FR2550675A1 - DISCRIMINATOR CIRCUIT AND METHOD OF OPERATING THE SAME - Google Patents

Abstract

CIRCUIT DISCRIMINATEUR FM AMELIORE QUI UTILISE DES TECHNIQUES D'AUTOCORRELATION. IL COMPREND:-UN DETECTEUR DE PASSAGE PAR ZERO 18 POUR METTRE AU CARRE ET LIMITER UN SIGNAL D'ENTREE DE FREQUENCE PORTEUSE FM;-DES MOYENS D'ECHANTILLONNAGE ET DE RETARD 13, 22 POUR ECHANTILLONNER LE SIGNAL PORTEUR ET POUR MULTIPLIER CE SIGNAL PAR UN SIGNAL RETARDE PREDETERMINE;-UN FILTRE 16 POUR ENLEVER UNE COMPOSANTE DE FREQUENCE CHOISIE DU SIGNAL MULTIPLIE. APPLICATION AUX CIRCUITS TELEPHONIQUES.IMPROVED FM DISCRIMINATOR CIRCUIT THAT USES AUTOCORRELATION TECHNIQUES. IT INCLUDES: -A ZERO 18 DETECTOR TO SQUARE AND LIMIT AN FM CARRIER FREQUENCY INPUT SIGNAL; -SAMPLING AND DELAY MEANS 13, 22 TO SAMPLE THE CARRIER SIGNAL AND TO MULTIPLY THIS SIGNAL BY A PREDETERMINED DELAY SIGNAL; -A 16 FILTER TO REMOVE A SELECTED FREQUENCY COMPONENT FROM THE MULTIPLIED SIGNAL. APPLICATION TO TELEPHONE CIRCUITS.

Description

On applique les signaux téléphoniques à des fréquences plus élevées queTelephony signals are applied at higher frequencies than

les fréquences de courant à la fois sur les lignes à l'intérieur des immeubles et sur les lignes de distribution à longue distance Des circuits complexes 5 sont nécessaires pour démoduler ces signaux haute fréquence  current frequencies both on the lines inside the buildings and on the long-distance distribution lines Complex circuits 5 are necessary to demodulate these high frequency signals

et les convertir en signaux numériques.  and convert them to digital signals.

On connaît un récepteur à autocorrélation ne nécessitant pas de composants discrets de sorte que le récepteur peut être entièrement réalisé par des techniques numé10 riques On a découvert pendant la mise en oeuvre de la partie autocorrélation du récepteur, qu'un retard pré- déterminé fixe dans le registre à décalage à autocorrelation par rapport à la fréquence porteuse du signal en modulation de fréquence (signal FM), provoque une relation linéaire directe 15 entre le signal de bande de base et la fréquence porteuse On a en outre découvert que ces variations de l'amplitude du signal pouvait provenir de variations de la fréquence ou de la phase Ces variations de l'amplitude en fonction de la fréquence répondent aux nécessités d'un discriminateur FM qui 20 est défini comme un détecteur de signaux FM Lorsque le  A self-correlating receiver is known which does not require discrete components so that the receiver can be entirely realized by digital techniques. It has been discovered during the implementation of the autocorrelation part of the receiver that a fixed predetermined delay in the autocorrelated shift register with respect to the carrier frequency of the FM signal, causes a direct linear relationship between the baseband signal and the carrier frequency. The amplitude of the signal could be derived from variations in frequency or phase. These amplitude-frequency variations respond to the requirements of an FM discriminator which is defined as an FM signal detector.

signal FM reçu est retardé et traité par un circuit numérique à autocorrélation, le discriminateur fournit une tension de sortie dont l'amplitude suit les variations de la fréquence Pour les applications aux télécommunications, dans 25 lesquelles la mise en oeuvre numérique est conservée, le si-  received FM signal is delayed and processed by a digital autocorrelated circuit, the discriminator provides an output voltage whose amplitude follows the frequency variations For telecommunications applications, in which the digital implementation is retained, the -

gnal de sortie du discriminateur FM de l'invention est similaire à un signal numérique, c'est-à-dire "marche" ou "arrêt", avec un rapport cyclique dépendant de l'amplitude de la tension du signal acoustique appliqué à la porteuse par 5 l'émetteur On peut réaliser un récepteur téléphonique FM notablement simplifié en utilisant le discriminateur de l'invention puisque les décodeurs à boucle de verrouillage de phase, normalement utilisés sur un circuit téléphonique, ne  The output signal of the FM discriminator of the invention is similar to a digital signal, ie "on" or "off", with a duty cycle dependent on the amplitude of the voltage of the acoustic signal applied to the signal. It is possible to make a significantly simplified FM telephone receiver using the discriminator of the invention since the phase-locked loop decoders, normally used on a telephone circuit, can not be used.

sont plus nécessaires.are more necessary.

L'invention a par conséquent, pour but de réaliser  The invention therefore aims to achieve

un circuit téléphonique FM amélioré qui utilise des techniques d'autocorrélation telle qu'un détecteur FM sans recourir à un circuit de décalage de phase ou toute autre technique de conservation de l'énergie telle que les décodeurs à 15 boucle de verrouillage de phase.  an improved FM telephone circuit which uses autocorrelation techniques such as an FM detector without the use of a phase shift circuit or any other energy conservation technique such as phase-locked loop decoders.

L'invention comporte un récepteur à autocorrélation pour des signaux FM qui comprend un comparateur, un registre à décalage et des circuits de bascule On multiplie le signal FM par un temps de retard fixe choisi à l'inté rieur 20 du registre à décalage pour obtenir un signal à deux composantes On filtre la double composante de la porteuse et on utilise la composante de bande de base pour réaliser la relation amplitude/fréquence En sélectionnant le retard fixe par rapport à la fréquence porteuse du signal FM, le signal 25 résultant se rapproche d'une représentation numérique du  The invention comprises an autocorrelation receiver for FM signals which comprises a comparator, a shift register and flip-flop circuits. The FM signal is multiplied by a fixed delay time selected within the shift register to obtain a two-component signal The dual component of the carrier is filtered and the baseband component is used to realize the amplitude / frequency relation. By selecting the fixed delay with respect to the carrier frequency of the FM signal, the resulting signal approaches a digital representation of the

signal FM.FM signal.

La description qui va suivre se réfère aux figures  The following description refers to the figures

annexées qui représentent, respectivement: figure 1, un diagramme d'un récepteur FM utilisant 30 le détecteur FM de la présente invention; figure 2, un schéma du circuit du détecteur FM, utilisé avec le récepteur de la figure 1, figure 3, une courbe de la relation entre la réponse d'autocorrélation et la fréquence pour le circuit dé35 tecteur FM de la figure 2; et -3 figure 4, une courbe du signal de sortie en fonction de la réponse filtrée pour des fréquences comprises  attached which represent, respectively: FIG. 1, a diagram of an FM receiver using the FM detector of the present invention; FIG. 2, a circuit diagram of the FM detector used with the receiver of FIG. 1, FIG. 3, a curve of the relationship between the autocorrelation response and the frequency for the FM detector circuit of FIG. 2; and FIG. 4, a curve of the output signal as a function of the filtered response for frequencies included

entre 155 k Hz et 215 k Hz.between 155 kHz and 215 kHz.

La dérivation mathématique de la fonction de re5 tard d'autocorrélation pour un signal acoustique de bande de base Lf(t)l, une fréquence porteuse (wc) et un signal FM est la suivante: signal FM = sin Luc + f (t))t ( 1) Ce signal retardé par un temps fixe % est signal FM retardé = sin l(wc + f(t)) (t-X 5 ( 2) On multiplie ( 1) par ( 2) ce qui donne x(t) x(t) = sin (wc + f(t))t sin l(wc + f(t)(t) ( 3) on pose  The mathematical derivation of the autocorrelation delay function for a baseband acoustic signal Lf (t) 1, a carrier frequency (wc) and an FM signal is as follows: FM signal = sin Luc + f (t) ) t (1) This signal delayed by a fixed time% is delayed FM signal = sin l (wc + f (t)) (tX 5 (2) We multiply (1) by (2) which gives x (t) x (t) = sin (wc + f (t)) t sin l (wc + f (t) (t) (3) we put

w= C + f(t).w = C + f (t).

( 3) devient maintenant: x(t) = sinwt sinw(t) ( 3) En utilisant une identité trigonométrique, ( 3) devient x(t)= l/2 úcos (w-u(t-) cos (wt + W t -))l x(t)= 1/2 Cos; 1/2 cos( 2 wt -u>) ( 4) le deuxième terme est une composante haute fréquence que l'on peut éliminer par un filtre passe-bas Le premier terme, comme on peut le voir en ( 4), est une valeur de courant continu invariable avec le temps Cependant le terme W varie avec le temps, ce qui oblige le niveau de cou25 rant continu à varier autour du niveau de modulation zéro (f(t) = O) Cette valeur est réglée par la relation entre la fréquence porteuse (wc) et le retard fixe (<) En choisissant: Wc = 11/2 (ou équivalent) le premier terme de ( 4) devient: x(t) = sin avec = f(t)T ( 5) pour de petites perturbations autour de k radians sin x = x ( 6) Par conséquent, pour de petites variations du 35 signal acoustique d'entrée, l'équation ( 5), en utilisant ( 6) devient x(t) basse fréquence =f(t) ( 7) L'équation ( 7), montre, par conséquent, que la modulation acoustique f(t) du premier terme ( 1/2 cos W') de 5 l'équation ( 4) sera reproduite linéairement pour un indice de modulation limité pour un décalage en courant continu de zéro (sin È = 0) Comme dans le cas des discriminateurs FM classiques les variations d'amplitude dans le signal porteur passeront dans la gamme acoustique Par conséquent le signal 10 d'entrée doit passer par un limiteur Ceci non seulement diminue l'effet des variations d'amplitude dans le signal porteur, mais aussi "rend carré" le signal d'entrée, rendant l'effet d'autocorrélation plus semblable à un rapport cyclique qu'à un effet sinus et donc plus linéaire Le premier 15 terme est la fonction cosinus du produit de la fréquence porteuse (fc) et du retard fixe Puisque la fréquence porteuse varie en fonction du temps, comme pour la transmission FM, le niveau de courant continu variera aussi Bien que le cosinus soit une fonction non-linéaire, pour de peti tes 20 variations autour de 1/2 il existe une zone linéaire En choisissant la combinaison retard fixe-fréquence centrale appropriée, on peut utiliser l'effet d'autocorrélation comme  (3) now becomes: x (t) = sinwt sinw (t) (3) Using a trigonometric identity, (3) becomes x (t) = l / 2 úcos (wu (t-) cos (wt + W t -)) lx (t) = 1/2 Cos; 1/2 cos (2 wt -u>) (4) the second term is a high frequency component that can be eliminated by a low-pass filter The first term, as can be seen in (4), is a DC value invariable over time However the term W varies with time, which forces the DC level to vary around the zero modulation level (f (t) = O). This value is set by the relationship between the carrier frequency (wc) and the fixed delay (<) By choosing: Wc = 11/2 (or equivalent) the first term of (4) becomes: x (t) = sin with = f (t) T (5) for small perturbations around k radians sin x = x (6) Therefore, for small variations of the input acoustic signal, equation (5), using (6) becomes x (t) low frequency = f (t) (7) Equation (7), therefore, shows that the acoustic modulation f (t) of the first term (1/2 cos W ') of equation (4) will be reproduced linearly for a limiting modulation index For a DC offset of zero (sin È = 0) As in the case of conventional FM discriminators, the amplitude variations in the carrier signal will change in the acoustic range. Therefore, the input signal must pass through a limiter. This not only decreases the effect of the amplitude variations in the carrier signal, but also "squares" the input signal, making the autocorrelation effect more like a duty cycle than a sinus effect and therefore The first term is the cosine function of the product of the carrier frequency (fc) and the fixed delay Since the carrier frequency varies with time, as for FM transmission, the DC level will vary as well as the cosine a non-linear function, for small variations around 1/2 there is a linear zone By choosing the appropriate fixed-frequency central delay combination, it is possible to use the autocorrelation effect co Mrs

un discriminateur FM.an FM discriminator.

Le deuxième terme 1/2 cos ( 2 wt w-) est une com25 posante double de la fréquence sans intérêt pour la détection FM et on peut facilement l'enlever au moyen d'un filtre passe-bas On a contruit comme suit un circuit pour vérifier  The second term 1/2 cos (2 wt w-) is a dual component of the frequency of no interest for FM detection and can easily be removed by means of a low-pass filter. to check

le concept de corrélation avec un retard fixe.  the concept of correlation with a fixed delay.

La figure 1 représente le circuit d'autocorréla30 tion 10 utilisé avec un récepteur à autocorrélation Le circuit du récepteur contient un filtre passe-bande 11 pour filtrer un signal FM d'entrée ayant une fréquence porteuse fc On traite ensuite le signal dans un limiteur 12 qui comporte des limiteurs à diode pour éliminer les variations d'amplitude de la porteuse Le circuit de retard 13, qui sera décrit de manière plus détaillée en liaison avec la figure 2, fournit un retard fixe égal à 1,25 divisé par la fréquence porteuse Ce retard fixe est une caractéristique importante de la présente invention puisqu'aucun circuit de 5 décalage de phase n'est nécessaire, comme décrit précédemment On multiplie le signal retardé par le signal de courant ( 20) dans le multiplicateur 22 et on filtre ce signal dans un filtre passe-bas 16 avant de sortir vers le circuit téléphonique. On a représenté figure 2 le circuit détecteur numérique 17 du récepteur à autocorrélation 10 qui consiste en un détecteur de passage par zéro tel que le comparateur 18 qui transforme le signal d'entrée fc limité en bande FM d'une configuration d'onde sinusoïdale A en une configura tion 15 d'onde carrée B en mettant au carré et en limitant le signal d'entrée On échantillonne le signal à l'intérieur d'une bascule D 19 et on obtient le retard en appliquant la fréquence de base sur la ligne de synchronisation 15 reliant les entrées de synchronisation d'horloge de la bascule 19 à 20 l'entrée de synchronisation du registre à décalage 9 à n  FIG. 1 shows the autocorrelation circuit 10 used with an autocorrelation receiver. The receiver circuit contains a bandpass filter 11 for filtering an input FM signal having a carrier frequency. The signal is then processed in a limiter 12. which has diode limiters to eliminate amplitude variations of the carrier The delay circuit 13, which will be described in more detail in connection with FIG. 2, provides a fixed delay equal to 1.25 divided by the carrier frequency This fixed delay is an important feature of the present invention since no phase shift circuit is required, as previously described. The delay signal is multiplied by the current signal (20) in the multiplier 22 and this signal is filtered. in a low-pass filter 16 before going out to the telephone circuit. FIG. 2 shows the digital detector circuit 17 of the autocorrelation receiver 10 which consists of a zero crossing detector such as the comparator 18 which transforms the FM-band limited input signal fc of a sinusoidal waveform A in a square wave pattern B by squaring and limiting the input signal The signal is sampled within a D 19 flip-flop and the delay is obtained by applying the base frequency to the line synchronizing circuit 15 connecting the clock synchronization inputs of the flip-flop 19 to the synchronization input of the shift register 9 to n

étages qui constitue le circuit de retard 13 de la figure 1.  stages which constitutes the delay circuit 13 of FIG.

On relie la borne Q de la bascule 19 à la borne D du registre à décalage 9 et la borne Q du registre à décalage à une entrée d'une porte NON-OU exclusif 22 On relie l'autre 25 entrée de la porte NON-OU exclusif 22 via la ligne 20 à la ligne 23 qui relie les bornes Q et D de la bascule 19 et du registre à décalage 9 respectivement On agence la porte NON-OU exclusif 22 sous la forme d'un multiplicateur numérique dont le signal de sortie est converti par un filtre 30 passe-bas approprié, tel que le filtre 16 de la figure 1,  The Q terminal of the flip-flop 19 is connected to the D terminal of the shift register 9 and the Q terminal of the shift register to an input of an exclusive NOR gate 22. The other input of the NAND gate is connected Exclusive OR 22 via line 20 to line 23 which connects terminals Q and D of flip-flop 19 and shift register 9 respectively The exclusive NOR gate 22 is arranged in the form of a digital multiplier whose signal of output is converted by a suitable low-pass filter, such as filter 16 of FIG.

pour enlever la composante haute fréquence comme décrit précédemment.  to remove the high frequency component as previously described.

Le signal de synchronisation appliqué à la ligne 15 dépend de la fréquence porteuse (fc), du nombre d'étages (n) 35 dans le registre à décalage et du retard fixe (t) de -6 2,5 f qui est équivalents à 1 f/2 radians Avec une fréquence de 200 k Hz et un registre de décalage 9 CMOS à 12 étages, on a choisi une fréquence d'échantillonnage de 1,92 M Hz On a utilisé un filtre passe-bas 16, à deux pôles, à 3400 Hz pour 5 séparer le signal acoustique et on compare la qualité acoustique du signal résultant à un circuit décodeur à boucle de verrouillage de phase du type normalement utilisé sur les lignes de courant et les circuits radio stéréophoniques La qualité acoustique du signal acoustique était égale ou meil10 leure à celle obtenue à partir d'un décodeur de ligne de  The synchronization signal applied to line 15 depends on the carrier frequency (fc), the number of stages (n) in the shift register and the fixed delay (t) of -6.5 f which is equivalent to 1 f / 2 radians With a frequency of 200 kHz and a 12-stage CMOS shift register 9, a sampling frequency of 1.92 M Hz was selected. A low-pass filter 16 with two poles was used. at 3400 Hz to separate the acoustic signal and the acoustic quality of the resulting signal is compared to a phase lock loop decoder circuit of the type normally used on current lines and stereo radio circuits. The acoustic quality of the acoustic signal was equal to or better than that obtained from a line decoder of

courant standard.standard current.

On a évalué l'efficacité du circuit détecteur 17 pour la réponse d'autocorrélation en augmentant la fréquence (fc) du signal d'entrée et en mesurant le signal acoustique 15 de sortie en volts La relation de la figure 3 indique une réponse quasi-linéaire en volts en tant que fonction directe  The efficiency of the detector circuit 17 for the autocorrelation response was evaluated by increasing the frequency (fc) of the input signal and measuring the acoustic output signal in volts. The relationship of FIG. linear in volts as a direct function

de la fréquence d'entrée fc en k Hz.  the input frequency fc in k Hz.

On voit mieux la linéarité de la valeur en courant continu du premier terme de chaque côté de la fréquence por20 teuse, figure 4 o on a représenté la courbe du signal de  The linearity of the DC value of the first term on each side of the carrier frequency is better seen, FIG. 4 shows the curve of the signal of

sortie en fonction de la fréquence de part et d'autre de la fréquence porteuse On remarquera que pour un retard fixe désigné pour une fréquence porteuse fc = 155 k Hz, il y a 2 régions linéaires, situées de part et d'autre de 155 k Hz, 25 centrées sur 116,25 k Hz et 193,75 k Hz.  output as a function of the frequency on either side of the carrier frequency It will be noted that for a fixed fixed delay designated for a carrier frequency fc = 155 kHz, there are 2 linear regions, situated on either side of 155 k Hz, centered on 116.25 kHz and 193.75 kHz.

Claims (13)

REVENDICATIONS 1 Circuit discriminateur FM, caractérisé en ce qu'il comprend: un détecteur de passage par zéro ( 18) pour mettre 5 au carré et limiter un signal d'entrée de fréquence porteuse FM. des moyens d'échantillonnage et de retard ( 13,22) pour échantillonner le signal porteur et pour multi plier ce signal par un signal retardé prédéterminé; et un filtre ( 16) pour enlever une composante de  An FM discriminator circuit, characterized in that it comprises: a zero crossing detector (18) for squaring and limiting an FM carrier frequency input signal. sampling and delay means (13, 22) for sampling the carrier signal and for multiplexing said signal with a predetermined delayed signal; and a filter (16) for removing a component of fréquence choisie du signal multiplié.  chosen frequency of the multiplied signal. 2 Circuit discriminateur FM selon la revendication 1, caractérisé en ce que le détecteur de passage par  2 FM discriminator circuit according to Claim 1, characterized in that the detector for passing through zéro ( 18) comporte des limiteurs à diode.  zero (18) has diode limiters. 3 Circuit discriminateur FM selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'échantillonnage et  FM discriminator circuit according to claim 1, characterized in that the sampling means and de retard comprennent un circuit d'autocorrélation.  of delay include an autocorrelation circuit. 4 Circuit discriminateur FM selon la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre ( 16) est un filtre 20 passe-bas.  FM discriminator circuit according to claim 1, characterized in that the filter (16) is a low-pass filter. Circuit discriminateur FM selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit d'autocorrélation  FM discriminator circuit according to Claim 3, characterized in that the autocorrelation circuit comprend un registre à décalage ( 9) à N étages.  comprises an N-stage shift register (9). 6 Circuit discriminateur FM selon la revendica25 tion 5, caractérisé en ce que le circuit d'autocorrêlation  6 FM discriminator circuit according to revendica25 tion 5, characterized in that the autocorrelation circuit comprend en outre au moins une bascule ( 19).  further comprises at least one rocker (19). 7 Circuit discriminateur FM selon la revendication 6, caractérisé en ce que la bascule ( 19) et le registre A décalage ( 9) sont reliés par une ligne de synchronisation 30 commune ( 15).  7 FM discriminator circuit according to claim 6, characterized in that the latch (19) and the shift register (9) are connected by a common synchronization line (15). 8 Circuit discriminateur FM selon la revendication 1, caractérisé en ce que le retard est une fonction mathématique de la fréquence porteuse.  8 FM discriminator circuit according to claim 1, characterized in that the delay is a mathematical function of the carrier frequency. 9 Circuit discriminateur selon la revendication 1, 35 caractérisé en ce que la fréquence porteuse FM est com prise  9 discriminator circuit according to claim 1, characterized in that the FM carrier frequency is com ce entre 109 et 215 k Hz.between 109 and 215 kHz. Circuit discriminateur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le retard est égal Z 1 fois la  Discriminator circuit according to Claim 9, characterized in that the delay is equal to Z 1 times the réciproque de la fréquence porteuse.  reciprocal of the carrier frequency. 11 Méthode de détection FM, caractérisée en ce qu'elle consiste a: mettre au carré et limiter un signal de fréquen ce porteuse FM; réaliser sur le signal une autocorrélation par rapport à un retard fixe; et  11 FM detection method, characterized in that it consists in: squaring and limiting a FM carrier frequency signal; realize on the signal an autocorrelation with respect to a fixed delay; and filtrer une composante haute fréquence particulière du signal retardé.  filtering a particular high frequency component of the delayed signal. 12 Méthode selon la revendication 11, caractéri sée en ce que l'autocorrélation consiste en une opération mathématique selon la formule x(t) = sin (wc + f(t))t sin l(wc + f(t))(t -b)l dans laquelle x (t) représente le signal FM retardé, Wc la  Method according to claim 11, characterized in that the autocorrelation consists of a mathematical operation according to the formula x (t) = sin (wc + f (t)) t sin l (wc + f (t)) (t in which x (t) represents the delayed FM signal, Wc la fréquence porteuse et le retard.carrier frequency and delay. 13 Méthode selon la revendication 11, caractéri sée  13 Method according to claim 11, characterized en ce que l'autocorrélation comporte l'étape d'échantil20 lonnage du signal à N fois la fréquence porteuse.  in that the autocorrelation comprises the step of sampling the signal at N times the carrier frequency. 14 Méthode selon la revendication 13, caractéri sée  14 Method according to claim 13, characterized en ce que le retard est obtenu en reliant par une ligne de synchronisation commune une bascule et un registre de décalage à N étages.  in that the delay is obtained by connecting a flip-flop and an N-stage shift register via a common synchronization line. 15 Méthode selon la revendication 13, caractéri sée en ce qu'elle comporte l'étape de multiplication du si gnal retardé. 16 Méthode selon la revendication 15, caractéri sée  The method of claim 13, characterized in that it comprises the step of multiplying the delayed signal. Method according to claim 15, characterized en ce qu'elle comporte l'étape de filtrage du signal multiplié 30 par un filtre passe-bas ( 16).  in that it comprises the step of filtering the signal multiplied by a low-pass filter (16).