FI120812B - Tehopuolijohdekytkimen ohjaus - Google Patents

Tehopuolijohdekytkimen ohjaus Download PDF

Info

Publication number
FI120812B
FI120812B FI20070337A FI20070337A FI120812B FI 120812 B FI120812 B FI 120812B FI 20070337 A FI20070337 A FI 20070337A FI 20070337 A FI20070337 A FI 20070337A FI 120812 B FI120812 B FI 120812B
Authority
FI
Finland
Prior art keywords
voltage
gate control
control voltage
power semiconductor
arrangement
Prior art date
Application number
FI20070337A
Other languages
English (en)
Swedish (sv)
Other versions
FI20070337A (fi
FI20070337A0 (fi
Inventor
Paavo Merilinna
Original Assignee
Vacon Oyj
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Vacon Oyj filed Critical Vacon Oyj
Priority to FI20070337A priority Critical patent/FI120812B/fi
Publication of FI20070337A0 publication Critical patent/FI20070337A0/fi
Priority to US12/149,238 priority patent/US20080266727A1/en
Priority to AT08075321T priority patent/ATE467950T1/de
Priority to DK08075321.3T priority patent/DK1988632T3/da
Priority to EP08075321A priority patent/EP1988632B1/en
Priority to DE602008001196T priority patent/DE602008001196D1/de
Publication of FI20070337A publication Critical patent/FI20070337A/fi
Application granted granted Critical
Publication of FI120812B publication Critical patent/FI120812B/fi

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08126—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in bipolar transitor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08128—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/18—Modifications for indicating state of switch
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Electrophonic Musical Instruments (AREA)

Description

TEHOPUOLIJOHDEKYTKIMEN OHJAUS Tekniikan ala 5 Tämän keksinnön kohteena on jänniteohjatun tehopuolijohde- kytkimen, erityisesti IGBT-transistorin, hilaohjausmenetelmä ja -järjestely teho-elektroniikkalaitteissa, erityisesti taajuusmuuttajissa.
Tunnettu tekniikka 10
Tehoelektroniikkalaitteen, kuten taajuusmuuttajan, ohjausjärjestelmän tavoitteena on hallita lähtövirtaa siten että se pysyy jatkuvasti niissä rajoissa joiden mukaisesti tehokomponentit on mitoitettu. Häiriötilanteet, erityisesti lähtöliitinten oikosulku, ovat tehokytkinten kannalta äärimmäinen rasitus-15 tilanne joka on ongelma niin mitoituksen kuin laitteen luotettavuudenkin kannalta.
Lähtöliitinten oikosulkutilanteessa pääteasteen kytkinkompo-nenttien kautta kulkeva virta nousee korkeaksi erittäin nopeasti, minkä vuoksi kaikki johtavana olleet tehokytkimet pyritään sammuttamaan mahdollisimman 20 nopeasti vian havaitsemisen jälkeen. Sisäisellä vikalaukaisudiagnostiikalla on kuitenkin aina tietty hitaus minkä vuoksi oikosulkuvirta voi nousta normaalitilanteeseen verrattuna moninkertaiseksi ennen virrankatkaisutoimen-piteiden aloit- • * • ’·· tamista.
Oikosulkupiiri on normaalisti hyvin induktiivinen, minkä vuoksi kyt-25 kinkomponentin katkaisemalle virralle täytyy aina löytyä vaihtoehtoinen kulku-:***: reitti. Laitteen sisäisestä rakenteesta johtuvien hajainduktanssien vuoksi ylisuu- 99* ren virran katkaisu aiheuttaa normaalia korkeamman jännitepiikin kytkinkompo- !···. nenttien yli, mikä ääritapauksessa voi johtaa niiden jännitekestoisuuden ylittä- • · miseen ja laitteen tuhoutumiseen. Jännitepiikin korkeus voidaan tunnetusti las- „ 30 kea seuraavalla kaavalla: • · ♦ ·♦· V i=L**di/d, m ··*: missä ύ = jännitepiikin korkeus ··«
Ls = hajainduktanssi 35 di/dt = induktanssin virran muutosnopeus *·· ·· · • · « • · • · 2
Tunnettu keino jännitepiikin rajoittamiseksi on kytkeä riittävän suuri-kapasitanssinen ja pieni-impedanssinen kondensaattori mahdollisimman lähelle tehokytkimen liittimiä. Optimaalinen sijoittelu voi kuitenkin olla mekaanisesti vaikeaa erityisesti jos kondensaattori on kooltaan suuri. Toinen tunnettu keino 5 on rajoittaa IGBT-transistorin kytkentänopeutta ns. hilavastuksen avulla. Mitä suurempi on hilavastuksen arvo sitä hitaampi on kytkentänopeus. Yleisesti käytetäänkin sammutettaessa suurempaa hilavastusta kuin sytytyksessä, millä järjestelyllä voidaan rajoittaa katkaistavan virran muutosnopeutta ja sitä kautta myös hajainduktanssien aiheuttamaa jännitepiikkiä.
10 Julkaisusta US5,986,484 on tullut tunnetuksi IGBT:n ohjausratkai su, jossa indikoidaan virranmuutoshetki sammutustilanteessa ja sen mukaisesti kytketään hilaohjauspiiriin erikokoinen vastus tai jännite virransammutuksen loppuajaksi.
Julkaisusta US6,275,093 on tullut tunnetuksi järjestely, jossa oi-15 kosulkuvirtaa katkaistaessa IGBT:n positiivisen ohjausjännitteen tasoa lasketaan muutaman με:η ajaksi toiselle alennetulle positiiviselle ohjausjännitetasolle ennen lopullisen negatiivisen sammutustilannetta vastaavan ohjausjännitteen kytkemistä (two-level turn-off). Tällä järjestelyllä saadaan IGBT:n yli vaikuttavan jännitteen muutosnopeus ja ylijännitepiikki rajoitetuksi ilman erikokoista hilavas-20 tusta.
Tunnettujen ratkaisujen haittapuolia ovat mm. mainittu vaikeus kondensaattorin sijoittamisessa, sen kustannus sekä erikokoiseen hilavastuk- • * : *·· seen liittyvän ohjauspiirin monimutkaisempi rakenne ja kustannus. Two-level : *.·* turn-off -järjestelyn haittapuolena on se, että sopiva alennettu ohjausjännitetaso :*·]: 25 vaihtelee eri IGBT:illä, sopiva taso riippuu IGBT:n lämpötilasta ja liian pitkä :***: alennettu taso aiheuttaa komponentissa ylimääräisiä häviöitä ja voi sitä kautta • · · alentaa luotettavuutta.
• ·· • ·· • · • · • · · 30 Keksinnön yhteenveto
• M
♦ · · • · Tämän keksinnön mukaisella hilaohjauksella voidaan vikatilanteen jännitepiikkiä rajoittaa ilman tunnettuihin ratkaisuihin liittyviä epäkohtia. Virran katkaisutilanteen alkuvaiheessa uuden ratkaisun mukaisen ohjauspiirin tuotta- 35 ma hilajännite alenee joko lineaarisesti tai exponentiaalisesti, pysyen kuitenkin ,1". positiivisena, vähintään niin kauan kuin jännite IGBT:n yli nousee ja korkein ♦ · · : ** jännitepiikki on ohitettu. Vasta sen jälkeen hilajännite lasketaan nopeasti lopul liselle negatiiviselle johtamattoman tilan tasolleen. Alkuvaiheen alenevan hila- 3 jännitteen aikana IGBT toimii ns. lineaarisella alueella (kts. kuvio 5), jolloin sen yli vaikuttava jännite nousee. Suuri osa oikosulkuvirrasta kulkee edelleen IGBT:n läpi, minkä ansiosta vain jäljellejäänyt osa oikosulkuvirrasta siirtyy uudelle virtatielle jonka hajainduktanssien aiheuttama jännitepiikki jää näinollen 5 pienemmäksi verrattuna perinteiseen ohjaukseen jossa hilajännite lasketaan välittömästi negatiiviselle tasolle.
Virrankatkaisun alkuvaiheessa uuden ratkaisun mukaisen jatkuvan hilajännitteen muutoksen etu verrattuna julkaisun US6,275,093 mukaiseen ratkaisuun on se, ettei IGBT-tyypin mukaista optimaalista hilajännitetasoa tarvitse 10 tietää tarkalleen eikä muuttaa ohjauspiiriä sen mukaisesti. Lisäksi jatkuva jännitteen alentaminen aiheuttaa sen, että myös IGBT:n läpi kulkeva virta pienenee jatkuvasti koko alkuvaiheen ajan, millä on merkittävä alentava vaikutus tilanteessa IGBT:n absorboimaan häviöenergiapulssiin ja siitä seuraavaan lämpötilan nousuun. Lämpötilan nousu on luotettavuussyistä edullista pyrkiä pitämään 15 mahdollisimman alhaisena.
Keksinnön mukainen hilajännitteen amplitudiohjaus voidaan toteuttaa esimerkiksi analogisesti vertailu- ja vahvistinpiireillä, joissa verrataan mitattua hilajännitettä sisäiseen referenssitasoon. Muuttuva referenssitaso voi olla säädetty esimerkiksi PWM-ohjauksella taajuusmuuttajan ohjausyksikön ohjaa-20 mana. Laskevan hilajännitteen kestoaika voi olla kiinteä tai laitteen ohjausyksikön ohjaama.
Keksinnön mukainen ohjausjärjestely lisää laitteen luotettavuutta · : *·· vikatilanteissa.
·· » • · · • · • · 25 Piirustusten lyhyt kuvaus ··· • · • · • « · :·. Seuraavassa keksintöä selostetaan yksityiskohtaisemmin esimerk- !···, kien avulla viittaamalla oheisiin piirustuksiin, joissa • *
Kuvio 1 esittää taajuusmuuttajan pääpiiriä, .. 30 Kuvio 2 esittää esimerkin oikosulkutilanteessa merkityksellistä pää- piirin osaa, • ’···' Kuvio 3 esittää eräiden IGBT:n kytkentään liiittyvien signaalien tyy- m 'l· pillisiä käyrämuotoja virran katkaisutilanteessa tunnetulla ohjauksella,
Kuvio 4 esittää tunnettua IGBT:n hilavastusjärjestelyä, ··· 35 Kuvio 5 esittää hilajännitteen vaikutusta IGBT:n johtotilaan, !:*;* Kuvio 6 esittää keksinnön mukaista ja tunnettuja hilan ohjausjännit- : ·* teitä, 4
Kuvio 7 esittää eräiden IGBT:n kytkentään liittyvien signaalien käyrämuotoja keksinnön mukaisella hilaohjauksella, ja
Kuvio 8 esittää keksinnön mukaisen hilaohjauspiirin periaatteellista toteutusta.
5
Keksinnön yksityiskohtainen kuvaus
Kuviossa 1 on esimerkki normaalin kolmivaiheisen PWM-taajuusmuuttajan pääpiiristä, jossa on kolmivaiheinen syöttöjännite R, S, T, AC-10 kuristin Lac verkkovirran yliaaltojen rajoittamiseksi, diodeista koostuva verk-kosilta 10 syöttöverkon kolmivaiheisen vaihtojännitteen tasasuuntaamiseksi ta-sajännitevälipiirin tasajännitteeksi Uoc jota suodatetaan suotokonden-saattorilla CDc, kolmesta tehopuolijohteilla toteutetusta vaihekytkimestä koostuva kuorma-silta 11, joka muodostaa välipiirin tasajännitteestä kolmivaiheisen lähtöjännit-15 teen U, V, W sekä ohjausyksikkö 12. Nykyaikaisissa taajuusmuuttajissa vaihe-kytkimet toteutetaan useimmiten kuvion esimerkin mukaisesti IGBT-transistoreilla, joiden rinnalle on kytketty ns. nolladiodit. Tämä keksintö liittyy esimerkiksi tällaisen IGBT-transistoreilla toteutetun kuormasillan ohjaamiseen.
20 Lähtövaiheiden oikosulussa, esimerkiksi tilanteessa jossa U- vaiheen ylähaara ja W-vaiheen alahaara johtavat ja näiden vaiheiden välille syntyy oikosulku, oikosulkuvirran katkaisu vaatii sitä että johtavana olleet teho-j'·.. puolijohdekytkimet ohjataan johtamattomaan tilaan. Kuvioon 2 on pelkistetty :*·*: tällaisessa tilanteessa oleelliset komponentit W-vaiheen alahaaran tehokytki- :*·*· 25 men kannalta. Kuviossa näkyvät alahaaran IGBT-transistori V2, jonka navat .·**. ovat hila G, kollektorl C ja emitteri E, ylähaaran nolladiodi D1 ja tasajänniteväli- piirin suotokondensaattori Cdc jonka jännite on Udc. Kuormasillan rakenteelliset • i· hajainduktanssit on kuviossa yksinkertaisuuden vuoksi piirretty keskitetysti yh- *** deksi CDC:n ja kuormasillan väliseksi hajainduktanssiksi Ls. Hajainduktanssien .. 30 vuoksi kytkentätilanteissa esiintyviä jännitepiikkejä rajoitetaan normaalisti kuvi- « · :tt" on mukaisella kuormasillan yli kytketyllä ns. leikkurikondensaattorilla Ccl, jonka :···** jännite on Ucl- Tämä kondensaattori pyritään sijoittamaan mahdollisimman lä- ·:· helle (= pieni-induktanssisesti) IGBT-moduulin terminaaleja. Kuviossa on esi- • * · · tetty myös emitterin E potentiaaliin sidottu ohjausjännite U2C, joka yhdistetään 35 IGBT-transistorin hilalle G hilavastuksen RG kautta, sekä erillisenä komponent- • * ]‘··/ tina piirretty IGBT:n sisäinen ns. Miller-kapasitanssi Cgc. jolla on oleellinen vai- ί ·* kutus kytkentätapahtumaan kuten jäljempänä on esitetty.
5
Kuviossa 3 on esitetty eräitä kuvion 2 mukaiseen kytkentään liittyviä tyypillisiä käyrämuotoja virrankatkaisutilanteessa. Kuviossa kaikki jännitteet on esitetty emitterin E potentiaalia vastaan. Alkutilanteessa alahaaran IGBT johtaa ja W-vaiheen virta iw on negatiivinen (eli alahaaran IGBT:n ohjaussignaa-5 li U2C on positiivinen ja V2:n läpi kollektorilta emitterille kulkeva virta ie on myös positiivinen). Virran katkaisu alkaa, kun V2:n ohjaussignaali U2C lähtee kääntymään negatiiviseksi kohti arvoa - Ug- V2:n hilajännite uge seuraa V2C signaalia aina siihen asti kunnes se saavuttaa virrasta riippuvan kynnysjännitetason UGE(th) (esim. noin 7V) hetkellä ti. Tällöin V2:n yli vaikuttava jännite uce alkaa 10 kasvaa vauhdilla joka on rajallinen ja riippuu tunnetusti Miller-kapasitanssin CGc ja ulkoisen hilavastuksen RG suuruuksista. Vauhdin määrää kapasitanssin hila-vastukseen syöttämä virta, jonka suuruutta kaavan (2) molemmat puoliskot esittävät: 15 CGC XdUcE/dt = (“C£W “(~Ug)/{ [2]
Niin kauan kuin jännite nousee, Miller-kapasitanssin varautumisen aiheuttama virta pitää hilalla G vaikuttavan jännitteen uGe suurinpiirtein vakioarvossa uGE(th) (= ajanhetkeen t3 asti). Kun jännite on noussut välipiirin jänniteta-20 solle Udc hetkellä t2, diodi D1 tulee johtavaksi jolloin sen virta alkaa kasvaa ja V2:n virta ie vastaavasti pienentyä. Hajainduktanssin Ls vuoksi D1 :lle siirtyvä :·. virta aiheuttaa IGBT:n yli jännitteen ylityksen. Huippuarvon Udc+ Cios saavutta- |v, inisen jälkeen Miller-kapasitanssin varautumisilmiö ei enää pidä hilajännitettä • · j. I positiivisena, joten se pääsee laskemaan ulkoisen ohjauksen määräämälle ne- 25 gatiiviselle tasolle (- Vg) hetkeen U mennessä. Erityisesti suurilla virroilla jänni- • * )*··* tepiikki Udc+ Qos voi nousta vaarallisen korkeaksi, minkä vuoksi on normaalia : *** kytkeä lisäkondensaattori Ccl mahdollisimman lähelle IGBT:itten liittimiä.
• · · Jännitepiikin rajoittamiseksi on tunnettua käyttää myös erikokoista hilavastusta sytytykseen ja sammutukseen esimerkiksi kuvion 4 mukaisesti.
30 Sammutuspuolen vastusarvon RG2 kasvattaminen aiheuttaa sen, että pienempi jännitteen nousunopeus riittää syöttämään riittävää Miller-kapasitanssivirtaa \t hilajännitetteen ylläpitämiseksi kynnystasolla, jolloin vastaavasti virran siirtymi- *"i selle IGBT:ltä nolladiodille on enemmän aikaa mikä pienentää jännitteen ylitystä • · **:** uos- ·*· : : 35 ···
Kuviossa 5 on esitetty esimerkki IGBT:n hilajännitteen ja kollektori-virran välisestä riippuvuudesta, joka on pohjana tämän keksinnön mukaiselle 6 ohjaustoiminnalle. Kuten kuviosta nähdään, alhaisilla hilajännitteillä kutakin hilajännitteen arvoa vastaa tietty maksimaalinen kollektorivirta, jota suuremmilla virran arvoilla kollektori-emitterijännite nousee voimakkaasti estäen näin virran kasvun. Tällöin IGBT on ns. lineaarisella toiminta-alueella. Normaalisti hilajän-5 nite ohjataan riittävän korkeaksi, esimerkiksi 15V arvoon, kollektorijännitteen saamiseksi minimiarvoonsa ja sitä kautta häviöiden minimoimiseksi. Tällöin IGBT toimii ns. saturaatiotilassa.
Kuviossa 6 on esitetty esimerkki keksinnön mukaisesta hilaohjaus-10 piirin jännitteestä U2c sekä vertailun vuoksi myös kaksi tunnetun tekniikan mukaista ratkaisua. Uudessa ohjaustavassa, joka on kuviossa nimetty uG(new), oh-jausjännite lähtee laskemaan johtavan tilan ohjaustasosta +UGi virrankat-kaisuohjauksen alkuhetkestä ti alkaen joko lineaarisesti tai eksponentiaalisesti hetkeen t2 asti, johon mennessä IGBT:n yli vaikuttava jännite on ohittanut huip-15 puarvonsa, jonka jälkeen se laskee johtamattoman tilan negatiiviseen ohjaus-jännitteeseen -Ug. Kuviossa esitetyissä tunnetuissa ohjaustavoissa jännite U2c ohjataan joko välittömästi negatiiviseen ohjausjännitteeseen (uG(0idi)) tai pidetään määrätyn ajan alennetussa positiivisessa vakioarvossa +Ug2 ennen negatiiviselle ohjaustasolle siirtymistä (UG(0id2))- 20
Kuviossa 7 on esitetty keksinnön mukaisella ohjauksella samat kuvion 2 mukaiseen kytkentään liittyvät virrankatkaisutilanteen periaatteelliset käy-:*·.. rämuodot kuin kuviossa 3. Alkutilanne on sama, ja virran katkaisu alkaa kun :*·*: V2:n ohjaussignaalin U2c arvoa lähdetään pienentämään hetkellä t-ι. Tässä * * :*.*. 25 esimerkissä jännite alenee eksponentiaalisesti, pysyen kuitenkin positiivisena ja .···. pääasiassa alueella, jolla IGBT on lineaarisella toiminta-alueella. Kollektorijän- nite uGe alkaa nousta hetkellä t2, jolloin ohjausjännite U2C alittaa kollektorivirtaa • ·· ie vastaavan hilajännitetason. Tämän jälkeen Miller-kapasitanssin syöttämä ***** virta ylläpitää hilajännitettä uGE suurinpiirtein vakioarvossa vaikka ohjausjännite 30 U2C jatkaakin alenemistaan. Hetkellä t3 kollektorijännite saavuttaa välipiirin jän- • · i *’ nitteen Udc jolloin IGBT:n virta alkaa pienentyä sitä mukaa kuin kuormavirta siirtyy ylähaaraan nolladiodin kautta.
··. Erona virran siirtymisessä ylähaaralle ja sitä kautta myös jännitepii- ···· .···. kin muodostumisessa verrattuna kuvion 3 esimerkkiin on nyt se, että koska jän- |·* 35 nite-ero [ uGe - U2c ] hetkellä t3 on huomattavasti pienempi, on myös hilavastuk- • · ]···* sen Rg virta vastaavasti pienempi mikä merkitsee sitä että kollektorijännitteen : V muutosnopeus, joka Miller-kapasitanssin kautta aikaansaa ko. hilavastuksen virran, myös vastaavasti pienempi. Pienempi jännitteen muutosnopeus merkit- 7 see vastaavasti myös pienempää jännitepiikkiä Oos. mitä uudella ohjausjärjeste-lyllä juuri tavoitellaankin.
Sen jälkeen kun korkein kollektorijännitepiikki on ohitettu hetkellä t3< lakkaa Miller-kapasitanssi syöttämästä virtaa hilavastukselle, joten hilajännite 5 uge laskee ulkoisen ohjausjännitteen U2C tasolle joka edelleen jatkaa alenemistaan kollektorivirran ja tilanteessa syntyvän häviöenergiapulssin pienentämiseksi. Kuvion mukaiselta ajanhetkellä t5, jolloin korkein jännitepiikki on varmasti ohitettu, ohjausjännite lähtee laskemaan kohti lopullista johtamattoman tilan tasoaan.
10
Kuviossa 8 on yksinkertaistettu lohkokaaviotason esimerkki keksinnön mukaisen hilapiirin toteutuksesta. Lohkojen yksityiskohtainen toteutus voidaan tehdä monellakin alan ammattimiehelle ilmeisellä tavalla, joten sille tasolle ei tässä yhteydessä ole tarkoituksenmukaista mennä. Kuvion merkinnät ovat 15 seuraavat: - V2(on> on normaalin toiminnan mukaista IGBT:n ohjaussignaali - V2(flt) on vikatilanteen IGBT:n ohjaussignaali - H1, H2 ovat ohjaussignaalien galvaanisia erottimia - F1, F2 ovat ohjaussignaaleihin liittyviä funktiolohkoja 20 - MIN on pienimmän arvon valitsija - AMP on vahvistin - DRV on hiladriveri, joka vahvistaa AMP-lohkon signaalin
Kuvion alaosassa on esitetty tärkeimmät lohkon toimintaan liittyvät
Jv. signaalit: • · 25 - Normaalin toiminnan aikana driverin lähtösignaali U2C seuraa ohjaus- signaalia V2(on) (pulssi aikavälillä ti -12) esimerkiksi jännitealueella [-15V...+15V].
: " - Vikatilanteessa ohjaussignaali V2(flt) aktivoituu, jolloin MIN-lohko valitsee F2-lohkon muodostaman alenevan jännitetason referenssiksi 30 joka edelleen vahvistetaan driverin lähtösignaaliksi Ihc (aikaväli U - ts) - määrätyn ajan kuluttua molemmat ohjaussignaalit loppuvat, jolloin U2c ohjataan johtamattoman tilan negatiiviselle tasolle F1 - ja MIN-lohkojen * · · muodostaman referenssisignaalin ansiosta (ajanhetki t5).
• * * · • · * • · *·“* 35 Alan ammattimiehelle on selvää, että keksinnön eri sovellutusmuodot f": eivät rajoitu yksinomaan edellä esitettyyn esimerkkiin, vaan ne voivat vaihdella ♦*·': jäljempänä esitettävien patenttivaatimusten puitteissa.
• ·

Claims (11)

1. Menetelmä tehoelektroniikkalaitteissa käytettävien jänniteohjattu-jen tehopuolijohdekomponenttien (V2), kuten IGBT-transistorien, hilaohjausjän- 5 niiteen (U2c) ohjaamiseksi vikatilanteessa, kuten taajuusmuuttajan lähtöliitinten oikosulkutilanteessa, jossa menetelmässä tehopuolijohdekomponentin (V2) hilaohjaus-jännitettä (U2c) lasketaan ennen tehopuolijohdekytkimen sammuttamiseen tarkoitetun negatiivisen hilaohjausjännitteen kytkemistä erityisesti tehopuolijohde-10 komponentin yli olevan jännitteen, kuten kollektorijännitteen, jännitepiikin minimoimiseksi, tunnettu siitä, että hilaohjausjännitettä (υ2ο) lasketaan ennen tehopuolijohdekytkimen sammuttamiseen tarkoitetun negatiivisen hilaohjausjännitteen kytke-15 mistä siten, että sen taso alenee jatkuvasti, ja että se pysyy positiivisena, ja että hilaohjausjännitettä (U2c) lasketaan näin niin kauan, että ainakin ensimmäinen komponentin yli oleva jännitepiikki, erityisesti kollektori-20 emitterijännitteen piikki, on ohitettu.
2. Vaatimuksen 1 mukainen menetelmä, :·. tunnettu siitä, että hilaohjausjännitettä (U2c) ohjataan laske- ··,·. maan siten, että tehopuolijohdekomponentti (V2) toimii ainakin pääosan alene- • · I. I 25 van positiivisen hilajänniteohjauksen ajasta lineaarisella toiminta-alueella.
• · • · • · · • · '···* 3. Vaatimuksen 1 tai 2 mukainen menetelmä, ·· • tunnettu siitä, että hilaohjausjännitettä (U2c) ohjataan laske- • · · ·...· maan lineaarisesti. 30
4. Vaatimuksen 1 tai 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että hilaohjausjännitettä (U2c) ohjataan laske- • · · \ maan eksponentiaalisesti. * • * · * M» • · *···* 35
5. Vaatimuksien 1-4 mukainen menetelmä, f": tunnettu siitä, että näin laskevan hilaohjausjännitteen kesto- aika on kiinteä. • ·
6. Vaatimuksien 1-4 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että näin laskevan hilaohjausjännitteen kestoaika on laitteen ohjausyksikön ohjaama. 5
7. Järjestely tehoelektroniikkalaitteissa käytettävien jänniteohjattu- jen tehopuolijohdekomponenttien (V2), kuten IGBT-transistorien, hilaohjausjännitteen (U2c) ohjaamiseksi vikatilanteessa, kuten taajuusmuuttajan lähtöliitinten oikosulkutilanteessa, joka järjestely on sovitettu laskemaan tehopuolijohdekomponentin 10 (V2) hilaohjausjännitettä (U2c) ennen tehopuolijohdekytkimen sammuttamiseen tarkoitetun negatiivisen hilaohjausjännitteen kytkemistä erityisesti tehopuolijohdekomponentin yli olevan jännitteen, kuten kollektorijännitteen, jännitepiikin minimoimiseksi, tunnettu siitä, että järjestely on sovitettu 15 laskemaan hilaohjausjännitettä (U2c) ennen tehopuolijohdekytkimen sammuttamiseen tarkoitetun negatiivisen hilaohjausjännitteen kytkemistä siten, että sen taso alenee jatkuvasti, ja että se pysyy positiivisena, ja laskemaan hilaohjausjännitettä (U2c) näin niin kauan, että ainakin 20 ensimmäinen komponentin yli oleva jännitepiikki, erityisesti kollektori-emitterijännitteen piikki, on ohitettu. t\t
8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen järjestely, tunnettu siitä, että järjestely on hilaohjausjännitteen amplitu- ··.·, 25 diohjaus, jossa on vertailu kytkentä, joka on sovitettu vertaamaan mitattua hila- • · \.*( ohjausjännitettä sisäiseen referenssitasoon. • · ·♦· ·» • ♦
9. Patenttivaatimuksen 7 tai 8 mukainen järjestely, tunnettu siitä, että järjestelyssä on muuttuva referenssitaso, 30 joka voi olla säädetty esimerkiksi PWM-ohjauksella taajuusmuuttajan ohjausyk- • · : *·· sikön ohjaamana. • · · • » • · ··«
10. Patenttivaatimuksen 7, 8 tai 9 mukainen järjestely, tunnettu siitä, että järjestelyssä *;* 35 normaalin toiminnan aikana komponentin ohjaimen lähtösignaali »·· (U2c) on sovitettu seuraamaan ohjaussignaalia V2(on), ·· · • · * • · • · vikatilanteessa ohjaussignaali (V^fltj) on sovitettu aktivoitumaan, jolloin järjestely valitsee alenevan jännitetason referenssiksi, joka edelleen on vahvistettavissa ohjaimen lähtösignaaliksi (U2c)> ja jossa määrätyn ajan kuluttua molempien ohjaussignaalien loppues-5 sa U2C on ohjattavissa johtamattoman tilan negatiiviselle tasolle.
11. Jonkin patenttivaatimuksen 7-10 mukainen järjestely, tunnettu siitä, että laite on PWM-taajuusmuuttaja, jossa on verkkosilta (10) syöttöverkon kolmivaiheisen vaihtojännitteen tasasuuntaami-10 seksi tasajännitevälipiirin tasajännitteeksi (UDc), suotokondensaattori (Cdc) ta-sajännitevälipiirissä, kuormasilta (11), jolla on muodostettavissa välipiirin tasa-jännitteestä lähtöjännite, sekä ohjausyksikkö (12), ja jossa ainakin kuormasilta ja edullisesti myös verkkosilta koostuu hilajänniteohjatuilla tehopuolijohdekom-ponenteilla (V2) toteutetuista vaihekytkimistä. t 1 • ·» • 1 » • · • · • · t1 · • · · * · * · • · · • · • · • 1 · ·# • · 1 « 1 • · • · • · 1 • · • · • · · • · · • ♦ • · • · * • · • · · · • · φ • · • · • · · · • · • m *«« «· · • · · • · • · s ' \
FI20070337A 2007-04-30 2007-04-30 Tehopuolijohdekytkimen ohjaus FI120812B (fi)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI20070337A FI120812B (fi) 2007-04-30 2007-04-30 Tehopuolijohdekytkimen ohjaus
US12/149,238 US20080266727A1 (en) 2007-04-30 2008-04-29 Control of a power semiconductor switch
AT08075321T ATE467950T1 (de) 2007-04-30 2008-04-29 Steuerung eines leistungshalbleiterschalters
DK08075321.3T DK1988632T3 (da) 2007-04-30 2008-04-29 Styring af en elektrisk halvlederomskifter
EP08075321A EP1988632B1 (en) 2007-04-30 2008-04-29 Control of a power semiconductor switch
DE602008001196T DE602008001196D1 (de) 2007-04-30 2008-04-29 Steuerung eines Leistungshalbleiterschalters

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI20070337A FI120812B (fi) 2007-04-30 2007-04-30 Tehopuolijohdekytkimen ohjaus
FI20070337 2007-04-30

Publications (3)

Publication Number Publication Date
FI20070337A0 FI20070337A0 (fi) 2007-04-30
FI20070337A FI20070337A (fi) 2008-10-31
FI120812B true FI120812B (fi) 2010-03-15

Family

ID=38009874

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FI20070337A FI120812B (fi) 2007-04-30 2007-04-30 Tehopuolijohdekytkimen ohjaus

Country Status (6)

Country Link
US (1) US20080266727A1 (fi)
EP (1) EP1988632B1 (fi)
AT (1) ATE467950T1 (fi)
DE (1) DE602008001196D1 (fi)
DK (1) DK1988632T3 (fi)
FI (1) FI120812B (fi)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090212843A1 (en) 2008-02-25 2009-08-27 Infineon Technologies Ag Semiconductor device arrangement and method
US9825625B2 (en) * 2014-07-09 2017-11-21 CT-Concept Technologie GmbH Multi-stage gate turn-off with dynamic timing
GB2532215A (en) * 2014-11-11 2016-05-18 Reinhausen Maschf Scheubeck Gate boost
CN107748313B (zh) * 2017-10-16 2019-12-03 华北电力大学 基于与或逻辑的识别hbsm-mmc内部短路故障的方法
CN110233470A (zh) * 2019-06-05 2019-09-13 浙江正泰电器股份有限公司 变频器
DE102020202842A1 (de) * 2020-03-05 2021-09-09 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Treiberschaltung für ein niederinduktives Leistungsmodul sowie ein niederinduktives Leistungsmodul mit erhöhter Kurzschlussfestigkeit
CN111697957B (zh) * 2020-06-17 2024-03-12 上海电气集团股份有限公司 一种应用于绝缘栅双极型晶体管igbt的驱动电路

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2669117B2 (ja) * 1990-07-19 1997-10-27 富士電機株式会社 電圧駆動形半導体素子の駆動回路
JPH04156268A (ja) * 1990-10-16 1992-05-28 Toshiba Corp ゲート制御回路
US5444591A (en) * 1993-04-01 1995-08-22 International Rectifier Corporation IGBT fault current limiting circuit
JP3193827B2 (ja) * 1994-04-28 2001-07-30 三菱電機株式会社 半導体パワーモジュールおよび電力変換装置
CA2172890C (en) * 1995-06-06 2005-02-22 Harold R. Schnetzka Switch driver circuit
JP3421507B2 (ja) * 1996-07-05 2003-06-30 三菱電機株式会社 半導体素子の駆動回路
US6275093B1 (en) 1998-02-25 2001-08-14 Intersil Corporation IGBT gate drive circuit with short circuit protection
DE10020981B4 (de) * 1999-04-30 2004-04-29 International Rectifier Corp., El Segundo Motor-Steuergerät mit Fehlerschutzschaltung
US6459324B1 (en) * 2000-10-23 2002-10-01 International Rectifier Corporation Gate drive circuit with feedback-controlled active resistance
JP3886876B2 (ja) * 2002-01-17 2007-02-28 三菱電機株式会社 電力用半導体素子の駆動回路
JP4779549B2 (ja) * 2005-10-04 2011-09-28 富士電機株式会社 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路。

Also Published As

Publication number Publication date
FI20070337A (fi) 2008-10-31
ATE467950T1 (de) 2010-05-15
FI20070337A0 (fi) 2007-04-30
DE602008001196D1 (de) 2010-06-24
DK1988632T3 (da) 2010-09-06
EP1988632B1 (en) 2010-05-12
US20080266727A1 (en) 2008-10-30
EP1988632A1 (en) 2008-11-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10224920B2 (en) Soft shutdown modular circuitry for power semiconductor switches
US11139808B2 (en) Semiconductor device and power conversion system
FI120812B (fi) Tehopuolijohdekytkimen ohjaus
US10164550B2 (en) Method, circuit configuration and bridge circuit for charging a capacitance effective on main current terminals of semiconductor switch
US8513986B2 (en) Driving circuit for switching element and power converter
CN101154880B (zh) 抑制浪涌电压的半导体器件
US8885310B2 (en) Gate driver with desaturation detection and active clamping
JP6070853B2 (ja) 絶縁ゲート型半導体装置
US20060044025A1 (en) Power transistor control device
US20090296291A1 (en) Power semiconductor arrangement including conditional active clamping
CN106160624B (zh) 用于多相位缓冲电路的***和方法
EP3179622A1 (en) Resonant power converter
CN113676029A (zh) 一种基于igbt的有源钳位电路
US11201566B2 (en) Switch protection
CN113056864B (zh) 电力转换装置
JP2017017839A (ja) 半導体装置
Wang et al. A reliable short-circuit protection method with ultra-fast detection for GaN based gate injection transistors
CN209748179U (zh) 一种轨道交通igbt全时保护驱动器
US20220069735A1 (en) Semiconductor device
Gao et al. Self-adaptive multi-stage IGBT driving method in medium voltage wind generation system
WO2023074141A1 (ja) 半導体装置
CN220552939U (zh) 一种基于vds退饱和检测和di/dt检测的复合检测电路
US20100008114A1 (en) Discontinuous protection method for clamping current in inverter
JP7266558B2 (ja) スイッチング電源装置
AU2007345826B2 (en) Forced commutated inverter apparatus

Legal Events

Date Code Title Description
FG Patent granted

Ref document number: 120812

Country of ref document: FI

PC Transfer of assignment of patent

Owner name: VACON OY

MM Patent lapsed