FR2706231A1 - Installation de radio-téléphonie à terminaux mobiles avec liaison par satellite. - Google Patents

Abstract

Dispositif de correction du déplacement Doppler dû au satellite-relais dans une liaison de radiotéléphonie numérique. La station de base crée un burst de synchronisation FCCHD qui remplace le burst de synchronisation FCCH habituel et de fréquence fixe. La fréquence instantanée (fi) varie, pour ce burst FCCHd, suivant une loi connue, par exemple une somme de deux lois linéaires pendant la durée du burst, avec des coefficients différents (8, 9, Figure 3). Le temps (tau) de début de ce burst FCCHD est calculé par une règle de trois. Le déplacement Doppler (d) est calculé par élimination des autres termes du signal reçu et analyse spectrale. La correction du déplacement Doppler est effectuée par correction de la fréquence de l'Oscillateur Local de démodulation.

Description

INSTALLATION DE RADIO-TELEPHONIE A TERMINAUX MOBILES

AVEC LIAISON PAR SATELLITE

La présente invention se rapporte à une installation de Radio- téléphonie numérique à terminaux mobiles, dits "téléphones de voiture", cette installation étant apte à utiliser une liaison par

satellite défilant en orbite basse.

S'agissant d'une installation de Radio-

téléphonie numérique mobile à liaison purement terrestre classique, la couverture radioélectrique est actuellement organisée de la façon suivante: La surface terrestre de couverture est découpée en une mosaïque de cellules hexagonales dont le rayon peut, en fonction de l'environnement, être compris entre un et trente-cinq kilomètres. En rase campagne il est de l'ordre de trente-cinq kilomètres, tandis qu'il est de l'ordre de un à trois kilomètres en agglomération. Une station de base fixe, ou "BSS" ("Base Station System"), est placée au centre de chaque cellule hexagonale de couverture et est chargée de la liaison radioélectrique avec tous les terminaux mobiles

qui sont situés dans le périmètre de cette cellule.

Elle rassemble donc tous les équipements radioélectriques nécessaires à la couverture d'une cellule. Une installation de Radio-téléphonie mobile de ce type a à sa disposition deux bandes de fréquences différentes: une première bande de fréquences qui est affectée à la transmission des informations allant du terminal mobile vers la station de base, et une deuxième bande de fréquences qui est affectée à la transmission des informations allant de la station de base vers le terminal mobile. Chacune de ces deux bandes de fréquence comporte un certain nombre de fréquences porteuses espacées de kilohertz l'une de l'autre, et définissant un nombre correspondant de canaux fréquentiels qui sont

chacun d'une largeur de 200 Kilohertz par exemple.

Les signaux modulants ne sont pas émis en permanence sur chaque porteuse, mais ils sont émis par paquets ou "bursts". La durée d'un burst est

actuellement typiquement de 0,577 millisecondes.

L'émission se fait sur chaque porteuse par trames périodiques successives qui sont typiquement subdivisées en huit intervalles de temps qui comportent chacun un paquet ou burst. Chaque trame a par exemple une durée de 4,615 millisecondes. Chaque burst forme donc un canal physique sur lequel il est possible de

multiplexer un certain nombre de canaux logiques.

Il existe deux types de paquets d'information, ou bursts, transmis: les paquets "normaux" ("normal bursts") qui servent à l'échange des données d'information (conversations téléphoniques) avec les terminaux mobiles, et correspondant donc à des canaux de trafic, les paquets "d'accès" ("access bursts") qui sont utilisés pour permettre l'accès initial des terminaux au réseau: ils définissent les

canaux de signalisation.

En fait, chaque station de base dispose d'un jeu de porteuses, typiquement huit ou seize porteuses, qui servent à acheminer la signalisation et le trafic. En particulier, il existe une porteuse appelée BCH ("Broadcasting CHannel") qui achemine la signalisation

permettant l'accès initial des terminaux au réseau.

Lors de sa mise sous tension, un terminal téléphonique mobile procède aux opérations suivantes: - il écoute successivement l'ensemble des porteuses reçues et, pour chacune d'elles, mesure la puissance électrique reçue ou RSSI ("Received Signal Strength Intensity"), ce qui lui permet de sélectionner les porteuses émises par la station de base qui, par sa zone de couverture, lui est en fait géographiquement associée; - une de ces porteuses correspond au BCH précité, et elle émet périodiquement une trame qui comporte un burst de fréquence fixe, ditFCCH ("Frequency CHannel") et un burst de synchronisation dit SCH ("Synchronisation CHannel"): le terminal recherche en conséquence, parmi les porteuses sélectionnées, la présence éventuelle d'un burst FFCH et il procède alors à une synchronisation fréquentielle; - il procède enfin à une synchronisation temporelle fine à l'aide du burst SCH de la

porteuse BCH qui correspond à ce burst FFCH.

L'accès de ce terminal au réseau est alors réalisé et l'utilisateur peut alors dialoguer avec son correspondant via la station de base dont il dépend du

point de vue géographique.

L'invention a pour objectif de réaliser une installation de radiotéléphonie numérique mobile avec liaison par satellite entre chaque terminal et sa station de base terrestre, une telle installation réutilisant dans la mesure du possible les systèmes déjà mis en oeuvre dans le cadre des liaisons purement terrestres existantes, afin de minimiser le nombre de modules supplémentaires à développer et par conséquent la taille et le volume du terminal portatif. Il est ainsi en particulier possible de réaliser une

installation qui utilise des terminaux bi-modes, c'est-

à-dire susceptibles d'être utilisés à la fois dans un réseau purement terrestre existant et dans le réseau de radio-téléphonie mobile par satellite actuellement en projet. Le principe d'une telle installation est d'utiliser le satellite, qui défile en orbite basse à une altitude par exemple d'environ 1390 kilomètres et selon une vitesse par exemple de l'ordre de 7,2 kilomètres par seconde, comme relais entre le terminal

mobile et sa station terrestre de base.

Le satellite reçoit donc l'onde radioélectrique en provenance de la station de base et la réémet en direction du terminal. Le rôle joué par ce satellite est un simple rôle de "miroir": il transmet tel quel le signal qu'il reçoit de la station de base, en

effectuant tout au plus une transposition de fréquence.

Cependant, lors de sa réception, le signal reçu par le terminal téléphonique est affecté d'un déplacement fréquentiel dû à l'effet Doppler, car le satellite se déplace par rapport à ce terminal. Ce déplacement fréquentiel Doppler dépend de la vitesse et de la position relative du satellite par rapport au terminal téléphonique, qui lui-même peut être considéré comme fixe même s'il est embarqué sur un véhicule automobile. Trois cas sont possibles: le satellite se rapproche du terminal téléphonique: dans ce cas le déplacement Doppler est positif; sa valeur est maximale lorsque le satellite apparaît à l'horizon, et est alors typiquement de l'ordre de 45 kilohertz, et elle diminue au fur et à mesure du rapprochement du satellite; le satellite est au zénith: dans ce cas la valeur du déplacement Doppler est nulle; le satellite s'éloigne du terminal téléphonique: le déplacement Doppler est alors devenu négatif; il augmente en valeur absolue au fur et à mesure de l'éloignement du satellite pour atteindre une valeur maximale typiquement de l'ordre de 45 kilohertz lorsque le satellite

disparait à l'horizon.

Or, la bande de base ayant une largeur de 90 kilohertz, il n'est pas possible de négliger le déplacement fréquentiel du spectre du signal dû à cet

effet Doppler.

D'une part en effet la fréquence du signal BCH, qui devrait être fixe pour que l'on puisse se synchroniser sur elle, varie en permanence de sorte que la synchronisation est impossible. D'autre part, la fréquence de ce signal, qui est normalement de 67,708 kilohertz par exemple et est donc comprise dans la bande passante du terminal qui est elle-même comprise entre 0 et 90 kilohertz, vient à sortir de cette bande passante lorsque le déplacement Doppler est positif, ce

signal BCH étant alors perdu, et donc inutilisable.

Le système ne peut alors finalement pas fonctionner puisque le terminal mobile ne peut pas se

synchroniser sur le réseau.

A-noter que le déplacement du satellite, et donc l'effet Doppler, est sans inconvénient notoire sur le fonctionnement de la station de base, qui est fixe et qui fonctionne par ailleurs en permanence. Le trajet de chaque satellite est en effet connu avec précision pour chaque station terrestre fixe, et il est alors possible de prévoir, pour chaque station de base, un algorithme

de correction de l'effet Doppler.

L'invention vise donc aussi à remédier à cette impossibilité de synchronisation du terminal téléphonique, due au déplacement fréquentiel Doppler

engendré par le déplacement du satellite.

A noter qu'il existe bien des systèmes, en particulier utilisés sur les navires, qui utilisent un

satellite géo-stationnaire pour lequel il n'y a bien-

entendu pas de déplacement fréquentiel Doppler

suffisamment important pour être pris en compte.

Cependant, les satellites défilant en orbite basse ont été préférés dans le cadre du présent projet pour des raisons bien évidentes de capacité de trafic et de temps de propagation des ondes radioélectriques entre

la terre et le satellite.

L'invention se rapporte à ces effets à une installation de radiotéléphonie numérique à terminaux mobiles, cette installation étant apte à utiliser une liaison par satellite défilant en orbite basse, et se caractérisant en ce que, afin de permettre l'accès d'un terminal téléphonique sur le réseau en dépit du déplacement fréquentiel Doppler (d) qui est engendré par le déplacement du satellite: - Chaque station terrestre de base est équipée de moyens pour, lorsqu'elle est en liaison avec un terminal via le satellite, émettre ainsi vers ce terminal, au lieu du classique burst FCCH- de fréquence fixe et normalement destiné, pour une liaison terrestre directe, à la synchronisation fréquentielle des divers terminaux mobiles, un autre burst FCCHd qui remplace ce burstFCCH et dont la fréquence instantanée, au lieu d'être fixe, varie au cours de la durée de ce burst FFCHd suivant une loi connue, par exemple une somme de deux lois linéaires avec des coefficients différents; - le terminal est équipé de moyens pour: classiquement choisir les porteuses à scruter en fonction du champ reçu et mesuré; parmi ces porteuses sélectionnées, choisir celle qui contient un burstFCCHd; procéder alors, sur les deux voies en quadrature (I) et (Q), à l'acquisition du signal reçu avec un nombre (N) d'échantillons suffisant pour effectuer le calcul qui va suivre et au stockage d'échantillons sI(t) et SQ(t), t étant la variable "temps" (représentation continue); effectuer alors et enregistrer les divers produits si(kT).sQ(kT), kT étant alors la variable "temps" (représentation discrète, T désigne la période d'échantillonnage, k un indice entier);

procéder alors à un filtrage numérique passe-

bas afin d'éliminer la composante de plus haute fréquence; procéder ensuite à l'analyse spectrale du signal filtré ainsi obtenu afin de déterminer la différence (fr) des fréquences instantanées au moment de ladite acquisition à partir des séquences d'échantillonnage sur ces deux voies en quadrature; connaissant la durée (TB) dudit burst FFCHd ainsi que les fréquences instantanées (f I) et (fQ) sur chacune des deux voies en quadrature (I) et (Q) d'un démodulateur en quadrature en fin de ce burst, calculer l'intervalle de temps (Z) qui sépare le début réel de ce burst FFCHd du début de ladite acquisition par la formule: = TB. ft 2 (fI-fQ) o f. est déterminée par analyse spectrale, et o fI est supposée supérieure à fQ; synchroniser alors le terminal sur le début, maintenant connu, de ce burst FCCHd; déterminer alors la valeur absolue du déplacement Doppler (d) en procédant à l'acquisition d'un burst FCCHd complet sur une des deux voies en quadrature (I) ou (Q) dudit récepteur au moyen d'un stockage d'échantillons, puis en traitant si nécessaire ce signal ainsi stocké, et par ailleurs affecté dudit déplacement Doppler (d), afin de n'en conserver que le terme en cosinus, ou sinus, de (2Wrdt), additionné d'un terme de phase (Y), et enfin en procédant à l'analyse spectrale du signal ainsi obtenu pour en déduire la valeur dudit déplacement Doppler (d); déterminer le signe de ce déplacement Doppler (d) en procédant de même façon au calcul de deux déplacements Doppler (dl) et (d2) à des intervalles successifs suffisamment longs, de l'ordre d'au moins une à plusieurs secondes par exemple, et en calculant la différence en valeur absolue Id21-ldlI de ces deux déplacements afin d'en déduire le sens de variation du déplacement Doppler (d) et donc son signe; et enfin à compenser, dans ce terminal, ce déplacement fréquentiel Doppler (d) en utilisant, pour la démodulation du signal d'informations reçu en provenance du satellite, un Oscillateur Local dont la fréquence n'est pas la fréquence fixe (fo) habituelle pour une telle démodulation, mais est égale à cette fréquence (fo) affectée de la valeur de ce déplacement Q

fréquentiel Doppler (d).

Selon une première forme préférentielle de réalisation, ladite détermination de la valeur absolue du déplacement Doppler (d) s'effectue: - en procédant à l'acquisition d'un burst FCCHd complet, au moyen d'un stockage d'échantillons, sur l'une quelconque de ces deux voies en quadrature (I) ou (Q) dudit récepteur; - puis en traitant, de manière échantillonnée, ce burst FCCHd ainsi acquis de la façon suivante: le signal est séparé en deux voies et déphasé de + 90 sur une de ces deux voies; sur la voie non déphasée de + 90, le signal est multiplié, à l'aide d'un premier multiplicateur, par un autre signal ayant une variation de fréquence linéaire en fonction du temps, recréé par le terminal, et identique, à un facteur de proportionalité près, au signal représentatif, sur cette voie (I) ou (Q), dudit récepteur du burst FCCHd tel qu'il est à l'origine émis par la station terrestre de base; sur l'autre voie, le signal déphasé de + 90' est multiplié, dans un second multiplicateur, par ledit autre signal recréé par le terminal, après que cet autre signal ait été lui- aussi déphasé de + 90; les signaux respectifs alors obtenus en sortie de ces deux multiplicateurs sont additionnés; et le signal alors obtenu est soumis à une analyse spectrale, le résultat de cette analyse spectrale étant la valeur absolue cherchée dudit

déplacement Doppler (d).

Selon une autre forme préférentielle de réalisation, le coefficient de linéarité précité pour la variation de la fréquence instantanée est choisi égal à zéro sur la voie Q par exemple, o la fréquence est donc fixe et est par ailleurs choisie égale à zéro, pendant toute la durée dudit burst FCCHd de sorte qu'alors ladite détermination de la valeur absolue du déplacement Doppler (d) s'effectue simplement: en procédant à l'acquisition d'un burst FCCHd- complet, au moyen d'un stockage d'échantillons, sur la voie en quadrature dudit récepteur,. puis en procédant alors directement à l'analyse spectrale de ce signal ainsi échantillonné pour en

déduire la valeur dudit déplacement Doppler (d).

De toute façon, l'invention sera bien comprise, et ses avantages et caractéristiques ressortiront

mieux, lors de la description suivante d'un exemple non

limitatif de réalisation, en référence au dessin schématique annexé dans lequel: - Figure 1 schématise une disposition spatiale possible pour la station terrestre de base, deux terminaux mobiles et un satellite; Figure 2 donne les deux courbes de variation de la fréquence instantanée des deux signaux du burst de synchronisation qui ont été émis par cette station terrestre de base; - Figure 3 donne les deux courbes de variation de la fréquence instantanée de ces deux mêmes signaux tels qu'ils sont reçus par un terminal mobile; - Figure 4 montre la constitution temporelle de la multitrame de signalisation contenant les bursts FCCH et SCH émise par la station terrestre sur le "time slot" TN O de la fréquence porteuse BCH;- Figure 5 est un schéma synoptique du dispositif de synchronisation du terminal mobile; - Figure 6 est un synoptique d'une forme générale de réalisation du dispositif de détermination de la valeur absolue du déplacement Doppler; - Figure 7 est un synoptique d'une forme simplifiée de cette même détermination de la valeur absolue du déplacement Doppler; Figure 8 est un schéma synoptique du dispositif de détermination du signe de ce déplacement Doppler; - Figure 9 est un schéma synoptique du dispositif de correction de cet effet Doppler; et - Figure 10 est un schéma synoptique du dispositif de suivi du déplacement Doppler qui peut équiper le

dispositif de correction selon Figure 9.

Sur la Figure 1, un premier terminal téléphonique mobile 1, ou "radiotéléphone", est supposé se trouver, sur la surface terrestre 2, à très faible distance d'une station terrestre de base 3, cette distance étant comprise dans la relativement faible zone de couverture terrestre de cette station de base 3. La liaison entre le terminal 1 et la station de base 3 est alors une liaison numérique hertzienne et bi- directionnelle directe. Il s'agit par exemple d'une liaison numérique de type "GSM" connue en soi, et les circuits du terminal mobile 1 et de la station de base

3 sont prévus en conséquence.

Un autre terminal numérique mobile 4, identique au terminal 1, est en revanche positionné en dehors de

la zone de couverture de la station de base 3.

La liaison hertzienne bi-directionnelle entre la station terrestre 3 et le terminal mobile 4 s'effectue via un satellite-relais 5 qui défile en orbite basse à une vitesse d'environ 7,2 km/sec et une altitude d'environ 1390 km. Ce satellite se contente de recevoir et de réémettre le signal, avec une éventuelle transposition de fréquence. Il n'effectue pas d'autre traitement sur ce signal, et joue donc simplement un rôle de miroir réflecteur. Sa durée de visibilité pour une station mobile est d'une dizaine de minutes, mais un autre satellite est prévu pour le relayer ensuite afin de pouvoir poursuivre l'éventuelle conversation

téléphonique en cours.

Comme mentionné précédemment, il convient, pour permettre l'accès du terminal 4 sur le réseau téléphonique via le satellite 5 et grâce à la station terrestre de base 3, de prendre en compte le déplacement fréquentiel Doppler d qui est dû au

défilement du satellite 5, et qui varie en permanence.

La station terrestre 3 et le terminal 4 sont équipés de moyens qui permettent à ce terminal d'accéder au réseau malgré ce déplacement Doppler. Ces

moyens seront maintenant décrits.

Selon une avantageuse caractéristique de l'invention, l'installation est "bi-mode", c'est-à-dire qu'elle permet d'utiliser un même terminal aussi bien pour le système terrestre existant (liaison directe GSM) que pour le système utilisant un satellite 5 pour assurer la liaison, ce caractère bi-valent étant obtenu sans modification substantielle des circuits "hardware"

d'origine de ce terminal.

Le moyen général basique qui est le coeur de la présente invention consiste à demander à la station terrestre fixe 3 de substituer, en cas de liaison par l'intermédiaire du satellite 5, au burst classique FCCH de fréquence fixe et normalement destiné, pour une liaison terrestre directe, à la synchronisation fréquentielle des divers terminaux mobiles tel que le terminal 1 précité, un burst de remplacement que l'on appellera FCCHd et dont la fréquence instantanée fi, au lieu d'être fixe comme dans le système traditionnel, varie suivant une loi connue, par exemple une somme de deux lois linéaires pendant toute la durée de ce burst,

avec des coefficients différents.

Concrètement, ceci consiste à remplacer la sinusoïde pure du burst FCCH traditionnel par le signal suivant: sur la voie I d'un émetteur traditionnel: si(t) = cos (21fI t2) TB o t est la variable temps qui varie entre le temps t=O qui correspond au début de ce burst FFCHd et le temps t=TB qui correspond à la fin de ce burst, et o 2 fI est la fréquence instantanée en fin de ce même burst et sur cette voie I Sur la voie Q de l'émetteur précité: SQ (t) = sin (2ffQ t_) TB o 2fQ est la fréquence instantanée en fin de burst et sur cette voie Q. On note alors bien que la fréquence instantanée, qui est comme on le sait proportionnelle à la dérivée du terme de phase, c'est à dire du terme: 2Wf1f t2 pour la voie I TB et 2iTrfQ t2 pour la voie Q Q t2 varie alors linéairement avec le temps t en ayant une même valeur pour t=O (début du burst) et des valeurs différentes (2fI et 2fQ respectivement) en fin de burst (t=TB). Graphiquement parlant, la variation avec le temps, et pendant la durée du burst FCCHd tel qu'il est émis par la station de base 3, de la fréquence instantanée fi est représentée, sur le graphique de la Figure 2 pris dans le cas général, par le segment de droite 6 pour la voie I de l'émetteur précité et par le segment de droite 7 pour la voie Q. En revanche, les fréquences instantanées des signaux associés aux voies I et Q du récepteur et obtenues après démodulation d'un burst FCCHd reçu à un instant donné, après réflexion sur le satellite 5, sont affectées du déplacement Doppler d, comme représenté

respectivement par les courbes 8 et 9 sur la Figure 3.

Les courbes selon Figure 2 et Figure 3 correspondent au cas le plus général, qu'il convient

bien sur d'expliquer ici.

En réalité, selon une caractéristique pratique et intéressante de l'invention, l'un des deux coefficients directeurs respectivement associés aux deux droites de variation de la fréquence instantanée peut être, pendant toute la durée du burst FCCHd,

choisi égal à zéro.

Cette disposition permet de simplifier l'installation, et elle sera détaillée ci-après, après

la description d'une forme néanmoins avantageuse du

traitement du cas général correspondant aux Figures 2

et 3, et qui sera faite dans l'immédiat.

La Figure 4 schématise la constitution temporelle de la multitrame de signalisation émise par la station de base fixe 3 sur le "time slot" TN 0 de la

fréquence porteuse BCH.

Une telle multitrame est typiquement composée de 51 trames de 8 bursts. L'incorporation des canaux logiques FCCHId et SCH est effectuée de la façon suivante: - le burst FCCHd précède toujours le burst SCH et ils sont séparés par 8 bursts consécutifs, soit une trame, - le burst FCCHd est séparé du burst FCCHd suivant par bursts consécutifs, soit 10 trames, - le burst SCH est également séparé du burst SCH

suivant par 80 bursts consécutifs, soit 10 trames.

Chacun de ces deux canaux logiques utilise donc 5

bursts dans la multitrame.

Typiquement, chaque burst a une durée de 0,577 millisecondes, de sorte qu'une multitrame complète a

une durée de 235,365 millisecondes.

La première opération que doit faire le terminal pour accéder au réseau via le satellite 5, est de procéder, sur la porteuse BCH qu'il a sélectionnée par mesure de la puissance électrique reçue (dite RSSI ou "Received Signal Strength Intensity"), à l'acquisition d'un burst -FCCHd. La recherche d'un tel burst FCCHd lui permet d'ailleurs de s'assurer qu'il est bien, sur la fréquence porteuse sélectionnée, en présence d'une

porteuse BCH.

La première opération que le terminal mobile va effectuer après qu'il ait sélectionné, par sa puissance, une porteuse qu'il pense être une porteuse BCH, est de tester, parmi les huit bursts de la trame véhiculée par cette porteuse, la présence d'un burst

FCCHd, repéré 10 sur la Figure 4.

Nous verrons ci-dessous comment peut être détectée la présence d'un tel burst parmi les autres, mais de toute façon chaque investigation est réalisée par l'acquisition, sur les deux voies en quadrature I et Q, d'un certain nombre suffisant N d'échantillons, par exemple une trentaine d'échantillons dans un

certain cas de figure, pour fixer les idées.

Cette acquisition des N échantillons nécessaires au traitement est effectuée pendant un temps tA (Figure 4). Sur la Figure 4, l'acquisition d'un burst, supposé ici être effectivement le burst FCCHd recherché 10, est

figurée par des hachures.

Cependant, même si cette acquisition est effectuée, comme en Figure 4, sur le burst FCCHd 10, il est bien évident qu'elle est commandée à un instant qui est à priori quelconque par rapport au début réel O (Figure 3) du burst FCCHd. Or le terminal doit pouvoir se synchroniser avec précision sur le début O de ce

burst FCCHd pour pouvoir accéder au réseau.

Il faut donc, pour pouvoir obtenir cette synchronisation, déterminer avec précision l'intervalle de temps qui sépare le début de l'acquisition des N

échantillons du début réel O du burst FCCHd.

Conformément à l'invention, cet intervalle de temps Z est déterminé, par un simple calcul de triangles semblables aboutissant à une règle de trois, de la façon suivante (voir Figure 3): Si l'on considère la Figure 3 d'un point de vue de pure géométrie plane, on constate la relation géométrique simple:

OZ' = AB

OTB CD

Or, le segment OTB a une valeur connue, qui correspond à la durée TB du burst. Il en est de même du segment CD, dont la valeur correspond à la différence des fréquences instantanées (connues) en fin de burst, respectivement 2fú et 2fQ. Le segment AB est la

1 Q

différence des fréquences instantanées 2fA et 2fB sur les voies I et Q dudit récepteur à l'instant de début d'acquisition des N échantillons: cette différence est

aisément déterminable par analyse spectrale.

La valeur du segment O7 que l'on recherche, se calcule alors simplement par la formule:

O E = OTB. AB

CD ou autrement dit par la règle de trois: -= TB.2F-2F = TB f fB

BA-Q B -

2fi-2 fQ fi fQ Finalement, l'architecture synoptique et logicielle qui permet de réaliser toute cette série d'opérations qui correspond à l'acquisition du burst BCHd 10 et à la synchronisation du terminal sur ce burst, est l'architecture dessinée en Figure 5, et qui sera

expliquée maintenant plus en détails.

En se référant à cette Figure 5, le signal analogique respectivement reçu, en bande de base, sur les deux voies en quadrature I et Q est, s'il s'agit d'un burst FCCHd, le suivant: sur la voie I: si(t) = cos (2l fI t2 + 2Wdt + Y) TB sur la voie Q: sQ(t) = sin (2'lfQ t2 + 2tdt +ô) TB o d est la valeur précitée du déplacement Doppler et

o T est le terme de déphasage.

Ces deux signaux sI(t) et SQ(t) sont chacun appliqués à un filtre passe-bas analogique respectif, 13 et 14, dont la fréquence de coupure fc est égale à la bande passante de fonctionnement, soit 90 kilohertz

dans cet exemple.

Ces filtres 13 et 14 ont classiquement pour but de s'affranchir des produits d'intermodulation parasites. Les signaux filtrés en sorties 15 et 16 des filtres analogiques 13 et 14 sont appliqués, pour être numérisés, à des convertisseurs analogique/numérique respectifs 17 et 18, qui sont synchronisés à la fréquence d'échantillonnage par un signal d'horloge H en provenance d'un bloc 19 qui est intégré à l'organe

logique central du terminal.

Deux bus, par exemple de format 8-bits, respectivement 20 et 21, relient ces convertisseurs analogique/numérique 17 et 18 à deux mémoires-tampon

respectives 22 et 23, qui sont synchronisées elles-

aussi par le signal d'horloge H. Chaque séquence de calcul comprend, sous commande du bloc 19, l'acquisition de N échantillons successifs de chacun des signaux numérisés sI(t) et sQ(t). Cette acquisition est schématisée, sur la Figure

4, par la partie hachurée du burst FCCHd 10.

Les échantillons successifs qui sont acquis par les mémoires-tampon, ou "buffers", 22 et 23, sont mélangés un à un dans un mélangeur, ou multiplicateur,

numérique 24.

Le signal numérique qui résulte de cette multiplication est alors le suivant, aux facteurs de proportionalité précités près: sI(t).sQ(t) =cos(2-fI t2 + 2 dt+).sin(2fYfQ t2 + 2?Wdt±) rE Ta soit, en développant: sI(t).sQ(t) = sin [4îÂdt+2!î(fI+fQ) t 2+2f).sin (2,r(ffQ)t2]

TB TB

dans le cas o il s'agit d'un burst FCCHd, ce que l'on

ne sait pas encore à ce stade.

Ce signal sI(t).sQ(t) est alors stocké dans une

autre mémoire-tampon 25.

Si maintenant il ne s'agit pas d'un burst FCCHd, mais d'un autre burst tel que les bursts 11 ou 12, ou un burst d'une porteuse qui, bien que choisie en raison de sa puissance, n'est pas la porteuse BCH recherchée, le signal analogique reçu est, à un facteur de proportionalité près: sur la voie I: si(t) = cos L4(t)+2lrdt+T] sur la voie Q: sQ(t) = sin [t(t)+2-Tdt+j o <'(t) est le signal d'information véhiculé par ce burst. Le produit si(t).sQ(t), qui est effectué par le multiplicateur numérique 24 et qui est stocké, échantillon par échantillon, dans la mémoire-tampon 25, est alors égal à: si(t). SQ(t) = sin (4kdt + 2 (t)+2f) Conformément à l'invention, les divers échantillons du produit sI(t).sQ(t) qui sont stockés dans cette mémoire-tampon, sont appliqués à un filtre passe-bas numérique 26, dont la fréquence de coupure fc est égale à celle de la bande passante du système

précité, soit 90 kilohertz dans l'exemple choisi.

Le signal filtré résultant est, échantillon par échantillon, stocké dans une autre mémoire-tampon 27, pour être finalement soumis, dans le bloc 28, à une analyse spectrale apte à déterminer, dans ce signal stocké, la présence ou l'absence d'une raie de fréquence correspondant à une sinusoïde pure présente dans l'intervalle de fréquence correspondant à la bande

de base (ici O à 90 KHz).

Dans le cas, qui vient juste d'être évoqué ci-

dessus, o en fait le burst sélectionné n'est pas un burst FCCHd, le produit précité obtenu: sin [4 dt + 2 (t) + 2 E correspond à une composante de fréquence supérieure à la fréquence maximale, soit 90 KHz, de la bande de base. Cette composante "haute-fréquence" est éliminée par le filtre passe-bas 26, de sorte que l'analyse spectrale 28 ne révèle aucune raie de fréquence, mais

seulement du bruit.

Comme montré symboliquement par le losange 29, la réponse à la question: "est-on en présence d'un burst FCCHd ?" est négative et il est appliqué au bloc de calcul 19 une information correspondante 30 qui déclenche en conséquence l'acquisition du burst de numéro d'ordre suivant. Si après quatre-vingts investigations successives de ce type, pour lesquelles tous les bursts d'une multitrame ont été traités, la réponse en 29 est toujours négative, c'est que la fréquence porteuse sélectionnée n'est pas la fréquence porteuse BCH de la station de base, et le terminal sélectionne en conséquence une autre porteuse de forte intensité, afin

d'y rechercher à nouveau la présence d'un burst FCCHd.

Si en revanche le burst sélectionné est, conformément à la Figure 4, bien un burst FCCHd, la composante de plus haute fréquence de la formule, donnée précédemment, qui résulte d'un calcul du produit si(t).sQ(t), est éliminée par le filtre passe-bas 26, de sorte que n'est stocké dans la mémoire-tampon 27 que le terme suivant: si(t).sQ(t) = - sin 20(fi-fQ) t 2, TB

toujours à un facteur de proportionalité près.

La fréquence instantanée fi d'un tel signal est représentée par la dérivée du terme: ( f-fQ) t2 TB et est donc égale à: fi = 2(fi-fQ) t TB L'analyse spectrale effectuée par l'analyseur 28 révèle alors nécessairement la présence d'une raie de fréquence correspondant à une sinusoïde pure, et la réponse à la question posée par le losange 29 est alors

positive: il s'agit bien d'un burst FCCHd.

Il est alors appliqué, par la liaison 31, une information de commande à un bloc 32 de calcul du temps À précité, qui sépare donc l'instant d'acquisition du premier échantillon du début de ce burst FCCHd, ce calcul étant bien-entendu effectué par la règle de

trois précitée.

Ce temps Z étant ainsi déterminé, le bloc 32 adresse, par une liaison 33, cette information au bloc de synchronisation 34 qui réalise alors en conséquence la synchronisation nécessaire du terminal sur le début du burst FCCHd 10. Le terminal est alors, à ce stade, synchronisé temporellement, c'est-à-dire qu'il sait se

positionner au début de chaque burst.

Ce qui vient jusqu'à présent d'être décrit en référence aux Figures 4 et 5 est valable aussi bien dans le cas général qui correspond à la Figure 3 que dans le cas particulier, assez avantageux, o un des deux coefficients directeurs d'une des deux droites de variation de la fréquence instantanée du signal émis est nul et le point de départ des deux lois de variation est l'origine des axes du schéma de la figure 3. La seconde étape de fonctionnement du terminal consiste alors à déterminer la valeur du déplacement

Doppler d.

Cette seconde étape sera explicitée en référence à la Figure 6 dans le cas général précité de la Figure 3, et en référence à la Figure 7 dans le cas particulier précité o l'un des deux coefficients directeurs respectivement associés aux deux droites de variation de la fréquence instantanée fi est choisi

égal à zéro.

Le moyen utilisé consiste alors, en procédant sur une seule voie en quadrature, par exemple la voie I selon Figure 6: A procéder, après avoir comme précédemment filtré (filtre passe-bas 13 précédemment décrit) puis numérisé (convertisseur analogique/numérique 17 précédemment décrit) le signal analogique: sI(t) = cos (2ifi t2 + 2'-dt+ ô) IsB

à l'acquisition échantillonnée du burst FCCHd complet.

Par exemple, on procède ainsi à l'acquisition de

M=156 échantillons de ce burst complet.

Le stockage de ces M échantillons est réalisé dans la mémoire-tampon 22 qui a été précédemment décrite

(voir Figure 5).

A séparer en deux voies 36 et 37 chacun de ces M échantillons, prélevés successivement dans la

mémoire-tampon 22.

A déphaser, dans le déphaseur 35, de +90 degrés le

signal présent sur la voie 37.

A multiplier, sur la voie 36 qui n'est pas déphasée de +90 degrés, dans un premier multiplicateur 38, le signal présent sur cette voie par un autre signal 39, qui est synthétisé, numérisé, et échantillonné par l'unité centrale du terminal et qui est égal, à un facteur de proportionalité près, à: cos (2 rfz t2) TB et qui correspond à une composante du signal FCCHd tel qu'il est émis par la station terrestre de base 3. A multiplier, sur l'autre voie 37, et dans un second multiplicateur 40, le signal 62 qui est déphasé de +90 degrés par le déphaseur 35 par un signal 63 qui est obtenu après avoir déphasé, dans un autre

déphaseur 64, de +90 degrés le signal 39 précité.

Concrètement parlant, le signal présent à la sortie 62 du déphaseur 35 est de la forme: - sin (2nf I t + 2 -7dt +4), TB tandis que le signal présent en sortie 63 du déphaseur 64 est de la forme: - sin (2frt2 f), TB les facteurs de proportionnalités n'étant toujours pas

écrits ici, de même que dans tout ce qui va suivre.

Il en résulte qu'après les multiplications respectives dans les multiplicateurs 38 et 40, le signal présent sur la sortie du multiplicateur 38 est de forme: cos (21 fI t2 + 21q'dt+Y). cos (2Yfi t 2

TB TB

tandis que le signal présent sur la sortie 66 du multiplicateur 60 est de la forme: sin (21rfI t2 + 2t'dt +'). sin (2rfI t2)

TB T

La suite du traitement consiste alors: A additionner, dans un sommateur numérique 67, les deux signaux juste précités qui sont présents sur les

bus 65 et 66.

Après développement et simplification, on constate avec bonheur que le signal obtenu sur la sortie 68 de ce sommateur 67 est tout simplement de la forme:

cos (2W dt +).

A finalement procéder, dans un analyseur 69 semblable à l'analyseur 38 de Figure 5, par exemple un analyseur à Transformée de Fourier Rapide ou "FFT", à l'analyse spectrale du signal ainsi obtenu sur le bus 68, cette analyse spectrale étant réalisée assez finement pour éliminer le bruit blanc gaussien additif. On en extrait ainsi la valeur absolue recherchée du

déplacement Doppler d.

Dans ce qui précède, il est bien entendu admis que le déplacement Doppler d ne varie en pratique pas

de façon à influencer les résultats du traitement ci-

dessus pendant toute la durée du burst FCCHd considéré.

Si maintenant on procède selon le cas particulier, lui aussi intéressant pour sa relative simplicité, o le burst FCCHd 10 est créé, par la station de base 3, de manière à ce que la courbe 7 de la Figure 2 soit un segment de droite horizontal et confondu avec l'axe des temps Ot, la fréquence instantanée fi soit constante et égale à zéro pendant toute la durée du burst FCCHd tel qu'il est synthétisé par la station de base 3, la détermination du déplacement Doppler d est, selon Figure 7, assez simplifiée. Le signal reçu en bande de base sur la voie Q dudit récepteur est alors de la forme:

sQ(t) = sin (2îldt +ô).

Comme en Figure 6, on procède, sur la voie Q, à l'acquisition, dans la mémoire-tampon 23 déjà décrite en Figure 5, de M échantillons d'un burst FCCHd complet. On utilise pour ceci le filtre passe-bas 14 et le convertisseur analogique/numérique 18 qui ont déjà

été décrits en référence à la Figure 5.

Le déplacement Doppler d est alors tout simplement déterminé par l'analyse spectrale du signal mémorisé. On utilise pour ceci par exemple l'analyseur

69 de la Figure 6.

L'étape suivante va maintenant consister à déterminer le signe de ce déplacement Doppler D. Ce signe est obtenu en déterminant, comme expliqué ci-dessus en référence aux Figures 6 ou 7, la valeur absolue de deux déplacements Doppler successifs dl puis d2, qui sont séparés l'un de l'autre d'un intervalle de temps de une à quelques secondes, suffisant donc pour que le déplacement Doppler ait eu

le temps de varier de manière significative.

Selon Figure 8, les valeurs absolues numérisées 1d21 et Idll de ces deux déplacements Doppler sont stockées dans une mémoire-tampon 41, puis comparées

dans un comparateur numérique 42.

Si le résultat de cette comparaison indique que Id21 est supérieure à idll, c'est que le satellite s'éloigne du terminal 4, et que par conséquent le signe

du déplacement Doppler est négatif.

Si en revanche cette comparaison indique que 1d21 est inférieure à Idl, c'est que le satellite se rapproche du terminal, et en conséquence que le signe

du déplacement Doppler est positif.

Si, ce qui est forcément extrêmement rare, cette comparaison indique que 1d2I est pratiquement égale à Idll, c'est que le satellite vient juste de passer au zénith et va donc commencer à s'éloigner du terminal: le signe à prendre en compte pour le déplacement

Doppler d est donc alors en fait le signe négatif.

Enfin, la dernière étape va maintenant consister à compenser, pour le signal reçu par le terminal, le déplacement Doppler d, pour somme-toute permettre à ce

terminal de fonctionner.

A noter que ce déplacement Doppler d doit nécessairement être compensé pendant toute la durée d'utilisation du satellite pour la conversation téléphonique en cours. Compte-tenu du temps de défilement d'un tel satellite, cette durée est de

l'ordre d'une dizaine de minutes.

Puis le satellite ayant disparu à l'horizon, il est prévu de le relayer par un autre, et ainsi de suite. Il est donc nécessaire de prévoir, afin de pouvoir le corriger en permanence et non pas seulement à un instant donné, de suivre ce déplacement Doppler pendant toute la durée de passage et d'utilisation

effective du satellite.

Une première approche, qui est en fait intellectuellement la plus simple à concevoir mais qui est en pratique la plus lourde à réaliser, consiste pour le terminal à effectuer des mesures du déplacement Doppler à intervalles de temps quasi-réguliers, par

exemple toutes les dix secondes environ.

Lors de chaque mesure, le terminal corrige d'une part la fréquence de l'Oscillateur Local du Démodulateur en fonction du déplacement Doppler mesuré et, d'autre part, il ajuste l'intervalle de temps séparant deux mesures consécutives relativement à l'importance de la variation de fréquence alors ainsi

mesurée, entre ces deux mesures consécutives.

Le schéma très général de la compensation, ou correction, du déplacement Doppler d est donné en

traits pleins sur la Figure 9.

On reconnait sur cette Figure 9 le classique schéma de la démodulation de phase en quadrature du

signal analogique reçu par le terminal.

Le signal analogique non démodulé qui est présent sur la ligne réceptrice se divise classiquement en deux voies: la voie I sur la ligne 44, et la voie Q

sur la ligne 45.

Le signal de la voie I est appliqué à un premier mélangeur analogique 46 qui reçoit sur son autre entrée 47 le signal à fréquence fixe qui lui est fourni par

l'Oscillateur Local 48.

Cependant, cet Oscillateur Local n'est pas un oscillateur classique de fréquence propre fo immuable, mais est un V.C.O ( oscillateur commandé en tension) qui reçoit sur son entrée de commande une tension représentative du déplacement Doppler d, déterminé par

le terminal comme décrit ci-dessus.

La fréquence de l'Oscillateur Local 48 n'est alors donc pas sa fréquence propre fo qu'il aurait en l'absence de correction du déplacement Doppler, mais la somme algébrique (fo+d) de cette fréquence fo et du

déplacement Doppler d.

Le signal démodulé sur la voie I, en sortie 50 du mélangeur 46 est donc bien un signal démodulé et

pour lequel de déplacement Doppler est compensé.

De même, et de manière en soi très classique, ce signal de fréquence (fo+ d) élaboré par l'Oscillateur Local 48 est appliqué, via un classique déphaseur de 90 degrés référencé 51, à un autre mélangeur 52 qui reçoit aussi le signal de la voie Q et dont la sortie 53 porte alors le signal démodulé sur la voie Q. Selon la première approche précitée, le signal présent sur l'entrée de commande 49 de l'Oscillateur Local 48 est donc élaboré directement à partir de la valeur du déplacement Doppler d mesuré lors de la correction. Cette solution est néanmoins assez lourde, car elle oblige à réaliser le calcul du déplacement Doppler

un nombre de fois assez considérable.

On lui préférera donc en général une seconde solution qui consiste (voir en traits mixtes sur la Figure 9) à prévoir, pour l'élaboration de la correction Doppler d à appliquer sur l'entrée de commande 49 de l'Oscillateur Local 48, une correction en temps réel ou moyen d'un dispositif logique 54 de suivi automatique du déplacement Doppler d en fonction du déplacement, connu, du satellite considéré, et d'un nombre limité de mesures du déplacement Doppler réalisées comme décrit précédemment et entrées dans le dispositif logique 54 sur une porte d'entrée 55 de ce dernier. La constitution et le fonctionnement du bloc logique 54 de suivi automatique du déplacement Doppler

sera maintenant expliquée en référence à la Figure 10.

Pour un terminal mobile donné, la variation temporelle de la valeur du déplacement Doppler dépend de sa position relative par rapport à la trajectoire suivie par le satellite. Cette dernière, vue du terminal, est alors caractérisée par un paramètre appelé élévation maximale et désignant l'ouverture maximale de l'angle formé au cours du temps par les

droites terminal-horizon et terminal-satellite.

Concrètement, l'élévation maximale varie entre 20 et 90 degrés. Il est prévu, dans une mémoire "ROM" 56 (mémoire non volatile) du terminal, une table 57 contenant les variations temporelles connues du déplacement Doppler d pour différentes élévations maximales de chaque satellite. En d'autres termes, le terminal possède, dans cette mémoire non-volatile 56 et pour chaque trajectoire particulière de chaque satellite (donc pour une élévation maximale donnée), la courbe de variation

du déplacement Doppler associée.

Pour fixer les idées par un exemple numérique, courbes sont ainsi mémorisées, la résolution pour

l'élévation maximale étant prise égale à un degré.

Lors de la mise sous tension, le terminal (bloc 58 comportant une mémoire RAM, ou mémoire volatile, 59) effectue et mémorise une série de N mesures du déplacement Doppler: d(1), d(2),..., d(N). Le nombre

N est par exemple de l'ordre de quelques dizaines.

Ces mesures sont comparées, dans un bloc logique , aux données préenregistrées dans la mémoire ROM 56. Il est ainsi déterminé, si les mesures effectuées le permettent, quelle est la courbe de variation du déplacement Doppler qui doit présentement

être prise en compte.

Il est alors en conséquence prévu un autre bloc de calcul 61, qui a un rôle de prédiction et de fourniture de la tension de correction du déplacement Doppler d au niveau de l'Oscillateur Local précité

(voir la liaison 49, à comparer avec la Figure 9).

Dans le cas o les mesures initiales d(1) à d(N) précitées ne permettent pas au bloc logique 60 de déterminer quelle est la courbe préenregistrée qu'il convient de prendre en compte, le terminal effectue alors, par le bloc logique 58, une série de mesures complémentaires. Comme il va de soi, l'invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation qui vient d'être décrit. Elle est bien au contraire susceptible d'être mise en oeuvre sous de multiples autres formes équivalentes.

Claims (4)

REVENDICATIONS

1 - Installation de radio-téléphonie numérique à terminaux mobiles (4) et au moins une station terrestre de base fixe (3) associée à chaque terminal mobile (4), cette installation étant apte à utiliser une liaison par satellite (5) défilant en orbite basse, caractérisée en ce que, afin de permettre l'accès d'un terminal téléphonique (4) sur le réseau en dépit du déplacement fréquentiel Doppler (d) qui est engendré par le déplacement du satellite (5): - ladite station de base (3) est équipée de moyens pour, lorsqu'elle est en liaison avec ledit terminal (4) via ledit satellite (5), émettre ainsi vers ce terminal, au lieu du classique burst FCCH de fréquence fixe et normalement destiné, pour une liaison terrestre directe (3-1), à la synchronisation fréquentielle des divers terminaux mobiles (1), un autre burst FCCHd qui remplace ce classique burst FCCH, et dont la fréquence instantanée (fi), au lieu d'être fixe, varie selon une loi connue, par exemple une somme de deux lois linéaires; - le terminal (4) est équipé de moyens (..., 19 à69,...) pour: classiquement choisir les porteuses à scruter en fonction du champ reçu et mesuré; parmi ces porteuses sélectionnées, choisir celle qui contient un burst FCCHd (10); procéder alors, sur les deux voies (I) et (Q) d'un récepteur en quadrature, à l'acquisition (17,18) d'un nombre (N) d'échantillons suffisant pour effectuer le calcul qui va suivre, et au stockage (22,23) de ces échantillons si(t) et SQ(t), t étant la variable "temps" effectuer alors (24) et enregistrer (25) les divers produits sI(kT).sQ(kT), kT désignant la variable "temps" (représentation discrète);

procéder alors à un filtrage numérique passe-

bas (26) afin d'éliminer, de chacun de ces produits ainsi obtenus, la composante de plus haute fréquence; procéder ensuite à l'analyse spectrale (28) du signal filtré ainsi obtenu (27) afin de déterminer la différence (f) des fréquences instantanées sur ces deux voies en quadrature (I,Q) au moment de ladite acquisition; connaissant la durée (TB) dudit burst FCCHd (10) ainsi que les fréquences instantanées (fI) et (fQ) en fin de burst du signal émis, calculer (32) l'intervalle de temps (t) qui sépare le début réel de ce burst FCCHd du début de ladite acquisition par la formule: Z= TB. fC 2 (fT-fQ) o fz est déterminée par analyse spectrale, et o fI est supposée supérieure à fQ; synchroniser (34) alors le terminal sur le début, maintenant connu, de ce burst FCCHd; déterminer alors la valeur absolue du déplacement Doppler (d) en procédant à l'acquisition (22 Figure 6, 23 Figure 7) d'un burst FCCHd complet sur une des deux voies du récepteur en quadrature au moyen d'un stockage d'échantillons, puis en traitant, si nécessaire (35 à 39, 63 à 68), ce signal, ainsi stocké et par ailleurs affecté dudit déplacement Doppler (d), afin de n'en conserver que le terme en cosinus, ou sinus, de (21Y dt), additionné d'un terme de phase ( Y), et enfin en procédant à l'analyse spectrale (69) du signal ainsi obtenu pour en déduire la valeur dudit déplacement Doppler (d); déterminer le signe de ce déplacement Doppler (d) en procédant de même façon au calcul de deux déplacements Doppler (dl) et (d2) à des intervalles successifs suffisamment longs, de l'ordre d'au moins une à plusieurs secondes par exemple, et en calculant (41,42) la différence en valeur absolue ld21-ldlI de ces deux déplacements afin d'en déduire le sens de variation du déplacement Doppler (d) et donc son signe; et enfin à compenser, dans ce terminal, ce déplacement fréquentiel Doppler (d) en utilisant, pour la démodulation (46,51,52) du signal d'informations reçu (43,44, 45) en provenance du satellite, un Oscillateur Local (48) dont la fréquence n'est pas la fréquence fixe (fo) habituelle pour une telle démodulation, mais est égale à cette fréquence (Fo) affectée de la valeur de ce déplacement

fréquentiel Doppler (d).

2 - Installation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ladite détermination de la valeur absolue du déplacement Doppler (d) s'effectue: - en procédant à l'acquisiton (17,22) d'un burst FCCHd complet, au moyen d'un stockage d'échantillons, sur l'une quelconque de ces deux voies du récepteur en quadrature (I) ou (Q); - puis en traitant, de manière échantillonnée, ce burst FCCHd ainsi acquis (22) de la façon suivante: le signal est séparé en deux voies (36,37) et déphasé (35) de +90 , sur une (37) de ces deux voies; sur la voie (36) non déphasée de +90, le signal est multiplié, à l'aide d'un premier multiplicateur (38), par un autre signal ayant une variation de fréquence linéaire en fonction du temps, recréé par le terminal, et identique, à un facteur de proportionnalité près, au signal représentatif, sur cette voie (I) ou (Q), dudit récepteur du burst FCCHd tel qu'il est à l'origine émis par la station terrestre de base; sur l'autre voie (37) le signal (67) déphasé de +90 est multiplié, à l'aide d'un second multiplicateur (40), par le signal précité (39) déphasé (64,63) de +90; les signaux (65,66) respectifs alors obtenus en sortie de ces deux multiplicateurs (38,40) sont additionnés (67); et le signal (68) alors obtenu est soumis à une analyse spectrale (69), le résultat de cette analyse spectrale (69) étant la valeur absolue cherchée dudit déplacement Doppler (d). 3 - Installation selon la revendication 1, caractérisée en ce que le coefficient de linéarité précité, identique à l'un des deux coefficients directeurs associés respectivement aux deux droites de variation de la fréquence instantanée, peut être pendant toute la durée dudit burst FCCHd (10) choisi égal à zéro, de sorte qu'alors ladite détermination de la valeur absolue du déplacement Doppler (d) s'effectue simplement: en procédant à l'acquisition (18,23) d'un burst FCCHd complet, au moyen d'un stockage d'échantillons, sur la voie en quadrature (Q) o la fréquence instantanée a été choisie constante et nulle, puis en procédant alors directement à l'analyse spectrale (69) de ce signal ainsi échantillonné pour

en déduire la valeur dudit déplacement Doppler (d).

4 - Installation selon l'une quelconque des

revendications 1 à 3, caractérisée en ce que chaque

terminal mobile (1,4) est conçu pour être utilisé aussi bien pour une liaison terrestre directe (1-3) avec ladite station de base (3) que pour une liaison (4-5-3) par satellite-relais (5) avec cette même station de

base (3).

- Installation selon l'une quelconque des

revendications 1 à 4, caractérisée en ce que, afin de

réaliser une correction du déplacement Doppler (d) en temps réel pendant toute la durée du défilement du satellite (5), le terminal (4): effectue des mesures du déplacement Doppler

(d) à des intervalles de temps quasi-

réguliers, corrige, lors de chacune de ces mesures, la fréquence (fo) de l'Oscillateur Local (48) en fonction du déplacement Doppler mesuré, et ajuste l'intervalle de temps séparant deux mesures consécutives relativement à l'importance de la variation de fréquence, alors ainsi mesurée, entre ces deux mesures consécutives. 6 - Installation selon l'une quelconque des

revendications 1 à 4, caractérisée en ce que, afin de

réaliser une correction du déplacement Doppler (d) en temps réel pendant toute la durée du défilement du satellite (5), il est prévu, dans le terminal (4), pour l'élaboration de la correction Doppler (d) à appliquer sur l'entrée de commande (49) de l'Oscillateur Local de démodulation (48), une correction en temps réel au moyen d'un dispositif logique (54) de suivi automatique du déplacement Doppler (d) en fonction du déplacement, connu, du satellite considéré (5), et d'un nombre limité de

mesures du déplacement Doppler (d).

7 - Installation selon la revendication 6, caractérisée: en ce qu'il est prévu, dans ce bloc logique (54) de suivi en temps réel du déplacement Doppler (d), une mémoire (56) qui contient une table (57) des variations temporelles connues du déplacement Doppler pour différentes élévations maximales de chaque satellite; en ce que le terminal effectue et mémorise, dans une mémoire volatile (58,59) une série limitée de mesures du déplacement Doppler, et compare ces mesures, dans un bloc logique (60), aux données préenregistrées de ladite table (57), afin de déterminer ainsi quelle est la courbe de variation du déplacement Doppler qui doit présentement être prise en compte; et en ce qu'il est en conséquence prévu un autre bloc de calcul (61) qui a un rôle de prédiction et de fourniture (49) de la tension de correction du déplacement Doppler

à l'Oscillateur Local de démodulation (48).