ES2597878B2 - Procedure of transmission and estimation of arrival time in acoustic location systems based on DFT-S-DMT modulation - Google Patents
Procedure of transmission and estimation of arrival time in acoustic location systems based on DFT-S-DMT modulation Download PDFInfo
- Publication number
- ES2597878B2 ES2597878B2 ES201500540A ES201500540A ES2597878B2 ES 2597878 B2 ES2597878 B2 ES 2597878B2 ES 201500540 A ES201500540 A ES 201500540A ES 201500540 A ES201500540 A ES 201500540A ES 2597878 B2 ES2597878 B2 ES 2597878B2
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- receiver
- signal
- arrival
- acoustic
- dmt
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S5/00—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations
- G01S5/18—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations using ultrasonic, sonic, or infrasonic waves
- G01S5/30—Determining absolute distances from a plurality of spaced points of known location
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
En esta invención se propone el empleo de una modulación por multitono discreto, ensanchado por transformada discreta de Fourier (DFT-S-DMT, Discrete Fourier Transform-Spread-Discrete Multitone Modulation) no coherente, conjuntamente con una técnica de estimación de la velocidad relativa emisor/receptor, para su aplicación en sistemas de localización acústicos. Con ello se permite realizar un ajuste eficiente del ancho de banda disponible para emisión así como compensar el efecto Doppler a partir de la estimación realizada de la velocidad. Con esta invención se mitigan también los problemas de las modulaciones multiportadora como la multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM, Orthogonal Frequency-Division Multiplexing), que aunque permiten adaptar el ancho de banda de las señales a transmitir de forma eficiente, requieren la recuperación de reloj en el receptor y amplificar unas señales generadas que sufren de una elevada relación pico-valor medio de potencia (PAPR, Peak-to-Average Power Ratio).This invention proposes the use of a discrete multitone modulation, spread by discrete Fourier transform (DFT-S-DMT, Discrete Fourier Transform-Spread-Discrete Multitone Modulation) in conjunction with a relative velocity estimation technique transmitter / receiver, for application in acoustic location systems. This allows an efficient adjustment of the available bandwidth for broadcasting as well as compensating the Doppler effect from the estimated speed. With this invention, the problems of multi-carrier modulations such as orthogonal frequency division multiplexing (OFDM, Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) are also mitigated, although although they allow adapting the bandwidth of the signals to be transmitted efficiently, they require recovery clock on the receiver and amplify generated signals that suffer from a high peak-to-average power ratio (PAPR).
Description
- PROCEDIMIENTO DE TRANSMISiÓN Y DE ESTIMACiÓN DEL TIEMPO DE LLEGADA EN SISTEMAS PROCEDURE FOR TRANSMISSION AND ESTIMATION OF THE ARRIVAL TIME IN SYSTEMS
- DE LOCALIZACiÓN ACÚSTICOS BASADOS EN MODULACiÓN DFT-S-DMT ACOUSTIC LOCATION BASED ON MODULATION DFT-S-DMT
- 5 5
- SECTOR DE LA TÉCNICA SECTOR OF THE TECHNIQUE
- La invención pertenece al área técnica de la tecnología electrónica y de las The invention belongs to the technical area of electronic technology and
- comunicaciones. Dentro de este área, y atendiendo a su aplicación, se encuadra en el communications Within this area, and according to its application, it is framed in the
- campo de los sistemas sensoriales acústicos. field of acoustic sensory systems.
- 10 10
- ESTADO DE LA TÉCNICA STATE OF THE TECHNIQUE
- Los sistemas de localización acústicos actuales basados en la detección del instante de Current acoustic location systems based on instant detection of
- llegada, emplean habitualmente técnicas de espectro ensanchado por secuencia directa On arrival, they usually employ direct sequence spread spectrum techniques
- (DSSS, Direct-Sequence Spread Spectrum), las cu ales permiten mitigar los problemas (DSSS, Direct-Sequence Spread Spectrum), which allow mitigating problems
- 1S 1S
- que presentaban los primeros sistemas de medición de distancias basados en la that presented the first distance measurement systems based on the
- detección de envolvente de la señal recibida [J. Borenstein y Y. Koren. Obstacle envelope detection of the received signal [J. Borenstein and Y. Koren. Obstacle
- avoidanee wilh u/lrasonie sensors. IEEE Journal 01 Robotics and Automation. 4(2): 213avoidanee wilh u / lrasonie sensors. IEEE Journal 01 Robotics and Automation. 4 (2): 213
- 218, 1988]. Estos problemas son la alta sensibilidad frente al ruido, escasa veracidad en 218, 1988]. These problems are high sensitivity to noise, poor accuracy in
- las estimaciones de instantes de llegada e incapacidad para acceder simultáneamente al estimates of instants of arrival and inability to simultaneously access the
- 20 twenty
- mismo canal por más de un emisor. same channel for more than one transmitter.
- El primer sistema de localización acústico basado en técnicas DSSS fue propuesto en [M. The first acoustic location system based on DSSS techniques was proposed in [M.
- Hazas y A.Ward. A high performance privacy-orienled location system. En Proc. of the 1st Hazas and A.Ward. A high performance privacy-orienled location system. In Proc. of the 1st
- IEEE Inlernalional Conference on Pervasive Computing and Communications (PerCom IEEE Inlernalional Conference on Pervasive Computing and Communications (PerCom
- 25 25
- 2003). páginas 216-223. Dalias (Estados Unidos). marzo 2003.1. el cual se basaba en el 2003). pages 216-223. Dahlias (United States). March 2003.1. which was based on the
- empleo de secuencias pseudoaleatorias para modular en modulación por desplazamiento use of pseudorandom sequences to modulate in displacement modulation
- de fase binaria (BPSK, Binary Phase Shift-Keying) una portadora senoidal y estimar el of binary phase (BPSK, Binary Phase Shift-Keying) a sinusoidal carrier and estimate the
- tiempo de llegada mediante correlación. Desde entonces, este tipo de esquema de Arrival time by correlation. Since then, this type of scheme
- transmisión/detección en los sistemas de localización acústicos se ha popularizado en los transmission / detection in acoustic location systems has become popular in
- 30 30
- últimos años, existiendo numerosos trabajos que emplean este tipo de técnicas. In recent years, there are numerous jobs that use this type of technique.
- No obstante, estos esquemas siguen presentando ciertos inconvenientes como son la However, these schemes continue to present certain drawbacks such as the
- dificultad para limitar las emisiones dentro de la banda de paso de los transductores y la difficulty limiting emissions within the transducer pass band and the
- baja robustez frente al desplazamiento Doppler, según el tipo de secuencia low robustness against Doppler shift, depending on the type of sequence
- pseudoaleatoria empleada [J. A. Paredes, T. Aguilera, F. J. Alvarez, J. Lozano y J. pseudorandom used [J. A. Paredes, T. Aguilera, F. J. Alvarez, J. Lozano and J.
- Morera. Ana/ysis of Doppler Effecl on the Pulse Compression of Oifferent Codes Emitted Mulberry. Ana / ysis of Doppler Effecl on the Pulse Compression of Oifferent Codes Emitted
- by an Ultrasonie LPS, Sensors, vol. 11 , no. 11 , pp. 10765-10784, Noviembre 2011], [D. F. by an Ultrasonie LPS, Sensors, vol. 11, no. 11, pp. 10765-10784, November 2011], [D. F.
- Albuquerque, J. M. N. Vieira, S. 1. Lopes, e. A. e. Bastos, P. J. S. G. Ferreira, Indoor Albuquerque, J. M. N. Vieira, S. 1. Lopes, e. A. e. Bastos, P. J. S. G. Ferreira, Indoor
- S S
- acoustic simulator for ultrasonic broadband signals with Doppler effecl. Journal of Applied acoustic simulator for ultrasonic broadband signals with Doppler effecl. Journal of Applied
- Acoustics, Volume 97, October 2015, Pages140-151]. Acoustics, Volume 97, October 2015, Pages140-151].
- Esto es especialmente importante en sistemas de localización en los que se hace uso This is especially important in location systems in which use is made.
- del micrófono de teléfonos inteligentes como receptor, en los que el ancho de banda of the smartphone microphone as a receiver, in which the bandwidth
- 10 10
- empleado es bastante limitado y el usuario puede encontrarse en movimiento. En estos Employee is quite limited and the user can be on the move. In these
- sistemas, la modulación empleada suele ser espectro ensanchado por Chirp (CSS, Chirp systems, the modulation used is usually spectrum spread by Chirp (CSS, Chirp
- Spread Spectrum), en los cuales se debe emplear un protocolo de comunicación de alto Spread Spectrum), in which a high communication protocol must be used
- nivel para determinar el instante de llegada. level to determine the moment of arrival.
- 15 fifteen
- Finalmente existe un número limitado de trabajos en los que se hace uso de Finally there is a limited number of jobs in which use is made of
- modulaciones multiportadora en sistemas de localización acústicos. En ellos se utiliza la Multi-carrier modulations in acoustic location systems. They use the
- técnica de espectro ensanchado por salto en frecuencia (FHSS, Frequency-Hoppíng frequency hopping spread spectrum technique (FHSS, Frequency-Hoppíng
- Spread Spectrum) [M. M. Saad, C. J. Bleakley, S. Dobson. Robusl High-Accuracy Spread Spectrum) [M. M. Saad, C. J. Bleakley, S. Dobson. Robusl High-Accuracy
- Ultrasonic Range Measurement System. IEEE Trans. Instrumentation and Measurement, Ultrasonic Range Measurement System. IEEE Trans. Instrumentation and Measurement,
- 20 twenty
- 60(10):3334-3341] o bien multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM, 60 (10): 3334-3341] or orthogonal frequency division multiplexing (OFDM,
- Orlhagonal Frequency-Division Multiplexing) con dos únicas portadoras donde el tiempo Orlhagonal Frequency-Division Multiplexing) with only two carriers where time
- de llegada se estima mediante diferencias de fase [A. Ens, L M. Reindl, J. Bordoy y J. of arrival is estimated by phase differences [A. Ens, L M. Reindl, J. Bordoy and J.
- Wendeberg. Unsynchronizafed Ultrasaund System for TOOA Localization. En Proc. of the Wendeberg Unsynchronizafed Ultrasaund System for TOOA Localization. In Proc. of the
- International Conference on Indoor Positioning and Indoor Navigation, pp. 1-9, 2014]. En International Conference on Indoor Positioning and Indoor Navigation, pp. 1-9, 2014]. In
- 25 25
- ellos se asume el receptor estático y no se considera los efectos adversos del efecto they assume the static receptor and the adverse effects of the effect are not considered
- Doppler en este tipo de modulaciones a excepción de [e. Bleakley, M. Taylor. System Doppler in this type of modulations except for [e. Bleakley, M. Taylor. System
- and melhod for tracking a range af moving object. WO 2014131894 A2] donde se emplea and melhod for tracking a range af moving object. WO 2014131894 A2] where it is used
- FHSS para el seguimiento de objetos. FHSS for object tracking.
- 30 30
- El uso de OFDM en sistemas de localización acústicos permite ajustar de forma eficiente The use of OFDM in acoustic location systems allows to adjust efficiently
- el ancho de banda de la señal modulada a la respuesta en frecuencia del transductor, así the bandwidth of the modulated signal to the frequency response of the transducer, as well
- como una implementación eficiente mediante transformada inversa/directa y rápida de as an efficient implementation through inverse / direct and fast transformation of
- Fourier (IFFT/FFT, Inverse Fast Fourier TransformlFast Fauner Transfarm). No obstante, Fourier (IFFT / FFT, Inverse Fast Fourier TransformlFast Fauner Transfarm). However,
- OFDM presenta ciertas limitaciones para sistemas de localización acústicos. En primer OFDM has certain limitations for acoustic location systems. In first
lugar, la necesidad de emplear un modulador en cuadratura a la salida de la IFFT para transmitir la salida compleja en la banda de frecuencia deseada. Siendo por tanto imprescindible la recuperación del reloj (estimación de la fase y frecuencia del oscilador local) para reconstruir de forma efectiva la señal recibida, lo cual introduce cierta complejidad en el receptor. En el caso de realizar la demodulación no coherente mediante correlación con las portadoras en fase y cuadratura, se degrada la estimación del tiempo de llegada, siendo por tanto menos evidentes sus ventajas frente a sistemas de posicionamiento basados en DSSS. instead, the need to use a quadrature modulator at the output of the IFFT to transmit the complex output in the desired frequency band. It is therefore essential to recover the clock (estimation of the phase and frequency of the local oscillator) to effectively reconstruct the received signal, which introduces some complexity in the receiver. In the case of non-coherent demodulation by correlation with the carriers in phase and quadrature, the estimation of the arrival time is degraded, therefore its advantages are less evident compared to positioning systems based on DSSS.
En segundo lugar, OFDM puede presentar una elevada relación pico-valor medio de potencia (PAPR, Peak-to-Average Power Ratio) a la salida del modulador, lo cual reduce la relación señal a ruido de cuantización (SQNR, Signal-to-Quantization-Noise Ratio) del conversor digital-analógico así como la eficiencia del amplificador empleado a la entrada del transductor. Todo ello conlleva una menor relación señal-ruido en el receptor, dando lugar a una mayor tasa de errores en la estimación del instante de llegada, pese a los esfuerzos de algunas investigaciones (D. F. Albuquerque, J. M. N. Vieira, S. 1. Lopes, C. Second, OFDM can have a high peak-to-average power ratio (PAPR) at the output of the modulator, which reduces the signal to quantization noise ratio (SQNR, Signal-to- Quantization-Noise Ratio) of the digital-analog converter as well as the efficiency of the amplifier used at the input of the transducer. All this entails a lower signal-to-noise ratio in the receiver, resulting in a higher rate of errors in the estimation of the time of arrival, despite the efforts of some investigations (DF Albuquerque, JMN Vieira, S. 1. Lopes, C .
A. C. Bastos, P. J. S. G. Ferreira, OFDM Pulse Des;gn w;th Low PAPR far Ultrasan;c Location and Positioning Systems. En Proc. 2013 International Conference on Indoor Positioning and Indoor Navigation (IPIN 2013)]. A. C. Bastos, P. J. S. G. Ferreira, OFDM Pulse Des; gn w; th Low PAPR far Ultrasan; c Location and Positioning Systems. In Proc. 2013 International Conference on Indoor Positioning and Indoor Navigation (IPIN 2013)].
La presente invención presenta un procedimiento de transmisión y de detección del instante de llegada para sistemas de localización acústicos basados en una modulación por multitono discreto, ensanchado por transformada discreta de Fourier (OFT-S-DMT, Oiserete Fourier Transform -Spread -Discrete Multitone Modulation) no coherente, la cual conserva las ventajas de OFOM al tiempo que reduce el PAPR de la sefial a transmitir y evita el uso de moduladores en cuadratura. Asimismo el procedimiento propuesto permite mejorar la detección del tiempo de llegada mediante la estimación de la velocidad del receptor y la compensación del efecto Ooppler. The present invention presents a method of transmission and detection of the arrival time for acoustic location systems based on a discrete multitone modulation, spread by discrete Fourier transform (OFT-S-DMT, Oiserete Fourier Transform-Spread -Discrete Multitone Modulation ) non-coherent, which retains the advantages of OFOM while reducing the PAPR of the signal to be transmitted and avoids the use of quadrature modulators. Likewise, the proposed procedure allows the detection of the arrival time to be improved by estimating the speed of the receiver and compensating the Ooppler effect.
EXPLICACiÓN DE LA INVENCiÓN Esta invención presenta un procedimiento de estimación del instante de llegada de señales acústicas para sistemas de localización, basado en una modulación OFT-S-OMT no coherente y capaz de compensar el efecto Doppler. El sistema de localización contemplado está formado por un número N, (N?:.1 ) de estructuras de posicionamiento (lPS, Local Positioning Syslem) compuestas a su vez por un conjunto de al menos 3 balizas emisoras. Éstas transmiten de forma simultánea o multiplexada en el tiempo, secuencias moduladas en OFT-S-DMT para posicionar un elemento móvil dentro del área de cobertura de los LPS mediante multilateración hiperbólica (sin sincronismo entre balizas y elemento móvil) o esférica (con sincronismo entre balizas y elemento móvil). Asimismo en el sistema de localización de la invención, es necesario el sincronismo entre balizas de un mismo LPS, siendo innecesario dicho sincronismo entre balizas de distintos LPS. EXPLANATION OF THE INVENTION This invention presents a procedure for estimating the instant of arrival of acoustic signals for location systems, based on a non-coherent OFT-S-OMT modulation capable of compensating for the Doppler effect. The contemplated location system is formed by a number N, (N?:. 1) of positioning structures (lPS, Local Positioning Syslem) composed in turn by a set of at least 3 emitting beacons. These transmit simultaneously or multiplexed in time, sequences modulated in OFT-S-DMT to position a mobile element within the coverage area of the LPS by hyperbolic multilateration (without synchronization between beacons and mobile element) or spherical (with synchronism between beacons and mobile element). Also in the location system of the invention, synchronism between beacons of the same LPS is necessary, said synchronism between beacons of different LPS being unnecessary.
La Modulación por Multitono Discreto (DMT, Discrele Mulfitone Modulation) se define como: Discrete Multitone Modulation (DMT) is defined as:
2M-1 2M-1
7:,[lI J == ¿ fq [m] · Jh",,,/Ud: n = O, .. . , 2M -1 7:, [l J == ¿fq [m] · Jh ",,, / Ud: n = O, ..., 2M -1
m=O m = O
Donde fq{m] es el símbolo transmitido en la sub-banda m y cumple la propiedad de simetría hermítica, f,[2M-m[ = f,[ml"; ',[mI" es el complejo conjugado de f,[m] ; M es el número total de canales de idéntico ancho de banda en los que se divide el espectro entre O y FJ2; Fs la frecuencia de muestreo del emisor y Tq{n] es la salida del modulador DMT en banda base de duración 2M muestras. Este tipo de modulación puede implementarse de forma eficiente mediante una IFFT de 2M puntos. Where fq {m] is the symbol transmitted in the subband my and meets the property of hermetic symmetry, f, [2M-m [= f, [ml "; ', [mI" is the conjugate complex of f, [m ]; M is the total number of channels of identical bandwidth into which the spectrum is divided between O and FJ2; Fs the emitter's sampling frequency and Tq {n] is the DMT modulator output in baseband of 2M samples duration. This type of modulation can be implemented efficiently using a 2M point IFFT.
En esta invención se emplean secuencias Zadoff-Chu para la estimación del tiempo de llegada; no obstante podría emplearse cualquier otro tipo de secuencias con buenas propiedades de correlación. Las secuencias Zadoff-Chu se definen como: In this invention Zadoff-Chu sequences are used to estimate the arrival time; however, any other type of sequence with good correlation properties could be used. Zadoff-Chu sequences are defined as:
donde Llzc es un número impar igual a la longitud de la secuencia y q es un número entero conocido como raíz. Por tanto, Sq[~ es la secuencia Zadoff-Chu generada con la raíz q y asignada a la entrada del modulador DMT para un emisor dado. Para alojar la secuencia en la banda de paso del transductor, cada bit de la secuencia Zadoff-Chu debe introducirse en los canales de la IFFT que se corresponde con las frecuencias de interés, mientras que el resto de canales deben ponerse al valor O. Por tanto, el símbolo de where Llzc is an odd number equal to the length of the sequence and q is an integer known as root. Therefore, Sq [~ is the Zadoff-Chu sequence generated with the root q and assigned to the DMT modulator input for a given emitter. To accommodate the sequence in the transducer's passband, each bit of the Zadoff-Chu sequence must be entered in the IFFT channels that corresponds to the frequencies of interest, while the rest of the channels must be set to the O value. both the symbol of
entrada al modulador DMT, tras aplicar la simetría hermítica es igual al siguiente vector de longitud 2M: DMT modulator input, after applying hermetic symmetry is equal to the following 2M length vector:
I, [m[ = [O, .. .. O,s;[O[, ... ,s;[L,zc -1],s,[L,zc -1], ... ,s,[0[,0, ... ,0[ I, [m [= [O, .. .. O, s; [O [, ..., s; [L, zc -1], s, [L, zc -1], ..., s , [0 [, 0, ..., 0 [
Es posible generar una familia de secuencias Zadoff-Chu con bajas correlaciones cruzadas si la diferencia de raíces q para cada par de secuencias es un número primo relativo a la longitud L1zc. Esto se puede conseguir de forma sencilla si Llze es un número primo impar, pennitiendo de esta forma generar hasta L1zc -1 secuencias para las raices q={1 , "', L'lO -1}. It is possible to generate a family of Zadoff-Chu sequences with low cross correlations if the difference in roots q for each pair of sequences is a prime number relative to the length L1zc. This can be achieved easily if Llze is an odd prime number, thus allowing to generate up to L1zc -1 sequences for the roots q = {1, "', L'lO -1}.
Con el fin de minimizar el PAPR de la señal modulada en DMT, esta invención emplea OFT-S-DMT, la cual se puede expresar como: In order to minimize the PAPR of the DMT modulated signal, this invention employs OFT-S-DMT, which can be expressed as:
2M-l 2M-l
T,/ [n] = 2..: Fq[m] . cj27fm../ 2lo.l; 11 = O, . . . , 2M T, / [n] = 2 ..: Fq [m]. cj27fm ../ 2lo.l; 11 = O,. . . , 2M
7,,=0 7 ,, = 0
Donde FII[m] es igual a: Where FII [m] is equal to:
F, [m) = ]0..... 0, 5;[0[, ... , 5; [LlZc -1], 5,,]LIZC -1[' ... ,5,[0],0, ... , O] F, [m) =] 0 ..... 0, 5; [0 [, ..., 5; [LlZc -1], 5 ,,] LIZC -1 ['..., 5, [0], 0, ..., O]
y Sq[k) , OS k S L,lO -1, representa la transformada discreta de Fourier de la secuencia Zadoff-Chu Sq[n, definida como: and Sq [k), OS k S L, 10 -1, represents the discrete Fourier transform of the sequence Zadoff-Chu Sq [n, defined as:
I:.lzc-t I: .lzc-t
Sq[k] = L 8'1[IJ. ,::-j27<1;1/1:.1"" Sq [k] = L 8'1 [IJ. , :: - j27 <1; 1/1: .1 ""
¡",o ",or
Donde Llze < M. Por tanto, cada una de las balizas del sistema de localización acústico transmite por un modulador DMT las secuencias Zadoff-Chu en el dominio de la frecuencia, tras realizar una FFT de Llze puntos y reordenar los canales a la entrada del modulador. Estas transformaciones constituyen en su conjunto la modulación DFT-SDMT, la cual introduce de forma similar a las técnicas DSSS de portadora única, una ganancia de proceso igual a MILlze. No obstante, la modulación DFT-S-DMT conserva las ventajas de las modulaciones multiportadora, pudiendo ajustar el ancho de banda de la Where Llze <M. Therefore, each of the beacons of the acoustic location system transmits the Zadoff-Chu sequences in the frequency domain through a DMT modulator, after performing a FFT of Llze points and rearranging the channels at the entrance of the modulator These transformations together constitute DFT-SDMT modulation, which introduces similarly to single carrier DSSS techniques, a process gain equal to MILlze. However, DFT-S-DMT modulation retains the advantages of multi-carrier modulations, being able to adjust the bandwidth of the
- señal transmitida al ancho de banda del transductor, así como realizar la igualación de señal en el dominio de la frecuencia de forma eficiente. Nótese que en el caso en que L1zc = M, la modulación OFT-S-DMT se reduce a la modulación DMT. signal transmitted to the bandwidth of the transducer, as well as perform the signal equalization in the frequency domain efficiently. Note that in the case where L1zc = M, the OFT-S-DMT modulation is reduced to the DMT modulation.
- S 10 S 10
- Dada la auto-correlación periódica ideal de las secuencias Zadoff-Chu de longitud Llzc un número primo impar, este tipo de secuencias tiene una densidad espectral de potencia constante, reduciendo por tanto el PAPR de la señal transmitida. Por tanto, la modulación OFT-S-DMT mantiene las ventajas de OFDM para sistemas de localización acústicos, al tiempo que minimiza el PAPR (minimizando por tanto el consumo de las balizas) y permite realizar la detección del tiempo de llegada de forma no coherente. Given the ideal periodic self-correlation of the Zadoff-Chu sequences of length Llzc an odd prime number, this type of sequences has a constant power spectral density, thereby reducing the PAPR of the transmitted signal. Therefore, the OFT-S-DMT modulation maintains the advantages of OFDM for acoustic location systems, while minimizing the PAPR (thus minimizing the consumption of the beacons) and allows the detection of the arrival time in a non-coherent way .
- 15 fifteen
- La estimación en el receptor del instante de llegada de las secuencias moduladas en DFT -S-DMT y transmitidas simultáneamente por las balizas de cada uno de los LPS se calcula siguiendo la siguiente métrica para cada una de las señales transmitidas: The estimate at the receiver of the moment of arrival of the sequences modulated in DFT -S-DMT and transmitted simultaneously by the beacons of each of the LPS is calculated following the following metric for each of the transmitted signals:
,,
[' 11'(;-1 ['11' (; - 1
P(d) ~ P (d) ~
I: n[H m[ . S; [mi I: n [H m [. S; [me
",,,,,o ",,,,,or
donde R[m] es la señal recibida demodulada, obtenida tras realizar las siguientes operaciones: where R [m] is the demodulated received signal, obtained after performing the following operations:
20 1. FFT de una ventana deslizante de 2M puntos de la señal recibida, afectada por la respuesta en frecuencia del transductor y el canal acústico. El comienzo de la ventana deslizante aplicada para la detección de la secuencia transmitida queda definido por el índice d. 20 1. FFT of a sliding window of 2M points of the received signal, affected by the frequency response of the transducer and the acoustic channel. The beginning of the sliding window applied for the detection of the transmitted sequence is defined by the index d.
2. Selección a la salida de la FFT de los canales empleados durante la transmisión. 2. Selection at the exit of the FFT of the channels used during the transmission.
El instante de llegada de la señal acústica estimada (ti) puede expresarse como: The moment of arrival of the estimated acoustic signal (ti) can be expressed as:
d= argmax P(d) d = argmax P (d)
30 La métrica P(d) puede realizarse de forma equivalente en el dominio del tiempo mediante un banco de oorreladores acoplados a cada una de las señales transmitidas por las balizas, Tq[n] , y calculando la envolvente del resultado mediante la transformada de Hilbert. 30 The metric P (d) can be carried out in an equivalent manner in the time domain by means of a bank of orereladores coupled to each of the signals transmitted by the beacons, Tq [n], and calculating the envelope of the result by the Hilbert transform .
Una vez realizada la estimación del instante de llegada de cada una de las señales transmitidas por el LPS (d), es posible estimar la velocidad lineal del receptor debido a la expansión/compresión de la señal acústica producida por efecto Doppler. Siendo T5 el periodo de muestreo de las señales transmitidas por cada una de las balizas, Tq(n), el movimiento relativo emisor-receptor tiene el efecto equivalente al remuestreo de la señal con un periodo Td expresado como: Once the estimation of the time of arrival of each of the signals transmitted by the LPS (d) has been made, it is possible to estimate the linear speed of the receiver due to the expansion / compression of the acoustic signal produced by Doppler effect. Since T5 is the sampling period of the signals transmitted by each of the beacons, Tq (n), the relative transmitter-receiver movement has the effect equivalent to resampling the signal with a period Td expressed as:
Donde v/e, referenciado como a en adelante, se corresponde con el factor de expansión/compresión de la señal recibida debido al efecto Doppler. Where v / e, referenced as a hereafter, corresponds to the expansion / compression factor of the received signal due to the Doppler effect.
Suponiendo que la velocidad relativa emisor-receptor es constante durante el tiempo en que transcurre la emisión de dos periodos de Tq[n), el factor de compresión puede expresarse como: Assuming that the relative emitter-receiver velocity is constant during the time in which the emission of two periods of Tq [n) elapses, the compression factor can be expressed as:
Donde Le es el periodo de emisión en muestras de las señales transmitidas por las balizas y Lr es la duración en muestras de un periodo de la señal recibida, afectada por el efecto Doppler. En esta invención, la estimación Lr se realiza a partir del cálculo del número de muestras entre correlaciones de dos periodos consecutivos de la señal recibida con cada Tq[n] . Por tanto, por cada correlador acoplado a cada señal Tq(n], se estima una velocidad lineal a partir del factor a. Con el fin de reducir los errores en la estimación, es posible calcular la media de la velocidad lineal estimada por cada uno de los correladores acoplados a cada baliza. Where Le is the period of emission in samples of the signals transmitted by the beacons and Lr is the duration in samples of a period of the received signal, affected by the Doppler effect. In this invention, the estimate Lr is made from the calculation of the number of samples between correlations of two consecutive periods of the received signal with each Tq [n]. Therefore, for each correlator coupled to each signal Tq (n), a linear velocity is estimated from the factor A. In order to reduce the errors in the estimation, it is possible to calculate the average of the estimated linear velocity for each of the runners coupled to each beacon.
Finalmente, el desplazamiento Doppler estimado puede compensarse mediante el remuestreo de la señal de entrada o mediante filtros de mínima varianza. Finally, the estimated Doppler offset can be compensated by resampling the input signal or by filters of minimum variance.
DESCRIPCiÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 muestra el diagrama de bloques del sistema de localización acústico contemplado en la invención. DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Figure 1 shows the block diagram of the acoustic location system contemplated in the invention.
la Figura 2 muestra el diagrama de bloques del procesado requerido para la generación de las señales a emitir por cada baliza así como las transformaciones sufridas debidas al filtrado del transductor (2.5) y del canal acústico (2.6), junto con el algoritmo de detección del instante de llegada. Figure 2 shows the block diagram of the processing required for the generation of the signals to be emitted by each beacon as well as the transformations suffered due to the filtering of the transducer (2.5) and the acoustic channel (2.6), together with the algorithm of detection of the instant of arrival
La Figura 3 muestra el diagrama de bloques de la realización preferente del módulo de correlación (2.9) sin considerar el efecto de filtrado del transductor ni del canal acústico. Figure 3 shows the block diagram of the preferred embodiment of the correlation module (2.9) without considering the filtering effect of the transducer or the acoustic channel.
La Figura 4 muestra un esquemático del procedimiento de estimación del factor de expansión/compresión de la señal recibida debido al efecto Doppler. Figure 4 shows a schematic of the procedure for estimating the expansion / compression factor of the received signal due to the Doppler effect.
MODO DE REALIZACiÓN Tal y como se muestra en el diagrama de bloques del sistema de localización acústico de la invención, Figura 1, éste está formado por un número N de estructuras de localización (1 .1), cada una de ellas con áreas de cobertura que pueden solaparse entre si (1 .2) (1 .3) (1 .4). En este sistema, un elemento móvil (1.5), con independencia de otros que puedan posicionarse simultáneamente, es capaz de adquirir las señales acústicas de los LPS, posicionarse y seguir rutas de navegación (1 .6) dentro del área de cobertura del sistema global MODE OF EMBODIMENT As shown in the block diagram of the acoustic location system of the invention, Figure 1, this is formed by a number N of location structures (1 .1), each with coverage areas that can overlap each other (1 .2) (1 .3) (1 .4). In this system, a mobile element (1.5), regardless of others that can be positioned simultaneously, is capable of acquiring the acoustic signals of the LPS, positioning and following navigation routes (1 .6) within the coverage area of the global system
Las secuencias Zadoff-Chu son transformadas al dominio de la frecuencia mediante una FFT de L,ze punlos (2.1 ), posteriormente la salida de la misma se reordena de modo que se cumpla con la propiedad de simetria hermítica y se transmita a las frecuencias de paso de los transductores (2.2). Las secuencias se transforman de nuevo al dominio del tiempo mediante una IFFT de M puntos (2.3) y se pasa a través de un conversor serieparalelo (2.4) el cual introduce zero-padding para separar las emisiones consecutivas. La señal a emitir por cada baliza, Tq[n] es filtrada por el transductor (2.5) y afectada por la respuesta impulsiva del canal (2.6a) y ruido (2.6b). En el receptor, la señal recibida y digitalizada pasa a través de un conversor serie-paralelo para realizar la FFT de M muestras de la señal de entrada; a la salida de la misma, los canales en los que se introdujo en el emisor la secuencia Zadoff-Chu son utilizados para calcular la métrica P(d) (2.9). La salida de dicho bloque es utilizado por un detector de picos (2.10) para estimar el instante de llegada al receptor, d, de la señal emitida Tq(n). The Zadoff-Chu sequences are transformed to the frequency domain by means of an FFT of L, ze punlos (2.1), subsequently the output of it is reordered so that the property of hermetic symmetry is fulfilled and transmitted at the frequencies of transducer passage (2.2). The sequences are transformed back to the time domain by an IFFT of M points (2.3) and passed through a parallel serial converter (2.4) which introduces zero-padding to separate consecutive emissions. The signal to be emitted by each beacon, Tq [n] is filtered by the transducer (2.5) and affected by the impulse response of the channel (2.6a) and noise (2.6b). In the receiver, the received and digitized signal passes through a serial-parallel converter to perform the FFT of M samples of the input signal; at the exit of the same, the channels in which the Zadoff-Chu sequence was introduced in the transmitter are used to calculate the metric P (d) (2.9). The output of said block is used by a peak detector (2.10) to estimate the moment of arrival at the receiver, d, of the emitted signal Tq (n).
En la Figura 3 se muestra el diagrama de bloques de la realización preferente del módulo de correlación (2.9) sin considerar el efecto de filtrado del transductor ni del canal acústico. En esta situación, la señal recibida contiene un retardo de duración desconocido The block diagram of the preferred embodiment of the correlation module (2.9) is shown in Figure 3 without considering the filtering effect of the transducer or the acoustic channel. In this situation, the received signal contains an unknown duration delay.
(3.1) y la señal transmitida Tq[n] con duración 2M muestras (3.2). Para cada Tq[n] y valor d, se realiza el producto escalar de la señal transmitida Tq[n] con una ventana deslizante de 2M muestras de la señal de entrada (3.3) con comienzo en la muestra d de la señal recibida. El máximo valor del producto escalar se producirá cuando d = d (3.4) . (3.1) and the transmitted signal Tq [n] with duration 2M samples (3.2). For each Tq [n] and d-value, the scalar product of the transmitted signal Tq [n] is made with a sliding window of 2M samples of the input signal (3.3) starting at the sample d of the received signal. The maximum value of the scalar product will occur when d = d (3.4).
Mientras, en la Figura 4, se muestra un esquemático del procedimiento de estimación del factor de expansión/compresión de la sefial recibida debido al efecto Doppler. El número de muestras entre la primera transmisión de Tq[n] (4.1) y la segunda (4.2), es conocido e igual a Le. En recepción, la separación en muestras entre el primer periodo (4.3) y el segundo (4.4) se calcula mediante la estimación del número de muestras entre los picos de correlación detectados. Esta separación en situación estática del receptor es igual a Le muestras, mientras que al estar afectado por Doppler esta separación es igual a Lr. En la Figura 4 se representa el caso particular en el que Lr es menor que Le y por tanto el receptor se acerca hacia las balizas, produciendo la compresión de la señal recibida (Td< Meanwhile, in Figure 4, a schematic of the procedure for estimating the expansion / compression factor of the received signal due to the Doppler effect is shown. The number of samples between the first transmission of Tq [n] (4.1) and the second (4.2) is known and equal to Le. On reception, the separation in samples between the first period (4.3) and the second (4.4) is calculated by estimating the number of samples between the correlation peaks detected. This separation in static situation of the receiver is equal to Le samples, while being affected by Doppler this separation is equal to Lr. Figure 4 shows the particular case in which Lr is less than Le and therefore the receiver approaches the beacons, causing compression of the received signal (Td <
Ts). También puede darse el caso de expansión de la señal recibida (Td > Ts ). Ts). There may also be the case of expansion of the received signal (Td> Ts).
Con el fin de minimizar el número de operaciones necesarias, la realización preferente de los módulos de transformadas de Fourier de la Figura 2 se basan en la FFT o en la IFFT. Por otro lado, el tamaño M de las transformadas IFFT y FFT del modulador DMT y la frecuencia de muestreo del emisor, Fs, deben escogerse teniendo en cuenta que dichos parámetros fijan el ancho de banda de cada sub-banda a un valor igual Fsl2M. Por tanto, cada una de las balizas que conforman los N LPS debe transmitir una secuencia ZadoffChu por las sub-bandas situadas dentro de la banda de paso del transductor y generadas con raíces q, cuya diferencia entre las usadas por pares de balizas sea igual a un número primo relativo a Llze; de modo que sus correlaciones cruzadas sean bajas. In order to minimize the number of operations required, the preferred embodiment of the Fourier transform modules of Figure 2 are based on the FFT or the IFFT. On the other hand, the size M of the IFFT and FFT transforms of the DMT modulator and the sampling frequency of the transmitter, Fs, must be chosen taking into account that said parameters set the bandwidth of each sub-band to an equal value Fsl2M. Therefore, each of the beacons that make up the N LPS must transmit a ZadoffChu sequence through the subbands located within the band of the transducer and generated with roots q, whose difference between those used by pairs of beacons is equal to a prime number relative to Llze; so that their cross correlations are low.
El sistema puede hacer uso de la realización preferente de la Figura 3 o bien mediante la correlación en el dominio del tiempo de la señal recibida con la señal emitida y el posterior cálculo de su envolvente con una transformada de Hilbert. The system can make use of the preferred embodiment of Figure 3 or by correlation in the time domain of the received signal with the emitted signal and the subsequent calculation of its envelope with a Hilbert transform.
o bien puede estar basado en una umbralización estática o dinámica. Asimismo, el módulo detector de picos puede proporcionar instantes absolutos de su detección, en cuyo caso es necesario una señal de sincronismo, o bien puede proporcionar los or it may be based on a static or dynamic thresholding. Likewise, the peak detector module can provide absolute moments of its detection, in which case a synchronism signal is necessary, or it can provide the
5 instantes de detección relativos a la ocurrencia de un pico de referencia. Finalmente, el procedimiento de la invención se implementa preferentemente en dispositivoS 5 detection moments related to the occurrence of a reference peak. Finally, the process of the invention is preferably implemented in devices.
programables tipo arrays de bloques lógicos programables (FPGA, Field Programmable Gale-AlTay) o procesadores digitales de señal (DSP, Digi/al Signal Processors). programmable type of programmable logic block arrays (FPGA, Field Programmable Gale-AlTay) or digital signal processors (DSP, Digi / al Signal Processors).
10 APLICACiÓN INDUSTRIAL Sistemas de localización acústicos de personas y/o objetos, Sistemas de detección de obstáculos por ultrasonidos (sonar aéreo y marino). Sistemas de evaluación no destructiva de materiales, Sistemas de comunicación acústicos. 10 INDUSTRIAL APPLICATION Acoustic location systems for people and / or objects, Ultrasonic obstacle detection systems (air and marine sonar). Systems of non-destructive evaluation of materials, Acoustic communication systems.
Claims (2)
- • •
- El uso de una modulación DFT·S·DMT para ser empleado entre un receptor y un emisor que transmite una secuencia Zadoff·Chu modulada en OFT·S· DMT, con propiedades ideales de auto·correlación periódica. The use of a DFT · S · DMT modulation to be used between a receiver and a transmitter that transmits a Zadoff · Chu sequence modulated in OFT · S · DMT, with ideal properties of periodic self · correlation.
- • •
- Ser capaz de detectar el instante de llegada de la señal emitida de forma no coherente, evitando así el uso de moduladores en cuadratura y la recuperación de fase y frecuencia de los osciladores en el receptor. Being able to detect the moment of arrival of the emitted signal in a non-coherent way, thus avoiding the use of quadrature modulators and the recovery of phase and frequency of the oscillators in the receiver.
- • •
- Minimizar el PAPR de la señal transmitida debido al factor de expansión L¡zdM empleado en el modulador y a la envolvente constante de las secuencias Zadoff-Chu, permitiendo el ahorro de batería en el sistema de emisión de señales acústicas. Minimize the PAPR of the transmitted signal due to the expansion factor L¡zdM used in the modulator and the constant envelope of the Zadoff-Chu sequences, allowing battery savings in the acoustic signal emission system.
- • •
- Permitir ajustar de forma eficiente el ancho de banda de la señal transmitida sin necesidad de aumentar la duración de la emisión y adaptarse a las frecuencias de paso del transductor acústico. Allow to efficiently adjust the bandwidth of the transmitted signal without increasing the duration of the emission and adapt to the frequencies of the acoustic transducer.
- • •
- Permitir la estimación de la velocidad relativa emisor-receptor mediante el cálculo del factor de compresión en muestras entre dos picos de correlación de periodos de emisión consecutivos, y compensar el efecto Doppler en el cálculo del instante de llegada de la señal emitida. Allow the estimation of the relative transmitter-receiver speed by calculating the compression factor in samples between two correlation peaks of consecutive emission periods, and compensate for the Doppler effect in the calculation of the moment of arrival of the emitted signal.
- • •
- El uso de la citada modulación DFT -S-DMT para ser empleado entre un receptor en el nodo a posicionar y al menos tres emisores que constituyen cada una de las N (N)1) estructuras de posicionamiento (LPSs) donde cada baliza emisora transmite una secuencia Zadoff-Chu modulada en DFT·S· DMT, de forma simultánea o multiplexada en el tiempo, con propiedades de auto-correlación ideales y correlaciones cruzadas limitadas en amplitud, minimizando las interferencias por acceso múltiple; mientras que cualquier receptor móvil puede posicionarse y navegar dentro del área de cobertura de los N LPSs mediante multilateración hiperbólica o esférica, no siendo necesario el sincronismo en la emisión de las señales entre distintos LPS. The use of the aforementioned DFT -S-DMT modulation to be used between a receiver in the node to be positioned and at least three emitters that constitute each of the N (N) 1) positioning structures (LPSs) where each emitting beacon transmits a Zadoff-Chu sequence modulated in DFT · S · DMT, simultaneously or multiplexed in time, with ideal auto-correlation properties and cross correlations limited in amplitude, minimizing interference by multiple access; while any mobile receiver can be positioned and navigate within the coverage area of the N LPSs by hyperbolic or spherical multilateration, the synchronism in the emission of the signals between different LPSs not being necessary.
- • •
- Ser capaz de detectar el instante de llegada de las señales transmitidas por cada baliza acustiea de forma no coherente, evitando así el uso de moduladores en cuadratura y la recuperación de fase y frecuencia de los osciladores en el receptor. Being able to detect the moment of arrival of the signals transmitted by each beacon acustiea in a non-coherent way, thus avoiding the use of quadrature modulators and the recovery of phase and frequency of the oscillators in the receiver.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
ES201500540A ES2597878B2 (en) | 2015-07-22 | 2015-07-22 | Procedure of transmission and estimation of arrival time in acoustic location systems based on DFT-S-DMT modulation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
ES201500540A ES2597878B2 (en) | 2015-07-22 | 2015-07-22 | Procedure of transmission and estimation of arrival time in acoustic location systems based on DFT-S-DMT modulation |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
ES2597878A1 ES2597878A1 (en) | 2017-01-23 |
ES2597878B2 true ES2597878B2 (en) | 2017-05-05 |
Family
ID=57797763
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
ES201500540A Active ES2597878B2 (en) | 2015-07-22 | 2015-07-22 | Procedure of transmission and estimation of arrival time in acoustic location systems based on DFT-S-DMT modulation |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
ES (1) | ES2597878B2 (en) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007050289A1 (en) * | 2005-10-21 | 2007-05-03 | Raytheon Company | Sonar system and method providing low probability of impact on marine mammals |
-
2015
- 2015-07-22 ES ES201500540A patent/ES2597878B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ES2597878A1 (en) | 2017-01-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4783481B1 (en) | Ultrasonic measurement method and ultrasonic measurement apparatus | |
CN104007418B (en) | A kind of big basic matrix Underwater Wide Band Sources spread spectrum beacon alignment system and method based on time synchronized | |
US20120032855A1 (en) | High-resolution ranging and location finding using multicarrier signals | |
Karalar et al. | An rf tof based ranging implementation for sensor networks | |
Han et al. | Experimental demonstration of underwater acoustic communication using bionic signals | |
WO2018103186A1 (en) | Method and apparatus for receiving td-altboc signal | |
Shah et al. | Implementation of a directional beacon-based position location algorithm in a signal processing framework | |
CN109412644B (en) | Doppler frequency estimation method for direct sequence spread spectrum MSK signal | |
Yuan et al. | STLFM signal based adaptive synchronization for underwater acoustic communications | |
WO2014131894A2 (en) | System and method for tracking a range of a moving object | |
Cyganski et al. | A multi-carrier technique for precision geolocation for indoor/multipath environments | |
Gabbrielli et al. | Airborne acoustic chirp spread spectrum communication system for user identification in indoor localization | |
ES2597878B2 (en) | Procedure of transmission and estimation of arrival time in acoustic location systems based on DFT-S-DMT modulation | |
Murano et al. | Comparison of Zadoff-Chu encoded modulation schemes in an ultrasonic local positioning system | |
Zhang et al. | Experimental demonstration of spread spectrum communication over long range multipath channels | |
Rodionov et al. | Orthogonal frequency-pulsed frequency-division multiplexing in underwater communications systems | |
JP5725458B2 (en) | Receiver, receiving method and program | |
Segers et al. | Optimizations for FPGA‐Based Ultrasound Multiple‐Access Spread Spectrum Ranging | |
Asim et al. | Cell search techniques for underwater acoustic cellular systems | |
Cyganski et al. | Performance of a precision indoor positioning system using a multi-carrier approach | |
RU2571390C1 (en) | Method of transmitting discrete information via hydroacoustic link in multibeam signal propagation conditions | |
Baldone et al. | Doppler estimation and correction in underwater industrial Internet of Things | |
Zhang et al. | Experimental studies of underwater acoustic communications over multipath channels | |
Cotae et al. | Non-data aided Doppler shift estimation for underwater acoustic communication | |
Zhang et al. | An efficient spread spectrum pulse position modulation scheme for point-to-point underwater acoustic communication |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FG2A | Definitive protection |
Ref document number: 2597878 Country of ref document: ES Kind code of ref document: B2 Effective date: 20170505 |