FI70355C - AVBOEJNINGSKRETS OCH DESS ENERGIKAELLA - Google Patents

Description

ΓΒ1 M1, KUULUTUSjULKAISU „ n -, r ς ®l8Hi tBJ (11> UTLÄGGNINGSSKRIFT /U00 0 C Patentti rjyöiir.ctty ® ΛΛλ (’5) p- < -,.nf πίΐ’.’,ιρ» 1 η - -i-inr,ΓΒ1 M1, ADVERTISEMENT „n -, r ς ®l8Hi tBJ (11> UTLÄGGNINGSSKRIFT / U00 0 C Patent rjyöiir.ctty ® ΛΛλ ('5) p- <-,. Nf πίΐ'. ', Ιρ» 1 η - -i -inr,

'^Λ i ^ j t- · l υ :. J. .^ι· » tj vv «/· JL O'^ Λ i ^ j t- · l υ:. J.. ^ Ι · »tj vv« / · JL O

(51) Kv.lk.7lnt.CI.* H 04 N 3/18 (21) Patenttihakemus — Patentansökning 800193 (22) Hakemispäivä — Ansöknlngsdag 23.01 .8 0 (FI) (23) Alkupäivä — Giltighetsdag 23.01 .80 (41) Tullut julkiseksi — Blivit offentlig 31.07.80(51) Kv.lk.7lnt.CI. * H 04 N 3/18 (21) Patent application - Patentansökning 800193 (22) Filing date - Ansöknlngsdag 23.01 .8 0 (EN) (23) Starting date - Giltighetsdag 23.01 .80 (41) Became public - Blivit offentlig 31.07.80

Patentti· ja rekisterihallitus ^ Nähtäväksipanon ja kuul.julkaisun pvm.— 28.02.86National Board of Patents and Registration ^ Date of display and publication - 28.02.86

Patent- och registerstyrelsen ' ' Ansökan utlagd och utl.skriften publicerad (32)(33)(31) Pyydetty etuoikeus — Begärd prioritet 30.01.79 usa(us) 007815 (71) RCA Corporation, 30 Rockefeller Plaza, New York, New York 10022, USA(US) (72) Frank Starr Wendt, Princeton, New Jersey, USA(US) (74) Oy Koister Ab (54) Poikkeutuspiiri ja sen teholähde - Avböjningskrets och dess energikälla Tämä keksintö kohdistuu poikkeutuspiiriin ja sen saturoituvalla muuntajalla säädettyyn teholähteeseen, joka muodostaa pyyhkäisyjännitteen ja katodisädeputken äärianodin jännitteen, ja johon sisältyy: napaisuudeltaan vaihtelevan jännitteen lähde, muuntaja, joka sisältää magnetisoitavan sydämen ja useita käämityksiä, joihin sisältyy, ensiökäämitys, joka on kytketty mainittuun lähteeseen ja käämitty ensimmäisen sydänlohkon ympärille, ja suurjännitteinen toisiokäämi, joka on käämitty toisen sydänlohkon osan ympärille, jolloin ensiökäämityksessä kulkeva, mainitusta lähteestä tuleva virta kehittää sydämeen mangeettivuon, joka kehittää suurjännitteen suurjännitekäämityksen yli; kapasitanssi, joka liittyy tai on kytketty yhteen mainituista useista käämityksistä kiertävien virtojen kehittämiseksi, jotka myötävaikuttavat ainakin osan toisesta sydänlohkosta magneettisessa kyllästämisessä kunkin napaisuudeltaan vaihtele- 2 70355 van jännitteen jakson aikana suurjännitteen säädön muodostamiseksi ; poikkeutuskäämi; juovakytkin, joka on kytketty poikketuskäämiin ja pyyh-käisyjännitteen synnyttäviin välineisiin, pyyhkäisyjännitteen syöttämiseksi poikkeutuskäämiin kullakin poikkeutusjaksolla pyyhkäisyvirran kehittämiseksi poikkeutuskäämissä, katodisä-deputken äärianodin liitin, ja äärianodin jännitelähde, joka on kytketty suurjännitekäämitykseen ja äärianodin liittimeen äärianodijännitteen kehittämiseksi äärianodiliittimeen mainitusta säädetystä suurjännitteestä.Patent- och registrstyrelsen '' Ansökan utlagd och utl.skriften publicerad (32) (33) (31) Privilege requested - Begärd priority 30.01.79 usa (us) 007815 (71) RCA Corporation, 30 Rockefeller Plaza, New York, New York 10022, USA (72) Frank Starr Wendt, Princeton, New Jersey, USA (74) Oy Koister Ab (54) Deflection circuit and its power supply - Avböjningskrets och dess energikälla The present invention relates to a deflection circuit and its power supply controlled by a saturating transformer comprising a scanning voltage and a cathode ray tube extreme anode voltage, comprising: a variable polarity voltage source, a transformer comprising a magnetizable core and a plurality of windings including, a primary winding connected to said source and wound around the first core block, and a high voltage, wound around a portion of the second core block, whereby the current flowing in the primary winding from said source develops a magnetic flux in the heart is which develops a high voltage across a high voltage winding; a capacitance associated with or coupled to said plurality of windings for generating circulating currents that contribute to magnetic saturation of at least a portion of the second core block during each voltage cycle of varying polarity to form a high voltage control; deflection; a line switch connected to the deflection winding and the sweep voltage generating means for supplying a sweeping voltage to the deflection winding in each deflection period to generate a sweep current from the deflection winding from said bias output terminal

Poikkeutuspiireissä ja suurjännitteen tehonsyötöissä televisiovastaanottimia varten aikaansaadaan B+ syöttöjännite poik-keutuspiiristöä varten ja suurjännite äärianodin kiihdytysjännitettä varten tyypillisesti kahdella eri tavalla. B+ jännite saadaan vaihtovirtaverkosta, mikä tasasuunnataan ja suodatetaan kun taas äärianodin kiihdytysjännite saadaan tasasuunnatuista paluu-pulsseista, jotka saadaan vaakapääte- tai paluumuuntajalta. Tällaisella järjestelyllä täytyy käyttää kahta suhteellisen toisistaan riippumatonta ja kallista tehonsyöttöä.In deflection circuits and high voltage power supplies for television receivers, a B + supply voltage for the deflection circuitry and a high voltage for the extreme anode acceleration voltage are typically provided in two different ways. The B + voltage is obtained from the AC network, which is rectified and filtered while the acceleration voltage of the extreme anode is obtained from the rectified return pulses obtained from the horizontal or reverse transformer. Such an arrangement requires the use of two relatively independent and expensive power supplies.

Suurjännitteen säätämiseksi joko suurjännite itsessään on säädetty suoraan tai B+ jännitettä säädetään tyypillisesti suhteellisen monimutkaisten elektronisten sarjakvtkentä- tai ohitus-säätimien avulla. Tällaiset piirit ovat suhteellisen kalliita ja alttiita häiriöille, mikä vaatii ylimääräistä suojapiiristöä, jotta televisiovastaanotin saatettaisiin pois toiminnasta suur-jännitteen epänormaalien lisäyksien aikana.To control the high voltage, either the high voltage itself is directly regulated or the B + voltage is typically controlled by relatively complex electronic series or bypass controllers. Such circuits are relatively expensive and susceptible to interference, which requires additional protective circuitry to shut down the television during abnormal high voltage surges.

Useisiin televisiovastaanottimiin sisältyy piiristö, millä ylläpidetään vakinainen rasterin leveys kuin äärianodisuihku-virta vaihtelee. Tämä voidaan toteuttaa muuttamalla B+ rasteri-jännitettä siten, että se noudattaa äärianodin muuttuvaa jännitettä siten, että rasterin leveys ja täten kuvan koko pysyvät vakinaisina äärianodin jännitteen muuttuessa. Tyypillisesti B+ jännitteen muutos toteutetaan ottamalla mukaan sarjavastus, joka on yhdistetty paluumuuntajän primäärikäämitykseen tai käyttämällä ylimääräistä B+ säätimen ohjauspiiriä, joka havaitsee säteen virran vaihtelut ja muuttaa vastaavasti B+ jännitettä. Edellisessä ratkaisutavassa tehoa saattaa joutua tarpeettomasti huk- 70355 kaan sarjavastuksessa kun taas jälkimmäisessä tavasta saatetaan tarvita ylimääräistä piiristön monimutkaisuutta ja hintaa.Many television receivers include circuitry that maintains a constant raster width as the extreme anode jet current varies. This can be accomplished by changing the B + raster voltage to follow the variable voltage of the extreme anode so that the width of the raster and thus the size of the image remain constant as the voltage of the extreme anode changes. Typically, the B + voltage change is implemented by incorporating a series resistor connected to the primary winding of the return transformer or by using an additional B + controller control circuit that detects beam current variations and changes the B + voltage accordingly. In the former solution, power may be unnecessarily lost in the 70355 series resistor, while in the latter method, additional circuit complexity and cost may be required.

Eräät B + säätimet käyttävät 60 Hz vaihtovirtaverkon säädin-muuntajaa, kuten 60 Hz ferroresonanssimuuntajaa, jotta aikaansaataisiin säädelty B+ jännite. Koska toimitaan 60 Hz pienellä taajuudella, täytyy käyttää suhteellisen suurta ja raskasta muuntajaa. Edelleen suurjännite aikaansaadaan säilöin riippumattomasti suhteellisen suuren paluumuuntajän avulla, mikä on suunniteltu ottamaan huomioon suhteelliset suuret tehomäärät.Some B + controllers use a 60 Hz AC mains regulator-transformer, such as a 60 Hz ferroresonance transformer, to provide a regulated B + voltage. Because it operates at a low frequency of 60 Hz, a relatively large and heavy transformer must be used. Furthermore, the high voltage is provided independently by the storage using a relatively large return transformer, which is designed to take into account relatively large amounts of power.

Eräät muut televisiovastaanottimen säädinpiirit, joita aikaisemmassa tunnetussa tekniikassa on esitelty säätävät suurjän-nitettä aikaansaamalla paluumuuntajän, mitä itsessään käytetään ferroresonanssin toimitavan mukaan. Paluupulssit yhdistetään palautuksen primäärikäämitykseen. Äärianodisuurjännitteen käämitys viritetään sitten halutulle taajuudelle. Koska B+ syöttö saadaan erill isestä syöttölähteestä, kuten vaihtovirtaverkon syötöstä täytyy järjestää erillinen säädinpiiri, mikäli B+ jännitettä myös tulee säätää. Mikäli B+ jännite on säätelemätön voidaan tarvita muita piirejä ylläpitämään vakinainen rasterin leveys.Some other television receiver control circuits disclosed in the prior art control high voltage by providing a return transformer, which in itself is used according to the mode of ferroresonance. The return pulses are connected to the primary winding of the return. The winding of the extreme anode high voltage is then tuned to the desired frequency. Since the B + supply is obtained from a separate supply source, such as the AC mains supply, a separate control circuit must be provided if the B + voltage is also to be regulated. If the B + voltage is unregulated, other circuits may be needed to maintain a constant raster width.

Monissa tyypillisissä palautuksesta suurjännitteen kehittävissä piireissä suurjännite aikaansaa huippujännitteen, mikä on oleellisesti vähemmän kuin mitä on tarvittava äärianodijännite, jotta voitaisiin pienentää sitä kierrosten lukumäärää, mitä tarvitaan suurjännitteen käämityksessä. Suurjännitteen kertojaelin lisää sitten jännitteen tarvittavalle tasolle. Koska useiden jännitteen kertojaelimien rakenne vaatii, että käytetään vaihtojännitteen molempia napaisuuksia on toivottavaa, että kertojaelintä ohjataan vaihtojännitteellä missä positiivisen ja negatiivisen napaisuuden osuuksien suuruudet ovat lähellä keskinäistä yhtäsuuruutta. Mikäli toinen napaisuus on paljon pienempi kuin toinen, lisäävät kondensaattorit ja diodit, mitkä ovat toiminnassa tämän napaisuuden aikana vain hyvin vähän jännitettä tilanteeseen. Näin on tilanne kun käytetään palautuksen pulssia jännitteen kertoja-elimen piirin syöttölähteenä. Kuusinkertaistava kertojaelin, mikä käyttää kuutta diodia sekä kuutta kondensaattoria tarvitaan aikaansaamaan kolminkertainen moninkertaistaminen kun alhaisen toimi-jakson palautuksen pulssi syötetään jännitteen kertojaelimeen.In many typical high voltage recovery circuits, high voltage provides a peak voltage that is substantially less than the required extreme anode voltage to reduce the number of turns required for high voltage winding. The high voltage multiplier then adds the voltage to the required level. Since the structure of a plurality of voltage multiplier elements requires the use of both polarities of the AC voltage, it is desirable that the multiplier be controlled by an AC voltage where the magnitudes of the positive and negative polarity portions are close to mutual equality. If one polarity is much smaller than the other, capacitors and diodes, which operate during this polarity, add very little voltage to the situation. This is the case when a reset pulse is used as the supply source of the voltage multiplier element circuit. A six-fold multiplier, which uses six diodes as well as six capacitors, is required to provide a triple multiplication when a low duty cycle reset pulse is applied to the voltage multiplier.

70355 Tämän keksinnön mukaiselle poikkeutuspiirille ja sen teholähteelle on tunnusomaista, että muuntaja käsittää matala-jännitteisen toisiokäämin, joka on käämitty toisen sydänlohkon osan ympärille säädetyn pienjännitteen kehittämiseksi, ja välineet, jotka on kytketty tähän pienjännitekäämiin pyyhkäisyjännitteen kehittämiseksi säädetystä pienjännitteestä.70355 The deflection circuit of the present invention and its power supply are characterized in that the transformer comprises a low voltage secondary winding wound around a portion of the second core block to generate a regulated low voltage and means connected to this low voltage winding for generating a sweep voltage from the regulated low voltage.

Oheisissa piirustuksissa näkyy:The accompanying drawings show:

Kuvio 1 havainnollistaa sähköistä kaaviokuvantoa suurtaa-juuden ferroresonanssin tehonsyötöstä poikkeutuksen piiriä ja suurjännitteen piiriä varten, missä keksintöä käytetään.Figure 1 illustrates an electrical schematic of a high frequency ferroresonance power supply for a deflection circuit and a high voltage circuit where the invention is used.

Kuvio 2 havainnollistaa suuren taajuuden ferroresonanssin muuntajan sydänosaa ja käämitysrakennetta, mitä käytetään kuvion 1 piirissä.Figure 2 illustrates the core portion and winding structure of a high frequency ferroresonance transformer used in the circuit of Figure 1.

Kuvio 3 havainnollistaa poikkileikkausta kuvion 2 muuntajasta pitkin viivaa 3-3.Figure 3 illustrates a cross-section of the transformer of Figure 2 along line 3-3.

Kuvio 4 havainnollistaa erilaista sydänosan järjestelyä kuvion 2 muuntajaa varten.Figure 4 illustrates a different core arrangement for the transformer of Figure 2.

Kuvio 5 havainnollistaa aaltomuotoja, mitkä liittyvät kuvion 1 piiriin.Figure 5 illustrates the waveforms associated with the circuit of Figure 1.

Kuviossa 1 yhdistetään vaihtovirtaverkon jännite havain-nollistamistapauksessa 120 V ja 60 Hz kytkinnapoihin 21 ja 22 ja sitten kokoaaltosiltatasasuuntajaan 25 sisääntulon kytkinnapoihin 23 ja 24. Virtaa rajoittava vastus 30 yhdistetään kytkinnapojen 21 ja 23 väliin. Tasajännite havainnollistamistapauksessa suuruudeltaan 150 V tasajännitettä kehitetään kytkinnapaan 26 ja se suodatetaan kondensaattorilla 27, mikä on yhdistetty kytkinnavan 26 ja kytkinnavan 28 yli, mikä jälkimmäinen on yhteinen maadoitus-piste virran palautuksen kytkinnapana, mitä ei ole eristetty vaihtovirtaverkon syötöstä. Vastus 29 on yhdistetty +150 voltin syöt-tönapaan 26. Pienen tasajännitteen syöttö havainnollistamistapauksessa +20 V tasajännitettä kehitetään zener diodin 33 katodille (kytkinnapa 32), mikä on puolestaan yhdistetty vastukselle 29.In Figure 1, in the illustrative case, the AC mains voltage is connected to 120 V and 60 Hz to terminals 21 and 22 and then to the input terminals 23 and 24 of the full wave bridge rectifier 25. The current limiting resistor 30 is connected between terminals 21 and 23. In the DC illustration case, a 150 VDC voltage is generated at switch terminal 26 and filtered by a capacitor 27 connected across switch terminal 26 and switch terminal 28, the latter being a common ground point as a current recovery switch terminal not isolated from the AC mains supply. Resistor 29 is connected to a +150 volt supply terminal 26. In the illustrative case, a low DC supply of +20 V DC is generated to the cathode of zener diode 33 (switch terminal 32), which in turn is connected to resistor 29.

Suuren taajuuden neliöaallon teho-oskillaattori 35 sisältää siniaalto-oskillaattorin 36, push-pull neliöintivaiheen 37 sekä tehoulostulovaiheen 38. Siniaalto-oskillaattori 36 on itsessään värähtelevä ja sisältää transistorin 38 mistä kollektorielektrodi on yhdistetty resonanssissa olevaan LC värähtelypuhdistuspiiriin 45, mikä sisältää kondensaattorin 40 ja käämityksen 41a kytkentä-muuntajasta 41. Transistorin 39 kollektorin jännite saadaan +20 70355 5 voltin syötöstä, mikä on yhdistetty käämityksen 41a sivu-ulosoton kytkinnapaan 48 vastuksen 42 kautta. Ohittava kondensaattori 43 yhdistetään sivu-ulosoton kytkinnapaan 48. Vastus 42 pienentää 20 V jännitteen tasolle 17 V ja kondensaattori 43 auttaa huojunta-häiriön poistamisessa tasasuunnatusta 60 Hz sisääntulojännitteestä. Vaihtovirta-takaisinkytkentä jotta ylläpidettäisiin oskillaattori 36 itsestään värähtelevässä toimitavassa aikaansaadaan kondensaattorilla 44, mikä on yhdistetty värähtelynpuhdistuspiirin 45 ja transistorin 39 kantaelektrodin väliin. Tasavirtaetujännite kanta-elektrodia varten aikaansaadaan jännitteen jakavilla vastuksilla 46 ja 47, mitkä on yhdistetty vastukseen 42.The high frequency square wave power oscillator 35 includes a sine wave oscillator 36, a push-pull squaring step 37 and a power output step 38. The sine wave oscillator 36 is itself oscillating and includes a transistor 38 from which a collector electrode is connected to a resonant LC oscillation cleaning circuit 45 from the switching transformer 41. The collector voltage of the transistor 39 is obtained from a +20 70355 5 volt supply, which is connected to the side output terminal 48 of the winding 41a via a resistor 42. The bypass capacitor 43 is connected to the side output terminal 48. Resistor 42 reduces the 20 V voltage to 17 V and the capacitor 43 assists in eliminating jitter interference from the rectified 60 Hz input voltage. Alternating current feedback to maintain the oscillator 36 in a self-oscillating mode is provided by a capacitor 44 connected between the oscillation cleaning circuit 45 and the base electrode of the transistor 39. The DC bias voltage for the base electrode is provided by voltage dividing resistors 46 and 47 connected to resistor 42.

Oskillaattori 36 kehittää suurtaajuuden sinimuotoisen jännitteen käämitykseen 41a. Värähtelynpuhdistuspiirin 45 resonanssi-taajuus valitaan olemaan esim. lähellä vaakasuuntaisen poikkeutuk-sen taajuutta 1/T„, suuruudeltaan likimäärin 1575 kHz. Vaakasuun-täiset palautuksen pulssit 67 saatuna käytön vaakasuuntaiselta pa-lautusmuuntajalta 68 yhdistetään synkronisoinnin sisääntulon kytkin-napaan 69 oskillaattorissa 36. Palautuksen pulssit 67 vaihtovirta-kytketään kytkinnavasta 69 transistorin 39 emitterille kondensaattorin 70 ja vastuksen 71 kautta, jälkimmäisen ollessa jännitteen jakajavastuksia 71 ja 72. Palautuksen pulssit 67 synkronisoivat oskillaattorin 36 taajuuden vaakasuuntaisen poikkeutuksen taajuuteen kytkemällä pois transistorin 39 vaakasuuntaisen palautuksen aikaväliksi.Oscillator 36 generates a high frequency sinusoidal voltage for the winding 41a. The resonant frequency of the vibration cleaning circuit 45 is selected to be, for example, close to the horizontal deflection frequency 1 / T „, of approximately 1575 kHz. The horizontal reset pulses 67 received from the horizontal drive reset transformer 68 are connected to the synchronization input switch terminal 69 in the oscillator 36. The reset pulses 67 are AC supplied from the switch terminal 69 to the emitter of transistor 39 through capacitor 70 and resistor 71, the latter being voltage divider 71. the pulses 67 synchronize the horizontal deflection of the frequency of the oscillator 36 to the frequency by turning off the horizontal reset interval of the transistor 39.

Suurtaajuuden sinijännite käämityksessä 41a oskillaattorista 36 yhdistetään käämityksen 41b välityksellä muuntajassa 41 push-pull transistoreiden 49 ja 50 kannoille vastaavasti vastuksien 51 ja 52 kautta. Keskiulosotto käämityksestä 41b on maadoitettu. Neli-öintivaihe 37 muuntaa sen sinimäisen jännitteen, mikä kehitetään oskillaattorissa 36 neliöaaltojännitteeksi, millä on sama taajuus. Neliöaallon jännite soveltuu paremmin kuin siniaalto tehoulostulo-vaiheen 38 ohjaamiseen.The high frequency sinusoidal voltage in the winding 41a of the oscillator 36 is connected via the winding 41b in the transformer 41 to the bases of the push-pull transistors 49 and 50 through the resistors 51 and 52, respectively. The central output of the winding 41b is grounded. The quadrature step 37 converts the sinusoidal voltage generated in the oscillator 36 into a square wave voltage having the same frequency. The square wave voltage is better suited than the sine wave to control the power output stage 38.

Suuren taajuuden neliöaaltojännite, kehitettynä neliöinti-vaiheessa 37 yhdistetään käämityksestä 53a kytkentämuuntajassa 53 push-pull tehoulostulotransistoreiden 54 ja 55 kannoille muuntajan 53 käämityksen 53b sekä vastaavien vastuksien 56 ja 57 kautta.The high frequency square wave voltage generated in the squaring step 37 is connected from the winding 53a in the switching transformer 53 to the bases of the push-pull power output transistors 54 and 55 through the winding 53b of the transformer 53 and the respective resistors 56 and 57.

Vastus 58 ja kondensaattori 59 yhdistettynä rinnakkain ovat liitetty käämityksen 53b keskiulosoton ja transistoreiden 54 ja 55 emit- 6 70355 tereiden yhteisen liitospisteen väliin. Vastus 58 ja kondensaattori 59 toimivat aikaansaaden negatiivisen etujännitteen tehoulos-tulotransistoreiden kannoille.Resistor 58 and capacitor 59 connected in parallel are connected between the center output of winding 53b and the common connection point of the blades of transistors 54 and 55 emitters. Resistor 58 and capacitor 59 operate to provide a negative bias voltage to the bases of the power output transistors.

Diodi 60 on yhdistetty transistorin 54 kollektorilta emit-terille elektrodien yli kun taas diodin 60 katodi on yhdistetty transistorin 54 kollektorille. Vastaavasti on diodi 61 yhdistetty transistorin 55 kollektorilta emitterille elektrodien yli diodin 61 katodin ollessa yhdistetty transistorin 55 kollektorille. Diodit 60 ja 61 toimivat rajoittaen huippujännitettä haitallisista jännitepiikeistä, mitkä saattaisivat vaurioittaa transistoreita.Diode 60 is connected from the collector of transistor 54 to the emitter over the electrodes while the cathode of diode 60 is connected to the collector of transistor 54. Correspondingly, the diode 61 is connected from the collector of the transistor 55 to the emitter over the electrodes, the cathode of the diode 61 being connected to the collector of the transistor 55. Diodes 60 and 61 operate to limit the peak voltage from harmful voltage spikes that could damage the transistors.

Tehon ulostulovaihe 38 aikaansaa suurtaajuisen vaihtovirta-tyyppisen neliöaaltojännitteen 64 sen ulostulon kytkinnapoihin 62 ja 63, mitkä ovat kollektorielektrodit transistoreista 54 ja vastaavasti 55. Jännite 64 toimii säätelemättömän energian syöttölähtee-nä eli viritysjännitteenä suurtaajuiselle ferroresonanssin muuntajalle 65. Sisääntulon eli primääripuolen käämitys 65a on yhdistetty ulostulon kytkinnapojen 62 ja 63 yli tehon ulostulovaiheesta 38. Syöttöjännite tehon ulostulovaiheelle 38 saadaan säätelemättömästä +150 voltin tasajännitteestä kytkinnavassa 26, mikä on yhdistetty keskiulosottoon 66 primäärikäämityksestä 65a.The power output stage 38 provides a high frequency alternating-current-like square wave voltage 64 of the output kytkinnapoihin 62 and 63, which are the drain electrodes of transistors 54 and 55. The voltage 64 is unregulated energy supply starts, as a tuning voltage to high-frequency ferroresonanssin transformer 65. Input i.e. on the primary winding 65a is connected to the output of the switch poles 62 and 63 over the power output stage 38. The supply voltage to the power output stage 38 is obtained from an unregulated +150 volt DC voltage at the switch terminal 26, which is connected to the center output 66 from the primary winding 65a.

Suuren taajuuden ferroresonanssin muuntaja 65 sisältää pri-määrikäämityksen 65a, pienen jännitteen toisiokäämityksen 65b, suuren jännitteen toisiokäämityksen 65c sekä magneettisen sydämen 165. Kuten on havainnollistettu kuviossa 2 sisältää magneettinen sydän-osan 165 kaksi sydänosuutta 165a ja 165b. Sydänosa 165a on muodostettu C-muotoiseksi osaksi. Sydänosa 165b on muodosteltu suhteellisen ohueksi suorakaiteen muotoiseksi kappaleeksi magneettista ainesta, millä on suhteellisen suuri pinta-ala sen tilavuuteen verrattuna.The high frequency ferroresonance transformer 65 includes a primary circuit 65a, a low voltage secondary winding 65b, a high voltage secondary winding 65c, and a magnetic core 165. As illustrated in Figure 2, the magnetic core portion 165 includes two core portions 165a and 165b. The core portion 165a is formed as a C-shaped portion. The core portion 165b is formed as a relatively thin rectangular body of magnetic material having a relatively large surface area relative to its volume.

Kuten on havainnollistettu kuviossa 2 on primäärikäämitys 65a käämitetty C-muotoisen sydänosuuden 165a keskikohdan ympäri. Pienen jännitteen toisiokäämitys 65b on käämitty sydänkappaleen 165b ympärille. Suuren jännitteen käämitys 65c on käämitty sama-keskisesti pienjännitekäämityksen 65b kanssa. Kukin toisiokäämi-tyksistä 65b ja 65c saattaa olla kerros käämittynä sylinterimäis-ten sydänmuottien 265b ja vastaavasta 265c ympäri. Muita soveliaita käämitysjärjestelyjä voidaan sijoittaa näiden tilalle, kuten esim. suurjännitteen käämitys 65c saattaa olla kerros käämittynä 70355 suoraan pienjännitekäämityksen 65b päälle. Lohkoihin jaettuja pii käämityksiä pienen ja suuren jännitteen käämityksiä varten voidaan myös käyttää. Vaihtoehtoisesti, kuten on havainnollistettu kuviossa 4, saattaa sydänosa 165 olla suorakaiteen muotoinen sydän-osa muodostettuna kahdesta C-muotoisesta sydänosasta 765 ja 865 asetettuna tyvet vastakkain pitkin niiden haaroja, haarojen 765a ja 865a näistä kahdesta C-muotoisesta sydänosasta ollessa poikkileikkauksen pinta-alaltaan pienennettyjä. Pienen jännitteen käämitys 65b ja suuren jännitteen käämitys 65c, mitä ei ole havainnollistettu kuviossa 4, käämitään sitten samakeskisesti haarojen 765a ja 865a ympäri kuten kuviossa 2, sisääntulon eli primäärikää-mityksen 65a ollessa käämitty tietyn vastakkaisen haaran ympäri, kuten on esitettynä kuvioissa 2.As illustrated in Figure 2, the primary winding 65a is wound around the center of the C-shaped core portion 165a. The low voltage secondary winding 65b is wound around the core body 165b. The high voltage winding 65c is co-eccentrically wound with the low voltage winding 65b. Each of the secondary windings 65b and 65c may be a layer wound around cylindrical core molds 265b and the like 265c, respectively. Other suitable winding arrangements may be placed in place of these, such as e.g. a high voltage winding 65c may be a layer wound 70355 directly on top of the low voltage winding 65b. Block-divided silicon windings for low and high voltage windings can also be used. Alternatively, as illustrated in Figure 4, the core portion 165 may be a rectangular core portion formed of two C-shaped core portions 765 and 865 placed opposite the bases along their arms, with the two C-shaped core portions 765a and 865a having a small cross-sectional area. The low voltage winding 65b and the high voltage winding 65c, not illustrated in Fig. 4, are then concentrically wound around the branches 765a and 865a as in Fig. 2, the input or primary winding 65a being wound around a certain opposite branch, as shown in Figs.

Kuten on havainnollistettuna kuviossa 1 on pienen jännitteen toisiokäämityksen 65b johdin yhdistetty kytkinnapaan 101 ja toinen johdin on yhdistetty maahan virran palautuksen vertailukytkinnapaan 102, mikä on johtavuudeltaan eristetty vaihtovirtaverkon pääsyötös-tä. Tämä kytkinnapa saattaa olla maadoituksen jännite. Pienen jännitteen toisiokäämitys 65b on yhdistetty pyyhkäisyn syötön jännitteen kytkinnapaan 301 puoliaaltotasasuuntaajän 401 kautta. Suuren taajuuden vaihtovirtajännite, mikä kehitetään pienen jännitteen käämityksellä 65b kytkinnapojen 101 ja 102 yli puoliaaltotasasuun-nataan tasasuuntaajalla 401 ja suodatetaan kondensaattorilla 501.As illustrated in Fig. 1, the wire of the low voltage secondary winding 65b is connected to the switch terminal 101 and the other wire is connected to ground of the current return reference switch 102, which is conductively isolated from the mains mains supply. This switch terminal may be the ground voltage. The low voltage secondary winding 65b is connected to the sweep supply voltage switch terminal 301 via a half-wave rectifier 401. The high frequency AC voltage generated by the low voltage winding 65b over the switching terminals 101 and 102 is rectified by a rectifier rectifier 401 and filtered by a capacitor 501.

B+ pyyhkäisyn syöttöjännite, havainnollistamistapauksessa +120 volttia tasajännitettä, aikaansaadaan pyyhkäisyn syötön jännitteen kytkinnapaan 301.B + sweep supply voltage, in the illustration case +120 volts DC, is provided at the sweep supply voltage switch terminal 301.

Muita sivu-ulosoton johtimia pienen jännitteen toisiokäämi-tyksestä 65b tuodaan ulos tästä käämityksestä ja on ne yhdistetty vastaaviin tasasuuntaajiin 403-405, jotta aikaansaataisiin pienet tasajännitteet suuruudeltaan +30 volttia, +72 volttia ja +210 volttia vastaaviin kytkinnapoihin 303-305. Suodinkondensaattorit 503-505 on yhdistetty vastaavasti diodien 403-405 katodeille.Other side output conductors from the low voltage secondary winding 65b are output from this winding and are connected to respective rectifiers 403-405 to provide small DC voltages to terminals 303-305 corresponding to +30 volts, +72 volts and +210 volts. Filter capacitors 503-505 are connected to the cathodes of diodes 403-405, respectively.

Vaakasuuntaisen poikkeutuksen piiri 73 sisältää tavanomaisen vaakaoskillaattorin ja ohjauspiirin 74, poikkeutuksen piirto-kytkimen 76, mikä muodostuu vaimennindiodista 77 sekä vaakasuuntaisesta ulostulotransistorista 78, vaakasuuntaisesta palautuskon-densaattorista 79 sekä sarjakytkettynä järjestelynä vaakasuuntaisesta poikkeutuskäämityksestä 80 ja piirtokondensaattorista 81.The horizontal deflection circuit 73 includes a conventional horizontal oscillator and control circuit 74, a deflection drawing switch 76 consisting of an attenuator diode 77 and a horizontal output transistor 78, a horizontal reset capacitor 79 and, in series, a horizontal deflection winding 80 and a deflection winding 80.

8 70355 Jännite piirtokondensaattorin 81 yli toimii piirtojännitteen syöttölähteenä vaakapoikkeutuskäämitykselle 80. Kunkin vaakasuuntaisen piirron aikavälin kuluessa piirtokytkin 76 on johtavana ja yhdistää piirtojännitteen V^. vaakapoikkeutuksen käämityksen 80 yli, mikä täten kehittää tarvittavan vaakasuuntaisen sahahammaspyyhkäi-syvirran poikkeutuksen käämitykseen.70355 The voltage across the drawing capacitor 81 serves as a supply voltage supply source for the horizontal deflection winding 80. During each horizontal drawing interval, the drawing switch 76 is conductive and connects the drawing voltage V 1. over the horizontal deflection winding 80, thus developing the necessary horizontal sawtooth sweep-deep current deflection for the winding.

Jotta aikaansaataisiin piirtojännite on piirtokondensaat-tori 81 yhdistetty B+ pyyhkäisyn syöttöjännitteen kytkinnapaan 301 käytön palautusmuuntajän 68 primäärikäämityksen 68a kautta. Täten piirtojännitteen V^ keskimääräinen eli tasavirta-arvo on oleellisesti yhtä suuri kuin B+ pyyhkäisyn syöttöjännite suuruudeltaan +120 volttia tasajännitettä.In order to provide the drawing voltage, the drawing capacitor 81 is connected to the B + sweep supply voltage switch terminal 301 via the primary winding 68a of the drive return transformer 68. Thus, the average or DC value of the drawing voltage V 1 is substantially equal to the B + sweep supply voltage of +120 volts DC.

Vaakasuuntaisen piirron aikavälin kuluessa kun piirtokytkin 76 on sammutettuna ovat vaakasuuntainen poikkeutuksen käämitys 80 ja vaakasuuntaisen palautuksen kondensaattori 79 resonanssissa värähtelyn puolen jakson ajan. Vaakasuuntaiset palautuksen pulssit käytön palautuksen muuntajan 68 primäärikäämityksessä 68a yhdistetään muuntajalla palautuksen toisiokäämityksiin 68b ja 68c. Kytkin-navat 82 ja 83 toisiokäämityksestä 68b yhdistävät käytön palautuksen pulssit sellaisiin piireihin kuten sammutuksen ja vaakasuuntaisen synkronisoinnin piirit. Toisiokäämitys 68c toimii palautuksen pulssien 67 syöttölähteenä, joita pulsseja käytetään synkronisoimaan oskillaattori 36 suuren taajuuden neliöaaltoisesta teho-oskillaattorista 35.Within the term of the horizontal stroke of drawing the switch 76 is off, the horizontal deflection winding 80 and capacitor 79 of the horizontal return of the resonance oscillation period of the half period. The horizontal reset pulses in the primary winding 68a of the drive reset transformer 68 are connected by a transformer to the reset secondary windings 68b and 68c. Switch terminals 82 and 83 from the secondary winding 68b connect the reset pulses to circuits such as shutdown and horizontal synchronization circuits. The secondary winding 68c serves as an input source for the recovery pulses 67, which pulses are used to synchronize the oscillator 36 from the high frequency square wave power oscillator 35.

Useissa tavanomaisissa televisiovastaanottimien tehonsyö-tön piireissä viimeisen elektrodin kiihdyttävä jännite aikaansaadaan tasasuunnatuista palautuksen pulsseista. Kuvion 1 piirissä kehittää kuitenkin suuren taajuuden vaihtovirran suurjännite, mikä kehitetään suurjännitteen toisiokäämityksen 65c yli viimeisen elektrodin jännitteen. Tämä vaihtovirran suurjännite kehitettynä kytkinnapojen 106 ja 1Q7 yli tasasuunnataan ja moninkertaistetaan jännitteen kertojapiirillä 84, mihin sisältyy kolme diodia 85-87 sekä kolme kondensaattoria 88-90. Diodin 87 katodi on yhdistetty viimeisen elektrodin kytkinnapaan U, millä kytkinnavalla aikaansaadaan viimeisen elektrodin kiihdytysjännite havainnollis-tamistapauksessa +27 kilovolttia tasajännitettä. Välisuuruinen tasajännitteen suurjännite kehitettynä diodin 85 katodille saattaa toimia fokusoinnin jännitteenä televisiovastaanottimen katodi s ädeputken fokusointielektrodi 11a.In many conventional power supply circuits for television receivers, the accelerating voltage of the last electrode is provided by rectified return pulses. However, in the circuit of Figure 1, a high frequency alternating current high voltage is generated, which is generated by the high voltage secondary winding 65c over the last electrode voltage. This high AC voltage developed across the switching terminals 106 and 10Q is rectified and multiplied by a voltage multiplier circuit 84 which includes three diodes 85-87 and three capacitors 88-90. The cathode of the diode 87 is connected to the switching terminal U of the last electrode, which switching terminal provides an acceleration voltage of the last electrode in the case of illustration +27 kilovolts DC. The intermediate high-voltage high voltage generated at the cathode of the diode 85 may act as the focusing voltage of the cathode s of the television receiver.

70355 970355 9

Kun ferroresonanssin muuntaja 65, aikaansaa sekä suur-jännitteen suurjännitteen toisiokäämityksessä 65c että alhaisen jännitteen toisiokäämityksessä 65b ovat sekä viimeisen elektrodin kiihdytysjännite että B+ pyyhkäisyn syottöjännite säädeltyjä ilman että olisi tarpeen käyttää suhteellisen monimutkaista ja häiriöille altista elektronista säätöpiiristöä. Jotta voitaisiin säädellä jännitteitä toisiokäämityksien 65b ja 65c yli voidaan resonanssissa oleva kondensaattori 91 yhdistää alhaisen jännitteen toisiokäämi tykseen 65b kytkinnavasta 101, kuten on havainnollistettu kuviossa 1, tai tiettyyn toiseen käämitykseen, mikä on käämitty ohuen kappaleen sydänosuuden 165b ympärille. Kondensaattorin 91 arvo valitaan siten, että kondensaattori 91 ja pienen jännitteen toisiokäämitys 65b ovat resonanssissa lähellä herätesyötön taajuutta, se tahtoo sanoa lähellä 15,75 kHz taajuutta suuren taajuuden vaihtovirtajännitteestä 64. Tietyissä olosuhteissa, kuten tullaan kuvaamaan alempana, voidaan kondensaattori 91 jättää pois ja vähentää hintaa. Mikäli on olemassa riittävästi käämityksen kapasitanssia suuren jännitteen toisiokäämityksessä on ylimääräinen kondensaattori tarpeeton.When the ferroresonance transformer 65 provides both a high voltage in the high voltage secondary winding 65c and a low voltage in the secondary winding 65b, both the last electrode acceleration voltage and the B + sweep supply voltage are regulated without the need for relatively complex and interference sensitive electronic control. In order to control voltages across the secondary windings 65b and 65c, the resonant capacitor 91 can be connected to a low voltage secondary winding 65b from the switch terminal 101, as illustrated in Figure 1, or to a specific second winding wound around the thin body core portion 165b. The value of the capacitor 91 is selected so that the capacitor 91 and the low voltage secondary winding 65b resonate close to the excitation supply frequency, i.e. close to 15.75 kHz from the high frequency AC voltage 64. Under certain conditions, as will be described below, the capacitor 91 can be omitted . If there is sufficient winding capacitance in the high voltage secondary winding, an additional capacitor is unnecessary.

Kiertävä resonanssivirta, mikä kulkee käämityksessä 65b ja kondensaattorissa 91 auttaa sydänosan magneettista kyllästämistä sekä pienen jännitteen käämityksen 65b että suuren jännitteen käämityksen 65c alla kunkin puolijakson aikana kiertävästä virran värähtelystä. Kun sydänosa täten kyllästetään indusoitu jännite molemmissa toisiokäämityksissä sekä 65b että 65c on täten säädeltävissä .The circulating resonant current flowing in the winding 65b and the capacitor 91 assists in the magnetic saturation of the core portion under both the low voltage winding 65b and the high voltage winding 65c from the current oscillation during each half cycle. When the core part is thus impregnated, the induced voltage in both secondary windings 65b and 65c is thus controllable.

Kuten on havainnollistettu kuviossa 5a se jännite , mikä esiintyy primäärikäämityksen 65a yli suuren taajuuden ferro-resonanssin muuntajassa 65 on symmetrinen neliöaaltojännite taajuudeltaan 15,75 kHz missä jaksonaika on 63,5 mikrosekuntia. Suurjännite toisiokäämityksen 65c yli on myös suhteellisen symmetrinen neliöaaltojännite Vg^c, kuten on havainnollistettu kuviossa 5b. Se neliöaalto, mikä kehitetään pienjännitekäämityksessä 65b kytkinnapojen 101 ja 102 yli on havainnollistettuna kuviossa 5c huipun tasaisen yläosuuden esiintyessä tasasuuntaajan 401 johtavuuden aikana. Tämä sisääntulon virta primäärikäämitykseen 65a (kytkinnavasta 26) on havainnollistettu kuviossa 5d ja on se suhteellisen vakinainen virta paitsi lähellä kytkinhetkiä transis- 70355 10 toreille 54 ja 55 lähellä kuvion 5a aaltomuodon nousun ja jälkireunan hetkiä.As illustrated in Figure 5a, the voltage across the primary winding 65a in the high frequency Ferro resonance transformer 65 is a symmetrical square wave voltage at 15.75 kHz with a period of 63.5 microseconds. The high voltage across the secondary winding 65c is also a relatively symmetrical square wave voltage Vg ^ c, as illustrated in Figure 5b. The square wave generated in the low voltage winding 65b over the switching terminals 101 and 102 is illustrated in Fig. 5c with a flat top of the peak occurring during the conductivity of the rectifier 401. This input current to the primary winding 65a (from switch terminal 26) is illustrated in Figure 5d and is a relatively constant current except near switching times to transistors 54 and 55 near waveform rise and trailing edge moments in Figure 5a.

Se resonanssissa oleva tai kiertävä virta i , mikä kulkee c kondensaattorissa 91 ja pienen jännitteen toisiokäämityksessä 65b kytkinnapojen 101 ja 102 välillä havainnollistettuna kuviossa 5e auttaa sydänosuuden 165b magneettista kyllästämistä sekä suurjän-nitteen toisiokäämityksen 65c että pienen jännitteen toisiokäämi-tyksen 65b alla. Kyllästyminen esiintyy lähellä huippukohtia 94 ja 95 kiertävän virran aaltomuodosta ic·The resonant or circulating current i flowing in the capacitor 91 and the low voltage secondary winding 65b between the terminals 101 and 102, as illustrated in Figure 5e, helps to magnetically saturate the core portion 165b with both the high voltage secondary winding 65c and the low voltage secondary winding 65b. Saturation occurs near peaks 94 and 95 of the circulating current waveform ic ·

Jotta voitaisiin aikaansaada sydänosuuden 165 kyllästyminen sillä aikaa kun sydänosuus 165a primäärikäämityksen 65a alla pysyy kyllästymättömänä tehdään kappaleen 165b poikkileikkauksen pinta-alasta kuviossa 2 pienempi kuin mitä on poikkileikkauksen pinta-ala C-muotoisessa sydämessä 165a. Kuten on havainnollistettu kuviossa 3 leikkauksella, mikä on otettu pitkin viivaa 3-3 kuviossa 2 on poikkileikkauksen pinta-ala a=(t) * (w) mikä on paksuuden t ja leveyden w tulo kappaleesta 165b suhteellisesti paljon pienempi kuin mitä on poikkileikkauksen pinta-ala A=wf, mikä on sivujen w ja f tulo C-muotoiselle sydänosalle 164a. Alla lueteltavin arvoin on suhde a/A suuruudeltaan likimäärin 0,19.In order to provide saturation of the core portion 165 while the core portion 165a under the primary winding 65a remains unsaturated, the cross-sectional area of the body 165b in Fig. 2 is made smaller than the cross-sectional area of the C-shaped core 165a. As illustrated in Fig. 3 by a section taken along line 3-3 in Fig. 2, the cross-sectional area a = (t) * (w) which is the product of the thickness t and the width w from the body 165b is relatively much smaller than that of the cross-sectional area. area A = wf, which is the product of sides w and f for the C-shaped core portion 164a. At the values listed below, the ratio a / A is approximately 0.19.

Saattaa olla toivottavaa rajoittaa lämpötilan nousua kyllästyvässä sydänosassa 165b pienen jännitteen toisiokäämityksen 65b ja suuren jännitteen toisiokäämityksen 65c alla kuvion 1 piirin virroittamisen jälkeen. Kyllästymisen vuotiheys tälle sydän- aineella pienentyy lisääntyneen lämpötilan mukana. Koska ferrore-sonanssissa olevassa muuntajassa jännitteet kehitettynä toisiokää-mityksien 65b ja 65c yli ovat funktio arvosta B , saattaa olla toivottavaa rajoittaa lämpötilan nousua aikaansaamalla toisiokäämi tys sekä sydänrakenne, millä on lisätty jäähdytyskapasiteetti. Tämä lämpötilan nousu saattaa esiintyä lisääntyneiden sydänhäviöi- den johdosta suuren taajuuden toiminnassa sekä johtuen suhteelli-2 sen suuresta I R häviöistä, aiheutuen sellaisista tekijöistä kuten suhteellisen suuresta suurtaajuuden kyllästävän kiertovirran määrästä .It may be desirable to limit the temperature rise in the saturating core portion 165b below the low voltage secondary winding 65b and the high voltage secondary winding 65c after the circuit of Figure 1 is energized. The flow rate of saturation with this core material decreases with increasing temperature. Since the voltages developed across the secondary windings 65b and 65c in a ferrore-resonant transformer are a function of B, it may be desirable to limit the temperature rise by providing a secondary winding as well as a core structure with increased cooling capacity. This temperature rise may occur due to increased cardiac losses in high frequency operation and due to its relatively high I R losses due to factors such as the relatively large amount of high frequency saturating circulating current.

Kuten on havainnollistettu kuvioissa 2 ja 3 sisältää sydänosuus 165b ohuen kappaleen paksuudeltaan t. leveydeltään w ja pituudeltaan 1. Alla lueteltavin tyypillisin arvoin pinta-alan suhde kappaleen 165b tilavuuteen on suhteellisen suuri ollen esim.As illustrated in Figures 2 and 3, the core portion 165b includes a thin body of thickness t, width w and length 1. By the typical values listed below, the ratio of surface area to volume 165b is relatively large, e.g.

11 70355 40:1 mikä täten sallii lisääntyneen ohuen kappaleen jäähdyttämisen.11 70355 40: 1 thus allowing cooling of the increased thin body.

Edelleen on sylinterimäisen sydänmuotin 265b sisähalkaisijämittä D myös paljon suurempi kuin mitä on kappaleen 165b paksuus t mikä täten sallii käämityksien 65b ja 65c olevan käämittynä löysästi kappaleen sydänosuuden 165b ympärille ja suhteellisen suuren ilmaraon käämityksien ja sydänosan välille. Konvektiojäädytys sy-dänosalle tehostuu täten. Tällainen sydänosan rakenne on myös kuvattuna US-patenttijulkaisussa 4,266,245, myönnetty 14 huhtikuuta 1981, nimitykseltään "Suuren taajuuden ferroresonanssin muuntaja", keksijänä F. S. Wendt.Furthermore, the inside diameter D of the cylindrical core mold 265b is also much larger than the thickness t of the body 165b, thus allowing the windings 65b and 65c to be loosely wound around the core portion 165b of the body and a relatively large air gap between the windings and the core portion. Convection freezing on the core is thus enhanced. Such a core portion structure is also described in U.S. Patent 4,266,245, issued April 14, 1981, entitled "High Frequency Ferroresonance Transformer," invented by F. S. Wendt.

Mikäli lisäys sydänosan lämpötilassa on suhteellisen vähämerkityksellinen saattaa tavanomainen sydänosan geometria sydän-osuutta 165b varten olla käytössä ja tällainen on neliömäinen tai pyöreä poikkileikkaus sydänosan käämityksien 65b ja 65c ollessa käämitty tiukasti sydänosan päälle.If the increase in core temperature is relatively insignificant, the conventional core geometry for the core portion 165b may be used and this is a square or circular cross-section with the core windings 65b and 65c wound tightly over the core.

Kuten on havainnollistettu kuviossa 5b on suurjännite Vg5c suurjännitteen käämityksen 65c yli suhteellisen symetrinen neliö-aalto minkä suuruus positiivisella osuudella 92 on likimäärin yhtä suuri kuin mitä on negatiivisen osuuden 93 suuruus. Kun huipusta huippuun jännitteen heilahdus on 18 kilovolttia jännitteelle Vg^c esimerkkitapauksena tarvitaan ainoastaan 3 tasasuuntaaja ja kaksi tai kolme kondensaattoria suurjännitteen kertojaelimen piirissä 84 kuvion 1 mukaan, jotta aikaansaataisiin viimeisen elektrodin jännite +27 kilovolttia esimerkkitapauksena. Diodit 85 ja 87 tasa-suuntaavat positiivisen osuuden jännitteestä Vgkun taas diodi 86 tasasuuntaa negatiivisen osuuden. Täten viimeisen elektrodin jännite on likimäärin yhtä suuri kuin Vggc positiivinen suuruus kaksinkertaisena lisättynä negatiiviseen arvoon. Kondensaattori 90 voidaan jättää poismikäli johtavat pinnoitteet kuvaputkella aikaansaavat riittävästi suodatuksen kapasitanssia. Tavanomainen suurjännitteen syöttö, mikä tasasuuntaa positiiviset palautuksen pulssit samansuuruisena kuin positiivinen osuus 92 kuviosta 5b saattaa tarvita viisi tai kuusi diodia ja tähän liittyvät kondensaattorit mikäli kertojaelimen järjestelyllä tulee saada sama viimeisen elektrodin jännite.As illustrated in Fig. 5b, the high voltage Vg5c over the high voltage winding 65c is a relatively symmetrical square wave whose magnitude at the positive portion 92 is approximately equal to the magnitude of the negative portion 93. When the peak-to-peak voltage fluctuation is 18 kilovolts for the voltage Vg ^ c as an example, only 3 rectifiers and two or three capacitors are needed in the high voltage multiplier circuit 84 according to Figure 1 to provide a final electrode voltage of +27 kilovolts as an example. Diodes 85 and 87 rectify the positive portion of the voltage Vgku while diode 86 rectifies the negative portion. Thus, the voltage of the last electrode is approximately equal to the positive value of Vggc doubled to the negative value. Capacitor 90 can be omitted if the conductive coatings on the picture tube provide sufficient filtration capacitance. Conventional high voltage supply, which rectifies positive return pulses equal to the positive portion 92 of Figure 5b, may require five or six diodes and associated capacitors if the multiplier arrangement is to obtain the same last electrode voltage.

12 7035512 70355

Kuvattu suuren taajuuden ferroresonanssin muuntajan systeemi, mihin sisältyy tämä keksintö aikaansaa säädellyn B+ pyyh-käisyn syöttöjännitteen ja täten säädellyn piirtojännitteen ja se aikaansaa myös säädellyn suurjännitteen. Tällaisella järjestelyllä ovat suunnittelun rakennearvot vaakasuuntaisen poikkeutuksen piiriä 73 varten huomattavasti yksinkertaistettavissa. Esim. kun ei tarvita palautuksen muuntajaa 68 siirtämään kuormituksen energiaa viimeisen elektrodin osuudelle saattaa palautuksen muuntaja olla kooltaan huomattavasti pienentynyt, koska suhteellisen vähän kuormituksen virtaa kulkee palautuksen muuntajassa. Kun kulkee vähän tasavirtaa vaakasuuntaisen ulostulotransistorin 78 kautta sen koko, virta- ja jännitearvot sekä lämmönpoistotarpeet pienentyvät. Sopivalla piirin rakenteella voidaan käyttää alhaisen impedanssin poikkeutuksen käämitystä 80, mikä tällöin vaatii kehitettäväksi paljon alhaisemman jännitteen huipun, havainnollistamistapauk-sessa 200 V suhteellisen suuren vaakasuuntaisen palautuksen pulssin sijaan tyypillisesti 1000V.The described high frequency ferroresonance transformer system incorporating the present invention provides a controlled B + sweep supply voltage and thus a controlled drawing voltage and also provides a controlled high voltage. With such an arrangement, the design structural values for the horizontal deflection circuit 73 can be greatly simplified. For example, when a recovery transformer 68 is not required to transfer the load energy to the portion of the last electrode, the recovery transformer may be significantly reduced in size because relatively little load current flows through the recovery transformer. When a small amount of direct current passes through the horizontal output transistor 78 throughout its size, the current and voltage values as well as the heat removal needs decrease. With a suitable circuit design, a low impedance deflection winding 80 can be used, which then requires a much lower voltage peak to be generated, in the case of illustration 200V instead of a relatively large horizontal return pulse, typically 1000V.

Käytettäessä suuren taajuuden ferroresonanssin muuntajaa 65 syöttämässä sekä B+ pyyhkäisyjännitettä että viimeisen elektrodin suurjännitettä voidaan saavuttaa suhteellisen hyvä leveyden stabiilisuus silti käyttämättä elektronista säätöpiiristöä tai erillistä sarjavastusta. Kun säteen kuormitus viimeisen elektrodin kytkin-navassa U lisääntyy pienentyy viimeisen elektrodin kiihdytysjännite. Lisääntynyt tasavirtaosuus kuormitusvirrassa, mikä kulkee suuren jännitteen käämityksen 65c kautta vaikuttaa demagnetisoiden jonkin verran sydänosuutta 165b ja siirtäen tämän sydänosuuden toimintapistettä poispäin suuremman kyllästyksen tilanteesta hieman muuntajan B-H hystereesisilmukan polvea kohden täten pienentäen suur-jännitettä jonkin verran. Pienen jännitteen käämityksen 65b tapauksessa ja suurjännitteen käämityksen 65c jakaessa yhteisen kyllästävän sydänosuuden kuitenkin lisääntynyt kuormituksen virta kulkemassa käämityksessä 65c pienentää myös B+ pyyhkäisyjännitettä, mikä täten aikaansaa oleellisen rasterin leveyden säädön.By using a high frequency ferroresonance transformer 65 to supply both the B + scan voltage and the high voltage of the last electrode, relatively good width stability can be achieved without the use of electronic control circuitry or a separate series resistor. As the beam load on the switch terminal U of the last electrode increases, the acceleration voltage of the last electrode decreases. The increased DC portion in the load current passing through the high voltage winding 65c acts to demagnetize the core portion 165b somewhat and shift the operating point of this core portion away from the higher saturation situation slightly per transformer B-H hysteresis loop knee, thus reducing some high voltage. However, in the case of the low voltage winding 65b and the high voltage winding 65c sharing the common saturating core portion, the increased load current in the running winding 65c also reduces the B + sweep voltage, thus providing substantial raster width adjustment.

Vaihtoehtoisesti selitettynä aikaansaavat olemassa olevat vuotoinduktanssit muuntajassa 65 lisääntyneen jännitteen putoaman, lisääntyneen videon säteen kuormituksen aikaansaadessa sekä suur-jännitteen että B+ jännitteen pienentymisen. Vuotoinduktanssia suuren ja pienen jännitteen toisiokäämityksien 65b ja 65c välillä 70355 13 ja sydänosan kyllästymisen astetta ja sijaintikohtaa säädetään aikaansaamaan rasterin leveyden säätö.Alternatively, the existing leakage inductances in transformer 65 cause the increased voltage to drop, the increased video beam load causing both the High voltage and the B + voltage to decrease. The leakage inductance between the high and low voltage secondary windings 65b and 65c 70355 13 and the degree and location of saturation of the core portion are adjusted to provide adjustment of the raster width.

Suhteellisen suuri lukumäärä käämityksen kierroksia on tarpeen jotta kehitettäisiin suhteellisen korkea jännite suur-jännitteen toisiokäämityksen 65c yli. Kun valitaan oikein sellaiset tekijät, kuten käämityksen rakenne, kerrosten keskinäinen välys ja johtimen langan koko saattaa kierrosten välinen hajakapasi-tanssi eli jakaantunut kapasitanssi olla riittävän suuri mahdollistaakseen suurjännitteen käämityksen 65c olevan resonanssissa niin että sydänosuus 165b kyllästetään ja täten säädetään jännitteitä sekä suuren että pienen jännitteen toisiokäämityksessä. Tällainen jaeltu resonanssin kapasitanssi on havainnollistettuna kuviossa 1 kondensaattorilla 665 yhdistettynä suurjännitteen käämityksen 65c yli vaikkakin itse asiassa kokonaiskapasitanssi on jakautuneena käämityksen kierrosten kesken.A relatively large number of turns of the winding is required to develop a relatively high voltage across the High-voltage secondary winding 65c. When factors such as the winding structure, the interlayer clearance, and the conductor wire size are properly selected, the intermittent stray capacitance, i.e., distributed capacitance, may be large enough to allow the high voltage winding 65c to resonate so that the core portion 165b is saturated and thus adjusted at both high and low voltage. . Such a distributed resonant capacitance is illustrated in Figure 1 by a capacitor 665 connected over a high voltage winding 65c, although in fact the total capacitance is distributed among the turns of the winding.

Jakautuneen kapasitanssin 665 ja suuren jännitteen käämityksen 65c aikaansaadessa kiertävän virran sydänosuuden 165b kyllästämiseksi ei tarvita enää kondensaattoria 91. Erillisten komponenttien vanhentuminen tai pettäminen, mikä saattaa aikaansaada lisääntymisen suurjännitteeseen saadaan jäämään pois. Edelleen ferroresonanssin muuntajan käyttäminen, jotta aikaansaataisiin suuri jännite, aikaansaa luontaisia suurjännitteen suojaomi-naisuuksia, koska muutokset käämityksen induktanssissa tai kapasitanssin arvossa resonanssissa olevassa kapasitanssissa johtavat tyypillisesti ferroresonanssissa olevan toiminnan lakkaamiseen ja pienentymiseen käämityksen jännitteessä.By providing a distributed capacitance 665 and a high voltage winding 65c, a capacitor 91 is no longer required to saturate the core portion 165b of the circulating current. Aging or failure of the individual components, which may cause an increase in high voltage to be eliminated. Furthermore, the use of a ferroresonance transformer to provide a high voltage provides inherent high voltage protection properties because changes in the winding inductance or capacitance value in the resonant capacitance typically result in the cessation and reduction of the ferroresonance operation at the winding voltage.

Kun ferroresonanssissa oleva muuntaja 65 aikaansaa sekä suuren jännitteen että B+ pyyhkäisyn syöttöjännitteen on suhteellisen suuri nousu sydänosan lämpötilassa piirin alkuperäisen virroittamisen jälkeen sidettävissä ilman että se oleellisesti vaikuttaisi rasterin leveyteen. Koska suurjännitteen toisiokäämi-tys 65c ja pienen jännitteen käämitys 65b ovat käämittynä yhteisen sydänosuuden 165b päälle pienentymä B arvossa sydänosan lämpö-tilan lisääntyessä pienentää sekä viimeisen elektrodin että B+ jännitteitä, mikä täten aikaansaa oleellisen rasterin leveyden säädön tason.When the ferroresonance transformer 65 provides both a high voltage and a B + sweep supply voltage, a relatively large rise in core temperature after the initial energization of the circuit can be bonded without substantially affecting the raster width. Since the high voltage secondary winding 65c and the low voltage winding 65b are wound on the common core portion 165b, the decrease in B value increases as the temperature of the core portion decreases both the last electrode and B + voltages, thus providing a substantial raster width adjustment level.

Tyypillisiä arvoja suuren taajuuden ferroresonanssin muuntajalle 65 kuten se on havainnollistettu kuvioissa 1-3 ja käytet- 70355 14 taessa jaeltua kapasitanssia 665 liittyen tähän suuren jännitteen käämitykseen 65 ovat seuraavat numeroarvot:Typical values for the high frequency ferroresonance transformer 65 as illustrated in Figures 1-3 and using the distributed capacitance 665 associated with this high voltage winding 65 are the following numerical values:

Sydänosa 165: C-muotoinen sydänosuus 165a missä poikkileik- 2 kauksen pinta-ala on 2,32 cm (0,360 neliötuumaa), ulomman haaran pituus on 5,1 cm (2,0 tuumaa) ja keskiosuuden pituus on 7,1 cm (2,8 tuumaa). Ohuen kappaleen sydänosuus 165b on paksuudeltaan t=2,79 mm (0,110 tuumaa), leveydeltään w=15,5 mm (0,610 tuumaa), pituudeltaan 1=7,1 cm (2,8 tuumaa), poikkileikkauksen pinta-alal-2 taan 43,2 mm (0,067 neliötuumaa). Sydänaines on ferriittiä missä Bsat on li^imäärin 4000 gaussia 25°C lämpötilassa, jollaista on Ferroxcube 3E2A, valmistaa Ferroxcube Corporation, Saugerties,Core portion 165: A C-shaped core portion 165a having a cross-sectional area of 2.32 cm (0.360 square inches), an outer leg length of 5.1 cm (2.0 inches), and a central portion length of 7.1 cm (2 inches). .8 inches). The thin body core portion 165b is t = 2.79 mm (0.110 inches) thick, w = 15.5 mm (0.610 inches) wide, 1 = 7.1 cm (2.8 inches) long, and has a cross-sectional area of 2 43.2 mm (0.067 square inches). The core material is ferrite where Bsat is an excess of 4000 gauss at 25 ° C such as Ferroxcube 3E2A, manufactured by Ferroxcube Corporation, Saugerties,

New York, USA, tai on esim. RCA 540, valmistaa RCA Corporation, Indianapolis, Indiana, USA.New York, USA, or is e.g. RCA 540, manufactured by RCA Corporation, Indianapolis, Indiana, USA.

Ensiökäämitys 65a:30/40 Litz nailon kääreellä eristettyä emaloitua kuparilankaa, kerroksittain käämittynä neljällä kerroksella, varustettuna keskiulosotolla, käämitty bifilaarisesti kaikkiaan 200 kierrosta eikä käytetä mitään eristäviä kerroksia käämi-tyskerroksien välillä. Käämityksen pituus oli 3,94 cm (1,55 tuumaa).Primary winding 65a: 30/40 Litz nylon wrapped insulated enamelled copper wire, layered in four layers, equipped with a central outlet, bifilarly wound a total of 200 turns and no insulating layers are used between the winding layers. The winding length was 3.94 cm (1.55 inches).

Pienen jännitteen käämitys 65b: sylinterimäinen käämin muotti 265b missä sisähalkaisija D=18,2 mm (0,715 tuumaa), ulkohalkai-sija on 21,6 mm (0,850 tuumaa) ja on sen pituus 42,55 mm (1,675 tuumaa). Käämitys 65b on 25/38 Litz nailonkääreellä eristettyä emaloitua kuparilankaa bifilaarisena käämittynä kerroksittain kokonaismäärältään 190 kierrosta käyttäen neljää kerrosta, missä noin 48 kierrosta kussakin kerroksessa. Viides kerros missä neljä kierrosta aikaansaa katodisädeputken hehkujännitteen suuruudeltaan likimäärin 6,3 volttia ja 900 milliamppeeria. Käämityksen pituus oli 42,55 mm (1,675 tuumaa).Low Voltage Winding 65b: A cylindrical winding mold 265b with an inner diameter D = 18.2 mm (0.715 inches), an outer diameter of 21.6 mm (0.850 inches) and a length of 42.55 mm (1.675 inches). Winding 65b is a 25/38 Litz nylon wrap insulated enamelled copper wire bifilarly wound in layers for a total of 190 turns using four layers, with about 48 turns in each layer. A fifth layer wherein four turns provide an incandescent voltage of the cathode ray tube of approximately 6.3 volts and 900 milliamperes. The winding length was 42.55 mm (1.675 inches).

Suuren jännitteen käämitys 65c: sylinterimäinen käämin muotti 265c missä sisähalkaisija 29,21 mm (1,150 tuumaa), renkaan muotoinen paksuus 1,52 mm (Q,Q6Q tuumaa) ja pituus 26,67 mm (1,050 tuumaa). Käämitys 65c oli 4 38 kokoista (0,1007 mm) emaloitua kuparilankaa käämittynä kerroksittain 32 kerrosta ensimmäisissä 31 kerroksessa ja 43 kierrosta viimeisessä kerroksessa, kunkin kerroksen ollessa eristetty toisesta käyttäen 0,05 mm (0,002 tuumaa) - 0,10 mm (0,004 tuumaa) mylar eristettä. Käämityksen kierrosten kokonaislukumäärä on 4600 ja käämityksen pituus 19 mm (0,75 tuumaa).High Voltage Winding 65c: Cylindrical winding mold 265c with an inner diameter of 29.21 mm (1,150 inches), a ring-shaped thickness of 1.52 mm (Q, Q6Q inches) and a length of 26.67 mm (1.050 inches). Winding 65c was 4 38 size (0.1007 mm) enamelled copper wires wound in layers of 32 layers in the first 31 layers and 43 turns in the last layer, each layer being insulated from the other using 0.05 mm (0.002 inches) to 0.10 mm (0.004 inches) mylar insulation. The total number of turns of the winding is 4600 and the length of the winding is 19 mm (0.75 inches).

Claims (9)

70355 1570355 15 1. Poikkeutuspiiri ja sen saturoituvalla muuntajalla säädetty teholähde, joka muodostaa pyyhkäisyjännitteen ja katodisäde-putken äärianodin jännitteen, ja johon sisältyy; napaisuudeltaan vaihtelevan jännitteen lähde (37,38), muuntaja (65), joka sisältää magnetisoitavan sydämen (165) ja useita käämityksiä, joihin sisältyy ensiökäämitys (65a), joka on kytketty mainittuun lähteeseen (37,38) ja käämitty ensimmäisen svdänloh-kon (165a) ympärille, ja suurjännitteinen toisiokäämi (65c), joka on käämitty toisen sydänlohkon osan (165b) ympärille, jolloin en-siökäämityksessä (65a) kulkeva, mainitusta lähteestä tuleva virta kehittää sydämeen magneettivuon, joka kehittää suuriännitteen ?uu~ jännitekäämityksen (65c) yli; kapasitanssi (91 tai 665), joka liittyy tai on kytketty yhteen mainituista useista käämityksistä (65b tai 65c) kiertävien virtojen kehittämiseksi, jotka myötävaikuttavat ainakin osan toisesta sydänlohkosta (165b) magneettisessa kyllästämisessä kunkin napaisuudeltaan vaihtelevan jännitteen jakson aikana suurjännitteen säädön muodostamiseksi; poikkeutuskäämi (80); juovakytkin (78), joka on kytketty poikkeutuskäämiin (80) ja pyyhkäisyjännitteen synnyttäviin välineisiin (81), pyyhkäisy-jännitteen syöttämiseksi poikkeutuskäämiin kullakin poikkeutusjaksolla pyyhkäisyvirran kehittämiseksi poikkeutuskäämissä, katodi-sädeputken äärianodin liitin (U), ja äärianodin jännitelähde (84), joka on kytketty suurjännitekäämitykseen ja äärianodin liittimeen äärianodijännitteen kehittämiseksi äärianodiliittimeen mainitusta säädetystä suurjännitteestä, tunnettu siitä, että muuntaja (65) käsittää matalajännitteisen toisiokäämin (65b), joka on käämitty toisen sydänlohkon (165b;765a,865a) osan ympärille säädetyn pienjännitteen kehittämiseksi, ja välineet (401,501), jotka on kytketty tähän pienjännitekäämiin pyyhkäisyjännitteen kehittämiseksi säädetystä pienjänniteestä.A deflection circuit and a saturable transformer regulated power supply comprising a sweep voltage and a cathode ray tube extreme anode voltage, comprising; a variable polarity voltage source (37,38), a transformer (65) including a magnetizable core (165) and a plurality of windings including a primary winding (65a) connected to said source (37,38) and wound to a first block ( 165a), and a high voltage secondary winding (65c) wound around the second core block portion (165b), wherein the current flowing from said source in the primary winding (65a) generates a magnetic flux to the core which generates a high voltage? Uu ~ voltage winding (65c) ; a capacitance (91 or 665) associated with or coupled to one of said plurality of windings (65b or 65c) for generating circulating currents that contribute to magnetic saturation of at least a portion of the second core block (165b) during each voltage cycle of varying polarity to generate high voltage control; deflection coil (80); a line switch (78) connected to the deflection windings (80) and the sweep voltage generating means (81) for supplying a sweep voltage to the deflection windings in each deflection period to generate a sweep current in the deflection winding, the cathode-ray tube terminal high voltage winding and an anode terminal for generating an extreme anode voltage to the extreme anode terminal from said regulated high voltage, characterized in that the transformer (65) comprises a low voltage secondary winding (65b) wound around the second core block (165b; 765a, 865a) connected to this low voltage coil to generate a sweep voltage from the regulated low voltage. 2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen poikkeutuspiiri ja sen säädetty teholähde, tunnettu siitä, että napaisuudeltaan vaihteleva jännite käsittää oleellisesti symmetrisen sakara-aalto-jännitteen. 16 70355A deflection circuit according to claim 1 and its regulated power supply, characterized in that the voltage of varying polarity comprises a substantially symmetrical square wave voltage. 16 70355 3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen poikkeutuspiiri ja sen säädetty teholähde, tunnettu siitä, että mainittu sakara-aaltojännite toistuu taajuudella, joka ei alita poikkeutustaajuut-ta.A deflection circuit according to claim 2 and its regulated power supply, characterized in that said square wave voltage is repeated at a frequency which is not less than the deflection frequency. 4. Patenttivaatimusten 1-3 mukainen poikkeutuspiiri ja sen säädetty teholähde, tunnettu resonoivista paluuelimistä (79), jotka on kytketty poikkeutuskäämiin (80), ja paluuinduktans-sista (68) , joka on kytketty muuntajan pienjännitekäämityksen (65b) ja poikkeutuskäämityksen (80) väliin, jotka resonoivat paluuelimet (79) syöttävät paluupulssijännitteen paluuinduktanssiin (68).Deflection circuit and its regulated power supply according to claims 1-3, characterized by resonant return means (79) connected to the deflection winding (80) and a return inductance (68) connected between the low voltage winding (65b) and the deflection winding (80) of the transformer , which resonate return means (79) supply a return pulse voltage to the return inductance (68). 5. Patenttivaatimusten 1-4 mukainen poikkeutuspiiri ja sen säädetty teholähde, tunnettu siitä, että äärianodin jännitelähde (84) käsittää tasasuuntaus- ja kerroinelimet, jotka tasa-suuntaavat säädetyn suurjännitteen molemmat napaisuudet.A deflection circuit according to claims 1 to 4 and a regulated power supply thereof, characterized in that the voltage source (84) of the extreme anode comprises rectifier and coefficient means which equate both polarities of the regulated high voltage. 6. Jonkin edeltävän patenttivaatimuksen mukainen poikkeutuspiiri ja sen säädetty teholähde, tunnettu siitä, että toinen sydänlohko (165b) käsittää ohuen laatan, jonka vahvuus on oleellisesti pienempi kuin laatan leveys oleellisen pinta-alatila-vuusuhteen muodostamiseksi ja että ainakin yhden pien- ja suurjän-nitteisistä käämityksistä sisäpuolella sijaitsevan ohuen laatan osa on oleellisesti pienempi kuin tämän yhden käämityksen sisäänsä sulkema tila, jotta sallitaan ohuen laatan jäähdytys.A deflection circuit and its regulated power supply according to any one of the preceding claims, characterized in that the second core block (165b) comprises a thin plate having a strength substantially less than the width of the plate to form a substantial surface area to volume ratio and that at least one of low and high voltage the portion of the thin plate inside the windings is substantially smaller than the space enclosed by this single winding to allow cooling of the thin plate. 7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen poikkeutuspiiri ja sen säädetty teholähde, tunnettu siitä, että tila yhden pien-ja suurjännitekäämityksistä sisätilan ja laatan välissä on täytetty jäähdytysnesteellä ohuen laatan jäähdytyksen muodostamiseksi.A deflection circuit according to claim 6 and its regulated power supply, characterized in that the space between the interior of one of the low and high voltage windings and the slab is filled with coolant to form a thin slab for cooling. 8. Patenttivaatimuksen 1 mukainen poikkeutuspiiri ia sen säädetty teholähde, tunnettu siitä, että mainittu napaisuudeltaan vaihtelevan jännitteen lähde käsittää; tasajännitelähteen (25), kytkinelimet (38) , jotka on kytketty tasajännitelähteeseen ja muuntajan (65) ensimmäiseen käämitykseen (65a), ohjauspiirin (37), joka on kytketty kytkinelimiin (38) niiden tilan jaksottaiseksi vaihtamiseksi tasajännitteen syöttämiseksi jaksottaisesti ensimmäiseen käämitykseen (65a).The deflection circuit and its regulated power supply according to claim 1, characterized in that said voltage source of varying polarity comprises; a direct current source (25), switching means (38) connected to the direct current source and the first winding (65a) of the transformer (65), control circuit (37) connected to the switching means (38) for periodically changing their state to periodically supply direct voltage to the first winding (65a). 9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen poikkeutuspiiri ja sen säädetty teholähde, tunnettu elimistä (39) pyyhkäisyjännitteen kanssa synkronoidun signaalin kehittämiseksi ja elimistä (41) mainitun signaalin syöttämiseksi ohjauspiiriin kytkinelimien kytkeytymisen synkronoimiseksi pyyhkäisyjännitteen kanssa. 70355 17A deflection circuit and its regulated power supply according to claim 8, characterized by means (39) for generating a signal synchronized with the sweep voltage and means (41) for supplying said signal to the control circuit for synchronizing the switching of the switching elements with the sweep voltage. 70355 17