FR2466826A1 - Synthetiseur de sons - Google Patents

Abstract

Dans ce synthétiseur de sons, les signaux d'une source 15 de signaux sonores sont envoyés à une unité 16 formant un filtre synthétiseur et qui reçoit des paramètres de commande de la part d'une unité 13 de transformation de paramètres et d'une unité 14 d'interpolation de ces paramètres. Le filtre synthétiseur est composé de circuits du second ordre servant de filtre de second ordre avec le zéro sur un cercle unité dans un plan complexe, des moyens pour faire intervenir en cascade des circuits de filtrage du second ordre de coefficients différents et des circuits de réaction avec deux types de circuits de fonctionnement cascade tandis que les coefficients des filtres du second ordre sont commandés par des paramètres de commande. (CF DESSIN DANS BOPI)

Description

La présente invention concerne un synthétiseur de sons, à l'aide duquel il

est possible de reconstituer un son possédant sensiblement les mêmes qualités qu'un son originel, à partir de ses caractéristiques transmises ou mémorisées dans une mémoire sous la forme d'une petite quantité d'infor- mation.

Par exemple dans le cas de la reconstitution du lan-

gage à partir des paramètres caractéristiques du langage originel, conformément à l'art antérieur, le signal de sortie d'un générateur d'impulsions simulant les vibrations des cordes vocales et le signal de sortie d'un générateur de

bruit simulant les turbulences sont permutés ou sont mélan-

gés ensemble, selon que le langage est voisé ou non, et

le signal de sortie résultant est modulé en amplitude con-

formément à l'amplitude de la parole, de manière à produi-

re un signal de source d'excitation qui est appliqué à un

filtre simulant les caractéristiques de résonance de l'appa-

reil vocal afin d'obtenir le langage synthétisé. Un système synthétiseur utilisant des coefficients d'autocorrélation

partielle ( Parcor) et un système synthétiseur de for-

mants ou sons caractéristiques sont des exemples d'un tel système synthétiseur du langage utilisant les paramètres caractéristiques. Le système synthétiseur indiqué en

premier lieu est décrit par exemple dans l'article de J.D.

Markel et consorts, "Linear Prediction of Speech", pages 92-

128, Springer-Verlag, 1976, dans lequel les coefficients d'autocorrélation partielle ou coefficients dénommés Parcor

d'une forme d'onde du langage sont utilisés en tant que para-

mètres caractéristiques. Si les valeurs absolues des coeffi-

cients Parcor sont toutes inférieures à l'unité, le filtre de synthèse de la parole est stable. Les coefficients Parcor

peuvent comporter une quantité relativement faible d'informa-

tion pour une synthèse du langage et l'obtention automatique

desdits coefficients est relativement facile, mais les para-

mètres individuels diffèrent largement du point de vue de la sensibilité spectrale. Par conséquent, si tous les paramètres sont quantifiés en utilisant le même nombre de bits, les

distorsions spectrales provoquées par des erreurs de quanti-

fication pour les paramètres respectifs diffèrent largement les unes des autres. En outre, les coefficients Parcor sont plus médiocres quant à leurs caractéristiques d'interpolation et l'interpolation des paramètres a pour effet de provoquer

des bruits parasites qui fournissent un langage indistinct.

En particulier pour une faible cadence de bits, la qualité du langage est altérée par la distorsion spectrale et l'on ne peut pas obtenir une qualité satisfaisante du langage synthétisé. De plus, étant donné que les coefficients Parcor ne correspondent pas directement aux propriétés spectrales comme par exemple aux fréquences principales d'un son, les coefficients Parcor ne sont par conséquent pas appropriés en

général pour une synthèse du langage.

Le système synthétiseur des formants ou sons caracté-

ristiques est décrit par exemple dans l'article de J.L.

Flanagan, "Speech Analysis, Synthesis and Perception", pages 339-347, Springer-Verlag, 1972. Ce système synthétise le langage en utilisant les fréquences principales des sons et leur intensité en tant que paramètres et dont l'avantage réside dans le fait que la quantité d'information pour les

paramètres peut être faible et que l'on peut aisément obte-

nir la correspondance des paramètres aux grandeurs spectra-

les. Cependant pour obtenir la fréquence principale des sons

et leur intensité, il est nécessaire d'utiliser des caracté-

ristiques dynamiques générales et des propriétés statistiques des paramètres,et une obtention automatique complète de la

fréquence principale des sons et de l'intensité de ces der-

niers est difficile. Par conséquent il est malaisé d'obtenir de façon automatique un langage synthétisé de haute qualité et il peut se produire une réduction notable de la qualité

du langage synthétisé, sous l'effet d'une erreur dans l'ob-

tention des paramètres.

Un objet de la présente invention est de fournir un synthétiseur de sons, qui soit apte à synthétiser un son de

haute qualité en utilisant une faible quantité d'information.

Un autre objet de la présente invention est de four-

nir un synthétiseur de sons qui permette une obtention rela-

tivement facile des paramètres caractéristiques et fonction-

ne de façon stable et dans lequel les différences du point de vue de la sensibilité spectrale entre les paramètres sont faibles et dans lequel la précision de quantification des

paramètres est la même dans le cas des mêmes bits de quanti-

fication. Un autre objet de la présente invention est de fournir un synthétiseur de sons qui présente des caractéris-

tiques excellentes d'interpolation pour les paramètres uti-

lisés et qui soit par conséquent apte à fournir un son syn-

thétisé de haute qualité en utilisant une faible quantité d'information. Un autre objet de l'invention est encore de fournir un synthétiseur de sons pouvant être construit avec une

structure relativement simple.

Dans une analyse prévisionnelle linéaire, l'enve-

loppe du spectre du langage ou de la parole est fournie de façon approchée par une fonction de transfert d'un filtre à pôles multiples, qui est donnée par la relation suivante (1): p 1 + a]Z + 2Z + + apZP (1)

dans laquelle Z = e i@, X est une fréquence angulaire norma-

lisée 2nfAT, LT est une période d'échantillonnage, f est une fréquence d'échantillonnage, p est le degré d'analyse, a i (i = 1, 2,... p) sont des coefficients de prévision, qui sont des paramètres permettant de commander ou régler la caractéristique de résonance du filtre, et a est le gain du filtre. Par conséquent, Ap (Z) est représenté par la somme de deux polynomes et peut être exprimé sous la forme suivante Ap(Z) = 1/2{P(Z) + Q(Z)} (2)

P(Z) = A (Z) - Z.ZPA (Z) (3)

p p Q(Z) = A p(Z) + Z.ZPAp(Z) (4) (a) Lorsque le degré de l'analyse p est pairles expressions (3) et (4) sont mises sous la forme de facteurs, comme indiqué ci-après: p/2 2 (Z) = (1 - Z) I (1 - 2cos.z + Z i-1 i (5) p/2 (Z) = (1 + Z) i (1 - 2cos 0 z + Z2 i=l 1 (b) Lorsque le degré de l'analyse p est impair,les expressions (3) et (4) sont mises sous la forme de facteurs, comme indiqué ci-après: (p-l)/2 P(Z) = (1 - Z2) (1 - 2cosw.z + Z2) i=l (6) (p+1)/2 Q(Z) = l (1 - 2cosO.z + Z2) - i--i11

wi et ai présents dans les expressions (5) et (6) sont dési-

gnés sous le nom de couple de spectre de lignes (désigné ci-

après sous le terme abrégé LSP) et sont utilisés, dans la pré-

sente invention, en tant que paramètres pour la représenta-

tion de l'information de l'enveloppe spectrale.

En exprimant Ap(Z) comme indique par la relation (2), la fonction de transfert H(Z) prend la forme suivante:

H(Z) = A (Z) 1 + (A (Z) - 1)

a (7)

1 + {P(Z) - 1 + Q(Z) - 1}

La fonction H(Z) se présente également comme étant associée à un filtre possédant deux boucles de réaction, dont les fonctions de transfert seraient respectivement P(Z) - 1 et Q(Z) - 1. Les fonctions de transfert P(Z) et Q(Z) correspondent à ces circuits antirésonants, dont les sorties s'annulent pour wi et si. La caractéristique de fréquence ou réponse en fréquence de Ap(Z) devient alors: 2A 2Z)p22 2 |AP (Z) - 2P[cos 2 T[ (Cosw - Cosw.) p/2 + Sin 2 il (Cosw - Cosw.)] (8) jw l 1

dans laquelle Z e D'après l'expression (8) indiquée ci-

dessus il apparaît que dans une région o les fréquences spectrales de ligne voisines, sont proches les unes des autres, [A (Z) 12 est petit et la fonction de transfert H(Z)

fournit une caractéristique de résonance intense. En modi-

fiant les valeurs des paramètres LSP w. et G. décrivant la

1 1

caractéristique de résonance des fonctions de transfert, il est possible d'obtenir une enveloppe spectrale arbitraire du langage. La procédure visant à obtenir les paramètres LSP est la suivante: au cours de la première phase opératoire, on calcule les coefficients d'autocorrélation du langage à des

intervalles de par exemple 10 à 20 ms; au cours de la secon-

de phase opératoire, on calcule les coefficients de prévision a, de la fonction-de transfert H(Z) à partir des coefficients

d'autocorrélation, et au cours de la troisième phase opéra-

toire, on calcule les solutions des deux polynomes P(Z) et Q(Z) à partir des coefficients de prévision, sur la base de la relation fournie par l'expression (2), ce qui fournit les

paramètres LSP i et Oi. En réglant les coefficients du fil-

tre synthétiseur en utilisant les paramètres représentantl'in-

formation de l'enveloppe spectrale du langage, on peut obte-

nir un filtre dont la fonction de transfert H(Z) est équiva-

lente à l'enveloppe spectrale du langage. La fonction de

transfert de la boucle de réaction située dans le filtre syn-

thétiseur est prévue sous la forme d'un branchement en cas-

cade de filtres du second ordre, dont les zéros sont situés sur un cercle de rayon unité dans un plan Z, comme cela est indiqué par les expressions (5) et (6). Etant donné que ces filtres du second ordre sont d'une constitution identique, il est possible de simplifier également cette constitution au moyen d'une utilisation multiple d'un filtre du second ordre avec un fonctionnement en temps partagé ou ce qu'on appelle un fonctionnement "pipeline". Il est également possible de réaliser le fonctionnement du filtre au moyen du traitement fourni par un ordinateur électronique, sans réali-

ser les filtres du second ordre sous la forme de circuits.

Comme cela a été décrit plus haut, dans la présente invention les caractéristiques du filtre. synthétiseur

sont réglées ou commandées par les paramètres xi et ei men-

tionnés ci-dessus, mais, en plus de ces paramètres LSP w i et si' on utilise un paramètre de fréquence fondamentale et un paramètre d'amplitude comme c'est le cas avec ce type de synthétiseurs de langage utilisés auparavant. Au moyen du paramètre de fréquence fondamentale une source de sons voisés est commandée de manière à produire une impulsion ou un groupe d'impulsions possédant la fréquence indiquée par le paramètre; le signal de sortie provenant delà source de sons voisés ou le signal de sortie provenant d'une source de bruit est choisi en fonction du fait que le son devant-être reconstitué est voisé ou non voisé; le signal de sortie

choisi est appliqué au filtre synthétiseur de sons, et l'am-

plitude d'un signal présent à l'entrée ou à la sortie du

filtre synthétiseur est commandée par le paramètre d'ampli-

tude. Les paramètres LSP i et O1 sont soumis à une trans-

formation fournissant leurs fonctions cosinus à l'aided'un dispositif de transformation des paramètres permettant

d'obtenir les grandeurs -2coswi et -2cosai, qui sont utili-

sées en tant que paramètres de commande pour la commande des

coefficients des filtres du second ordre du filtre synthéti-

seur de sons et correspondant respectivement aux paramètres.

Les paramètres de commande sont interpolés par un disposi-

tif d'interpolation, qui les met sous la forme des fonc-

tions cosinus des paramètres LSP: -2coswe et -2cos6i. De même le dispositif d'interpolation _peut être utilisé pour réaliser l'interpolation du paramètre d'amplitude. Les paramètres LSP ì et Oi permettent une excellentepofibilité

d'interpolation, et l'interpolation est effectuée à des in-

tervalles de temps dont la durée est égale à la période

d'échantillonnage ou au double de cette période d'échantil-

lonnage du son originel prévue pour l'obtention des paramè-

tres; par exemple les paramètres LSP wi et ei sont mis à jour à chaque trame de 20 ms et les paramètres dans chaque

trame sont en outre interpolés toutes les 125 ls. Il est éga-

lement possible de réaliser l'interpolation dans l'état o

sont présents les paramètres LSP wi et ei et de les conver-

tir pour obtenir les paramètres de commande.

Les paramètres LSP wi et e. représentent une faible quantité d'information par trame, par comparaison avec les paramètres de commande prévus pour le filtre synthétiseur utilisé par le passé pour réaliser la synthèse du langage et

possèdent une grande caractéristique d'interpolation. En con-

séquence il est approprié de transmettre ou de mémoriser les paramètres LSP wx et 6. tels qu'ils sont, et il est possible i i

de convertir les paramètres LSP wi et ei reçus ou reconsti-

tués de manière à obtenir des paramètres de commande pour le

filtre synthétiseur,utilisés dans d'autres-systèmes synthéti-

seurs du langage, c'est-à-dire les coefficients Parcor ou les coefficients de prévision linéaires. De cette manière, on peut également utiliser les paramètres LSP wi et si dans les synthétiseurs de langage existants. Le synthétiseur de sons selon la présente invention peut être utilisé pour effectuer la synthèse non seulement d'un langage ordinaire,

mais également de sons tels qu'une tonalité de signal horai-

re, une tonalité d'alarme, un son d'instrument de musique, etc. La figure 1 représente un schiéma-bloc montrant la

constitution fondamentale d'une forme de réalisation du syn-

thétiseur de sons conforme à la présente invention.

La figure 2 est un schéma-bloc montrant un exemple opérationnel spécifique du synthétiseur de sons suivant la

présente invention.

La figure 3, formée des figures 3A, 3b, 3C, est un schéma de circuit représentant un exemple d'un filtre du

premier ordre ou du second ordre constituant une unité for-

mant le filtre synthétiseur.

La figure 4A est un schéma illustrant un exemple de l'unité de filtre synthétiseur, dans le cas o le degré de

l'analyse est pair.

La figure 4b est un schéma illustrant un exemple de l'unité de filtre synthétiseur dans le cas o le degré de

l'analyse est impair.

La figure 5 est un diagramme montrant la relation entre les paramètres LSP xi et si et l'enveloppe spectrale

du langage.

La figure 6 est un schéma de circuit illustrant un

exemple opérationnel spécifique de l'unité du filtre synthé-

tiseur dans le cas o le degré de l'analyse est égal à 4.

La figure 7 est un schéma de circuit illustrant un

exemple fonctionnel spécifique de l'unité du filtre synthé-

tiseur, obtenu par transformation équivalente du circuit

représenté sur la figure 6.

La figure 8 est un schéma de circuit montrant un exemple spécifique de l'unité du filtre synthétiseur dans le

cas o le degré de l'analyse est égal à 5.

La figure 9 est un schéma de circuit montrant un

exemple opérationnel spécifique de l'unité du filtre synthé-

tiseur, obtenu au moyen d'une transformation équivalente du

circuit représenté sur la figure 8.

La figure 10 est u'n schéma-bloc illustrant un exem-

ple de l'unité du filtre synthétiseur, utilisant le système

de calcul en temps partagé (système dénommé "pipeline").

Les figures liA à 11I, inclusivement, représentent

des chronogrammes montrant les variations des signaux appa-

raissant dans les éléments respectifs au cours du fonctionne-

ment de l'unité de filtre représentée sur la figure 10.

La figure 12 est un schéma de circuit illustrant le cas o la mise en oeuvre du filtre, réalisée au moyen du

fonctionnement décrit en référence à la figure 11, est effec-

tuée au moyen d'un branchement de filtres en série.

La figure 13 est un schéma-bloc illustrant un exem-

ple du filtre synthétiseur, utilisant un microcalculateur.

La figure 14A est un diagramme représentant les va-

riations de puissance en fonction du temps, dans le cas de

la synthèse de paroles "ba ku o N ga".

La figure 14B est un diagramme montrant les varia-

tions des paramètres LSP wi et 6i en fonction du temps dans

le cas de la synthèse de paroles "ba ku o N ga".

La figure 15 est un diagramme montrant les distribu-

tions de fréquence relative des paramètres LSP wi et 8i en

fonction de la fréquence.

La figure 16 est un diagramme montrant la relation entre le nombre des bits de quantification par trame et la

distorsion spectrale due à la quantification.

La figure 17 est un diagramme montrant la relation entre la distorsion spectrale obtenue par interpolation et la longueur de trame dans le cas des paramètres qui ont été

interpolés.

La figure 18 est un diagramme montrant un exemple de synthèse du langage par conversion des paramètres LSP wi et

e. en paramètres a.

En se référant tout d'abord à la figure 1, on voit que les paramètres caractéristiques d'un langage devant être synthétisé sont appliqués, depuis une borne d'entrée 1i à

une unité d'interface 12, pendant chaque période correspon-

dant à un intervalle de temps constant (désigné ci-après par le terme de période de trame), par exemple toutes les 20 ms, et sont maintenus dans cette unité d'interface 12-. Parmi les paramètres ainsi introduits, les paramètres LSP wi et ei

représentant l'information de l'enveloppe spectrale sont en-

voyés à l'unité 13 de transformation des paramètres; et,

parmi les paramètres représentant l'informationdelasource so-

nore, l'information d'amplitude est envoyée à une unité d'interpolation des paramètres, et les autres paramètres, à savoir l'information représentant la période fondamentale (intervalle de base) du langage et l'information indiquant si le langage est un son voisé ou non voisé,sont envoyés à

une unité 15 de production de signaux sonores.

Dans l'unité 13 de transformation des paramètres, les paramètres d'entrée LSP w. et e. sont transformés en les i i paramètres de commande -2cosw. et -2cose; destinés à une unité 16 formant le filtre synthétiseur et qui sont envoyés à l'unité 14 d'interpolation des paramètres. Dans cette unité

14 d'interpolation dés paramètres, les valeurs d'interpola-

tion des paramètres de commande et le paramètre d'amplitude

de source sonore sont calculés respectivement à des inter-

valles de temps réguliers de sorte que l'enveloppe spectrale

2466826-

peut subir une variation graduelle. Les paramètres de com-

mande ainsi interpolés sont envoyés à l'unité 16 du filtre synthétiseur et le paramètre d'amplitude de source sonore

est envoyé à l'unité 15 de production-de signaux sonores.

Dans l'unité 15 de production de- signaux sonores, un si- gnal sonore dépendant des caractéristiques du langage est produit à partir de l'information de l'intervalle de base et de l'information concernant le son intense ou assourdi, et le signal sonore ainsi obtenu est envoyé à l'unité 16 du

filtre synthétiseur ainsi que le paramètre interpolé d'am-

plitude de source sonore. Dans l'unité 16 du filtre synthé-

tiseur, un langage synthétisé est produit à partir du signal sonore et des paramètres de commande. Le signal de sortie de l'unité 16 du filtre synthétiseur est envoyé à l'unité

17 de conversion numérique-analogique, dont la borne de sor-

tie 18 délivre un signal analogique correspondant. Une uni-

té de commande 19 produit différentes cadences d'horloge permettant d'actionner de façon correcte le synthétiseur de langage et envoie lesdites cadences d'horloge aux unités

respectives.

La figure 2 représente chaque unité de la figure

1 sous une forme un peu plus détaillée. Lors de chaque pério-

de de trame, l'information concernant le son voisé ou non voisé du langage est envoyée de l'unité d'interface 12 à un registre 23 de sons voisés et à un registre 24 de sons non voisés et un paramètre de fréquence vocale indiquant un intervalle de base de la voix est mémorisé dans un registre

d'intervalles de base 25. Le contenu du registre d'interval-

les de base 25 est préréglé dans un compteur régressif 27.

Le compteur régressif 27 décompte, selon un comptage régres-

sif, les impulsions d'une fréquence d'échantillonnage prove-

nant d'une borne 26 et chaque fois que son contenu s'annule,

le compteur 27 effectue en cet intervalle de temps le pré-

positionnement du contenu du registre d'intervalles de base

25 et, simultanément, envoie une impulsion à une porte 31.

A la porte 31 se trouvent appliqués le signal de sortie pro-

venant du registre de sons voisés 23 et une ou plusieurs impulsions de sortie provenant d'un générateur d'impulsions 28, et lorsque ces signaux d'entrée coïncident, le contenu d'un registre d'amplitudes de source sonore 34 est envoyé par l'intermédiaire de la porte 31 à un additionneur 32. En d'autres termes, lorsque le langage devant être synthétisé est un son intense, l'information d'amplitude est envoyée à l'additionneur 32 à partir du registre d'amplitudes de source sonore 34 pendant chaque période de la fréquence vocale fondamentale du registre d'intervalles de base 25, tandis que l'information d'amplitude provenant du registre d'amplitudes de source sonore 34 est préréglée pendant cet

intervalle de temps à partir de l'unité d'interpolation 14.

Dans le cas o le langage devant être synthétisé est un son non voisé, le signal de sortie provenant du registre de sons non voisés 24 et une impulsion série pseudo-aléatoire provenant d'un générateur de signaux pseudo-aléatoires 36 sont envoyés à une porte 37 et, lors de chaque coïncidence des deux signaux d'entrée, l'information d'amplitude située

dans le registre d'amplitudes de source sonore 34 est en-

voyé par l'intermédiaire de la porte 37 à l'additionneur 32.

Un signal sonore ainsi obtenu de l'additionneur 32 est am-

plifié, si cela est nécessaire, par un amplificateur 39, puis est envoyé à l'unité 16 du filtre synthétiseur du langage. Dans l'unité 13 de transformation des paramètres, les paramètres LSP wi et Oi et le paramètre d'amplitude sont positionnés dans un registre 21, pendant chaque période de trame, à partir de l'unité d'interface 12. Les paramètres LSP wi et 6i sont envoyés à un convertisseur de paramètres 22, dans lequel ils sont transformés de manière à fournir

les paramètres de commande -2coswi et -2cos6i. Le convertis-

seur de paramètres 22 est constitué par exemple par une

table de conversion d'une mémoire fixe (ROM), qui est agen-

cée de telle manière que lorsque l'accès à cette mémoire a

lieu avec des adresses correspondant à wi et Oi, les paramè-

tres -2coswi et -2cos6i sont extraits par lecture. Un re-

gistre à décalage 20 reçoit alternativement le signal de sortie provenant du convertisseur de paramètres 22 et le paramètre d'amplitude mémorisé dans le registre 21 et les convertit pour fournir un signal série qui est appliqué à

l'unité 14 d'interpolation des paramètres.

Dans l'exemple illustré, l'unité 14 d'interpolation

des paramètres est représentée comme devant réaliser une in-

terpolation linéaire. Lors du branchement d'un commutateur 29, les paramètres d'une trame sont envoyés à un soustracteur 30 dans lequel est détectée une différence entre le paramètre

et le paramètre de la trame précédente provenant d'un addi-

tionneur 33. La différence est mémorisée dans un registre

de différences 38, par l'intermédiaire d'un commutateur 91.

Ensuite le commutateur 91 est commuté sur le côté sortie du registre de différences 38 et le contenu de ce dernier est mis en circulation. A cet instant, le contenu du registre de différences 38 est tiré de positions binaires plus élevées

qu'une position binaire prédéterminée et est envoyé à l'ad-

ditionneur 33, dans lequel il est ajouté au contenu d'un registre de résultats d'interpolation 92. Par exemple, dans le cas d'une période de 16 ms de mise à jour des paramètres,

s'il est nécessaire de fournir des paramètres d'interpola-

tion 128 fois au cours d'une période de mise à jour de trame, alors la largeur de l'échelon d'interpolation est une valeur obtenue en divisant la différence par 128, ce qui est obtenu au moyen d'un décalage de sept bits, de la différence

dans le registre de différences 38, en direction de l'extré-

mité des bits de poids inférieurs. Le résultat de l'addition effectuée par l'additionneur 33 est envoyé au registre de résultats d'interpolation 92 et, simultanément, est utilisée en tant que signal de sortie de l'unité 14 d'interpolation des

paramètres. De cette manière se trouvent tirés de l'addition-

neur 33, dés valeurs qui sont obtenues par addition séquen-

tielle de valeurs égales à une fois, deux fois, trois fois,

30... la valeur décalée du registre de différences 38 au para-

mètre de la trame précédente situé dans le registre de résul-

tats d'interpolation 92, lors de chaque circulation du regis-

tre de.différences 38.

Dans cet exemple l'unité 14 d'interpolation des para-

* mètres est utilisée pour le paramètre de commande et le para-

mètre d'amplitude sur une base de temps partagé, de sorte que, bien que ceci ne soit pas représenté, le paramètre de

commande et le paramètre d'amplitude sont interpolés alterna-

tivement et le registre de résultats d'interpolation 92 est utilisé en commun pour les deux paramètres. Le paramètre d'amplitude interpolé dans l'unité 14 d'interpolation des paramètres est envoyé au registre d'information d'amplitude 34 situé dans l'unité 15 de production des signaux sonores, tandis que le paramètre de commande interpolé comme indiqué ci-dessus est envoyé à l'unité 16 du filtre synthétiseur de langage en tant qu'information pour le réglage du coefficient

de cette unité. On choisit la période de mise à jour des pa-

ramètres, c'est-à-dire la période de trame, dans la gamme de

10 à 20 ms et on choisit la période d'interpolation de ma-

nière qu'elle se situe entre un et deux intervalles d'échan-

tillonnage. La méthode d'interpolation n'est pas limitée de façon spécifique à l'interpolation linéaire, mais peut être

un autre type d'interpolation. Le but recherché est de garan-

tir des variations progressives des paramètres interpolés.

L'unité 16 de filtre synthétiseur comporte une bou-

cle de réaction alimentant en retour la sortie par l'intermé-

diaire de circuits de filtrage 41 et 42 branchés réciproque-

ment en parallèle. Les circuits de filtrage 41 et 42 sont alimentés par le paramètre de commande interpolé provenant d'une borne d'entrée 44 et les signaux de sortie provenant

des circuits de filtrage 41 et 42 sont ajoutés l'un à l'au-

tre au moyen d'un additionneur 43, dont le signal de sortie *est, à son tour, ajouté au signal d'entrée de l'unité de filtre 16, dans un additionneur 45. Le signal de sortie somme provenant de cet additionneur est envoyé en retour aux circuits de filtrage 41 et 42 et, simultanément, sortsur une borne de sortie 55.

Dans chacun des circuits de filtrage 41 et 42, on utilise un circuit comportant plusieurs zéros sur un cercle unité dans un plan complexe. Les circuits de filtrage 41 et 42 peuvent être tous les deux constitués par un branchement en cascade à plusieurs étages de filtres du premier ordre et/ ou du second ordre. Dans le-cas o les circuits de filtrage sont réalisés sous la forme de filtres numériques, on peut utiliser un filtre du premier ordre, tel que par exemple celui représenté sur la figure 3A, qui est constitué d'une

ligne à retard 51, dont le temps de retard est égal à une pé-

riode d'échantillonnage, et par un additionneur permettant

d'additionner le signal de sortie retardé et un signal d'en-

trée non retardé, et un filtre du second ordre tel que celui représenté sur la figure 3B, qui se compose de deux

étages de lignes à retard 51 et de l'additionneur 52 permet-

tant d'additionner le signal de sortie retardé et le signal d'entrée non retardé et un filtre du second ordre tel que celui représenté sur la figure 3C, dans lequel le signal de

sortie provenant d'un multiplicateur 53 permettant de multi-

plier le signal de sortie retardé provenant du premier étage de la ligne à retard 51 par le facteur -2coswi, le signal de sortie retardé provenant des deux étages de lignes à retard 51 et le signal de sortie non retardé sont additicnés ensemble par l'additionneur 52. Les fonctions de transfert des filtres représentées sur les figures 3A, 3B et 3C sont respectivement 1 Z, 1-z2 et 1-2cosw iZ+Z Il I est également

possible d'utiliser des filtres d'ordre supérieur.

La combinaison et le nombre de tels filtres dépen-

dent du degré de l'analyse et sont choisis comme représentés sur la figure 4A ou 4B en fonction du fait que le degré de l'analyse est pair ou impair. Sur la figure 4A, le degré de l'analyse est 10, à savoir un nombre pair, et le circuit de

filtrage 41 est constitué par le branchement série d'un fil-

tre du premier ordre 56, possédant la fonction de transfert 1-Z, et de filtres du second ordre 57 à 61 possédant chacun la fonction de transfert 1-2cosiZ+Z tandis que le signal de sortie présent sur la borne de sortie 55 est multiplié par

+1/2 dans un multiplicateur 63 et est envoyé au circuit série.

Le signal de sortie provenant du filtre du second ordre 61

du dernier étage et le signal de sortie provenant du multi-

plicateur 63 sont ajoutés l'un à l'autre par un additionneur 62 et le signal de sortie somme est envoyé à l'additionneur

43. Dans le circuit de filtrage 42, le signal de sortie pro-

venant du multiplicateur 63 est envoyé à un circuit série formé d'un filtre du premier ordre 64, possédant une fonction de transfert 1+Z, et de filtres du second ordre 65 à 69,

possédant chacun la fonction de transfert 1-2cosO.Z+Z 2, tan-

dis que le signal de sortie provenant du circuit série et

le signal de sortie provenant du multiplicateur 63 sont ajou-

tés l'un à l'autre dans un additionneur 71, dont le signal de sortie est envoyé à l'additionneur 43. Les multiplicateurs

53 des filtres du second ordre 57 à 61 reçoivent respective-

ment les paramètres de commande a, = -2cosw1 à a5 = -2cosw5 et les multiplicateurs 53 des filtres du second ordre 65 à 69 reçoivent respectivement les paramètres de commande b. =-2cosO à b = -2cose i i 5 5

La figure 4B représente le cas o le degré dé l'ana-

lyse est 11, à savoir un nombre impair. Dans le circuit de filtrage 41, le filtre du premier ordre 56 utilisé dans le

cas de la figure 4A est supprimé et est remplacé par un fil-

tre du second ordre 72 possédant une fonction de transfert 1-z2. Dans le circuit de filtrage 42, le filtre du premier

ordre 64 est supprimé et est remplacé par un filtre du se-

cond ordre 73, dont le paramètre est b6 = 2cose6.

Dans les circuits de filtrage 41 et 42, les paramè-

tres de commande wi et O. représentent les fréquences d'anti-

résonance pour lesquelles les signaux de sortie des circuits

de filtrage 41 et 42 sont égaux à 0,5. De façon correspondan-

te, dans le cas o les fréquences d'antirésonance appliquées aux circuits de filtrage 41 et 42 sont proches l'une de l'autre, le signal de sortie provenant de l'additionneur 43 se rapproche de l'unité et le gain de la boucle de réaction

avoisine l'unité. Par conséquent une caractéristique de réso-

nance élevée apparaît sur la borne de sortie 55. Ici, wi à w5 et 1à G5 sont les fréquences d'antirésonance, qui sont caractéristiques de l'information de l'enveloppe spectrale du langage. Ces paramètres et la courbe caractéristique de l'enveloppe spectrale sont reliés entre eux par une relation telle que représentée sur la figure 5, d'o il ressort que la courbe caractéristique de résonance du spectre peut être

exprimée par l'écartement de paramètres voisins. Ces paramè-

tres sont entre eux dans la relation-d'ordre suivante 0<6 11<02 <w2... <iw<iw (8')

Le filtre synthétiseur a pour propriété caractéris-

tique d'être stable lorsque la condition ci-dessus est remplie.

Ci-après on va donner une description d'un exemple

fonctionnel spécifique de l'unité 16 du filtre synthétiseur.

Conformément au terme entre accolades au dénominateur de la relation (7), on obtient, à partir des relations (5), les équations identiques suivantes: p/2 2 P(Z) - 1 = 1 - Z) il (1 - 2 cosi.Z + Z) - 1 i=l p/2-1 i 2 = Z{(a1 + Z) + il (ai+ + Z) l (1 + a.Z + Z) i=1 i+1 j=1 J p/2 2 - 1 (1 + a.Z + Z)} (9) j=1 Q(Z) p/2-1 i 2 1 Z{Q ( + Z) - 1 = Z{(b + Z) (1+ bz + z i=l i+1 j=l p/2 2 + R (1 + b.Z + Z)} (10) j=l 1

a. =-2cosw.

1 1

b. =-2cosO.

1 1

0< i ' <fi (11)

On réalise un filtre numérique qui possède la fonc-

tion de transfert à pôles multiples, fournissant de façon ap-

prochée l'enveloppe spectrale du langage fournie par l'ex-

pression (1), en utilisant les relations fournies par les expressions (7), (9) et (10). La figure 6 représente le cas o P = 4. Sur la figure 6, les parties correspondant à celles existantes sur les figures 3B à 4 portent les mêmes chiffres de référence. Le signal d'entrée provenant de la borne 54

est ajouté, par l'additionneur 45, au signal de sortie prove-

nant de l'additionneur 43, et le signal de sortie somme est envoyé à la borne de sortie 55 et simultanément est multiplié par +1/2 par le multiplicateur 63. Cette multiplication par 1/2 correspond à celle indiquée au dénominateur de

l'expression (7). Le signal de sortie provenant du multipli-

cateur 63 est envoyé à la ligne à retard 74, dont le temps

de retard est égal à une période d'échantillonnage, c'est-à-

dire à l'unité de temps. Le signal de sortie retardé est en-

voyé, en tant que signal d'entrée, à chacun des filtres du second ordre 57 et 65, dans lequel ledit signal est envoyé

aux lignes à retard 51, aux multiplicateurs 53 et aux addi-

tionneurs 52. Dans les deux multiplicateurs 53,. les signaux

d'entrée à ces multiplicateurs sont multipliés respective-

ment par a1 et b1, et les signaux de sortie fournis par

cette multiplication sont envoyés respectivement à un addi-

tionneur 94, qui additionne lesdits signaux avec le signal de sortie provenant de la ligne à retard 51 présente dans chacun des filtres 57 et 65. Les signaux de sortie provenant des deux additionneurs 94 sont envoyés à un additionneur commun 81 et, simultanément, sont envoyés à l'additionneur 52 par l'intermédiaire d'une ligne à retard possédant un temps de retard égal à une période d'échantillonnage, dans chacun des filtres 57 et 65. Les signaux de sortie provenant des deux additionneurs 52 sont envoyés respectivement en tant que signaux de sortie des filtres 57 et 65 aux filtres du second ordre 58 et 66 de l'étage suivant. Les filtres 58 et 66 sont d'une constitution identique à celle des filtres 57 et 65 et les coefficients pour les multiplicateurs 53 sont respectivement a2 et b2* Le signal de sortie provenant de

l'additionneur 94 de chaque filtre est envoyé à un addition-

neur 82 en vue d'être ajouté au signal de sortie de l'addi-

tionneur 81. Les signaux de sortie provenant des addition-

neurs 52 des deux filtres 58 et 66 sont envoyés à l'addition-

neur 43 en vue d'être soustraits l'un de l'autre, ledit addi-

tionneur 43 recevant en outre le signal de sortie provenant

de l'additionneur 82.

La ligne à retard 74 correspond au Z situé à l'exté-

rieur des accoladesdans les expressions (9) et (10), et les

filtres 57 et 58 constituent chacun un filtre du second or-

dre possédant une fonction de transfert 1 + Z(aj + Z) et de façon similaire les filtres 65 et 66 constituent chacun un filtre du second ordre possédant une fonction de transfert 1 + Z(bj + Z). Par conséquent le branchement en série des filtres du second ordre 57 et 58 fournit le troisième terme situé entre lesaccolades dans l'expression (9) et la ligne

à retard 51, le multiplicateur 53 et l'additionneur 94 si-

tués dans le filtre 58 fournissent (ai+î + Z); par consé-

quent ce circuit et le filtre du second ordre 57 fournissent le second terme situé entre lesaccolades de l'expression (9) et le signal de sortie est envoyé par l'additionneur 82 à l'additionneur 43. La ligne à retard 51, le multiplicateur 53 et l'additionneur 94 présents dans le filtre du second

ordre 57 réalisent (a1 + Z) et le signal de sortie est en-

voyé à l'additionneur 43 par l'intermédiaire des additionneurs

81 et 82. De cette manière, les termes présents entre les ac-

colades dans l'expression (9) sont réalisés par les filtres du second ordre 57 et 58 et par les additionneurs 43, 81 et 82. De la même manière, les termes présents dans les accolades situés dans l'expression (10) sont réalisés par les filtres du second ordre 65 et 66 et par les additionneurs 43, 81 et

82. Les formes des expressions (9) et (10) diffèrent unique-

ment par le fait que les signes des troisièmes termes situés entre les accolades sont opposés et, compte tenu de cette différence, le signe de l'entrée à l'additionneur 43 est différent. Par conséquent l'additionneur 43, les filtres du second ordre 57, 58, 65 et 66, le multiplicateur 63 et la ligne à retard 74 fournissent l'expression (2) et le montage représenté sur la figure 6 matérialise l'expression (1) dans sa totalité. Dans ce montage, les expressions (9) et (10) sont matérialisées par le fait qu'on réalise le circuit de filtrage 41 avec un montage série de (P/2) filtres du second ordre 57 et 58 et le circuit de filtrage 42 par un montage

série de (P/2) filtres du second ordre 65 et 66 dans la bou-

cle de réaction, en sortant les noeuds des filtres du second

ordre du circuit de filtrage 41, c'est-à-dire en sor-

tant les prises de liaison 96 et 97, sur les côtés sortie des additionneurs 94 de manière à obtenir les sommes totales avec les additionneurs 81, 82 et 83. L'agencement permettant de prélever les signaux de sortie sur les prises de liaison des circuits de filtrage sera désigné ci-après sous le terme

de "agencement du type à liaison de sortie de prise".

Sur la figure 6 les filtres du second ordre sont disposés par rapport à l'additionneur 43 de telle manière

que les valeurs de j sont en ordre croissant en direction du-

dit additionneur 43, mais ils peuvent être disposés selon un

ordre décroissant des valeurs de j. Dans un tel cas par exem-

ple, comme représenté sur la-figure 7, le signal de sortie provenant de la ligne à retard 74 est envoyé aux filtres du

second ordre 58 et 66, dont les signaux de sortie sont en-

voyés par l'intermédiaire des filtres du second ordre 57 et à l'additionneur 43. Sur la figure 7, l'étage précédent de chaque filtre du second ordre de la figure 6 est permuté par rapport à l'étage immédiatement suivant; en effet le

circuit 94 permettant d'additionner l'un à l'autre les si-

gnaux de sortie provenant de la ligne à retard 51 et du mul-

tiplicateur 53 est permuté avec la ligne à retard 95. Le signal de sortie provenant de la ligne à retard 74 est envoyé par l'intermédiaire des prises de liaison 96 et 97

aux noeuds des filtres du second ordre 57 et 58. En d'au-

tres termes l'agencement du circuit de la figure 6 est du type à liaison de sortie de prise, tandis que l'agencement du circuit de la figure 7 est du type à liaison d'entrée de prise. Le circuit commençant par la prise de liaison 96 et se terminant avec l'additionneur 43 forme le premier terme situé entre les crochets d'expression (9) et le circuit allant de la prise de liaison 97 à l'additionneur 43 forme

le second terme situé entre les accolades d'expression (9).

Les filtres du second ordre 65 et 66 du circuit de filtrage

41 sont également formés de façon similaire. En ce qui con-

cerne le circuit de filtrage 41, le signal de sortie de la

ligne à retard 74 est multiplié par -1 dans un multiplica-

teur 98, afin de matérialiser le signe moins pour le troi-

sième terme situé entre les accolades de l'expression (9).

Lorsque b est impair, on tire l'équation identique suivan-

te à partir de l'expression (8) correspondant aux termes situés entre les accolades au dénominateur de l'expression (7). (p-3)/2 i 2 P(Z) - 1 = Z{(a1 + Z) + E (ai+1 + Z) I (1 + a.Z + Z) i=l j=l] (p-1)/2) 2 - Z E (1 + a.Z + Z)} (12) j=l J (p-1)/2 Q(Z) - 1 = Z{(b1 + Z) + Z (bi+l + Z) i=1l i x (1 + b.Z = z2)} (13) j=l 1 a1 =-2cos bi =-2cos O<wi, ai<' (14)

Comme dans le cas o p est pair, deux types de fil-

tres numériques, désignés respectivement par les termes de circuit "du type à liaison de sortie de prise" et "du type

à liaison d'entrée de prise" sont matérialisés dans des for-

mes telles que celles représentées sur les figures 8 et 9,

conformément aux relations des expressions (7), (12) et (13).

Sur les figures 8 et 9 on suppose que p est égal à 5. Sur les figures 8 et 9, le filtre du premier ordre 72 correspond à Z dans le troisième terme entre accolades de l'expression

(13) -et le filtre du second ordre 73 doit fournir une carac-

téristique telle que les produits des fonctions de transfert (1 + blZ + Z2) et (1 + bZ + Z2) des filtres 65 et 66 sont

multipliés par (b3 + Z).

Comme on le comprendra à partir des figures 6 à 9, le multiplicateur par + 1/2 63 et la ligne à retard 74 peuvent être également disposés en n'importe quel endroit de la

boucle de réaction. Etant donné que les filtres du second or-

dre sont du même type, il est possible de simplifier le dis-

positif matériel en réalisant l'agencement du circuit de ma-

nière que ce qu'on appelle le fonctionnement "pipeline" soit'obtenu en utilisant, sur une base de multiplexage par

répartition dans le temps ou partage du temps, un multiplica-

teur 53, plusieurs additionneurs 52 et 94 et plusieurs li-

gnes à retard 51 et 95 constituant un filtre du second ordre.

La figure 10 illustre le cas o l'exemple de réalisation du filtre représenté sur la figure 12. est agencé de manière à

fournir le fonctionnement dit "fonctionnement pipeline".

Dans cet exemple, p = 10, et une opération d'un ensemble de paramètres, envoyés par l'unité d'interpolation est réalisée avec une période de 176 impulsions de cadence d'horloge. Sur la figure 10, les éléments correspondant à ceux de la figure 12 sont désignés par les mêmes chiffres de référence. Le côté entrée d'un registre à décalage statique à 16 bits 74, qui assume la fonction de la ligne à retard 74, est commuté par

un commutateur S1 entre le côté sortie du registre à décala-

ge lui-même et le côté sortie de l'additionneur 45. Un côté

entrée du multiplicateur 53 et le côté entrée de l'addition-

neur 52 sont commutés par l'intermédiaire d'un commutateur S2 sur le côté sortie du registre à décalage 74, sur le

côté sortie d'un (27-d)-ième étage de décalage compté à par-

tir de l'entrée du registre à décalage 74 et sur le côté sortie d'un registre à décalage 101 à 31 bits, d étant un

retard de fonctionnement du multiplicateur 53. Le multipli-

cateur 53 est raccordé, à l'une de ses extrémités, à la borne de sortie 55 et au côté entrée de l'additionneur 94 et fournit, à son autre extrémité de sortie, le signal d'entrée

de multiplicateur, retardé de 22 impulsions de cadence d'hor-

loge et qui est envoyé au registre à décalage 51 à (154+d) bits. Le signal de sortie provenant d'un additionneur 81 est renvoyé par réaction au côté entrée de cet additionneur par l'intermédiaire d'une porte 102 et d'un registre à décalage

à 16 bits 103, ce qui réalise une addition cumulée par l'in-

termédiaire des additionneurs 81 et 82 de la figure 12. La porte 102 est ouverte uniquement pendant l'intervalle de

temps compris entre d+2 et 145+d. Une entrée de l'addition-

neur 43 est commutée par l'intermédiaire d'un commutateur S3 entre les côtés sortie des additionneurs 52 et 81, et

l'autre entrée de l'additionneur 43 est commutée par l'inter-

médiaire d'un commutateur S4 entre les sorties d'un 16-ième et d'un (d+lième étage de décalage du registre à décalage 101. Le côté entrée du registre à décalage 101 est commuté par l'intermédiaire d'un commutateur S5 entre les sorties

des additionneurs 43 et 52.

Les commutateurs S1- à S5 sont raccordés chacun au côté à contact fixe, pendant la période de fonctionnement, c'est-à-dire pendant 176 impulsions de cadence d'horloge,

pendant une période d'horloge indiquée par les chiffres mar-

qués sur le contact fixe. Les registres à décalage 51, 95, 101 et 103 sont des registres à décalage de type dynamique à respectivement (154+d) bits, (175-d) bits, 31 bits et

16 bits et sont tous alimentés par des horloges à décalage.

La ligne formée de tirets aboutissant à l'entrée de chacun des additionneurs 43, 45, 52, 81, 94 indique le rythme de la limite de fonctionnement de chaque paramètre; par exemple +0 indique une répétition toutes les 16 impulsions

de cadence d'horloge et un retard de fonctionnement de cha-

que additionneur est choisi égal à une impulsion de cadence d'horloge. Sur la figure 11 on a représenté un chronogramme du fonctionnement de chaque partie du circuit de la figure ; la figure lA représente le cadencement de l'horloge, la figure 11B représente les entrées des coefficients ai,

bi et A dans le multiplicateur 53 à partir de la borne d'en-

trée 44; la figure liC représente le multiplicande du mul-

tiplicateur 53; la figure 11D représente un signal d'entrée

provenant du multiplicateur 53 et aboutissant à l'addition-

neur 94; la figure liE représente l'autre signal d'entrée de l'additionneur 94; la figure 11F représente le signal de

sortie provenant de l'additionneur 94; la figure 11G repré-

sente le signal de sortie de l'additionneur 81 et par consé-

quent le contenu du registre 103; la figure 11H représente le signal provenant du registre à décalage 95 et entrant dans l'additionneur 52; la figure 11I représente le signal de sortie de l'additionneur 52. La figure 12 représente ces

signaux d'entrée et de sortie, en tant que signaux apparais-

sant au niveau des éléments de circuit respectifs dans le cas o les filtres du second ordre sont branchés selon un

montage en cascade.

Comme le montre la figure 11, pendant la période s'étendant entre les impulsions de cadence d'horloge 0 et

16, un coefficient a1(t) et un multiplicande x1(t) sont mul-

tipliés l'un par l'autre dans le multiplicateur 53 de maniè-

re à effectuer la multiplication dans le filtre du second ordre 57 de la figure 12 et le résultat de la multiplication

est obtenu à partir d'une d-ième impulsion de cadende d'hor-

loge. Pendant la période s'étendant entre les impulsions de cadence d'horloge 16 et 32, comme représenté sur les figures 11B et 11C, un coefficient b1(t) et un multiplicande y1(t)

sont multipliés l'un par l'autre afin de réaliser la multi-

plication dans le filtre*du second ordre 65. Le multiplican-

de x1(t) est retardé, ainsi que 22 bits du multiplicateur 53, de (176+d) impulsions de cadence d'horloge par le registre à décalage 51, de sorte que, comme cela est représenté sur

la figure 11E, un multiplicande x1(t-1) est envoyé à l'addi-

tionneur 94 à partir de la d-ième impulsion1-de cadence d'horloge et est ajouté au signal de sortie a 1x1 sortant du multiplicateur 53 à cet instant, et le signal de sortie somme x1'(t) est envoyé par l'intermédiaire de l'additionneur 81

au registre à décalage 103 en vue d'y être cumulés. C'est-à-

dire que le signal de sortie de l'additionneur 81 est envoyé

au système de transmission de signaux formé par les addition-

neurs 81, 82,... de la figure 12.

Le signal de sortie provenant de l'additionneur 94 est également envoyé au registre à décalage à (175-d) bits

, comme cela est représenté sur la figure 11H. Par consé-

quent pendant la période s'étendant entre les impulsions de cadence d'horloge 0 et 16, le signal de sortie provenant du registre à décalage est x1'(t-1), comme cela est représenté sur la figure 11H, et ce signal de sortie est additionné au multiplicande x1(t) dans l'additionneur 52, dont le, signal de sortie x2(t) est appliqué en tant que signal d'entrée au

filtre du second ordre 58 de la figure 12. Le signal de sor-

tie x2(t) provenant de l'additionneur 52 est envoyé par l'in-

termédiaire du registre à décalage 101 au multiplicateur 53.

Comme cela est représenté sur la figure 11C, le signal de sortie x2(t) est multiplié par le coefficient a2(t) dans le multiplicateur 53, pendant la période allant des impulsions de cadence d'horloge 32 à 48. Avant cette multiplication,

bl(t) et y1(t) sont multipliés, comme cela a été décrit pré-

cédemment, et le signal de sortie fourni par cette multipli-

cation est traité de façon similaire, ce qui permet d'obte-

nir le signal de sortie y2(t) dans la sortie du filtre du second ordre 65, pendant la période s'étendant entre les im- pulsions de cadence d'horloge 48 et 64. De cette façon la multiplication du coefficient a par le multiplicande x et la multiplication du coefficient b par le multiplicande y sont effectuées alternativement toutes les 16 impulsions de cadence d'horloge, et les résultats de ces multiplications

sont envoyés au registre à décalage 51, comme cela est indi-

qué par alxl, blYl, a2x2 b2Y2,... sur la figure 11D. En

outre les filtres du second ordre- 57, 58, 59, 60 et 61 four-

nissent respectivement, à partir de ces signaux, les signaux xl'(t), x2'(t), x3'(t), x4'(t), x5'(t) et x2(t), x3(t),

x4(t), x5(t), x6 (t), qui sont envoyés aux registres à décala-

ge 95 et 101. De façon similaire yl' (t) à y5' (t) et y2(t) à y6(t) sont fournis respectivement par les filtres du second ordre 65 à 69 et ces signaux de sortie sont envoyés aux registres à décalage 95 et 101, en alternance avec x'(t) et x(t) respectivement. Pendant la période s'étendant entre les impulsions de cadence d'horloge 145 et 161, le signal de sortie Y6 délivré par l'additionneur 52 à cet instant et x6 dans le registre à décalage, fourni antérieurement, sont

soustraits l'un de l'autre dans l'additionneur 43 et le si-

gnal (x6-y6) est envoyé par l'intermédiaire du commutateur S5 au registre à décalage 101, dans lequel il est retardé de (d+l) impulsions de cadence d'horloge. Le signal de sortie

retardé est prélevé du commutateur S4 de manière à être en-

voyé à l'entrée de l'additionneur 43 pendant la période com-

prise entre les impulsions de cadence d'horloge 147+d et

163+d. Le signal de sortie délivré par le registre à décala-

ge 103 à cet instant est envoyé à l'additionneur 43 par

l'intermédiaire de l'additionneur 81 et du commutateur S3.

Le signal de sortie provenant de l'additionneur 43 à cet instant devient le signal de sortie de l'additionneur 43 sur

la figure 12 et ce signal de sortie est envoyé à l'addition-

neur 45, dans lequel il est additionné au signal d'entrée

présent sur la borne 54 de manière à fournir le signal Z(t).

Le signal de sortie somme Z(t) est envoyé au registre 74

dans lequel il est retardé par la ligne à retard 74 repré-

sentée sur la figure 12. Le signal de sortie retardé est en-

voyé au multiplicateur 53 et, à cet instant, le coefficient A est délivré sous- la forme d'un signal de sortie d'interpo-

lation d'amplitude sur la borne 44 et le signal de multipli-

cation A.Z(t) est délivré par le multiplicateur 53 sur la borne de sortie 55. Cette multiplication est effectuée dans le cas o le signal de sortie provenant de l'unité 16 du

filtre synthétiseur est multiplié par l'information d'ampli-

tude A dans un multiplicateur 104 représenté sur la figure 12. Du registre à décalage 74 est prélevé un signal de sortie Z(t)/2 qui a été décalé en retrait d'un bit, et ce signal est prélevé par l'intermédiaire du commutateur S2 pour être *envoyé au multiplicateur 53 sous la forme du signal

Z(t-1)/2, c'est-à-dire x(t) et y(t), pendant la période immé-

diatement suivante de fonctionnement pour un nouvel ensemble de paramètres. Le signal de sortie présent sur la borne de

sortie 55 peut être également obtenu sous la forme de si-

gnaux de sortie parallèles au moyen d'un tampon de signaux

de sortie 105, d'un registre à décalage statique.

Le fonctionnement dit "pipeline" décrit ci-dessus peut être également appliqué à d'autres types d'unités 16 de filtres synthétiseurs. De plus, comme cela ressort de l'agencement de la figure 10, le fonctionnement du filtre peut être réalisé par addition, multiplication et retard,

de sorte que ce traitement de filtre peut être mis en oeu-

vre en utilisant un microcalculateur. Par exemple, sur la

* figure 13, en effectuant successivement une lecture, une in-

terprétation et une exécution de programmes dans une mémoire

de programmes 107, une unité centrale de traitement 106 in-

troduit dans cette mémoire, à partir d'une porte d'entrée 111, un signal sonore et des paramètres de commande envoyés

respectivement par l'unité 15 de production de signaux sono-

res et par l'unité d'interpolation 14 aux bornes 108 et 109,

et l'unité centrale de traitement 106 effectue de façon sé-

quentielle les opérations décrites précédemment en référence à la figure 11. Une mémoire vive 112 est utilisée à la place

des registres 51, 74, 95, 101, 103 et 105 de la figure 10.

Les résultats des opérations sont enregistrés dans la mémoi-

re vive 112 et sont extraits par lecture de cette dernière

à une cadence appropriée pour la mise en oeuvre des opéra-

tions. Le signal de sortie ainsi obtenu est envoyé depuis une porte de sortie 113 à la borne de sortie 55. L'unité cen- trale de traitement 106, les mémoires 107 et 112 et les portes 111 et 113 sont raccordés à un bus de transmission 114.

Le signal de sortie de l'unité 16 du filtre synthé- tiseur est obtenu par l'une quelconque des méthodes indi-

quées ci-dessus. Le signal de sortie est converti par l'uni-

té de conversion numérique-analogique'17 représentée sur la figure 2 en un signal analogique permettant de fournir un

signal de sortie de parole.-Dans l'unité de conversion numé-

rique-analogique 17, si le signal d'entrée dans cette unité est un signal série, il est alors appliqué à un registre à décalage 115 et le contenu de ce dernier est converti par un

convertisseur numérique-analogique 116 sous forme analogique.

Comme cela a été décrit précédemment, les paramètres

LSP wi et Oi, qui font partie des paramètres caractéristi-

ques du langage utilisés dans la présente invention, peuvent être obtenus par calcul des solutions des expressions (5) et (6). Sur les figures 14A et 14B on a représenté les résultats de l'analyse d'une expression vocale "bakuoNga" en utilisant les paramètres LSP wi et 6i. Sur les figures 14A et 14B, les abscisses représentent le temps t, tandis que les ordonnées de la figure 14A représentent la puissance et les ordonnées

de la figure 14B représentent la fréquence angulaire norma-

lisée. En considérant les instants sur la figure 14B, on voit que la fréquence augmente selon l'ordre des paramètres G1, w1, 02' w2,'... 05, W5, que cet ordre ne change pas et que les paramètres 6. et w. ne coïncident pas l'un avec l'autre dans une trame. Par conséquent on est certain que l'unité 16 constituant le filtre synthétiseur est toujours stable. Les distributions de fréquence des paramètres LSP 0i et w sont représentées sur la figure 15, dans laquelle les abscisses représentent la fréquence angulaire normalisée f et les ordonnées la fréquence relative D. Comme le montre la figure 15, chaque paramètre n'est pas distribué sur une

bande étendue de fréquences, mais est limité à une bande re-

lativement étroite de fréquences, de sorte que les paramè-

tres LSP wi et ei peuvent être quantifiés en liaison avec la

plage de fréquences dans laquelle ils sont distribués.

Les paramètres LSP wi et ei présentent une faible

distorsion de quantification. La figure 16 montre une distor-

sion spectrale DS d'un langage synthétisé, lorsque différents paramètres ont été quantifiés de manière différente, les abscisses représentant le nombre des bits de quantification B par trame et les ordonnées la distorsion spectrale DS. La droite 117 représente le cas o, compte tenu de la seule

distribution des paramètres, le coefficient Parcor est quan-

tifié linéairement uniquement si le coefficient a été dis-

tribué; la droite 118 représente le cas o le nombre des bits de quantification du coefficient Parcor a été augmenté en tenant compte de la sensibilité spectrale en plus de la distribution du paramètre comme dans le cas de la droite 117, en particulier dans le cas d'une perturbation notable

du spectre; la droite 119 représente le cas o les paramè-

tres LSP w. et ei ont été quantifiés en tenant compte unique-

ment de la distribution du paramètre; et la droite 121 re-

présente le cas o les paramètres LSP wi et Si ont été quan-

tifiés en tenant compte de la distribution du paramètre et

de la sensibilité spectrale.

On peut voir d'après la figure 16 que dans le cas de l'utilisation du même nombre de bits de quantification, la

distorsion spectrale devient plus faible conformément à l'or-

dre des droites 117, 118, 119 et 121. Etant donné que les

droites 119 et 121 sont proches l'une de l'autre, les para-

mètres LSP wi et aine sontpas tant affectés pour la distor-

sion spectrale, même si on ne tient pas compte de la sensibi-

lité spectrale. De façon correspondante, étant donné qu'il

suffit de réaliser la quantification en tenant compte unique-

ment de la plage de distribution du-paramètre, la quantifi-

cation est aisée.Les rapport de division du nombre de bits de quantification par trame, pour lesquels la distorsion spectrale est de 1 dB, dans le cas de la droite 119 au nombre de bits de quantification dans le cas de la droite 117, est égal à 0,7. De façon similaire le rapport du nombre de bits de quantification par trame, pour lesquels la distorsion spectrale'est de 1 dB, pour la droite 118 à ce même nombre pour la droite 121 est égal à 0,8. A partir de ces données,

on comprendra que les paramètres LSP wi et ei soient excel-

lents.'Un dB est un seuil de différence de la distorsion

spectrale d'un langage synthétisé.

La figure 17 représente des caractéristiques d'in-

terpolation, pour lesquelles les abscisses représentent une

longueur de trame Tf et les ordonnées la distorsion spectra-

le Ds. La figure 17 représente la distorsion spectrale d'un langage synthétisé dans le cas o une trame, dans laquelle un langage initial a été analysé en 10 ms,, a été utilisée en tant que référence, la longueur de la trame fut accrue de à 70 ms et les paramètres furent interpolés tous les 10 ms. La droite 122 représente le cas o l'on a utilisé les coefficients Parcor, tandis que la droite 123 représente le cas o l'on a utilisé les paramètres LSP wi et si. Comme

cela ressort de la figure 17, dans le cas de la même distor-

sion, la longueur de trame Tf peut être rendue plus longue

au moyen des paramètres LSP que la longueur de trame Tf obte-

nue au moyen des coefficients Parcor, c'est-à-dire que la période de mise à jour des paramètres peut être accrue, si bien que l'ensemble de la quantité d'information peut être réduit d'autant. En outre, étant donné que les paramètres LSP présentent un nombre de bits par trame inférieur à celui des coefficients Parcor, comme on peut le voir d'après la figure 16, la quantité d'information pour la même distorsion peut être faible en raison du produit desrapportsdeiéduction

sur les figures 16 et 17-; en effet, dans le cas des paramè-

tres LSP, la quantité d'information peut être environ égale à 60 % de la quantité d'information présente dans le cas des

coefficients Parcor.

Dans le cas de l'utilisation des paramètres LSP, il est moins judicieux, que dans le cas d'autres paramètres,

de les interpoler avec une période plus courte que la pério-

de d'échantillonnage du langage originel utilisé dans l'ob-

tention des paramètres. Des expériences ont montré que la période d'interpolation pourrait être d'environ deux fois ou moins de deux fois la période d'échantillonnage du langage originel, mais que, lorsque la période d'interpolation est également d'environ quatre fois la période d'échantillonnage du langage originel, des bruits ou parasites apparaissaient et rendaient indistinct le langage synthétisé. Par conséquent il est préférable que la période d'interpolation soit égale à la période d'échantillonnage du langage originel ou soit

le double de cette période.

Comme cela a été décrit précédemment, il est relati-

vement facile d'obtenir de façon automatique des paramètres LSP et par conséquent de les obtenir en temps réel. En outre les paramètres LSP présentent une caractéristique excellente d'interpolation et une caractéristique de quantification

présentant une faible variation, et permettent la transmis-

sion et la mémorisation du langage dans une faible quantité

d'information. Dans la synthèse du langage, on peut recons-

tituer et synthétiser un langage de haute qualité moyennant une faible quantité d'information et pourvu que la relation de l'expression (8) soit vraie, la stabilité du filtre

synthétiseur est garantie.

Sur la figure 2, il est également possible d'élargir

le spectre en produisant, à partir de l'unité 28 de produc-

tion d'impulsions, un train de groupes d'impulsions, tels

que les séries de Barker, à la place du train d'impulsions.

L'unité d'interpolation 14 peut être également prévue à

l'étage précédent de l'unité13 de transformation des paramè-

tres. En effet les paramètres LSP provenant de l'unité d'in-

terface 12 peuvent être également soumis à la transformation en cosinus dans l'unité 13 de transformation des paramètres, après avoir été interpolés. Dans ce cas l'utilisation d'une mémoire fixe est peu rentable, étant donné que sa capacité de mémoire doit être nécessairement énorme; par conséquent il est préférable- de réaliser la conversion desparamètres en utilisant une opération d'approximation du cosinus plutôt qu'en utilisant la mémoire fixe décrite dans l'exemple de la figure 2. Sur la figure 2, l'information indiquant si le langage est un son voisé ou non, est introduite et

chargée dans le registre de sons voisés 23 et dans le re-

gistre de sonsnon voisés 24, mais cette information n'a pas toujours besoin d'être prévue, c'est-à-dire que l'on prévoit un circuit détecteur permettant de détecter si le paramètre

de la période de la fréquence fondamentale appliqué au re-

gistre d'intervalles de base 25 est ou non nul; dans le.

cas de la détection d'un zéro, il est décidé que le son est un son non voisé et la porte 37 est ouverte, tandis que dans le cas de valeurs différentes de zéro, il est décidé que le

son est un son voisé et la porte 31 est ouverte. La comman-

de effectuée au moyen du paramètre d'amplitude peut être éga-

lement réalisée en liaison avec le signal de sortie de l'unité de filtre 16, comme cela a été décrit antérieurement

en liaison avec la forme de réalisation de la figure 12.

Dans ce qui précède on utilise, en tant que filtre réalisant la synthèse ou filtre synthétiseur, un filtre qui comporte, dans la boucle de réaction, les moyens permettant de brancher en série plusieurs filtres du premier ordre et du second ordre présentant différents coefficients et pour chacun desquels le zéro se situe sur un cercle unité, grâce

à l'utilisation des paramètres LSP. Cependant le filtre syn-

thétiseur n'a pas toujours besoin d'être limité de façon spécifique à un tel filtre et la synthèse du langage peut être également réalisée par transformation des paramètres LSP en certains autres types de paramètres et en utilisant d'autres filtres. Par exemple, comme cela est représenté sur la figure 18, sur laquelle les éléments correspondant à ceux

de la figure 1 sont désignés par les mêmes chiffres de réfé-

rence, le paramètre de période de la fréquence fondamentale parmi les paramètres caractéristiques envoyés à l'unité

d'interface 12 est transmis à l'unité 15 de production de si-

gnaux sonores et le paramètre d'amplitude est envoyé à l'uni-

té d'interpolation 14. Le paramètre d'amplitude ainsi inter-

polé est envoyé à l'unité 15 de production de signaux sono-

res, dans laquelle il est traité comme cela a été décrit

précédemment en référence à-la figure 2 et qui envoie un si-

gnal sonore à l'unité 16 formant le filtre synthétiseur. Les paramètres LSP sont envoyés à une unité 124 de transformation des paramètres LSP, dans laquelle ils sont transformés en

d'autres types de paramètres, tels que par exemple un para-

metre a, un paramètre Parcor ou analogues. Par exemple, à partir des paramètres LSP on obtient les polynomes P(Z) et Q(Z) en utilisant l'expression (5) ou (6) et à partir des polynomes on obtient les coefficients de prévision a i de la fonction de transfert H(Z) en utilisant les expressions

(1) et (2). En interpolant les coefficients de prévision a.

ainsi obtenus dans l'unité d'interpolation 14, comme cela est requis, les caractéristiques de l'unité 16 du filtre synthétiseur de sons sont contrôlées. L'unité de filtre 16

est constituée par exemple sous la forme d'un filtre cycli-

que dans lequel, comme cela est représenté sur la figure 18, le signal sonore provenant de l'unité 15 de production de signaux sonores est multiplié par a par un multiplicateur

et est envoyé à un additionneur 126 en vue d'être sous-

trait du signal de sortie d'un additionneur 127, et le. si-

gnal de sortie de l'additionneur 126 est envoyé à la borne d'entrée 55. Le signal de sortie ainsi obtenu sur la borne

de sortie 55 est envoyé à un montage série de lignes à re-

tard D1 à Dp, dont chacune fournit un temps de retard égal

à une période d'échantillonnage. Les signaux de sortie pro-

venant des lignes à retard Di à Dp sont multipliés respecti-

vement par des coefficients a à a, provenant de l'unité d'interpolation 14, dans des multiplicateurs M1 à Mp. Les

signaux de sortie fournis par les multiplications sont addi-

tionnés de façon séquentielle, puis sont additionnés entre

eux dans l'additionneur 127.

On notera que de nombreuses modifications et varian-

tes peuvent être apportées sans sortir du cadre des concepts

apportés par la présente invention.

Claims (18)

REVENDICATIONS

1. Synthétiseur de sons, dans lequel un signal de source sonore et des paramètres de commande permettant la commande des caractéristiques d'un filtre sont appliqués à une unité de filtre synthétiseur et dans lequel les coeffi- cients de l'unité de filtre synthétiseur sont commandés par des paramètres de commande de manière à obtenir un signal sonore synthétisé, caractérisé par le fait que l'unité (16) du filtre synthétiseur est constituée par des circuits de filtrage du second ordre (57-61, 65-69) servant de filtres du second ordre, possédant des zéros respectifs situés sur

un cercle unité dans un plan complexe, par des circuits per-

mettant de faire fonctionner en cascade de tels circuits de

filtrage du second ordre présentant des coefficients diffé-

rents, et des circuits de réaction (41, 42) permettant de renvoyer le signal de sortie provenant de l'unité du filtre synthétiseur à l'entrée de ce dernier, par l'intermédiaire

de deux types de tels circuits de fonctionnement en cascade.

2. Synthétiseur de sons selon la revendication 1,

caractérisé par le fait que la source (15) de signaux sono-

res est constituée par une source (25) de signaux de période

fondamentale commandée par un paramètre de période fondamen-

tale de manière à produire une impulsion ou un groupe d'im-

pulsions possédant la période indiquée par le paramètre, une source de bruits (36) destinée à produire des impulsions

aléatoires, et des dispositifs de sélection (31, 37) permet-

tant de sélectionner le prélèvement du signal de sortie pro-

venant de la source (35) de sons de période fondamentale ou le signal de sortie provenant de la source de bruits (36) en fonction du fait que le langage devant être synthétisé est

voisé o non.

3. Synthétiseur de sons selon l'une des revendica-

tions 1 ou 2, caractérisé par le fait qu'il comporte en ou-

tre un dispositif de commande d'amplitude ( 19) pour la commande de l'amplitude d'un signal présent à l'entrée ou à la sortie de l'unité (16) formant le filtre synthétiseur,

au moyen d'un paramètre d'amplitude.

4. Synthétiseur de sons selon l'une quelconque des

revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que le circuit

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de filtrage du second ordre (57-61, 65-69) est constitué par une première ligne à retard (51) destinée à retarder d'un intervalle de temps unité le signal d'entrée, un premier additionneur (94), auquel sont envoyés le signal de sortie retardé et le signal de sortie provenant de l'unité (16)

constituant le filtre synthétiseur, une seconde ligne à re-

tard (95) destinée à retarder d'un intervalle de temps unité le signal de sortie provenant du premier additionneur, un multiplicateur (53) permettant de multiplier le signal de sortie du premier additionneur par le coefficient, un second

additionneur (52) permettant d'additionner ensemble le si-

gnal de sortie fourni par la multiplication, le signal de sortie fourni par la seconde ligne à retard et le signal

d'entrée du circuit de filtrage du second ordre (57-61, 65-

69) afin de fournir le signal de sortie du.circuit de filtra-

ge du second ordre.

5. Synthétiseur de sons selon l'une quelconque des

revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que le circuit

de filtrage du second ordre (57-61, 65-69) est constitué par

une première ligne à retard (95) permettant de retarder pen-

dant un intervalle de temps unité le signal d'entrée du cir-

cuit de filtrage du second ordre, un multiplicateur (53) permettant de multiplier le signal d'entrée du circuit de filtrage du second ordre par un coefficient de ce dernier, un premier additionneur permettant d'additionner le signal

de sortie fourni par la multiplication et le signal de sor-

tie provenant de la première ligne à retard (95), une secon-

de ligne à retard (51) permettant de retarder le signal de sortie somme pendant un intervalle de temps unité, et un second additionneur (94) permettant d'additionner le signal de sortie provenant de la seconde ligne à retard et le signal d'entrée du circuit de filtrage du second ordre de manière à fournir le signal de sortie du filtre du second ordre.

6. Synthétiseur de sons selon l'une quelconque des

revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que le cir-

cuit de filtrage du second ordre (57-61, 65-69) est consti-

tué par un filtre du second ordre, que plusieurs filtres du second ordre de ce type, présentant des coefficients différents, sont branchés en cascade de manière à former le dispositif fonctionnant en cascade, et que deux filtres du

second ordre branchés en cascade et présentant des coeffi-

cients différents constituent les deux circuits de réaction.

7. Synthétiseur de sons selon l'une des revendica- tions 4 ou 5, caractérisé par le fait que le circuit de

filtrage du second ordre est constitué par un filtre numéri-

que du second ordre, que le filtre numérique du second ordre est utilisé selon un fonctionnement multiplex par un système de fonctionnement en temps partagé, qui fait fonctionner le filtre plusieurs fois pendant un intervalle de temps unité

et qui modifie le coefficient du filtre lors de chaque fonc-

tionnement.

8. Synthétiseur de sons selon l'une quelconque des

revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que le circuit

de filtrage et le circuit de fonctionnement en cascade sont constitués par des dispositifs opérationnels permettant de

réaliser le traitement de filtre par interprétation et exé-

cution d'un programme.

9. Synthétiseur de sons selon l'une quelconque des

revendications 1 à 8, caractérisé par le fait qu'il comporte

en outre un dispositif (13) de transformation des paramètres,

permettant d'obtenir les paramètres de commande en les trans-

formant en leurs cosinus en vue de la commande des caracté-

ristiques de l'unité constituant le filtre synthétiseur.

10. Synthétiseur de sons selon l'une quelconque des

revendications 1 à 9, caractérisé par le fait qu'il comporte

en outre un dispositif d'interpolation (14) permettant d'in-

terpoler les paramètres de commande et de les envoyer à

l'unité (16) formant le filtre synthétiseur.

11. Synthétiseur de sons selon la revendication 9,

caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un disposi-

tif d'interpolation (14) permettant d'interpoler les paramè-

tres représentant les caractéristiques de l'unité (16) for-

mant le filtre synthétiseur, et que les paramètres interpolés sont soumis par le dispositif (13) de transformation des

paramètres, à une transformation fournissant leurscosinus.

12. Synthétiseur de sons selon l'une des revendica-

tions 10 ou 11, caractérisé par le fait que la période d'interpolation dans le dispositif d'interpolation est égale à la période d'échantillonnage d'un signal sonore originel

ou au double de cette période.

13. Synthétiseur de sons selon l'une quelconque des

revendications 11 à 12, caractérisé par le fait que le dispo-

sitif d'interpolation est utilisé sur une base de fonctionne-

ment en multiplex pour l'interpolation d'un paramètre d'am-

plitude.

14. Synthétiseur de sons, caractérisé par le fait qu'il comporte une source (15) de signaux sonores destinée à produire un signal sonore, une source (12) de paramètres LSP destinée à produire les paramètres LSP, un dispositif (13) de transformation de paramètres destinée à transformer les paramètres LSP en des paramètres de commande d'un type différent des paramètres LSP, et une unité (16) de filtre

synthétiseur alimentée par le signal sonore et dont les ca-

ractéristiques sont commandées par les paramètres de comman-

de transformés.

15. Synthétiseur de sons selon la revendication 14, caractérisé par le fait que la source de signaux sonores est

constituée par une source (25) de signaux de période-fonda-

mentale, commandée par un paramètre de période fondamentale

pour produire une impulsion ou un groupe d'impulsions possé-

dant la période indiquée par le paramètre, une source de bruits (36) destinée à produire des impulsions aléatoires, et des dispositifs de sélection (31, 37)- destinés à prélever de façon sélective le signal de sortie provenant de la source de signaux sonores de période fondamentale ou le signal de sortie provenant de la source de bruit, selon que le son

devant être synthétisé est un son voisé ou non..

16. Synthétiseur de sons selon l'une des revendica-

tions 14 ou 15, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un dispositif de commande de l'amplitude (19) en vue de commander l'amplitude d'un signal présent sur le côté entrée ou sortie de l'unité (16) de filtre synthétiseur de

sons, au moyen d'un paramètre d'amplitude.

17. Synthétiseur de sons selon l'une quelconque des

revendications 14 à 16, caractérisé par le fait que le dis-

positif (13) de transformation des paramètres est un dispo-

sitif servant à transformer les paramètres LSP pour fournir les coefficients de prévision et-que l'unité (16) du filtre

synthétiseur de sons est un filtre numérique cyclique.

18. Procédé de synthèse de sons, selon lequel des paramètres de signal sonore représentant un signal sonore

et des paramètres de commande prévus pour la commande des ca-

ractéristiques du dispositif du filtre sont envoyés à un support d'information, et selon lequel le signal sonore est

produit en conformité avec les paramètres des signaux sono-

res à partir du support d'information et selon lequel le signal sonore est envoyé au dispositif de filtrage, tandis que les caractéristiques de ce dernier sont réglées par les paramètres de commande provenant du support d'information, ce qui aboutit à la production d'un signal sonore synthétisé,

caractérisé par le fait qu'une enveloppe spectrale du son-

originel est obtenue de façon approchée au moyen de la fonc-

tion de transfert H(Z) dudit dispositif de filtrage, exprimée par: H(Z) = a (Z- = p =p1 + a1Z +2Z +... pZ dans laquelle Z e-j LA dans laquelle Z = e, o est une constante, w est une fréquence angulaire normalisée égale à 2wfAT, AT est une fréquence d'échantillonnage, f est une fréquence, p est un

degré d'analyse et ai (i = 1, 2,... p) représente des coef-

ficients de prévision, le terme Ap(Z) étant en outre exprimé sous la forme d'une somme de deux polynomes P(Z) et Q(Z) par:

A (Z) = {P(Z) + Q(Z)}

P: o: P(Z) = Ap(Z) - Z.ZPAp(Z-1) Q(Z) = Ap(Z) + Z.ZPAp(Z 1) p p ces polynomes étant mis chacun sous la forme de facteurs,

tandis que les fréquences angulaires, qui annulent les poly-

nomes, sont utilisées pour former lesdits paramètres de commande.