FR2462830A1 - Dispositif pour accorder un televiseur sur le signal a haute frequence associe a un canal choisi - Google Patents

Abstract

LA PRESENTE INVENTION CONCERNE UN DISPOSITIF POUR ACCORDER UN TELEVISEUR SUR LE SIGNAL A HAUTE FREQUENCE ASSOCIE A UN CANAL CHOISI; IL COMPREND UN OSCILLATEUR REGLE, UN MELANGEUR, UN DIVISEUR DE FREQUENCE, UN MOYEN DE REFERENCE DE FREQUENCE, UN COMPARATEUR DE PHASE, UN MOYEN DE REGLAGE D'ACCORD ET UN DISCRIMINATEUR. SELON L'INVENTION, UN MOYEN CONVERTISSEUR D'IMPULSION 55 PRODUIT DES SIGNAUX D'ERREUR AYANT DES IMPULSIONS DONT LES DUREES CORRESPONDENT AUX ECARTS OPPOSES RESPECTIFS ENTRE L'AMPLITUDE D'UN SIGNAL D'ACCORD PRECIS AUTOMATIQUE ET UNE AMPLITUDE DE REFERENCE; ET UN MOYEN DE REGLAGE DE MODE 47 VALIDE SELECTIVEMENT LE MOYEN DE REGLAGE D'ACCORD 31, 27, 37, 33 POUR QU'IL SOIT SENSIBLE AUX SIGNAUX D'ERREUR AFIN DE REDUIRE LES ECARTS ENTRE LE SIGNAL A FREQUENCE INTERMEDIAIRE ET LA VALEUR NOMINALE DE SA FREQUENCE. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT AUX RADIORECEPTEURS ET TELEVISEURS.

Description

La présente invention concerne le domaine des systèmes d'accord avec

possibilité d'accord précis automatique. Des agencements d'accord précis automatique (AFT) sont largement employés dans des systèmes d'accord pour radio-récepteurs et téléviseurs, afin de corriger des erreurs de la fréquence du signal d' oscillateur local dues à des variations des caractéristiques des composants dans le système d'accord. Cependant, des système d'accord qui ne sont pas particulièrement sensibles aux erreurs de fréquence dues à des variations des composants peuvent également employer des agencements APT pour corriger des décalages de fréquence dans le signal reçu qui peuvent

*tre introduits, par exemple, par un dispositif de conver-

sion de fréquence utilisé avec des installations à cible et antenne principale. Ainsi, des systèmes d'accord qui comprennent une boucle verrouillée en phase (PLL) pour synthétiser un signal d'oscillateur local d'un signal de référence à fréquence relativement stable produit par un agencement d'un oscillateur à quartz, comprennent souvent également un agencement APT sélectivement validé pour régler la fréquence du signal d'oscillateur local quand la PLL a forcé ce signal d'oscillateur local à avoir une fréquence nominale associée à un canal choisi pour corriger des décalages de fréquence du signal à haute fréquence respectif. Comme les PLL, pour la plus grande partie, se composent de circuits numériques et que les agencements AFT

pour la plus grande partie, se composent de circuits analo-

giques, les technologies respectives de circuit intégré peuvent ne pas être compatibles. Par suite, cela gène l'incorporation d'une partie importante d'un système d'accord comprenant une PLL et un agencement AFT en un seul circuit intégré. Pour qu'un système d'accord à PLL avec possibilité de AFT puisse être incorporé dans un seul circuit intégré, l'agencement AFT analogique peut être remplacé par une seconde configuration de boucle verrouillée en phase afin de réduire l'erreur entre la fréquence réelle d'un signal à fréquence intermédiaire et sa valeur souhaitée du fait d'un décalage de fréquence d'un signal à haute fréquence respectif. Cependant, une configuration de PLL pour la fonction AFT, du fait de sa nature numérique, a tendance à être plus sensible que des agencements APT analogiques à des conditions particulières du signal à haute fréquence comme, par exemple, la surmodulation de

ce signal, par rapport à des agencements APT analogiques.

De plus, de telles configurations AFT en PLL peuvent nécessiter une modification des circuits à fréquence intermédiaire traditionnels, pour produire le type de

signaux traités dans des PLL. Par conséquent, des agence-

ments AFn sont nécessaires qui, tout en étant de nature analogique, sont compatibles avec des technologies de

circuit intégré pour les PLL.

Tandis que les agencements AnT analogiques présen-

tent des avantages par rapport aux agencements AFT numériques dans des systèmes d'accord à PLL, ils ont tendance à être plus affectés par les variations des caractéristiques du gain en fonction de la fréquence du système d'accord. Des variations des caractéristiques du gain en fonction de la fréquence résultent pour la plus grande partie, du fait que les oscillateurs réglés en tension typiquement employés dans de tels systèmes d'accord sont considérablement plus sensibles à des changements de la tension de réglage ou de commande dans la gamme UHF (ultra haute fréquence) que dans la gaume VHF (très haute fréquence). Pour tenir compte de l'insensibilité relative de l'oscillateur local à des changements de la tension de commande ou de réglage dans la gamme des très hautes fréquences tout en assurant un temps de réponse raisonnable dans la gamme des très hautes fréquences, les constantes de temps associées au système d'accord peuvent être choisies pour être relativement courtes. Tandis que de tels choix satisfont aux nécessités de temps de réponse dans la gamme VHF, ils ont tendance à augmenter le gain du système d'accord dans la gamme UHF, o le gain est déjà relativement élevé, et ont ainsi tendance à forcer le fonctionnement du système d'accord dans la gamme UHF à s'approcher de l'instabilité. Par conséquent, un dispositif est nécessaire pour régler ou contrôler efficacement la sensibilité d'un système d'accord contenant un agencement AFT analogique

selon la bande de fréquences o.se trouve un canal choisi.

Un système d'accord à PLL selon la présente invention comporte un moyen formant comparateur de phase pour produire des impulsions d'erreur ayant des polarités et des largeurs représentant le sens et la grandeur de l'écart de phase et/ou de fréquence entre une version divisée en fréquence d'un signald7oscillateur local produit par un oscillateur réglé et un signal à une fréquence de référence et un moyen de filtrage pour produire un signal de commande ou de réglage afin de régler l'oscillateur réglé pour réduire l'écart. Un moyen convertisseur est prévu pour convertir un signal AFT analogique ayant une caractéristique d'amplitude en fonction de Jafrquence en forme de S représentant le sens et la grandeur de l'écart entre la fréquence d'une composante prédéterminée d'un signal à fréquence intermédiaire et sa valeur souhaitée en impulsions semblables à celles produites par le moyen formant comparateur de phase mais représentant le sens et la grandeur de l'écart de fréquence de la composante prédéterminée du signal à fréquence intermédiaire. Les impulsions représentatives de AFT sont sélectivement appliquées au moyen de filtrage afin que le signal de réglage provoque la réduction de l'écart de fréquence de

la composante prédéterminée du signal à fréquence inter-

médiaire. Une partie importante de cet agencement se prête

à une incorporation dans un seul circuit intégré.

Selon une autre caractéristique de la présente invention, un moyen de réglage de la durée des impulsions par cycle règle cette durée des impulsions représentatives de AFT selon le canal choisi afin de tenir compte des variations de la sensibilité du système d'accord au signal

eTiBud el an.Tsuoo Tnb p.iooo:,p eaqqs s e-

*uoTsnfJjTp p suoTu4s sel Jed sesTmsueB%; eJ4 %uUAep SeAT40edgea sp.zpuBg S sesnaaod xnm:i.odd.zs ad'aouanbgxI; ua ' sspleogp spaleputIs uou sesnef.od sep aei.% %ueAned %uesTnpod sellenb souanbga; senumq xnueugs sel 'uoTsnjjTp ep suo.%ess enb %ue% ue enbzgurmyp sTun s%.'exnm suoOBoTunmoD sep elapp& uoTSTIoo el ied s9a9tLnJ usewa eos O0 Tssnu sud %uos au suoçTTuslsuT sellae. p eamoD 'elqço uOTeTtel.suT eun no etudTouTid euueue eun ael Ined k eoinos el *eouanbg; eneq ? xneuuTs ap çi eoinos eun avd q.Tunt sgnbTtddu %uos aouenbg9 5 aenuaq 'xneugTs s5 e.rTep,.euT eousnb.az saeueuodwoo seap aTaud e salqTpn Z e selqTsTA esuodga sep eaTnpoid inod ú1 ineleud-%neq un a ea9s2T-eqn,. un 'xnIeu2.Ts p %uemQe.Tu.Z. Op 6 Tun un ae uos np ea as2mTp saeuusoduoo sep %ue&u eTuTp9,teuT eouenbpj I lteuST un asTnpoid anod L eiTeTpsseuT souenb.zj f q!Tun aun e ane2uelTw un' (o0DA) uoTsue. OZ vs,T29 tuootl inleulTTouo un '1 aouanbgj sneq q9Tun sun e.zodwoo I 9.n enT el ns g9snt% nssTelya ui ea.zn2.T; etl ns ooTq Sp eezo; snos eaqueosJdai p.oooe8p esqsXs np eTq. ud euna p sAneo ue escT aunp uElpqos un se s ei 5 t"l eT - 5 e!UOTUeuTi op UoTsueq9JdUoo et saITIn xneu2rTs p spuop semaoj p senbTlqdeJ

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To-eltteo p seulueAu se ul,.p 'senbsTa.ouuo.

isnq sselne,p.e 'esTadmoo xneTa ues uoTluesAuT,à eouanbga; tl sp uoTIouo; ue es2vlta ep restante du téléviseur de la figure 1 produit une tension d'accord pour régler la fréquence du signal d'oscillateur local produit par le VCLO 3 et la réponse en fréquence de l'unité 1 de façon que le téléviseur puisse *tre accordé à des porteuses non standards aussi bien que des porteuses à haute fréquence standards. Le système d'accord incorporé est du mène type général que celui révélé dans le brevet

U.S. NO 4 031 549.

Le système d'accord comprend une configuration de boucle verrouillée en phase (PLL) pour forcer d'abord le signal d'oscillateur local à avoir une fréquence nominale correspondant à la fréquence standard de la porteuse à haute fréquence pour une station choisie et un agencement

AFT pour régler ensuite la fréquence du signal d'oscilla-

teur local afin de réduire tout écart entre la fréquence réelle de la porteuse de la composante d'image du signal & fréquence intermédiaire et sa valeur nominale ou souhaitée, c'est-à-dire 45,75 MHz (pour le système NTSC), du fait d'un décalage de la fréquence de la porteuse à

haute fréquence.

La configuration de PLL comporte un diviseur de fréquence fixe (diviseur par K) 17, un diviseur de fréquence programmable (diviseur par N) 19 pour diviser la fréquence du signal d'oscillateur local produit par le VCLO 3 afin de dériver une version divisée en fréquence du signal

d'oscillateur local, un diviseur de fréquence fixe (divi-

seur par R) 21 pour diviser la fréquence du signal à la sortie d'un oscillateur à quartz 23 afin de produire un signal de référence de fréquence et un comparateur de phase 25 pour produire des signaux d'erreur PLL-L et PLL-H représentant l'écart de phase et/ou de fréquence entre le signal d'oscillateur local divisé en fréquence et le signal de référence de fréquence. En se référant à la figure 2, quand le signal d'oscillateur local divisé en fréquence est en retard par rapport au signal de référence de fréquence (par exemple du fait d'une différence de phase ou de fréquence ou des deux), le signal d'erreur PLL-L qui est autrement à un niveau logique bas, comporte des impulsions de tendance positive dont les durées sont sensiblement égales aux intervalles de temps entre des flancs menants respectifs du signal du référence de fréquence et du signal d'oscillateur local divisé en fréquence. Quand le signal d'oscillateur local divisé en fréquence est en avance par rapport au signal de référence de fréquence, le signal d'erreur PLL-H, qui est autrement au niveau logique bas, comporte des impulsions de tendance positive dont les durées sont sensiblement égales aux intervalles de temps entre des flancs menants respectifs du signal d'oscillateur local divisé en fréquence et du

signal de référence de fréquence.

Le signal PLL-L est sélectivement appliqué à l'entrée de commande d'une porte de transmission (T) 27 par une porte ET 29 validée par un signal logique VALIDATION PLL à un niveau haut (que l'en décrira ci-après) et une porte OU 31. La porte T 27, qui est normalement non conductrice,,est rendue conductrice en réponse aux impulsions de tendance positive du signal PLL-L* Le signal PLL-H est sélectivement appliqué à l'entrée de commande d'une porte T 33 par une porte ET 35, également validée par le signal VALIDATION PLL, et une porte OU 37. La porte T 33,qui est normalement non conductrice, est rendue conductrice en

réponse aux impulsions de tendance positive du signal PLL-H.

les trajets de conduction des portes 27 et 33 sont reliés en série entre un point du circuit auquel est appliquée

une tension d'alimentation +V et un point de la masse.

Comme les portes 27 et 33 sont rendues conductrices en réponse aux impulsions positives respectives appliquées à1irs entrés de commande, un signal composé d'erreur (E sur la figure 2) ayant des impulsions de tendance négative et de tendance positive par rapport à un niveau de tension V est produit à la jonction des trajets de conduction des portes 27 et 33 et est graphiquement illustré sur la figure 2. Les impulsions positives du signal composé d'erreur correspondent aux impulsions positives du signal d'erreur PLL-L. Les

impulsions négatives du signal composé d'erreur correspon-

dent aux impulsions positives du signal d'erreur PLL-H.

En réponse au signal composé d'erreur, la grandeur de la tension d'accord du VCLO 3 produite par un filtre passe-bas actif ou intégrateur 39, est modifiée afin de réduire l'écart de phase et/ou de fréquence entre le signal de référence de fréquence et le signal d'oscillateur local dont la fréquence est divisée. Quand l'écart a été diminué, la relation entre la fréquence du signal d'oscillateur local, fLO' et la fréquence du signal de l'oscillateur à quartz, fXTAL, peut étre exprimée par l'expression qui suit: fLO =N#fXTAL (1) Les facteurs de division K et R sont choisis pour déterminer la gamme de fréquencesde fonctionnement de la K configuration PLL. Avantageusement, le facteurZ.fXTAL est rendu égal à 1 NHz. afin que le facteur de division programmable du diviseur 19, fi soit égal, en MHz, à la

fréquence du signal d'oscillateur local.

La valeur de N est réglée en réponse à des signaux binaires représentant, sous format codé, le numéro du

canal choisi qui est produit par un sélecteur de canal 41.

Dans ce but, le sélecteur de canal 41 peut comporter un clavier (non représenté) pour produire des signaux binaires représentant les deux chiffres du numéro de canal et un registre (non représenté)pour m4moriser les signaux binaires. Les signaux binaires représentant le canal choisi sont 6galement appliqués à une unit4 43 d'affichage de numéros de canaux et m un d4codeur de bande 45. L'un-it 43 peut, par exemple, cooprendre deux agencements à sept segments de diodes pho'cooemettrioes pour af icher!e numéro du canal choiso. Le d0kodeur de bande -,5 détermine la bande de fréquences oe se trouve le canal choisi en réponse aux signaux binaires représentant le numéro du canal choisi et il produit un signal VL quand le canal choisi est dans la bande VHF basse, c'est-à-dire les canaux 2 à 6; un signal VH quand le canal choisi est dans la bande VHF haute, c'est-à-dire les canaux 7 à 13; et un signal U quand le canal choisi est dans la bande UHF, c'est-à-dire les canaux 14 à 83. Les signaux VL, VH et U règlent le choix des inductances respectives (pas particulièrement représentées) des circuits accordés (pas particulièrement représentés) de l'unité 1 et du VCLO 3 pourrégler la gamme d'accord des circuits accordés. Chaque circuit accordé par exemple, comprend une diode varactor ou capacité variable avec la tension qui détermine la fréquence centrale du circuit accordé en réponse à la tension dtaccord produite par

le filtre passe-bas 39.

Le fonctionnement de la configuration PLL est amorcé par une unité 47 de réglage de mode quand un nouveau

canal est choisi au moyen dusélecteur 41. Plus particulière-

ment,- quand un nouveau canal est choisi, l'unité de réglage de mode 47 produit un signal logique VALIDATION PLL à un niveau haut qui valide les portes ET 29 et 35 pour appliquer

des signaux PLL-L et PLL-H aux portes T 27 et 33, respec-

tivement. Quand l'écart entre le signal d'oscillateur local dont la fréquence est divisée et le signal de référence de fréquence a été sensiblement diminué, les impulsions des signaux d'erreur PLL-L et PLL-H ont des durées relativement courtes. La présence de cette condition est détectée par un détecteur de blocage 49. En réponse, l'unité de réglage de mode 47 force le signal VALIDATION PLL à passer à un niveau logique bas, ce qui inhibe les portes ET 29 et 35 et termine ainsi le fonctionnement de la configuration PLL. En mSme temps, l'unité de réglage 47 provoque la production d'un signal VALIDATION AFT à un niveau logique haut. Le signal VALIDATION AFT à un niveau logique haut provoque le début du fonctionnement de

l'agencement AFT que l'on décrira ci-après.

Si, en un certain moment après initialisation ou début du fonctionnement de l'agencementAFT, la fréquence du signal d'oscillateur local se trouve décalée de la valeur nominale associée à la porteuse à haute fréquence standard pour le canal choisi respectif de plus d'une quantité prédéterminée, par exemple 1,5 MHz pour le système NTSC, un détecteur de décalage 51 produit un signal indiquant cette condition. En réponse, l'unité de réglage de mode 47 provoque la fin du fonctionnement de l'agencement AFT en faisant passer le signal VALIDATION AFT à un niveau logique bas et amorce de nouveau le fonctionnement de la configuration PLL en forçant le signal VALIDATION PLL à passer à un niveau logique haut. Des décalages de la fréquence de l'oscillateur local supérieurs à 1,25 MHz doivent être évités car de tels décalages s'approchent de la séparation entre la fréquence de la porteuse image (c'est-à-dire 45,75 MHz dans la gamme des fréquences intermédiaires)du présent canal et la fréquence de la porteuse son du canal inférieur adjacent (c'est-à-dire

47,25 MHz dans la gamme des fréquences intermédiaires).

Diverses parties du système d'accord qui vient d'être décrit peuvent être mises en-oeuvre de la même façon que les parties correspondantes du système d'accord indiqué dans le brevet U.S. ci-dessus mentionné. De plus, la note ICAN 6101 de RCA Solid State Division publiée dans le RCA Solid State Databook de 1974, série SSD-203B par RCA Corporation, Somerville, New Jersey, U.S.A." révèle également un comparateur de phase connu comme "comparateur de phase II" pouvant être utilisé pour le

comparateur de phase 25.

L'agencement AFT comporte un discriminateur AFT 53 d'un type traditionnel pour produire une tension VAFT ayant une caractéristique d'amplitude en fonction de la fréquence en forme de S comme cela est graphiquement illustré sur la figure 3. La courbe de AFT a à la fois des parties d'amplitude positive et négative par rapport à un niveau de tension de référence VREF. La courbe en forme de S croise le niveau VREF en un point correspondant nveATu np inepuzu el i ele29 ue8melqTsues inapue,2 eun e DA uoTiues we op ade.u op eTlzld uTl o gdwae. seap ue squueum sousT. sap ueXe eATu2gu eouepue. op suoTslndmT seap %ueTuoo ç9 nasleaudwoo np eTjos el e.Tnpoid LDA uoTsue%

eU 'L9 uoTsuea op inanseedmoo un wed 'LYA ',L. uoTsue.

uel apadmoo uaemalse2p se DA uoTsue4 el @p inepuBaS el 'g9 UOTsue; op Ine4viedmoo un aud j eqanoo el tp:i 0

oueapjg;j p uoTsue. ap neeATu nu ele29 luemtwqTsues uoTSue.

eun q seedwoo 4se DA uoFTsues. el p inepusiS e' ly s1fl2T; - enifTj el ans pnbTpuT %se vleo euuoo eaTiuTTt %uesulqTsues iee DA op edu.z ue el;%. zd u 'lu:s.ouoo ueue.qTsues %se çz LS ue.lnoo Sp eoinos etl jed gnbTldde Iueanoo el TS sdwg. np uoFl.ouo; ue eueune Tnb aTos ep Iuep ue no eduea ue eThd eun e DA uoTuSe. el 'TA ep ealT.,29u aouepue% ep suoTlnduç set %uupued '%Tsns xela *ú9 uewaqouelopp op I.Tnozo un wed 4Tnpod ZA; ueeaqouelopp op leuSTs un,p eAT.Iepu eouepue 0o op suo-S9-ndT selt %uepued aoTaonpuoo uou snpuei uee 6g Jnesesuepuoo Sel eunqs Tnb '19 eoT%onpuoo:ueuut,wZou & ejod eun * DA uoTsue. eun e.zTnpojd op UTrU 65 nes.esuepuoo un ae2aezqo aueeToel9s nod 4ueanoo un e.zTnpo.d anod Lç %uuznoo op *o.nos sun e..zoduoo 5 InesTf.JSAuoo el À e sa e. nT3. xne STo; eT q eaa#pj as op elton eus IT 4 anessT4aeuoo np Thns Tnb uoTidTzosep et luepuae *ZHI çL'g1 .zodde. Jed OeSTTpPBUI.UT eouenbp,1 b V e2- esne1aod ul op oouenbpj; tl op s;Tqmi uU suoq xne %uopuoduS1zoo saopnp so1 %uop suosT'nduç Sep ot I.u TI.uoo '-,T %zner*ep muST8 e lus s zHm gL'{ '!aoddaz jud oJTvTPgIue.euT eouanblz. * euuj osno.zod el op aousnbp9j el op s;T.Tsod s:;joq xnu 1uepuodseiaoo ssalnp Sel 4uop suoTTindaT sop.ueTiuoo H-V' inesazoep teuiTs e Z *ZH! tL'5 ..oddui aed eseUT esnoneod el sp ellega aousnbg; ç ul Sp Wuo9l:uuuasuegde I-jy %e H-, ".znazJp sleu -uoTslndET xneulTs us TVA enbTolreuw uoTsue%.'l j.T!eAuoo S JinosTqsAuoo uçn -xT"TppuuzeuT eouanblz e2vuwT eSsnood el ep' ZHl 5L'y aeTp-q-Iseo eleuuTou eousnbp; et V 0O

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de tension de référence VREF. La tension VC2 produite à la sortie du comparateur 67 contient des impulsions de tendance négative ayant des flancs menants en des temps o la partie de rampe de la tension VC a une grandeur sensiblement égale à la grandeur de la tension VAFT.

Un inverseur 71 produit le complément, V2, de VC2.

Un inverseur 75 produit le complément, VT, de VC1. Une port E! 69, quand elle est validée par un signal VALIDATION AFT à un niveau haut, combine VC1 et VM pour former le signal d'erreur AFT-L. Comme cela est indiqué sur la figure 4, le signal d'erreur AFT-L contient des impulsions de tendance positive dont les durées correspondent aux

difféerences négativ entre les grandeurs de VAFT et VREF.

Une porte ET 739 quand elle est validée par un signal logique VALIDATION FT9 à un niveau haut, combine 'V et VC2 pour former le i'gnal d'erreur AFT-H qui contient des

impulsions de tandaae positive ayant des durées corres-

pondant aux diff6rences positives entre les grandeurs de

VAFT et VREF.

Les signaux d'erreur AFT-L et AFT-H sont appliqués

aux portes T 27 et 33 par les portes OU 31 et 37, respecti-

vement. IL en résuilt un signal d'erreur combiné ayant des

impulsions de tendance négative dont les durées correspon-

dent à la grandeur des écarts négatifs de fréquence de la porteuse image à fréquence intermédiaire par rapport à ,75 Hz et des impulsions de tendance positive dont les durées correspondent A la grandeur des écarts positifs de la fréquence de la porteuse image à fréquence intermédiaire par rapport à 45e75 M-iz. Le filtre passe-bas 39 répond au signal d'erreur ic l!ionel oonbin4 dérivé du signal è la sortie du d isorimateur %T 53 pour régler la grandeur de la tension doo@ afin do réduire l'éoart de la fréquence de la porteuse imago à fréquence interédiaire par rapport à 45,75 I4EzO Pendant le fdcionement e la configurationi de PLL, aie porte T 77 est conductrice en réponse au niveau logique haut du signal VALIDATION PLL. Par suite, une tension égale à VREF est appliquée aux bornes d'un condensateur 79 qui shunte la sortie du discriminateur

AFT 53 et VAFT est maintenue sensiblement égale à VREF.

Quand le fonctionnement de l'agencement de AFT est amorcé, la porte T 77 est rendue non conductrice en réponse au niveau logique bas du signal VALIDATION PLL. Comme la tension dans un condensateur ne peut changer instantanément, VAFT est initialement sensiblement égale à VREF. Par suite, le décalage initial de fréquence du signal d'oscillateur local dû à des anomalies de commutation affectant VAFT quand le fonctionnement de l'agencement de AFT est amorcé,

est empêché de dépasser le décalage de fréquence prédéter-

miné auquel le fonctionnement de la PLL serait réamorcé.

En l'absence de cela, le système d'accord pourrait atteindre une condition o il passe cycliquement entre les opérations

en PLL et en AFT.

Comme on l'a indiqué ci-dessus, l'unité à haute fréquence 1 et le VCLO 3 ont des circuits accordés réglés à des tensions différentes pour différentes bandes de fréquences. Les sensibilités (sensibilité étant une mesure du changement de la tension d'accord qu'il faut pour un changement donné de fréquence) des circuits accordés ont tendance à différer. Le temps de réponse de l'agencement AFT -dépend- de façon importante, de la sensibilité du circuit accordé du VCLO 3 qui a été choisi. Comme les sensibilités des circuits accordés pour les bandes VHF basse et haute sont bien inférieuiew à la sensibilité du circuit accordé pour la bande UHF, les temps de réponse pour les canaux VHF sont plus longs que pour les canaux UHF. Par exemple, un rapport de 1 à 16 entre les temps respectifs de réponse est possible. Tandis que le filtre passe-bas 39 ainsi que d'autres composants de l'agencement AFT peuvent être choisis pour produire des temps de réponse plus courts pour les canaux VHF, ces changements

affectent également la stabilité de l'agencement AFT.

Dans la gamme UHF, ces changements peuvent provoquer une

instabilité critique.

Dans le système d'accord illustré sur la figure 1, l'unité de déclenchement 63 est agencée pour changer la durée des impulsions par cycle de VT afin d'équilibrer efficacement les sensibilités d'accord dans les gammes VHF et UHF. Plus particulièrement, l'unité 63 comporte un compteur binaire 81 pour diviser la fréquence d'un signal d'horloge, produit par un étage du diviseur 21, par des puissances successives de 2 afin de produire des signaux respectifs impulsionnels de sortie QI à Q8. Une porte ET 83 combiné les signaux QI à Q4 à la sortie du compteur binaire 81 et une porte ET 85 combine le signal à la sortie de la porte ET 83 aux signaux de sorties Q5 à Q8 du compteur binaire 81. Les signaux aux sorties des portes ET 83 et 85 contiennent tous deux des impulsions de tendance positive ayant la méme durée. Cependant, comme la fréquence du signal de sortie de la porte ET 83 est 16 fois supérieure à la celle du signal de sortie de la porte ET 85, la durée des impulsions par cycle (c'est-à-dire le rapport de la durée de l'impulsion de tendance positive dans un cycle à la durée du cycle) du signal de sortie de la porte ET 83 est 16 fois supérieure à celle du signal à la sortie de

la porte ET 85.

Quand un canal dans la gamme VHF est choisi, le' signal à la sortie de la porte ET 83 est appliqué à une porte NON-OU 87 par une porte ET 89 validée en réponse à un signal de sélection de bande V produit par le décodeur de bande 45. La porte NON-OU 87 inverse le signal à la

sortie de la porte ET 83 et l'applique à la porte T 61.

De même, quand un canal dans la gamme UHF est choisi, une version inversée du signal à la sortie de la porte ET 85 est appliquée à la porte T 61 au moyen d'une porte ET 91, validée par un signal de sélection de bande et la porte NON-OU 87. Comme la durée des impulsions par cycle du signal de déclenchement appliqué à la porte T 61 pour les canaux VHF est 16 fois plus importante que celle du signal de déclenchement appliqué à la porte T 61 pour les canaux UHF, la tension d'accord produite par le filtre passe-bas 39 est modifiée selon les conditions de VAFT, environ 16 fois plus rapidement dans la gamme VHE que dans la gamme uHF. En conséquence, la sensibilité du système d'accord aux changements de la tension d'accord est plus uniforme

sur toute la gamme d'accord.

D'autres agencements pour compenser les différentes

sensibilités du système d'accord peuvent *tre employés.

Par exemple, le courant fourni par la source de courant 57

au condensateur 59 peut être réglé selon le canal choisi.

Plus particulièrement, le courant fourni par la source 57 peut être accru pour les canaux UHF par rapport au courant fourni pour les canaux VHF en réponse aux signaux de sélection de bande U et V comme cela est indiqué par les conducteurs respectifs en tracé fantôme vers la source de

courant 57. Un courant de charge accru a pour effet d'aug-

menter la pente de la partie en rampe de VC et de diminuer ainsi les durées d'impulsion par cycle des sugnaux de sortie produits par les comparateurs 67 et 65 et le signal composé d'erreur appliqué au filtre passe-bas 39, et de

diminuer ainsi le taux de changement de la tension d'accord.

La source de courant représentée sur la figure 5 est appropriée dans le but ci-dessus mentionné. La grandeur

du courant de sortie passant par le trajet collecteur-

émetteur d'un transistor 93 du type PNP est essentiellement déterminée parla tension établie dans une résistance d'émetteur 95 par un pont diviseur de tension 97 relié à la base du transistor 93. Une porte T 99 est rendue conductrice en réponse à un signal de sélection de bande U

afin de shunter la résistance 95 par une résistance 101.

Par suite, le courant de sortie est accru.

Comme le condensateur 59 peut avoir une valeur relativement faible et comme la source de courant 57 et les comparateurs 65 et 67 peuvent se composer de circuits bipolaires compatibles avec des éléments logiques numériques comprenant des-circuits 2L (logiques d'injection intégrés), une partie sensible du système d'accord de la figure 1 peut

*tre incorporée dans un seul circuit intégré.

Tandis que le système d'accord décrit-ci-dessus a été agencé pour faire la distinction entre des canaux dans la bande VHF et des canaux dans la bande UHF afin de compenser les sensibilités différentes respectives, il est bien entendu également possible d'agencer le système d'accord pour effectuer la distinction entre des canaux dans des parties respectives d'une bande et même des canaux individuels Peur aillewus, tandis que des mises en oeuvre logiques spéeUfiques oat é.. révles, il est bîen entendu possible de'ployer CmLutres ises en oeuvre logiques pour la m feio Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée au mode de réalisation dêcriî et représenté qui nea été doié qu'à titre dIezerple. E partculier, elle comprend tous les moyens contiegant des equivalents techniques des moyens décrits ainGi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans

le cadre de la protection comme revendiquée.

Claims (10)

REVENDICATI ONS

1.- Dispositif pour accorder un téléviseur sur le signal à haute fréquence associé à un canal choisi, du type comprenant: un moyen formant oscillateur réglé pour produire un signal d'oscillateur local ayant une fréquence réglée en réponse à un signal de réglage d'accord; un moyen formant mélangeur pour combiner ledit signal à haute fréquence et ledit signal d'oscillateur local afin de produire un signal à fréquence intermédiaire, dont la fréquence a une valeur nominale; un moyen diviseur de

fréquence pour diviser la fréquence dudit signal d'oscilla-

teur local par un facteur en rapport avec ledit canal choisi afin de produire un signal dont la fréquence est divisée; un moyen de référence de fréquence pour produire un signal de référence de fréquence; un moyen formant comparateur de phase pour produire des premier et second signaux d'erreur contenant des impulsions ayant des durées représentant les grandeurs des écarts opposés respectifs d'au moins l'un des phases et fréquences dudit signal divisé en fréquence par rapport audit signal de référence de fréquence; un moyen de réglage d'accord sensible auxidts premier et second signaux d'erreur pour produire lesdits signaux de réglage d'accord afin de réduire les écarts dudit signal divisé en fréquence par rapport auxdits signaux de référence de fréquence; un moyen discriminateur sensible audit signal à fréquence intermédiaire pour produire un signal AFT ayant une caractéristique amplitude en fonction de la fréquence avec des amplitudes au-dessus et en-dessous d'une amplitude de référence représentant les grandeurs des écarts opposés respectifs entre la fréquence dudit signal à fréquence intermédiaire et ladite valeur nominale, caractérisé par un moyen convertisseur d'impulsion (55) pour produire des troisième et quatrième signaux d'erreur comprenant des impulsions ayant des durées correspondant à des écarts opposés respectifs entre l'amplitude dudit signal AFT et l'amplitude de référence; et un moyen de réglage de mode (47) pour sélectivement valider ledit moyen de réglage d'accord pour qu'il soit sensible auxdits troisième et quatrième signaux d'erreur afin de réduire les écarts entre ledit signal à fréquence

intermédiaire et ladite valeur nominale.

2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen convertisseur (55) précité comprend un moyen générateur de rampe (57, 59, 61) pour sélectivement produire un signal en rampe ayant une caractéristique amplitude en fonction du temps en forme de rampe; un premier moyen comparateur (65) pour produire un premier de sortie ayant sélectivement soit un premier ou un second niveau d'amplitude selon les grandeurs relatives dudit signal en forme de rampe et de l'amplitude de référence; un second moyen comparateur (67) pour produire un second signal de sortie ayant sélectivement un premier ou un second niveau d'amplitude selon les grandeurs relatives dudit signal en rampe et dudit signal AFT; et un moyen de combinaison (69, 71, 73, 75) pour combiner lesdits premier et second signaux de sortie afin de produire lesdits

troisième et quatrième signaux d'erreur.

3.- Dispositif selon la revendication 2,caractérisé en ce que le moyen générateur de rampe précité comporte un moyen formant condensateur (59); un moyen formant source de courant (57) pour sélectivement coupler un courant de charge audit moyen formant condensateur afin de le charger et ainsi produire le signal en rampe; et un moyen de contrôle de charge (61) pour sélectivement vaUdEr ledit moyen formant source de courant afin de charger ledit moyen

formant condensateur.

4.- Dispositif selon l'une quelconque des revendica-

tions 1 ou 3, caractérisé en ce que le moyen convertisseur (55) précité comporte un moyen de réglage (63) de la durée des impulsions par cycle pour régler la durée des impulsions des troisième et quatrième signaux d'erreur

précités selon le canal choisi.

5.- Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen de réglage de la durée des impulsions par cycle (63) précité force la durée des impulsions par cycle des impulsions des troisième et quatrième signaux d'erreur précités à être plus petite quand le canal choisi est dans la gamme UHF que quand il

est dans la gamme VHF.

6.- Dispositif selnla revendication 3, caractérisé en ce que le moyen deréglage de charge précité comporte un moyen de réglage de la durée des impulsions par cycle (63) pour régler la durée des impulsions par cycle des impulsions des troisième et quatrième signaux d'erreur selon le canal choisi, et qui comprend un moyen formant compteur (81) pour produire des impulsions de validation du moyen formant source de courant (57) précité afin de charger le moyen formant condensateur (59) précité; et ledit moyen formant compteur comporte un moyen de réglage de fréquence (83, 85, 89, 91) pour régler la fréquence des impulsions de validation selon la fréquence du signal à haute fréquence

associé au canal choisi.

7.- Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen de réglage (63) précité de la durée des impulsions par cycle force la fréquence des impulsions de validation précitéesà être plus faible quand le canal choisi est dans la gamme UHF que quand il est dans la

gamme VHF.

8.- Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le moyen générateur de rampe précité comporte un moyen de réglage de la durée des impulsions par cycle (57) pour régler la durée des impulsions par cycle des impulsions des troisième et quatrième signaux d'erreur selon le canal choisi, comprenant un moyen de 'sélection de taux de charge (95, 97, 99, 101) pour régler le taux de charge du moyen formant capacité précité selon la fréquence du signal & haute fréquence associé au

canal choisi.

9.- Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen de sélection de taux de charge précité force la vitesse de charge du moyen formant condensateur précité & être supérieure quand le canal choisi est dans la gamme UHF que quand il est dans la

gamme VHF.

10.- Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen de sélection de taux de charge précité comporte un moy n de réglage de courant

de-charge (99, 101) pour fercor le courant de charge.

avoir nne plus forte grandeur -qund le canal choisi est dans la gamme UHF qao quand il,st dans la gamme VfFo 11.- Disposútif selon la revendicatio 2, caractérisé en ce Ge leI moyen Loo ertisseur preciît comporte un moyen dnli! iaom (77, 79) pour fOeter le signal AFT preoité à avor ue amplitude iblmt égale à l'amplitude de réf6renoe quand le moyen de réglage précité est initialement valid6 pour être sensible aux

troisième et quatrième signaux d'erreur précités.