FR2526252A1 - Circuit de commande du courant d'une ligne de transmission - Google Patents

Abstract

LA PRESENTE INVENTION CONCERNE UN CIRCUIT DE COMMANDE DU COURANT DANS UNE LIGNE DE TRANSMISSION ET COMPRENANT UN TRANSISTOR D'EMISSION (T1) DONT UN PREMIER ACCES EST CONNECTE A LA LIGNE, AINSI QU'UN CIRCUIT DE RECEPTION (AR) ET DONT UN SECOND ACCES EST CONNECTE A UN CIRCUIT D'EMISSION (AE). CE CIRCUIT DE COMMANDE EST CARACTERISE EN CE QU'IL COMPREND EGALEMENT UN AMPLIFICATEUR A SEUIL (T2) CONNECTE ENTRE LE SECOND ACCES DU TRANSISTOR D'EMISSION (T1) ET LA MASSE, ET COMPRENANT UNE ENTREE DE COMMANDE CONNECTEE A LA SORTIE D'UN DIVISEUR POTENTIOMETRIQUE (RC-RD) LUI-MEME CONNECTE ENTRE LA LIGNE ET UN POTENTIEL DE REFERENCE, UNE BRANCHE INFERIEURE DE CE DIVISEUR ETANT UNE IMPEDANCE COMMANDABLE (RD). L'INVENTION EST APPLICABLE DANS LES POSTES TELEPHONIQUES DU TYPE ELECTRONIQUE.

Description

La présente invention a pour objet un circuit de commande du courant d'une ligne de transmission et, plus particulièrement, un circuit de commande du courant continu d'une ligne téléphonique. Elle est applicable dans les postes téléphoniques du type électronique.

Certains postes téléphoniques électroniques actuellement commercialisés comprennent notamment un circuit intégré de transmission comprenant, en particulier, un amplificateur d'émission des signaux de parole à transmettre, issus du microphone, et un amplificateur de réception des signaux reçus sur la ligne téléphonique et retransmis vers l'écouteur.

La ligne téléphonique est connectée à un circuit de redressement et à une résistance de régulation à coefficient de température positif, ou thermistance. Une sortie du circuit de redressement fournit le potentiel de référence, l'autre sortie alimente, d'une part, un diviseur de tension potentiométrique et, d'autre part, une entrée de l'amplificateur de réception via un circuit d'équilibrage.

Par ailleurs, elle est commandée par le circuit d'émetteur d'un transistor d'émission. L'électrode de base de ce transistor est connectée, d'une part, à la sortie de l'amplificateur d'émission et, d'autre part, à une entrée différentielle de l'amplificateur de réception.

Le transistor d'émission est traversé par les courants de ligne, raison pour laquelle il n'est pas inclus dans le circuit intégré de transmission.

La tension fournie par le circuit de redresse mer,t est fonction du courant circulant dans la ligne téléphonique. Il en est de même de la tension fournie par le diviseur potentiométrique. Cette dernière est utilisée pour faire varier le gain de l'amplificateur d'émission et de l'amplificateur de réception comme l'inverse du courant de ligne.

Ce type de poste ne répond pas complètement aux besoins.

lout d'abord, la limitation du courant de ligne est effectuée, comme on l'a vu précédemment, par une thermlstance. L 'impédance de cette thermistance n'est jamais nul le. E île provoque toujours une chute de tension, préjudicable dans le cas d'une ligne longue. Il est souhaitable de supprimer cet inconvénient.

De même, la régulation de gain résulte d'une réduction de gain par une tension proportionnelle au courant de ligne. tin système plus souple et n'agissant qu'au delà d'un seuil déterminé est préférable.

De plus, il est souhaitable d'abaisser l'impédance du poste téléphonique au cours de la numérotation décimale, afin d'augmenter la longueur de ligne acceptable ; en effet, l'amplificateur permettrait d'utiliser le poste en relation avec des lignes plus longues.

La présente invention a donc pour objet un circuit de commande du courant de ligne qui, associé au circuit intégré de transmission existant, permet de satisfaire les besoins ci-dessus mentionnés.

Le circuit de commande de la présente invention est caractérisé par le fait qu'il comprend un amplificateur à seuil connecté dans le circuit de base du transistor d'émission et commandé par le signal de sortie du diviseur potentiométrique dont l'une des impédances est rendue modifiable grâce à deux circuits de commande, l'un en série sur cette impédance pour l'augmenter, l'autre en parallèle pour la diminuer.

Les différents objets et caractéristiques de l'invention seront maintenant détaillés dans la description qui va suivre, faite à titre d'exemple non limitatif, en se reportant aux figures annexées qui représentent
- la figure 1, le schéma de principe d'un circuit de poste téléphonique de type connu
- la figure 2, le schéma de principe d'un circuit de commande de courant de ligne réalisé conformément à la présente invention
- les figures j à 5, des exemples de réalisation de circuits associés au circuit de commande de la figure 2 et permettant à celui-ci de commander le circuit de ligne conforeément aux exigences requises et selon les différentes phases de l'établissement d'une communication téléphonique.

On décrira tout d'abord, en se référant à la figure 1, le schéma de principe du circuit de commande du courant de ligne de type connu actuellement utilisé dans les postes téléphoniques électroniques tels que le poste téléphonique commercialisé par la Société Demanderesse sous la marque DIGITEL 2000.

Le circuit de poste de la figure 1 comprend un circuit de redressement RF, qui peut être un pont de diodes dont une entrée est connectée à travers une résistance Rv à l'un des fils L1 d'une ligne téléphonique bifilaire, et dont l'autre entrée est connectée à l'autre fil L2 de cette ligne. La résistance Rv est une thermistance limitant le courant.

La sortie négative du pont redresseur RF fournit le potentiel de référence, que l'on appellera la masse.

La sortie positive A de ce pont est connectée à une entrée d'un circuit de numérotation GT elle-même connectée à une sortie de ce circuit à travers un contact GN normalement fermé. Cette sortie du circuit GT est connectée à une entrée d'un diviseur potentiométrique comprenant deux résistances R1 et R2 connectées en série entre cette sortie du circuit de numérotation GT et la masse, un condensateur de filtrage C1 étant connecté en parallèle avec la résistance R2.

La sortie A du pont redresseur RF est également connectée, à travers le contact GN, à l'émetteur d'un transistor d'émission T1 de type p-n-p par l'intermédiaire d'une résistance R3. L'électrode de base du transistor T1 est connectée à la cathode d'une diode D1 dont l'anode est connectée à la sortie du circuit de numérotation GT par l'intermédiaire d'une résistance R4. Le collecteur du transistor T1 alimente une source fournissant un potentiel constant +V (+ 5", par exemple) pour l'alimentation des composants électroniques du poste à partir du courant de ligne.

ie e circuit de la figure l comprend e n outre un circuit de transmission [C, par exemple du type du circuit intégré cosllmerclaSisé sous la référence STL-45C. De ce circuit on n'a représenté qu'un amplificateur d'entrée AT dort le entrées sont respectivement connectées à des bornes 41 et M2 du microphone du poste téléphonique, un aplificateur d'émission AE dont l'entrée est connectée à la sortie de l'amplificateur d'entrée AT et la sortie à la base du transistor d'émission Tl, un amplificateur différentiel de réception AR dont une entrée est connectée à la sortie de l'amplificateur d'émission AE par une résistance Rr, dont l'autre entrée est connectée à la sortie d'un amplificateur AT', et dont la sortie est connectée à l'une des bornes TSl du récepteur du poste téléphonique. L'entrée de l'amplificateur AT' est connectée à la sortie A du pont redresseur RF via un circuit d'équilibrage EQ.

Les amplificateurs AT, AT', AE et AR du circuit de transmission TC comprennent une entrée de signal de commande de gain: Celle des amplificateurs AT et AT' est connectée à une entrée NF du circuit de transmission TC à laquelle est fourni un signal de commande ch. Celle des amplificateurs d'émission AE et de réception AR est connectée au point commun des résistances Ri et R2 du diviseur potentiométrique.

Dans le sens réception, le courant circulant dans la ligne Ll-L2 se retrouve en sortie du redresseur
RF. Les signaux de parole issus de la ligne sont fournis à l'entrée de l'amplificateur de réception AR par l'intermédiaire du circuit d'équilibrage EQ et de l'amplificateur d'entrée AT'. ils sont amplifiés par l'amplificateur AR qui les retransmet à l'entrée TSl de l'écouteurf le gain de cet amplificateur étant fixé par le signal de commande de gain cq fourni par le diviseur potentiométrique Rl-R2, selon le courant de ligne.

Dans le sens émission, les signaux de parole issus du microphone connecté entre les bornes Ml et M2 sont amplifiés et retransmis par les amplificateurs AT et AE à l'électrode de base du transistor d'émission Tl.

Des courants de parole correspondants sont engendrés sur la ligne téléphonique Ll-L2 par ce transistor. De la façon décrite précédemment, le gain de l'amplificateur d'émission
AE est commandé à partir du diviseur potentiométrique
Rl-R2 selon le courant de ligne. D'autre part, les signaux de parole retransmis par l'amplificateur d'émission AE sont également fournis à travers la résistance Rr, à une entrée de l'amplificateur différentiel de réception AR.

L'autre entrée de cet amplificateur reçoit les signaux transmis sur la ligne, à travers le circuit d'équilibrage
EQ qui compense le déphasage introduit par l'impédance de ligne de manière que le signal résultant à la sortie de l'amplificateur AR soit faible mais non nul (effet local).

Pendant la numérotation, transmise sous forme d'impulsions par des ouvertures du contact GN du circuit de numérotation GT, on fournit un signal de commande de gain ch à l'entrée NF du circuit de tgansmission TC, annulant pratiquement le gain des amplificateurs d'entrée
AT et AT' et évitant ainsi notamment l'audition des impulsions de numérotation.

Le circuit de poste de la figure 1 ne comprend aucun élément pour agir sur le courant de ligne autre que la thermistance Rv. Or, il existe de nombreuses raisons d'agir sur ce courant, parmi lesquelles on peut citer : la régulation du courant, sans chute de tension indésirable, l'augmentation temporaire du courant, souhaitable au décrochage, pour en faciliter la détection, et durant la numérotation pour augmenter l'amplitude des impulsions de numérotation, l'annulation du courant pour créer les impulsions de numérotation, la limitation de ce courant en cas de surtension accidentelle pour protéger les circuits de poste.

L'invention prévoit donc l'adjonction au dispositif de la figure 1 d'un circuit permettant d'agir sur le courant continu de la ligne et d'atteindre ces objectifs.

Un décrira maintenant, en se référant également à la figure 2, le schéma de principe du circuit de commande de la présente invention.

On retrouve dans le circuit de la figure 2, le transistor d'émission Tl de la figure 1. L'émetteur de ce transistor est connecté directement au point A par une résistance Ra. L'électrode de base est connectée à la cathode de la diode Dl dont l'anode est connectée au point A par l'intermédiaire d'une résistance Rb, et son collecteur est connecté à un potentiel constant +V.

Les résistances Ra et Rb du circuit de la figure 2 correspondent aux résistances R3 et R4 du circuit de la figure 1.

Le circuit de la figure 2 comprend également un circuit de commande CD. Ce circuit CD se compose d'un transistor T2 de type V-MOS dont une électrode, l'électrode de source par exemple, est connectée à la base du transistor Tl, et dont le drain est connecté à la masse via une résistance Rx. L'électrode de commande du transistor T2 est connectée à la sortie d'un diviseur potentiométrique connecté entre le point A et la masse.

Ce diviseur comprend- une résistance fixe Rc dont une extrémité est connectée au point A, et une résistance commandée Rd connectée entre l'autre extrémité de la résistance Rc et la masse.

Lorsqu'un courant continu I est transmis par la ligne téléphonique au point A, une différence de potentiel
U apparait entre ce point A et le potentiel de référence, c'est-à-dire entre les entrées du diviseur potentiométrique. Un courant circule alors dans les résistances
Rc et Rd. ne tension u est fournie à l'électrode de commande du transistor T2. Tant que cette tension est inférieure à la tension de seuil du transistor T2, celui-ci est maintenu bloqué et aucun courant ne circule dans la résistance Rx. Le transistor Tl est également bloqué.

Lorsque l'amplitude de la tension u atteint la tension de seuil du transistor T2, ce dernier conduit et un courant circule dans la résistance Rx.

La chute de tension dans la diode Dl est sensiblement égale à la chute de tension dans le circuit émetteur-base du transistor Tl. Il en résulte que la chute de tension dans la résistance Ra est pratiquement égale à la chute de tension dans la résistance Rb. La valeur de la résistance Rb est telle que le courant passant dans cette résistance est beaucoup plus élevé que le courant de base du transistor Tl ; le courant passant par le transistor T2 et la résistance Rx est ainsi pratiquement celui qui vient de la résistance Rb.

Il en résulte que, dans la mesure où les deux transistors Tl et T2 fonctionnent en classe A, la tension aux bornes de la résistance Rx est proportionnelle au courant de ligne et la tension U du point A est de la forme kI+q, 1 étant l'amplitude du courant continu circulant dans la ligne, et k et g des constantes dépendant entre autres des valeurs des éléments Ra, Rb, Rc, Rd et Rx dt ^iret. t es 'a figure 2.

On peut donc utiliser la tension aux bornes de la résistance Rx pour fournir le signal cg destiné à commander lé gain des amplificateurs d'émission et de réception du circuit intégré de transmission TC (figure 1).

On peut également agir sur le courant de ligne I
d'une valeur faible proche de zéro jusqu'à un maximum défini en modifiant la résistance Rd du diviseur potentiométrique. Ainsi, il est possible de réguler ce courant, de le rendre maximum lors du décrochage et de la numérotation, de l'annuler pendant les impulsions de numérotation, et de le limiter en cas de surtension.

On décrira maintenant, en se reportant au schéma de la figure 3, un exemple d'application du circuit de la figure 2 aménagé pour la commande du gain des amplificateurs d'émission et de réception AE et AR de la figure 1, et la régulation du courant de boucle conformément à la présente invention.

Sur le schéma de la figure 3, on retrouve l'entrée A, les transistors Tl et T2, la diode Cl et les résîstauces ka, kh, Rc, Rd et Rx de la figure 2.

Ia 1ésistanee Pd est commandée par deux trarlsistors 14 3 et T4 de type n-p-n. Le circuit collecteur- émetteur du transistor T3 est connecté en série avec la résistance d, entre cette résistance et la masse. Le circuit coSlet-teur-émetteur du transistor T4 est connecté en parallèle avec la résistance Rd, le collecteur étant connecté au point commun aux résistances Rd et Rc, et l'émetteur à la masse. En fonction de signaux de commande cd3 et cd4 fournis respectivement à l'électrode de base des transistors T3 et T4, la valeur de la résistance Rd augmente ou diminue. Ainsi, en fonction du signal de commande cd3, le transistor T3 passe de l'état saturé à l'état bloqué.La résistance de son circuit collecteurémetteur passe alors d'une valeur faible à une autre proche de l'infini. En conséquence, la résistance de la branche inférieure du diviseur potentiométrique passe pratiquement de la valeur de Rd à l'infini. De façon analogue, en fonction du signal de commande cd4, le transistor T4 passe de l'état bloqué à l'état saturé.

Il en résulte que la résistance de la branche inférieure du diviseur potentiométrique passe de la valeur de la résistance Rd à une valeur pratiquement nulle. Finalement, à l'aide des deux transistors T3 et T4, il est possible de faire varier selon les besoins la valeur de la résistance de la branche inférieure du diviseur potentiométrique pratiquement de zéro à l'infini.

On supposera tout d'abord que le transistor T3 dont la base reçoit un signal de commande cd3 qui sera défini ultérieurement est saturé.

Le circuit de la figure 3 comprend également un amplificateur différentiel A01 dont l'entrée suiveuse est connectée à l'électrode de drain du transistor T2 par i 'intermédiaire d'une résistance d'entrée R5, et à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur de filtrage
C4, et dont l'entrée inverseuse est connectée, d'une part, à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R7 et, d'autre part, à la sortie de l'amplificateur par l'intermédiaire d'une résistance R6. L'amplificateur différentiel A0l fournit sur sa sortie le signal gg de commande de gain des amplificateurs d'émission AE et de réception AR du circuit de transmission TC (figure 1).

Le gain de cet amplificateur différentiel ADi est réglé par les résistances R6 et R7 de façon à ce que le signal de commande cq fixe le gain des amplificateurs
AE et AR à une valeur conforme aux besoins. Dans la pratique, les valeurs de ces résistances sont déterminées par expérimentation.

Le circuit de la figure 3 comprend en outre un amplificateur différentiel A02 dont l'entrée suiveuse est connectée à l'entrée suiveuse de l'amplificateur différentiel A01 et dont l'entrée inverseuse est connectée, d'une part, à la masse à travers une résistance R8 et, d'autre part, à sa sortie par l'intermédiaire d'une résistance R9. La sortie de l'amplificateur A02 est également connectée à l'électrode de base du transistor T4 via une résistance R10.

L'amplificateur A02 fournit le signal cd4 de régulation du courant de boucle. En effet, on a vu précédemment, lors de la description relative au fonctionnement du circuit de la figure 2, que lorsque le transistor
T2 conduit, le courant continu circulant dans la résistance
Rx croit avec le courant continu I circulant dans la ligne téléphonique. Il en est donc de même du signal cd4 fourni à l'électrode de base du transistor T4 dont la résistance collecteur-émetteur décroît avec l'augmentation de l'amplitude du signal cd4. Il en résulte une diminution de la résistance de la branche inférieure du diviseur potentiométrique et par conséquent une limitation de l'amplitude du courant continu I circulant dans la ligne téléphonique. Ce circuit permet donc de réguler le courant de ligne.

On décrira maintenant, en se reportant au schéma de la figure 4, un exemple d'application du circuit de la figure 2 aménagé en vue de la limitation de la chute de tension au décrochage du combiné et pendant la numérotation décimale, avec inhibition des amplificateurs d'entée AT et AT' (figure 1) pendant cette numérotation et de l'envoi d' impulsions de numérotation par annulation du courant de ligne conformément à la présente invention. On ne décrira donc que les circuits particuliers adjoints au dispositif illustré par le schéma de principe de la figure 3 et permettant d'effectuer la fonction précitée.

Ces circuits additifs se composent notamment d'une résistance Rîl connectée entre l'électrode de base du transistor T4 et une sortie DP du circuit de numérotation GT et d'un amplificateur différentiel A03 dont l'entrée suiveuse est connectée à une source de tension positive +V par l'intermédiaire d'une résistance R13 1 et à la masse vLa un condensateur C2 et dont la sortie est connes tée à l'électrode de base du transistor T3 par l'intermédiaire d'une résistance R12.

L'entrée inverseuse de l'amplificateur est connectée à une sortie MD du circuit GT par l'intermédiaire d'une résistance R14.

Le circuit GT est le circuit de numérotation équipant les postes téléphoniques à numérotation décimale.

Il est commercialisé sous la référence DF 320. En réponse, à l'enfoncement d'une touche du clavier de numérotation, il fournit, d'une part, un train d'impulsions de numérotation en nombre correspondant à la touche sur une sortie DP, d'autre part, un signal de masque de niveau logique 1 pendant toute la durée de la numérotation sur une sortie MD.

ll en résulte que, en dehors notamment de la période comprise entre le décrochage et la fin de la numérotation, les signaux fournis à l'entrée inverseuse de l'amplificateur A03 sont au niveau logique 0. Cet amplificateur fournit donc un signal positif de commande cd3 à l'électrode de base du transistor T3 qui est saturé, comme présupposé lors de la description du fonctionnement des circuits de la figure 3.

Au décrochage du combiné le condensateur C2 qui était déchargé se charge sous la tension tw à travers la résistance R13. La tension fournie à l'entrée suiveuse de l'amplificateur A03 augmente mais reste inférieure à la tension fournie à l'entrée inverseuse de cet amplificateur pendant environ 150 ms. L'amplificateur A03 fournit donc un signal de commande cd3 négatif et le transistor T3 se bloque pendant cet intervalle de temps. Comme on ne transmet pas encore d'impulsions de numérotation, le signal fourni par le circuit de numérotation GT sur sa sortie DP est au niveau logique 0. Le transistor T4 qui ne reçoit pas de signal de commande cd4 est bloqué.

Les deux transistors T3 et T4 étant bloqués, la résistance Rd du diviseur potentiométrique n'est pas connectée à la masse. La branche inférieure est donc ouverte et la chute de tension continue dans le poste est de ce fait très sensiblement inférieure à ce qu'elle est au cours de la phase de conversation.

Dès le début de la numérotation, le circuit de numérotation GT fournit un signal de niveau logique 1 Sul sa surGie hO. Ce signal est transmis à l'entrée inverseuse de l'amplificateur A03. Celui-ci dont l'entrée suiveuse reçoit un signal dont l'amplitude est inférieure à celle du signal fourni sur son entrée inverseuse fournit un signal de commande cd3 négatif qui bloque le transistor
T3. Tant qu'aucune impulsion de numérotation n'est retransmise à la sortie DP du circuit de numérotation CT, le transistor T4 ne reçoit pas de signal de commande cd4 et reste bloqué.

Les deux transistors T3 et T4 sont bloqués et la résistance Rd du diviseur potentiométrique n'est pas connectée à la masse. Il en résulte que la chute de tension dans le poste est de nouveau inférieure à celle qui se produit en phase conversation dans les intervalles de temps séparant les impulsions de numérotation (usueilement de l'ordre de 33 ms) et pendant les périodes interdigitales (800 ms, par exemple).

A l'apparition d'une impulsion de numérotation fournie à la sortie DP du circuit GT, un signal de commande cd4 de niveau logique l est fourni à l'électrode de base du transistor T4 gui se sature, eourt-circuitant ainsi la branche inférieure du diviseur potentiornétrique. Il i en résulte l'annulation complète du courant de iignè.

Le circuit de la figure 4 permet donc bien de pousser au maximum le courant de ligne lors du décrochage, facilitant ainsi la détection de cet état par l'équipement du central de rattachement, et d'annuler ce courant pendant les impulsions de numérotation tout en rïaintenant ce courant à sa valeur maximale pendant la numérotation entre les impulsions de numérotation.

En outre, lors du fonctionnement qui vient d'être décrit, le signal de commande négatif cd3 issu de l'amplificateur A03 est retransmis sous la forme du signal ch à l'entrée NF du circuit de transmission TC. Ce signal ch, comme on l'a vu précédemment (figure l), annule pratiquement le gain des amplificateurs d'entrée
AT et AT' pour éviter, notamment, l'audition des impulsions de numérotation.

On décrira maintenant, en se reportant au schéma de principe de la figure 5, un exemple d'application du circuit de la figure 2, aménagé en circuit de protection contre les surcharges du transistor Ti, conformément à la présente invention, et doté d'un circuit d'émission amélioré.

Le circuit d'émission de la figure 5 comprend un amplificateur différentiel A04 dont l'entrée inverseuse est connectée à la sortie de l'amplificateur d'émission
AE du circuit de transmission TC (figure 1) par l'intermédiaire d'une résistance Rl5. L'entrée suiveuse de cet amplificateur est connectée à la masse via ne résistance Rl6 et à la source de tension +V par l'intermédiaire d'une résistance Rl7. La sortie de l'amplifica- teur A04 est connectée à 1 électrode de commande du transistor T2 par l'intermédiaire d'une résistance R18 et d'un condensateur C3 connectés en série, eL à son entrée i nverseuse via une résistance de contre-réaction R19. Ainsi, les signaux de parole issus de i'a.mplificateur d'émission d du circuit de transmission TC sont retransmis
après amplification et inversion - pour compenser
l'inversion du transistor T2 - à la base du transistor Tl
par l'intermédiaire du transistor 12. Ces signaux sont
ensuite fournis à la ligne téléphonique Ll-L2 selon le
mode de fonctionnement du circuit comme illustré par le
schéma de la figure 1.

On notera que les signaux de parole issus de
la ligne téléphonique Ll-L2 sont retransmis à l'entrée
de l'amplificateur de réception AR du circuit de trans
mission TC, comme dans le circuit antérieur (figure 1), par le circuit Ll-L2, pont redresseur RB, point A, circuit d'équilibrage EQ.

Le circuit de protection contre les surcharges comprend essentiellement une résistance R20 connectée entre l'entrée A et la cathode d'une diode à avalanche D3.

L'anode de cette diode est connectée à l'électrode de base du transistor T4. Ainsi, lorsque l'amplitude de la tension devient supérieure à la tension d'avalanche de la diode 03, celle-ci conduit et un signal de commande cd4 est fourni à l'électrode de base du transistor T4 qui se sature. La résistance de la branche inférieure du diviseur potentiométrique s'annule. Il en résulte, comme on l'a vu précédemment , une diminution du courant de ligne. On évite ainsi un échauffement excessif du transistor Ti.

Ainsi donc, le circuit de commande du courant de ligne de la présente invention, dont le schéma de principe est illustré par a figure 2, permet bien d'agir sur le courant continu de ligne, dans tous les cas envisagés.

En effet, le circuit de l'invention permet
- de rendre maximum le courant de ligne au moment u décrochage et pendant la numérotation par ouverture de la branche inférieure du diviseur potentiométrique (figure 4) en bloquant les deux transistors de commande T3 et T4
- d'annuler le courant de ligne pendant les impulsions de numérotation (figure 4) en court-circuitant la branche inférieure du diviseur potentiométrique par le maintien du transistor de commande T3 h l'état bloqué et par le passage du transistor de commande T4 à l'état saturé
- d'inhiber l'amplificateur de transmission AT pendant toute la phase de numérotation (figure 4)
- de commander le gain des amplificateurs d'émission AE et de réception AR, une fois la communication établie, en fonction de l'amplitude du courant de ligne et à condition que cette amplitude soit supérieure à un seuil prédéterminé (figure 3)
- d'insérer les trajets d'émission et de réception (figure 5) ;
- de protéger le transistor d'émission contre tout échauffement excessif que pourrait provoquer une surcharge (figure 5).:
A titre d'exemple non limitatif, le circuit de l'invention a été réalisé avec les éléments suivants
Ra = 12 n.

Rb = 82St
Rc = 1 M Q
Rd = 600 k A
Rx = 3305t
R1B = 100 kfL
A01-A04 = 1 boitier de 4 amplificateurs
LM324
T2 = V-MOS du type BS 107
Compte tenu de ces valeurs et en considérant le circuit d'émission de la figure 5, le calcul montre que l'impédance du circuit de poste vue de la ligne téléphonique est pratiquement indépendante de la résistance de la branche inférieure du diviseur potentiométrique et voisine de 600SL dans toute la plage de régulation du courant en phase de conversation.

11 est bien évident que la description qui précède n'a été fournie qu'à titre d'exemple non limitatif et que de nombreuses variantes peuvent être envisagées sans sortir pour autant du cadre de l'invention.

Les précisions numériques, notamment, n'ont été fournies que pour faciliter la compréhension et peuvent varier avec chaque cas d'application.

Claims (3)

REVENDICATIONS

1. Circuit de commande du courant continu circulant dans une ligne de transmission et comprenant un transistor d'émission (T1) dont un premier accès est connecté à ladite ligne de transmission, de même qu'un circuit de réception (AR), et dont un second accès est connecté à un circuit d'émission (AE), et un diviseur potentiométrique (R1-R2) connecté entre ladite ligne et un potentiel de référence, caractérisé par le fait qu'il comprend également un amplificateur à seuil (r2) connecté entre le second accès du transistor (T1) et la masse et comprenant une entrée de commande connectée à la sortie dudit diviseur potentiométrique (R1-R2, Rc-Rd), une branche inférieure de ce diviseur étant une impédance commandable (Rd).

2. Circuit de commande tel que défini en 1, caractérisé par le fait que ladite impédance commandable (Rd) se compose d'une résistance (Rd) connectée en série avec un premier transistor de commande (f3) pour en augmenter la valeur, et d'un second transistor de commande (T4) connecté en parallèle avec ce circuit série (Rd-T3) pour en diminuer la résistance.

3. Circuit de commande tel que défini en 1, caractérisé par le fait que ledit amplificateur à seuil (T2) est un transistor du type 9-MOS.