FR2472887A1

FR2472887A1 - Systeme de combinaison a rapport maximal de pre-detection pour signaux a haute frequence recus en diversite

Info

Publication number: FR2472887A1
Application number: FR8023249A
Authority: FR
Inventors: Motomichi Tanaka
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1979-10-31
Filing date: 1980-10-30
Publication date: 1981-07-03
Also published as: FR2472887B1; US4334316A; JPS6133416B2; GB2063623B; JPS5683146A; GB2063623A

Abstract

LA PRESENTE INVENTION CONCERNE UN SYSTEME DE COMBINAISON DE RECEPTION EN DIVERSITE D'UNE PLURALITE DE SIGNAUX NE NECESSITANT AUCUNE CONVERSION DE FREQUENCE HETERODYNE, QUI COMPREND UNE PLURALITE DE MOYENS DE COMMANDE 181...18N POUR COMMANDER LA PHASE ET L'AMPLITUDE DE CHAQUE SIGNAL DE PRE-DETECTION D'UNE PLURALITE DE SIGNAUX RECUS EN DIVERSITE PAR CORRELATION DES COMPOSANTES ORTHOGONALES DE CHACUN DES SIGNAUX DE PRE-DETECTION AVEC UN SIGNAL DE COMPARAISON DE REFERENCE S; UN MOYEN 1 POUR COMBINER LES SORTIES DE LA PLURALITE DE MOYENS DE COMMANDE; ET UN MOYEN 2, 3 POUR NORMALISER L'AMPLITUDE DU SIGNAL COMBINE ET FOURNIR RESPECTIVEMENT CE SIGNAL NORMALISE, EN SIGNAL DE COMPARAISON DE REFERENCE, A LA PLURALITE DE MOYENS DE COMMANDE.

Description

1.

La présente invention concerne un système de combi-

naison de signaux pour récepteurs fonctionnant en diversité.

Les systèmes de combinaison de signaux pour récep-

teurs fonctionnant en diversité sont classés en trois types différents, c'est-à-dire le type à sélection, le type à combi-

naison linéaire (ou combinaison à gain égal) et le type à com-

binaison non linéaire. Chacun de ces systèmes est en outre

classé en type à prédétection et en type à post-détection. Par-

mi ces systèmes, le système à combinaison non linéaire, égale-

ment appelé système à combinaison quadratique de rapport ou système à combinaison à rapport maximal (ou optimum) est le plus efficace, et de nombreuses structures de circuit de ce

système ont été proposées et mises en application pratique.

La combinaison à rapport maximal des signaux de pré-

détection nécessite une commande de phase de façon à mainte-

nir en phase les signaux reçus sur des canaux en diversité et

une commande d'amplitude pour pondérer les rapports de ten-

sion entre les signaux reçus. Les techniques de l'art antérieur

peuvent être grossièrement classées suivant les deux catégo-

ries ci-après au plan de la commande de phase et de la comman-

de d'amplitude:

(1) La commande de phase est obtenue avec une bou-

cle à accrochage de phase alors que la commande d'amplitude se

fait avec un circuit de détection d'enveloppe et un multipli-

2.

cateur, o l'amplitude commandée est proportionnelle à la ra-

cine carrée de l'auto-corrélation du signal d'entrée;

(2) Tant la commande de phase que la commande d'am-

plitude sont obtenues avec une boucle de réaction, o les poids pour la commande d'amplitude sont les corrélations en-

tre le signal de sortie combiné normalisé et les signaux re-

çus sur les canaux individuels. On trouvera des détails sur

cette deuxième technique dans j'article de J. R. Sharman, in-

titulé: "Pre-detection Combining" dans Point-to-Point Commu-

nication, Vol. 17, nh 3, publié par Marconi Communication Sys-

tems Limited, Septembre 1973.

Ces deux techniques nécessitent toujours, pour la combinaison des signaux de pré-détection, une conversion de fréquence hétérodyne qui ne manque jamais de décaler une fréquence centrale d'un signal de pré-détection, entre par exemple, une haute fréquence et une fréquence intermédiaire ou entre une première fréquence intermédiaire et une seconde fréquence intermédiaire. Cela nécessite la préparation d'un dispositif pour chaque bande de fréquence de signal, ce qui 2résente des inconvénients sur le plan économique et en plus

de ces inconvénients, les deux systèmes ont les insuffisan-

ces suivantes.

Le système no 1 utilise généralement, pour la comman-

de de phase, un oscillateur à quartz à commande par tension dans sa boucle d'accrochage de phase. Cet oscillateur, étant

donné que sa fréquence centrale varie par suite du vieillis-

sement ou pour d'autres raisons, peut être à l'origine d'un déblocage de la boucle et par conséquent soulève un problème de stabilité. La boucle d'accrochage de phase doit répéter l'opération d'accrochage chaque fois que chaque canal est rétabli après un affaiblissement progressif. Dans les deux

cas, le phénomène de déblocage a un effet néfaste sur la fia-

bilité.En outre, ce système nécessite un circuit de détection, un multiplicateur et analogue pour la commande d'amplitude

séparé du circuit de commande de phase.

D'autre part, le système n0 2 nécessite un filtre passe-bande étroit dans sa boucle de réaction. Ce filtre doit 3. être un dispositif de haute précision, tel qu'un filtre à

quartz, pour un- signal de pré-détection. De plus, étant don-

né que ce système comme indiqué précédemment, nécessite une conversion de fréquence hétérodyne, le démodulateur et autres composants suivants doivent être adaptés à une se- conde fréquence intermédiaire, différente d'une fréquence intermédiaire du côté de la modulation. Par conséquent,

lorsqu'un essai de retour de boucle de modulation-démodula-

tion à l'intérieur d'une station est exécuté, il faut un dis-

la positif particulier pour la conversion de fréquence hétéro-

dyne, ce qui est mal commode.

Un objet de la présente invention est par consé-

quent de prévoir un système de combinaison à rapport maximal de signaux de pré-détection plus simple et plus pratique

dans une réception fonctionnant en diversité, ne nécessi-

tant aucune conversion de fréquence hétérodyne contraire-

ment aux systèmes similaires de l'art antérieur.

Selon la présente invention, on prévoit un système permettant une combinaison suivant un rapport maximal de pré-détection d'une pluralité de signaux reçus en diversité,

comprenant: une pluralité de moyens de commande pour com-

mander la phase et l'amplitude de chaque signal d'une plu-

ralité de signaux de pré-détection de signaux reçus en di-

versité par corrélation des composantes orthogonales de cha-

que signal des signaux de pré-détection avec un signal de comparaison de référence; un moyen pour combiner les sorties

de la pluralité de moyens de commande; et un moyen pour nor-

maliser l'amplitude du signal combiné et fournir respective-

ment ce signal normalisé, en signal de comparaison de réfé-

rence, à la pluralité de moyens de commande.

La présente invention sera bien comprise lors de la

description suivante faite en relation avec les dessins ci-

joints dans lesquels:

La figure 1 est un schéma sous forme de blocs du pre-

mier système de l'art antérieur cité ci-dessus o la comman-

de de phase s'effectue avec une boucle à accrochage de pha-

se; 4.

La figure 2 est un schéma sous forme de blocs du se-

cond système de l'art antérieur cité ci-dessus, o la comman-

de de phase et la commande d'amplitude sont effectués avec une boucle de réaction; La figure 3 représente la structure du circuit de

base du système de combinaison à rapport maximal de pré-détec-

tion selon la présente invention; et Les figures 4 et 5 sont des schémas sous forme de blocs d'autres exemples de circuit de commande de phase et

d'amplitude dont il est question à la figure 3.

La figure 1 représente un système de combinaison de n signaux en diversité (n = nombre entier positif) comprenant une boucle à accrochage de phase. Un signal d'entrée S.,, o ème 1 me i représente le i canal entre le premier canal et le n canal traverse une antenne, un pré- amplificateur et analogues (non représentés) et est appliqué à un mélangeur li. Ce mélangeur, ainsi que d'autres mélangeurs,sont utilisés pour la

conversion de fréquence hétérodyne. Un mélangeur 7i est utili-

sé en détecteur de phase pour détecter la différence de pha-

se entre une sortie combinée S3, obtenue par normalisation (amplification à un certain niveau de référence) de la sortie d'un additionneur 1 avec un amplificateur à gain variable 2

et un amplificateur antifading 3, et la sortie d'un amplifi-

cateur à gain variable lOi. La sortie du mélangeur 7i est ap-

pliquée, par l'intermédiaire d'un filtre de boucle 6i, à un oscillateur à quartz à commande par tension 5i de façon à

commander la fréquence et la phase de sortie de cet oscilla-

teur. L'oscillateur 5i est commandé en réaction négative de

sorte que la fréquence et la phase de sortie de l'amplifica-

teur à gain variable lOi coïncident avec celles de la sortie combinée S3 de l'amplificateur à gain variable 2. Le filtre 6i sert à stabiliser et à limiter la largeur de la bande de

bruit de la boucle à accrochage de phase.

Par ailleurs, de façon à commander lramplitude pour

qu'il y ait combinaison à rapport maximal, la sortie de l'am-

olificateur à gain variable lOi est soumise à une détection d'enveloppe par un détecteur 8i, dont la sortie est transmise 5. par un filtre passebas 9i de. façon à fournir un signal en courant continu proportionnel à l'amplitude efficace du i me

canal, c'est-à-dire à la racine carrée de l'auto-corrélation.

Un multiplicateur 4i multiplie la sortie de l'amplificateur lOi par le signal en courant continu. Un circuit antifading

commun 4 fournit une commande à gain commun à tous les am-

plificateurs à gain variable 101-10n avec la sortie de détec-

tion provenant du signal le plus fort parmi les signaux re-

çus S0î-Son. Cette procédure, servant à normaliser la sortie de chaque amplificateur 101-bOn avec la valeur efficace de l'amplitude du signal le plus fort, est indispensable pour

fixer la gamme dynamique d'un circuit de combinaison des si-

gnaux.

Dans ce système, à cause de l'utilisation d'une bou-

cle à accrochage de phase pour la commande de phase de cha-

que canal, l'état d'accrochage de phase peut être perdu si l'entrée de chaque canal est réduite par un affaiblissement

profond, avec comme résultat que la sortie de l'amplifica-

teur lOi est abaissée par b'antifading commun au-dessous du

niveau de référence. Pour cette raison, un amplificateur auxi-

liaire équipé d'un antifading approprié est généralement in-

séré dans la partie des lignes de connexion Q -Qn.

Comme cela a déjà été indiqué, le système de combi-

naison représenté en figure 1 a des inconvénients tels que

la mauvaise conversion de fréquence hétérodyne pour la com-

mande de phase, la dégradation de la fiabilité par suite de la possibilité du désaccrochage de la boucle et les coûts supplémentaires des détecteurs et multiplicateurs permettant

la commande d'amplitude.

La figure 2 représente schématiquement un système à base de boucle de réaction pour la combinaison de n signaux de réception en diversité. L'antifading commun est appliqué de la même manière que dans le système de la figure 1. Un signal d'entrée SOi ayant une fréquence angulaire wi et un angle de phase (O5 + ei) (o Om est un terme concernant la modulation en phase et ei un changement de phase par affaiblissement ou analogue du ième canal), après avoir traversé un circuit

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6.- à retard 20i, est multiplié par une sortie combinée S3, ayant une fréquence angulaire w et un angle de phase (#m + a) (o a est un angle de phase sans corrélation avec le changement d'entrée ei), dans un- mélangeur 30i. A la sortie du mélangeur 30i, seul un signal ayant une fréquence angulaire (wi - w) et un angle de phase (ei - a) (o wi > w) est sélectionné par un filtre passe-bande étroit 40i qui ne laisse passer

que les variations de fréquence par affaiblissement ou analo-

gue. Le signal sélectionné est multiplié par le signal d'entrée soi dans un mélangeur 50i, à la sortie duquel seul le signal de fréquence angulaire w et d'angle de phase ("m + a) est sélectionné par un filtre passe-bande 60i pour être ensuite

appliqué à un additionneur 1.

Après qu'une boucle de réaction a été construite de

cette façon, le signal sombiné S3 ayant une fréquence angulai-

re w et un angle de phase (Oym + a) ne contient aucun chan-

gement de phase ei, et la combinaison des signaux reçus en diversité est par conséquent rendue possible. En môme temps,

une commande d'amplitude pour une combinaison à rapport maxi-

mal est effectuée étant donné que le signal d'entrée Soi est multiplié par la sortie (proportionnel au signal d'entrée SOi)

du filtre passe-bande étroit 40i, dans le multiplicateur 50i.

On trouvera des détails complémentaires sur le système repré-

senté en figure 2 dans l'article de Sharman cité ci-dessus.

Si un amplificateur antifading ou un limiteur d'amplitude est connecté à la sortie du filtre 40i, le système résultant sera un système à combinaison linéaire (ou à combinaison à

gain égal), et on trouvera d'autres renseignements sur ce sys-

tème dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique n0 3.471.788 au

nom de W.J. Bickford et autres.

Comme on le voit d'après la description précédente

ou d'après l'article de Sharman, le système de la figure 2, implique le mélange de signaux de trois bandes différentes, c'est-à-dire la première fréquence (wi) du signal d'entrée Soi, la seconde fréquence (w[) de la sortie combinée S3 comme signal de référence, et la fréquence de différence (w i - w[)'

ou le mélange des bandes de fréquence par suite de la conver-

7.

sion de fréquence hétérodyne, et ce système est par consé-

quent peu économique quant à l'agencement du dispositif.

L'obtention d'une fiabilité adéquate pour son filtre passe-

bande 40i rend le système coûteux, il y a en plus l'incon-

vénient de l'essai de retour de la boucle. La figure 3 représente un schéma sous forme de blocs du système de combinaison à rapport maximal de signaux reçus en diversité selon la présente invention. La combinaison de n

entrées en diversité SOi sera tout d'abord décrite. L'agen-

cement, pour la fixation de la gamme dynamique du circuit de

combinaison de signaux, de façon à commander les amplifica-

teurs à gain variable 101-10n de tous les canaux avec un

circuit antifading commun 4 et de façon à obtenir une norma-

lisation avec l'amplitude du canal ayant le signal d'entrée le plus fort est le même que dans les systèmes classiques représentés en figures 1 et 2. La structure permettant de maintenir la sortie d'un additionneur 1 à un niveau requis avec un amplificateur à gain variable 2 et un amplificateur antifading est également semblable à celle des deux systèmes de l'art antérieur. Un circuit de commande de phase/amplitude 18i commande la phase et l'amplitude de la sortie 51i des

amplificateurs à gain variable lOi par corrélation des com-

posantes orthogonales du signal d'entrée S li (c'est-à-dire

des parties réelle et imaginaire du signal Sli) avec une sor-

tie combinée finale S Les sorties S21-S2n du circuit de com-

mande 801-80n sont combinées par l'additionneur 1.

La figure 4 est un schéma sous forme de blocs d'un exemple de circuit de commande de phase/amplitude 18i selon

la présente invention, o la référence 801 représente un cir-

cuit à retard, les références 802 et 812 des déphaseurs pour

décaler de 900 la phase de l'entrée, respectivement; les ré-

férences 803 et 813 des multiplicateurs à quatre quadrants pour multiplier le signal de pré-détection par la sortie de

corrélation combinée S3; les références 804 et 814, des fil-

tres passe-bas qui ne laissent passer que les changements de fréquence dus à l'affaiblissement; les références 805 et 813

des mélangeurs pour multiplier ensemble les signaux de pré-dé-

8. tection et la référence 806 un additionneur. Le déphaseur de

900, 812, peut être éliminé si un circuit à retard est respec-

tivement utilisé pour les parties réelle et imaginaire du

signal d'entrée Sli.

Le signal d'entrée Sli est défini par: Sli = Re [Rli] Ri =/2-Azej (it + m +) (1) hi 7Ai i e1> et le signal final de sortie S3 de la figure 3 par: S3 = Re[R3] (2) O eR3 =j (a t +m + a) R3 e f m ou Ai est l'amplitude efficace de Sli; a.i la fréquence angulaire de Sli; i 0m la modulation de phase de Sli; 15. l'angle de phase de Sli; z

B la fréquence angulaire de S3 ([valeur minimum de hi] -

< A < [valeur maximum de i] + w, o wc est la fréquence de coupure du filtre passe-bas 804); a l'angle de phase de S3; et

[] représente la partie réelle de l'expression entre paren-

thèses.

L'amplitude du signal S3 est normalisée à une ampli-

tude de référence 1 par l'amplificateur à gain variable 2 et

l'amplificateur antifading 3 de la figure 3.

Avec les hypothèses précédentes, lorsque les re-

tards des deux signaux appliqués aux mélangeurs 805 et 815

par l'intermédiaire du circuit à retard 801 sont respective-

ment amenés en coïncidence complète l'un avec l'autre, S2i sera donné par l'expression suivante: S2i = Re[Rli] Re[Rli1. Re[R3] + Ii[Rli]. im[Rli Re[R3]

o Im[] représente la partie imaginaire du terme entre paren-

thèses et - - l'effet de rejet du filtre passe-bas 804

sur la fréquence angulaire ('oi + d).

) (4)

Re[Rli]Re[R3]= =2Az.cos(,Àit+;m+ei) cos(. t+E + 4) li.;i m 9. 2AL cos {(Wi - %)t + ei - a} I [Rli].Re[R3] = /2Aisin(wit+0m+ei).cos(Wt+m+a) (4) 2-Ai sin {(i - )t + Ei - a}) i D'o 2F S2i = A. cos (wit + Om + i)' 2-Ac s{(wi - w)t 2i e. p + /Ai sin (wi + óm + ei)' Asin (i -)t + i l} = Ai2Re[ej (wit + óm + Ei)' e-j{(i -)t + e - a}] = Ai2Re [ej ( t+ + a)] A= i S3 L'équation (5) indique que les circuits de commande de phase/amplitude de la figure 4 satisfont les conditions de la combinaison à rapport maximal, car la fréquence et l'angle

de phase du signal de sortie S2i sont respectivement en coin-

cidence avec la fréquence et la phase du signal de comparaison de référence S3 et l'amplitude est le carré de sa propre valeur

efficace.

Bien que de petits décalages de la fréquence centrale des signaux de prédétection soient introduits par les circuits

de commande de la figure 4, il ne se produira pas une conver-

sion de fréquence provoquant le décalage des fréquences cen-

trales des signaux de pré-détection, par exemple, entre une haute fréquence et une première fréquence intermédiaire et

entre une première fréquence intermédiaire et une seconde fré-

quence. La figure 5 est un schéma sous forme de blocs d'un autre exemple du circuit de commande de phase/amplitude 18i selon la présente invention. Le circuit de la figure 5 est une 10. version modifiée de celle de la figure 4, qui donne exactement le même résultat à la sortie. Dans la figure 5, la référence 807 représente un soustracteur, et le déphaseur de 90 , 822, est identique au déphaseur de 900,802. Lorsque la structure de circuit de la figure 5 doit être construite dans celle de la figure 3, seul un déphaseur de 90 , 822, suffira étant

donné qu'il peut être partagé par tous les canaux en diversi-

té. Comme cela a été décrit précédemment, le système de combinaison de signaux de la présente invention ne nécessite pas, pour la combinaison des signaux de pré-détection de

réception en diversité, une conversion de fréquence hétéro-

dyne destinée à modifier les bandes de fréquence des signaux

passants. Cette caractéristique signifie que le système con-

vient très bien pour un système de communications nécessitant des performances à large bande, et permet à celui-ci de ne pas souffrir des inconvénients des systèmes classiques, en particulier des inconvénients sur le plan économique dus à

la co-présence de divers dispositifs.

La présente invention n'est pas limitée aux exemples

de réalisation qui viennent d 'être décrits, elle est au contrai-

re susceptible de variantes et de modifications qui apparaî-

tront à l'homme de l'art.

11.

Claims

REVENDICATIONS

1 - Système de combinaison suivant un rapport maxi-

mal de pré-détection pour une pluralité de signaux reçus en diversité, caractérisé en ce qu'il comprend: - une pluralité de moyens de commande (18i....... 18n) pour commander la phase et l'amplitude de chaque signal d'une pluralité de signaux de pré-détection reçus en diversité par corrélation des composantes orthogonales de chaque signal des signaux de pré-détection avec un signal de comparaison de référence;

un moyen (1) pour combiner les sorties de la plura-

lité de moyens de commande; et

- un moyen (2,3) pour normaliser l'amplitude du si-

gnal combiné et pour fournir respectivement ce signal norma-

lisé, en signal de comparaison de référence, à la pluralité

de moyens de commande.

2 - Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque moyen de commande (18i) de la pluralité de moyens de commande comprend: un premier moyen de déphasage (802) pour décaler la phase du signal de prédétection de 900; un

moyen (801) pour retarder le signal de pré-détection d'une du-

rée prescrite; un second moyen (812) de déphasage pour déca-

ler la phase de la sortie du moyen de retard de 900; des pre-

mier et second moyens de multiplication (803,813) pour multi-

plier respectivement les sorties du moyen de retard et du se-

cond moyen de déphasage par le signal de comparaison de réfé-

rence; des premier et second moyens de filtre passe"bas (804-

814) pour filtrer respectivement les sorties des premier et second moyens de multiplication; des troisième et quatrième

moyens de multiplication (805:;813) pour multiplier respective-

ment le signal de pré-détection et la sortie du premier moyen de déphasage par les sorties des premier et second moyens de

filtre passe-bas; et un moyen (806) pour additionner les sor-

ties des troisième et quatrième moyens de multiplication.

3 - Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque moyen de commande de la pluralité de moyens de commande comprend: un premier moyen de déphasage (802) 12. pour décaler la phase du signal de prédétection de 900;un moyen (801) pour retarder le signal de pré-détection d'une durée prescrite; un second moyen de déphasage (822).pour décaler la phase du signal de comparaison de référence de 90 ; des premier et second moyens de multiplication (805,815) pour D multiplier respectivement la sortie du moyen de retard par le signal de comparaison de référence et la sortie du second moyen de déphasage; des premier et second moyens de filtre passe-bas (804, 814) pour filtrer respectivement les sorties

des premier et second moyens de multiplication; des troisiè-

me et quatrième moyens de multiplication (803,813) pour multi-

plier respectivement les sorties des premier et second moyens

de filtre passe-bas.par le signal de pré-détection et la sor-

tie du premier moyen de déphasage; et un moyen (807) pour soustraire la sortie du quatrième moyen de multiplication de

la sortie du troisième moyen de multiplication.