FR2697116A1 - Dispositif de réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne. - Google Patents
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Abstract
Ce dispositif est du type O.L.S. (opposition des lobes secondaires) à calcul direct des coefficients à opposition. Il procède à la réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne principale en opposant au signal de réception de l'antenne principale, des signaux de réception d'antennes auxiliaires. Cette opposition consiste en une combinaison linéaire pondérée des signaux des différentes voies de réception avec des coefficients de pondération obtenus par un calcul non récursif au moyen d'un circuit de calcul numérique (40) recevant les signaux numérisés des voies de réception. Le dispositif est remarquable en ce que le circuit mélangeur (60) qui effectue la combinaison linéaire pondérée des signaux de réception est un circuit analogique qui opère en hyperfréquence sans passer par les convertisseurs analogiques-numériques (11, 21, 31) disposés en entrées du circuit de calcul numérique (40).
Description
DISPOSITIF DE REDUCTION DE LA PUISSANCE
DES SIGNAUX PARASITES RECUS PAR LES
LOBES SECONDAIRES D'UNE ANTENNE
La présente invention concerne la technique de réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne connue sous le sigle O.L.S. pour opposition des lobes secondaires, en anglais C.S.L.C. (coherent side lobe canceller).
DES SIGNAUX PARASITES RECUS PAR LES
LOBES SECONDAIRES D'UNE ANTENNE
La présente invention concerne la technique de réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne connue sous le sigle O.L.S. pour opposition des lobes secondaires, en anglais C.S.L.C. (coherent side lobe canceller).
Cette technique consiste à utiliser des antennes de réception auxiliaires associées à des voies auxiliaires de réception et à réaliser une combinaison linéaire pondérée des signaux des voies auxiliaires de réception avec le signal de la voie principale de réception associée à une antenne principale de manière à réduire, par compensation, la puissance des signaux de brouillage qui ont été captés par les lobes secondaires de l'antenne principale et qui affectent la voie principale de réception.
Les antennes auxiliaires, qui doivent être en nombre au moins égal à celui des brouilleurs potentiels, peuvent être des éléments de l'antenne principale. Elles ont une directivité moindre que l'antenne principale de manière à favoriser la réception des signaux de brouillage par rapport à celle du signal utile.
Les systèmes O.L.S. connus peuvent être classés en deux catégories dites récursive ou à calcul direct selon qu'ils possèdent ou non des boucles d'asservissement pour déterminer les coefficients de pondération avec lesquels sont ajoutés les signaux de réception des voies auxiliaires à celui de la voie principale pour réduire la puissance des signaux de brouillage.
Les systèmes O.L.S. récursifs comportent de manière générale un circuit mélangeur analogique qui effectue en hyperfréquence une combinaison linéaire pondérée des signaux de la voie principale et des voies auxiliaires de réception et des boucles d'asservissement pour la détermination des coefficients de pondération avec lesquels les signaux des voies auxiliaires de réception sont ajoutés, dans le circuit mélangeur, au signal de la voie principale de réception. Le rôle des boucles d'asservissement est d'asservir la valeur du coefficient de pondération affecté à chaque voie auxiliaire de réception à la corrélation subsistant entre le signal de la voie auxiliaire de réception considérée et le signal résultant issu du mélangeur dans le but d'obtenir une décorrélation aussi parfaite que possible entre ces deux signaux.Pour ce faire elles opèrent souvent, par une méthode récursive dite du gradient telle que l'algorithme de Widrow. Elles sont réalisées soit entièrement en analogique soit partiellement en numérique, les signaux des voies auxiliaires de réception et celui issu du mélangeur étant transposés en bande vidéo avant d'être numérisés pour abaisser leur fréquence d'échantillonnage.
Ces systèmes O.L.S. récursifs qui sont les plus simples à mettre en oeuvre présentent des limitations dues aux boucles d'asservissement. Ils nécessitent tout d'abord un système de détection de présence de brouillage car la convergence des boucles d'asservissement n'est effective qu'en présence de brouillage. Ils sont peu adaptés aux brouilleurs découpés en raison du temps nécessaire à la convergence de leurs boucles d'asservissement. A la limite, ils peuvent être totalement inefficaces si le découpage temporel des brouilleurs est proche de la fréquence de résonnance de leurs boucles d'asservissement. En outre, dans le cas d'une réalisation entièrement analogique des boucles d'asservissement, il est difficile de corriger les défauts d'équilibrage des voies de réception, notamment les différences de temps de transit qui tendent à décorréler les signaux.
Un système O.L.S. peut également être à calcul direct car on montre que les coefficients complexes de pondération W1, ...won permettant de former la combinaison linéaire
Vr = Vp - C Vj
n du signal Vp de la voie principale de réception et des signaux V1, ...,vu des voies auxiliaires de réception qui minimise la puissance résultante et aboutisse à un signal corrélé avec celui de la voie principale de réception et décorrélé avec les signaux des voies auxiliaires de réception sont solution du système d'équations linéaires dit de Wiener défini sous forme matricielle par la formule
r W= C où r est la matrice de covariance constituée des termes d'intercorrélation des signaux V1, ...,Vn des voies auxiliaires de réception
r ij = Vi Vj* l'étoile symbolisant le conjugué complexe et la barre la valeur moyenne,
W est le vecteur des pondérations
w=(w11... ,Wn) T le symbole T désignant l'opération de transposition, et C le vecteur des corrélations entre le signal Vp de la voie principale de réception et les signaux V11 ...,V# des voies auxiliaires de réception
C=(C1,... 1Cn) T avec::
Ci=VpVi*
Ce système d'équations se résout numériquement en inversant la matrice de covariance puis en effectuant son produit avec le vecteur des corrélations
W=F C
En pratique, on numérise les signaux des voies de réception après être passé en bande vidéo afin d'abaisser la fréquence d'échantillonnage des signaux.Le circuit O.L.S. comporte alors, des circuits de réception qui sont connectés aux différentes voies de réception et qui translatent leurs signaux en bande vidéo, des convertisseurs analogiques-numériques placés en sortie des circuits de réception, un circuit de calcul numérique des coefficients de pondération connecté aux sorties des convertisseurs analogiques-numériques et un mélangeur numérique qui est connecté aux sorties des convertisseurs analogiques-numériques et du circuit de calcul numérique et qui effectue une combinaison linéaire pondérée des échantillons numériques des signaux des différentes voies de réception.
Vr = Vp - C Vj
n du signal Vp de la voie principale de réception et des signaux V1, ...,vu des voies auxiliaires de réception qui minimise la puissance résultante et aboutisse à un signal corrélé avec celui de la voie principale de réception et décorrélé avec les signaux des voies auxiliaires de réception sont solution du système d'équations linéaires dit de Wiener défini sous forme matricielle par la formule
r W= C où r est la matrice de covariance constituée des termes d'intercorrélation des signaux V1, ...,Vn des voies auxiliaires de réception
r ij = Vi Vj* l'étoile symbolisant le conjugué complexe et la barre la valeur moyenne,
W est le vecteur des pondérations
w=(w11... ,Wn) T le symbole T désignant l'opération de transposition, et C le vecteur des corrélations entre le signal Vp de la voie principale de réception et les signaux V11 ...,V# des voies auxiliaires de réception
C=(C1,... 1Cn) T avec::
Ci=VpVi*
Ce système d'équations se résout numériquement en inversant la matrice de covariance puis en effectuant son produit avec le vecteur des corrélations
W=F C
En pratique, on numérise les signaux des voies de réception après être passé en bande vidéo afin d'abaisser la fréquence d'échantillonnage des signaux.Le circuit O.L.S. comporte alors, des circuits de réception qui sont connectés aux différentes voies de réception et qui translatent leurs signaux en bande vidéo, des convertisseurs analogiques-numériques placés en sortie des circuits de réception, un circuit de calcul numérique des coefficients de pondération connecté aux sorties des convertisseurs analogiques-numériques et un mélangeur numérique qui est connecté aux sorties des convertisseurs analogiques-numériques et du circuit de calcul numérique et qui effectue une combinaison linéaire pondérée des échantillons numériques des signaux des différentes voies de réception.
Ce système O.L.S. à calcul direct et calculateur numérique ne présente plus les inconvénients des systèmes O.L.S. récursifs entraînés par la présence de boucles d'asservissement. Il permet en outre une correction des défauts d'équilibrage temporel des voies de réception par des décalages des instants d'échantillonnage des convertisseurs analogiques-numériques. Par contre, il pose le problème de la dynamique du convertisseur analogique-numérique de la voie principale de réception qui doit être capable de coder simultanément des signaux de brouillage très puissants et des signaux utiles faibles.
La présente invention a pour but d'éviter les inconvénients précités.
Elle a pour objet un dispositif de réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne dite principale alimentant une voie principale de réception, ladite antenne principale étant associée à des antennes auxiliaires alimentant des voies auxiliaires de réception.Ce dispositif comporte un circuit mélangeur effectuant une combinaison linéaire pondérée des signaux des voies de réception, des convertisseurs analogiques-numériques connectés aux différentes voies de réception et un circuit de calcul numérique des coefficients de pondération qui est connecté aux sorties des convertisseurs analogiques-numériques et délivre au circuit mélangeur les coefficients de pondération déterminant la combinaison linéaire des signaux des voies de réception correspondant à un signal corrélé avec celui de la voie principale de réception mais décorrélé avec ceux des voies auxiliaires de réception. Il est remarquable en ce que le circuit mélangeur est un circuit analogique fonctionnant en hyperfréquence connecté aux différentes voies de réception sans passer par les convertisseurs analogiques-numériques disposés aux entrées du circuit de calcul numérique.
On a ainsi un système O.L.S. à calcul direct et calculateur numérique qui ne présente pas les limitations induites par des boucles d'asservissement et pour lequel le problème de la dynamique du convertisseur analogique-numérique de la voie principale de réception ne se pose plus puisque ce dernier n'a plus à délivrer le signal utile.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description d'un mode de réalisation donné à titre d'exemple. Cette description sera faite en regard du dessin dans lequel
- une figure 1 représente le schéma d'un système O.L.S. à calcul direct et calculateur numérique de l'art antérieur ; et
- une figure 2 représente le schéma d'un système O.L.S. à calcul direct et calculateur numérique selon l'invention.
- une figure 1 représente le schéma d'un système O.L.S. à calcul direct et calculateur numérique de l'art antérieur ; et
- une figure 2 représente le schéma d'un système O.L.S. à calcul direct et calculateur numérique selon l'invention.
La figure 1 représente un circuit O.L.S. à calcul direct et calculateur numérique de type classique destiné à réduire les parasites captés par les lobes secondaires d'une antenne principale 1 à laquelle sont associées des antennes auxiliaires 2, 3 en nombre au moins égal à celui des brouilleurs potentiels.Ce circuit O.L.S. comporte, dans chaque voie de réception provenant des antennes, des circuits de réception 10, 20, 30 qui translatent les signaux reçus en bande vidéo et délivrent dans cette bande, en parallèle, leurs composantes en phase I et en quadrature
Q, des convertisseurs analogiques-numériques 11, 21, 31 qui transforment en suites d'échantillons numériques les signaux analogiques délivrés par les circuits de réception 10, 20, 30, un circuit numérique de calcul des coefficients de pondération 40 recevant en entrées les échantillons numériques délivrés par les convertisseurs analogiquesnumériques 11, 21, 31 et un mélangeur numérique 50 effectuant une combinaison linéaire pondérée des échantillons numériques provenant des convertisseurs analogiques-numériques 11, 21, 31 connectés dans les voies de réception de l'antenne principale 1 et des antennes auxiliaires 2, 3.
Q, des convertisseurs analogiques-numériques 11, 21, 31 qui transforment en suites d'échantillons numériques les signaux analogiques délivrés par les circuits de réception 10, 20, 30, un circuit numérique de calcul des coefficients de pondération 40 recevant en entrées les échantillons numériques délivrés par les convertisseurs analogiquesnumériques 11, 21, 31 et un mélangeur numérique 50 effectuant une combinaison linéaire pondérée des échantillons numériques provenant des convertisseurs analogiques-numériques 11, 21, 31 connectés dans les voies de réception de l'antenne principale 1 et des antennes auxiliaires 2, 3.
Comme cela est bien connu, la méthode d'opposition des lobes secondaires consiste à réduire les parasites captés par les lobes secondaires d'une antenne principale en les opposant à d'autres versions de ces mêmes parasites captées par des antennes auxiliaires ce qui revient à effectuer une combinaison linéaire pondérée des signaux reçus par l'antenne principale et les antennes auxiliaires corrélée avec le signal reçu par l'antenne principale et décorrélée avec les signaux reçus par les antennes auxiliaires.Celle-ci qui peut s'écrire
Vr = Vp - C Wi
n
Vp étant le signal de la voie principale de réception, V1, ...ion les signaux des voies auxiliaires de réception et W1, ...,won les coefficients complexes de pondération, est celle pour laquelle la puissance résultante est minimisée ce qui revient à écrire le système d'équations:
Ililn qui s'exprime encore par la formule matricielle de Wiener précitée
r W=C donnant les valeurs des coefficients de pondération sous la définition
*-1
W= r C
Le circuit de calcul des coefficients de pondération 40 met en oeuvre numériquement cette définition.Pour cela, il commence par déterminer les termes de la matrice de covariance et les composantes du vecteur des corrélations à partir des échantillons numériques complexes des signaux de réception fournis par les convertisseurs analogiquesnumériques 11, 21, 31 (composantes en phase et en quadrature dans la bande vidéo). Il inverse ensuite la matrice de covariance puis effectue son produit avec le vecteur des corrélations.
Vr = Vp - C Wi
n
Vp étant le signal de la voie principale de réception, V1, ...ion les signaux des voies auxiliaires de réception et W1, ...,won les coefficients complexes de pondération, est celle pour laquelle la puissance résultante est minimisée ce qui revient à écrire le système d'équations:
Ililn qui s'exprime encore par la formule matricielle de Wiener précitée
r W=C donnant les valeurs des coefficients de pondération sous la définition
*-1
W= r C
Le circuit de calcul des coefficients de pondération 40 met en oeuvre numériquement cette définition.Pour cela, il commence par déterminer les termes de la matrice de covariance et les composantes du vecteur des corrélations à partir des échantillons numériques complexes des signaux de réception fournis par les convertisseurs analogiquesnumériques 11, 21, 31 (composantes en phase et en quadrature dans la bande vidéo). Il inverse ensuite la matrice de covariance puis effectue son produit avec le vecteur des corrélations.
Le mélangeur numérique 50 comporte une batterie de multiplieurs complexes 51, 52 qui sont placés en sortie des convertisseurs analogiques-numériques 21, 31 équipant les voies auxiliaires de réception et qui reçoivent les valeurs de leurs coefficients complexes de multiplication W1, . ..,Wn du circuit de calcul des coefficients de pondération 40, et un additionneur numérique 53 avec une entrée additive connectée en sortie du convertisseur analogiquenumérique 11 équipant la voie principale de réception et avec des entrées soustractives connectées aux sorties des multiplieurs complexes 51, 52.
Avantageusement, le circuit O.L.S. comporte un banc de mémoires numériques intercalées devant les entrées du mélangeur numérique 50 qui ont pour rôle de retarder les signaux du temps mis par le circuit 40 pour calculer les coefficients de pondération. Celles-ci n'ont pas été représentées dans le but de ne pas surcharger la figure.
Dans la pratique, le circuit numérique 40 de calcul des coefficients de pondération et le mélangeur numérique 50 sont réalisés à l'aide d'un calculateur numérique spécialisé à logique programmée. Dans le cas de signaux de réception radar, ce calculateur numérique spécialisé peut effectuer des traitements de suppression du fouillis sur les signaux en provenance des différentes voies de réception avant de les utiliser pour le calcul des coefficients de pondération car les signaux dus au fouillis ne constituent qu'un bruit gênant.
On remarque que, dans ce genre de circuit O.L.S. à calcul direct, le signal utile disponible à la sortie du mélangeur numérique est issu du convertisseur analogique-numérique équipant la voie principale de réception qui doit présenter une dynamique importante puisqu'il code également les signaux de brouillage captés par les lobes secondaires de l'antenne principale.
La figure 2 représente un circuit O.L.S. à calcul direct et calculateur numérique qui ne présente pas ce défaut. Comme précédemment ce circuit O.L.S. se connecte aux voies de réception d'une antenne principale 1 associée à des antennes auxiliaires 2, 3 en nombre égal à celui des brouilleurs potentiels.Il comporte des circuits de réception 10, 20, 30 qui sont disposés dans les voies de réception provenant des antennes 1, 2, 3 et délivrent, en bande vidéo, les composantes en phase I et en quadrature Q des signaux reçus, des convertisseurs analogiques-numériques 11, 21, 31 qui transforment en suites d'échantillons numériques les signaux analogiques délivrés par les circuits de réception 10, 20, 30, un circuit numérique de calcul des coefficients de pondération 40 qui reçoit en entrées les échantillons numériques délivrés par les convertisseurs analogiques-numériques 11, 21, 31 et un mélangeur 60 effectuant une combinaison linéaire pondérée des signaux des voies de réception sous le contrôle du circuit numérique de calcul des coefficients de pondération 40.
Contrairement au cas précédent, le mélangeur 60 est de type analogique et opère en hyperfréquence. Il est réalisé à l'aide d'atténuateurs-déphaseurs commandables 601, 602 similaires à ceux utilisés dans une antenne réseau à formation de faisceaux et d'un sommateur 603 analogue aux combineurs hyperfréquences. La voie principale de réception provenant de l'antenne principale 1 parvient directement à l'entrée additive du sommateur 603 sans passer par le circuit de réception 10 ni par le convertisseur analogique-numérique 11 placés en entrée du circuit de calcul des coefficients de pondération 40.
Les voies auxiliaires de réception provenant des antennes auxiliaires 2, 3 parviennent aux entrées soustractives du sommateur 603 par l'intermédiaire des atténuateurs-déphaseurs commandables 601, 602 sans passer par les circuits de réception 20, 30 ni par les convertisseurs analogiques-numériques 21, 31 placés en entrées du circuit de calcul des coefficients de pondération 40. Les atténuateurs-déphaseurs commandables 601, 602 reçoivent leurs valeurs de réglage du circuit de calcul des coefficients de pondération 40 par l'intermédiaire de convertisseurs numériques-analogiques 70, 80.
Grâce à cette nouvelle disposition du circuit mélangeur, le convertisseur analogique-numérique 1 1 de la voie de réception principale n'a plus à coder fidèlement le signal utile car celui-ci n'est qu'un bruit pour le circuit de calcul des coefficients de pondération 40. Sa dynamique est alors uniquement adaptée à la puissance des signaux de brouillage, exactement comme pour les convertisseurs analogiquesnumériques 21, 31 placés dans les voies auxiliaires de réception.
En outre, dans certaines applications telles que les transpondeurs où le signal de réception est destiné à être réémis, l'opposition en analogique des signaux des voies principale et auxiliaires de réception évite la reconstruction d'un signal hyperfréquence analogique à partir d'un signal vidéo numérique ce qui limite de manière importante la complexité du matériel ainsi que la consommation énergétique due au traitement.
Claims (3)
1. Dispositif de réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne (1) dite principale alimentant une voie principale de réception, ladite antenne principale (1) étant associée à des antennes auxiliaires (2, 3) alimentant des voies auxiliaires de réception, ledit dispositif comportant un circuit mélangeur (60) effectuant une combinaison linéaire pondérée des voies principale et auxiliaires de réception, des convertisseurs analogiques-numériques (11, 21, 31) connectés aux différentes voies de réception et un circuit de calcul numérique des coefficients de pondération (40) qui est connecté aux sorties des convertisseurs analogiques-numériques (11, 21, 31) et délivre au circuit mélangeur (60) les coefficients de pondération déterminant la combinaison linéaire pondérée des signaux des voies de réception, caractérisé en ce que ledit circuit mélangeur (60) est un circuit analogique fonctionnant en hyperfréquence connecté aux différentes antennes sans passer par les convertisseurs analogiques-numériques disposés en entrée du circuit numérique de calcul des coefficients de pondération (40).
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit mélangeur (60) comporte des atténuateurs-déphaseurs commandables (601, 602) connectés aux antennes auxiliaires (2, 3) et un combineur hyperfréquence (603) avec une entrée additive connectée à l'antenne principale (1) et avec des entrées soustractives connectées aux antennes auxiliaires (2, 3) par l'intermédiaire des atténuateursdéphaseurs commandables (601, 602).
3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits atténuateurs-déphaseurs commandables (601, 602) reçoivent leurs valeurs de réglage du circuit numérique de calcul des coefficients de pondération (40) par l'intermédiaire de convertisseurs numériquesanalogiques (70, 80).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9212409A FR2697116A1 (fr) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | Dispositif de réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9212409A FR2697116A1 (fr) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | Dispositif de réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2697116A1 true FR2697116A1 (fr) | 1994-04-22 |
Family
ID=9434613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9212409A Pending FR2697116A1 (fr) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | Dispositif de réduction de la puissance des signaux parasites reçus par les lobes secondaires d'une antenne. |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2697116A1 (fr) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3032320A1 (fr) * | 2015-02-02 | 2016-08-05 | Airbus Defence & Space Sas | Procede et systeme de suppression d'un signal parasite recu par une charge utile d'un satellite |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0289617A1 (fr) * | 1986-10-22 | 1988-11-09 | Kokusai Denshin Denwa Co., Ltd | Système de suppression d'interférences |
-
1992
- 1992-10-16 FR FR9212409A patent/FR2697116A1/fr active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0289617A1 (fr) * | 1986-10-22 | 1988-11-09 | Kokusai Denshin Denwa Co., Ltd | Système de suppression d'interférences |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| IEEE INTERNATIONAL CONFERENCE ON COMMUNICATION vol. 3, no. 60, Juin 1986, TORONTO,CA pages 60.3.1 - 60.3.4 FLAM ET AL 'A Null-Forming Array for Frequency Hopping HF Communications' * |
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| WO2016124835A1 (fr) * | 2015-02-02 | 2016-08-11 | Airbus Defence And Space Sas | Procédé et système de suppression d'un signal parasite reçu par une charge utile d'un satellite |
| US10050654B2 (en) | 2015-02-02 | 2018-08-14 | Airbus Defence And Space Sas | Method and system for suppressing a parasite signal received by a satellite payload |
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