FR2504753A1 - Circuit detecteur de niveau - Google Patents

Abstract

A.DETECTEUR DE NIVEAU DE SIGNAL ELECTRIQUE. B.DETECTEUR CARACTERISE EN CE QU'IL COMPORTE UN CONVERTISSEUR LOGARITHMIQUE 14, 15 RELIE A UN PREMIER CHEMIN DE SIGNAL FORME DE DEUX DIODES 31, 32 ET D'UN SECOND CHEMIN 33 FORME EGALEMENT DE DEUX DIODES, LA JONCTION DES DEUX DIODES 31, 32 DU PREMIER CHEMIN ETANT RELIEE A UN CONDENSATEUR-INTEGRATEUR 34 ET LA JONCTION DES DEUX CHEMINS 31, 32, 33 ETANT RELIEE A UN DEUXIEME CONDENSATEUR INTEGRATEUR 35 AINSI QU'A UNE SOURCE DE COURANT DE REFERENCE 36. C.L'INVENTION S'APPLIQUE A LA REPRODUCTION DE SIGNAUX AUDIO.

Description

1, La présente invention concerne un circuit-détecteur

de niveau et plus simplement un détecteur de niveau en particu-

lier un détecteur de niveau du type à compression logarithmique.

On connaît les circuits de réduction de niveau pour réduire le bruit et la distorsion à la reproduction de

signaux d'information De tels réducteurs de bruit sont desti-

nés à augmenter la plage dynamique du signal enregistré et

reproduit d'un support d'enregistrement tel qu'une bande magné-

tique Ces réducteurs de bruit assurent généralement un codage

qui comprime le niveau du signal d'information avant l'enregis-

trement du signal sur le support d'enregistrement ainsi qu'un procédé de décodage pour assurer l'expansion du niveau du signal d'information au cours de la reproduction, la caractéristique de l'expansion ou décompression étant complémentaire de la caractéristique de compression Il en résulte que différentes limites imposées à la plage dynamique du signal d'information

par les chemins de transmission de signal et le support d'enre-

gistrement peuvent ainsi être supprimées.

Un tel réducteur de bruit utilise un circuit de

transmission présentant une caractéristique de compression/ex-

pansion variable dépendant du niveau et/ou de la fréquence du

signal d'information d'entrée Ce circuit de transmission com-

porte un amplificateur à gain commandé par exemple un amplifi-

cateur commandé en tension qui assure la compression et l'ex-

pansion ci-dessus ainsi qu'un détecteur de niveau fournissant une tension de commande correspondant au signal d'information d'entrée à l'amplificateur commandé en tension pour régler la

caractéristique variable de compression/expansion.

Dans de telles installations, lorsque le niveau du signal d'information d'entrée augmente brusquement, le signal

de sortie, reproduit, résultant, présente une partie de dépasse-

ment correspondante qui est très supérieure au niveau voulu du signal de sortie Le temps nécessaire au retour de cette partie de dépassement au niveau voulu est appelé "temps d'attaque ou constante de temps de montée" Or, il est difficile de choisir un temps d'attaque correct puisqu'un temps trop long déforme le son éventuellement reproduit et un temps d'attaque trop court se traduit par un bruit de cliquetis dans le son reproduit De la même manière, lorsque le niveau du signal d'entrée chute d'une valeur élevée à une valeur faible, il se produit un dépassement négatif et le temps nécessaire au niveau du signal de passer du niveau de dépassement au niveau voulu est appelé "temps de récupération ou constante de temps de chute" Pour cela, on utilise un"effet de masque avant" sophistiqué pour déterminer de façon optimale les différentes constantes de temps. C'est pourquoi on règle un temps d'attaque optimum dans une plage comprise approximativement entre 100 microsecondes et 10 millisecondes Le temps de récupération est réglé de façon

optimale à une valeur relativement longue par exemple de l'or-

dre de plusieurs dizaines de millisecondes jusqu'à plusieurs centaines de millisecondes c'est-à-dire au moins cent fois le

temps d'attaque.

Lorsqu'un signal d'information d'entrée est appli-

qué au circuit de réduction de bruit, le bruit généré dans la bande magnétique et qui est perceptible, se superpose au signal de sortie du système Comme le niveau du bruit généré est en général très inférieur à celui du signal d'information d'entrée, le bruit est masqué par le signal d'entrée Or dans le cas d'un signal tel qu'un signal de déclenchement, qui est fourni en

permanence au circuit de réduction de bruit, puis chute brusque-

ment à un instant prédéterminé, le signal d'information d'entrée appliqué au circuit est atténué fortement ou est bloqué Par ailleurs, le bruit généré n'est pas atténué instantanément mais

suivant la constante de temps définie, déterminée par la cons-

tante de temps de chute du détecteur de niveau Ainsi cette partie du bruit n'est pas masquée directement par le signal d'information d'entrée Toutefois en général lorsqu'un signal

de niveau élevé est bloqué ou est atténué fortement à cet ins-

tant prédéterminé, l'oreille humaine ne récupère pas sa sensi-

bilité pour un signal de niveau faible tel que le signal de bruit envisagé ci-dessus, pendant un temps prédéterminé Dans

ce cas si l'atténuation du bruit qui atténue la forte atténua-

tion ou le blocage du signal d'information d'entrée se fait

dans la période de masque amont, c'est-à-dire de façon caracté-

ristique entre 100 msec et 200 msec, l'oreille humaine ne per-

çoit pas le bruit accompagnateur Ce phénomène est appelé géné-

ralement "phénomène de modulation de bruit" Il est pour cela souhaitable de régler la constante de temps de chute du détecteur

de niveau à environ 100 msec.

Par ailleurs, si la constante de temps de chute est fixée approximativement à 100 msec, les composantes d'ondulation contenues dans le signal de sortie détecté augmentent, ce qui

se traduit par une augmentation de la distorsion harmonique.

En particulier, le signal de sortie du réducteur de bruit con-

tient des composantes d'ondulation formées principalement d'une courbe fondamentale du signal d'information d'entrée sur lequel sont effectués des redressements demi-onde ainsi que la seconde harmonique du signal d'information d'entrée lorsqu'il y a un redressement pleine onde Dans ces conditions, le niveau des

composantes d'ondulation est essentiellement inversement propor-

tionnel à la constante de temps de chute et à la fréquence.

Dans le réducteur de bruit ci-dessus, l'amplificateur commandé

en gain par le détecteur de niveau fonctionne comme multiplica-

teur, si bien que la seconde harmonique est générée en réponse à la composante fondamentale de l'ondulation et la troisième harmonique est générée en réponse à la seconde harmonique de

l'ondulation, ce qui se traduit par une distorsion harmonique.

Bien que la distorsion harmonique ne pose pas de problème dans un réducteur de bruit simplifié qui assure la compression et l'expansion décrites ci-dessus seulement dans la

plage dés fréquences élevées, on rencontre des difficultés con-

sidérables pour des réducteurs de bruit à caractéristique éle-

vée, qui-en outre, effectuent une réduction de bruit dans la

région des basses fréquences Dans ce dernier cas, il est néces-

saire d'augmenter la constante de temps de chute, ce qui à son tour rend impossible un réglage optimum de la constante de temps

de chute pour le phénomène de modulation de bruit décrit ci-

dessus. Pour remédier à cette difficulté, on a déjà proposé d'utiliser un circuit à commande de gain qui est commandé par un détecteur de signal rectangulaire Toutefois dans ce montage, la plage dynamique du détecteur de signal rectangulaire est

déterminée par la tension d'alimentation et la tension de déca-

lage du circuit; on a ainsi une limite supérieure théorique de la plage dynamique qui est de l'ordre de 60 d B Ainsi lorsqu'il faut que la plage dynamique d'un réducteur de bruit dépasse à 50 d B, il est plus intéressant d'utiliser un circuit de

conversion exponentiel-logarithmique, ou un circuit de compres-

sion logarithmique avec une plage dynamique supérieure à 60 d B comme détecteur de niveau donnant une tension de commande de l'amplificateur à gain commandé Toutefois même dans un tel détecteur de niveau à compression logarithmique, il n'y a pas de moyen pour régler la constante de temps de chute et tenir compte à la fois de la distorsion de la bande harmonique basse fréquence et du phénomène de modulation de bruit.

La présente invention a pour but de créer un détec-

teur de niveau à compression logarithmique remédiant aux incon-

vénients des solutions connues, donnant un effet de maintien pour la constante de temps de chute, qui soit applicable à un système de réduction de bruit à performance élevée, présente une plage dynamique très étendue, permette de régler un temps de chute optimum pour éliminer ou réduire considérablement la distorsion de bande harmonique basse fréquence et présente un

effet de réduction de bruit élevé.

L'invention a également pour but de créer un détecteur de niveau du type ci-dessus supprimant ou réduisant

considérablement la distorsion de bande harmonique basse fré-

quence résultant d'une augmentation de la composante d'ondula-

tion du signal de sortie détecté lorsque la constante de temps

de chute est réglée à une valeur réduite.

A cet effet, l'invention concerne un détecteur de

niveau donnant un signal de sortie de détection de niveau cor-

respondant à un signal d'entrée et comportant un moyen pour convertir de façon logarithmique le signal d'entrée et donner un signal de conversion logarithmique, un premier moyen formant un premier chemin de signal recevant le signal de conversion logarithmique et ayant un premier courant de saturation, un second moyen formant un second chemin de signal appliqué au signal de conversion logarithmique et ayant un second courant de saturation supérieur au premier courant de saturation, un moyen fournissant un courant de référence au premier et au second chemins de signal, une première capacité d'une première valeur reliée au premier chemin de signal pour donner un signal intégré, une seconde capacité d'une seconde valeur inférieure à la première et reliée au premier et au second chemins de signal, un moyen de sortie donnant le signal de sortie de niveau

détecté en réponse au signal intégré.

La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés, dans lesquels: la figure 1 est un schéma d'un détecteur de niveau

selon l'art antérieur.

la figure 2 est un schéma d'un détecteur de

niveau à compression logarithmique selon l'art antérieur.

la figure 3 est un schéma d'un circuit à valeur absolue utilisable dans le détecteur de niveau de la figure 2. la figure 4 est un schéma d'un détecteur de

niveau selon un mode de réalisation de l'invention.

la figure 5 est un chronogramme de différents

signaux montrant le fonctionnement du circuit de la figure 4.

la figure 6 est un schéma d'un détecteur de

niveau connu, à compression logarithmique.

la figure 7 est un schéma d'un détecteur de

niveau selon un autre mode de réalisation de l'invention.

les figures 8 à 10 sont des chronogrammes ser-

vant à expliquer les avantages du détecteur de niveau de l'in-

vention par rapport aux détecteurs de niveau connus selon les

figures 1-3 et le détecteur de niveau de la figure 6.

la figure 11 est un schéma d'une partie d'un

détecteur de niveau selon un autre mode de réalisation de l'in-

vention.

DESCRIPTION DETAILLEE DE DIFFERENTS MODES DE REALISATION

La figure 1 représente un détecteur de niveau,

linéaire, connu, qui reçoit un signal d'entrée à courant alter-

natif à la borne d'entrée 1 Le signal d'entrée à courant alter-

-25 natif est appliqué par la borne d'entrée 1 à un premier détec-

teur 3 et à un second détecteur 4 Le signal d'entrée à courant alternatif de la borne d'entrée 1 est appliqué par une diode du premier détecteur 3 à la sortie 2 du détecteur de niveau Un condensateur d'intégration 5 est branché entre la borne de sortie 2 et la masse Une résistance 6 est branchée entre la borne de sortie 2 et la résistance 8 du second détecteur 4; l'autre borne de la résistance 8 est reliée à la masse De la même manière, le signal d'entrée de courant alternatif de la borne d'entrée 1 est appliqué par une diode du second détecteur 4 au point de jonction des résistances 6 et 8; un condensateur

intégrateur 7 est branché entre le point de jonction des résis-

tances 6 et 8 et la masse Dans ce montage, la constante de

temps de chute est déterminée par le condensateur 5 et la résis-

tance 6, cette dernière jouant le rôle d'une première résistance de décharge La constante de temps de maintien est déterminée par le second détecteur 4 et en particulier par le condensateur 7 et la résistance 8 de ce détecteur; la résistance 8 joue le

rôle d'une seconde résistance de décharge De façon caractéris-

tique, la constante de temps de maintien du second détecteur 4 est réglée entre 10 et 20 % de la constante de temps de chute

du premier détecteur 3.

En fonctionnement lorsqu'un signal d'entrée de niveau constant est appliqué à la borne d'entrée 1, on a un état de fonctionnement permanent, si bien que la tension de sortie V 0 de la borne de sortie 2 est essentiellement égale à la tension de maintien VH au point de jonction de la première

et de la seconde résistance de décharge 6, 8 Dans ces condi-

tions, le courant constant à travers la première résistance de décharge 6 est essentiellement égal à zéro Toutefois lorsque

le signal de la borne d'entrée 1 est bloqué suivant la descrip-

tion ci-dessus, le courant vers la résistance 6 devrait normale-

ment changer rapidement s'il n'y avait pas le second détecteur 4 Ainsi, le second détecteur 4 assure un effet de maintien en bloquant le signal d'entrée, si bien que le courant à travers la première résistance de décharge 6 est maintenu à un niveau essentiellement constant c'est-à-dire au niveau nul pendant une période prédéterminée entre l'instant qui suit immédiatement le blocage du signal de courant-d'entrée Dans cette situation c'est-à-dire pendant cette période de maintien, la tension du premier condensateur-intégrateur 5 est maintenue sans décharge et la tension de sortie V 0 ne change pas A la fin de cette

période de maintien définie par la constante de temps de main-

tien du second détecteur 4, le second condensateur-intégrateur

7 commence à se décharger, ce qui diminue la valeur de la ten-

sion de maintien VH et entraîne à son tour un courant traversant la première résistance de décharge 6 pour décharger le premier condensateurintégrateur 5 De cette façon, on peut éviter la décharge du premier condensateur-intégrateur 5 pendant la

période prédéterminée de maintien, de façon à supprimer prati-

quement les constantes d'ondulation qui se produisent dans la

période de maintien, et à supprimer ainsi la distorsion d'har-

monique de la bande basse fréquence, même si l'on règle une

constante de temps de chute courte.

Toutefois, il est à remarquer que les limites théoriques de la plage dynamique de ce circuit sont déterminées par la tension de la source d'alimentation et par la tension de décalage du circuit Ainsi dans ce circuit, on peut arriver à une valeur caractéristique de la limite supérieure de la plage dynamique qui est environ égale à 60 d B dans le circuit de la figure 1 Par contre lorsque la plage dynamique voulue du détecteur de niveau dépasse 60 d B, il est préférable d'utiliser un détecteur de niveau à conversion exponentielle-logarithmique ou à compression logarithmique En pratique, pour une plage dynamique supérieure à 40-50 d B, on utilise un détecteur de niveau à conversion exponentielle-logarithmique ou à compression logarithmique. Selon la figure 2, le détecteur de niveau 10, connu à compression logarithmique reçoit sur sa borne d'entrée 1 un courant d'entrée iin de la source de courant d'entrée 11 Le courant d'entrée est fourni par la borne d'entrée 1 à un circuit de valeur absolue 12 qui fonctionne comme redresseur pleine onde de grande précision et donne à son tour un signal redressé pleine onde à la borne 13 Dans un mode de réalisation d'un circuit de valeur absolue 12, on peut utiliser le détecteur de niveau 1 O de la figure 3 qui se compose d'un amplificateur opérationnel 22 dont l'entrée inversée est reliée à la borne d'entrée 1, l'entrée non inversée étant à la masse La sortie de l'amplificateur opérationnel 22 est reliée à la base d'un

transistor 24 de type PNP ainsi qu'aux émetteurs de deux tran-

sistors 23 a, 23 b de type PNP; ces deux transistors forment un

circuit miroir de courant 23 En détail, les bases des-transis-

tors 23 a, 23 b sont reliées en commun sur le collecteur du tran-

sistor 23 a et sur la borne d'entrée 1 ainsi que sur l'émetteur du transistor 24 Les collecteurs des transistors 23 b et 24 a sont reliés en commun sur le collecteur du transistor 25 a de type NPN qui forme avec un autre transistor 25 b de type NPN, un second miroir de courant 25 Comme dans le miroir de courant 23, les bases des transistors 25 a, 25 b sont reliées en commun

sur le collecteur du transistor 25 a et les émetteurs des tran-

sistors 25 a, 25 b sont reliés en commun sur la borne d'alimenta-

tion négative 21 La sortie 13 du circuit de valeur absolue 12

est reliée au collecteur du transistor 25 b.

En fonctionnement, le courant direct ou positif c'est-à-dire le courant circulant dans le sens de la flèche en traits pleins passe de la borne d'entrée 1 à l'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel 22 qui assure l'inversion du courant Le transistor 24 se débloque, de sorte que le courant passe dans le sens direct de la borne d'entrée 1 à travers le chemin émetteur-collecteur du transistor 24 comme cela est indiqué par la flèche en traits pleins au voisinage du transis-

tor 24 A ce moment, les transistors 23 a et 23 b sont bloqués.

Le courant direct qui traverse le chemin émetteur-collecteur du transistor 24 passe ainsi par le chemin émetteur-collecteur du transistor 25 a du miroir de courant 25; le courant passe ainsi dans le sens de la flèche en traits pleins pour arriver à la sortie 13 Par ailleurs, lorsqu'un courant négatif ou de sens inverse est appliqué à la borne d'entrée 1 (flèche en tiretés) le courant est inversé par l'amplificateur opérationnel 22 qui donne à son tour un courant positif A ce moment, le transistor

24 est bloqué mais le courant passe par le chemin émetteur-

collecteur du transistor 23 a du miroir de courant 23 (flèche

en pointillés); le courant passe par le chemin émetteur-collec-

teur du transistor 23 b dans le sens direct comme indiqué par la flèche en pointillés Puis, ce courant traverse le chemin émétteur-collecteur du transistor 25 a Il est à remarquer que le sens de passage du courant dans le transistor 25 a est le même que précédemment quel que soit le sens du courant sur la borne d'entrée 1 Ainsi quel que soit le sens de passage du courant dans la borne 1, ce courant est toujours dans le même sens sur la borne 13 comme l'indiquent la flèche en traits pleins

et la flèche en pointillés.

Le signal de courant de sortie sur la borne 13 est appliqué à l'entrée d'inversion d'un amplificateur opérationnel 14 reliée àl'entrée de cet amplificateur par un ensemble de N diodes 15 branchées en série; l'amplificateur 14 et les diodes fonctionnent comme un amplificateur logarithmique pour le

signal d'entrée appliqué par la borne 13 La sortie de l'am-

plificateur opérationnel 14 est également reliée à la masse par une diode 16 et un condensateur 17; le point de jonction de la diode 16 et du condensateur 17 est relié à une source de courant de référence 19 par un ensemble de e-l) diodes 18 branchées en série Le point de jonction de l'ensemble de (N-1) diodes 18 et de la source de courant 19 est relié à la borne de sortie 2

qui donne le signal de sortie de détection de niveau.

Si l'on désigne par iin le courant d'entrée fourni par la source de courant d'entrée 11 quel que soit le sens de ce courant, le courant de sortie du circuit de valeur absolue 12 est ii Jl, c'est-à-dire la valeur absolue du courant de la source de courant l; si le courant de saturation dans chacune des diodes 15, 16, 18 est appelé Is, on peut obtenir la tension de sortie v de l'amplificateur opérationnel 14 En particulier, l'expression générale de la relation tension-courant d'une diode est la suivante:

i=IS lexp(-V/VT)-13 ( 1)-

Si l'on transforme l'équation ( 1) pour la résoudre avec la tension V aux bornes de chaque diode 15, on écrit la tension de sortie v de l'amplificateur opérationnel 14 en tenant compte des N diodes de la manière suivante:

v = N VT 1 N (1) ( 2).

s

Dans cette formule, le courant traversant la diode 15 est égal.

à la valeur absolue du courant de la source de courant d'entrée 11; N représente le nombre de diodes 15; VT est la constante de Boltzmann égal à k T/q; T est la température absolue et q

est la charge élémentaire A l'état de fonctionnement transi-

toire et en tenant compte de la valeur instantanée de la tension Vc auxbornes du condensateur 17 qui est fixe, le courant id dans la diode 16 s'écrit comme suit:

i Iexp v VC ( 3).

id = IS lexp ( VT ( 3).

Si l'on substitue la tension v de l'amplificateur 14 telle qu'elle découle de'la formule ( 1) dans l'équation ( 3), le courant id à travers la diode 16 s'écrit comme suit: =n exl-e-I ()

1 idS + 1)N Texp (VT-

d S VT Par ailleurs, à l'état permanent, le courant d'état permanent id est donné par la formule suivante: T

d TX iddt ( 5).

O

Si le courant id à travers la diode selon l'équa-

d

tion ( 4) est substitué dans l'équation ( 5), on obtient l'équa-

tion suivante:

d= ISE T exp (-VC) ( + 1 dt1 ( 6).

= T VT O S

On remarque toutefois qu'à l'état permanent ou constant, on a:

d IO ( 7).

En combinant les équations ( 6) et ( 7) pour suppri-

mer le terme id' puis en résolvant sur la tension Vc aux bornes du condensateur 17, on obtient l'équation d'état permanent, suivante pour la tension de condensateur Vc: Vc v T lZn = ( i S +inl S)N dt} -n ( + 1)l ( 8) C Il découle clairement de la figure 2 que la tension

d'état permanent VO à la borne de sortie 2 est égale à la ten-

sion d'état permanent VC du condensateur diminuée de la chute

de tension sur les (N-i) diodes 18 En d'autres termes, la ten-

sion d'état permanent VO de sortie est donnée par la formule suivante: I O VO = VC VT (N 1) n(s+ 1) Si l'on substitue la tension d'état constant du condensateur VC de l'équation ( 8) dans l'équation ( 9), on peut écrire l' équation de la tension d'état constant de sortie V O comme suit:

VO = VTÉ N Tl ( i + 1) dt N N (IO + 1 ( 10).

Toutefois dans les conditions d'état constant, on a l iinl et IO> " Is, de sorte que l'on peut écrire une formule approchée de la tension d'état constant de sortie VO:

VO W VT Cn jin)Ndtn O (I)N 11).

Pour simplifier l'équation ( 11), on établit il l'égalité suivante

IW Nr T Iiini Ndt ( 12).

En substituant l'équation ( 12) dans l'équation ( 11), on obtient la valeur d'état permanent approchée pour la tension de sortie V O comme suit

VO Cl Vr TN I)N ( 13)-

Il découle de l'équation ( 13) que la tension de sortie V O du détecteur de niveau 10 à compression logarithmique s'obtient en fonction de la valeur absolue d'ordre N du courant d'entrée iin' Ainsi, le détecteur de niveau 10 de la figure 2

est adapté à faire une détection de niveau pour une plage dyna-

mique de 80 d B et plus Toutefois, le détecteur de niveau 10 n'assure pas d'effet de maintien pour supprimer les composantes d'ondulation qui se traduisant par une distorsion harmonique

de la bande basse fréquence.

La figure 4 représente un détecteur de niveau 30 selon un mode de réalisation de l'invention; les éléments de ce détecteur qui correspondent à ceux du détecteur de la figure

2 portent les mêmes références numériques et leur description

détaillée ne sera pas reprise dans un but de simplification.

Le détecteur de niveau 30 (figure 4) est un détecteur modifié par rapport au détecteur 10 de la figure 2; il comporte un premier chemin de signal formé-de la diode 31 qui joue le rôle d'un premier élément de jonction de type PN et d'une diode 32 qui joue le rôle d'un second élément de jonction de type PN; ces deux diodes sont branchées en série de façon que le sens de polarisation ou de chute de tension aux bornes des diodes se trouve entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 14 et la source de courant 36 Un second chemin de signal formé par un troisième élément de jonction 33 de type PN formé de deux diodes en série 33 a, 33 b est branché en parallèle sur le montage en série des diodes 31 e 32 Il est à remarquer que le nombre de jonctions de type PN correspondant à la première et à la seconde jonction de type PN c'est-à-dire aux diodes 31, 33 est égal au nombre de jonctions de type PN du troisième élément de jonction de type PN 33 c'est-à-dire les diodes 33 a, 33 b En outre bien que des diodes soient utilisées comme éléments de

jonction de type PN, on peut utiliser d'autres composants semi-

conducteurs par exemple on peut remplacer chaque diode par un transistor dont le collecteur est relié à la base Un premier condensateur électrostatique formé d'un condensateur-intégra- teur 34 est branché entre le point de jonction des diodes en

série 31, 32 et la masse; un second condensateur électrostati-

que formé d'un condensateur-intégrateur 35 est branché entre le point de jonction des diodes 32, 33 b et la masse La tension aux bornes du condensateur 35 est transformée dans une section de décalage de niveau formée par un transistor 37 de type NPN monté en émetteur-suiveur et plusieurs diodes 38 (N-2 diodes)

pour donner une tension de sortie V 0 sur la borne de sortie 2.

Une borne d'alimentation positive 39 est reliée au collecteur de transistor 37 et une seconde source de courant de référence fournit un courant de polarisation aux (N-2) diodes 38 et

au transistor 37.

Pour avoir l'effet de maintien, voulu sur le plan de la constante de temps de chute, comme déjà indiqué à propos du circuit de la figure 1, on règle le courant de saturation dans le troisième élément de jonction 33 de type PN à environ dix fois le courant de saturation dans les diodes 31, 32 De

cette façon sur le plan du courant à l'état permanent, le cou-

rant de la première source de courant de référence 36 est divisé en fonction du rapport entre le courant de saturation dans les diodes 31, 32 et le courant de saturation dans les diodes 33 a, 33 b En plus, la capacité du condensateur 35 est fixée à une

fraction de la capacité du condensateur 34, bien que la précé-

dente capacité puisse varier en fonction de la période de main-

tien voulue.

En fonctionnement, le courant ic qui traverse la diode 32 est égal à Ai O; cette dernière valeur est elle-méme égale à'la partie divisée du courant I de la sourde de courant 36 avant l'instant t correspondant à la chute ou au blocage du courant d'entrée iin de la source de signal d'entrée 11 Il est

à remarquer que le courant A i correspond sensiblement à envi-

o

ron 1/10 du courant I O suivant le rapport des courants de satu-

ration indiqués ci-dessus Lorsque le signal d'entrée ii chute de sa valeur élevée à une valeur faible à l'instant to O les tensions VC et VH respectivement aux bornes des condensateurs 34 et 35 ne changent pas instantanément Le courant i c dans la diode 32 est ainsi égal au courant Ai mentionné précédemment, à ce moment Dans ces conditions, lecondensateur 34 se décharge par un courant A i et le condensateur 35 se décharge par un courant (IO Rio, IO) Il est à remarquer que la vitesse de variation de la tension VC aux bornes du condensateur 34 est extrêmement faible par rapport à la capacité du condensateur 34 qui est supérieure à celle du condensateur 35, de sorte que

le courant de décharge Ai est faible Par ailleurs, le conden-

sateur 35 se décharge dans une période de temps, courte pour

passer de la tension VH à ses bornes du fait de sa faible capa-

cité et du courant de décharge relativement élevé, voisin de

I O (figure 5) Ainsi, lorsque la tension VH aux bornes du con-

densateur arrive à une valeur prédéterminée, la différence de potentiel aux bornes de la diode 32 augmente, par exemple à l'instant ti, ce qui donne un courant i C dans la diode 32 qui

augmente à partir de sa valeur initiale à î O (figure 5).

Il est à remarquer que le cas échéant, le courant aux bornes de la diode 32 devient égal au courant I O de la source 36 (figure 5) et qu'il constitue le courant de décharge du condensateur 34 A l'instant t 2, lorsque la décharge des condensateurs 34 et 35 est pratiquement terminée, le courant I 1 est de nouveau réparti entre les branchements en série d'une part des diodes 33 a, 33 b et d'autre part des diodes 31, 32; le courant dans la diode 32 revient à sa valeur initiale i La

description ci-dessus du détecteur de courant 30 (figure 4)

montre que la décharge du condensateur 34 partant de sa tension initiale VC entre les instants t O et t 1 est seulement provoquée par le courant & i O (figure 5) En d'autres termes, le niveau

de tension VC est maintenu à sa valeur initiale entre les ins-

tants t O et t 1 pour obtenir un effet de maintien remédiant aux

difficultés indiquées ci-dessus pour les composantes d'ondula-

*tion Dans la période comprise entre les instants t et t 2, le fonctionnement est analogue à celui du circuit de la figure 2 4 'et la faible constante de temps de chute peut se régler à une valeur optimale pour remédier aux phénomènes de modulation de bruit décrits ci-dessus On voit ainsi que l'invention crée un détecteur de niveau à compression logarithmique remédiant aux inconvénients de la distorsion harmonique de la bande basse fréquence, tout en pouvant être réglé à une constante de temps de chute optimale pour éviter le phénomène de modulation de bruit. La figure 6 représente un détecteur de niveau à compression logarithmique assurant des constantes de temps de montée et de chute, optimales, en fonction à la fois du niveau

et de la fréquence du signal d'entrée appliqué à ce circuit.

La source de courant 11 fournit un courant d'entrée iin à la borne d'entrée 1 pour le circuit de valeur absolue 12 qui fournit à son tour un signal | ini correspondant à la valeur absolue du courant d'entrée iin par la borne 13 de l'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel 51 Le circuit de valeur absolue de la figure 3 peut être utilisé comme circuit de valeur absolue 12 de la figure 6 L'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 51 est reliée à la masse et sa sortie est reliée à l'entrée d'inversion par une seule diode 52 de conversion logarithmique Il est à remarquer que ce circuit

nécessite une seule diode de conversion logarithmique contrai-

rement à l'ensemble de N diodes 15 du détecteur de niveau 10 de la figure 2 La tension de sortie v 1 de l'amplificateur

opérationnel 51 est appliquée à l'entrée non inversée de l'am-

plificateur opérationnel 53 qui joue le rôle d'un circuit dif-

férentiel d'erreur amplifiant la différence entre la tension v 1

appliquée à son entrée non inversée et une autre tension appli-

quée à son entrée inversée.

La tension de sortie v 2 de l'amplificateur 53 est appliquée par la diode 54 au condensateur-intégrateur 17, ce

dernier étant lui-même branché entre la masse et la diode 54.

Une source de courant qui fournit un courant de référence I O est branchée entre la masse'et la jonction de la diode 54 et du condensateur 17 La tension VC aux bornes du condensateur 17

est appliquée à l'entrée non inversée de l'amplificateur opéra-

tionnel 55 fonctionnant en suiveur de tension; la sortie de l'amplificateur 55 est reliée à son entrée d'inversion La

sortie de l'amplificateur 55 fournit la tension V O du condensa-

teur La sortie de l'amplificateur 55 est reliée par la diode 61 à la source de courant 62 donnant un courant de référence

1 O' Le point de jonction de la diode 61 et de la source de cou-

rant de référence 62 est relié à la borne de sortie 2 qui donne

la tension de sortie V 0 du circuit 50.

* De façon caractéristique, ce circuit comporte un diviseur de tension 66 qui donne une tension de réaction v 4 divisée, liée à la tension de condensateur VC à la sortie de

l'amplificateur 55 et à la tension v 2 à la sortie de l'amplifi-

cateur 53; cette tension est appliquée en retour à l'entrée d'inversion de l'amplificateur 53 En particulier, la tension de sortie v 2 de l'amplificateur 53 est appliquée par la diode 56 qui est compensée pour la chute de tension d'état permanent sur la diode 54 et la tension de sortie v 3 de la diode 56 qui est

appliquée à l'entrée non inversée de l'amplificateur opération-

nel jouant le rôle d'un circuit-suiveur de tension Une source de courant de référence 57 donnant un courant de référence I est également reliée à l'entrée non inversée de l'amplificateur 58

dont la sortie est reliée à l'entrée inversée Il est à remar-

quer que les amplificateurs opérationnels 55, 58 fonctionnant comme suiveurs de tension, évitent tous les inconvénients de l'utilisation directe de la tension VC du condensateur 17 et de

la tension V de la diode 56.

Le diviseur de tension 66 est formé de deux séries

de résistances 59, 60 branchées entre la sortie de l'amplifica-

teur 58 et la sortie de l'amplificateur 55 7 la valeur de la résistance 59 est choisie égale à (N-1) fois la valeur de la résistance 60 Ainsi, les tensions d'entrée v 3, VC appliquées au diviseur de tension 66 sont des tensions divisées suivant un rapport compris entre 1/N pour VC = et (N-1)/N pour v 3 = O. Dans le détecteur de niveau 50, la tension v de

conversion logarithmique à la sortie de l'amplificateur opéra-

tionnel 51 peut s'obtenir de la même manière que la tension v pour le circuit de la figure 2, selon l'équation 2; cette expression peut s'écrire comme suit

l = VT En 1) ( 14).

La tension de réaction v de division de tension fournie par le diviseur de tension 66 est liée aux deux tensions

d'entrée y 3, Vc appliquées à ce circuit selon la formule sui-

vante 3 -v 4 4 -V

(N-1)R R

On remarque toutefois que comme déjà indiqué,

l'amplificateur opérationnel 53 fonctionne comme circuit diffé-

rentiel d'erreur et ainsi étant donné le chemin de réaction du diviseur de tension 66 vers son entrée d'inversion, la tension de réaction v 4 du diviseur de tension 66 est égale à la tension v 1 appliquée à l'entrée non inversée de l'amplificateur 53. Ainsi en substituant la tension v 1 à la place de tension v 4 dans l'équation ( 15) et en redisposant les termes de cette équation, on obtient l'équation suivante donnant la tension 3:

v 3 = N v 1 Vc (N-l) ( 16).

Si l'on remplace la tension v 1 de l'équation ( 14) dans l'équation ( 16), on obtient l'équation suivante: liini

v 3 = N VT tn ( I + 1) VC (N 1) ( 17).

On remarque que la tension de sortie v 2 de l'am-

plificateur opérationnel 53 est égale à la tension v 3 augmentée de la chute de tension aux bornes de la diode 56 En d'autres termes, la tension v 2 est donnée par l'équation suivante: T l+ nj Ql-I Nl V 2 = N-V -n + 1) + V în ( O + 1)VT(N 1) De la même manière que pour l'équation ( 3), on obtient le courant id dans la diode 54 par la formule suivante: v 2 + 1 vc N 1

id IS vexp ( ( 19).

v T Si la tension v 2 de l'équation ( 18) est substituée dans l'équation ( 19), cette dernière équation peut s'écrire comme suit: id IS l(liinl + 1)N ION -V =IS)N (I + 1) * exp () d IS IS-VT

( 20).

Comme déjà indiqué pour les équations ( 5) et ( 7),

le courant de diode à l'état constant id est donné par la for-

mule suivante: T

=d i iddt = I ( 21).

id O Si l'on substitue le courant de diode id selon l'équation ( 20) dans l'équation ( 21), on obtient la nouvelle équation suivante:

I O N VC <T tiin-

= i d I 1 (Io + 1) À exp () ( 'i + 1 l)Ndt 1 d Ti S 1 T i S

( 22).

Si l'on substitue le courant de référence IO à la place du courant id de la diode à l'état permanent dans l'équation ( 22) et si l'on modifie cette équation pour résoudre en fonction de la tension Vc aux bornes du condensateur, on obtient l'équation suivante:

V 15V lT O ( In 1)N dt ( 23).

VC =F r;_ 5N 1 (i S Comme la tension de sortie V O sur la borne de sortie 2 est égale à la tension Vc aux bornes du condensateur diminuée de la chute de tension aux bornes de la diode 61, on obtient la tension de sortie V suivante:

Vo = VC T + 1 ( 24).

Si l'on substitue la tension Vc du condensateur

selon l'équation ( 23) dans l'équation ( 24), on obtient la nou-

velle équation suivante: Vo VT -l T jiinj, IO

OVT N l t i S + 1)N d -VT -n +) ( 25).

Comme indiqué pour le circuit de la figure 2, dans les conditions d'état constant ou permanent, la valeur absolue du courant d'entrée in et le courant I sont très supérieurs Is in O de sorte que l'équation ( 25) peut être remplacée par l'équation approchée suivante:

V O N ( lI) VTNd VT N () ( 26).

Cette équation peut encore se simplifier comme suit:

4 O VO VT Zn lT (L Ndti 1/N ( 27).

Pour simplifier encore plus l'équation ( 27), on utilise la définition suivante TÉ ( O '1)dt 1 (in)N ( 28).

L'équation ( 27) se réduit ainsi à la formule sui-

vante

VO c VT in F() NI 1/N ( 29).

Il est à remarquer que la conversion ci-dessus du signal d'entrée par le détecteur de niveau 50 à compression logarithmique est indépendante des variations de la valeur N.

De cette façon, on peut obtenir une constante de temps de mon-

tée ou de temps d'attaque plus rapide, à l'aide du rapport de division des résistances 59, 60 sans détériorer les autres caractéristiques du circuit utilisé dans des réducteurs de bruit

à caractéristique élevée.

La figure 7 montre un détecteur de niveau 70 à compression logarithmique selon un autre mode de réalisation de l'invention; dans ce circuit, les éléments qui correspondent à ceux déjà décrits à propos du détecteur 50 de la figure 6

portent les mêmes références et leur description détaillée ne

sera pas reprise En particulier, le détecteur de niveau 70 constitue un perfectionnement du détecteur de niveau 50; la diode 54 et le condensateur 17 sont remplacés par un circuit analogue à celui de la figure 4 On a ainsi un premier chemin

de signal formé du montage en série des diodes 31, 32 consti-

tuant le premier chemin et un second circuit formé par des

seconds éléments de jonction de type PN entre la sortie de l'am-

plificateur 53 et la source de courant 36 Un second chemin de signal est formé d'un troisième élément 33 à jonction de type PN formé par le montage en série d'une première et d'une seconde diode 33 a, 33 b, ce montage étant lui-même en parallèle sur le

montage en série d'une première et d'une seconde diode 31, 32.

Un premier condensateur électrostatique constitué par le con-

densateur 34 est branché entre le point de jonction de la pre-

mière et de la seconde diode 31, 32 et la masse; un second condensateur électrostatique formé d'un condensateur 35 est branché entre le point de jonction des diodes 32, 33 b et la masse Il est à remarquer que les composants ci-dessus portent les mêmes références que les éléments correspondants de la

figure 4 pour simplifier la description du fonctionnement du

circuit formé par les diodes 31, 32, 33 a, 33 b et les condensa- teurs 34, 35 Comme le circuit ainsi réalisé est pratiquement identique au circuit de la figure 4, son fonctionnement ne sera pas repris Les autres parties du détecteur de niveau 70 de la figure 7 présentent la même structure que le détecteur de niveau

50 de la figure 6 et cette description ne sera pas reprise.

Les avantages de l'invention découlent clairement de l'examen des graphiques selon les figures 8 à 10 A la figure 8, lorsque le signal d'entrée i est bloqué ou est atténué brusquement, le signal de sortie V 0 chute également à

ce moment dans le cas d'un détecteur de niveau, connu, à com-

pression logarithmique selon la courbe en pointillés de la

figure 8 Par contre dans le cas de l'invention, on a une cer-

taine période de maintien entre l'instant de la chute du signal d'entrée iin, période pendant laquelle le niveau de la tension de sortie V 0 reste à son niveau élevé et ce n'est qu'à partir

de cette-période que la tension de sortie V O commence à chuter.

Comme déjà indiqué dans la période de maintien, on a les com-

posantes d'ondulation résultant de la distorsion harmonique de la bande basse fréquence Ainsi selon la figure 9, bien que la constante de temps de chute des dtecteurs de niveau connus à compression logarithmique soit la même que la constante de temps de chute du détecteur de niveau 70 de l'invention, la

composante d'ondulation Av qui résulte des signaux basse fré-

quence selon l'invention (courbe en traits pleins pour V O

figure 9), est beaucoup plus faible que la composante d'ondula-

tion à v' des détecteurs de niveau connus à compression loga-

rithmique (courbe en traits mixtes, figure 9) Cette composante

d'ondulation importante A v' indiquée, se traduit par une dis-

torsion harmonique importante dans la bande basse fréquence au cours de la période de maintien ci-dessus En particulier, selon la figure 10, dans le cas des détecteurs de niveau connus, à

compression logarithmique, le coefficient de distorsion harmo-

nique pour les signaux basse fréquence est beaucoup plus impor-

tant que le détecteur de niveau 70 de l'invention.

La figure 11 montre une partie importante d'un

détecteur de niveau selon un autre mode de réalisation de l'in-

vention; ce détecteur comporte une borne d'entrée 77 qui reçoit la tension v 1 de la sortie de l'amplificateur opérationnel 14 du détecteur de niveau 30 de la figure 4 ou encore la tension v 2 de la sortie de l'amplificateur opérationnel 53 du détecteur de niveau 70 de la figure 7 Les tensions v ou v 2 obtenues par conversion de la valeur absolue du signal d'entrée de courant alternatif iin sont appliquées par la borne d'entrée 77 à la

base d'un transistor 73 a de type NPN et à la base d'un transis-

tor 71 de type NPN Le chemin émetteur-collecteur du transistor 71 est en série sur la diode 72 entre la borne d'alimentation de tension de référence 79 qui fournit une tension de référence Voe et une source de courant 76 Il est à remarquer pour cela

que le chemin base-émetteur du transistor 71 constitue le pre-

mier élément de jonction ci-dessus et la diode 72 constitue le second élément de jonction PN De la même manière, le montage en série du chemin collecteur-émetteur du transistor 73 a et la diode 73 b est branché en parallèle sur le montage en série du

transistor 71 et de la diode 72.

Le chemin base-émetteur du transistor 73 a et de la diode 73 b forme le troisième élément de jonction PN 73 De, la même manière que dans le montage des figures 4 et 7 décrit précédemment, le condensateurintégrateur 74 est branché entre la masse et le point de jonction du transistor 71 et de la diode 72 formant la première capacité électrostatique ci-dessus un condensateur-intégrateur 75 est branché entre la masse et le

point de jonction des diodes 72, 73 b formant le second conden-

sateur électrostatique La tension VC qui est appliquée soit à la base du transistor 37 du circuit de la figure 4, soit à l'entrée non inversée de l'amplificateur 55 du circuit de la

figure 7 s'obtient aux bornes du condensateur 75 et est appli-

quée à la borne de sortie 78 On remarque que le fonctionnement de base du circuit de la figure 11 est pratiquement identique

à celui des circuits correspondants selon les figures 4 et 7.

Toutefois, on a l'avantage dans le circuit de la figure 11 que

l'amplificateur opérationnel 14 de la figure 4 ou l'amplifica-

teur opérationnel 53 de la figure 7 peuvent avoir une faible

capacité d'alimentation en courant.

Comme déjà indiqué, un détecteur de niveau pour un réducteur de bruit génère une composante d'ondulation formée de la fondamentale et/ou des harmoniques du signal d'entrée au cours de l'opération de détection de niveau Le niveau de la

composante d'ondulation est généralement inversement proportion-

nel à la constante de temps de chute et à la fréquence d'entrée du signal de courant d'entrée Toutefois si la constante de temps de chute est rendue optimale pour éviter la détérioration de la qualité du son par suite de la modulation du-bruit, le niveau de la composante d'ondulation générée, augmente et détériore encore plus la distorsion harmonique de la bande basse fréquence Selon l'invention, dans un détecteur de niveau à compression logarithmique, on a un effet de maintien qui permet de régler la constante de temps de chute à une valeur optimale pour éviter la détérioration par la modulation du bruit et en même temps cela évite l'augmentation du niveau de la composante d'ondulation En outre, le détecteur de niveau à compression logarithmique selon l'invention donne une plage dynamique, étendue, sans autre détérioration de la distorsion harmonique de la bande basse fréquence, ce qui lui permet d'être utilisé

dans un système de réduction de bruit à caractéristique élevée.

Claims (7)

R E V E N D I C A T I O N S ) Détecteur de niveau pour obtenir un signal de sortie de détection de niveau correspondant à un signal d'entrée, détecteur caractérisé en ce qu'il comporte un moyen de conversion logarithmique ( 14, 15) d'un signal d'entrée (iin) pour obtenir un signal de conversion logarithmique, un premier moyen ( 31, 32) formant un premier chemin de signal recevant le signal de conversion logarithmique et ayant un premier courant de saturation, un second moyen ( 33, 33 a, 33 b) formant un second chemin de signal et recevant le signal de conversion logari- thmique, ce second chemin ayant un courant de saturation supé- rieur au premier courant de saturation, un moyen ( 36) fournis- sant un courant de référence (Ib) au premier et au second che- min de signal, un premier condensateur ( 34) d'une première capacité relié au premier chemin de signal pour donner un signal intégré, un second condensateur ( 35) ayant une seconde capacité inférieure à la première capacité, ce second condensateur étant relié au premier et au second chemin de signal, ainsi qu'une sortie ( 2) donnant le signal de sortie de détection de niveau en fonction du signal d'intégration.
1. 2 ) Détecteur de niveau selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier chemin de signal se compose d'un premier moyen ( 31) à jonction PN et d'un second moyen ( 32) à jonction PN, ces deux moyens étant branchés en série et le second chemin de signal comporte une troisième jonction ( 33 a,
2. 33 b) en parallèle sur le montage en série de la première jonc-

   tion ( 31) et de la seconde jonction ( 32) de type PN.

   ) Détecteur de niveau selon la revendication 2,

   caractérisé en ce que la première jonction de type PN se com-

   pose d'un premier transistor et d'une première diode, la seconde jonction de type PN se compose d'un second transistor et d'une seconde diode et la troisième jonction de type PN se compose d'un troisième transistor et d'une troisième diode, ainsi que

   d'un quatrième transistor et d'une quatrième diode en série.

   40) Détecteur de niveau selon la revendication 2, caractérisé en ce que la première et la seconde jonction de type PN sont reliées l'une à l'autre en un point de jonction et le premier condensateur ( 34) est branché entre ce point de

   jonction et une tension de référence (masse).
3. 5 ) Détecteur de niveau selon la revendication 2, caractérisé en ce que la seconde jonction ( 32) et la troisième jonction ( 33) ( 33 b) de type PN sont reliées l'une à l'autre en un point auquel est relié le second condensateur ( 35) dont

   l'autre borne est reliée à une tension de référence (masse).
4. 6 ) Détecteur de niveau selon la revendication 2,

   caractérisé en ce que la seconde jonction ( 31, 32) et la troi-

   sième jonction ( 33) de type PN sont reliées l'une à l'autre en

   un point relié à un moyen ( 36) fournissant un courant de réfé-

   rence pour le premier et le second chemin de signal à travers

   ce point commun.

   ) Détecteur de niveau selon la revendication 1, caractérisé en ce que le convertisseur logarithmique se compose d'un amplificateur opérationnel ( 14) ayant une entrée inversée

   et une sortie et d'un semi-conducteur ( 15) branché entre l'en-

   trée inversée et la sortie de l'amplificateur opérationnel ( 14).

   ) Détecteur de niveau selon la revendication 7,

   caractérisé en ce que le semi-conducteur ( 15) comporte au moins-

   une diode.

   ) Détecteur de niveau selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un amplificateur ( 53)

   et au moins un signal de réaction pour donner un signal loga-

   rithmique amplifié qui est appliqué à un premier chemin de signal ( 58) et un second chemin de signal ( 55), ainsi qu'un

   moyen de réaction ( 66) pour donner au moins un signal de réac-

   tion en fonction du signal logarithmique amplifié et du signal intégré. ) Détecteur de niveau selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen d'amplification se compose d'un amplificateur opérationnel ( 53) dont l'entrée non inversée reçoit le signal de conversion logarithmique et dont l'entrée

   inversée reçoit au moins un signal de réaction.
5. 11 ) Détecteur de niveau selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen de réaction ( 66) se compose d'un diviseur de tension ( 59, 60) donnant au moins un signal de réaction en fonction du signal logarithmique amplifié et du signal intégré, un premier moyen ( 56, 58) pour fournir le signal logarithmique amplifié au diviseur de tension ( 66, 59, 60) et un second moyen ( 54, 55) pour fournir lé signal intégré au

   diviseur de tension ( 66, 59, 60).
6. 12 ) Détecteur de niveau selon la revendication 11, caractérisé en ce que le diviseur de tension ( 66) se compose d'une première résistance ( 59) et d'une seconde résistance ( 60) ces deux résistances étant en série entre le premier et le second moyen d'alimentation ( 55, 58), le point de jonction des deux résistances ( 59, 60) donnant le signal de réaction. ) Détecteur de niveau selon la revendication 12,

   caractérisé en ce que le premier moyen d'alimentation se com-

   pose d'une jonction ( 56) de type PN et d'un premier suiveur de tension ( 58) branché entre le moyen d'amplification ( 53) et la première résistance ( 59), le second moyen d'alimentation se composant d'un second suiveur de tension ( 55) branché entre le

   premier condensateur ( 17) et la seconde résistance ( 60).

   ) Détecteur de niveau selon la revendication 13, caractérisé en ce que le premier suiveur de tension ( 58) est un amplificateur opérationnel ( 58) dont l'entrée reçoit le signal logarithmique amplifié par l'intermédiaire de la jonction PN ( 56), la sortie de ce moyen donnant un signal logarithmique amplifié à la première résistance ( 59), et le second suiveur de tension est un amplificateur opérationnel-( 55) dont l'entrée reçoit un signal d'intégration et la sortie fournit ce signal

   à la seconde résistance ( 60).

   ) Détecteur de niveau selon la revendication 12, caractérisé en ce que la première résistance ( 59) a une valeur

   égale à (N-1) fois la valeur de la seconde résistance ( 60).

   160) Détecteur de niveau selon la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie comporte une jonction PN qui reçoit le signal d'intégration pour donner un signal de sortie

   de détection de niveau.
7. 17 ) Détecteur de niveau pour donner un signal de sortie de détection de niveau en réponse à un signal d'entrée

   (i in), détecteur caractérisé par un moyen de conversion loga-

   rithmique ( 14, 15) du signal d'entrée pour donner un signal de conversion logarithmique, une première jonction de type PN recevant le signal de conversion logarithmique, une seconde jonction de type PN en série sur la première jonction en un point commun, un premier intégrateur relié au point de jonction pour donner un signal d'intégration, une troisième jonction de type PN en parallèle sur la première jonction du premier et du second moyen à jonction PN, le second intégrateur étant relié à la seconde et à la troisième jonction de type PN, un moyen donnant un courant de référence pour la seconde jonction PN et une sortie pour donner le signal de sortie de détection de niveau en fonction du premier signal d'intégration,