FR2741453A1 - Dispositif radar pour vehicule notamment automobile - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un dispositif radar pour véhicule notamment automobile. Le dispositif comporte une antenne (6) de type monopulse reliée à des moyens d'émission (1, 2, 3, 4, 5) émettant au moins deux ondes (F0 +F1 , F0 +F2 ) ayant sensiblement la forme de sinusoïdes pures et des moyens (7, 8, 9, 10, 11, 12, 13) pour détecter la phase et l'amplitude du signal reçu sur la voie somme ( SIGMA) par rapport aux signaux à fréquence intermédiaire (F1 , F2 ) et pour détecter la phase et l'amplitude du signal reçu sur la voie différence ( DELTA) par rapport à au moins un des signaux à fréquence intermédiaire (F2 ). Application: Alarme en cas d'obstacles dangereux pour véhicules automobiles.
Description
La présente invention concerne un dispositif radar pour véhicule.
Elle s'applique notamment à la détection d'obstacles dangereux sur la trajectoires d'un véhicule de tourisme ou d'un poids lourd pour alerter le conducteur etlou asservir les commandes du véhicule de façon à éviter la collision sur l'obstacle ou encore maintenir une distance de sécurité prédéterminée par rapport au véhicule qui précède.
Les solutions connues dans les domaines d'application précités se différencient entre elles par la façon d'assurer la couverture de la zone d'observation, liée au choix des principes d'antennes d'émission et de réception d'une part et, d'autre part par la façon d'obtenir les informations de distance et de vitesse, relatives aux différentes cibles radar à traiter, liée au choix de la forme d'onde du radar.
En ce qui concerne l'antenne, plusieurs solutions sont connues.
Une première solution, simple, consiste à utiliser une antenne à faisceau fixe en émission et en réception, suivant un principe mono-statique ou bi-statique. Cette solution, qui présente l'avantage de la simplicité, est utilisable dans le cadre d'une production à haute cadence et à faible cout.
Cependant, elle ne permet pas la localisation angulaire des cibles et est donc vulnérable aux fausses alarmes générées par l'infrastructure routière, notamment les panneaux de signalisation, les ponts ou les rails de sécurité.
De plus, elle n'autorise pas le suivi des cibles dans des trajectoires courbes, les virages notamment.
La technique d'antenne à faisceau fixe ne peut donc être valablement utilisée que dans des configurations particulières telles que par exemple des applications à courte portée ou à trajectoires rectilignes.
Une autre solution consiste à utiliser séquentiellement en émission et en réception un petit nombre d'antennes, typiquement de 3 à 5, dont les directions de visée sont décalées angulairement les unes par rapport aux autres de façon à assurer globalement la couverture de la zone à observer.
Cette technique permet une localisation angulaire grossière, limitée par la largeur de faisceau de l'antenne élémentaire, typiquement égale à 3 degrés, et par son niveau de lobes secondaires. Par ailleurs, elle nécessite l'utilisation de commutateurs hyperfréquence permettant d'assurer un haut découplage entre les signaux reçus des différentes antennes, ce qui est a priori difficile à réaliser, en particulier dans le domaine des ondes millimétriques. Enfin, les performances sont limitées par le fait que la localisation angulaire des cibles s'effectue par comparaison d'énergie moyenne reçue dans des directions différentes, pendant des intervalles de temps différents, ce qui peut etre pénalisant, par exemple en présence d'effet image dans le plan azimutal dans certaines configurations opérationelles.
Une autre solution consiste à couvrir la zone d'observation à l'aide d'une antenne à faisceau étroit dans le plan azimutal, typiquement inférieur à 1 degré, ce faisceau balayant l'ensemble du domaine. Cette solution, bien que très performante, est difficilement envisageable dans le cadre d'une production à faible coût, que le balayage d'antenne soit obtenu de façon mécanique, ou de façon électronique.
Une autre solution consiste encore à utiliser simultanément en émission et en réception un petit nombre d'antennes dont les directions de visée et/ou les diagrammes de rayonnement sont différents, de façon à former par combinaison linéaire des signaux reçus par les différentes antennes, un petit nombre de faisceaux permettant la localisation angulaire précise des cibles dans la zone d'observation. Les performances obtenues par ce principe sont directement fonction de la dimension du réseau ainsi constitué et donc du nombre d'antennes mises en oeuvre. Le nombre de voies de réception et le volume de calcul nécessaire pour obtenir la qualité d'information suffisante fait que cette approche est difficilement applicable à un radar automobile.Il existe pourtant une mise en oeuvre triviale, dite "monopulse", très fréquemment utilisée en technique radar, qui s'avère intéressante pour l'application citée précédemment en introduction, à condition que la séparation des cibles puisse être effectuée par une autre voie que par l'antenne elle-même. Cette solution permet, en émettant le même signal à travers deux antennes identiques, puis en recevant le signal réfléchi de façon simultanée et indépendante sur ces deux antennes, de déterminer précisément la position angulaire d'une cible dans la zone éclairée par l'émission radar.
La technique monopulse est généralement associée à une forme d'onde pulsée, d'où le nom de monopulse, ou encore à une forme d'onde de type continue.
Concernant la forme d'onde, la solution généralement utilisée correspond au radar à impulsions, Doppler ou non, au radar FMCW, ou encore au radar CW à saut de fréquence.
Le radar à impulsions constitue une solution performante, à condition d'etre à effet Doppler. En pratique, la finesse des impulsions à émettre et la nécessité de conserver la cohérence de phase du signal reçu par rapport au signal émis, en font une solution chère et difficile à mettre en oeuvre, notamment dans le domaine des ondes millimétriques.
Le radar FMCW nécessite, pour atteindre un niveau de performance satisfaisant, d'émettre et de recevoir à large bande, sur au moins une centaines de mégahertz. Cela rend complexe sa réalisation. Par ailleurs, l'ambiguïté distance/vitesse résultant de cette forme d'onde rend difficile l'exploitation des signaux radar dès lors que de nombreuses cibles sont présentées simultanément dans la zone éclairée par l'émission radar.
Le radar CW à saut de fréquence est une solution intéressante par sa simplicité en permettant de séparer très finement les cibles grâce à un pouvoir de résolution Doppler élevé. II présente cependant comme inconvénient la difficulté de commander l'oscillateur hyperfréquence avec une grande précision et avec des temps de réponse très courts. D'autre part, ce type de radar, réalisé en mode homodyne peut présenter une baisse de sensibilité pour les faibles vitesses relatives, liée aux différents bruits des éléments actifs hyperfréquence tels que notamment les oscillateurs ou les mélangeurs.
Les principales solutions radar mises en oeuvre à ce jour résultent des différentes combinaisons de techniques d'antenne et de formes d'ondes évoquées précédemment, avec les avantages mais aussi avec les inconvénients qui s'y rattachent.
Le but de l'invention est de pallier ces inconvénients. A cet effet, elle associe la technique d'antenne monopulse à une forme d'onde basee sur l'émission simultanée ou séquentielle de deux ou plusieurs sinusoïdes pures.
En conséquence, I'invention a pour objet un dispositif radar pour véhicule, caractérisé en ce qu'il comporte une antenne de type monopulse reliée à des moyens d'émission émettant au moins deux ondes ayant sensiblement la forme de sinusoïdes pures, une onde étant la somme d'un signal hyperfréquence et d'un signal à fréquence intermédiaire, et des moyens pour détecter l'amplitude et la phase du signal reçu sur la voie somme par rapport aux signaux à fréquence intermédiaire et pour détecter l'amplitude et la phase du signal reçu sur la voie différence par rapport à au moins un des signaux à fréquence intermédiaire.
L'invention a notamment pour principaux avantages qu'elle est économique, qu'elle est simple à mettre en oeuvre, qu'elle améliore les performances contre le bruit, qu'elle améliore le rendement énergétique et qu'elle offre une meilleure immunité aux interférences électromagnétiques basses fréquences, notamment dues au moteur ou aux vibrations mécaniques d'un véhicule.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard des dessins annexés qui représentent:
- la figure 1, un exemple de réalisation d'un dispositif selon l'invention;
- la figure 2a et 3a, des exemples de réalisation de moyen de transposition de fréquence
- les figures 2b et 3b, les formes d'ondes générées par les moyens précités.
- la figure 1, un exemple de réalisation d'un dispositif selon l'invention;
- la figure 2a et 3a, des exemples de réalisation de moyen de transposition de fréquence
- les figures 2b et 3b, les formes d'ondes générées par les moyens précités.
La figure 1 présente, par un synoptique, un mode possible de réalisation d'un dispositif selon l'invention. Ce dispositif comporte une antenne de type monopulse et des moyens pour émettre au moins deux ondes ayant sensiblement la forme d'une sinusoïde pure. L'association d'une forme d'onde continue sinusoïdale et du principe d'émission-réception monopulse permet de localiser angulairement un grand nombre de cibles avec un risque de confusion trés faible, ces cibles ayant été séparées au préalable grace au pouvoir de résolution Doppler trés élevé du radar. Cette solution selon l'invention permet à faible coût, de tracer la carte des échos mobiles présents à l'avant du véhicule, comme le ferait un radar à faisceau étroit à balayage, ce dernier constituant au contraire une solution chère.
Les moyens d'émission comportent par exemple un oscillateur hyperfréquence libre 1, fonctionnant par exemple à 77 GHz, relié à un mélangeur 2 par exemple de type BLU, c'est-à-dire à bande latérale unique.
Ce mélangeur est par ailleurs relié à des oscillateurs à fréquence intermédiaire 3. La fréquence issue de 'oscillateur hyperfréquence 1 est transposée à ces fréquences intermédiaires au moyen du mélangeur 2. La fréquence de l'oscillateur hyperfréquence est par exemple fixe. La transposition de fréquence peut s'effectuer par exemple selon des modes présentés par les figures 2a, 2b, 3a et 3b.
La figure 2a, montre que la transposition de fréquence est réalisée en sommant simultanément deux ou plusieurs ondes sinusoïdales
F1, F2 sensiblement pures à l'onde hyperfréquence Fo de l'oscillateur hyperfréquence 1, les ondes F1, F2 à fréquence intermédiaire étant par exemple sommées entre elles au préalable, un commutateur 201 séparant le mélangeur du dispositif d'addition 202 des ondes.
F1, F2 sensiblement pures à l'onde hyperfréquence Fo de l'oscillateur hyperfréquence 1, les ondes F1, F2 à fréquence intermédiaire étant par exemple sommées entre elles au préalable, un commutateur 201 séparant le mélangeur du dispositif d'addition 202 des ondes.
La figure 2b présente par deux courbes en fonction du temps la forme d'onde du signal émis par sa fréquence et son amplitude, dans le cas où la fréquence Fo est combinée par exemple à deux fréquences F1, F2.
La figure 3a montre que la transposition peut être réalisée en sommant alternativement deux ou plusieurs ondes sinusoïdales F1, F2 sensiblement pures à la fréquence Fo.
La figure 3b illustre par deux courbes en fonction du temps la fréquence et l'amplitude de l'onde émise. L'amplitude reste la même d'une récurrence à l'autre, mais la fréquence est à une fréquence Fo+F1 une récurrence sur deux, et à une autre fréquence Fo+F2, les autres récurrences. En cas de combinaison à N fréquence, la fréquence serait à une fréquence donnée une récurrence sur N.
Le choix entre l'un ou l'autre type de transposition s'effectue par exemple en fonction des contraintes de réalisation, et/ou de considérations relatives à l'ambiguïté distance du radar.
Par la suite, à titre d'exemple, est présentée une réalisation relative au mode de transposition des figures 2a et 2b.
La figure 1 montre que les moyens d'émission comportent par ailleurs une amplification dont l'entrée est reliée à la sortie du mélangeur 2, et un circulateur 5 relié à la sortie de l'amplificateur 4. Un té magique sépare par exemple l'antenne 6, de type monopulse, à la sortie du circulateur 5.
A partir de l'oscillateur hyperfréquence 1 de fréquence Fo, par exemple 77 GHz, et des deux, ou plus, oscillateurs moyenne fréquence de fréquences F1 et F2 par exemple respectivement 10 MHz et 10,250 MHz, une onde est générée et émise sur la voie somme s de l'antenne monopulse 6. Cette onde émise est constituée de la somme de deux sinusoïdes de fréquences respectives Fo+F1 et Fo+F2. L'équation de l'onde émise e(t) s'établit alors selon la relation suivante, en cas de combinaison à deux ondes sinusoïdales: e(t)=a1sin(2#(Fa+F1)t+αt)
a2sin(2#(Fa+F2)t+α2) (1) a1 et a2 étant les amplitudes des ondes sinusoïdales.
a2sin(2#(Fa+F2)t+α2) (1) a1 et a2 étant les amplitudes des ondes sinusoïdales.
En réception, les signaux réfléchis relatifs aux différentes cibles vues par le radar sont reçus simultanément sur les deux voies monopulse hyperfréquence, la voie somme T d'une part, et la voie différence # d'autre part. Les signaux reçus sur la voie somme # et la voie différence A étant notés respectivement #r et Ar, ces signaux sont définis selon les relations suivantes
###
+ #,a sin (2#(Fa + F2 + Fd@)t - (Fo + F2 + #)} (2)
Où::
N représente le nombre de cibles vues par le radar
Fdi représente la fréquence Doppler correspondant à la iéme cIble di représente la distance de la iéme cible par rapport au radar ej et 8 représente les gains complexes de la voie T et de la voie A dans
la direction de la éme cible a représente l'amplitude du signal reçu de la ième cible.
###
+ #,a sin (2#(Fa + F2 + Fd@)t - (Fo + F2 + #)} (2)
Où::
N représente le nombre de cibles vues par le radar
Fdi représente la fréquence Doppler correspondant à la iéme cIble di représente la distance de la iéme cible par rapport au radar ej et 8 représente les gains complexes de la voie T et de la voie A dans
la direction de la éme cible a représente l'amplitude du signal reçu de la ième cible.
Les signaux reçus sur les voies Z et différence A sont démodulés par l'oscillateur hyperfréquence 1 à fréquence F. A cet effet, la sortie de cet oscillateur 1 est reliée à l'entrée de deux mélangeurs 7, 8 dont l'autre entrée est reliée à la voie somme Z pour l'un 7, et à la voie différence A pour l'autre 8.Suite à cette démodulation, les signaux obtenus en sortie de ces mélangeurs sont donnés par les relations suivantes:
+ ejai sin(2 g(ro + fdi)t - ####(F0 + F2) + # 2)}(4)
+ #,a, sin(2#(F2 + fdi)t - #### (F0 + F2) + #2)} (5)
étant le signal issu de la voie somme, A, étant le signal issu de la voie différence, et K' étant un coefficient d'atténuation, inférieur à un.
+ ejai sin(2 g(ro + fdi)t - ####(F0 + F2) + # 2)}(4)
+ #,a, sin(2#(F2 + fdi)t - #### (F0 + F2) + #2)} (5)
étant le signal issu de la voie somme, A, étant le signal issu de la voie différence, et K' étant un coefficient d'atténuation, inférieur à un.
Ces signaux Zr Ar sont par exemple amplifiés et filtrés par des amplificateurs passe-bande 9, 10 reliés en sortie par des mélangeurs 7, 8.
Des systèmes de détection d'amplitude et de phase sont réalisés en sortie des amplificateurs passe-bande pour traiter les signaux précédents #r , #r A cet effet, un premier mélangeur 11 a une de ses entrées reliée au premier oscillateur à fréquence intermédiaire F1 et sa deuxième entrée reliée à la sortie du premier amplificateur passe-bande 9, traitant du signal Zr issu de la voie somme. Un deuxiéme mélangeur 12 a une entrée reliée à la sortie du deuxiéme oscillateur à fréquence intermédiaire F2 et sa deuxiéme entrée reliée à la sortie du premier amplificateur passe-bande 9.
Enfin, un troisième mélangeur 13 a sa première entrée reliée au deuxième oscillateur à fréquence intermédiaire F2 et sa deuxième entrée reliée à la sortie du deuxiéme amplificateur 10, traitant le signal Ar issu de la voie différence.
Ainsi, la phase et l'amplitude du signal Er reçu sur la voie somme sont détectées par rapport aux deux signaux à fréquences intermédiaires F1 et F2, et la phase et l'amplitude du signal A r reçu sur la voie différence sont détectées par rapport à l'un quelconque des signaux à fréquence intermédiaire, celui du deuxième oscillateur par exemple, à fréquence F2.Après un filtrage passe-bas dans la bande Doppler réalisé aux moyens d'amplificateurs passe-bas 14, 15, 16 reliés aux sorties des mélangeurs 11, 12, 13, les signaux suivants sont obtenus:
K" étant un coefficient d'atténuation, inférieur à l'unité, Z"ri étant le signal relatif à la voie somme combinée à la fréquence intermédiaire F1, Clr2 étant le signal relatif à la voie somme combinée à la figure F2, et A"r2 (ou rl) étant le signal relatif à la voie différence combinée soit à la fréquence F1, soit à la fréquence F2.
Ces signaux T"r1 Z" r2, A"r2 sont ensuite par exemple échantillonnés et décodés au moyen de convertisseurs analogiquenumérique 17, 18, 19 connectés en sortie des amplificateurs passe-bas.
Une batterie d'un nombre Q de filtres Doppler 20 à bande étroite connectée à la sortie des convertisseurs 17, 18, 19 permet de filtrer les signaux échantillonnés. Cette batterie de filtres peut être par exemple réalisée à l'aide d'une transformée de Fourrier discrète.
Des moyens de détection 21 connectés en sortie du filtrage
Doppler 20 permettent par exemple de détecter la présence d'un nombre P de cibles par comparaison relative et par rapport à un seuil, de la puissance de sortie des différents filtres Doppler, cette opération pouvant s'effectuer sur la voie somme Y et sur la voie différence A.
Doppler 20 permettent par exemple de détecter la présence d'un nombre P de cibles par comparaison relative et par rapport à un seuil, de la puissance de sortie des différents filtres Doppler, cette opération pouvant s'effectuer sur la voie somme Y et sur la voie différence A.
Des moyens de traitement 22 permettent par exemple d'estimer la vitesse de chacune des P cibles, sachant que le filtre j est centré sur la fréquence Doppler fdj = 2 ##, où Vj est la vitesse de la cible détectée par # rapport au radar, et X est la longueur d'onde du radar.
Ces moyens de traitement permettent par exemple ensuite:
- d'estimer la distance de chacune des P cibles en mesurant la différence de phase obtenue entre les voies Zri et Fr2 en sortie du même filtre Doppler où est détectée la cible, de façon à former la différence de
2 # di phase # #i = (F1 - F2) où di est la distance de la ième cible par
C rapport au radar, c étant la vitesse de la lumière;
- d'estimer la position angulaire de chacune des P cibles en calculant la fonction ci-dessous à partir des signaux obtenus en sortie des voies Ari et Y-ri ou Ar2 et vr2 du même filtre Doppler où est détectée la cible, cette fonction étant::
Sj = Cuz tg ag
s' où #j représente la position angulaire de la cible considérée dans le plan azimut, j et Ej ayant été définis précédemment;
- de déduire des informations estimées précédemment : distance, vitesse, angle et puissance des Q cibles détectées, la cible jugée la plus dangereuse par rapport à la trajectoire du véhicule,
- de transmettre aprés filtrage, à travers une interface 23, les informations de distance, de position et de vitesses relatives à la cible jugée la plus dangereuse, à un organe de décision capable de générer une alarme en cas de danger, ou encore d'asservir la vitesse du véhicule selon un mode de régulation de type connu ICC selon l'expression anglo-saxonne
Intelligent Cruise Control.
- d'estimer la distance de chacune des P cibles en mesurant la différence de phase obtenue entre les voies Zri et Fr2 en sortie du même filtre Doppler où est détectée la cible, de façon à former la différence de
2 # di phase # #i = (F1 - F2) où di est la distance de la ième cible par
C rapport au radar, c étant la vitesse de la lumière;
- d'estimer la position angulaire de chacune des P cibles en calculant la fonction ci-dessous à partir des signaux obtenus en sortie des voies Ari et Y-ri ou Ar2 et vr2 du même filtre Doppler où est détectée la cible, cette fonction étant::
Sj = Cuz tg ag
s' où #j représente la position angulaire de la cible considérée dans le plan azimut, j et Ej ayant été définis précédemment;
- de déduire des informations estimées précédemment : distance, vitesse, angle et puissance des Q cibles détectées, la cible jugée la plus dangereuse par rapport à la trajectoire du véhicule,
- de transmettre aprés filtrage, à travers une interface 23, les informations de distance, de position et de vitesses relatives à la cible jugée la plus dangereuse, à un organe de décision capable de générer une alarme en cas de danger, ou encore d'asservir la vitesse du véhicule selon un mode de régulation de type connu ICC selon l'expression anglo-saxonne
Intelligent Cruise Control.
Les principaux avantages liés au mode de réalisation selon l'invention proviennent notamment de la façon d'émettre et de recevoir les signaux radar. Du point de vue sensibilité et pouvoir de résolution, la performance du radar repose sur la stabilité et la pureté des deux ondes sinusoïdales à fréquence intermédiaire F1, F2 qui peuvent être générées facilement à l'aide de quartz.
Aucune performance particulière n'est requise en ce qui concerne la pureté spectrale et la stabilité à moyen terme de l'oscillateur hyperfréquence 1, ce qui permet sa réalisation à faible coût à l'aide par exemple de composants intégrés de type ASGA, sans mise en oeuvre d'une boucle d'asservissement de l'oscillateur 1. Les contraintes sur la pureté et la précision de l'alimentation de la partie hyperfréquence sont elles aussi relâchées.
D'autre part, le récepteur fonctionne en mode hétérodyne, avec une fréquence intermédiaire par exemple de quelques mégahertz, ce qui lui permet notamment de s'affranchir du facteur bruit variant inversement proportionnellement à la fréquence intermédiaire. Le récepteur présente ainsi une sensibilité accrue par rapport à une solution en mode homodyne, où la fréquence intermédiaire est nulle, donc le rapport 1/Fi très grand, Fi étant la fréquence intermédiaire. La puissance émise peut donc être réduite d'autant, à performance égale.
D'autre part, les étages à bas niveaux de puissance fonctionnant en fréquence intermédiaire, le récepteur présente alors une meilleure immunité aux interférences électromagnétiques basses fréquences provenant du moteur du véhicule, et également aux perturbations basses fréquences provenant des vibrations mécaniques du châssis lorsque le véhicule se déplace.
Claims (9)
1. Dispositif radar pour véhicule, caractérisé en ce qu'il comporte une antenne (6) de type monopulse reliée à des moyens d'émission (1, 2, 3, 4, 5) émettant au moins deux ondes (Fo+F1, Fo+F2) ayant sensiblement la forme de sinusoïdes pures, une onde étant la somme d'un signal hyperfréquence (Fg) et d'un signal à fréquence intermédiaire (F1, F2), et des moyens (7, 8, 9, 10, 11, 12, 13) pour détecter l'amplitude et la phase du signal (E'r) reçu sur la voie somme (T) par rapport aux signaux à fréquence intermédiaire (F1, F2) et pour détecter l'amplitude et la phase du signal (A'r) reçu sur la voie différence (A) par rapport à au moins un des signaux à fréquence intermédiaire (F2).
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les ondes sensiblement sinusoïdales (Fo+F1, Fo+F2) sont émises simultanément.
3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les ondes sensiblement sinusoïdales (Fo+F1, Fo+F2) sont émises séquentiellement.
4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens d'émission comportent au moins un oscillateur hyperfréquence (1, Fg), des oscillateurs (3) à fréquence intermédiaire (F1, F2) délivrant des sinusoïdes sensiblement pures, un mélangeur (2), un amplificateur (4), les sorties des oscillateurs (1, 3) étant reliées aux entrées du mélangeur (2), la sortie du mélangeur étant reliée à l'entrée de l'amplificateur (4).
5. Dispositif selon l'une quelconque des revendicateurs précédentes, caractérisé en ce qu'en réception, les signaux hyperfréquence sur les voies somme (E) et différence (A) étant démodulés par l'oscillateur hyperfréquence (1, Fg), la voie somme (y) est reliée à une entrée d'un premier mélangeur (11) dont l'autre entrée est reliée à un premier oscillateur à fréquence intermédiaire (F1), et à l'entrée d'un deuxième mélangeur dont l'autre entrée est reliée au deuxième oscillateur à fréquence intermédiaire (F2), et la voie différence (A) est reliée à l'entrée d'un troisième mélangeur (13) dont l'autre entrée est reliée au deuxième oscillateur à fréquence intermédiaire (F2), pour permettre la détection du signal (y.'r) reçu sur la voie (L) par rapport aux signaux à fréquence intermédiaire (F1, F2), et la détection du signal (A'r) reçu sur la voie différence (A) par rapport à l'un quelconque des signaux à fréquence intermédiaire (F2).
6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les signaux issus des mélangeurs (11, 12, 13) étant échantillonnés et codés par des convertisseurs analogiques-numériques (17, 18, 19), des filtres Doppler (20) sont connectés en sortie de ces convertisseurs.
7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que des moyens de détection (21) connectés en sortie des filtres Doppler (20) permettent de détecter la présence d'un nombre P de cibles par comparaison relative et par rapport à un seuil, de la puissance de sortie des différents filtres Doppler.
8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que des moyens de traitement (22) connectés en sortie des moyens de détection (21) permettent d'estimer la vitesse, la distance et la position angulaire de chacune des P cibles.
9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de traitement transmettent à travers une interface (23), les informations de distance, de position et de vitesse relatives à la cible jugée la plus dangereuse à un organe de décision.
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| EP1420265A1 (fr) * | 2002-11-15 | 2004-05-19 | M/A-Com, Inc. | Capteur de véhicule pour détecter la distance et la direction d'une cible |
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1996
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- 1996-11-19 WO PCT/FR1996/001823 patent/WO1997019365A1/fr active Application Filing
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| US8432307B2 (en) | 2009-09-15 | 2013-04-30 | Thales | Agile-beam radar notably for the obstacle ‘sense and avoid’ function |
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