FR2695730A1 - Méthode et appareil pour traiter un signal numérique amélioré utilisant une transformée de Fourier. - Google Patents

Abstract

Le procédé pour déterminer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps se compose des étapes de: (a) fourniture d'un signal électronique inconnu variant dans le temps comme signal d'entrée; (b) division du signal d'entrée en une pluralité de signaux simultanés; (c) conversion de chacun de la pluralité de signaux simultanés en un signal codé en exécutant une conversion analogique/numérique, l'échantillonnage de chacun des signaux simultanés étant fait à une fréquence différente; (d) exécution d'une transformation de Fourier discrète (TFD) sur chacun desdits signaux codés en utilisant les signaux codés pour solliciter un dispositif de décodage ou de mémorisation, les emplacements mémoire individuels de ce dispositif ayant mémorisés en eux la valeur de la TFD correspondant à la représentation binaire de l'adresse de l'emplacement mémoire; et (e) combinaison des résultats des transformations de Fourier discrètes individuelles utilisant la représentation en base r de manière à déterminer la fréquence du signal d'entrée.

Description

METHODE ET APPAREIL POUR TRAITER UN SIGNAL NUMERIQUE AMELIORE

UTILISANT UNE TRANSFORMEE DE FOURIER.

1 Domaine de l'invention La présente invention concerne le domaine des dispositifs de traitement numérique des signaux, et plus spécifiquement un procédé et un appareil pour déterminer la fréquence et la phase de signaux continus ou en salves en temps réel à l'aide de la Transformation de Fourier

Discrète 5 TFD).

2. La présente demande se réfère à la

demande 07/833 338, déposée le 10 février 1992.

La détection et le traitement fiables de signaux électroniques variant dans le temps afin de déterminer

leur fréquence et leur phase ont un grand nombre d'appli-

cations pratiques Dans certains cas spéciaux, le signal a une fréquence qui reste relativement constante pendant la durée d'interrogation du signal En général toutefois, la fréquence des signaux change avec le temps Dans de tels

cas, il est désirable de surveiller à la fois la f ré-

quence du signal et le taux de changement de cettefréquence Ainsi donc, dans le cas général, une mesure de -2 -

fréquence instantanée est désirée.

Le signal à traiter peut être continu ou arriver au détecteur sous forme de signaux en salves brèves Par exemple, dans les radars, des signaux continus et des signaux pulsés sont utilisés Dans les vibromètres optiques utilisant l'interférométrie, les signaux sont

souvent continus mais changent en fréquence proportion-

nellement au changement de vitesse de l'élément vibrant.

Lors de l'utilisation du Vélocimètre Doppler Laser (VDL) bien connu, les signaux apparaissent sous la forme de

salves brèves, chaque signal ayant une fréquence unique.

De nombreuses applications exigent que les signaux soient traités à un cadence très élevée Tout moyen de traitement de signaux pouvant traiter des

signaux à des cadences proches du temps réel est avanta-

geux En outre, les signaux peuvent être noyés dans un bruit de fond d'un niveau relativement élevé De ce fait,

le rapport signal/bruit (RSB) sera bas (O d B ou moins).

Dans de telles conditions difficiles, le moyen de traite-

ment de signaux doit donc être capable de détecter et de

mesurer les signaux.

De nombreuses techniques ont été développées pour la mesure de fréquence Certaines de ces techniques fournissent une mesure de fréquence presque instantanée, le temps de traitement n'étant limité que par la durée du signal en train d'être analysé etar uninstrant très bref pour le transfert des informations à un dispositif de mémorisation De telles techniques sont principalement des techniques analogiques,utilisant soit un intégrateur -3- analogique pour la conversion fréquence/tension,soit une boucle à phase asservie (BPA) pour la démodulation de la fréquence D'autres techniques sont généralement basées sur le compte du nombre de passages au zéro dans le signal au cours d'une période de temps déter- minée.

Les procédés analogiques de la technique anté-

rieure fournissent des moyens simples de mesure de fréquence mais souffrent d'un inconvénient majeur Quand le rapport signal/bruit chute en dessous de 20 d B, les

performances de ces techniques se détériorent rapidement.

Ceci est causé par les passages au zéro supplémentaires

produits par le bruit En outre, ces procédés ne fournis-

sent pas de moyen pour valider la fréquence mesurée.

Dans les applications qui exigent des mesures de fréquence instantanées lorsque le RSB est aussi bas que 0 d B, voire moins, les techniques de traitement numérique des signaux sont généralement utilisées Plusieurs algorithmes différents de traitement numérique de ces signaux ont été développés pour l'analyse spectrale et la mesure de fréquence La plupart de ces procédés reposent sur une variation de l'analyse de Fourier classique Une discussion générale sur les procédés de la technique antérieure pour le traitement numérique des signaux utilisant l'analyse de Fourier figure dans "Probability,

Random Variables, and Stochastic Processes" d'A.

Papoulis, publié chez McGraw-Hill, New York, 1984 et "Spectral Analysis, A Modern Perspective," de S M Key et S.J R Marple publié dans Proc IEEE, Vol 69, N O 11, J = t, -4-

pages 1388-1419, novembre 1981.

Bien que l'analyse de Fourier fournisse les performances optimales pour à la fois la détection de signal et la mesure de fréquence, les techniques de transformation de Fourier classiques souffrent de plu- sieurs inconvénients sérieux Premièrement, (en dépit du

fait qu'elles soient meilleures que les procédés analogi-

ques) seules quelques-unes de ces techniques fournissent

une mesure de fréquence fiable à un RSB bas Deuxième-

ment, elles sont inefficaces du point de vue calculs quand une haute résolution est requise et, de ce fait, la plupart des mises en oeuvre spécifiques de la technique antérieure de ce procédé sont plutôt compliquées et lentes Elles ne sont pas appropriées pour le traitement

des signaux en temps réel même en utilisant la techno-

logie de pointe D'un autre côté, les procédés qui fournissent un traitement rapide le font au détriment de la résolution et de la précision car ils n'utilisent

qu'un nombre limité des points de données dans la trans-

formation.

La demande de brevet américain N O de série 07/833 338, déposée le 10 février 1992, décrit un autre

procédé et un autre appareil qui sont utiles pour détec-

ter un signal cohérent variant dans le temps en utilisant l'analyse de Fourier Dans la mise en oeuvre de ce procédé, le signal d'entrée est d'abord échantillonné en utilisant un convertisseur analogique/numérique (CAN) à

haute vitesse ou un autre moyen Les données échantillon-

nées à un bit sont ensuite envoyées à un registre à décalage à entrée série-sortie parallèle ou un autre moyen approprié La sortie parallèle du -registre à décalage est ensuite passée à un moyen de décodage Ces circuits de décodage fonctionnent comme une mise en correspondance de N bits en M bits du signal échantil- lonné (A cet effet, des moyens de mémoire tels que ROM, RAM ou EPROM peuvent être utilisés) Autrement dit, la série de 1 et de O du signal échantillonné sont utilisés pour solliciter des emplacements mémoire spécifiques Au sein de chaque emplacement mémoire, la TFD est calculée

et la case TFD ayant la puissance maximum est mémorisée.

Cette case TFD correspond à la partie entière de la

fréquence du signal rendue sans dimension avec la fré-

quence d'échantillonnage, f, (partie entière de Nf/fs, N

étant le nombre de cases TFD) Un deuxième nombre mémori-

sé dans chaque emplacement mémoire est la puissance de la TFD qui avait la puissance maximum (d'autres moyens de

validation peuvent aussi être mémorisés) Des informa-

tions sur la puissance du signal peuvent être utilisées pour la validation du signal pour déterminer si oui ou non la configuration échantillonnée correspond à un

signal cohérent au sein de la gamme de fréquences atten-

dues. La démarche décrite plus haut fonctionne très bien pour un nombre limité d'échantillons dans le signal

mais a pour inconvénient d'être limitée à un échantillon-

nage de N points discrets De ce fait, la fréquence du signal d'entrée ne peut pas être déterminée avec une précision supérieure à une fraction de 1/N de la -6- fréquence d'échantillonnage Par exemple, 16 échantillons permettront l'estimation de fréquence correspondant à une TFD de 16 points, et la fréquence du signal peut être

résolue à une fraction de 1/16 de la fréquence d'échan-

tillonnage (Ceci exige une taille de mémoire de 216, ce qui est un dispositif mémoire de 64 K Un plus grand nombre de points d'échantillonnage exigerait de plus

grands dispositifs mémoire, lesquels ne sont pas disponi-

bles à l'heure actuelle) Dans de nombreux cas, ceci est inadéquat Le nombre limité de points d'échantillonnage

empêche d'utiliser le procédé pour de nombreuses applica-

tions réalistes Il est donc désirable d'avoir un procédé et un appareil qui puissent déterminer la fréquence d'un

signal avec un degré de précision arbitraire.

On sait également que la résolution de fréquence dépend aussi de la fréquence d'échantillonnage Une réduction de la fréquence d'échantillonnage résulte en une amélioration proportionnelle de la résolution des mesures de fréquence Malheureusement, une réduction de la fréquence d'échantillonnage à moins de deux fois la largeur de bande du signal résultera en une ambiguïté due au repliement du spectre Le repliement du spectre est le repliement d'informations depuis une bande de fréquences sur une autre Ceci se produit suite à l'échantillonnage

du signal en dessous de la cadence minimale d'échantil-

lonnage (qui est le double de la plus haute fréquence du signal d'entrée) Dans la technique antérieure, le repliement du spectre a été rigoureusement évité du fait de cet ambiguïté apparente D'un autre côté, la largeur e- -7 - de bande du signal pendant la durée d'interrogation du signal est très inférieure à la plus haute fréquence à

mesurer En conséquence, le signal peut être échantillon-

né à une cadence très inférieure au double de la plus haute fréquencesans perdre les informations associées à

son spectre Ceci, à son tour, permet une analyse spectr-

ale du signal bien supérieure (La résolution de l'ana-

lyse spectrale est inversement proportionnelle à la fréquence d'échantillonnage) La présente invention surmonte les problèmes associés à l'ambiguïté dans la

mesure de la fréquence du signal.

-8- La présente invention surmonte les limitations de la technique antérieure,en fournissant un procédé et un appareil pour déterminer avec précision la fréquence et la phase d'un signal variant dans le temps Avec la présente invention, la fréquence du signal peut être

mesurée avec un degré de précision arbitraire la préci-

sion de la mesure augmente exponentiellement, tandis que le nombre de composants dans l'appareil (et donc sa

complexité et son coût) n'augmente que linéairement.

Le procédé pour déterminer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps se compose des étapes de: (a) fourniture d'un signal électronique inconnu variant dans le temps comme signal d'entrée; (b) division du signal d'entrée en une pluralité de signaux simultanés; (c) conversion de chacun de la pluralité de ces signaux simultanés en un signal codé, en exécutant une conversion analogique/numérique, l'échantillonnage de chacun des signaux simultanés étant fait à une fréquence différente; (d) exécution d'une transformation de Fourier discrète (TFD) sur chacun desdits signaux codés, en utilisant les signaux codés pour solliciter un dispositif de décodage ou de mémorisation, les emplacements mémoire individuels de ce dispositif ayant mémorisés en eux la valeur de la TFD correspondant à la représentation binaire de l'adresse de l'emplacement mémoire; et (e) combinaison des résultats des transformations de Fourier discrètes individuelles de manière à déterminer la 9 -

fréquence du signal d'entrée.

-10 - La figure 1 est un organigramme illustrant le mode de réalisation préféré du procédé de la présente invention. La figure 2 est un schéma de principe général, illustrant la structure du mode de réalisation préféré de

la présente invention.

La figure 3 est un schéma du spectre de puissance pour une transformation de Fourier discrète à N = 16 points 7 dans lequel chaque case du tracé représente la

valeur entière de la fréquence résolue à 1/N.

La figure 4 est un schéma montrant comme la résolution de fréquence augmente quand la fréquence

d'échantillonnage est divisée par r.

La figure 5 illustre un exemple de la manière

dont la résolution de la mesure de fréquence est augmen-

tée à des stades ultérieurs, en utilisant le procédé de la

présente invention.

La figure 6 est un diagramme montrant comment l'incertitude de case de + / 1 à chaque stade se propage de stade en stade et est réduitemême quand la fréquence

est repliée.

La figure 7 est un schéma de principe simplifié d'un circuit qui emploie la présente invention pour

détecter la fréquence d'un signal d'entrée.

La figure 8 illustre une construction possible d'un circuit pour la mesure en temps réel simultanée de

la phase du signal.

lé - Un appareil et un procédé pour détecter et mesurer avec précision la fréquence et la phase d'un signal variant dans le temps, en temps quasi-réel sont

décrits Dans la description suivante, aux fins

d' explication, des détails de construction, dispositions

et descriptions de composants spécifiques sont fournis

pour permettre une meilleure compréhension de la présente invention Les professionnels de la technique réaliseront toutefois que la présente invention peut être mise en pratique sans ces détails spécifiques A d'autres

endroits, des composants, structures et moyens de traite-

ment électroniques bien connus n'ont pas été décrits pour

ne pas compliquer inutilement la présente description.

Comme cela a été mentionné précédemment, le procédé de l'analyse de Fourier continue constitue le moyen théoriquement optimum de mesure de fréquence Dans des applications numériques pratiques, la transformation de Fourier discrète (TFD) est utilisée à la place du procédé continu, car le signal inconnu est échantillonné en utilisant un convertisseur analogique/numérique à grande vitesse (CAN) La transformation de Fourier discrète (TFD) est une approximation mathématique du

procédé de la transformation de Fourier continue L'ex-

pression mathématique de la TFD est bien connue des professionnels de la technique et elle est donnée comme référence sous la forme: 12 - F(n) = 12 Ek=x(k) lcaos 2 N r 2 sin 2 lk 2 ( 1)

N N N

dans laquelle: O N < N Dans l'équation 1, F(n) est la valeur de la transformée de Fourier à la fréquence (n/N) f 6 et N est le nombre

d'échantillons discrets, x(k), obtenu pendant le signal.

(Noter que F(n) est, dans le cas général, un nombre complexe) Quand N augmente vers l'infini, la précision de la TFD se rapproche de celle de la transformation de

Fourier continue.

Dans le procédé de la TFD, le signal d'entrée inconnu est comparé à N ondes sinusoïdales ayant des fréquences discrètes allant de -f 4/2 à f, /2, fs étant la fréquence d'échantillonnage Quand la fréquence du signal échantillonné et la fréquence des ondes sinusoïdales sont

presque égales, la somme des produits, F(n), est impor-

tante, ce qui indique un étroit degré d'accord Cette fréquence d'ondes sinusoïdales est alors prise comme la

fréquence du signal Le bruit, s'il est présent, contri-

buera aux produits de la puissance sur une gamme étendue de fréquences mais ne montrera pas de pointe élevée unique, à moins que le bruit ne soit cohérent (autrement dit, à moins qu'il ait une fréquence dominante) La fréquence du signal est facilement identifiable car la puissance dans la case de fréquence sera bien supérieure 13 - aux fréquences du bruit à moins que le RSB ne soit trop bas La figure 3 est un schéma du spectre de puissance d'une transformation de Fourier discrète à N = 16 points, dans laquelle chaque case du tracé représente la valeur entière de la fréquence résolue à 1/N. La phase du signal d'entrée inconnu peut être calculée en utilisant l'expression suivante: 2 *.ox(k) cos 2 irnk (=arctanl E l ( 2) M'.ox(k) sin 2 u Nk La TFD fournit une bonne approximation de la transformation de Fourier continue mais le procédé n'est pas exact en soi L'utilisation d'échantillons discrets conduit à une erreur peu importante mais mesurable Les performances de la TFD ont été analysées de manière étendue Les professionnels de la technique savent bien que, si l'on considère N échantillons discrets, l'écart de fréquence, Var(f), est donné par: Var(f) 12 fg 2 ( 3) 2 it SNR (N 2-1) N

dans laquelle f est la fréquence d'échantillonnage.

Comme on peut le voir à partir de l'équation 3, l'erreur

dans la mesure de fréquence est directement proportion-

nelle au carré de fa Ainsi, la résolution de fréquence peut être considérablement améliorée, simplement en 14 -

échantillonnant à une cadence d'échantillonnage infé-

rieure D'un autre côté, on sait bien aussi que pour un signal à bande limitée de largeur de bande w, le signal devrait être échantillonné à une cadence supérieure à la cadence minimale d'échantillonnage (à savoir, 2 w) pour

éviter le problème du repliement du spectre.

Le procédé utilisé dans la présente invention va maintenant être décrit En se référant tout d'abord à la figure 1, un schéma de principe simplifié du mode de réalisation préféré des étapes utilisées dans le procédé utilisé pour détecter la fréquence et la phase de signaux variant dans le temps est montré Initialement, le signal d'entrée à mesurer est fourni A l'étape 10, le signal

d'entrée est divisé en une pluralité de signaux simul-

tanés 15, repérés Sl, 52, SL Le nombre de signaux simultanés peut varier La figure 1 indique généralement

qu'il existe L signaux simultanés différents 15.

A l'étape 20, chacun des signaux simultanés 15 est échantillonné et converti en un flux codé de données 25 Chacun des signaux simultanés 15 est échantillonné à une fréquence différente, et ceci produit un ensemble différent de données codées 25 Les signaux simultanés

sont échantillonnés à N points différents, et N cor-

respond à la valeur de N dans l'équation 1 Les signaux de données codées sont indiqués El, E 2, EL, à la

figure 1.

A l'étape 30, chacun des signaux des flots de

données codées est traité pour en déterminer la fré-

quence Le mode de réalisation préféré utilise la - Transformation de Fourier Discrète (TFD) Les professionnels de la technique réaliseront que d'autres systèmes de mesure de fréquence peuvent être utilisés A l'étape 40, les résultats des TFD individuelles sont combinés d'une nouvelle manière pour produire une mesure

très précise de la fréquence du signal d'entrée.

Chacune des étapes utilisées dans le procédé de la présente invention va maintenant être décrite de manière plus détaillée En se référant de nouveau à la figure 1, à l'étape 10, le signal d'entrée est divisé en une pluralité de signaux simultanés Dans le mode de réalisation préféré, le signal d'entrée est divisé en 8 signaux simultanés, et L = 8 Le mode de réalisation préféré utilise 8 signaux simultanés parce qu,8 N a trouvé que ce nombre produit une mesure de fréquence définitive qui est suffisamment précise pour la plupart des applications pratiques Les professionnels de la technique réaliseront toutefois que la valeur choisie pour L peut être différente et qu'un nombre supérieur ou

inférieur de signaux simultanés peut aussi être utilisé.

Les signaux simultanés 15 sont ensuite échantil-

lonnés à différentes fréquences à l'étape 20 La fré-

quence d'échantillonnage du signal au premier stade, 51, est appelée fs Dans le mode de réalisation préféré,

chacun des autres signaux est échantillonné à une fré-

quence qui est la moitié de la fréquence d'échantillon-

nage du stade précédent: à savoir, 52 est échantillonné à fs/2, 53 est échantillonné à fs/4, 54 est échantillonné à fs/8, etc Ce système est facilement mis en oeuvre, et -16 - bien connu des professionnels de la technique Chacun des signaux simultanés est échantillonné au même nombre de points, N Toutefois, à chaque stade, le signal est échantillonné pendant le double du temps de l'étape précédente, en raison de la réduction de la fréquence

d'échantillonnage Ceci double la résolution de l'échan-

tillonnage pendant le stade précédent, et est illustré à

la figure 4.

L'échantillonnage des signaux simultanés à l'étape 20 est effectué, dans le mode de réalisation préféré, au moyen d'un numériseur Le numériseur produit une sortie de 1 logique lorsque le niveau de signal est supérieur à zéro et de O logiqueslorsque le niveau de signal est inférieur à zéro Ceci produit un flux codé de données à un bit pour chacun des signaux simultanés Dans le mode de réalisation préféré, une transformation à 16 bits est utilisée et N = 16 Le signal codé à 16 bits de chacun des signaux codés, El, est utilisé à l'étape 30

pour calculer la TFD.

D'autres variantes de procédés d'échantillonnage

peuvent être utilisées pour coder les signaux simultanés.

Par exemple, il est possible d'utiliser un autre mode de

réalisation qui utilise un échantillonnage à quatre bits.

De même, au lieu de localiser les passages au zéro, le codeur/échantillonneur pourrait utiliser un système qui

localise le maximum et les minimia locaux du signal.

A l'étape 30, les données provenant des signaux simultanés sont traitées à l'aide de la transformation de Fourier discrète Dans la présente invention, le procédé 17 - qui est utilisé pour calculer la TFD minimise le volume de calculs mathématiques nécessaires pour fournir la

mesure de fréquence définitive.

Les points de données à N-bits provenant des signaux de données codées sont mémorisés et utilisés

comme adresse de lecture de données dans un grand dispo-

sitif mémoire Le dispositif mémoire a 2 ' emplacements mémoire aux adresses représentées par la représentation binaire à N bits des nombres de 0 à 2 N-1 (Se rappeler que dans le mode de réalisation préféré, N = 16) Chaque emplacement ou cellule de mémoire contient la valeur de la TFD pour les configurations particulières de 1 et de

0, qui constituent chaque adresse de mémoire L'emplace-

ment mémoire peut aussi contenir la puissance de la TFD (ou tout autre moyen de validation quelconque) pour

vérifier que la TFD correspond à un signal cohérent.

La TFD pour chacun des flux de données codées

peut donc être rapidement calculée,en sollicitant simple-

ment le dispositif mémoire Ce procédé permet une déter-

mination de fréquence précise, tout en minimisant le nombre de composants nécessaires, et donc le coût global

et la complexité du système.

Bien que la présente invention utilise la TFD pour calculer la fréquence de chacun des flux de données codées, les professionnels de la technique réaliseront que d'autres procédés de mesure de fréquence ou de

transformation peuvent être utilisés La présente inven-

tion utilise la TFD uniquement parce qu'elleaétéconsidérée comme le procédé le plus fiable et efficace existant 18 -

pour la détermination de fréquence.

Finalement, à l'étape 40, les résultats des TFD individuelles sont combinés d'une nouvelle manière pour produire une valeur de la fréquence du signal d'entrée inconnu Un mode de réalisation préféré ainsi qu'une

variante sont décrits ci-dessous.

En se référant ensuite à la figure 2, un schéma de principe général d'un circuit qui met en oeuvre le procédé de la présente invention est montré Dans ce mode de réalisation, le signal d'entrée est d'abord divisé par un diviseur (non montré sur la figure 2) et appliqué à L unités d'échantillonnage/codage différentes 200 Ceci correspond à l'étape 10 du procédé décrit plus haut La fonction de chaque unité d'échantillonnage/codage 200 est

de générer un ensemble de données continues ou échantil-

lonnées d'une fréquence donnée par gl(f) Ceci correspond à l'étape 20 du procédé décrit plus haut A la figure 2, les unités d'échantillonnage/codage peuvent être mises en oeuvre simplement en échantillonnant le signal d'entrée à une fréquence fl, ainsi g 1 (f) peut être écrit sous la forme: g 1 (f) = (f) (modf L) ( 4) La fréquence de ce signal est ensuite mesurée en utilisant l'élément de traitement 210 Les éléments de traitement mesurent la fréquence des sorties de chacune des unités d'échantillonnage/codage Comme on l'a noté plus haut, la TFD est utilisée comme procédé efficace de 19 - mesure de la fréquence de l'unité arithmétique quoique d'autres procédés de mesure de fréquence, donnant des

résultats semblables, puissent être utilisés.

Les sorties 215 des éléments de traitement 210 sont ensuite combinées d'une nouvelle manière pour fournir une valeur définitive de la fréquence du signal d'entrée f, f pouvant être écrite sous la forme d'une certaine fonction G de gl(f), g 2 (f),, g(f) Ceci

correspond à l'étape 40 du procédé décrit plus haut.

Ainsi, f = Glg 1 (f), g 2 (f), * * r g L(f)l ( 5) Une caractéristique de la présente invention est de trouver l'ensemble de fonctions gl(f),, gt(f) et la fonction

G qui satisfassent la relation donnée à l'équation 5.

Deux groupes différents de ces fonctions vont maintenant

être décrits.

Dans la présente invention, des mesures de

fréquence de haute résolution sont effectuées en utili-

sant une technique semblable à celle utilisée pour le

calcul de la représentation en base r de nombres réels.

Le procédé de représentation en base r est connu des professionnels de la technique, bien qu'il n'ait pas

encore été appliqué dans le présent contexte Les con-

cepts généraux de la représentation en base r vont

maintenant être exposés en guise d'informations généra-

les. Dans la représentation en base r, A est un nombre -20 - réel ayant la valeur O É A < r H Le nombre A peut être représenté en utilisant la représentation en base r,sous la forme: A= M'L Ma >l( 1 +,( 6) Pour le calcul des coefficients (les ai), le nombre A est d'abord divisé par r', M étant déterminé par le nombre maximum à représenter La division de A par r" normalise ce nombre pour obtenir A, avec O A O < 1 La valeur du terme (J+M) est un nombre entier qui détermine la résolution avec laquelle le nombre A est représenté, et M < J < Ào* En outre, r J+M est le nombre d'étapes de

résolution dans la représentation du nombre.

Dans la première étape, le coefficient a O est

calculé en prenant la partie entière du produit r A 4.

Après le calcul de a 0, le nombre R O est calculé en sous-

trayant a O du produit r A O (autrement dit en prenant la partie fractionnaire du nombre r A 0) Pour la deuxième itération, le coefficient a, est calculé en prenant la partie entière du produit r R O Après le calcul de a,, le nombre R 1 est calculé en prenant la partie fractionnaire de A, et ainsi de suite Cette procédure peut continuer indéfiniment si A O est un nombre irrationnel ou un nombre rationnel de la forme xiy, x et y étant des nombres entiers et y n'étant pas de la forme r 2 (z étant un

nombre entier).

Pour illustrer l'algorithme précédent, le calcul de la représentation en base 2 (binaire) du nombre 21 - A O = 0,8 est donné ci-après à titre d'exemple: Ao = 0,8 r A O = 1,6 ao = 1 Ro = 0,6 A 1 = r R O = 1,2 a 1 = 1 R 1 = 0,2 A 2 = r R 1 = 0,4 a 2 = O R 2 = 0,4 A 3 = r R 2 = 0,8 a 3 = 0 R3 = 0,8 A 4 = r R 3 = 1,6 a 4 = 1 R 4 = 0,6 A 5 = r R 4 = 1,2 a 5 = 1 R 5 = 0,2 A 6 = r R 5 = 0,4 a 6 = O R 6 = 0,8 Ainsi 0,1100110 donne la représentation

binaire (en base 2) du nombre 0,8.

Comme on peut le voir à partir de cet exemple, le calcul de la représentation en base r de nombres réels implique un moyen pour multiplier le reste de chaque

itération par le nombre entier r et un moyen pour cal-

culer la partie entière de ce produit En outre, avec chaque itération, la précision de la représentation du

nombre A est améliorée par un facteur r.

Dans la présente invention, la mesure de fré-

quence basée sur les TFD individuelles est effectuée en utilisant une technique analogue à celle utilisée pour le calcul de la représentation en base r Pour illustrer cette application, considérons le cas o l'on désire mesurer la fréquence f dans une gamme de fréquences -fs/2 à fs/2, fs étant la fréquence d'échantillonnage La fréquence normalisée (la fréquence du signal f par rapport à cette fréquence d'échantillonnage) est définie 22 par f/f Les cases de fréquence discrète de la TFD représentent une résolution donnée par f/N La case TFD

sera la partie entière de Nf/f 5.

En utilisant la TFD, la partie entière du nombre représentant la fréquence du signal, f, peut être cal- culée en déterminant la case TFD qui a la puissance maximum D'autres systèmes d'estimation de fréquence utilisant des signaux échantillonnés suivront aussi une configuration semblable Pour améliorer la précision avec laquelle le paramètre Nf/fs et donc la fréquence sont mesurés, l'algorithme itératif décrit précédemment peut être utilisé Cet algorithme itératif peut être appliqué comme suit Supposons que la fréquence d'échantillonnage

pour l'itération i soit f L* Pour cette fréquence d'échan-

tillonnage, la fréquence normalisée est donnée par fi = f/fai Si N échantillons sont utilisés pour la TFD, la partie entière de Nfi représente alors la case TFD ayant

la puissance maximum Pour l'itération (i+ 1), la multi-

plication de Nfi par le facteur r (r provient de la

représentation en base r) peut être effectuée en échantil-

lonnant le signal à une cadence f j/r Pour cette f ré-

quence d'échantillonnage, la fréquence normalisée sera rfi En outre, pour chaque itération i, la partie entière du produit r Nfi pour cette itération est calculée en

déterminant la case TFD ayant la puissance maximum.

Autrement dit, pour chaque itération i+l, la fré-

quence normalisée fi,1 est égale à la fréquence normalisée

pour l'itération i multipliée par r (à savoir, fi+, = rf L).

La partie entière des Nfi peut alors être calculée en 23 - déterminant la case TFD ayant la puissance maximum Comme on peut le voir à partir de l'approche ci-dessus, en

utilisant ces caractéristiques (obtenues en échantillon-

nant à différentes fréquences), on peut développer un algorithme simple pour fournir une mesure de fréquence de

haute résolution.

Un exemple pourra sans doute élucider cette procé-

dure La figure 5 illustre le cas o le rapport de fréquence réel est Nf/fs = 5,123, une TFD à N = 16

points étant calculée.

Dans le mode de réalisation préféré de la pré-

sente invention, la base 2 est utilisé car les mathéma-

tiques binaires sont bien connues dans la technique et

facilement mises en oeuvre Dans l'exemple de la fré-

quence 5, la fréquence serait représentée par la case TFD 5 avec un reste inconnu de 0,123 Dans l'itération suivante, la fréquence d'échantillonnage est divisée par 2 ce qui revient à multiplier la fréquence normalisée par 2 et la TFD est calculée La fréquence sera représentée par la case TFD 10 avec un reste inconnu de 0,246 A l'itération suivante, la fréquence d'échantillonnage est à nouveau divisée par 2 si bien que la fréquence calculée par la TFD devrait être 20,492 Toutefois, les rapports de fréquence dépassant 16 seront repliés Ainsi, la fréquence de repliement sera représentée par 4,492 ( 20,492 16) de sorte qu'elle tombera dans la case 4 avec un reste inconnu de 0,492 Le fait qu'un repliement s'est produit peut être déterminé en comparant la valeur du rapport de fréquence actuelle avec le résultat 24 - précédent Ceci fournit suffisamment d'informations pour identifier le point o le repliement se produit à chaque stade. L'algorithme montre que le reste après chaque itération est augmenté par un facteur de 2,mais est' indéfini jusqu'à ce qu'il dépasse 1 Cette valeur entière contribue ensuite au nombre dans la case TFD,indiquant que le reste dans la première itération est alors connu comme étant approximativement 1/2 i A ce moment des opérations, le nombre d'itérations est connu,si bien que les informations sur le reste à la première itération peuvent être mieux définies Ceci revient à reconnaître que la résolution est doublée après chaque itération Une autre manière de formuler ceci est de dire qu'à la première itération, la fréquence est connue à +/ 0,5 de la case de fréquence TFD, à la deuxième elle est connue à +/-0,25 de la case (en se référant à la largeur de bande initiale) et ainsi de suite La figure 6 illustre comment la présente invention améliore la précision de la

mesure de fréquence à chaque itération.

Dans la pratique,on a trouvé que lors du calcul de la case TFD ayant la puissance maximum (pour le calcul de la partie entière du rapport Nf/fi), il peut y avoir

une incertitude de +/ 1 dans le nombre de la case TFD.

Par exemple, si le rapport Nf/fi proprement dit est égal à 1,5, la case TFD ayant la puissance maximum pourrait alors être 1 ou 2 De même, si le rapport proprement dit est 0,5, la case TFD ayant la puissance maximum pourrait alors être O ou 1 Cette ambiguïté se propage tout au - long de la mesure au fur et à mesure que la fréquence d'échantillonnage diminue La présente invention surmonte cette ambiguïté, en modifiant légèrement la formule

élémentaire en base r.

Le mode de réalisation préféré utilise donc une représentation des nombres en base r modifiée pour le nombre A de la forme: A=i b 1 r < ( 7)

o les bi sont des nombres entiers tels que -1 É bi < r.

* Il convient de noter qu'avec cette représentation le nombre A serait représenté avec différents ensembles des

coefficients bi (contrairement au cas présenté précédem-

ment, o il y a une correspondance bijective entre le nombre A et sa représentation en base 2 c-à-d les coefficients ai) Par exemple, avec la représentation en

base 2 modifiée, le nombre A = 0,4 pourrait être repré-

senté par les deux représentations suivantes:

A O = 0,4

r A O = 0,8 b O = 1 R O = -0,2 A 1 = r R O = -0,4 b 1 = O R 1 = -0,4 A 2 = r R 1 = -0,8 b 2 = -1 R 2 = 0,2 A 3 = r R 2 =0,4 b 3 = O R 3 = 0,4 A 4 = r R 3 =0,8 b 4 = 1 R 4 = -0,2 et

A O = 0,4

26 - r A O = 0,8 b O = O R O = 0,8 A 1 = r R O = 1,6 b 1 = 1 R 1 = 0,6 A 2 = r R 1 = 1,2 b 2 = 1 R 2 = 0,2 A 3 = r R 2 = 0,4 b 3 = 0 R 3 = 0,4 A 4 = r R 3 = 0,8 b 4 = 0 R 4 = 0,8 A 5 = r R 4 = 1,6 b 5 = 1 R 5 = 0,6 Ainsi, le nombre A peut être représenté sous la forme ( 1,0,-1,0,1,0) ou ( 0,1,1,0,0,1) On peut

facilement vérifier que les deux représentations cor-

respondent au même nombre A En outre, de nombreuses autres représentations peuvent être données pour le même nombre A Cette variante de représentation est utilisée pour résoudre l'incertitude rencontrée dans le calcul de la case TFD ayant la puissance maximum L'incertitude de

case TFD de +/ 1 à un stade quelconque change la repré-

sentation du nombre mais le résultat définitif,après un nombre suffisant de stades,fournira la même résolution

dans la définition du nombre.

En se référant de nouveau à la figure 1, la

mesure de fréquence définitive à l'étape 40 est effec-

tuée, dans le mode de réalisation préféré, en utilisant la formule de l'équation 7 ci-dessus Les coefficients bi de l'équation 7 sont simplement les résultats des TFD individuelles Les TFD individuelles sont additionnées, et la somme finale est prise pour la fréquence du signal

d'entrée inconnu.

Il convient de noter que lors du calcul de la fréquence en utilisant l'algorithme en base r, le nombre 27 - de points utilisés pour la TFD n'est pas forcément limité aux 16 utilisés dans le mode de réalisation préféré En fait, un grand nombre de points est, dans certaines

limites, préférable pour le calcul de la TFD Par exem-

ple, l'utilisation d'un plus grand nombre de points donne une meilleure insensibilité au bruit Il existe une limite pratique du nombre de points N pouvant être

efficacement utilisés dans la transformation Par exem-

ple, l'augmentation du nombre de points d'échantillonnage

augmente la complexité, et donc le coût global de l'en-

semble du système De même, l'augmentation du nombre de points d'échantillonnage au-delà d'un certain paramètre peut ne pas augmenter de manière appréciable la précision

des résultats de la mesure de fréquence.

Avec N échantillons utilisés pour la TFD, les coefficients bi peuvent être calculés en utilisant l'équation suivante: bi = (di,+ rdi) mod N ( 8) O: -N/2 < a mod N e N/2 et a = di,, rdi Le terme di représente la case de fréquence TFD ayant la puissance maximum à la i-ème étape En guise d'exemple, considérons le cas o l'incertitude de case de +/ l a conduit à ce que la case TFD soit + 1 à l'itération 28 - i c'est-a-dire di = 10 alors qu'il aurait du être 9 Dans l'itération i+l, la case TFD serait 18, qui se repliera à la case 2, (di, = 2) L'introduction de ces valeurs dans l'équation 8 donne: bi = ( 2 20) mod N = -2 Ceci montre que la case TFD dans l'itération précédente était décalée de + 1 en raison de l'incertitude de la mesure. Si l'on passe maintenant à la figure 7, un schéma

de principe simplifié d'un circuit qui emploie la pré-

sente invention pour détecter la fréquence d'un signal d'entrée est montré Le signal d'entrée est fourni à la ligne d'entrée 100 De là, le signal est divisé en L signaux simultanés différents Chacune des composantes simultanées est dirigée vers un stade différent repéré

stade 1, stade 2, etc, jusqu'au stade L à la figure 7.

Dans le mode de réalisation préféré, comme on l'a indiqué plus haut, il existe un total de huit stades On a trouvé

que huit stades donnent une mesure de fréquence défini-

tive qui est suffisamment précise pour la majorité des applications dans le monde réel Les professionnels de la technique réaliseront que le nombre de stades peut toutefois varier, en fonction de la résolution exacte qui

est désirée pour une application particulière.

Les signaux simultanés sont chacun appliqués à un décodeur 102 Le décodeur 102, comme on l'a indiqué plus haut, est un numériseur qui produit un signal 29 - échantillonné à un bit Chacun des signaux simultanés est

échantillonné à une fréquence différente.

La fréquence d'échantillonnage du premier stade est repérée 104 et désignée f 51 Chacun des signaux dans les stades suivants est échantillonné à un diviseur fixe

r de la fréquence d'échantillonnage du stade précédent.

Le diviseur r est le même que la valeur de r utilisée dans la représentation de nombres en base r modifiée de l'équation 7 Dans le mode de réalisation préféré, r a pour valeur 2 et chaque stade est échantillonné à la moitié de la fréquence du stade précédent Comme on l'a montré précédemment, avec l'addition de chaque stade, la résolution de fréquence augmente donc aussi d'un facteur 2 La résolution de fréquence est alors donnée par 1/(N 2 L) Ainsi, avec l'addition de chaque stade, la résolution de fréquence est améliorée exponentiellement tandis que la mise en oeuvre de matériel est augmentée

linéairement Ceci est définitivement un avantage puis-

qu'avec ce procédé, la mesure de fréquence de haute résolution peut être effectuée en utilisant beaucoup moins de matériel qu'avec les procédés conventionnels Le procédé décrit a l'avantage considérable de permettre une mise en oeuvre bon marché et fiable de la mesure de fréquence de haute résolution, en utilisant le procédé de

l'analyse de Fourier.

Dans le mode de réalisation préféré, 16 échantil-

lons du signal d'entrée sont utilisés Ceci revient à une TFD à 16 points c-à-d dans l'équation 1 ci-dessus, N = 16 La sortie de chaque décodeur 102 est ensuite passée -30 - à un registre à décalage à entrée série-sortie parallèle La sortie du registre à décalage est ensuite appliquée au moyen de décodage 110 Les circuits de décodage agissent pour une mise en correspondance de N bits en M bits Comme on l'a décrit plus haut, des supports mémoire tels que ROM, RAM et EPROM peuvent être utilisés pour cette tâche Dans le cas présent, la sortie du registre à décalage peut ensuite être utilisée comme une adresse de la mémoire de M 2 N bits Dans chaque cellule de mémoire, deux numéros sont mémorisés Le premier donne la case TFD ayant la puissance maximum (qui correspond à la partie entière du rapport Nf/fi avec une incertitude de +/ 1) Ce nombre correspond à la case TFD ayant la puissance maximum Le deuxième nombre mémorisé dans la cellule de mémoire donne la puissance de la case TFD qui avait la puissance maximum (d'autres moyens de validation du signal échantillonné pourraient aussi être

utilisés pour le i-ème stade).

Des informations sur la puissance du signal peuvent être utilisées pour la validation de ce signal pour,à la fois donner une indication de la présence d'un signal et valider les mesures de fréquence Les deux nombres pour les différents stades sont ensuite appliqués

à un circuit de décodage 115.

Il n'est pas nécessaire d'avoir une mémoire différente pour le circuit de décodage 110 dans chacun des stades La raison de ceci est que le circuit de décodage mémorise des données identiques quelle que soit

la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée.

31 - Autrement dit, la sortie du circuit de décodage ne dépend que de la sortie du registre à décalage 105 Chacun des registres à décalage 105 peut donc être utilisé pour solliciter un circuit mémoire unique, quel que soit le nombre de stades dans le dispositif Cette approche réduit grandement le nombre total de composants et de ce

fait,le coût du système.

Les circuits de décodage logiques 115 acceptent les sorties des circuits de décodage 105 et combinent chacun des résultats des TFD individuelles selon le système présenté ci-dessus en ce qui concerne l'équation 7 Les coefficients bi individuels sont additionnés pour produire une valeur définitive de la fréquence du signal d'entrée.

Comme on peut le voir à partir de la description

ci-dessus, le processeur,dans le mode de réalisation

préféré,est capable de fournir f /8 mesures par seconde.

Pour une fréquence d'échantillonnage f, = 80 M Hz, le processeur fournit 10 millions de mesures de fréquence par seconde en utilisant le procédé de l'analyse de Fourier même pour les 16 échantillons réels ou 8 complexes qui sont utilisés dans la transformation de la présente invention Ceci peut être facilement étendu à

des transformations à 32, 64, 128, 256 points d'échantil-

lonnage ou plus Ceci dépasse de loin la capacité des

procédés actuels utilisant la technologie connue.

Le procédé décrit ci-dessus utilise la représen-

tation en base r fixe Pour le procédé précédent, il est désirable d'échantillonner le signal dans le premier -32 - stade à une cadence supérieure à deux fois la fréquence d'entrée maximum Cette approche permet une mesure de fréquence correcte sur une gamme maximum de fréquences d'entrée Ce qui suit décrit une variante de mode de réalisation du procédé pour combiner les sorties des TFD individuelles de manière à donner la mesure de fréquence définitive Dans cette variante de mode de réalisation, tous les stades peuvent être échantillonnés à une cadence qui est de loin inférieure à deux fois la fréquence

d'entrée maximum.

Pour cette variante de mode de réalisation, la fréquence de signal définitive est mesurée en utilisant le procédé de la représentation en base mixte Avec cette approche, le coefficient de la représentation de nombres est calculé en utilisant l'arithmétique modulaire Le calcul du nombre à partir de sa représentation en base mixte peut être effectué en utilisant le théorème chinois

du reste ou la formule de la base mixte.

Pour appliquer cette variante du procédé aux mesures de fréquence à haute résolution, la fréquence de signal, f, est échantillonnée à différentes fréquences d'échantillonnage f 1, fs 2,, f 5 Les fréquences d'échantillonnage sont choisies comme suit: Supposons que

Ni ( O < i < n) représente le nombre de la case de fré-

quence TFD pour l'étape i o la puissance maximum se produit Comme la fréquence d'échantillonnage de l'étape i est égale à f i, l'étape de résolution pour i est donc donnée par Si = f i/Ni Les fréquences d'échantillonnage fali a * * t f sont choisies de manière à ce que le 33 rapport Si/Sj (pour O < i,j < N) soit un nombre rationnel de la forme Xi/Xj, Xi et Xj étant des nombres premiers

relatifs (pour O < i,j < n).

Par exemple, pour N 1 = N 2 = 16, et en supposant que f 1 = 16/13 M Hz et f 2 = 16/15 M Hz, alors 51 = 13 et 52 = 15 et le rapport 51/52 = 13/15 correspond à X 1 = 13 et

X 2 = 15, 13 et 15 étant des nombres premiers relatifs.

Avec un signal de fréquence f, la sortie TFD de l'étape i est donnée par: di = int lf/Sil mod Ni = int lNif/f il mod Ni di étant la case de fréquence TFD (pour l'étape i) ayant

la puissance maximum.

Par exemple, si f = 3,4 M Hz, alors avec N 1 = N 2 = 16 et f 1 = 16/13 M Hz et f 2 = 16/15 M Hz, dl = int l( 3,4/16)( 13)( 16)l mod 13 = 5 d 2 = int l( 3,4/16)( 15)( 16)l mod 15 = 6 Pour récupérer la fréquence f à partir des valeurs des

di, chaque di est d'abord multiplié par le rapport Xi/Ni.

La fréquence est ensuite calculée en utilisant,soit le théorème chinois du reste,soit la formule de la base mixte. Comme on l'a mentionné plus haut pour le mode de

réalisation préféré, il peut y avoir une ambiguïté de +/-

1 dans la détermination de la case TFD ayant la puissance maximum Contrairement au cas de la représentation en base r fixe, la pénalité encourue avec cette ambiguïté -34 - peut conduire à des résultats complètement faux Pour résoudre cette ambiguïté, la fréquence d'échantillonnage est sélectionnée de manière à ce que,pour deux fréquences quelconques f 1, f 2, (dans la gamme dans laquelle la fréquence est mesurée) si | di, di 2 | I1 O < i < n alors les fréquences f 1 et f 2 satisfont I fi 1f 2 1 < Si 0 < i < n o les di, et les di 2 sont les représentations TFD de f 1 et f 2 respectivement Cette variante de mode de réalisation peut être facilement mise en oeuvre en sélectionnant et en programmant correctement les circuits de décodage logiques (élément 220 de la figure 2 et élément 115 de la figure 7) La mise en oeuvre de cette variante de mode de réalisation sera facilement apparente aux professionnels

de la technique.

La présente invention comporte aussi un moyen pour mesurer la phase du signal d'entrée La figure 8 illustre une configuration possible pour la mise en

oeuvre de la mesure de phase en temps réel Cette con-

figuration peut être mise en oeuvre à l'aide de compo-

sants analogiques, numériques ou hybrides.

Dans une configuration possible, la fréquence mesurée utilisant les circuits de mesure de fréquence instantanée 152 est utilisée pour générer une onde sinus et une onde cosinus à une fréquence égale à la fréquence de signal d'entrée 150 A cet effet, des tables de consultation, des circuits de décodage, ou des circuits analogiques spéciaux peuvent être utilisés Les - ondes sinus et cosinus générées sont ensuite multipliées avec le signal d'entrée par le multiplicateur La multiplication peut être effectuée en utilisant des multiplicateurs analogiques quand les deux signaux (à savoir les ondes sinust et cosinus générées et le

signal d'entrée) sont de forme analogique, ou en utili-

sant des multiplicateurs numériques si les deux signaux sont de forme numérique ou en utilisant un convertisseur numérique/analogique (CNA) de multiplication si un signal

est de forme analogique et le deuxième de forme numéri-

que Ainsi, les sorties de multiplicateur sont données par: sin(? O t+ f)sinîa,0 t = 0,5 cosf 0,5 cos( 2 &>o + t) ( 9) sin(? O t+f)cos& O t = 0,Ssini 0,5 sin( 2 ? O + t) ( 10) L'intégrateur 160 est alors utilisé pour éliminer le deuxième terme des équations 9 et 10 Des intégrateurs analogiques peuvent être utilisés si des multiplicateurs analogiques sont utilisés ou des accumulateurs numériques si des multiplicateurs numériques sont utilisés Ainsi les sorties d'accumulateur sont données par 0,5 cos 4 et

0,5 sin 4, et la phase peut être calculée.

La différence de phase entre deux signaux peut ensuite être obtenue en calculant la phase de chaque signal (relativement à une référence commune) puis en

prenant la différence de phase entre ces deux signaux.

Du fait que les procédés précédents ut il isent l'analyse de 36 - Fourier pour la mesure de fréquence, les techniques fournissent une mesure de fréquence fiable même à un RSB

de O d B En outre, on a trouvé que les procédés fournis-

sent aussi un moyen efficace de détection de signal Ceci permet d'utiliser la présente invention pour le traite-

ment des signaux en salves comme des signaux continus.

D'autres moyens de validation peuvent être fournis lors de la comparaison de la fréquence mesurée à chaque stade

avec celle du stade précédent.

Quand la présente invention est utilisée pour traiter des signaux en salves, un détecteur de salves dans le domaine temporel peut aussi être inclus pour empêcher la fausse détection et le traitement de signaux de fond cohérents Ceci évitera aussi le déclenchement du détecteur par un signal de fond cohérent Le détecteur de salves dans le domaine temporel, en combinaison avec le détecteur dans le domaine fréquenciel est donc considéré comme une partie d'une variante de mode de réalisation de la présente invention Le détecteur de salves dans le domaine temporel utilise un réglage de niveau de seuil que toute tension de signal potentiel doit dépasser afin de valider le circuit du détecteur de salves Plusieurs démarches sont possibles pour ce système, y compris l'impératif que le signal filtré en passe-haut dépasse à la fois un niveau de tension positif et un niveau de tension négatifet aussi des procédés qui commencent par redresser et mettre au carré la tension du signal puis utilisent la puissance du signal pour déclencher le circuit. 37 - En conséquence, un nouveau procédé et un nouveau

appareil pour le traitement numérique de signaux utili-

sant la transformation de Fourier discrète ont été

décrits Cette description a été faite en référence à des

exemples spécifiques de modes de réalisation de ceux-ci. Les professionnels de la technique réaliseront toutefois que divers changements et modifications peuvent y être apportés sans s'écarter de l'esprit globalni du domaine d'utilisation de l'invention La spécification et les diagrammes annexés doivent donc être considérés comme

illustratif S plutôt que restrictifs Le domaine d'utilis-

ation complet de la présente invention n'est limité que

par les revendications suivantes.

38 -

Claims (29)

REVENDICATIONS

1 Procédé pour déterminer la fréquence d'un signal variant dans le temps, comprenant les étapes de: (a) fourniture d'un signal d'entrée;

(b) division dudit signal d'entrée en une plura-

lité de signaux simultanés; (c) échantillonnage en même temps desdits signaux simultanés, chacun desdits signaux étant échantillonné à

une fréquence différente de manière à générer une plura-

lité de signaux codés; (d) correspondance de chacun desdits signaux codés avec une représentation connue d'un signal, ladite représentation connue de signaux ayant des valeurs précalculées indicatives d'une fréquence des signaux codés; (e) utilisation desdites représentations connues

pour calculer ladite fréquence dudit signal d'entrée.

2 Procédé selon la revendication 1, dans lequel il

y a 8 signaux simultanés.

3 Procédé selon la revendication 1, dans lequel chacun desdits signaux simultanés est échantillonné sur

un bit à l'aide d'un numériseur.

4 Procédé selon la revendication 1, dans lequel chacun desdits signaux simultanés est échantillonné en

utilisant l'échantillonnage sur plusieurs bits.

Procédé selon la revendication 1, dans lequel chacun desdits signaux simultanés est échantillonné en 16

points différents.

39 - 6 Procédé selon la revendication 1, dans lequel un premier desdits signaux simultanés est échantillonné à une fréquence de fst et chacun desdits signaux suivants

est échantillonné à un multiple de f.

7 Procédé selon la revendication 6, dans lequel f. est deux fois une fréquence maximum dudit signal d'entrée

à mesurer.

8 Procédé selon la revendication 6, dans lequel

ledit multiple a une valeur inférieure à un.

9 Procédé selon la revendication 6, dans lequel

ledit multiple est égal à un demi.

Procédé selon la revendication 1, comprenant en outre l'étape de détermination d'une phase dudit signal d'entrée. 11 Procédé selon la revendication 1, dans lequel ladite étape d'utilisation calcule ladite fréquence dudit signal d'entrée selon la représentation en base r de nombres, de manière à produire une mesure de ladite

fréquence dudit signal variant dans le temps.

12 Procédé selon la revendication 1, dans lequel ladite étape d'utilisation calcule ladite fréquence dudit signal d'entrée selon la représentation en base mixte de nombres, de manière à produire une mesure de ladite

fréquence dudit signal variant dans le temps.

13 Procédé pour déterminer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps, comprenant les étapes de: (a) fourniture dudit signal électronique variant dans le temps comme signal d'entrée; - (b) division dudit signal d'entrée en un nombre L de signaux simultanés;

(c) division de chacun desdits L signaux simul-

tanés en un signal codé en effectuant une conversion analogique/numérique utilisant l'échantillonnage sur un bit; (d) réalisation d'une transformation de Fourier discrète (TFD) sur chacun desdits signaux codés;

(e) utilisation des résultats desdites trans-

formations de Fourier discrètes pour déterminer la fréquence dudit signal électronique variant dans le temps. 14 Procédé selon la revendication 13, dans lequel il

y a 8 signaux simultanés.

15 Procédé selon la revendication 13, dans lequel ladite étape de conversion dudit signal d'entrée en un

signal codé comprend la prise de 16 échantillons con-

sécutifs dudit signal d'entrée.

16 Procédé selon la revendication 13, dans lequel ladite TFD est accomplie en utilisant lesdits signaux codés comme adresse d'un emplacement mémoire contenant une valeur de ladite TFD, correspondant auxdits signaux codés. 17 Procédé pour déterminer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps, comprenant les étapes de: (a) fourniture dudit signal électronique variant dans le temps comme signal-d'entrée; (b) division dudit signal d'entrée en une série 41 - d'un nombre L de signaux simultanés;

(c) conversion de chacun desdits L signaux simul-

tanés en un signal codé en effectuant une conversion analogique/numérique utilisant l'échantillonnage sur un bit, par lequel chacun desdits signaux simultanés est échantillonné à une fréquence qui est la moitié de la

fréquence d'échantillonnage du signal simultané précé-

dent, et un total de N points différents sont échantil-

lonnés pour chaque signal simultané; (d) mémorisation de chacun des signaux codés dans un registre à décalage; (e) utilisation de chacun desdits signaux codés pour accéder à un moyen de mémoire, ledit moyen de

mémoire ayant 2 N adresses de mémorisation, chacune des-

dites adresses de mémorisation contenant au moins une

valeur d'une transformée de Fourier discrète correspon-

dant à une représentation binaire de ladite adresse de mémorisation; et (e) lsicl calcul de la fréquence F(x) dudit signal d'entrée selon la formule suivante: F(x)= 2 q -bjr(i bi étant égal à la case TFD ayant la puissance maximum

pour chaque stade i.

18 Procédé selon la revendication 17, comprenant en

outre, après ladite étape de calcul, l'étape de détermi-

nation d'une phase dudit signal d'entrée.

19 Dispositif pour déterminer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps, comprenant: 42 - un moyen d'entrée pour accepter ledit signal variant dans le temps comme signal d'entrée, ledit moyen d'entrée fournissant un moyen pour diviser ledit signal

d'entrée en une pluralité de signaux simultanés diffé-

rents; au -moins un moyen d'échantillonnage/codage couplé audit moyen d'entrée pour échantillonner chacun desdits signaux simultanés à une fréquence différente de manière à générer une pluralité de signaux codés; au moins un moyen de traitement pour déterminer une transformation de fréquence de chacun desdits signaux codés; un circuit logique couplé audit moyen de traitement pour combiner lesdites transformations de fréquence de manière à déterminer la fréquence dudit

signal variant dans le temps.

Dispositif selon la revendication 19, dans lequel chacun desdits signaux simultanés est échantillonné par ledit moyen d'échantillonnage/codage à une fréquence

différente.

21 Dispositif selon la revendication 19, dans lequel ledit moyen de traitement effectue une transformation de

Fourier discrète sur chacun desdits signaux codés.

22 Dispositif selon la revendication 19, comprenant en outre un moyen de détermination de phase couplé audit circuit logique pour déterminer une phase dudit

signal variant dans le temps.

23 Dispositif selon la revendication 22, dans lequel ledit moyen de détermination de phase comprend: 43 - un moyen d'entrée pour recevoir une sortie provenant dudit circuit logique; un générateur pour créer des ondes sinus et cosinus ayant une fréquence égale à ladite fréquence dudit signal variant dans le temps; un moyen multiplicateur couplé audit moyen d'entrée et audit générateur; un moyen intégrateur/accumulateur couplé audit

moyen multiplicateur.

24 Dispositif pour mesurer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps, comprenant: un moyen d'entrée pour recevoir Ledit signal variant dans le temps comme signal d'entrée, ledit moyen d'entrée divisant ledit signal d'entrée en L signaux simultanés différents; un nombre L d'unités d'échantillonnage/codage couplées en parallèle audit moyen d'entrée, lesdites unités d'échantillonnage/codage échantillonnant chacun desdits signaux simultanés à une fréquence différente en N points différents de manière à générer L signaux codés différents;

un élément de traitement couplé à chacune des-

dites unités d'échantillonnage/codage pour effectuer une transformation de Fourier discrète sur chacun desdits signaux codés; un circuit logique couplé à chacun desdits éléments de traitement pour combiner ladite

transformation de Fourier discrète selon la représenta-

tion en base r de nombres de manière à produire une -44 - mesure de ladite fréquence dudit signal variant dans le temps. Dispositif selon la revendication 24, dans lequel L = 8 26 Dispositif selon la revendication 24, dans lequel

N = 16

27 Dispositif selon la revendication 24, dans lequel chacune desdites unités d'échantillonnage/codage comprend un numériseur qui produit une sortie numérique de " 1 " quand ledit signal simultané a un niveau supérieur à zéro

et une sortie numérique de " 0 " quand ledit signal simul-

tané a un niveau inférieur à zéro.

28 Dispositif selon la revendication 24, dans lequel

r = 2, et chacune desdites unités d'échantillon-

nage/codage échantillonne son signal simultané corres-

pondant à une fréquence qui est la moitié de la fréquence

d'échantillonnage précédente.

29 Dispositif selon la revendication 24, dans lequel ledit moyen de circuit logique calcule la fréquence, F(x), dudit signal d'entrée selon la formule suivante:

F(x)= 2 l Db Ir -

bi étant égal à la case de la transformation de Fourier

discrète ayant la puissance maximum pour chaque stade i.

Dispositif pour mesurer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps, comprenant: un moyen d'entrée pour recevoir ledit signal variant dans le temps comme signal d'entrée, ledit moyen - d'entrée divisant ledit signal d'entrée en une pluralité de signaux simultanés différents; un décodeur à un bit, couplé à chacun desdits signaux simultanés, chacun desdits décodeurs à un bit échantillonnant lesdits signaux simultanés à une fré- quence différente en N points différents; un registre à décalage à entrée série-sortie parallèle à N bits,couplé à chacun desdits décodeurs; au moins un circuit de décodage de N bits en M bits, ledit circuit de décodage étant couplé à chacun desdits registres à décalage, et recevant

g une sortie dudit registre à décalage, en pro-

duisant une valeur qui correspond à une transformation de Fourier discrète de ladite configuration de N bits provenant desdits registres à décalage; chacun desdits circuits de décodage étant couplés

à un seul moyen de décodage logique, ledit moyen de dé-

codage logique combinant lesdites transformations de Fourier discrètes selon la représentation de nombres en base r de manière à donner une mesure définitive de

ladite fréquence dudit signal d'entrée.

31 Dispositif selon la revendication 30, dans lequel ledit moyen de circuit logique calcule la fréquence, F(x), dudit signal d'entrée selon la formule suivante: F(x)= fir(i 1 bi étant égal à la case de la transformation de Fourier

discrète ayant la puissance maximum pour chaque stade i.

32 Dispositif selon la revendication 30, dans lequel -46 -

ledit circuit de décodage comprend un moyen de mémoire.

33 Dispositif selon la revendication 30, dans lequel ledit circuit de décodage produit en plus un signal de validation correspondant à ladite transformation de Fourier discrète. 34 Dispositif selon la revendication 30, dans lequel existe un circuit de décodage unique, chacun desdits registres à décalage étant couplé audit circuit de

décodage unique.

35 Dispositif selon la revendication 30, dans lequel existe une pluralité de circuits de décodage, chacun desdits registres à décalage étant couplé à un circuit de

décodage séparé.

36 Dispositif pour mesurer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps, comprenant: un moyen d'entrée pour recevoir ledit signal variant dans le temps comme signal d'entrée, ledit moyen d'entrée divisant ledit signal d'entrée en une pluralité de signaux simultanés différents; un décodeur à un bit couplé à chacun desdits signaux simultanés, chacun desdits décodeurs à un bit

échantillonnant lesdits signaux simultanés à une fré-

quence différente en N points différents; un registre à décalage à entrée série-sortie parallèle à N bits couplé à chacun desdits décodeurs; un circuit de décodage de N bits en M bits couplé à chacun desdits registres à décalage, lesdits circuits

de décodage recevant une sortie dudit registre à dé-

calage et produisant une valeur qui correspond à une 47 -

transformation de Fourier discrète de ladite configu-

ration de N bits provenant desdits registres à décalage; chacun desdits circuits de décodage étant couplés

à un seul moyen de décodage logique, ledit moyen de déco-

dage logique combinant lesdites transformations de Fourier discrètes selon la représentation de nombres en base mixte de manière à produire une mesure définitive de

ladite fréquence dudit signal d'entrée.

37 Dispositif pour mesurer la fréquence d'un signal électronique variant dans le temps, comprenant: un moyen d'entrée pour recevoir ledit signal variant dans le temps comme signal d'entrée, ledit moyen d'entrée divisant ledit signal d'entrée en L signaux simultanés différents; un nombre L d'unités d'échantillonnage/codage couplées audit moyen d'entrée, chacune desdites unités d'échantillonnage/codage ayant une sortie, chacune desdites sorties étant un signal échantillonné ou continu ayant une fréquence qui est une fonction de la fréquence

dudit signal d'entrée, -permettant ainsi à la fré-

quence dudit signal d'entrée d'être représentée sous la forme d'un vecteur de L composantes;

un élément de traitement couplé à chacune des-

dites unités d'échantillonnage/codage pour mesurer ladite

fréquence desdites sorties desdites unités d'échantillon-

nage/codage; un circuit logique couplé à chacun desdits éléments de traitement pour combiner lesdites fréquences pour calculer ladite fréquence dudit signal d'entrée 48 -

provenant dudit vecteur de L composantes.

38 Dispositif selon la revendication 37, dans lequel ladite fréquence de signal échantillonné est égale à

ladite fréquence d'entrée en fonction de la fréquence d'échantil-

lonnage. 39 Dispositif selon la revendication 37, dans lequel lesdits éléments de traitement utilisent la Transformation de Fourier Discrète pour mesurer la fréquence sorties desdites unités

d'échantillonnage/codage.

Dispositif selon la revendication 37, dans lequel lesdits éléments de traitement utilisent des techniques de passage au zéro pour mesurer ladite fréquence des

sorties desdites unités d'échantillonnage/codage.

41 Dispositif selon la revendication 19, comprenant en outre un moyen détecteur de salves dans le domaine de fréquences couplé audit moyen de circuit logique;

un moyen de validation pour déterminer la vali-

dité d'une sortie dudit moyen détecteur de salves dans le domaine des fréquences 42 Dispositif selon la revendication 41, dans lequel ledit moyen détecteur de salves dans le domaine de fréquences calcule une Transformée de Fourier Discrète dudit signal échantillonné à différentes fréquences d'échantillonnage, détermine un rapport signal/bruit

desdits signaux échantillonnés et compare lesdits rap-

ports signal/bruit à une valeur prédéterminée.

43 Dispositif selon la revendication 41, comprenant 49 - en outre un moyen de détection de puissance de signal, pour empêcher une fausse détection de signaux de fond cohérents. 44 Dispositif selon la revendication 41, dans lequel ledit moyen détecteur de salves dans le domaine des fréquences mesure une fréquence dudit signal d'entrée selon un nombre adaptatif d'échantillons, ledit nombre d'échantillons étant adapté selon la' longueur de salves

dudit signal d'entrée.