FR2714777A1 - Ensemble de sondage ionosphérique pour télécommunications haute fréquence. - Google Patents

Abstract

L'invention concerne les ensembles de sondage ionosphériques destinés a fournir des informations pour la gestion des fréquences dans les télécommunications haute fréquence. Un tel ensemble fonctionne entre un émetteur et un récepteur à distance et utilise des impulsions de sondage à bande étroite qui sont émises à des fréquences choisies de façon pseudo-aléatoire d'un bout à l'autre de la bande haute fréquence, le code de modulation pouvant être un code complémentaire à deux parties ou être sélectionné dans une famille de codes possédant des propriétés d'autocorrélation élevées et de corrélation croisée faibles, les mesures du signal et du bruit étant effectuées au niveau du récepteur pour chaque fréquence émise de façon à faciliter l'établissement d'une liaison de télécommunications et l'on utilise une détection synchrone du signal reçu, mettant en œuvre des circuits de comparaison ou de corrélation (803, 804) en quadrature de phase. Utilisation dans le domaine des télécommunications.

Description

La présente invention concerne un ensemble de sondage

ionosphérique destiné à fournir des informations pour amélio-

rer les télécommunications haute fréquence utilisant des

trajets d'ondes ionosphériques longue distance.

Le fait d'établir des télécommunications sur des circuits radio haute fréquence, particulièrement des trajets d'ondes ionosphériques longue distance, a toujours été reconnu comme étant un procédé sporadique et généralement peu sûr

pour transmettre des messages.

Ceci est dû, dans une large mesure, au caractère

naturellement sporadique et transitoire du milieu de propa-

gation utilisé, ce qui est provoqué, pour l'essentiel, par

la variabilité de la densité des électrons libres de l'iono-

sphère. Il y a également lieu de considérer l'intensité et

la densité des interférences provenant des autres utilisa-

teurs de la bande haute fréquence.

Ces facteurs ont à eux seuls donné naissance à une situation dans laquelle on ne peut normalement compter sur des télécommunications à la demande même pour des circuits

correspondant à des distances relativement courtes. Des cir-

cuits de haute qualité et à faible taux d'erreur ne peuvent être ni acquis ni maintenus sans apporter des changements réguliers dans la fréquence de fonctionnement et/ou sans

utiliser des émetteurs radio de très grande puissance con-

jointement avec des antennes directionnelles à gain élevé.

Pour les navires de guerre de la marine nationale cette situation est encore pire. Dans ce cas, du fait de

la taille limitée de la plate-forme, des puissances d'émet-

teurs élevées sont irréalisables et de grands réseaux d'an-

tennes directionnelles haute fréquence sont impossibles.

Il y a lieu d'ajouter à cela les problèmes insolubles consis-

tant à travailler dans un environnement hostile dans lequel il est normalement nécessaire d'être opérationnel de façon à émettre et/ou à recevoir simultanément sur un très large spectre de fréquences. Ces dernières peuvent comprendre les fréquences extrêmement basses, les très basses fréquences, les basses fréquences, les moyennes fréquences, les hautes z fréquences, les très hautes fréquences, les ultra-hautes fréquences et également les fréquences radar beaucoup plus hautes de la bande X. Il est donc particulièrement aisé de se rendre compte pourquoi il apparaît historiquement que les télécommunica- tions haute fréquence ont perdu leur popularité au profit des réseaux de télécommunications par satellite plus fiables

et plus robustes pour des circuits longue distance.

Néanmoins, du point de vue militaire, la vulnérabi-

lité de ces systèmes à satellite, y compris vis-à-vis des attaques matérielles, dictera toujours la nécessité d'avoir

des exigences pour du matériel opérationnel en haute fréquence.

L'existence d'un ensemble auxiliaire haute fréquence

de qualité élevée, efficace et d'un fonctionnement sûr cons-

titue donc une capacité importante pour la marine nationale pendant le déroulement d'hostilités quelconques et il offre l'avantage additionnel qu'il peut toujours être entièrement

sous le contrôle de la marine nationale. Ceci n'est évidem-

ment pas le cas pour les systèmes à satellite.

Il est regrettable que bien que l'on ait fait récem-

ment des progrès essentiels en ce qui concerne l'augmen-

tation de la sophistication, de la complexité et de la fiabi-

lité de la plupart des ensembles et équipements de télécom-

munications haute fréquence (principalement grâce à l'exploi-

tation de circuits électroniques à grande échelle et en par-

ticulier de microprocesseurs), on ait très peu fait pour sur-

monter ou réduire les trois principales caractéristiques de la propagation haute fréquence qui sont responsables de

la dégradation des signaux émis.

Ces trois éléments sont le trajet multiple ou dis-

persion, l'interférence et l'affaiblissement.

Pour une plate-forme mobile sur terre, sur mer ou

dans les airs, la situation est compliquée par les contrain-

tes imposées par l'adaptation des ensembles haute-fréquence dans les limites de la zone d'espace restreinte qui est

disponible, particulièrement en ce qui concerne les antennes.

Les puissances des émetteurs qui sont destinés à ces ensem-

bles mobiles doivent également être restreintes du fait de la zone d'espace limitée qui est disponible et de la complexité technique et du coût démesuré de l'adaptation des émetteurs radio ayant des puissances haute-fréquence beaucoup plus élevées que quelques kilowatts. La puissance type pour un circuit haute fréquence sur un navire de guerre de la marine nationale est habituellement limitée à 1 kW en puissance de crête et en puissance moyenne par circuit radio. Les problèmes qui se poseraient si l'on essayait de réaliser simultanément jusqu'à dix canaux d'émission et de réception ou peut-être plus seraient insurmontables si des puissances d'émetteurs plus importantes devaient être utilisées. Le trafic simultané sur antenne commune, les produits d'intermodulation, le mélange réciproque (en ce qui concerne les récepteurs) et les seuils inférieurs de bruit des émetteurs à large bande détermineraient tous une limitation sérieuse du rendement opérationnel des circuits radio haute fréquence, particulièrement pour les niveaux de signal reçu plus faibles qui sont nécessaires dans le

cas des circuits longue distance.

Des produits de fréquences d'intermodulation, qui sont provoqués par les non-linéarités existant dans les émetteurs et par les superstructures des navires (effet "boulon rouillé"), peuvent cependant être évités grâce à

une planification ou à un aménagement judicieux des fréquen-

ces, bien que ceci réduise inévitablement le spectre dispo-

nible pouvant être utilisé. De plus, ceci peut être réalisé uniquement dans le cas o l'on utilise des ensembles à bande

étroite et pourvu que les produits d'ordre plus élevé puis-

sent être ignorés. Si les puissances d'émetteurs devaient

être augmentées, ces produits d'ordre plus élevé devien-

draient progressivement plus significatifs et devraient être pris en compte dans tous les arrangements ultérieurs

de planification des fréquences.

Lorsque l'on envisage d'utiliser des ensembles à large bande, les contraintes qui doivent être appliquées aux fréquences pour l'émission et la réception deviennent encore plus restrictives. A lui seul ce facteur limite sérieusement toute politique envisagée pour mettre en oeuvre

des ensembles d'émission à large bande et à agilité de fré-

quence ou sautillement de fréquence. De plus, les antennes utilisées pour la réception devront inévitablement être placées à proximité immédiate des antennes d'émission et des superstructures des navires. Des variations apparaissant dans le diagramme de rayonnement des plans d'azimuth et d'élévation vont s'avérer être le résultat direct de ce qui précède, en déterminant des valeurs nulles ou bien des valeurs atteignant jusqu'à 30 dB ou des valeurs supérieures pour l'une quelconque de ces antennes. Ces distorsions de rayonnement vont changer avec les variations de la fréquence et avec l'attitude du navire, c'est- à-dire le tangage, le

roulis et le mouvement de lacet.

Tous ces facteurs, aussi bien que l'imprévisibilité générale de la propagation des ondes ionosphériques haute fréquence, posent un problème ayant de nombreuses variables

avec une multiplicité de permutations possibles.

Des améliorations importantes ne peuvent être appor-

tées à l'emploi réaliste de la propagation des ondes iono-

sphériques dans un ensemble de télécommunications haute fréquence que si l'on donne à l'utilisateur des données en temps réel intéressant toutes les caractéristiques de

trajet pertinentes.

L'autre possibilité consiste à s'en remettre à des prédictions à long terme basées sur des modèles programmés sur ordinateur, (Bluedeck, etc... ), qui peuvent à tout instant être grossièrement erronées, particulièrement pour des circuits fonctionnant en pénétrant dans les latitudes

plus élevées ou à travers celles-ci.

Au cours de la dernière décade ou à peu près, de nombreux essais ont été effectués pour utiliser la bande haute fréquence d'une manière plus systématique grâce à l'emploi de diverses techniques de sondage ionosphérique à réflexion et incidence oblique. Malheureusement, ces ensembles utilisent invariablement des émetteurs ayant des puissances de surtie de 30 kW ou de 100 kW et parfois même

plus. En outre, ces émetteurs ont presque toujours été con-

nectés à des antennes ayant des propriétés de gain à large

bande mais de façon beaucoup plus importante directionnelles.

Avec des gains d'antennes compris entre 10 et 15 dB, les

puissances rayonnées de ces sondeurs antérieurs étaient sou-

vent de 1 MW ou une valeur supérieure. Le fait d'utiliser

une telle puissance radio à impulsions a inévitablement provo-

qué des interférences considérables vis-à-vis d'autres utili-

sateurs de bandes haute fréquence, de telle sorte que pour éviter le brouillage d'une majeure partie du spectre, ces sondeurs étaient nécessairement limités en ce qui concerne le nombre des fréquences qui pouvaient être utilisées à un instant quelconque et également en ce qui concerne la période de temps pendant laquelle ils pouvaient être réellement mis en service. Les signaux à impulsionsétaient reçus par un

récepteur synchronisé dans le temps et un diagramme ionogra-

phique était produit pour chaque balayage de fréquence. Du fait que les largeurs d'impulsions de ces signaux étaient

peut-être d'une milliseconde ou environ, la résolution obte-

nue était inévitablement faible mais, ultérieurement, on a utilisé un codage de séquence Barker pour améliorer ces

résultats jusqu'à atteindre 100 ps sans aucune perte en sen-

sibilité. Des longueurs de code atteignant 11 bits ou parfois

des longueurs supérieures ont été utilisées pour la modula-

tion de phase du signal porteur de l'émetteur à 10 kb/s.

Ceci a produit un gain de traitement de signaux, à la récep-

tion, d'environ 12 dB ou une valeur supérieure mais, du fait de certaines pertes de mise en oeuvre, cette valeur a souvent

été réduite en pratique à peut-être 6 dB ou à peu près.

La présente invention a pour but d'améliorer le ren-

dement des télécommunications haute fréquence grâce à l'exploitation judicieuse du spectre haute fréquence au moyen du sondage des canaux en temps réel. Par conséquent, l'objet

de la présente invention consiste à fournir un sondeur iono-

sphérique à faible puissance qui permet d'effectuer une

estimation en temps réel de la qualité des bandes de fré-

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quences différen4es à-ens ie spectre,aute fréquence, permet-

tant ainsi d'établir des liaisons de télécommunications

améliorées en utilisant un choix optimisé de fréquences.

Selon la présente invention, un ensemble de sondage ionosphérique destiné à fournir des informations pour la gestion des fréquences pour les télécommunications haute fréquence comprend: a) un émetteur radio haute fréquence comportant:

(i) un moyen de sélection de fréquence fonction-

nant de telle sorte que des impulsions d'énergie puissent être émises à des fréquences respectives sélectionnées de façon pseudo-aléatoire dans la plage des fréquences radio haute fréquence; et (ii) un moyen de modulation destiné à moduler chaque impulsion émise avec un code comportant une fonction d'autocorrélation du type à impulsions; et b) un récepteur radio haute fréquence à distance comportant: (i) un moyen de sélection de fréquence susceptible d'être programmé de manière à sensibiliser le récepteur à la séquence émise des fréquences pseudo- aléatoires; et (ii) un moyen de corrélation destiné à établir

la corrélation entre le signal reçu pendant chaque inter-

valle d'impulsion avec une réplique du code émis et à pro-

duire un signal de sortie indiquant la détection d'un signal émis. De préférence, le code est un code complémentaire comportant deux parties dont les fonctions d'autocorrélation séparées

s'ajoutent pour produire une fonction du type à impulsions.

De préférence également, on utilise une modulation d'ampli-

tude sur deux bandes latérales. De façon avantageuse, l'émetteur comporte un modulateur-démodulateur à code horaire et un dispositif de commande de modulation, la commande de modulation connectant sélectivement le code de sondage ou le code horaire au moyen de modulation. Le récepteur comporte un modulateur-démodulateur à code horaire

similaire de manière à fournir des informations sur l'ins-

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tant du jour et à faciliter la synchronisation du récepteur avec le signal reçu. Dans un montage avantageux, les deux

parties du code complémentaire sont séparées par un inter-

valle de temps supérieur à environ 10 ms de manière à empê-

cher l'altération de la seconde partie reçue par des signaux

d'écho provenant de la première partie reçue.

A titre de variante par rapport à l'utilisation d'un code de sondage unique, le code peut être sélectionné parmi une pluralité de codes, le récepteur étant muni d'un moyen destiné à recevoir et à distinguer chaque code, permettant

ainsi la transmission des informations.

De façon avantageuse, on utilise une détection de signaux synchrones comprenant un moyen pour compenser les variations de fréquence et de phase apparaissant dans la

fréquence porteuse reçue. Ce résultat est obtenu en connec-

tant le signal reçu à des détecteurs de produits sinus et cosinus, et également en connectant un signal de fréquence locale aux détecteurs de produits, la fréquence locale étant obtenue à partir du signal de porteuse émis en éliminant par filtrage la modulation à deux bandes latérales à partir du signal reçu. Les sorties des détecteurs de produits sont connectées à des circuits -de comparaison ou de corrélation croisée réel et imaginaire respectifs et les sorties provenant de ces circuits de comparaison ou de corrélation

croisée sont ensuite combinées de manière à fournir la répon-

se à impulsions à module insensible à la phase.

De préférence, le récepteur comporte une commande automatique de gain et il est prévu un moyen pour mesurer le niveau de la commande automatique de gain pendant chaque impulsion reçue. De façon avantageuse, il peut être prévu un moyen pour modifier le niveau de la commande automatique de gain mesuré pour le récepteur de telle sorte que le niveau de la réponse à impulsions de crête mesurée peut être étalonné. Egalement, il est avantageux d'inclure un moyen pour mesurer le niveau de bruit moyen dans le récepteur avant une fenêtre ou un intervalle de mesure lorsque la réponse à impulsions de crête est mesurée. Un circuit de comparaison peut être inclus de telle sorte qu'un signal de sortie est produit chaque fois que la valeur de crête mesurée dépasse le niveau de bruit moyen selon une quantité

prédéterminée. Le récepteur peut comprendre un moyen d'enre-

gistrement de la puissance du signal reçu mesurée-en dB, le niveau de bruit mesuré et la structure de mode (réponse

à impulsions) pour chaque fréquence émise.

L'invention va maintenant être décrite, à titre d'exemple uniquement, en se référant aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 représente une vue schématique illustrant l'ensemble selon l'invention avec deux ondes ionosphériques; la figure 2 représente une vue schématique sous forme de blocs d'un émetteur pour ensemble de sondage;

les figures 3A et 3B représentent des vues schémati-

ques illustrant la composition des signaux de l'émetteur de l'ensemble de sondage tandis que la figure 3C représente

une vue schématique illustrant un code de sondage complé-

mentaire; la figure 4 représente une vue schématique sous forme de blocs d'une installation de réception des signaux de sondage; la figure 5 représente une vue schématique sous forme de blocs d'un circuit de détection de signaux synchrones; la figure 6 représente une vue schématique sou forme de blocs d'un circuit de comparaison ou de corrélation croisée; la figure 7 représente une vue schématique illustrant la séquence d'accord du récepteur; la figure 8 représente une vue schématique sous forme de blocs d'un détecteur de niveau de signaux reçus; et la figure 9 représente une vue schématique sous forme

de blocs d'un circuit d'identification de signaux de sondage.

Le choix de la meilleure fréquence d'émission est important pour deux raisons fondamentales bien connues, à savoir: La première raison consiste en ce qu'une fréquence choisie d'une façon plus ou moins aléatoire ne sera pas nécessairement capable de se propager à travers l'ionosphère

jusqu'à un récepteur situé à distance et n'en sera certaine-

ment pas capable pour 100 % des fréquences essayées. Des prédictions de fréquences et des fréquences de fonctionne- ment optimal planifiées, utilisées conjointement avec des prédictions à court terme obtenues à partir de sondages ionosphériques limités, apportent effectivement une aide mais la variabilité de l'ionosphère est généralement si importante et si rapide que ce procédé de sélection des

fréquences ne peut encore être utilisé qu'à titre indicatif.

Par ailleurs, le sondage des canaux en temps réel doit

fournir une solution pertinente à ce problème particulier.

La seconde raison pour vouloir fonctionner selon une fréquence de travail optimale consiste en ce que même si une fréquence choisie de façon aléatoire peut se propager à travers l'ionosphère, il est plus que probable qu'elle

sera totalement altérée par des interférences radio prove-

nant d'autres utilisateurs haute fréquence lorsqu'elle arri-

ve au niveau du récepteur à distance. Choisir la fréquence de travail optimale ou la meilleure signifie par conséquent trouver une fréquence ou des fréquences qui non seulement se propageront sur des trajets d'ondes ionosphériques à

longue distance mais également auront des niveaux relative-

ment faibles d'interférence au sein de la bande au niveau

du récepteur radio à distance.

Le modèle fondamental d'un ensemble de sondage obli-

que haute fréquence est illustré sur la figure 1. Celle-

ci représente deux ondes ionosphériques S1 et S2 se propa-

geant entre un émetteur de sondage 101 et un récepteur de sondage 102 situé à distance. L'onde ionosphérique S1 atteint le récepteur après une réflexion dans l'ionosphère tandis

que l'onde ionosphérique S2 à trajets multiples est réflé-

chie deux fois dans l'ionosphère et une fois sur le sol.

Le nombre réel et le type des signaux reçus dépendent essen-

tiellement des éléments ci-après:

a) la hauteur et la densité des couches ionosphéri-

ques réfléchissantes; b) la fréquence du signal émis; et

c) la distance entre l'émetteur et le récepteur.

En pratique, la différence entre les temps de propa-

gation AT pour ces deux ondes ionosphériques sera plus faible

que la durée des deux signaux S1 et S21 de sorte qu'il exis-

tera un chevauchement ou une zone de recouvrement substan-

tiel, et non comme cela est représenté en fonction du temps

et à titre illustratif par la réponse 103 du récepteur.

Pour que l'ensemble de sondage puisse fonctionner conjointement avec d'autres équipements, l'émetteur 101 comporte un amplificateur de sortie à faible puissance qui est connecté à une antenne d'émission 104. Les signaux émis

sont reçus par une antenne fouet 105 de 10 m qui est connec-

tée au récepteur 102 à distance.

La figure 2 représente schématiquement sous forme

de blocs l'émetteur de l'ensemble de sondage. Un modulateur-

démodulateur 201 d'émetteur de sondage fournit un signal de commande de fréquence aléatoire (202) et un signal de

commande de modulation de code (203) qui sont destinés res-

pectivement à un synthétiseur radiofréquence 204. Après

une amplification de puissance s'effectuant dans un ampli-

ficateur 205 à large bande, de 1 kW (crête), le signal du synthétiseur est appliqué à une antenne directionnelle 206 à périodicité logarithmique. Les fréquences émises sont

sélectionnées de façon aléatoire par le modulateur-démodu-

lateur 201 à partir de la totalité de la bande haute fré-

quence de 3 à 30 MHz. La modulation de code de chaque fréquence émise est ensuite utilisée de telle sorte que l'on puisse obtenir un gain élevé de traitement de réception pour permettre aux signaux d'être reçus sans qu'il soit

nécessaire d'utiliser des puissances d'émission élevées.

La modulation du signal de sortie provenant du synthéti-

seur 204 est commandée par une interface 207 de commande de modulation. Il est également prévu de connecter aux entrées respectives 208 à 210 de l'interface 207 de commande de modulation le circuit 203 de commande de modulation de code, un modulateur-démodulateur 211 à code horaire et un générateur audiofréquence 212 de trame à 1 kHz. L'interface 207 de commande de modulation connecte de façon sélective l'ensemble de sondage, le signal horaire ou le signal de trame audiofréquence à 1 kHz au synthétiseur 204, au niveau duquel le signal de sortie à sautillement de fréquence subit

une modulation d'amplitude sur deux bandes latérales à 90 %.

Comme on peut s'en rendre compte en se référant aux figures 3A et 3B, le signal de l'émetteur de l'ensemble de sondage sautille entre des fréquences pseudo-aléatoires 301 à 306, qui sont choisies parmi 550 fréquences discrètes distribuées entre 3,8 MHz et 30 MHz selon dix sautillements de fréquence par seconde. Pour une frequence quelconque sélectionnée, lorsqu'on émet le code de l'ensemble de sondage, la trame 307 de transit de 100 ms comprend un premier intervalle 308

d'établissement d'une durée de 20 ms destiné à donner suffi-

samment de temps après le changement de fréquence pour que les synthétiseurs situés aux deux extrémités de la liaison

de l'ensemble de sondage se stabilisent et pour donner égale-

ment le temps à la commande de gain automatique du récepteur de s'établir. Pour éviter tout éclaboussement spectral, le signal de sortie du synthétiseur est atténué en utilisant un circuit conformateur 309 à cosinus élevé juste avant le

changement de fréquence et après ce dernier. Le code de modu-

lation consiste en deux parties, le code A et le code B, qui sont séparés par un intervalle 310 de 12,8 ms et qui sont transmis à un rythme de 10 kb/s. Les deux moitiés du code de modulation forment une séquence codée complémentaire

spéciale ayant une longueur de 512 bits (256 + 256 bits).

Les impulsions de sondage codées sont des signaux à compression d'impusions qui sont formés à partir d'une séquence unique de données binaires. La séquence binaire

est conçue de manière à posséder une fonction d'autocorréla-

tion du type à impulsions. Les codes Barker constituent un type particulier de séquences numériques, mais ces derniers ne peuvent être produits que pour des séquences relativement courtes. Un exemple d'une séquence à codes complémentaires est illustrée par le signal 311 représenté sur la figure 3C, la première moitié du signal étant le code A et la seconde moitié étant le code B. La trace 312 représente les fonctions d'autocorrélation de code A ((AA) en même

temps que de code B (BB). Ceci démontre que les auto-

corrélations AA et BB déterminent un mauvais rapport crête (313)/lobe latéral (314). Cependant, les lobes latéraux, par exemple les lobes 314 et 315, qui sont produits par ces deux codes sont exactement inverses ou complémentaires l'un par rapport à l'autre. Les crêtes 313 et 316 présentent la même amplitude et sont de même polarité. Par conséquent, lorsque ces deux fonctions d'autocorrélation de code sont ajoutées ensemble, les lobes latéraux s'annulent mais les

crêtes s'ajoutent. La fonction résultante 4XX, qui est dési-

gnée par 317 pour la séquence complète, présentera un rapport crête/lobe latéral de valeur infinie. Il est possible de montrer que la réponse à impulsions d'un ensemble en cours

d'essai (la structure du mode du trajet radio entre l'émet-

teur et le récepteur) peut être complètement déterminée en utilisant une séquence de codes numériques pseudo-aléatoires pourvu que la fonction d'autocorrélation de la séquence soit du type à impulsions et que sa réponse spectrale ait une valeur supérieure à la largeur de bande de l'ensemble

en cours d'essai. Pour un signal numérique de code complé-

mentaire, le taux de bits doit être rendu suffisamment élevé

pour fournir une réponse en fréquence qui soit raisonnable-

ment plane pour la largeur de bande concernée. La longueur du code est particulièrement importante du fait qu'une longue séquence déterminera un gain de traitement plus

important lors de la réception. Ceci améliore la détecta-

bilité du signal dans de mauvaises conditions signal/bruit et également la sélectivité en rejetant de quelconques autres signaux d'entrée. Des informations supplémentaires sur les codes complémentaires peuvent être trouvées dans la publication dénommée "Complementary Series" par MJE Golay, dans les comptes-rendus de la Société des ingénieurs radio ("IRE") sur la théorie de l'information, vol 17-7, pages

82 à 87, avril 1961.

On a adopté un code complémentaire à 512 bits qui a fourni un gain de traitement de 27 dB. Ceci détermine une résolution maximale d'environ 100 Fs pour une largeur de

bande de détection de 100 kHz ou moins.

En se référant à nouveau à la figure 2, le modulateur démodulateur 211 à horloge de synchronisation est décrit dans la demande de brevet britannique n' 81-27 713. Il est commandé par une horloge de synchronisation de référence

à 1 MHz et fournit une séquence codée binaire de façon pseudo-

aléatoire, qui code uniquement l'instant du jour pour l'émission et permet à un modulateur-démodulateur similaire disposé dans le récepteur à distance d'effectuer la mise à l'heure de synchronisation dans les limites d'une erreur de synchronisation extrêmement faible. La synchronisation précise et la stabilité sont essentielles pour permettre d'obtenir et de maintenir ensuite le synchronisme entre

l'émetteur et le récepteur.

Bien qu'il soit souhaitable de connaître l'instant du jour dans les limites de + 5 ms ou une valeur inférieure pour pouvoir garantir le synchronisme instantané, des erreurs de synchronisation beaucoup plus importantes peuvent être

facilement acceptées du fait que la synchronisation du récep-

teur peut être avancée ou retardée manuellement pour obtenir

un synchronisme parfait après la mise en fonctionnement.

Des erreurs de synchronisation initiales atteignant jusqu'à plus ou moins 1 ou 2 secondes peuvent être acceptées en pra-

tique sans trop de difficultés pourvu qu'il existe un nombre raisonnable de fréquences de propagation. Cependant, lorsque le nombre des fréquences opérationnelles devient trop faible, à cause d'une mauvaise propagation et des interférences, ce procédé de détermination de la synchronisation devient progressivement plus difficile à entreprendre raisonnablement

et prend trop de temps.

En se référant à la figure 4, l'installation de récep-

tion d'essai comprend un récepteur radio standard 401 fonc-

tionnant avec un signal de commande d'oscillateur local extérieur provenant d'un dispositif synthétiseur 402. Une antenne fouet 403 de 10 m connecte le signal au récepteur 401. La sortie du récepteur 401 fournit un signal à fréquence intermédiaire de 100 kHz à une interface 404 de commande de l'ensemble, au niveau de laquelle a lieu une démodulation d'amplitude complexe pseudo-synchrone. Ceci fournit les composantes de détection appropriées en phase (réelle)

et en quadrature de phase (imaginaire) pour les deux cir-

cuits de comparaison ou de corrélation croisée 405 et 406.

Le circuit qui fournit les composantes de détection séparées est décrit ci-dessous en se référant à la figure 5. Le module sous forme numérique (voir la figure 6) des signaux de sortie provenant des comparateurs ou corrélateurs croisés 405 et 406 est appliqué à un ordinateur central 407 d'analyse et d'enregistrement. Après certaines analyses préliminaires, ces données,en même temps que des éléments de marquage du temps et de la fréquence, sont enregistrées par un dispositif enregistreur numérique 408 à bande. Les données peuvent

être affichées simultanément sur une imprimante 409 et peu-

vent fournir des signaux de sortie destinés à un dispositif d'affichage vidéo 410 fournissant des ionogrammes et des réponses à impulsions pour l'enregistrement par une caméra

411 à 16 mm. Le récepteur comprend un modulateur-démodula-

teur 412 à horloge, qui est actionné par une source de signaux de référence à 1 MHz de manière à déterminer le synchronisme avec l'émetteur et pour que l'interface 404 de commande de l'ensemble puisse déterminer une commande de temps précise du synthétiseur 402 et des comparateurs ou corrélateurs croisés 405 et 406. Un lecteur 413 de bande

est prévu pour commander le programme de l'ordinateur 407.

La démodulation du signal est effectuée en utilisant

le circuit de détection de signaux synchrones qui est repré-

senté sur la figure 5. Le signal à fréquence intermédiaire de 100 kHz provenant de la sortie du récepteur 401 est appliqué à l'entrée 501 du circuit de détection. Cette

entrée 501 est connectée, par l'intermédiaire d'un amplifi-

cateur 502, à deux détecteurs 503 et 504 de produits, au niveau desquels le signal à fréquence intermédiaire de kHz est mélangé en phase et en quadrature de phase avec un signal 505 à 100 kHz obtenu à partir du signal de porteuse à fréquence intermédiaire. Le signal d'insertion 505 est obtenu en connectant le signal de fréquence intermédiaire à 100 kHz, par l'intermédiaire d'un second amplificateur 506, à un filtre passe-bande 507, qui élimine par filtrage le signal de sondage reçu à modulation d'amplitude sur deux

bandes latérales aussi bien que la plupart des interférences.

Le filtre passe-bande 507 présente une fréquence centrale de 100 kHz et une largeur de bande de + 50 Hz. Le signal de porteuse filtré est limité par un circuit limiteur 508

et, après un filtrage complémentaire qui n'est pas repré-

senté, est connecté à un répartiteur de phases ou déphaseur 509. Les signaux apparaissant au niveau des sorties du déphaseur sont en quadrature de phase et sont connectés aux détecteurs de produits ou mélangeurs respectifs 503

et 504.

Les termes de produits apparaissant dans les signaux de sortie provenant des détecteurs ou mélangeurs 503 et 504 sont ensuite traités par des filtres passe-bas 510 et 511 de manière à fournir deux signaux de sortie audio 512

et 513 en quadrature de phase.

Le signal de sondage utilise une modulation d'ampli-

tude sur deux bandes latérales qui est classique. Ces signaux

sont habituellement démodulés dans un récepteur radio utili-

* sant des détecteurs d'enveloppe du type à diode. Malheureu-

sement, bien que ces procédés soient extrêmement simples, ils ne fonctionnent convenablement que lorsque le rapport

signal/bruit est bon. Pour obtenir une démodulation conve-

nable lorsque le rapport signal/bruit est plus faible, il est important d'utiliser la détection synchrone. Si la stabilité de fréquence de l'ensemble et le trajet radio

d'ondes ionosphériques étaient suffisamment bons, la détec-

tion synchrone pourrait être facilement réalisée en réinsé-

rant la fréquence de porteuse connue dans un détecteur de produits. Malheureusement, la détection synchrone réelle ne peut être utilisée dans cette application du fait que la stabilité de fréquence d'un bout à l'autre de l'ensemble complet ne peut être garantie avoir une valeur inférieure à 4 Hz à tout instant. Ce degré de stabilité est nécessaire pour assurer le fonctionnement précis des détecteurs ou corrélateurs croisés. Le circuit de détection de signaux synchrones qui est représenté sur la figure 5 possède un temps de réponse rapide, prenant normalement moins de 20 ms pour corriger la phase et la fréquence des signaux des détecteurs ou mélangeurs. Ce circuit peut également venir à bout des signaux à affaiblissement pourvu que ces derniers ne soient pas trop graves ou que le rapport signal/bruit

ne soit pas trop faible.

Un circuit de comparaison ou de corrélation croisée qui est représenté sur la figure 6 est destiné à recevoir le signal audio à bande de base provenant de chacune des sorties 512 et 513 du circuit de détection représenté sur

la figure 5. Le signal appliqué à l'entrée 601 est échan-

tillonné par un convertisseur analogique-numérique 602 à 8 bits qui est commandé par un signal provenant d'une horloge 603 à 40 kHz. Le signal numérique est introduit selon les impulsions d'horloge dans un registre à décalage spécial 604 qui comprend trois mémoires 605 à 607 de registre à décalage connectées en série. La mémoire centrale 606 du registre à décalage fonctionne comme un retard de temps d'environ 12, 8 ms, qui est égal à l'intervalle de temps séparant les deux parties A et B du signal émis à codes complémentaires décrit en se référant à la figure 3. Les

mémoires 605 et 607 présentent une capacité telle que lors-

que le code A est complètement emmagasiné dans la mémoire 607 du registre, le code B est emmagasiné dans la première mémoire 605 du registre. Les mémoires 605 et 607 sont des mémoires à recirculation, de telle sorte que les parties séparées A et B peuvent être entièrement recirculées, en synchronisme, dans les mémoires respectives 607 et 605 entre des impulsions d'horloge successives à 40 kHz. Les parties A et B du processus de corrélation sont emmagasinées dans les mémoires 608 et 609 du récepteur. Les signaux de sortie

provenant de la mémoire 605 correspondant au code B du regis-

tre à décalage et de la mémoire 609 correspondant au code

B sont connectés aux entrées d'un premier circuit multipli-

cateur 610 à 8 bits et, d'une façon similaire, les mémoires 607 et 608 correspondant au code A émis et au code A stocké sont connectées à un second circuit multiplicateur 611. Les contenus des deux registres à décalage A et B sont multipliés par la séquence de codes appropriée après chaque impulsion d'horloge de registre à décalage. Ces deux flux de produits

subissent ensuite une sommation dans des additionneurs res-

pectifs 612 et 613 en ce qui concerne la longueur du code

et sont ensuite additionnés ensemble dans un circuit de som-

mation 614 avant de passer de la valeur numérique à la valeur analogique dans un convertisseur numérique-analogique 615 et de subir un filtrage dans un filtre passe-bas 616. Grâce à ce moyen, les deux moitiés du code subissent séparément

une comparaison ou corrélation croisée et sont ensuite addi-

tionnées de manière à fournir le signal de sortie désiré 617.

La crête de corrélation est obtenue lorsque le premier bit de la première moitié du code se trouve dans le dernier étage du registre à décalage 607 correspondant au code A. Le premier bit de la seconde moitié du code se trouvera alors

dans le dernier étage du registre à décalage 605 correspon-

dant au code B. Bien que l'intervalle de temps s'écoulant entre les deux parties du code ait été réglé à une valeur de 12,8 ms,

il peut être modifié. Il est cependant important qu'il pré-

sente une valeur supérieure à la dispersion de trajet maxi-

male.Les recherches qui ont conduit à l'invention ont montré que cette dernière présentait une valeur type de 10 ms ou

une valeur inférieure. Si l'intervalle de temps était infé-

rieur à cette dispersion de trajet maximale,le signal de sortie 617 provenant du comparateur ou corrélateur croisé serait alors altéré par des signaux d'écho du code A arrivant au récepteur en même temps que le code B. Ceci déterminerait

des crêtes "fantômes" dans la réponse à impulsions de sortie.

La figure 7 illustre les exigences de synchronisation

du récepteur ainsi que la réponse à impulsions qui est reçue.

L'impulsion de signal émise 701 occupe une trame 702 de 100 ms dans le temps et les changements 703 et 704 de fréquence du récepteur ont lieu toutes les 100 ms en synchronisme avec les changements de fréquence des impulsions reçues. Le signal de sortie des circuits de corrélation est échantillonné en ce qui concerne la présence d'un signal émis pendant une fenêtre ou un intervalle de mesure 705 de 10 ms, qui est centré sur l'instant 706 lorsque le dernier étage du registre correspondant au code B doit être rempli par le premier bit de la seconde partie de l'émission codée. La fenêtre ou intervalle de mesure 705 est sélectionné de manière à être inférieur à l'intervalle de garde existant entre les deux moitiés A et B du code. Le signal de crête est mesuré dans

cette fenêtre 705 comme cela est décrit ci-après. Immédia-

tement avant la fenêtre ou l'intervalle 705 du signal, le niveau de bruit moyen est mesuré pendant l'intervalle de temps qui est indiqué par la ligne 707. A partir du rapport de ces deux quantités, il est possible de calculer le rapport signal/bruit 708 pour cette fréquence particulière. Le gain du récepteur est continuellement contrôlé en mesurant le niveau 709 de commande de gain automatique du récepteur radio

dans chaque trame d'impulsion de 100 ms. La mesure est effec-

tuée un court instant après le changement 704 de fréquence de manière à permettre l'établissement (710) de la commande

de gain automatique du récepteur.

Le traitement du signal de sortie provenant des com-

parateurs ou corrélateurs croisés 405 et 406 est représenté plus en détail sur la figure 8. Le signal en phase de la bande de base qui apparaît au niveau de la sortie 512 et le signal en quadrature apparaissant au niveau de la sortie 513 et provenant du détecteur de signaux synchrone représenté sur la figure 5 sont connectés aux entrées 801 et 802 de circuits de comparaison ou de corrélation croisés 803 et

804 correspondant respectivement aux valeurs réelle et ima-

ginaire. Les signaux de sortie provenant des circuits de corrélation représentant la réponse à impulsions complexe sont connectés à un ensemble 805 qui fournit le module des signaux de sortie. Plus précisément, les signaux de sortie sont connectés à des circuits de mise au carré respectifs 806 et 807 et les sorties de ces circuits sont combinés dans un circuit de sommation 808, la racine carrée de cette somme étant prise dans un circuit 809. Le signal de réponse à impulsions apparaissant au niveau de la sortie 810 est

échantillonné pendant la période de la fenêtre ou inter-

valle de mesure 705 par un détecteur 811 de crête et cette crête est ensuite convertie en un signal de niveau à nombre

binaire qui est mesuré en dB dans un circuit de niveau 812.

Le niveau de commande automatique de gain du récepteur 401

qui est représenté sur la figure 4 est modifié par l'ajus-

tement de l'origine et de la pente de sa courbe de réponse.

Le signal de commande automatique de gain du récepteur,

qui est mesuré comme représenté sur la figure 7, est connec-

té à une première entrée d'un amplificateur différentiel 813, dont la seconde tension d'entrée est ajustable de

manière à permettre de régler le niveau zéro de l'ampli-

ficateur. Le signal de sortie provenant de l'amplificateur 813 d'ajustement d'origine est connecté à une première

entrée d'un second amplificateur différentiel 814 compor-

tant une boucle de réaction ajustable correspondant à sa seconde entrée de manière à permettre de régler la pente du signal de commande automatique de gain. Le signal de commande automatique de gain ajusté ou signal de sortie provenant de l'amplificateur 814 est mis sous forme numérique

dans un convertisseur analogique-numérique 815 à 7 bits.

Les ajustements sont effectués de telle sorte que le signal

de sortie numérique provenant du convertisseur analogique-

numérique 815 se présente sous la forme d'un rapport en dB par rapport à 1 jpV. Ce signal de sortie numérique est ensuite ajouté, dans un additionneur binaire 816, au niveau de réponse à impulsions de crête mesuré, qui est également converti en dB,de manière à fournir le signal de sortie

désiré 817.

Il est nécessaire de mesurer le niveau du signal de sondage en utilisant cette technique particulière du fait

que des indications de mesure sont parfois nécessaires lors-

que le rapport d'entrée signal/bruit de l'ensemble a une

valeur faible.

Le gain de traitement de l'ensemble de réception

fournit un rapport signal/bruit de sortie qui est considé-

rablement meilleur que celui qui est appliqué à l'entrée de ce dernier. Mais le niveau du signal de sortie réel, c'est-à-dire le niveau de crête de la réponse à impulsions, va dépendre de la valeur du rapport d'entrée signal/bruit qui est appliquée au récepteur radio. En attendant, le niveau de commande de gain automatique du récepteur représente le

signal d'entrée total appliqué à l'appareil radio, qui com-

prend normalement le signal de sondage et/ou tout bruit.

Cependant, cette commande de gain automatique est utilisée

pour donner la certitude que le niveau de sortie audio prove-

nant du récepteur sera constant, indépendamment du rapport signal/bruit d'entrée. Par conséquent, il s'ensuit que le

niveau du signal de sondage qui est appliqué aux compara-

teurs ou corrélateurs croisés et qui provient de ces derniers diminuera au fur et à mesure que le rapport signal/bruit

d'entrée appliqué au récepteur radio diminue.

Pour des rapports signal/bruit d'entrée ayant une

valeur supérieure à 10 dB, le signal appliqué aux compara-

teurs ou corrélateurs sera constant du fait que la commande

de gain automatique est "captée" par le signal de sondage.

Au-dessous de la valeur de 10 dB, la commande de gain automa-

tique est affectée par le signal et le bruit. Pour 0 dB, la commande de gain automatique du récepteur fonctionne sur des niveaux égaux de bruit et de signal, de telle sorte que le niveau du signal de sortie sera inférieur à 3 dB. Pour des rapports signal/bruit d'entrée inférieurs, le niveau

du signal de sortie sera proportionnellement plus faible.

Une identification correcte des signaux de sondage peut être réalisée en utilisant le circuit qui est représenté sur la figure 9. Le module du signal de réponse à impulsions apparaissant au niveau de la sortie 810 et provenant du détecteur de núveau de signaux reçus représenté sur la figure 8 est connecté à l'entrée 901 d'un multiplexeur 902a qui

est disposé à l'entrée d'une mémoire 902 de registre à déca-

lage à recirculation rythmée par des impulsions d'horloge à 10 kHz. La réponse à impulsions appliquée au niveau de l'entrée 901 est également connectée à un détecteur 903 de crête, qui mesure le signal de crête dans la fenêtre ou l'intervalle de temps 705 comme le faisait le détecteur de crête 811 faisant partie du montage représenté sur la figure

8. Le signal de sortie provenant de la mémoire de recircula-

tion 902 est connecté à un ensemble de calcul 904 qui cal-

cule la valeur moyenne du bruit pendant la période 707 qui

est représentée sur la figure 7 avant la fenêtre ou l'inter-

valle 705 de mesure de crête. Les signaux de sortie provenant de l'ensemble 904 de calcul de bruit et du détecteur 903 de signaux de crête sont des nombres binaires à 7 bits qui sont comparés dans un circuit de comparaison 905 conçu de manière à fournir une valeur de sortie binaire "1" si le rapport signal/bruit > 8 dB et une valeur binaire "0" dans tous les

autres cas.

Par conséquent, pour chaque impulsion il apparait un état "1" ou un état "0" selon que la fréquence fournit

un canal de sondage utilisable ou non. A une vitesse d'émis-

sion de 10 sautillements de fréquence pseudo-aléatoire par seconde, il existera un flux à 10 b/s de bits par seconde en même temps que des caractéristiques de niveau de signal et de réponse à impulsions qui sont relayés en retour à un récepteur-émetteur de télécommunications disposé au même endroit que l'émetteur de sondage de manière à permettre à l'émetteur de télécommunications d'optimiser les fréquences sélectionnées pour établir des communications selon le trajet de sondage. Des fonctions de diffusion pour chaque canal peuvent être obtenues à partir des impulsions de sondage

reçues et des caractéristiques pour peut-être plusieurs cen-

taines de fréquences peuvent être accumulées en une minute ou à peu près. Ces caractéristiques peuvent ensuite être mises à jour à la vitesse de balayage. La puissance des signaux reçus (dB pV) et la structure de modepour chaque fréquence essayée peut être emmagasinée pour attendre une interrogation et un traitement ultérieurs pour peut-être décider quelle fréquence ou fréquences ont la probabilité la plus élevée de propager un signal émis avec une distor- sion minimale et avec le rapport signal/bruit reçu le plus élevé. Des essais ont montré qu'il serait nécessaire, lors de certaines occasions, de changer de fréquence jusqu'à

200 fois en une journée pour maintenir un circuit de télé-

communications possédant la puissance de signal reçue la

plus élevée possible. Cependant, ceci peut ne pas être néces-

saire en pratique du fait qu'un bon rapport signal/bruit est beaucoup plus important que la possession du signal le plus puissant. Ceci peut réduire de façon considérable le

nombre de changements de fréquence qui est requis.

Les premiers travaux expérimentaux ont été suffisam-

ment encourageants pour concevoir l'adoption d'installations

permettant une évaluation plus exhaustive d'un ensemble opé-

rationnel pour la gestion des télécommunications haute fréquence. Il est possible d'utiliser une structure de codage plus sophistiquée pour les impulsions de sondage de manière à permettre l'émission simultanée de données sur un réseau de sondage de radiodiffusion. Par conséquent, ces impulsions de sondage fourniront non seulement l'opérateur mobile avec

les caractéristiques du trajet radio mais fourniront égale-

ment des informations sur les niveaux d'interférence et la

disponibilité des canaux au niveau de la station de base.

Dans l'exemple le plus simple, deux codes binaires semi-

orthogonaux peuvent être utilisés pour représenter respec-

tivement une donnée "1" ou une donnée "0". Selon une exten-

sion de cette idée de base, on a découvert un ensemble de

512 codes binaires à 100 bits semi-orthogonaux. Par consé-

quent, en remplaçant l'unique code à 512 bits complémentaires par une séquence binaire à 100 bits de sélection de code, des informations codées ou à' données additionnelles peuvent

être émises pour aider à l'amélioration de la gestion géné-

raie des fréquences dans un ensemble de télécommunications.

Ces informations supplémentaires sont particulièrement avan-

tageuses si le dispositif de sondage doit être incorporé

dans un ensemble de gestion haute fréquence. Les informa-

tions ou données codées pourraient être utilisées pour transmettre: a) des niveaux d'interférence pour une fréquence

donnée au niveau de l'emplacement de l'émetteur de l'ensem-

ble de sondage (ou emplacement simultané);

b) chaque récepteur d'appel sélectif de la radio-

diffusion de sondage serait identifié par un numéro de code unique; c) la disponibilité des fréquences de radiodiffusion

et les fréquences déjà en cours d'utilisation seraient iden-

tifiées;

d) des instructions de commande de puissance rayon-

née pourraient être transmises sur la radiodiffusion de sondage pour augmenter ou réduire la puissance; e) des requêtes de commande d'erreur de message pour retransmission des messages pourraient être effectuées; et f) des instructions techniques de liaison et d'autres

instructions telles que des signaux d'entrée cryptographi-

ques, des vitesses de données, des urgences de message, des indications de service étant utilisées (par exemple

radiotélétype ou fac-similé), etc...

Un ensemble de gestion de canaux haute fréquence lié à une station de radiodiffusion de sondage pourrait fournir des possibilités très importantes pour la commande automatique des ensembles de télécommunications à partir de nombreuses stations à distance (mobiles dans l'air, sur terre et sur mer) de manière à travailler en liaison avec

une station de commande unique avec une fiabilité, une dis-

ponibilité et un rendement élevés.

Etant donné une capacité de sélectionner une fré-

quence opérationnelle ayant des caractéristiques de propa-

gation spécifiques, l'utilisateur des télécommunications pourrait choisir de sélectionner un canal possédant un ou plusieurs des paramètres suivants: (1) pertes de trajet radio minimales (2) niveau d'interférence minimal (3) Structure de trajet de mode unique (4) fréquence utilisable la plus élevée (lorsqu'un

autre récepteur quelconque plus proche que la distance sépa-

rant le récepteur et l'émetteur sera incapable de recevoir

le signal d'émission par l'intermédiaire d'une onde iono-

sphérique) ou bien

(5) rapport signal/bruit reçu maximal.

En pratique, il s'avère que la plupart des trajets de propagation apparaissant naturellement tendent à être perturbés par des valeurs d'interférence significatives, provenant principalement d'autres utilisateurs. Ceci a lieu du fait qu'un trajet qui peut propager un signal pour un utilisateur particulier peut probablement en faire de même

pour d'autres utilisateurs, particulièrement si les émet-

teurs et les récepteurs sont plus ou moins disposés au niveau du même emplacement géographique. Heureusement, la plupart des signaux haute fréquence sont cependant à bande étroite et il en résulte que les interférences provenant de ces autres utilisateurs peuvent presque toujours être

évitées par une simple modification de la fréquence de fonc-

tionnement, selon quelques kHz, pour atteindre un canal relativement plus tranquille pour le fonctionnement. Ainsi, l'invention fournit un moyen permettant d'effectuer un sondage de fréquences en temps réel, qui peut être conçu

de manière à s'accorder automatiquement sur la ou les fré-

quences optimales.

Il est bien entendu que la présente invention n'a

été décrite et représentée qu'à titre explicatif mais nul-

lement limitatif et qu'on pourra y apporter toutes modifica-

tions utiles, notamment dans le domaine des équivalences

techniques, sans sortir de son cadre.

Claims (13)

REVENDICATIONS

1. Ensemble de sondage ionosphérique destiné à four-

nir des informations pour la gestion des fréquences pour

les télécommunications haute fréquence, comprenant un émet-

teur radio haute fréquence comportant un moyen de sélection de fréquence fonctionnant de telle sorte que des impulsions

d'énergie puissent être émises à des fréquences respecti-

ves sélectionnées dans la plage des fréquences radio haute fréquence et un récepteur radio haute fréquence à

distance comportant un moyen de sélection de fréquence sus-

ceptible d'être programmé de manière à sensibiliser le récep-

teur à la séquence des fréquences émises, caractérisé par le fait que l'émetteur comprend un moyen de modulation (201)

destiné à moduler chaque impulsion émise avec un code possé-

dant une fonction (317) d'autocorrélation. à impulsions et que le récepteur comprend un moyen de corrélation (405) destiné à établir la corrélation entre le signal reçu pendant chaque intervalle d'impulsion avec une réplique du code émis et à produire un signal de sortie indiquant la détection d'un

signal émis.

2. Ensemble suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que le code est un code complémentaire (311)

possédant deux parties dont les fonctions (312) d'auto-

corrélation séparées s'ajoutent pour fournir une fonction

(317) à impulsions.

3. Ensemble suivant l'une des revendications 1 ou

2, caractérisé par le fait que le code peut être sélectionné à partir d'une pluralité de codes et que le récepteur est

susceptible de recevoir les codes et de faire la distinc-

tion entre ces derniers, grâce à quoi des informations peu-

vent être émises au moyen de la sélection des codes.

4. Ensemble suivant l'une quelconque des revendica-

tions 1 à 3, caractérisé par le fait que l'émetteur comporte un modulateur-démodulateur (211) à code horaire et un circuit de commande (207) de modulation connectant sélectivement

le code (203) de sondage ou le code horaire au moyen de modu-

lation, et que le récepteur comporte un modulateur-démodula-

teur (412) à code horaire similaire, destiné à fournir des

informations sur l'instant du jour et à faciliter la synchro-

nisation du récepteur avec le signal reçu.

5. Ensemble suivant l'une quelconque des revendica-

tions 1 à 4, caractérisé par le fait qu'il comprend un cir- cuit de détection (501-513) de signaux synchrones comprenant un moyen pour compenser les variations de fréquence et de

phase apparaissant dans la fréquence de porteuse reçue.

6. Ensemble suivant la revendication 5, caractérisé

par le fait que le signal reçu est connecté à des détec-

teurs (503, 504) de produits sinus et cosinus, et qu'un signal (505) de fréquence locale est connecté aux détecteurs de produits, la fréquence locale étant obtenue à partir du

signal de porteuse émis après l'élimination de la modula-

tion par filtrage à partir du signal reçu, les sorties (512, 513) des détecteurs de produits étant ensuite connectées à

des circuits (803, 804) de comparaison ou corrélation croi-

sée réel et imaginaire respectifs et les sorties de ces

circuits de comparaison ou corrélation croisée étant combi-

nées de manière à fournir la réponse (810) à impulsions à

module insensible à la phase.

7. Ensemble suivant l'une quelconque des revendi-

cations 1 à 6, caractérisé par le fait que le récepteur com-

porte une commande de gain automatique et que l'ensemble comprend un moyen pour mesurer le niveau de la commande de

gain automatique pendant chaque impulsion reçue.

8. Ensemble suivant la revendication 7, caractérisé par le fait qu'il comprend un moyen (813, 814) destiné à modifier le niveau de commande de gain automatique mesuré pour le récepteur de telle sorte que le niveau de la réponse

à impulsions de crête mesuréepeut être étalonné.

9. Ensemble suivant la revendication 8, caractérisé par le fait qu'il comprend un moyen pour mesurer le niveau

de bruit moyen dans le récepteur avant une fenêtre ou inter-

valle de mesure lorsque la réponse à impulsions de crête

est mesurée.

10. Ensemble suivant la revendication 9,caractérisé

--L. 2714777

par le fait qu'il comprend un circuit de comparaison (905) de telle sorte qu'un signal de sortie est produit chaque fois que la valeur de crête mesurée dépasse le niveau de

bruit moyen selon une quantité prédéterminée.

11. Ensemble suivant la revendication 10, caractérisé par le fait que le récepteur comprend un moyen (811, 812) destiné à enregistrer la puissance du signal reçu mesurée en dB, le niveau de bruit mesuré et la structure de mode

(réponse à impulsions) pour chaque fréquence émise.

12. Ensemble suivant l'une quelconque des revendi-

cations 1 à 11, caractérisé par le fait que les fréquences émises (301306) sont sélectionnées de façon pseudo-aléatoire et sont distribuées d'un bout à l'autre de la bande haute fréquence.

13. Ensemble suivant la revendication 12, caractérisé par le fait que chaque impulsion de fréquence (301-306) est à bande étroite et a une valeur inférieure à environ

i kHz.