ES2710080B2 - Controller and control method of a diode stack - Google Patents
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Description
DESCRIPCIÓNDESCRIPTION
Controlador y método de control de una pila de diodosController and control method of a diode stack
Objeto de la invenciónObject of the invention
La presente invención se refiere al campo de la electrónica, y más concretamente al sector de la técnica dedicado a los controladores de fuentes láser.The present invention relates to the field of electronics, and more specifically to the field of technology dedicated to laser source controllers.
Antecedentes de la invenciónBackground of the invention
En los últimos años, la biofotónica ha concentrado un gran interés científico y empresarial. Gracias a recientes avances tecnológicos, cada vez se puede extraer más información a partir de la interacción entre luz y tejidos biológicos, dando lugar a técnicas de diagnosis más avanzadas y precisas. En particular, el efecto optoacústico (también llamado fotoacústico) es un fenómeno físico basado en la conversión de pulsos ultracortos de luz en ondas de presión, propagadas por el medio en forma de ultrasonido. Cuando un pulso de luz es absorbido por un material, produce una variación de la temperatura que genera, a su vez, una variación de presión que se propaga por el medio. Este fenómeno puede ser utilizado en biomedicina para realizar Tomografía Optoacústica (OAT, del inglés ‘Optoacoustic Tomography’), beneficiándose de las principales características de las técnicas de imagen ópticas (alto contraste y posibilidad de realizar un análisis espectroscópico) y de las técnicas de imagen por ultrasonidos (alta resolución), debido a que las ondas sonoras tienen menor scattering en los tejidos biológicos que la luz. Además, la Tomografía Optoacústica utiliza una radiación no ionizante, por lo que se reduce enormemente la posibilidad de producir daño en estos tejidos. Por tanto, se puede decir que la OAT es una novedosa técnica de medicina para el diagnóstico de enfermedades cardiovasculares como aterosclerosis o cáncer.In recent years, biophotonics has concentrated great scientific and business interest. Thanks to recent technological advances, more and more information can be extracted from the interaction between light and biological tissues, giving rise to more advanced and precise diagnostic techniques. In particular, the optoacoustic effect (also called photoacoustic) is a physical phenomenon based on the conversion of ultra-short pulses of light into pressure waves, propagated by the medium in the form of ultrasound. When a pulse of light is absorbed by a material, it produces a variation of the temperature that generates, in turn, a variation of pressure that propagates through the medium. This phenomenon can be used in biomedicine to perform Optoacoustic Tomography (OAT), benefiting from the main characteristics of optical imaging techniques (high contrast and the possibility of performing spectroscopic analysis) and imaging techniques. by ultrasound (high resolution), because sound waves have less scattering in biological tissues than light. In addition, Optoacoustic Tomography uses non-ionizing radiation, so the possibility of damaging these tissues is greatly reduced. Therefore, it can be said that the OAT is a novel medicine technique for the diagnosis of cardiovascular diseases such as atherosclerosis or cancer.
Para poder utilizar una fuente láser en aplicaciones de OAT, debe cumplir una serie de requisitos: pulsos de luz de alta energía (varios ^J o incluso mJ), ultra cortos (decenas o cientos de ns) y frecuencias de repetición del orden de kHz para mejorar la resolución y los tiempos de adquisición de las medidas. Para ello, tradicionalmente se han utilizado láseres de estado sólido (Nd:YAG o Ti:Zafiro) o láseres de colorante. Sin embargo, en las últimas décadas se han desarrollado diodos láser de alta potencia (HPLD, del inglés ‘High Power Laser Diodes’), que son más baratos, más compactos y tienen una capacidad de conmutación mayor, pudiendo aumentar la frecuencia del sistema varios órdenes de magnitud. No obstante, la falta de potencia con respecto a los demás tipos de láseres hace necesaria la combinación de múltiples HPLDs.In order to use a laser source in OAT applications, you must meet a series of requirements: high energy light pulses (several ^ J or even mJ), ultra short (tens or hundreds of ns) and repetition frequencies of the order of kHz to improve the resolution and acquisition times of the measures. For this, solid state lasers (Nd: YAG or Ti: Sapphire) or dye lasers have traditionally been used. However, in recent decades high power laser diodes (HPLD) have been developed, which are cheaper, more compact and have a capacity to major switching, being able to increase the frequency of the system several orders of magnitude. However, the lack of power with respect to the other types of lasers makes the combination of multiple HPLDs necessary.
En la figura 1 se presenta esquemáticamente una estrategia posible para la combinación de múltiples HPLDs a través de una pila de diodos (100, DLS, del inglés ‘diode laser stack’). Dicha pila de diodos (100) comprende una pluralidad de diodos (110) HPLD agrupados en arrays unidimensionales llamados barras (120) de diodos (DLB, del inglés ‘diode laser bar’). Las pilas de diodos láser (o ‘stacks de diodos’) son utilizados habitualmente en aplicaciones LIDAR (del inglés ‘Laser Imaging Detection and Ranging’), en las que típicamente se requieren frecuencias de repetición del orden de 100 Hz y tiempos de pulso relativamente anchos (del orden de cientos de microsegundos). No obstante, la adaptación de este régimen de operación a los requisitos de las aplicaciones OAT supone un reto tecnológico significativo.A possible strategy for the combination of multiple HPLDs through a diode stack (100, DLS, of the English ‘diode laser stack’) is presented schematically. Said diode stack (100) comprises a plurality of HPLD diodes (110) grouped into one-dimensional arrays called diode rods (120) (DLB) of the English ‘laser bar diode’). Laser diode batteries (or 'diode stacks') are commonly used in LIDAR applications (in English 'Laser Imaging Detection and Ranging'), in which repetition frequencies of the order of 100 Hz and relatively pulse times are typically required widths (of the order of hundreds of microseconds). However, adapting this operating regime to the requirements of OAT applications is a significant technological challenge.
Esto se debe a que las pilas de diodo presentan una elevada capacidad parásita paralela, resultado de todas las uniones P-N de los diodos emisores en paralelo. Por este condensador parásito paralelo, pasa corriente mientras se va cargando, quedándose con parte de la corriente que debería pasar por el diodo láser y, por tanto, retardando el momento en el que el DLS alcanza su máximo de potencia. Esto da lugar a tiempos de subida elevados que limitan el tiempo de pulso alcanzable e impiden su uso en aplicaciones fotoacústicas.This is because the diode batteries have a high parallel parasitic capacity, the result of all P-N junctions of the parallel emitting diodes. This parallel parasitic capacitor passes current while it is charging, keeping part of the current that should pass through the laser diode and, therefore, delaying the moment in which the DLS reaches its maximum power. This results in high rise times that limit the attainable pulse time and prevent its use in photoacoustic applications.
Por ejemplo, WO 2014167068 A1 presenta un diodo láser conectado por un extremo al drenador de un transistor de efecto de campo metal-óxido-semiconductor de canal (MOSFET, del inglés ‘Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor’) y por el otro extremo a un condensador paralelo. No obstante, dicho circuito opera de acuerdo con una técnica llamada “conmutador cuasi-resonante de corriente cero” (quasi-resonant zerocurrent switch). Este tipo de circuitos aprovecha la resonancia del circuito RLC formado por el condensador paralelo, la resistencia parásita y la inductancia parásita del camino eléctrico para dar pulsos de alta corriente con forma de medio seno. Dicha inductancia parásita se debe principalmente a las pistas de la placa de circuito impreso (PCB, del inglés ‘printed circuit board’), la inductancia serie equivalente (ESL, del inglés ‘equivalent serial inductance’) del condensador y los pines de los componentes. Para generar los pulsos, el transistor se cierra, comienza una oscilación resonante de alto valor de corriente y, cuando solamente se ha producido un semiciclo de dicha oscilación, el transistor se abre dejando a cero la corriente que atraviesa el diodo láser. Mientras esté abierto el transistor, el condensador y la inductancia parásita se cargan.For example, WO 2014167068 A1 presents a laser diode connected at one end to the drain of a metal-oxide-semiconductor field effect transistor (MOSFET) from the English 'Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor') and by the other end to a parallel capacitor. However, said circuit operates according to a technique called "quasi-resonant zero current switch" (quasi-resonant zerocurrent switch). This type of circuit takes advantage of the resonance of the RLC circuit formed by the parallel capacitor, the parasitic resistance and the parasitic inductance of the electrical path to give high current pulses in the form of half a sine. Such parasitic inductance is mainly due to the tracks of the printed circuit board (PCB), the equivalent serial inductance (ESL) of the capacitor and the pins of the components . To generate the pulses, the transistor is closed, a resonant oscillation of high current value begins and, when only one half cycle of said oscillation has occurred, the transistor is opened leaving zero the current flowing through the laser diode. While the transistor is open, the capacitor and the parasitic inductance are charged.
Esta configuración tiene la ventaja de que la eficiencia energética conseguida es muy elevada, debido a que se utiliza para dar el pulso de alta corriente, no solamente la energía almacenada en el condensador, sino también la energía que se ha almacenado en la inductancia parásita del circuito. Sin embargo, tiene el inconveniente de que el rango de tiempos de pulso que se pueden conseguir está limitado por la resonancia del circuito RLC, presentando menor versatilidad para las aplicaciones descritas.This configuration has the advantage that the energy efficiency achieved is very high, because it is used to give the high current pulse, not only the energy stored in the capacitor, but also the energy that has been stored in the parasitic inductance of the circuit. However, it has the disadvantage that the range of pulse times that can be achieved is limited by the resonance of the RLC circuit, presenting less versatility for the applications described.
En concreto, existen dos requisitos que debe cumplir la duración del pulso óptico en aplicaciones de tomografía optoacústica:Specifically, there are two requirements that the duration of the optical pulse must meet in optoacoustic tomography applications:
• Requisito de confinamiento de estrés: consiste en que el pulso debe ser más corto que el tiempo que tarda la onda de ultrasonidos en propagarse por el absorbente:• Stress confinement requirement: is that the pulse must be shorter than the time it takes for the ultrasound wave to propagate through the absorbent:
Siendo Dp el tamaño del absorbente (equivalente a la resolución máxima de la imagen tomográfica) y vs la velocidad del sonido en el medio.Dp being the size of the absorbent (equivalent to the maximum resolution of the tomographic image) and vs the speed of the sound in the middle.
• Requisito de confinamiento térmico: consiste en que la duración de pulso tiene que ser menor que el tiempo que tarda el absorbente en disipar la energía calorífica adquirida por el pulso óptico. Para calcular el tiempo máximo que cumple con dicho requisito se utiliza la siguiente expresión,• Thermal confinement requirement: is that the pulse duration has to be less than the time it takes for the absorber to dissipate the heat energy acquired by the optical pulse. To calculate the maximum time that meets this requirement, the following expression is used,
_ ¿ 2_ 2
^ < t t h ~ T ^ r T^ <t t h ~ T ^ r T
donde L es la longitud lineal de la absorción (típicamente, para medios donde la absorción es mayor que el scattering, en su defecto, la longitud del absorbente en la dirección de absorción) y aT es la difusividad térmica del medio. Por lo general, el requisito de confinamiento de estrés es más restrictivo.where L is the linear length of the absorption (typically, for media where the absorption is greater than scattering, failing that, the length of the absorbent in the absorption direction) and aT is the thermal diffusivity of the medium. Generally, the stress confinement requirement is more restrictive.
La frecuencia de repetición tan solo afecta al tiempo de adquisición del sistema que recibe la señal optoacústica y puede ser cualquiera que respete la correcta adquisición de la señal de ultrasonidos y la interferencia con los posibles ecos. Además, se debe respetar la anchura del pulso en emisión. Teóricamente, puede estar comprendida entre menos de 1 Hz y varios MHz. En la práctica, los láseres de estado sólido, utilizados convencionalmente en optoacústica, tienen una frecuencia de repetición de unos cuantos Hz; mientras que los diodos láser de alta potencia pueden operar a varios kHz. Esta es la principal razón por la que se propone el uso de pilas de diodos en optoacústica, ya que permite, por un lado, realizar la adquisición de datos de forma más rápida y, por otro lado, realizar un promediado mayor de las muestras obtenidas para obtener una señal resultante con mejor relación señal-ruido (SNR).The repetition frequency only affects the acquisition time of the system that receives the optoacoustic signal and can be any that respects the correct acquisition of the ultrasound signal and the interference with possible echoes. In addition, the pulse width in emission must be respected. Theoretically, it can be between less than 1 Hz and several MHz. In practice, solid state lasers, conventionally used in optoacoustics, have a repetition frequency of a few Hz; while high power laser diodes can operate at several kHz. This is the main reason why that the use of diode batteries in optoacoustics is proposed, since it allows, on the one hand, to perform the acquisition of data more quickly and, on the other hand, to perform a larger average of the samples obtained to obtain a resulting signal with better signal-to-noise ratio (SNR).
Finalmente, la potencia (P) del pulso óptico depende de la energía por pulso (E) que se desea obtener, de acuerdo con la relación:Finally, the power (P) of the optical pulse depends on the energy per pulse (E) that is desired, according to the relationship:
P P = = E -tpE -tp
La energía (E) necesaria depende de la variación de presión que se pueda detectar, del parámetro de Grüneisen (r), del coeficiente de absorción del material (^) y del área sobre la que se irradia (A):The energy (E) required depends on the variation in pressure that can be detected, the Grüneisen parameter (r), the absorption coefficient of the material (^) and the area over which it radiates (A):
A mayor potencia, se conseguirá más penetración en los tejidos y la señal optoacústica será de mayor presión y, por tanto, más fácil de detectar.At higher power, more tissue penetration will be achieved and the optoacoustic signal will be of higher pressure and therefore easier to detect.
Sigue existiendo por tanto en el estado de la técnica la necesidad de un método y sistema alternativo de control de pilas de diodos emisores de luz capaz de generar pulsos ultracortos de alta potencia que permitan el uso de dichas pilas de diodos en aplicaciones de biofotónica.Therefore, there is still a need in the state of the art for an alternative method and system for controlling light emitting diode batteries capable of generating high-power ultra-short pulses that allow the use of said diode batteries in biophotonics applications.
Descripción de la invenciónDescription of the invention
La presente invención soluciona los problemas anteriormente descritos mediante la combinación de un transistor MOSFET canal N y al menos un condensador de alta capacidad que se carga durante los periodos en los que el transistor está cerrado, evitando las limitaciones causadas por la frecuencia de resonancia del circuito RLC formado por la resistencia y la inductancia parásitas del camino eléctrico.The present invention solves the problems described above by combining a MOSFET N-channel transistor and at least one high capacity capacitor that is charged during periods when the transistor is closed, avoiding the limitations caused by the resonant frequency of the circuit. RLC formed by the parasitic resistance and inductance of the electrical path.
En un primer aspecto de la invención se presenta un controlador que se conecta a una pila de diodos a través de un primer puerto de control y un segundo puerto de control, teniendo la pila de diodos una resistencia parásita (R) y una inductancia parásita (L). El controlador está configurado para generar una pluralidad de pulsos con una duración de pulso medida a media altura (tp). Dicha duración de pulso tp cumple los requisitos de confinamiento térmico y confinamiento de estrés previamente mencionados para una aplicación optoactústica. Para generar dicha emisión de pulsos, el controlador comprende al menos los siguientes elementos:In a first aspect of the invention a controller is presented which is connected to a diode stack through a first control port and a second control port, the diode stack having a parasitic resistance (R) and a parasitic inductance ( L). The controller is configured to generate a plurality of pulses with a pulse duration measured at half height (tp). Said pulse duration tp meets the thermal confinement requirements and stress confinement previously mentioned for an optoacoustic application. To generate said pulse emission, the controller comprises at least the following elements:
- Un transistor MOSFET de canal N, cuyo drenador está conectado al segundo puerto de control. Preferentemente, el controlador comprende también un driver conectado a la puerta del MOSFET, teniendo el driver tiempos de subida menores o iguales que los tiempos de subida del transistor.- An N-channel MOSFET transistor, whose drain is connected to the second control port. Preferably, the controller also comprises a driver connected to the MOSFET gate, the driver having rise times less than or equal to the rise times of the transistor.
- Al menos un primer condensador conectado al primer puerto de control, teniendo dicho condensador (o la combinación en paralelo de varios primeros condensadores) una capacidad (C1) mayor o igual que:- At least one first capacitor connected to the first control port, said capacitor (or the parallel combination of several first capacitors) having a capacity (C1) greater than or equal to:
donde, Req es una resistencia equivalente de un camino eléctrico entre el voltaje de alimentación (vDD) que incluye la resistencia parásita (R) de la pila de diodos. En particular, dicha resistencia equivalente es preferentemente:where, Req is an equivalent resistance of an electrical path between the supply voltage (vDD) that includes the parasitic resistance (R) of the diode battery. In particular, said equivalent resistance is preferably:
Req = ESR Req = ESR + + RdSon RdSon + + ^3^ 3
donde ESR es la resistencia serie equivalente (ESR, del inglés ‘Equivalent Serial Resistance’) del primer condensador o primeros condensadores C1, RDson es la resistencia entre drenador y fuente del MOSFET y R3 es una resistencia de un puerto de monitorización.where ESR is the equivalent series resistance (ESR English 'Equivalent Serial Resistance') of the first capacitor C1 and first capacitors, RD are is the resistance between drain and source of the MOSFET and a resistor R3 is a monitoring port.
Para este cálculo, se asume que el primer condensador está cargado en el momento inmediatamente anterior al pulso de corriente, por lo que la tensión de carga del primer condensador (VC1) es igual al voltaje de alimentación (vDD). La corriente que circula por el láser (ILD), o lo que es lo mismo, por el camino eléctrico previamente mencionado se calcula como:For this calculation, it is assumed that the first capacitor is charged at the moment immediately before the current pulse, so that the charging voltage of the first capacitor (VC1) is equal to the supply voltage (vDD). The current flowing through the laser (ILD), or what is the same, along the previously mentioned electrical path is calculated as:
_ V Ci-VLD_ V Ci-VLD
1 rL D ------- “ ñ - e - q ----donde VLD es la tensión de caída en el diodo láser. El máximo de la corriente del láser es: 1 r L D ------- “ ñ - e - q ---- where VLD is the voltage drop in the laser diode. The maximum of the laser current is:
lLDmax Vdd'Vld l LDmax V dd 'V ld
R,eq R, eq
y el pulso de corriente seguirá la expresión:and the current pulse will follow the expression:
jj
Vd d 'Vld Vd d 'Vld ¡ C\ Rc ¡C \ Rc (ld (ld ~ ~ . -tp . -tp qthat
R R eqeq
El umbral del primer condensador previamente mencionado por lo tanto garantiza que el pulso caiga a la mitad de altura en el tiempo deseado. The threshold of the first capacitor previously mentioned therefore ensures that the pulse falls to half the height in the desired time.
Más preferentemente, el al menos un primer condensador se seleccionan de modo que:More preferably, the at least one first capacitor is selected so that:
tp< tp < ---- ---- 1one --------
“ " 1010 //
donde f es la frecuencia de resonancia del circuito RLC formado por el primer condensador, la inductancia parásita (L) y la resistencia equivalente (Req), es decir:where f is the resonance frequency of the RLC circuit formed by the first capacitor, the parasitic inductance (L) and the equivalent resistance (Req), that is:
f = f = ___ 1_____ one__ 2 ttVIc 2 tt VI c
Preferentemente, el controlador comprende además la totalidad o un subconjunto de las siguientes resistencias:Preferably, the controller further comprises all or a subset of the following resistors:
- Una primera resistencia entre el driver y la puerta del MOSFET. Dicha primera resistencia protege al MOSFET y tiene un valor reducido, típicamente recomendado por el fabricante del MOSFET, como por ejemplo 1 Q.- A first resistance between the driver and the MOSFET door. Said first resistance protects the MOSFET and has a reduced value, typically recommended by the MOSFET manufacturer, such as 1 Q.
- Una segunda resistencia entre la puerta del MOSFET y tierra. También protege el MOSFET. Si por algún error o fallo de componente, la puerta del MOSFET queda al aire, se genera un divisor capacitivo entre las cargas CGD y CGS de dicho MOSFET y una corriente incontrolada a través del mismo. Esto se evita al colocar la segunda resistencia que verifica:- A second resistance between the MOSFET door and ground. It also protects the MOSFET. If, due to some error or component failure, the MOSFET door is left in the air, a capacitive divider is generated between the CGD and CGS loads of said MOSFET and an uncontrolled current through it. This is avoided by placing the second resistance that verifies:
R2 R 2 << (<< ( í®Cgsí®Cgs ) 1) one
donde CGS es la carga entre puerta y fuente y CGDes la carga entre puerta y drenador del MOSFET.where CGS is the load between door and source and CGDes the load between door and drain of the MOSFET.
- Una tercera resistencia conectada a la fuente del MOSFET y al puerto de monitorización, que define la proporcionalidad entre la corriente que circula por el diodo láser y el valor de tensión de monitorización, y que forma parte de la resistencia equivalente.- A third resistor connected to the source of the MOSFET and the monitoring port, which defines the proportionality between the current flowing through the laser diode and the monitoring voltage value, and which is part of the equivalent resistance.
- Una cuarta resistencia conectada a la alimentación y al primer condensador, que actúa como resistencia de carga de dicho primer condensador, permitiendo su carga en el tiempo que el MOSFET está abierto. Por lo tanto, dados una frecuencia de repetición frep y un tiempo de pulso tp:- A fourth resistor connected to the power supply and the first capacitor, which acts as the load resistance of said first capacitor, allowing its loading in the time that the MOSFET is open. Therefore, given a repetition frequency frep and a pulse time tp:
donde T es el periodo entre pulsos y tc es es el tiempo de carga máximo para el condensador. El tiempo de carga teórico del condensador sería infinito dado que durante la carga el voltaje del primer condensador tiene la expresión:where T is the period between pulses and tc is the maximum charge time for the capacitor. The theoretical charging time of the capacitor would be infinite since during charging the voltage of the first capacitor has the expression:
Vci = Vci =
No obstante, se puede considerar por convenio que el condensador está cargado en un tiempo:However, it can be considered by agreement that the capacitor is charged at a time:
tc > tc> 5/?4Ci5 /? 4Ci
Por lo que la cuarta resistencia del controlador verificará:So the fourth controller resistance will verify:
*4 < tc _T-tp * 4 < tc _ T-tp
s c ¡ ~ T c [s c¡ ~ T c [
También preferentemente, el controlador se implementa en una placa de circuito impreso con plano de masa en al menos dos caras que comprenden las pistas del primer puerto de control y el segundo puerto de control, permitiendo minimizar la distancia a tierra de todos los componentes conectados a dichas pistas. Más preferentemente, las pistas conectadas al primer puerto de control y al segundo puerto de control presentan una mayor anchura que el resto de pistas, reduciendo así su inductancia parásita.Also preferably, the controller is implemented in a printed circuit board with ground plane on at least two faces comprising the tracks of the first control port and the second control port, allowing to minimize the grounding distance of all components connected to those clues. More preferably, the tracks connected to the first control port and the second control port have a greater width than the rest of the tracks, thus reducing their parasitic inductance.
En un segundo aspecto de la invención se presenta un método de control de una pila de diodos que comprende generar una señal pulsada con duración de pulso (tp) entre un primer puerto de control (vd1) y un segundo puerto de control. Para dicha generación, el método comprende al menos los siguientes pasos:In a second aspect of the invention a control method of a diode stack is presented which comprises generating a pulse signal with pulse duration (tp) between a first control port (vd1) and a second control port. For said generation, the method comprises at least the following steps:
- Conmutar un transistor MOSFET conectado al segundo puerto de control a través del drenador.- Switch a MOSFET transistor connected to the second control port through the drain.
- Cuando el transistor está abierto: cargar al menos un primer condensador conectado en paralelo al primer puerto de control. Dicho al menos un primer condensador presenta una capacidad (C1):- When the transistor is open: charge at least one first capacitor connected in parallel to the first control port. Said at least a first capacitor has a capacity (C1):
tvTV
c‘ a ^ F eq -con c 'a ^ F eq -con
Req ~ ESR Req ~ ESR + + RdSon RdSon + + ^3^ 3
Preferentemente, la carga del primer condensador se realiza a través de una cuarta resistencia que verifica:Preferably, the first capacitor is charged through a fourth resistor that verifies:
* 4< - T-tr, * 4 <- T-tr,
5 5 Cx Cx 5C1!5C1!
También preferentemente, la inversa de la frecuencia de resonancia (f) del circuito RLC formado por el al menos un primer condensador, la inductancia parásita y la resistencia equivalente verifica:Also preferably, the inverse of the resonance frequency (f) of the RLC circuit formed by the at least one first capacitor, the parasitic inductance and the equivalent resistance verifies:
- Cuando el transistor está cerrado: liberar la tensión cargada en el al menos un primer condensador.- When the transistor is closed: release the voltage charged to the at least one first condenser.
- Preferentemente, monitorizar la pila de diodos a través de una tercera resistencia conectada a una fuente del transistor y a un puerto de monitorización.- Preferably, monitor the diode battery through a third resistor connected to a transistor source and a monitoring port.
En un tercer aspecto de la invención se presenta una pila de diodos que comprende una pluralidad de barras de diodos, así como un controlador de acuerdo con cualquiera de las realizaciones del primer aspecto de la invención. Nótese que cualquier opción preferente o implementación particular del controlador de la invención puede ser aplicado igualmente al método y a la pila de diodos de la invención. Asimismo, los elementos de dicho controlador pueden ser adaptados o configurados para implementar cualquier paso del método de la invención, de acuerdo con cualquier implementación particular de ambos.In a third aspect of the invention there is a diode stack comprising a plurality of diode bars, as well as a controller according to any of the embodiments of the first aspect of the invention. Note that any preferred option or particular implementation of the controller of the invention can also be applied to the method and diode stack of the invention. Likewise, the elements of said controller can be adapted or configured to implement any step of the method of the invention, according to any particular implementation of both.
El controlador, método de control y pila de diodos de la invención permiten por lo tanto obtener pulsos de alta potencia y bajo tiempo de pulso, evitando las limitaciones impuestas por la resistencia y la inductancia parásita del camino eléctrico en las técnicas convencionales. Éstas y otras ventajas de la invención serán aparentes a la luz de la descripción detallada de la misma.The controller, control method and diode stack of the invention therefore allow to obtain high power pulses and low pulse time, avoiding the limitations imposed by the resistance and parasitic inductance of the electric path in conventional techniques. These and other advantages of the invention will be apparent in light of the detailed description thereof.
Descripción de las figurasDescription of the figures
Con objeto de ayudar a una mejor comprensión de las características de la invención de acuerdo con un ejemplo preferente de realización práctica de la misma, y para complementar esta descripción, se acompañan como parte integrante de la misma las siguientes figuras, cuyo carácter es ilustrativo y no limitativo:In order to help a better understanding of the features of the invention according to a preferred example of practical realization thereof, and to complement this description, the following figures are attached as an integral part thereof, the character of which is illustrative and non-limiting:
La Figura 1 muestra un esquema de una pila de diodos conocida en el estado del arte.Figure 1 shows a scheme of a diode stack known in the state of the art.
La Figura 2 muestra esquemáticamente una curva de operación de una pila de diodos, así como la comparación entre un punto de operación típico y un punto de operación de aplicaciones fotoacústicas.Figure 2 schematically shows an operation curve of a diode stack, as well as the comparison between a typical operating point and an operating point of photoacoustic applications.
La Figura 3 ejemplifica la reducción de potencia de pico ocasionada al reducir el tiempo de pulso con las técnicas conocidas en el estado de la técnica.Figure 3 exemplifies the reduction in peak power caused by reducing the pulse time with the techniques known in the state of the art.
La figura 4 presenta esquemáticamente el tipo de pulso objetivo, en el que se mantiene la potencia máxima reduciendo el tiempo de pulso. Figure 4 shows schematically the type of target pulse, in which the maximum power is maintained by reducing the pulse time.
La Figura 5 ejemplifica las entradas y salidas del controlador de la invención de acuerdo con una realización preferente del mismo.Figure 5 exemplifies the inputs and outputs of the controller of the invention according to a preferred embodiment thereof.
La Figura 6 presenta los elementos que conforman internamente el controlador de la invención de acuerdo con una realización preferente del mismo.Figure 6 shows the elements that internally comprise the controller of the invention according to a preferred embodiment thereof.
La Figura 7 ilustra el funcionamiento interno del driver del transistor MOSFET utilizado por una realización preferente del controlador de la invención.Figure 7 illustrates the internal operation of the MOSFET transistor driver used by a preferred embodiment of the controller of the invention.
La Figura 8 muestra de manera esquemática las pistas de conexión entre elementos grabadas sobre la placa base de acuerdo con una realización preferente de la invención.Figure 8 shows schematically the connection tracks between elements recorded on the base plate according to a preferred embodiment of the invention.
Realización preferente de la invenciónPreferred Embodiment of the Invention
En este texto, el término "comprende" y sus derivaciones (como "comprendiendo", etc.) no deben entenderse en un sentido excluyente, es decir, estos términos no deben interpretarse como excluyentes de la posibilidad de que lo que se describe y define pueda incluir más elementos, etapas, etc.In this text, the term "comprises" and its derivations (such as "understanding", etc.) should not be understood in an exclusive sense, that is, these terms should not be construed as excluding the possibility that what is described and defined can include more elements, stages, etc.
La figura 2 muestra un ejemplo de la curva de voltaje (VLD) - intensidad (ILD) de una pila de diodos, en la que se indica un punto típico de operación (I-rIP-VTIP), comparado con un punto de operación apto para aplicaciones fotoacústicas (Io P-VOP), alcanzado mediante la presente invención. Como se puede observar, las aplicaciones fotoacústicas requieren pulsos de corriente mucho más elevada que la obtenible mediante técnicas convencionales de control de diodos láser conocidas en el estado del arte.Figure 2 shows an example of the voltage (V LD ) - intensity (I LD ) curve of a diode stack, in which a typical operating point ( IRIP -V TIP ) is indicated, compared to a point of operation suitable for photoacoustic applications (I or P- V OP ), achieved by the present invention. As can be seen, photoacoustic applications require much higher current pulses than that obtainable by conventional laser diode control techniques known in the state of the art.
La figura 3 muestra lo que ocurre cuando se reduce el tiempo de pulso a los niveles adecuados para aplicaciones fotoacústicas con los drivers conocidos en el estado de la técnica (como por ejemplo un esquema conmutador cuasi-resonante de corriente cero). En particular, se presenta un ejemplo de pulso generado por los drivers conocidos en el estado de la técnica con un primer tiempo de pulso (tP1) y una primera potencia de pulso (PP1); comparado con un pulso natural de la misma pila de diodos, con un segundo tiempo de pulso (tP2) y una segunda potencia de pulso (PP2). Como puede observarse, la pendiente ascendente inicial en ambos casos es la misma, pero como el tiempo de subida (inversamente relacionado con el ancho de banda) es mucho mayor que el tiempo de pulso, la potencia de pico alcanzada es también menor. En el caso del conmutador cuasi resonante de corriente cero, cuando el transistor se abre tras un semiciclo para conseguir que el primer tiempo de pulso (tP1) sea mucho menor que el segundo tiempo de pulso (tP2), también se produce una reducción significativa de la primera potencia de pulso (PP1) respecto a la segunda potencia de pulso (PP2).Figure 3 shows what happens when the pulse time is reduced to the levels suitable for photoacoustic applications with the drivers known in the state of the art (such as a quasi-resonant zero current switching scheme). In particular, an example of a pulse generated by the drivers known in the state of the art with a first pulse time (t P1 ) and a first pulse power (P P1 ) is presented; compared to a natural pulse of the same diode stack, with a second pulse time (t P2 ) and a second pulse power (P P2 ). As can be seen, the initial upward slope in both cases is the same, but since the rise time (inversely related to bandwidth) is much greater than the pulse time, the peak power reached is also less. In the case of the switch quasi-resonant of zero current, when the transistor opens after a half cycle to make the first pulse time (t P1 ) much less than the second pulse time (t P2 ), a significant reduction of the first power also occurs of pulse (P P1 ) with respect to the second pulse power (P P2 ).
Por el contrario, la figura 4 muestra esquemáticamente el tipo de pulso óptico resultante de cambiar el punto de trabajo de la pila de diodos (100) a un punto con un valor de corriente mucho mayor, de acuerdo con la presente invención. Al proporcionar más corriente, se aumenta el ancho banda y se reduce el tiempo de subida del pulso, permitiendo alcanzar la potencia deseada en menor tiempo. De esta manera, se consiguen pulsos ópticos aptos para fotoacústica (ultracortos y de alta energía). En el ejemplo comparativo de la figura, se consigue reducir la duración hasta el primer tiempo de pulso (tP1), pero manteniendo la segunda potencia de pulso (PP2).On the contrary, Figure 4 schematically shows the type of optical pulse resulting from changing the working point of the diode stack (100) to a point with a much higher current value, in accordance with the present invention. By providing more current, the bandwidth is increased and the pulse rise time is reduced, allowing the desired power to be achieved in less time. In this way, optical pulses suitable for photoacoustics (ultra-short and high energy) are achieved. In the comparative example of the figure, it is possible to reduce the duration until the first pulse time (t P1 ), while maintaining the second pulse power (P P2 ).
La figura 5 muestra esquemáticamente las entradas y salidas de una realización preferente del controlador (200) de la invención, que a su vez implementa los pasos de una realización preferente del método de la invención. El controlador (200) comprende dos puertos de salida adaptados para conectarse a una pila de diodos (100) y suministrarle la corriente de diodo (id) necesaria para generar un tren de pulsos con una frecuencia de repetición (frep) y un tiempo de pulso (tp). Denominaremos a dichos puertos primer puerto de control (vd1) y segundo puerto de control (vd2). Asimismo, el controlador (200) comprende un puerto opcional de monitorización (vm) que proporciona un voltaje proporcional a la corriente de diodo (id) suministrada. En cuanto a las entradas, el controlador (200) comprende un primer puerto de alimentación (vDd), un segundo puerto de alimentación (vg) y un puerto de señal de disparo (vtr, del inglés ‘trigger’).Figure 5 schematically shows the inputs and outputs of a preferred embodiment of the controller (200) of the invention, which in turn implements the steps of a preferred embodiment of the method of the invention. The controller (200) comprises two output ports adapted to connect to a diode stack (100) and supply the diode current (i d ) necessary to generate a pulse train with a repetition frequency (f rep ) and a time of pulse (t p ). We will name these ports first control port (v d1 ) and second control port (v d2 ). Also, the controller (200) comprises an optional monitoring port (v m ) that provides a voltage proportional to the diode current (i d ) supplied. As for the inputs, the controller (200) comprises a first power port ( v Dd), a second power port (v g ) and a trigger signal port (v tr , in English 'trigger').
La figura 6 presenta con mayor detalle los componentes internos de dicho controlador (200), de acuerdo con una realización preferente del mismo. El controlador (200) comprende un transistor (400) MOSFET de canal N, cuyo drenador (D) está conectado al segundo puerto de control (vd2). Conectado al primer puerto de control (vd1), el controlador (200) comprende una pluralidad de primeros condensadores (C1) conectados en paralelo. El conjunto de los primeros condensadores (C1) permite reducir la frecuencia de resonancia del circuito RLC formado por los propios primeros condensadores (C1) la resistencia parásita (R) de la pila de diodos (100) y la inductancia parásita (L) de dicha pila de diodos (100). De este modo, en el tiempo de pulso (tp) en el que la pila de diodos (100) está emitiendo, la tensión en el condensador tiene una respuesta cuasi plana. Asimismo, durante el tiempo en el que la pila de diodos (100) no emite, los propios primeros condensadores (C1) acumulan una gran cantidad de carga que posteriormente entregan en pulsos de alta corriente. Por tanto, los primeros condensadores (C1) se utilizan como una batería auxiliar a la fuente de tensión del circuito de control, cargándose a la misma tensión que dicho circuito. Al no depender el tiempo de pulso (tp) de la resonancia del circuito RLC, sino del tiempo en el que el transistor (400) permanece cerrado, se consigue una mayor versatilidad en cuanto al régimen de pulso.Figure 6 shows in greater detail the internal components of said controller (200), in accordance with a preferred embodiment thereof. The controller (200) comprises a N-channel MOSFET transistor (400), whose drain (D) is connected to the second control port (v d2 ). Connected to the first control port (v d1 ), the controller (200) comprises a plurality of first capacitors (C 1 ) connected in parallel. The set of first capacitors (C 1) reduces the resonant frequency of the RLC circuit formed by the own first capacitors (C 1) a parasitic resistance (R) of the stack of diodes (100) and the parasitic inductance (L) of said diode stack (100). Thus, in the pulse time (t p ) in which the diode battery (100) is emitting, the voltage in the capacitor has a quasi-flat response. Also, during the time in which the battery of diodes (100) does not emit, the first capacitors (C1) themselves accumulate a large amount of charge that they subsequently deliver in high current pulses. Therefore, the first capacitors (C1) are used as an auxiliary battery to the voltage source of the control circuit, charging at the same voltage as said circuit. By not depending on the pulse time (tp) of the resonance of the RLC circuit, but on the time in which the transistor (400) remains closed, greater versatility is achieved in terms of the pulse rate.
El transistor (400) está controlado a su vez por un driver (300). El driver (300) comprende un puerto de entrada (vi) por el que se introduce la señal de disparo que llega a través de (vtr), un puerto de tierra (vgnd) y un puerto de alimentación de driver (vcc). Asimismo, comprende un puerto de salida (vo) que proporciona la señal de control que se introduce en la puerta (G) del transistor (400). Los valores proporcionados por el puerto de salida (vo) oscilan entre dos límites que también se introduce en el driver (300) a través de sendos puerto de valor mínimo (vmin) y puerto de valor máximo (vmax). Nótese que en la implementación particular mostrada, el puerto de valor mínimo (vmin) está conectado directamente al puerto de tierra (vgnd), mientras que el puerto de valor máximo (vmax) está conectado al puerto de alimentación de driver (vcc). Asimismo, la conexión entre el puerto de de alimentación de driver (vcc) y el segundo puerto de alimentación (vg) comprende opcionalmente un segundo condensador (C2) y un tercer condensador (C3) de desacoplo en paralelo, de uso recomendado en circuitos integrados.The transistor (400) is in turn controlled by a driver (300). The driver (300) comprises an input port (vi) through which the trigger signal that arrives through (vtr), a ground port (vgnd) and a driver power port (vcc) are introduced. It also comprises an output port (vo) that provides the control signal that is inserted into the gate (G) of the transistor (400). The values provided by the output port (vo) range between two limits that are also entered into the driver (300) through two minimum value ports (vmin) and maximum value ports (vmax). Note that in the particular implementation shown, the minimum value port (vmin) is directly connected to the ground port (vgnd), while the maximum value port (vmax) is connected to the driver power port (vcc). Also, the connection between the driver power port (vcc) and the second power port (vg) optionally comprises a second capacitor (C2) and a third parallel decoupling capacitor (C3), recommended for use in integrated circuits .
Con el fin de proteger el transistor (400), la puerta (G) del transistor está conectada al puerto de salida (vo) del driver a través de una primera resistencia (R1) y a tierra a través de una segunda resistencia (R2) varios órdenes de magnitud mayor que dicha primera resistencia (R1). Asimismo, la fuente (S) del transistor está conectada al puerto de monitorización (vm) mediante una tercera resistencia (R3). Por su parte, el primer puerto de alimentación (vDD) está conectado al primer puerto de control (vd1) a través de una cuarta resistencia (R4). En la conexión entre la cuarta resistencia (R4) y el primer puerto de alimentación (vDD) se incluyen también un segundo condensador (C2) y un tercer condensador (C3) en paralelo.In order to protect the transistor (400), the gate (G) of the transistor is connected to the output port (vo) of the driver through a first resistor (R1) and grounded through a second resistor (R2) several orders of magnitude greater than said first resistance (R1). Also, the source (S) of the transistor is connected to the monitoring port (vm) by a third resistor (R3). For its part, the first power port (vDD) is connected to the first control port (vd1) through a fourth resistor (R4). The connection between the fourth resistor (R4) and the first power port (vDD) also includes a second capacitor (C2) and a third capacitor (C3) in parallel.
De acuerdo con un ejemplo de realización particular, considerando tp = 150 ns, ESR = 33 mü y RDSON = 10 mü, los condensadores, resistencias y alimentaciones descritas pueden implementarse con los siguientes valores:According to a particular embodiment, considering tp = 150 ns, ESR = 33 mü and RDSON = 10 mü, the described capacitors, resistors and supplies can be implemented with the following values:
- C2 = 4,7 MF.- C2 = 4.7 MF.
- C3= 100 nF. - C3 = 100 nF.
- Ri = i n.- Ri = i n.
- R2 = i kn. - R2 = i kn.
- R3 = 10 mn.- R3 = 10 mn.
- R4 = 10 n.- R4 = 10 n.
- Vg= 10 V.- Vg = 10 V.
- Vdd = 30 V.- V dd = 30 V.
- Req = ESR Rdson R3 = 53 mn- Req = ESR Rdson R3 = 53 mn
- Ci = 15 |jF > tp/Req = 2,83 j F.- Ci = 15 | jF> tp / Req = 2.83 j F.
Nótese que la pluralidad de primeros condensadores (C1) presentan una baja resistencia serie equivalente (ESR, del inglés ‘Equivalent Serial Resistance’). La ESR es un valor que depende tanto de la tecnología y la morfología con la que está fabricado el condensador, como de la frecuencia y del valor de la capacidad del mismo. Dicha ESR puede calcularse como ESR=DF/wC, donde w es la frecuencia, C es la capacidad, y DF es un Factor de Disipación definido como la inversa del factor de calidad del circuito resonante, siendo proporcionado habitualmente por el fabricante.Note that the plurality of first capacitors (C1) have a low equivalent series resistance (ESR) of the English ‘Equivalent Serial Resistance’). The ESR is a value that depends both on the technology and the morphology with which the capacitor is manufactured, as on the frequency and the value of the capacitor's capacity. Said ESR can be calculated as ESR = DF / wC, where w is the frequency, C is the capacity, and DF is a Dissipation Factor defined as the inverse of the resonant circuit quality factor, usually being provided by the manufacturer.
En cuanto al driver (300), sus características están supeditadas a la elección del transistor (400). Una vez elegido dicho transistor (400), las características de este MOSFET determinarán el valor de la tensión de puerta (VG), típicamente entre 8 y 12 V. Además, el paralelo de la capacidad puerta-drenador (CGD) y de la capacidad puerta-fuente (CGS) determinarán el pico de corriente necesario para cargar la puerta en cada pulso. Típicamente, será necesario un pico de corriente mayor de 1 A. Por tanto, se selecciona un driver (300) con unos tiempos de subida menores o similares a los del transistor (400), que puede operar con pulsos entre 0 V y VG, y capaz de dar la corriente necesaria para cargar la puerta (típicamente mayor de 2 A).As for the driver (300), its characteristics are subject to the choice of transistor (400). Once said transistor (400) is chosen, the characteristics of this MOSFET will determine the value of the gate voltage (VG), typically between 8 and 12 V. In addition, the parallel of the door-drain capacity (CGD) and the capacity Door-source (CGS) will determine the peak current needed to charge the door at each pulse. Typically, a current peak greater than 1 A will be necessary. Therefore, a driver (300) is selected with a rise times less than or similar to those of the transistor (400), which can operate with pulses between 0 V and VG, and capable of giving the current necessary to charge the door (typically greater than 2 A).
La figura 7 muestra el diagrama de bloques de una posible implementación del driver (300) del transistor (400), pudiendo utilizarse para ello drivers comerciales conocidos en el estado de la técnica. La señal del puerto de entrada (vi) se amplifica mediante un amplificador con histéresis (370), cuya salida alimenta a una primera puerta AND (380). Dicha puerta AND (380) tiene una segunda entrada negada, a la que se conecta una salida de un primer módulo de bloqueo de subtensión (320, del inglés ‘undervoltage lockout’). La salida de la primera puerta AND (380) se conecta con la entrada de un módulo de desplazamiento de nivel (390, del inglés ‘level shifter’). La salida de dicho módulo de desplazamiento de nivel (390) se conecta a su vez a la entrada de una segunda puerta AND (340), en cuya entrada negada se conecta la salida de un segundo módulo de bloqueo de subtensión (330). Finalmente, la salida de la segunda puerta AND (340) se amplifica en un amplificador (350) para obtener la señal que se transmite al puerto de salida (vo). El driver (300) comprende asimismo un condensador (360) entre el puerto de valor mínimo (vmin) y puerto de valor máximo (vmax). Asimismo, comprende un diodo zener (310) entre el puerto de alimentación de driver (vcc) y el puerto de valor máximo (vmax).Figure 7 shows the block diagram of a possible implementation of the driver (300) of the transistor (400), being able to use commercial drivers known in the prior art. The signal from the input port (vi) is amplified by an amplifier with hysteresis (370), whose output feeds to a first AND gate (380). Said AND gate (380) has a second input denied, to which an output of a first undervoltage lock module (320, from the English 'undervoltage lockout') is connected. The output of the first AND gate (380) is connected to the input of a level shifting module (390, from the English level shifter). The output of said level shift module (390) is in turn connected to the input of a second AND gate (340), at whose input Denied the output of a second undervoltage blocking module (330) is connected. Finally, the output of the second AND gate (340) is amplified in an amplifier (350) to obtain the signal that is transmitted to the output port (vo). The driver (300) also comprises a capacitor (360) between the minimum value port (vmin) and maximum value port (vmax). It also comprises a zener diode (310) between the driver power port (vcc) and the maximum value port (vmax).
Finalmente, la figura 8 muestra esquemáticamente las pistas de conexión de los elementos al instalarse en una PCB (500). Preferentemente, se trata de una PCB (500) de clase V con plano de masa en ambas caras, conectores BNC para el puerto de monitorización (vm) y el puerto de disparo (vtr), y extensiones laterales (510) para conexionado con los puertos de la pila de diodos (100). En particular, en un ejemplo de implementación, puede implementarse en una PCB (500) con un dieléctrico FR-4, si bien el experto podrá entender que puede implementarse asimismo en otros materiales, preferiblemente de igual o mayor permeabilidad eléctrica.Finally, Figure 8 shows schematically the connection tracks of the elements when installed on a PCB (500). Preferably, it is a class V PCB (500) with ground plane on both sides, BNC connectors for the monitoring port (vm) and the trip port (vtr), and side extensions (510) for connection with the diode stack ports (100). In particular, in an implementation example, it can be implemented on a PCB (500) with a FR-4 dielectric, although the expert can understand that it can also be implemented in other materials, preferably of equal or greater electrical permeability.
Con el fin de reducir la inductancia de las pistas por las que circula la corriente de diodo (id), las pistas conectadas a dichas extensiones laterales (510) presentan una mayor anchura y una longitud mínima dentro de lo permitido por la morfología de los componentes. En particular, en el esquema de la figura 8 puede observarse una primera pista (520) con una primera anchura (d1) que une el primer puerto de control (vd1) a los primeros condensadores (C1); una segunda pista (530) con la misma primera anchura (d1) que une el primer puerto de control (vd1) al transistor (400); una tercera pista (540) con una segunda anchura (d2) que une la cuarta resistencia (R4) al primer puerto de alimentación (vDd); y una cuarta pista (550) con una tercera anchura (d3) que une el segundo puerto de alimentación (vg) y el driver (300). Como puede observarse, la primera anchura (d1) es mayor que la segunda anchura (d2), siendo la segunda anchura a su vez mayor que la tercera anchura (d3).In order to reduce the inductance of the tracks through which the diode current (id) circulates, the tracks connected to said lateral extensions (510) have a greater width and a minimum length than allowed by the morphology of the components . In particular, in the scheme of Figure 8 a first track (520) with a first width (d1) can be observed that joins the first control port (vd1) to the first capacitors (C1); a second track (530) with the same first width (d1) that joins the first control port (vd1) to the transistor (400); a third track (540) with a second width (d2) that joins the fourth resistor (R4) to the first power port ( v Dd); and a fourth track (550) with a third width (d3) that joins the second power port (eg) and the driver (300). As can be seen, the first width (d1) is greater than the second width (d2), the second width being in turn greater than the third width (d3).
Asimismo, las pistas por las que circula la corriente de diodo (id) se diseñan para que tengan la la referencia de tierra lo más cerca posible de todos sus puntos. Por este motivo, se selecciona preferiblemente el plano de masa en ambas caras, con una separación entre caras lo más estrecha posible. Alternativamente, puede utilizarse un sustrato de menor altura o introducirse caras adicionales intermedias.Also, the tracks through which the diode current (id) circulates are designed to have the ground reference as close as possible to all its points. For this reason, the plane of mass on both sides is preferably selected, with a spacing between faces as narrow as possible. Alternatively, a lower height substrate may be used or additional intermediate faces may be introduced.
El experto en la materia podrá entender que la invención ha sido descrita según algunas realizaciones preferentes de la misma, pero que múltiples variaciones pueden ser introducidas en dichas realizaciones preferentes, sin salir del objeto de la invención tal y como ha sido reivindicada. The person skilled in the art may understand that the invention has been described according to some preferred embodiments thereof, but that multiple variations may be introduced into said preferred embodiments, without departing from the object of the invention as claimed.
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