique fournit des performances très proches de l'idéal. Le décalage résiduel peut être expliqué par le bruit d'autocorrélation, dans la mesure o les séquences utilisées ne sont pas auto-orthogonales mais simplement Figure 7 shows above all that the digital integral differential demodulator provides very close to ideal performance. The residual offset can be explained by the autocorrelation noise, since the sequences used are not auto-orthogonal but simply
pseudo-aléatoires, comme dans le système Qualcomm. pseudo-random, as in the Qualcomm system.
REFERENCESREFERENCES
[1] A. Salmasi, K.S. Gilhousen, "On the System Design Aspects of Code Division Multiple Access (CDMA) Applied to Digital Cellular and Personal Communications Networks", 41st IEEE Vehicular Technology Conference, [1] A. Salmasi, K.S. Gilhousen, "On the System Design Aspects of Multiple Access Code Division (CDMA) Applied to Digital Cellular and Personal Communications Networks", 41st IEEE Vehicular Technology Conference,
May 1991, pp. 57-62.May 1991, pp. 57-62.
[2] W.C. Jakes Jr., "Microwave Mobile Communication", [2] W.C. Jakes Jr., "Microwave Mobile Communication",
John Wiley, 1974.John Wiley, 1974
[3] G.L. Turin, "Introduction to Spread Spectrum Antimultipath Techniques and their Applications to Urban Digital Radio", Proceedings of the IEEE, vol. 68, [3] G. L. Turin, "Introduction to Spread Spectrum Antimultipath Techniques and their Applications to Urban Digital Radio", Proceedings of the IEEE, vol. 68,
n 3, March 1980, pp. 328-353.No. 3, March 1980, pp. 328-353.
[4] H. Hashemi, "The Indoor Propagation Channel", [4] H. Hashemi, "The Indoor Propagation Channel",
Proceedings of the IEEE, vol. 81, July 1993, pp. 943- Proceedings of the IEEE, vol. 81, July 1993, pp. 943-
968. [5] J.C. Bic, D. Duponteil, J.C. Imbeaux, "Eléments de Communications Numériques", Collection Technique et 968. [5] J.C. Bic, D. Duponteil, J.C. Imbeaux, "Elements of Digital Communications", Technical Collection and
Scientifique des Télécommunications, Dunod, 1986. Telecommunications Scientist, Dunod, 1986.
[6] M.K. Simon, J.K. Omura, R.A. Scholtz, B.K. Levitt, "Spread Spectrum Communications", Computer Science [6] M.K. Simon, J.K. Omura, R.A. Scholtz, B.K. Levitt, "Spread Spectrum Communications", Computer Science
Press, 1985.Press, 1985.
[7] M. Kaverhad, G.E. Bodeep, "Design and Experimental Results for a Direct-Sequence Spread Spectrum Radio Using Differential Phase-ShiftKeying Modulation for Indoor Wireless Communications", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. SAC-5, N 5, June 1987. [8] ETSI, "European Digital Cellular Telecommunications System (Phase 2); Radio Transmission and Reception, [7] M. Kaverhad, G.E. Bodeep, "Design and Experimental Results for a Direct-Sequence Spread Spectrum Radio Using Differential Phase-Shift Keying Modulation for Indoor Wireless Communications," IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. SAC-5, N 5, June 1987. [8] ETSI, European Digital Cellular Telecommunications System (Phase 2), Radio Transmission and Reception,
(GSM 05.05)", 1994.(GSM 05.05) ", 1994.
Claims (6)
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR9608866A FR2751499B1 (en) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | DIGITAL DIFFERENTIAL DEMODULATION METHOD |
US08/891,031 US5960045A (en) | 1996-07-16 | 1997-07-10 | Method of digital differential demodulation |
DE69731260T DE69731260T2 (en) | 1996-07-16 | 1997-07-11 | Method for digital differential demodulation |
EP97401680A EP0820157B1 (en) | 1996-07-16 | 1997-07-11 | Method for digital differential demodulation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR9608866A FR2751499B1 (en) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | DIGITAL DIFFERENTIAL DEMODULATION METHOD |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
FR2751499A1 true FR2751499A1 (en) | 1998-01-23 |
FR2751499B1 FR2751499B1 (en) | 1998-08-28 |
Family
ID=9494089
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
FR9608866A Expired - Fee Related FR2751499B1 (en) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | DIGITAL DIFFERENTIAL DEMODULATION METHOD |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5960045A (en) |
EP (1) | EP0820157B1 (en) |
DE (1) | DE69731260T2 (en) |
FR (1) | FR2751499B1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1058402A1 (en) * | 1999-06-02 | 2000-12-06 | Commissariat A L'energie Atomique | Method for processing an impulse response with adaptive threshold and corresponding receiver |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6539050B1 (en) | 1997-06-26 | 2003-03-25 | Hughes Electronics Corporation | Method for transmitting wideband signals via a communication system adapted for narrow-band signal transmission |
US6510147B1 (en) | 1997-07-15 | 2003-01-21 | Hughes Electronics Corporation | Method and apparatus for orthogonally overlaying variable chip rate spread spectrum signals |
US6396822B1 (en) | 1997-07-15 | 2002-05-28 | Hughes Electronics Corporation | Method and apparatus for encoding data for transmission in a communication system |
US6185248B1 (en) * | 1998-03-12 | 2001-02-06 | Northrop Grumman Corporation | Wideband digital microwave receiver |
US6115406A (en) * | 1999-09-10 | 2000-09-05 | Interdigital Technology Corporation | Transmission using an antenna array in a CDMA communication system |
US6278726B1 (en) | 1999-09-10 | 2001-08-21 | Interdigital Technology Corporation | Interference cancellation in a spread spectrum communication system |
US20040110508A1 (en) * | 2002-09-20 | 2004-06-10 | Jacobus Haartsen | Methods and electronic devices for wireless ad-hoc network communications using receiver determined channels and transmitted reference signals |
KR100649678B1 (en) | 2005-07-15 | 2006-11-27 | 삼성전기주식회사 | Multiple differential demodulator using weighting value |
KR100759514B1 (en) * | 2006-07-10 | 2007-09-18 | 삼성전기주식회사 | Demodulator for wpan and mathod thereof |
US9112754B2 (en) | 2013-10-08 | 2015-08-18 | Freescale Semiconductor, Inc. | Techniques for generating bit log-likelihood ratios in communication systems using differential modulation |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4969159A (en) * | 1989-03-22 | 1990-11-06 | Harris Corporation | Spread spectrum communication system employing composite spreading codes with matched filter demodulator |
GB2233860A (en) * | 1989-07-13 | 1991-01-16 | Stc Plc | "Extending the range of radio transmissions" |
WO1991015912A1 (en) * | 1990-04-09 | 1991-10-17 | Proxim, Inc. | Radio communication system using spread spectrum techniques |
US5506862A (en) * | 1993-06-25 | 1996-04-09 | Digital Wireless Corp. | Digital implementation of spread spectrum communications system |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5754599A (en) * | 1996-01-04 | 1998-05-19 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent channel estimation in a communication system |
-
1996
- 1996-07-16 FR FR9608866A patent/FR2751499B1/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-07-10 US US08/891,031 patent/US5960045A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-07-11 EP EP97401680A patent/EP0820157B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-07-11 DE DE69731260T patent/DE69731260T2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4969159A (en) * | 1989-03-22 | 1990-11-06 | Harris Corporation | Spread spectrum communication system employing composite spreading codes with matched filter demodulator |
GB2233860A (en) * | 1989-07-13 | 1991-01-16 | Stc Plc | "Extending the range of radio transmissions" |
WO1991015912A1 (en) * | 1990-04-09 | 1991-10-17 | Proxim, Inc. | Radio communication system using spread spectrum techniques |
US5506862A (en) * | 1993-06-25 | 1996-04-09 | Digital Wireless Corp. | Digital implementation of spread spectrum communications system |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1058402A1 (en) * | 1999-06-02 | 2000-12-06 | Commissariat A L'energie Atomique | Method for processing an impulse response with adaptive threshold and corresponding receiver |
FR2794586A1 (en) * | 1999-06-02 | 2000-12-08 | Commissariat Energie Atomique | PROCESS FOR PROCESSING AN IMPULSE RESPONSE WITH ADAPTIVE THRESHOLD AND CORRESPONDING RECEIVER |
US6748007B1 (en) | 1999-06-02 | 2004-06-08 | Commissariat A L'energie Atomique | Method of processing a pulse response with an adaptive threshold and corresponding receiver |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0820157A3 (en) | 1998-01-28 |
US5960045A (en) | 1999-09-28 |
DE69731260D1 (en) | 2004-11-25 |
DE69731260T2 (en) | 2005-11-17 |
EP0820157A2 (en) | 1998-01-21 |
FR2751499B1 (en) | 1998-08-28 |
EP0820157B1 (en) | 2004-10-20 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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ST | Notification of lapse |
Effective date: 20100331 |