ES2403487T3 - Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal - Google Patents

Abstract

Un método de transmisión de una señal de Difusión Digital de Vídeo, DVB, el método que comprende: codificar exteriormente los datos del Conducto de Capa Física, PLP, mediante un esquema Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH; codificar con Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, los datos codificados exteriores, para Corrección de Errores sin Canal de Retorno, y sacar una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno, FECFrame; convertir la FECFrame en una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja, XFECFrame, mediante un método de constelación de Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM; insertar una cabecera en la parte delantera de la XFECFrame, en donde la cabecera incluye información del modo para el modo de QAM y un identificador del PLP para identificar el PLP; construir una trama de señal en base a la XFECFrame y los símbolos de preámbulo; modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, la modulación OFDM que usa la Transformada Rápida de Fourier, FFT, del modo 4K; y transmitir la trama de seña modulada, en donde un bloque de Capa 1, L1, que incluye información de señalización de L1 de la trama de señal se repite en un símbolo de preámbulo con una tasa igual al ancho de banda de 3408 subportadoras, el bloque de L1 que tiene una información de PLP START que indica una posición de inicio de una primera XFECFrame completa del PLP, en donde el PLP es un recorrido de procesamiento de datos independiente para transmitir la señal de difusión, y en donde el tamaño de datos de la información del PLP START es de 14 bits.A method of transmitting a Digital Video Broadcast signal, DVB, the method comprising: externally encoding the data of the Physical Layer Conduit, PLP, by means of a Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH scheme; encode with Low Density Parity Check, LDPC, the external encoded data, for Error Correction without Return Channel, and draw an Error Correction Frame without Return Channel, FECFrame; converting the FECFrame into an Error Correction Frame without a Complex Return Channel, XFECFrame, using a constellation method of Amplitude Modulation in Quadrature, QAM; insert a header in the front of the XFECFrame, where the header includes mode information for the QAM mode and a PLP identifier to identify the PLP; build a signal frame based on the XFECFrame and the preamble symbols; modulate the signal frame by an Orthogonal Frequency Division Multiplexing method, OFDM, the OFDM modulation using the Fast Fourier Transform, FFT, of 4K mode; and transmitting the modulated signal frame, wherein a Layer 1 block, L1, which includes signaling information of L1 of the signal frame is repeated in a preamble symbol with a rate equal to the bandwidth of 3408 subcarriers, the L1 block that has a PLP START information indicating a starting position of a first full XFECFrame of the PLP, where the PLP is an independent data processing path for transmitting the broadcast signal, and where the data size of the information of the PLP START is 14 bits.

Description

Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal. Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal.

Antecedentes de la invención Background of the invention

Campo de la invención Field of the Invention

La presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y a un aparato para transmitir y recibir una señal y, más particularmente, a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, que son capaces de mejorar la eficiencia de transmisión de datos. The present invention relates to a method for transmitting and receiving a signal and an apparatus for transmitting and receiving a signal and, more particularly, to a method for transmitting and receiving a signal and an apparatus for transmitting and receiving a signal, which are capable to improve the efficiency of data transmission.

Descripción de la técnica relacionada Description of the related technique

Según se ha desarrollado la tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido imágenes en movimiento en alta definición (HD). Con el continuo desarrollo de un algoritmo de compresión y el elevado rendimiento de los componentes físicos, se proporcionará a los usuarios en el futuro un mejor entorno. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una variedad de servicios suplementarios a los usuarios así como una señal de video y una señal de audio. As digital broadcast technology has been developed, users have received motion pictures in high definition (HD). With the continuous development of a compression algorithm and the high performance of physical components, users will be provided with a better environment in the future. A digital television (DTV) system can receive a digital broadcast signal and provide a variety of supplementary services to users as well as a video signal and an audio signal.

La Difusión de Video Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación en unirse a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, hoy en día la DVB-C está desplegada en más de 50 millones de sintonizadores por cable en el todo el mundo. En línea con los otros sistemas DVB de segunda generación, la DVB-C2 usa una combinación de Códigos de comprobación de paridad de baja densidad (LDPC) y BCH. Esta potente Corrección de Errores sin Canal de Retorno (FEC) proporciona alrededor de 5 dB de mejora de relación portadora a ruido sobre la DVB-C. Los esquemas de intercalado de bits apropiados optimizan la robustez global del sistema de FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se denominan Conductos de Capa Física (PLP). Uno o más de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. Se aplica un intercalado de dos dimensiones (en los dominios del tiempo y de la frecuencia) a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de los deterioros de ráfagas y la interferencia selectiva en frecuencia tal como una entrada de frecuencia única. El documento EP2187557 A2 (LG Electronics Inc [KR], Woo Suk Ko [KR] y Sang Chul Moon [KR]) publicado el 19.05.2010 y que tiene fecha de precedencia del 18.11.2008 describe un método de transmisión de una señal de DVB. Digital Video Broadcasting (DVB) -C2 is the third specification to join the DVB family of second generation transmission systems. Developed in 1994, today the DVB-C is deployed in more than 50 million cable tuners worldwide. In line with the other second-generation DVB systems, the DVB-C2 uses a combination of Low Density Parity Check Codes (LDPC) and BCH. This powerful Error Correction without Return Channel (FEC) provides around 5 dB of improved carrier-to-noise ratio over DVB-C. Appropriate bit interleaving schemes optimize the overall robustness of the FEC system. Extended by a header, these frames are called Physical Layer Ducts (PLP). One or more of these PLPs are multiplexed in a data segment. Two-dimensional interleaving (in the time and frequency domains) is applied to each segment allowing the receiver to eliminate the impact of burst deterioration and selective frequency interference such as a single frequency input. Document EP2187557 A2 (LG Electronics Inc [KR], Woo Suk Ko [KR] and Sang Chul Moon [KR]) published on 05/19/2010 and having precedence date of 11/18/2008 describes a method of transmitting a signal from DVB

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, aumentó el requerimiento de un servicio tal como una señal de video y una señal de audio y aumentó gradualmente el tamaño de los datos deseados por los usuarios o el número de canales de difusión. With the development of these digital broadcast technologies, the requirement of a service such as a video signal and an audio signal increased and the size of the data desired by the users or the number of broadcast channels gradually increased.

Compendio de la invención Compendium of the invention

En consecuencia, la presente invención está dirigida a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal que obvian sustancialmente uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada. Accordingly, the present invention is directed to a method for transmitting and receiving a signal and an apparatus for transmitting and receiving a signal that substantially obviates one or more problems due to the limitations and disadvantages of the related art.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método de transmisión de una señal de difusión según la reivindicación 1. An object of the present invention is to provide a method of transmitting a broadcast signal according to claim 1.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método de recepción de una señal de difusión según la reivindicación 7. Another aspect of the present invention provides a method of receiving a broadcast signal according to claim 7.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un aparato para transmitir una señal de difusión según la reivindicación 4. Still another aspect of the present invention provides an apparatus for transmitting a broadcast signal according to claim 4.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un aparato para recibir una señal de difusión según la reivindicación 9. Still another aspect of the present invention provides an apparatus for receiving a broadcast signal according to claim 9.

Breve descripción de los dibujos Brief description of the drawings

Los dibujos adjuntos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran la(s) realización(es) de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos: The accompanying drawings, which are included to provide a further understanding of the invention and are incorporated into and constitute a part of this application, illustrate the embodiment (s) of the invention and together with the description serve to explain the principle of the invention. In the drawings:

La Fig. 1 es un ejemplo de Modulación de amplitud en cuadratura (QAM)-64 usada en el DVB-T europeo. Fig. 1 is an example of Quadrature Amplitude Modulation (QAM) -64 used in the European DVB-T.

La Fig. 2 es un método de Código Binario Reflejado Gray (BRGC). Fig. 2 is a Gray Reflected Binary Code (BRGC) method.

La Fig. 3 es una salida cercana a Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. Fig. 3 is an exit near Gaussiana modifying the 64-QAM used in DVB-T.

La Fig. 4 es la distancia de Hamming entre un Par reflejado en BRGC. Fig. 4 is Hamming's distance between a pair reflected in BRGC.

La Fig. 5 es característica en QAM donde existe un Par reflejado para cada eje I y eje Q. La Fig. 6 es un método para modificar la QAM usando un Par reflejado de BRGC. La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Las Fig. 8-9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 10-11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un par Reflejado de BRGC. Las Fig. 12-13 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0~511). Las Fig. 14-15 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512~1023). Las Fig. 16-17 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0~511). Las Fig. 18-19 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512~1023). Las Fig. 20-21 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1024~1535). Las Fig. 22-23 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1536~2047). Las Fig. 24-25 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2048~2559). Las Fig. 26-27 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2560~3071). Las Fig. 28-29 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3072~3583). Las Fig. 30-31 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3584~4095). La Fig. 32 es un ejemplo de Correlación de bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una Constelación no uniforme. La Fig. 34 es un ejemplo de un sistema de transmisión digital. La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. La Fig. 36 es una información que se puede incluir en Banda base (BB). La Fig. 37 es un ejemplo de BICM. La Fig. 38 es un ejemplo de un codificador acortado/perforado. La Fig. 39 es un ejemplo de aplicar varias constelaciones. La Fig. 40 es otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. La Fig. 41 es una estructura de trama que comprende un preámbulo para la señalización de L1 y un símbolo de Fig. 5 is characteristic in QAM where there is a reflected torque for each axis I and axis Q. Fig. 6 is a method for modifying the QAM using a reflected pair of BRGC. Fig. 7 is an example of modified 64/256/1024/4096-QAM. Figs. 8-9 are an example of 64-QAM modified using a Reflected Pair of BRGC. Fig. 10-11 is an example of 256-QAM modified using a Reflected pair of BRGC. Fig. 12-13 is an example of 1024-QAM modified using a Reflected Pair of BRGC (0 ~ 511). Fig. 14-15 is an example of 1024-QAM modified using a Reflected Pair of BRGC (512 ~ 1023). Fig. 16-17 is an example of 4096-QAM modified using a BRGC Reflected Pair (0 ~ 511). Fig. 18-19 is an example of 4096-QAM modified using a BRGC Reflected Pair (512 ~ 1023). Fig. 20-21 is an example of 4096-QAM modified using a BRGC Reflected Pair (1024 ~ 1535). Fig. 22-23 are an example of 4096-QAM modified using a BRGC Reflected Pair (1536 ~ 2047). Fig. 24-25 are an example of 4096-QAM modified using a BRGC Reflected Pair (2048 ~ 2559). Fig. 26-27 are an example of 4096-QAM modified using a BRGC Reflected Pair (2560 ~ 3071). Fig. 28-29 is an example of 4096-QAM modified using a BRGC Reflected Pair (3072 ~ 3583). Figs. 30-31 are an example of 4096-QAM modified using a BRGC Reflected Pair (3584 ~ 4095). Fig. 32 is an example of Modified QAM Bit Correlation where 256-QAM is modified using BRGC. Fig. 33 is an example of transformation of MQAM into a non-uniform constellation. Fig. 34 is an example of a digital transmission system. Fig. 35 is an example of an input processor. Fig. 36 is information that can be included in Baseband (BB). Fig. 37 is an example of BICM. Fig. 38 is an example of a shortened / perforated encoder. Fig. 39 is an example of applying several constellations. Fig. 40 is another example of cases where compatibility between conventional systems is considered. Fig. 41 is a frame structure comprising a preamble for signaling L1 and a symbol of

datos para los datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404) mostrado en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP) 5'. La Fig. 46 es una estructura de PP5' sugerida. La Fig. 47 es una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo. La Fig. 48 es otra relación entre el símbolo de datos y el preámbulo. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable. La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La Fig. 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. data for PLP data. Fig. 42 is an example of frame former. Fig. 43 is an example of pilot insertion (404) shown in Fig. 4. Fig. 44 is a structure of SP. Fig. 45 is a new structure of SP or Pilot Pattern (PP) 5 '. Fig. 46 is a suggested PP5 'structure. Fig. 47 is a relationship between the data symbol and the preamble. Fig. 48 is another relationship between the data symbol and the preamble. Fig. 49 is an example of cable channel delay profile. Fig. 50 is a scattered pilot structure using z = 56 and z = 112. Fig. 51 is an example of an OFDM based modulator. Fig. 52 is an example of a preamble structure.

La Fig. 53 es un ejemplo de Decodificación de preámbulo. La Fig. 54 es un proceso para el diseño de preámbulo más optimizado. La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 56 es otro ejemplo de Decodificación de preámbulo. La Fig. 57 es un ejemplo de Estructura de preámbulo. La Fig. 58 es un ejemplo de decodificación de L1. La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico. La Fig. 60 es un ejemplo de sistema de receptor digital. La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador. La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador de BICM. La Fig. 65 es un ejemplo de decodificación de LDPC usando acortado/perforación. La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida. La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 69 es una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz. La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de trama. La Fig. 71 es el resultado de la simulación de la Estructura de L1 y del preámbulo. La Fig. 72 es un ejemplo de intercalador de símbolos. La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de Fig. 53 is an example of Preamble Decoding. Fig. 54 is a process for the most optimized preamble design. Fig. 55 is another example of preamble structure. Fig. 56 is another example of Preamble Decoding. Fig. 57 is an example of Preamble Structure. Fig. 58 is an example of decoding of L1. Fig. 59 is an example of an analog processor. Fig. 60 is an example of a digital receiver system. Fig. 61 is an example of an analog processor used in the receiver. Fig. 62 is an example of a demodulator. Fig. 63 is an example of a frame parser. Fig. 64 is an example of a BICM demodulator. Fig. 65 is an example of LDPC decoding using shortening / punching. Fig. 66 is an example of an output processor. Fig. 67 is an example of the 8 MHz L1 block repetition rate. Fig. 68 is an example of the 8 MHz L1 block repetition rate. Fig. 69 is a new 7.61 MHz L1 block repetition rate. Fig. 70 is an example of L1 signaling that is transmitted in a frame header. Fig. 71 is the result of the simulation of the Structure of L1 and the preamble. Fig. 72 is an example of a symbol interleaver. Fig. 73 is an example of a block transmission of L1. Fig. 74 is another example of L1 signaling transmitted within a frame header. Fig. 75 is an example of interleaving / deinterleaving in frequency or time. Fig. 76 is a table that analyzes the signaling overload of L1 that is transmitted in the header of

FECFRAME en la Inserción de Cabecera de ModCod (307) en el recorrido de los datos del módulo de BICM FECFRAME in the ModCod Header Insert (307) in the BICM module data path

mostrado en la Fig. 3. shown in Fig. 3.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. Fig. 77 is showing a structure for a FECFRAME header to minimize overhead.

La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 antes mencionada. Fig. 78 is showing a bit error rate (BER) performance of the aforementioned L1 protection.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de una trama de transmisión y una estructura de trama de FEC. Fig. 79 is showing examples of a transmission frame and an FEC frame structure.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. Fig. 80 is showing an example of L1 signaling.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa. Fig. 81 is showing an example of previous L1 signaling.

La Fig. 82 está mostrando una estructura de bloque de señalización de L1. Fig. 82 is showing a signaling block structure of L1.

La Fig. 83 está mostrando un intercalado en tiempo de L1. Fig. 83 is showing a time interleaving of L1.

La Fig. 84 está mostrando un ejemplo de extracción de información de modulación y código. Fig. 84 is showing an example of extraction of modulation and code information.

La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización de L1 previa. La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación del bloque de señalización de L1 que se transmite en un preámbulo. Fig. 85 is showing another example of previous L1 signaling. Fig. 86 is showing an example of programming of the L1 signaling block that is transmitted in a preamble.

La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera un aumento de potencia. Fig. 87 is showing an example of previous L1 signaling where a power increase is considered.

La Fig. 88 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. Fig. 88 is showing an example of L1 signaling.

La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de extracción de información de modulación y código. Fig. 89 is showing another example of extraction of modulation and code information.

La Fig. 90 está mostrando otro ejemplo de extracción de información de modulación y código. Fig. 90 is showing another example of extraction of modulation and code information.

La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa. Fig. 91 is showing an example of previous L1 synchronization.

La Fig. 92 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa. Fig. 92 is showing an example of previous L1 signaling.

La Fig. 93 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. Fig. 93 is showing an example of L1 signaling.

La Fig. 94 está mostrando un ejemplo de recorrido de la señalización de L1. Fig. 94 is showing an example of the signaling path of L1.

La Fig. 95 es otro ejemplo de la señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Fig. 95 is another example of the signaling of L1 transmitted within a frame header.

La Fig. 96 es otro ejemplo de la señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Fig. 96 is another example of the signaling of L1 transmitted within a frame header.

La Fig. 97 es otro ejemplo de la señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Fig. 97 is another example of the signaling of L1 transmitted within a frame header.

La Fig. 98 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. Fig. 98 is showing an example of L1 signaling.

Descripción de las realizaciones preferidas Description of preferred embodiments

Se hará referencia ahora en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos adjuntos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los dibujos para referirse a partes iguales o similares. Reference will now be made in detail to the preferred embodiments of the present invention, examples of which are illustrated in the accompanying drawings. Whenever possible, the same reference numbers will be used in all drawings to refer to equal or similar parts.

En la siguiente descripción, el término “servicio” es indicativo de cualquier contenido de difusión que se puede transmitir/recibir por el aparato de transmisión/recepción de señal. In the following description, the term "service" is indicative of any broadcast content that can be transmitted / received by the signal transmission / reception apparatus.

La modulación de amplitud en cuadratura (QAM) que usa un Código Binario Reflejado Gray (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión de difusión donde se usa Modulación Codificada de Intercalado de Bits (BICM) convencional. La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en la DVB-T europea. Quadrature amplitude modulation (QAM) using a Gray Reflected Binary Code (BRGC) is used as a modulation in a broadcast transmission environment where conventional Bit Interleaving (BICM) Coded Modulation is used. Fig. 1 shows an example of 64-QAM used in the European DVB-T.

El BRGC se puede hacer usando el método mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits se puede hacer añadiendo un código inverso de BRGC (es decir, código reflejado) de (n-1) bits a una parte trasera de (n-1) bits, añadiendo ceros a una parte delantera del BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo unos a una parte delantera del código reflejado. El código BRGC hecho mediante este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando se aplica un BRGC a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que están más estrechamente adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más estrechamente adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de las distancias de Hamming entre un punto específico de la constelación y otros puntos adyacentes se pueden denominar como regla de correlación de Gray en QAM. The BRGC can be done using the method shown in Fig. 2. An n-bit BRGC can be made by adding a reverse BRGC code (i.e., reflected code) of (n-1) bits to a backside of (n -1) bits, adding zeros to a front of the original (n-1) BRGC bits, and adding ones to a front of the reflected code. The BRGC code made by this method has a Hamming distance between adjacent codes of one (1). In addition, when a BRGC is applied to the QAM, Hamming's distance between a point and the four points that are most closely adjacent to the point is one (1) and Hamming's distance between the point and four other points that are seconds more closely adjacent to the point, is two (2). Such characteristics of Hamming distances between a specific point of the constellation and other adjacent points can be referred to as Gray's correlation rule in QAM.

Para hacer un sistema robusto contra el Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN), la distribución de las señales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cercana a una distribución Gaussiana. Para ser capaces de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de los puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida cercana a Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. Tal constelación se puede denominar como QAM No uniforme (NU-QAM). To make a robust system against Additive Gaussian White Noise (AWGN), the distribution of the signals transmitted from a transmitter can be made close to a Gaussian distribution. To be able to do that, you can modify the locations of the points in the constellation. Fig. 3 shows an output close to Gaussian modifying the 64-QAM used in DVB-T. Such constellation can be referred to as non-uniform QAM (NU-QAM).

Para hacer una constelación de QAM No uniforme, se puede usar una Función de Distribución Acumulativa (CDF) Gaussiana. En el caso de 64, 256, o 1024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de probabilidad idéntica y permitiendo un punto de señal en cada sección para representar la sección, se puede hacer una constelación que tenga una distribución Gaussiana. En otras palabras, se puede definir la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recientemente definida como sigue: To make a constellation of non-uniform QAM, a Gaussian Cumulative Distribution Function (CDF) can be used. In the case of 64, 256, or 1024 QAM, that is, 2 ^ N AM, the QAM can be divided into two independent N-PAMs. By dividing the Gaussian CDF into N sections of identical probability and allowing a signal point in each section to represent the section, a constellation can be made that has a Gaussian distribution. In other words, the xj coordinate of the newly defined non-uniform N-PAM can be defined as follows:

La Fig. 3 es un ejemplo de transformación de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los métodos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de modificar las coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y correlacionando los puntos de la constelación previos a las coordenadas recientemente definidas. En caso de 32, 128, o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, que no es 2^N QAM, modificando adecuadamente Pj, se puede encontrar una nueva coordenada. Fig. 3 is an example of transforming 64QAM from DVB-T into NU-64QAM using the above methods. Fig. 3 represents a result of modifying the coordinates of each I axis and Q axis using the above methods and correlating the points of the constellation prior to the newly defined coordinates. In the case of 32, 128, or 512 QAM, that is, cross QAM, which is not 2 ^ N QAM, properly modifying Pj, a new coordinate can be found.

Una realización de la presente invención puede modificar la QAM que usa un BRGC usando las características del BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre un Par reflejado en BRGC es uno debido a que difiere solamente en un bit que se añade a la parte delantera de cada código. La Fig. 5 muestra las características en QAM donde existe un Par reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el Par reflejado existe en cada lado de la línea negra de puntos. An embodiment of the present invention can modify the QAM using a BRGC using the characteristics of the BRGC. As shown in Fig. 4, Hamming's distance between a Pair reflected in BRGC is one because it differs only by one bit that is added to the front of each code. Fig. 5 shows the characteristics in QAM where there is a Reflected Pair for each I axis and Q axis. In this figure, the Reflected Pair exists on each side of the black dotted line.

Usando los Pares reflejados que existen en QAM, se puede reducir una potencia media de una constelación QAM mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia media está normalizada como 1, se puede aumentar la distancia Euclideana mínima en la constelación. Cuando esta QAM modificada se aplica a los sistemas de difusión o de comunicación, es posible implementar o bien un sistema más robusto al ruido que usa la misma energía que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía. By using the reflected pairs that exist in QAM, an average power of a QAM constellation can be reduced while maintaining Gray's correlation rule in QAM. In other words, in a constellation where an average power is normalized as 1, the minimum Euclidean distance in the constellation can be increased. When this modified QAM is applied to broadcast or communication systems, it is possible to implement either a more robust system to noise that uses the same energy as a conventional system or a system with the same performance as a conventional system but that uses less energy

La Fig. 6 muestra un método de modificación de la QAM usando un Par reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar la QAM usando un Par reflejado de BRGC. Primero, necesita ser encontrado un punto objetivo que tenga la mayor potencia entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos donde ese punto objetivo puede moverse y son los puntos colindantes más cercanos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita ser encontrado un punto vacío (es decir, un punto que aún no está tomado por otros puntos) que tenga la menor potencia entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelación alcance un mínimo mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray. Fig. 6 shows a method of modifying the QAM using a reflected pair of BRGC. Fig. 6a shows a constellation and Fig. 6b shows a flow chart for modifying the QAM using a reflected pair of BRGC. First, an objective point that has the greatest power between the constellation points needs to be found. Candidate points are points where that target point can move and are the closest adjoining points of the reflected pair of the target point. Then, an empty point needs to be found (that is, a point that is not yet taken by other points) that has the lowest power between the candidate points and the power of the target point and the power of a candidate point are compared. If the power of the candidate point is lower, the target point moves to the candidate point. These processes are repeated until an average power of the points in the constellation reaches a minimum while maintaining Gray's correlation rule.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Los valores corrrelacionados de Gray corresponden a las Fig. 8 ~ 31 respectivamente. Además de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permiten la optimización de idéntica potencia. Esto es debido a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente la 64/256/1024/4096-QAM, sino también a una QAM cruzada, una QAM de mayor tamaño, o modulaciones que usan otro BRGC distinto de QAM. Fig. 7 shows an example of modified 64/256/1024/4096-QAM. The correlated Gray values correspond to Fig. 8 ~ 31 respectively. In addition to these examples, other types of modified QAM that allow optimization of identical power can be performed. This is because an objective point can move to multiple candidate points. The suggested modified QAM can be applied to not only 64/256/1024/4096-QAM, but also to a cross QAM, a larger QAM, or modulations using another BRGC other than QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de Correlación de bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando un BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran correlaciones de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos rellenos representan correlaciones de unos y los puntos indicados como círculos en blanco representan correlaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se correlaciona como se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se correlacionan los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, la QAM Modificada puede permitir una decisión de bits usando solamente los ejes I o Q como una QAM convencional, excepto para un bit que está próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se puede implementar un receptor eficiente comprobando tanto los valores de I como de Q solamente cuando se determina el bit próximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de bits. Este método se puede aplicar a una LLR Aproximada, una LLR Exacta, o una Decisión firme. Fig. 32 shows an example of Modified QAM Bit Correlation where 256-QAM is modified using a BRGC. Fig. 32a and Fig. 32b show correlations of the Most Significant Bits (MSB). The points indicated as filled circles represent correlations of ones and the points indicated as blank circles represent correlations of zeros. In the same way, each bit is correlated as shown in the figures from (a) to (h) in Fig. 32, until the Less Significant Bits (LSB) are correlated. As shown in Fig. 32, the Modified QAM can allow a bit decision using only the I or Q axes as a conventional QAM, except for a bit that is close to the MSB (Fig. 32c and Fig. 32d). Using these features, a simple receiver can be made by partially modifying a receiver for QAM. An efficient receiver can be implemented by checking both the I and Q values only when determining the bit near the MSB and calculating only I or Q for the rest of the bits. This method can be applied to an Approximate LLR, an Exact LLR, or a firm Decision.

Usando la QAM Modificada o MQAM, que usa las características del BRGC anterior, se puede hacer una Constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior donde se usa una CDF Gaussiana, Pj se puede modificar para adaptarse a la MQAM. Al igual que la QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen eje I y eje Q. No obstante, a diferencia de la QAM donde un número de puntos que corresponden a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponde al valor de orden j de la PAM se define como nj en una MQAM donde existen un total de M puntos de la constelación, entonces Pj se puede definir como sigue: Using the Modified QAM or MQAM, which uses the characteristics of the previous BRGC, a non-uniform constellation or NU-MQAM can be made. In the previous equation where a Gaussian CDF is used, Pj can be modified to fit the MQAM. Like the QAM, in MQAM, two PAMs that have I axis and Q axis can be considered. However, unlike the QAM where a number of points corresponding to a value of each PAM axis are identical, the number of Points changes in MQAM. If a number of points corresponding to the order value j of the PAM is defined as nj in an MQAM where there are a total of M points in the constellation, then Pj can be defined as follows:

Usando Pj recientemente definido, la MQAM se puede transformar en una Constelación no uniforme. Pj se puede definir como sigue para el ejemplo de 256-MQAM. Using recently defined Pj, the MQAM can be transformed into a non-uniform constellation. Pj can be defined as follows for the 256-MQAM example.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de una MQAM en una Constelación no uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos métodos puede conservar las características de los receptores de MQAM con coordenadas Fig. 33 is an example of transforming an MQAM into a non-uniform constellation. NU-MQAM made using these methods can preserve the characteristics of MQAM receivers with coordinates

modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficiente. Además, se puede implementar un sistema más robusto al ruido que la NU-QAM previa. Para un sistema transmisión de difusión más eficiente, es posible hibridar la MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, se puede implementar un sistema más robusto al ruido usando la MQAM para un entorno donde se usa un código de corrección de errores con una tasa de código alta y usando la NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede permitir a un receptor tener información de la tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de modulación usado actualmente de manera que el receptor pueda demodular según la modulación usada actualmente. modified from each PAM. In this way, an efficient receiver can be implemented. In addition, a more robust noise system can be implemented than the previous NU-QAM. For a more efficient broadcast transmission system, it is possible to hybridize the MQAM and NU-MQAM. In other words, a more robust noise system can be implemented using the MQAM for an environment where an error correction code with a high code rate is used and using the NU-MQAM in another way. For such a case, a transmitter may allow a receiver to have information on the code rate of a currently used error correction code and a type of modulation currently used so that the receiver can demodulate according to the modulation currently used.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender un número de flujos MPEG-TS o flujos GSE (Encapsulación General de Flujos). Un módulo de procesador de entrada 101 puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la programación para un módulo de BICM 102. El módulo de BICM 102 puede añadir redundancia e intercalar datos para la corrección de errores del canal de transmisión. Un formador de tramas 103 puede construir tramas añadiendo pilotos e información de señalización de capa física. Un modulador 104 puede realizar una modulación en los símbolos de entrada en métodos eficientes. Un procesador analógico 105 puede realizar diversos procesos para convertir las señales digitales de entrada en señales analógicas de salida. Fig. 34 shows an example of a digital transmission system. The inputs may comprise a number of MPEG-TS flows or GSE (General Flow Encapsulation) flows. An input processor module 101 can add transmission parameters to the input stream and program for a BICM module 102. The BICM module 102 can add redundancy and interleave data for the correction of transmission channel errors. A frame former 103 can construct frames by adding pilots and physical layer signaling information. A modulator 104 can perform a modulation on the input symbols in efficient methods. An analog processor 105 can perform various processes to convert the digital input signals into analog output signals.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar mediante el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama de TS completa que incluye múltiples componentes de servicio Fig. 35 shows an example of an input processor. The MPEG-TS or GSE input stream can be transformed by the input preprocessor into a total of n streams that will be independently processed. Each of these flows can be either a complete TS frame that includes multiple service components

o una trama de TS mínima que incluye un componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo GSE que transmite o bien múltiples servicios o bien un único servicio. or a minimum TS frame that includes a service component (ie, video or audio). In addition, each of these flows can be a GSE flow that transmits either multiple services or a single service.

El módulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad máxima del campo de datos de una trama en Banda base (BB). Se puede insertar un relleno para completar la capacidad del bloque de código LDPC/BCH. El módulo de sincronización del flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o Flujo Genérico empaquetado), para garantizar las tasas de bit y el retardo constantes extremo a extremo. The input interface module 202-1 can assign a number of input bits equal to the maximum data field capacity of a frame in Baseband (BB). A fill can be inserted to complete the capacity of the LDPC / BCH code block. The input stream synchronization module 203-1 can provide a mechanism to regenerate, in the receiver, the Transport Flow clock (or packaged Generic Flow), to ensure constant bit rates and end-to-end constant delay.

Para permitir que el Flujo de Transporte se recombine sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan mediante los compensadores de retardo 204-1~n considerando los parámetros de intercalado de los PLP de datos en un grupo y los PLP comunes correspondientes. Los Módulos de eliminación de paquetes nulos 205-1~n pueden aumentar la eficiencia de transmisión eliminando el paquete nulo insertado para un caso de servicio de VBR (tasa variable de bit). Los módulos de codificador de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) 206-1~n pueden añadir una paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de la transmisión de una trama en BB. Los módulos de inserción de cabecera en BB 207-1~n pueden añadir una cabecera de trama en BB a una parte de inicio de una trama en BB. La información que se puede incluir en la cabecera en BB se muestra en la Fig. 36. To allow the Transport Flow to recombine without requiring additional memory in the receiver, the input Transport Flows are delayed by delay compensators 204-1 ~ n considering the interleaving parameters of the data PLPs in a group and the Corresponding common PLPs. Null packet removal modules 205-1 ~ n can increase transmission efficiency by eliminating the null packet inserted for a VBR (variable bit rate) service case. The Cyclic Redundancy Check (CRC) 206-1 ~ n encoder modules can add a CRC parity to increase the reliability of the transmission of a frame in BB. The header insertion modules in BB 207-1 ~ n can add a frame header in BB to a starting part of a frame in BB. The information that can be included in the header in BB is shown in Fig. 36.

Un Módulo de fusionador/segmentador 208 puede realizar la segmentación de la trama en BB de cada PLP, fusionando las tramas en BB a partir de múltiples PLP, y programando cada trama en BB dentro de una trama de transmisión. Por lo tanto, el módulo fusionador/segmentador 208 puede sacar la información de señalización de L1 que se refiere a la asignación del PLP en la trama. Por último, un módulo aleatorizador en BB 209 puede aleatorizar los flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados en la Fig. 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP, los otros módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP. A merger / segmenter module 208 can perform segmentation of the BB frame of each PLP, fusing the frames in BB from multiple PLPs, and programming each frame in BB within a transmission frame. Therefore, the fuser / segmenter module 208 can output the signaling information from L1 that refers to the assignment of the PLP in the frame. Finally, a random module in BB 209 can randomize the input bit streams to minimize the correlation between the bits within the bit streams. The shaded modules in Fig. 35 are modules used when the transmission system uses a single PLP, the other modules in Fig. 35 are modules used when the transmission device uses multiple PLPs.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de módulo de BICM. La Fig. 37a muestra el recorrido de los datos y la Fig. 37b muestra el recorrido de L1 del módulo de BICM. Un módulo codificador externo 301 y un módulo codificador interno 303 pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para la corrección de errores. Un módulo intercalador externo 302 y un módulo intercalador interno 304 pueden intercalar bits para impedir un error de ráfaga. El Módulo intercalador externo 302 se puede omitir si la BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo demultiplexor de bits 305 puede controlar la fiabilidad de cada bit sacado desde el módulo intercalador interno 304. Un módulo correlacionador de símbolos 306 puede correlacionar los flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que usa el BRGC antes mencionado para mejora del rendimiento, una NU-QAM que usa Modulación no uniforme, o una NU-MQAM que usa Modulación no uniforme aplicada al BRGC para mejora del rendimiento. Para construir un sistema que sea más robusto frente al ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación. En este momento, el Módulo correlacionador de símbolos 306 puede usar una constelación apropiada según la tasa de código y la capacidad de la constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones. Fig. 37 shows an example of a BICM module. Fig. 37a shows the data path and Fig. 37b shows the L1 path of the BICM module. An external encoder module 301 and an internal encoder module 303 can add redundancy to the input bit streams for error correction. An external interleaver module 302 and an internal interleaver module 304 can interleave bits to prevent a burst error. External interleaver module 302 can be omitted if the BICM is specifically for DVB-C2. A bit demultiplexer module 305 can control the reliability of each bit output from the internal interleaver module 304. A symbol correlator module 306 can correlate the input bit streams into symbol streams. At this time, it is possible to use any of a conventional QAM, an MQAM that uses the aforementioned BRGC for performance improvement, a NU-QAM that uses non-uniform Modulation, or a NU-MQAM that uses non-uniform Modulation applied to the BRGC to performance improvement. To build a system that is more robust against noise, combinations of modulations using MQAM and / or NU-MQAM can be considered depending on the code rate of the error correction code and the capacity of the constellation. At this time, the Symbol correlator module 306 can use an appropriate constellation according to the code rate and constellation capacity. Fig. 39 shows an example of such combinations.

El Caso 1 muestra un ejemplo de uso de NU-MQAM solamente a una tasa de código baja para la implementación simplificada del sistema. El Caso 2 muestra un ejemplo de uso de una constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelación apropiada. La Fig. Case 1 shows an example of using NU-MQAM only at a low code rate for simplified system implementation. Case 2 shows an example of using an optimized constellation at each code rate. The transmitter can send information about the code rate of the error correction code and the constellation capacity to the receiver so that the receiver can use an appropriate constellation. Fig.

40 muestra otro ejemplo de los casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema. 40 shows another example of cases where compatibility between conventional systems is considered. In addition to the examples, additional combinations are possible to optimize the system.

El Módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar información de realimentación de Codificación y modulación adaptativa (ACM)/Codificación y modulación variable (VCM) y añadir información de parámetros usada en la codificación y la modulación a un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de Tipo modulación/Tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información: The ModCod 307 header insertion module shown in Fig. 37 can take feedback information from Adaptive Coding and Modulation (ACM) / Variable Coding and Modulation (VCM) and add parameter information used in coding and modulation to a FEC block as header. The Type Modulation / Code Rate (ModCod) header can include the following information:

Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta  Type of FEC (1 bit) - LDPC long or short

Tasa de código (3 bits)  Code Rate (3 bits)

Modulación (3 bits) - hasta a 64K QAM  Modulation (3 bits) - up to 64K QAM

Identificador de PLP (8 bits)  PLP identifier (8 bits)

El Módulo intercalador de símbolos 308 puede realizar el intercalado en el dominio del símbolo para obtener efectos de intercalado adicionales. Procesos similares realizados en el recorrido de los datos se pueden realizar en el recorrido de la señalización de L1 pero con parámetros posiblemente diferentes (301-1 ~ 308-1). En este punto, se puede usar un módulo de código acortado/perforado (303-1) para código interno. The Symbol Interleaver Module 308 can interleave in the symbol domain to obtain additional interleaving effects. Similar processes performed in the data path can be performed in the path of the L1 signaling but with possibly different parameters (301-1 ~ 308-1). At this point, a shortened / perforated code module (303-1) can be used for internal code.

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificación de LDPC que usa acortado/perforación. El proceso de acortado se puede realizar en los bloques de entrada que tienen menos bits que un número requerido de bits para la codificación de LDPC en tantos bits cero requeridos para la codificación de LDPC se puedan rellenar (301c). Los flujos de bits de entrada Rellenados con Ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación de LDPC (302c). En este momento, para los flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, los ceros se pueden eliminar (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar una perforación (304c) según las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar en las secuencias originales y sacar (305c). Fig. 38 shows an example of LDPC coding using shortening / perforation. The shortening process can be performed on input blocks that have fewer bits than a required number of bits for LDPC coding in so many zero bits required for LDPC coding can be filled (301c). Input bit streams Filled with Zeros can have parity bits through LDPC encoding (302c). At this time, for bit streams that correspond to original bit streams, zeros can be eliminated (303c) and for parity bit streams, a punch (304c) can be performed according to code rates. These processed information bit streams and parity bit streams can be multiplexed in the original sequences and output (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preámbulo para la señalización de L1 y un símbolo de datos para los datos de PLP. Se puede ver que el preámbulo y los símbolos de datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden un PLP de tipo 0 que se transmite usando una modulación/codificación fija y un PLP de tipo 1 que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para un PLP de tipo 0, una información tal como la modulación, el tipo de FEC, y la tasa de código de FEC se transmiten en el preámbulo (ver la Fig. 42 Inserción de cabecera de trama 401). Para un PLP de tipo 1, la información correspondiente se puede transmitir en la cabecera del bloque de FEC de un símbolo de datos (ver la Fig. 37 Inserción de cabecera de ModCod 307). Mediante la separación de los tipos de PLP, la sobrecarga de ModCod se puede reducir en un 3~4% de una tasa de transmisión total, para un PLP de tipo 0 que se transmite a una tasa de bit fija. En un receptor, para un PLP de modulación/codificación fija de un PLP de tipo 0, el Extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer información sobre la Modulación y la tasa de código de FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación de BICM. Para un PLP de modulación/codificación variable de un PLP de tipo 1, los módulos de extracción de ModCod, r307 y r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para la decodificación de BICM. Fig. 41 shows a frame structure comprising a preamble for L1 signaling and a data symbol for PLP data. It can be seen that the preamble and the data symbols are generated cyclically, using a frame as a unit. The data symbols comprise a type 0 PLP that is transmitted using a fixed modulation / coding and a type 1 PLP that is transmitted using a variable modulation / coding. For a type 0 PLP, information such as modulation, FEC type, and FEC code rate are transmitted in the preamble (see Fig. 42 Frame Header Insert 401). For a type 1 PLP, the corresponding information can be transmitted in the FEC block header of a data symbol (see Fig. 37 ModCod 307 header insertion). By separating the PLP types, the ModCod overload can be reduced by 3 ~ 4% of a total transmission rate, for a type 0 PLP that is transmitted at a fixed bit rate. In a receiver, for a fixed modulation / coding PLP of a type 0 PLP, the R401 frame header extractor shown in Fig. 63 can extract information about the Modulation and the FEC code rate and provide the extracted information to a BICM decoding module. For a variable modulation / coding PLP of a type 1 PLP, the ModCod, r307 and r307-1 extraction modules shown in Fig. 64 can extract and provide the necessary parameters for BICM decoding.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo de inserción de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de los flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información: Fig. 42 shows an example of a frame former. A frame header insert module 401 can form a frame from the input symbol streams and can add a frame header at the front of each transmitted frame. The frame header can include the following information:

Número de canales unidos (4 bits)  Number of linked channels (4 bits)

Intervalo de guarda (2 bits)  Guard interval (2 bits)

PAPR (2 bits)  PAPR (2 bits)

Patrón Piloto (2 bits)  Pilot Pattern (2 bits)

Identificación del Sistema Digital (16 bits)  Digital System Identification (16 bits)

Identificación de trama (16 bits)  Frame Identification (16 bits)

Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama  Frame length (16 bits) - number of Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) symbols per frame

Longitud de supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama número de PLP (8 bits)  Superframe length (16 bits) - number of frames per superframe PLP number (8 bits)

para cada PLP  for each PLP

identificación de PLP (8 bits) PLP identification (8 bits)

Identificador de unión de canales (4 bits) Channel junction identifier (4 bits)

inicio de PLP (9 bits) PLP start (9 bits)

tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otros type of PLP (2 bits) - common or other PLP

tipo de carga útil de PLP (5 bits) PLP payload type (5 bits)

tipo de MC (1 bit) - modulación y codificación fija/variable type of MC (1 bit) - fixed / variable modulation and coding

si el tipo de MC == modulación y codificación fija if the type of MC == fixed modulation and coding

tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta FEC type (1 bit) - LDPC long or short

Tasa de código (3 bits) Code Rate (3 bits)

Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM Modulation (3 bits) - up to 64K QAM

fin sí; End yes;

Número de canales de ranura (2 bits) Number of slot channels (2 bits)

para cada ranura for each slot

Inicio de ranura (9 bits) Slot Start (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits) Slot Width (9 bits)

fin para; end to;

Anchura de PLP (9 bits) - número máximo de bloques de FEC de PLP PLP width (9 bits) - maximum number of PLP FEC blocks

Tipo de intercalado en el tiempo de PLP (2 bits) Type of interleaving in the PLP time (2 bits)

fin para;  end to;

* CRC-32 (32 bits) * CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de unión de canales para la información de L1 transmitida en la Cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por lo tanto, información tal como el identificador de PLP, el identificador de unión de canales, y la dirección de inicio del PLP se requieren para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo de ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo de ModCod en la Cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modificación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una Banda de ranura para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la Ranura y su anchura, puede llegar a ser innecesario decodificar las portadoras correspondientes en el receptor. A channel binding environment is assumed for the L1 information transmitted in the Frame Header and the data corresponding to each data segment is defined as PLP. Therefore, information such as the PLP identifier, the channel junction identifier, and the PLP start address are required for each channel used in the junction. An embodiment of this invention suggests transmitting the ModCod field in the FEC frame header if the type of PLP supports variable modulation / coding and transmitting the ModCod field in the frame header if the type of PLP supports fixed modification / coding for Reduce signaling overhead. In addition, if a Slot Band exists for each PLP, transmitting the Slot's starting address and its width, it may become unnecessary to decode the corresponding carriers in the receiver.

La Fig. 43 muestra un ejemplo de Patrón Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Como se muestra, si las posiciones del SP son coincidentes con las posiciones del piloto de preámbulo, puede ocurrir una estructura de piloto irregular. Fig. 43 shows an example of Pilot Pattern 5 (PP5) applied in a channel joining environment. As shown, if the SP positions are coincident with the preamble pilot positions, an irregular pilot structure may occur.

La Fig. 43a muestra un ejemplo de módulo de inserción de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una banda de frecuencia única (por ejemplo, de 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, las bandas de guarda se pueden eliminar, de esta manera, la eficiencia de frecuencia puede aumentar extremadamente. La Fig. 43b es un ejemplo de módulo de inserción de preámbulo 504 como se muestra en la Fig. 51 que se transmite en la parte delantera de la trama e incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque de L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza el barrido de canal inicial. Fig. 43a shows an example of pilot insertion module 404 as shown in Fig. 42. As shown in Fig. 43, if a single frequency band (for example, 8 MHz) is used, the Available bandwidth is 7.61 MHz, but if multiple frequency bands are joined, the guard bands can be eliminated, in this way, the frequency efficiency can be extremely increased. Fig. 43b is an example of a preamble insert module 504 as shown in Fig. 51 which is transmitted in the front of the frame and even with channel joining, the preamble has a repetition rate of 7.61 MHz, which is the bandwidth of the L1 block. This is a structure that considers the bandwidth of a tuner that performs the initial channel scan.

Los Patrones Piloto existen tanto para el Preámbulo como los Símbolos de Datos. Para el símbolo de datos, se pueden usar patrones piloto disperso (SP). El Patrón Piloto 5 (PP5) y el Patrón Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para una interpolación solamente en frecuencia. El PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y el PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. También es posible una interpolación en el tiempo adicional para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones de piloto posibles para la adquisición inicial del canal. Además, las posiciones de piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones de SP y se desea un único patrón piloto tanto para el preámbulo como para el SP. Los pilotos de preámbulo también se podrían usar para interpolación en el tiempo y cada preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requerimientos son importantes para la detección C2 en el barrido y necesarios para la estimación del desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canales, la coincidencia en las posiciones de piloto también se debería mantener para la unión de canales porque la estructura de piloto irregular puede degradar el rendimiento de la interpolación. Pilot Patterns exist for both the Preamble and the Data Symbols. For the data symbol, scattered pilot patterns (SP) can be used. Pilot Pattern 5 (PP5) and Pilot Pattern 7 (PP7) of T2 can be good candidates for interpolation only in frequency. PP5 has x = 12, y = 4, z = 48 for GI = 1/64 and PP7 has x = 24, y = 4, z = 96 for GI = 1/128. Interpolation in the additional time is also possible for a better channel estimate. Pilot patterns for the preamble can cover all possible pilot positions for the initial acquisition of the channel. In addition, the preamble pilot positions should be coincident with the SP positions and a single pilot pattern is desired for both the preamble and the SP. Preamble pilots could also be used for interpolation over time and each preamble could have an identical pilot pattern. These requirements are important for the C2 detection in the sweep and necessary for the estimation of the frequency shift with randomization sequence correlation. In a channel joining environment, the coincidence in the pilot positions should also be maintained for the union of channels because the irregular pilot structure can degrade the interpolation performance.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es de 48 y si una distancia y entre los SP correspondientes a una portadora de SP específica a lo largo del eje de tiempo es de 4, una distancia efectiva x después de la interpolación en el tiempo llega a ser de 12. Esto es cuando una fracción del intervalo de guarda (GI) es 1/64. Si la fracción del GI es 1/128, se pueden usar x=24, y=4 y z=96. Si se usa unión de canales, las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso. In detail, if a distance z between scattered pilots (SP) in an OFDM symbol is 48 and if a distance and between the SPs corresponding to a specific SP carrier along the time axis is 4, an effective distance x after time interpolation it becomes 12. This is when a fraction of the guard interval (GI) is 1/64. If the fraction of the GI is 1/128, x = 24, y = 4 and z = 96 can be used. If channel joining is used, the SP positions can be made coincident with the preamble pilot positions generating non-continuous points in the scattered pilot structure.

En este momento, las posiciones de piloto de preámbulo pueden ser coincidentes con todas las posiciones de SP de símbolo de datos. Cuando se usa unión de canales, el segmento de datos donde se transmite un servicio, se puede determinar con independencia de la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. No obstante, para reducir la sobrecarga para el direccionamiento del segmento de datos, se puede elegir comenzar la transmisión desde la posición de SP y finalizar en la posición de SP. At this time, the preamble pilot positions can be coincident with all the SP positions of the data symbol. When channel linking is used, the data segment where a service is transmitted, can be determined independently of the granularity of the 8 MHz bandwidth. However, to reduce the overhead for addressing the data segment, you can choose to start the transmission from the SP position and end at the SP position.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo de estimación de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar la interpolación en el tiempo para obtener los pilotos mostrados en las líneas de puntos en la Fig. 43 y realizar la interpolación en frecuencia. En este momento, para puntos no continuos de los que se indican los intervalos como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones en la izquierda y derecha separadamente o bien realizar interpolaciones solamente en un lado luego realizar la interpolación en el otro lado usando las posiciones de piloto ya interpoladas de las que el intervalo es 12 como un punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manara, un receptor puede minimizar el consumo de potencia realizando una estimación de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias. When a receiver receives such SPs, if necessary, the channel estimation module r501 shown in Fig. 62 can interpolate in time to obtain the pilots shown in the dotted lines in Fig. 43 and perform interpolation in frequency At this time, for non-continuous points of which the intervals are indicated as 32 in Fig. 43, it is possible to implement either interpolations on the left and right separately or interpolations only on one side, then perform interpolation on the on the other hand using the already interpolated pilot positions of which the interval is 12 as a reference point. At this time, the width of the data segment can vary within 7.61 MHz, in this way, a receiver can minimize power consumption by performing a channel estimate and decoding only the necessary subcarriers.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en el entorno de unión de canales o una estructura de SP para mantener la distancia efectiva x como 12 para evitar la estructura de SP irregular mostrada en la Fig. 43 cuando se usa unión de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para símbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para un símbolo de preámbulo. Fig. 44 shows another example of PP5 applied in the channel bonding environment or an SP structure to maintain the effective distance x as 12 to avoid the irregular SP structure shown in Fig. 43 when channel bonding is used. Fig. 44a is a structure of SP for data symbol and Fig. 44b is a structure of SP for a preamble symbol.

Como se muestra, si la distancia de SP se mantiene consistente en el caso de unión de canales, no habrá ningún problema en la interpolación en frecuencia pero las posiciones de piloto entre el símbolo de datos y el preámbulo pueden no ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere estimación de canal adicional para una estructura de SP irregular, no obstante, las posiciones de SP usadas en unión de canales y las posiciones de piloto de preámbulo llegan a ser diferentes para cada canal. As shown, if the distance of SP remains consistent in the case of joining channels, there will be no problem in frequency interpolation but the pilot positions between the data symbol and the preamble may not be coincident. In other words, this structure does not require additional channel estimation for an irregular SP structure, however, the SP positions used in channel junction and the preamble pilot positions become different for each channel.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas antes mencionados en el entorno de unión de canales. Específicamente, una distancia de piloto de x=16 puede resolver esos problemas. Para conservar la densidad del piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. La capacidad de interpolación solamente en frecuencia aún se puede mantener. Las posiciones de piloto se representan en la Fig. 45 para comparación con la estructura del PP5. Fig. 45 shows a new structure of SP or PP5 'to provide a solution to the two problems mentioned above in the channel joining environment. Specifically, a pilot distance of x = 16 can solve those problems. To conserve pilot density or to maintain the same overload, a PP5 'can have x = 16, y = 3, z = 48 for GI = 1/64 and a PP7' can have x = 16, y = 6, z = 96 for GI = 1/128. Interpolation capacity only in frequency can still be maintained. The pilot positions are shown in Fig. 45 for comparison with the structure of the PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo Patrón SP o estructura de PP5' en un entorno de unión de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un único canal o bien una unión de canales, se puede proporcionar una distancia de piloto efectiva de x=16. Además, debido a que las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo, se puede evitar el deterioro de la estimación de canal causado por la irregularidad de SP o las posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posición de SP irregular para el interpolador en frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones de SP. Fig. 46 shows an example of a new SP Pattern or PP5 'structure in a channel bonding environment. As shown in Figure 46, if either a single channel or a channel junction is used, an effective pilot distance of x = 16 can be provided. In addition, because the SP positions can be made coincident with the preamble pilot positions, the deterioration of the channel estimate caused by the irregularity of SP or the mismatched SP positions can be avoided. In other words, there is no irregular SP position for the frequency interpolator and coincidence is provided between the preamble and the SP positions.

Consecuentemente, los nuevos patrones de SP propuestos pueden ser ventajosos porque el único patrón SP se puede usar tanto para el canal único como unido; no se puede hacer una estructura de piloto irregular, de esta manera es posible una buena estimación de canal; tanto el preámbulo como las posiciones de piloto de SP se pueden mantener coincidentes; la densidad de piloto se puede mantener la misma que para el PP5 y el PP7 respectivamente; y la capacidad de Interpolación solamente en frecuencia también se puede conservar. Consequently, the proposed new SP patterns can be advantageous because the single SP pattern can be used for both the single and joined channels; an irregular pilot structure cannot be made, in this way a good channel estimate is possible; both the preamble and the SP pilot positions can be kept coincident; pilot density can be maintained the same as for PP5 and PP7 respectively; and Interpolation capacity only in frequency can also be preserved.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir los requerimientos de manera que las posiciones de piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisición del canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser de 3409 (7,61 MHz) para el barrido inicial; se deberían usar exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorización para la detección C2; y no se requiere un preámbulo de detección específico como P1 en T2. In addition, the preamble structure can meet the requirements so that the preamble pilot positions should cover all possible SP positions for the acquisition of the initial channel; the maximum number of carriers should be 3409 (7.61 MHz) for the initial scan; exactly the same pilot patterns and randomization sequence should be used for C2 detection; and a specific detection preamble like P1 is not required in T2.

En términos de relación con la estructura de trama, la granularidad de posición del segmento de datos se puede modificar a 16 portadoras en lugar de 12, de esta manera, puede ocurrir menos sobrecarga de direccionamiento de posición y puede no ser esperado ningún otro problema con respecto a la condición del segmento de datos, condición de intervalo Nulo etc. In terms of relation to the frame structure, the position granularity of the data segment can be modified to 16 carriers instead of 12, in this way, less position addressing overhead can occur and no other problem may be expected with regarding the condition of the data segment, null interval condition etc.

Por lo tanto, en el módulo de estimación de canal r501 de la Fig. 62, se pueden usar pilotos en todos los preámbulos cuando se realiza una interpolación en tiempo del SP del símbolo de datos. Por lo tanto, se pueden mejorar la adquisición de canal y la estimación de canal en los límites de la trama. Therefore, in the channel estimation module r501 of Fig. 62, pilots can be used in all preambles when a time interpolation of the SP of the data symbol is performed. Therefore, channel acquisition and channel estimation within the frame limits can be improved.

Ahora, con respecto a los requerimientos relacionados con el preámbulo y la estructura de piloto, hay consenso en que deberían coincidir las posiciones de pilotos de preámbulo y SP con independencia de la unión de canales; el número de portadoras totales en el bloque de L1 debería ser divisible por la distancia de piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 se deberían repetir en el dominio de la frecuencia; y los bloques de L1 deberían ser siempre decodificables en una posición de ventana de sintonizador arbitraria. Requerimientos adicionales serían que los patrones y las posiciones de piloto se deberían repetir en períodos de 8 MHz; el desplazamiento correcto de frecuencia portadora se debería estimar sin el conocimiento de unión de canales; y la decodificación (reordenamiento) de L1 es imposible antes de que se compense el desplazamiento de frecuencia. Now, with respect to the requirements related to the preamble and the pilot structure, there is consensus that the positions of preamble and SP pilots should coincide regardless of the union of channels; the number of total carriers in the block of L1 should be divisible by the pilot distance to avoid an irregular structure at the edge of the band; L1 blocks should be repeated in the frequency domain; and the blocks of L1 should always be decodable in an arbitrary tuner window position. Additional requirements would be that pilot patterns and positions should be repeated in 8 MHz periods; the correct carrier frequency shift should be estimated without the knowledge of channel binding; and decoding (reordering) of L1 is impossible before the frequency offset is compensated.

La Fig. 47 muestra una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo cuando se usan las estructuras de preámbulo como se muestra en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en períodos de 6 MHz. Para una decodificación de L1, se deberían encontrar tanto el desplazamiento de frecuencia como el Patrón de desplazamiento de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en una posición arbitraria del sintonizador sin información de unión de canales y un receptor no puede diferenciar entre el valor de desplazamiento de preámbulo y el desplazamiento de frecuencia. Fig. 47 shows a relationship between the data symbol and the preamble when using the preamble structures as shown in Fig. 52 and Fig. 53. The block of L1 can be repeated in periods of 6 MHz. A decoding of L1, both the frequency offset and the Preamble shift pattern should be found. The decoding of L1 is not possible in an arbitrary position of the tuner without channel binding information and a receiver cannot differentiate between the preamble offset value and the frequency offset.

De esta manera, un receptor, específicamente para el Extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar la decodificación de señal de L1, necesita que sea obtenida la estructura de unión de canales. Debido a que se conoce la cantidad de desplazamiento de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora. En base a la estimación, el recorrido de la señalización de L1 (r308-1 ~ r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar la L1. Thus, a receiver, specifically for the R401 frame header Extractor shown in Fig. 63 to perform the L1 signal decoding, needs the channel binding structure to be obtained. Because the expected amount of preamble offset in two vertically shaded regions is known in Fig. 47, the time / frequency synchronization module r505 in Fig. 62 can estimate the offset of the carrier frequency. Based on the estimate, the signaling path of L1 (r308-1 ~ r301-1) in Fig. 64 can decode L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque de L1 se puede repetir en períodos de 8 MHz. Para la decodificación de L1, necesita ser encontrado solamente el desplazamiento de frecuencia y puede no ser requerido el conocimiento de la unión de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar fácilmente usando una secuencia conocida de la Secuencia Binaria Pseudo Aleatoria (PRBS). Como se muestra en la Fig. 48, el preámbulo y los símbolos de datos están alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesaria la búsqueda de sincronización adicional. Por lo tanto, para un receptor, específicamente para el Módulo extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que necesite ser obtenido solamente el pico de correlación con la secuencia de aleatorización piloto para realizar la decodificación de señal de L1. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora desde la posición de pico. Fig. 48 shows a relationship between the data symbol and the preamble when using the preamble structure as shown in Fig. 55. The block of L1 can be repeated in periods of 8 MHz. For decoding of L1, only the frequency shift needs to be found and knowledge of the union of channels may not be required. The frequency offset can be easily estimated using a known sequence of the Pseudo Random Binary Sequence (PRBS). As shown in Fig. 48, the preamble and the data symbols are aligned, thus, the search for additional synchronization may become unnecessary. Therefore, for a receiver, specifically for the R401 frame header extractor module shown in Fig. 63, it may be necessary to obtain only the correlation peak with the pilot randomization sequence to perform the L1 signal decoding . The time / frequency synchronization module r505 in Fig. 62 can estimate the displacement of the carrier frequency from the peak position.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable. Fig. 49 shows an example of cable channel delay profile.

Desde el punto de vista del diseño de piloto, el GI actual ya protege en exceso la dispersión de retardo del canal por cable. En el caso peor, rediseñar el modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia de piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad de piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga de piloto, de esta manera, se puede elegir z=56. Una cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser de 8 s para el PP5' y 4 From the point of view of the pilot design, the current GI already overprotects the delay dispersion of the cable channel. In the worst case, redesigning the channel model may be an option. To repeat the pattern exactly every 8 MHz, the pilot distance should be a divisor of 3584 carriers (z = 32 or 56). A pilot density of z = 32 can increase pilot overhead, of this way, you can choose z = 56. Slightly lower delay coverage may not be important in a cable channel. For example, it can be 8 s for PP5 'and 4

s para el PP7' comparado con 9,3 s (PP5) y 4,7 s (PP7). Se pueden cubrir retardos significativos por ambos patrones piloto incluso en un caso peor. Para la posición de piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones de SP en el símbolo de datos. s for PP7 'compared to 9.3 s (PP5) and 4.7 s (PP7). Significant delays can be covered by both pilot patterns even in a worse case. For the preamble pilot position, no more than all the SP positions in the data symbol are necessary.

bastante bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para la estructuración del patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. pretty good. In addition, z = 56 may be a convenient value for structuring the pilot pattern that allows the preamble structure shown in Fig. 48.

La Fig. 50 muestra la estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112 que está construida en el módulo de inserción de piloto 404 en la Fig. 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Se podrían insertar portadoras de borde para cerrar el borde. Fig. 50 shows the scattered pilot structure using z = 56 and z = 112 that is constructed in pilot insertion module 404 in Fig. 42. PP5 'are proposed (x = 14, y = 4, z = 56) and PP7 '(x = 28, y = 4, z = 112). Edge carriers could be inserted to close the edge.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos están alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, todas las posiciones de piloto y estructura de piloto se pueden repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, se puede usar una estructura de piloto común entre el preámbulo y los símbolos de datos. Por lo tanto, el módulo de estimación de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar la estimación de canal usando interpolación en el preámbulo y los símbolos de datos debido a que no puede ocurrir ningún patrón piloto irregular, con independencia de la posición de la ventana que se decide por las ubicaciones del segmento de datos. En este momento, usar solamente interpolación de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal a partir de la dispersión de retardo. Si se realiza adicionalmente interpolación en el tiempo, se puede realizar una estimación de canal más precisa. As shown in Fig. 50, the pilots are aligned at 8 MHz of each edge of the band, all pilot positions and pilot structure can be repeated every 8 MHz. In this way, this structure can support the structure of preamble shown in Fig. 48. In addition, a common pilot structure can be used between the preamble and the data symbols. Therefore, the channel estimation module r501 in Fig. 62 can perform the channel estimation using interpolation in the preamble and data symbols because no irregular pilot pattern can occur, regardless of the position of the window that is decided by the locations of the data segment. At this time, using only frequency interpolation may be sufficient to compensate for channel distortion from delay spread. If time interpolation is performed additionally, a more accurate channel estimate can be made.

Por consiguiente, en el nuevo patrón piloto propuesto, el patrón y la posición de piloto se pueden repetir en base a un período de 8 MHz. Un patrón piloto único se puede usar tanto para el preámbulo como los símbolos de datos. La decodificación de L1 puede ser posible siempre sin el conocimiento de la unión de canales. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar a las partes en común con T2 porque se puede usar la misma estrategia de piloto del patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no ser aumentada la complejidad del receptor significativamente por los patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización de piloto, el período de PRBS puede ser 2047 (secuencia m); la generación de PRBS se puede reiniciar cada 8 MHz, de los cuales el período es 3584; la tasa de repetición de piloto de 56 puede ser también coprincipal con 2047; y puede no esperarse ningún problema de PAPR. Therefore, in the proposed new pilot pattern, the pilot pattern and position can be repeated based on a period of 8 MHz. A single pilot pattern can be used for both the preamble and the data symbols. The decoding of L1 can always be possible without the knowledge of the union of channels. In addition, the proposed pilot pattern may not affect the parties in common with T2 because the same pilot strategy of the dispersed pilot pattern can be used; T2 already uses 8 different pilot patterns; and the complexity of the receiver may not be significantly increased by the modified pilot patterns. For a pilot randomization sequence, the PRBS period may be 2047 (sequence m); PRBS generation can be restarted every 8 MHz, of which the period is 3584; the pilot repetition rate of 56 may also be co-principal with 2047; and no PAPR problem may be expected.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolos de entrada se pueden transformar en el dominio del tiempo por el módulo de IFFT 501. Si es necesario, se puede reducir la relación de potencia pico a media (PAPR) en el módulo de reducción de PAPR 502. Para los métodos de PAPR, se puede usar una Extensión de constelación activa (ACE) o una reserva de tono. El módulo de inserción de GI 503 puede copiar una última parte del símbolo OFDM efectivo para llenar el intervalo de guarda en forma de prefijo cíclico. Fig. 51 shows an example of an OFDM based modulator. The input symbol streams can be transformed in the time domain by the IFFT 501 module. If necessary, the peak to average power ratio (PAPR) in the PAPR 502 reduction module can be reduced. For methods of PAPR, an active constellation extension (ACE) or a tone reserve can be used. The GI 503 insertion module can copy one last part of the effective OFDM symbol to fill the guard interval in the form of a cyclic prefix.

El módulo de inserción de preámbulo 504 puede insertar el preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de manera que un receptor pueda detectar la señal digital, la trama y adquirir la adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar una señalización de capa física tal como el tamaño de FFT (3 bits) y el Tamaño de intervalo de guarda (3 bits). El Módulo de inserción de preámbulo 504 se puede omitir si el modulador es específicamente para DVB-C2. The preamble insert module 504 can insert the preamble into the front of each transmitted frame so that a receiver can detect the digital signal, the frame and acquire time / frequency shift acquisition. At this time, the preamble signal can perform a physical layer signaling such as the FFT size (3 bits) and the Guard interval size (3 bits). Preamble Insert Module 504 can be omitted if the modulator is specifically for DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canales, generada en el módulo de inserción de preámbulo 504 en la Fig. 51. Un bloque de L1 completo debería ser quot;siempre decodificablequot; en cualquier posición arbitraria de la ventana de sintonización de 7,61 MHz y no debería ocurrir ninguna pérdida de señalización de L1 con independencia de la posición de la ventana de sintonizador. Como se muestra, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en períodos de 6 MHz. El símbolo de datos puede ser de unión de canales para cada 8 MHz. Si, para decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el Extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque de L1 desplazado cíclico recibido (Fig. 53) a su forma original. Este reordenamiento es posible debido a que el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6MHz. La Fig. 53a se puede reordenar en la Fig. 53b. Fig. 52 shows an example of a preamble structure for channel joining, generated in the preamble insert module 504 in Fig. 51. A complete block of L1 should be "always decodable"; at any arbitrary position of the 7.61 MHz tuning window and no loss of L1 signaling should occur regardless of the position of the tuner window. As shown, the blocks of L1 can be repeated in the frequency domain in periods of 6 MHz. The data symbol can be channel binding for every 8 MHz. If, for L1 decoding, a receiver uses a tuner such as the tuner r603 shown in Fig. 61 using a bandwidth of 7.61 MHz, the R401 frame header extractor in Fig. 63 needs to reorganize the received cyclic offset L1 block (Fig. 53) to its original form This rearrangement is possible because the L1 block is repeated for each 6MHz block. Fig. 53a can be rearranged in Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la Fig. 52 usa solamente 6MHz del ancho de banda total del sintonizador de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En términos de eficiencia espectral, el ancho de banda del sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza plenamente. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en eficiencia espectral. Fig. 54 shows a process to design a more optimized preamble. The preamble structure of Fig. 52 uses only 6MHz of the total bandwidth of the 7.61 MHz tuner for L1 decoding. In terms of spectral efficiency, the 7.61 MHz tuner bandwidth is not fully utilized. Therefore, there may be additional optimization in spectral efficiency.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para eficiencia espectral total, generada en el módulo de Inserción de Cabecera de Trama 401 en la Fig. 42. Al igual que el símbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en períodos de 8 MHz. Un bloque de L1 completo es todavía quot;siempre decodificablequot; en cualquier posición arbitraria de la ventana de sintonización de 7,61 MHz. Después de la sintonización, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un código perforado virtualmente. Tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para el preámbulo como los símbolos de datos y exactamente la misma estructura de piloto tanto para el preámbulo como los símbolos de datos puede maximizar la eficiencia espectral. Se pueden mantener sin cambios otros rasgos tales como la propiedad desplazada cíclica y no enviar el bloque de L1 en caso de ningún segmento de datos. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de los símbolos de datos o, como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí, es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (aquí, es de 7,61 MHz). Fig. 55 shows another example of preamble structure or preamble symbol structure for total spectral efficiency, generated in the Frame Header Insert module 401 in Fig. 42. Like the data symbol, the blocks of L1 can be repeated in the frequency domain in periods of 8 MHz. A block of full L1 is still "always decodable"; at any arbitrary position of the 7.61 MHz tuning window. After tuning, 7.61 MHz data can be considered as a virtually perforated code. Having exactly the same bandwidth for both the preamble and the data symbols and exactly the same pilot structure for both the preamble and the data symbols can maximize spectral efficiency. Other features such as the cyclic shifted property can be kept unchanged and the L1 block cannot be sent in case of any data segment. In other words, the bandwidth of the preamble symbols may be identical to the bandwidth of the data symbols or, as shown in Fig. 57, the bandwidth of the preamble symbols may be the width of Tuner band (here, it is 7.61 MHz). The tuner bandwidth can be defined as a bandwidth that corresponds to a number of total active carriers when a single channel is used. That is, the bandwidth of the preamble symbol can correspond to the number of total active carriers (here, it is 7.61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque de L1 de 8 MHz se pueden considerar como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para la decodificación de L1, el Extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque de L1 recibido, desplazado cíclico en la forma original como se muestra en la Fig. 56. En este momento, la decodificación de L1 se realiza usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que el bloque de L1 se reordena, un espectro del bloque de L1 reordenado puede tener una región en blanco dentro del espectro como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 56 porque un tamaño original del bloque de L1 es de ancho de banda de 8 MHz. Fig. 56 shows a virtually perforated code. 7.61 MHz data between the 8 MHz L1 block can be considered as perforated encodings. When a tuner r603 shown in Fig. 61 uses a bandwidth of 7.61 MHz for decoding L1, the R401 frame header extractor in Fig. 63 needs to reorganize the received L1 block, cyclically offset in the original form as shown in Fig. 56. At this time, decoding of L1 is performed using the tuner's entire bandwidth. Once the L1 block is rearranged, a spectrum of the rearranged L1 block may have a blank region within the spectrum as shown in the upper right side of Fig. 56 because an original size of the L1 block is wide 8 MHz band

Una vez que la región en blanco se rellena de ceros, o bien después del desintercalado en el dominio de símbolos mediante el desintercalador en frecuencia r403 en la Fig. 63 o mediante el desintercalador de símbolos r308-1 en la Fig. 64 o bien después del desintercalado en el dominio de bits por el descorrelacionador de símbolos r306-1, el multiplexor de bits r305-1, y el desintercalador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada como se muestra en el lado inferior derecho de la Fig. 56. Once the blank region is filled with zeros, either after deinterleaving in the symbol domain by means of the frequency deinterleaver r403 in Fig. 63 or by means of the symbol deinterleaver r308-1 in Fig. 64 or later of the uninterleaving in the bit domain by the symbol de-correlator r306-1, the bit multiplexer r305-1, and the internal deinterleaver r304-1 in Fig. 64, the block may have a shape that appears to be perforated as shown on the lower right side of Fig. 56.

Este bloque de L1 se puede decodificar en el módulo de decodificación perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64. Usando estas estructuras de preámbulo, se puede utilizar el ancho de banda entero del sintonizador, de esta manera se pueden aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, se pueden usar un ancho de banda idéntico y una estructura de piloto para el preámbulo y los símbolos de datos. This block of L1 can be decoded in the r303-1 perforated / shortened decoding module in Fig. 64. Using these preamble structures, the entire bandwidth of the tuner can be used, in this way the spectral efficiency can be increased and coding gain. In addition, identical bandwidth and pilot structure can be used for the preamble and data symbols.

Además, si el ancho de banda del preámbulo o el ancho de banda de los símbolos de preámbulo se establece como un ancho de banda de sintonizador como se muestra en la Fig. 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque de L1 completo después de la reordenación incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir que, el bloque de L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de la banda de Radiofrecuencia (RF) de 8MHz. In addition, if the preamble bandwidth or preamble symbol bandwidth is set as a tuner bandwidth as shown in Fig. 58, (it is 7.61 MHz in the example), You can get a complete L1 block after reordering even without drilling. In other words, for a frame that has preamble symbols, where the preamble symbols have at least one layer 1 block (L1), it can be said that, block L1 has 3408 active subcarriers and 3408 active subcarriers correspond at 7.61 MHz of the 8MHz Radio Frequency (RF) band.

De esta manera, se pueden maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificación se puede realizar en el módulo de decodificación perforado/acortado r303-1 en la Fig.64, después de realizar solamente el desintercalado en el dominio de símbolos. In this way, the spectral efficiency and decoding performance of L1 can be maximized. In other words, in a receiver, decoding can be performed in the r303-1 perforated / shortened decoding module in Fig. 64, after only deinterleaving in the symbol domain.

Por consiguiente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es totalmente compatible con el preámbulo usado previamente excepto que el ancho de banda es diferente; los bloques de L1 se repiten en períodos de 8 MHz; el bloque de L1 puede ser siempre decodificable con independencia de la posición de la ventana de sintonizador; se puede usar el ancho de banda completo del sintonizador para la decodificación de L1; la eficiencia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque de L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; se puede usar la misma y simple estructura de piloto tanto para el preámbulo como los datos; y se puede usar un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como los datos. Therefore, the proposed new preamble structure may be advantageous because it is fully compatible with the preamble previously used except that the bandwidth is different; L1 blocks are repeated in periods of 8 MHz; the block of L1 can always be decodable regardless of the position of the tuner window; the complete bandwidth of the tuner can be used for decoding of L1; maximum spectral efficiency can guarantee more coding gain; The incomplete L1 block can be considered as perforated coding; the same and simple pilot structure can be used for both the preamble and the data; and identical bandwidth can be used for both the preamble and the data.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir la entrada de señal digital en señal analógica. Después el ancho de banda de frecuencia de transmisión se convierte ascendentemente Fig. 59 shows an example of an analog processor. A DAC 601 module can convert the digital signal input into an analog signal. Then the transmission frequency bandwidth becomes ascending

(602) y se puede transmitir la señal filtrada analógica (603). (602) and the analog filtered signal (603) can be transmitted.

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida se convierte en señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de la frecuencia. Un analizador sintáctico de tramas r103 puede eliminar los pilotos y las cabeceras y permitir la selección de la información de servicio que necesita ser decodificada. Un demodulador de BICM r102 puede corregir los errores en el canal de transmisión. Un procesador de salida r101 puede restaurar el flujo de servicio y la información de temporización transmitidos originalmente. Fig. 60 shows an example of a digital receiver system. The received signal is converted into a digital signal in an analog process module r105. A r104 demodulator can convert the signal into data in the frequency domain. A r103 frame parser can eliminate pilots and headers and allow the selection of service information that needs to be decoded. A BICM r102 demodulator can correct errors in the transmission channel. An output processor r101 can restore the service flow and timing information originally transmitted.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un Módulo sintonizador/AGC r603 puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un módulo de conversión descendente r602 puede restaurar la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital. Fig. 61 shows an example of an analog processor used in the receiver. A tuner module / AGC r603 can select the desired frequency bandwidth from the received signal. A r602 down conversion module can restore the baseband. An ADC r601 module can convert the analog signal into a digital signal.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo de detección de trama r506 puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente, y detectar un inicio de una trama. Un módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 puede realizar la sincronización en los dominios del tiempo y de la frecuencia. En este momento, para la sincronización en el dominio del tiempo, se puede usar una correlación del intervalo de guarda. Para la sincronización en dominio de la frecuencia, se puede usar la correlación o se puede estimar el desplazamiento a partir de la información de la fase de una subportadora que se transmite en el dominio de la frecuencia. Un módulo de extracción de preámbulo r504 puede extraer el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo de extracción de GI r503 puede extraer el intervalo de guarda. Un módulo de FFT r501 puede transformar la señal en el dominio del tiempo en una señal en el dominio de la frecuencia. Un módulo de estimación/ecualización de canal r501 puede compensar los errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un símbolo piloto. El Módulo de extracción de preámbulo r504 se puede omitir si el demodulador es específicamente para DVB-C2. Fig. 62 shows an example of a demodulator. A frame detection module r506 can detect the preamble, check if there is a corresponding digital signal, and detect a start of a frame. A r505 time / frequency synchronization module can synchronize in the time and frequency domains. At this time, for the time domain synchronization, a correlation of the guard interval can be used. For frequency domain synchronization, the correlation can be used or the offset can be estimated from the phase information of a subcarrier that is transmitted in the frequency domain. A r504 preamble extraction module can extract the preamble from the front of the detected frame. A GI r503 extraction module can extract the guard interval. An FFT module r501 can transform the signal in the time domain into a signal in the frequency domain. A channel estimation / equalization module r501 can compensate for errors by estimating the distortion in the transmission channel using a pilot symbol. The preamble extraction module r504 can be omitted if the demodulator is specifically for DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. Un módulo de extracción de piloto r404 puede extraer un símbolo piloto. Un módulo de desintercalado en frecuencia r403 puede realizar el desintercalado en el dominio de la frecuencia. Un fusionador de símbolos OFDM r402 puede restaurar una trama de datos a partir de los flujos de símbolos transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo de extracción de cabecera de trama r401 puede extraer la señalización de capa física de la cabecera de cada trama transmitida y eliminar la cabecera. La información extraída se puede usar como parámetros para los siguientes procesos en el receptor. Fig. 63 shows an example of a frame parser. A r404 pilot extraction module can extract a pilot symbol. A frequency deinterleaving module r403 can perform deinterleaving in the frequency domain. An OFDM r402 symbol merger can restore a data frame from the symbol streams transmitted in OFDM symbols. A r401 frame header extraction module can extract the physical layer signaling from the header of each transmitted frame and eliminate the header. The extracted information can be used as parameters for the following processes in the receiver.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador de BICM. La Fig. 64a muestra un recorrido de los datos y la Fig. 64b muestra un recorrido de la señalización de L1. Un desintercalador de símbolos r308 puede realizar el desintercalado en el dominio de símbolos. Un extractor de ModCod r307 puede extraer los parámetros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y hacer que los parámetros estén disponibles para los siguientes procesos de decodificación y demodulación adaptativa/variable. Un Descorrelacionador de símbolos r306 puede descorrelacionar los flujos de símbolos de entrada en flujos de Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR) de bits. Los Flujos de LLR de bits de salida se pueden calcular usando una constelación usada en un Correlacionador de símbolos 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM antes mencionadas, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más cercano del MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calculan el resto de bits, se puede implementar un descorrelacionador de símbolos eficiente. Este método se puede aplicar a, por ejemplo, una LLR Aproximada, una LLR exacta, o una Decisión firme. Fig. 64 shows an example of a BICM demodulator. Fig. 64a shows a data path and Fig. 64b shows a signal path of L1. A r308 symbol deinterleaver can perform deinterleaving in the symbol domain. A ModCod r307 extractor can extract the ModCod parameters from the front of each frame in BB and make the parameters available for the following adaptive / variable decoding and demodulation processes. An r306 Symbol De-correlator can de-correlate the input symbol flows into Logarithmic Likelihood Ratio (LLR) bit streams. The LLR flows of output bits can be calculated using a constellation used in a Symbol Mapper 306 of the transmitter as a reference point. At this point, when the aforementioned MQAM or NU-MQAM is used, calculating both the I axis and the Q axis when the nearest bit of the MSB is calculated and calculating either the I axis or the Q axis when calculating the other bits, an efficient symbol de-correlator can be implemented. This method can be applied to, for example, an Approximate LLR, an exact LLR, or a firm Decision.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de la constelación y la tasa de código del código de corrección de errores en el Correlacionador de símbolos 306 del transmisor, el Descorrelacionador de símbolos r306 del receptor puede obtener una constelación que usa la tasa de código y la información de la capacidad de la constelación transmitida desde el transmisor. El multiplexor de bits r305 del receptor puede realizar una función inversa del demultiplexor de bits 305 del transmisor. El Desintercalador interno r304 y el desintercalador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del intercalador interno 304 y el intercalador externo 302 del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desintercalador externo r302 se puede omitir si el demodulador de BICM es específicamente para DVB-C2. When an optimized constellation is used according to the constellation capacity and the code rate of the error correction code in the Symbol correlator 306 of the transmitter, the Symbol De-correlator r306 of the receiver can obtain a constellation using the code rate and constellation capacity information transmitted from the transmitter. The bit multiplexer r305 of the receiver can perform an inverse function of the bit demultiplexer 305 of the transmitter. The internal deinterleaver r304 and the external deinterleaver r302 of the receiver can perform inverse functions of the internal interleaver 304 and the external interleaver 302 of the transmitter, respectively to obtain the bit stream in its original sequence. The external deintercalator r302 can be omitted if the BICM demodulator is specifically for DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar procesos de decodificación correspondientes al codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Procesos similares a los realizados en el recorrido de los datos se pueden realizar en el recorrido de la señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 ~ r301-1). En este punto, como se explicó en la parte del preámbulo, se puede usar un módulo de código acortado/perforado r303-1 para la decodificación de señal de L1. The internal decoder r303 and the external decoder r301 of the receiver can perform decoding processes corresponding to the internal encoder 303 and the external encoder 301 of the transmitter, respectively, to correct errors in the transmission channel. Similar processes to those performed in the data path can be performed in the L1 signaling path, but with different parameters (r308-1 ~ r301-1). At this point, as explained in the preamble part, a shortened / perforated code module r303-1 can be used for L1 signal decoding.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificación de LDPC que usa acortamiento/perforación. Un demultiplexor r301a puede sacar separadamente la parte de información y la parte de paridad del código sistemático a partir de los flujos de bits de entrada. Para la parte de información, se puede realizar un rellenado de ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada del decodificador de LDPC, para la parte de paridad, los flujos de bits de entrada (r303a) para el decodificador de LDPC se pueden generar desperforando la parte perforada. La decodificación de LDPC (r304a) se puede realizar sobre flujos de bits generados, se pueden eliminar y sacar (r305a) los ceros en la parte de información. Fig. 65 shows an example of LDPC decoding using shortening / perforation. A demultiplexer r301a can separately extract the information part and the parity part of the systematic code from the input bit streams. For the information part, a zero fill (r302a) can be performed according to a number of input bit streams of the LDPC decoder, for the parity part, the input bit streams (r303a) for the LDPC decoder can be generated by wrecking the perforated part. LDPC decoding (r304a) can be performed on generated bit streams, zeros can be removed and removed (r305a) in the information part.

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar los flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un Divisor r208 puede restaurar las tramas en BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según el recorrido del PLP. Para cada recorrido del PLP, un extractor de cabecera en BB r207-1~n puede extraer la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador de CRC r206-1~n puede realizar la decodificación de CRC y hacer fiables las tramas en BB disponibles para la selección. Unos Módulos de inserción de paquetes nulos r205-1~n pueden restaurar los paquetes nulos que fueron extraídos para una mayor eficiencia de transmisión en su ubicación original. Unos Módulos de recuperación de retardo r204-1~n pueden restaurar un retardo que existe entre cada recorrido del PLP. Fig. 66 shows an example of an output processor. A BB r209 desalter can restore randomized bit streams (209) in the transmitter. A r208 Divider can restore frames in BB that correspond to multiple PLPs that are multiplexed and transmitted from the transmitter according to the PLP path. For each path of the PLP, a header extractor in BB r207-1 ~ n can extract the header that is transmitted at the front of the frame in BB. A r206-1 ~ n CRC decoder can perform CRC decoding and make available BB frames available for selection. R205-1 ~ n null packet insertion modules can restore the null packets that were removed for greater transmission efficiency in their original location. R204-1 ~ n Delay Recovery Modules can restore a delay that exists between each PLP path.

Unos módulos de recuperación de reloj de salida r203-1~n pueden restaurar la temporización original del flujo de servicio a partir de la información de temporización transmitida desde los módulos de sincronización de flujos de entrada 203-1~n. Unos módulos de interfaz de salida r202-1~n pueden restaurar los datos en el paquete de TS/GS a partir de los flujos de bits de entrada que se segmentan en la trama en BB. Unos módulos de proceso posterior de salida r201-1~n pueden restaurar múltiples flujos de TS/GS en un flujo de TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan módulos que se pueden usar cuando se procesa un único PLP en un momento y el resto de los bloques representan los módulos que se pueden usar cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo. R203-1 ~ n output clock recovery modules can restore the original service flow timing from the timing information transmitted from the input stream synchronization modules 203-1 ~ n. R202-1 ~ n output interface modules can restore the data in the TS / GS packet from the input bit streams that are segmented in the BB frame. R201-1 ~ n post-processing modules can restore multiple TS / GS streams in a full TS / GS stream, if necessary. The shaded blocks shown in Fig. 66 represent modules that can be used when a single PLP is processed at a time and the rest of the blocks represent the modules that can be used when multiple PLPs are processed at the same time.

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron cuidadosamente para evitar el aumento de la PAPR, de esta manera, necesita ser considerado si la tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bits de información de L1 varía dinámicamente según la unión de canales, el número de los PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaño de bloque de L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización de L1 se debería proteger más firmemente que los símbolos de datos; y el intercalado en el tiempo del bloque de L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad ruido impulsivo. Preamble pilot patterns were carefully designed to prevent the increase in PAPR, thus, it needs to be considered if the repetition rate of L1 can increase the PAPR. The number of information bits of L1 varies dynamically according to the union of channels, the number of PLPs, etc. In detail, it is necessary to consider things such as that the block size of fixed L1 can introduce an unnecessary overload; L1 signaling should be more firmly protected than data symbols; and the time interleaving of the L1 block can improve the robustness on the channel deterioration such as the need for impulsive noise.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, la eficiencia espectral completa (26,8% de aumento de BW) se presenta con una perforación virtual pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que aquél de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, se puede usar un intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse por sí mismo en un período de 8 MHz después del intercalado. For a block repetition rate of L1 of 8 MHz, as shown in Fig. 67, the complete spectral efficiency (26.8% increase in BW) is presented with a virtual perforation but the PAPR can be increased since The bandwidth of L1 is the same as that of the data symbols. For the 8 MHz repetition rate, a 4K-FFT DVB-T2 frequency interleaving can be used for the common parts and the same pattern can be repeated by itself in an 8 MHz period after interleaving.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede presentar una eficiencia espectral reducida sin perforado virtual. Un problema similar de PAPR que para el caso de 8 MHz puede ocurrir dado que los anchos de banda de L1 y de símbolo de datos comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, el intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 se puede usar para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse por sí mismo en un período de 24 MHz después del intercalado. For a 6 MHz L1 block repetition rate, as shown in Fig. 68, reduced spectral efficiency can be presented without virtual perforation. A similar problem of PAPR that in the case of 8 MHz may occur since the bandwidths of L1 and data symbol share LCM = 24 MHz. For the 6 MHz repetition rate, interleaving in 4K-FFT DVB frequency -T2 can be used for common parts and the same pattern can repeat itself within 24 MHz after interleaving.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición del bloque de L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador completo. Una eficiencia espectral completa (26,8% de aumento de BW) se puede obtener sin perforación virtual. Puede no haber ningún problema de PAPR dado que los anchos de banda de L1 y de símbolos de datos comparten LCM 1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, se puede usar el intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse por sí mismo en períodos de alrededor de 1704 MHz después del intercalado. Fig. 69 shows a new 7.61 MHz L1 block repetition rate or full tuner bandwidth. A complete spectral efficiency (26.8% increase in BW) can be obtained without virtual drilling. There may not be any PAPR problems given that L1 bandwidths and data symbols share LCM 1704 MHz. For the 7.61 MHz repetition rate, 4K-FFT DVB-T2 frequency interleaving can be used for common parts and the same pattern can be repeated on its own in periods of around 1704 MHz after of the interleaved.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parámetro de decodificación. Especialmente, la información se puede usar en el recorrido de la señal de L1 mostrado en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener un aumento de robustez para cada PLP. Fig. 70 is an example of L1 signaling that is transmitted in the frame header. Each information in the L1 signaling can be transmitted to the receiver and can be used as a decoding parameter. Especially, the information can be used in the path of the L1 signal shown in Fig. 64 and the PLPs can be transmitted in each data segment. A robustness increase can be obtained for each PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un intercalador de símbolos 308-1 como se muestra en el recorrido de la señalización de L1 en la Fig. 37 y también puede ser un ejemplo de su correspondiente desintercalador de símbolos r308-1 como se muestra en el recorrido de la señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques sólidos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un único preámbulo, sino que también se pueden transmitir dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaño del bloque de L1, el tamaño del bloque de intercalado puede variar. En otras palabras, el num_L1_sym y la extensión de L1 pueden ser diferentes uno de otro. Para minimizar sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de portadoras de los símbolos OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, se puede garantizar una eficiencia espectral plena debido a que el ciclo de repetición del bloque de L1 es aún un ancho de banda de sintonizador completo. En la Fig. 72, los números en los bloques con líneas inclinadas representan el orden de los bits dentro de un único bloque de LDPC. Fig. 72 is an example of a symbol interleaver 308-1 as shown in the signaling path of L1 in Fig. 37 and can also be an example of its corresponding symbol deinterleaver r308-1 as shown in the signaling path of L1 in Fig. 64. Blocks with slanted lines represent L1 blocks and solid blocks represent data carriers. L1 blocks can be transmitted not only within a single preamble, but can also be transmitted within multiple OFDM blocks. Depending on a block size of L1, the size of the interleaving block may vary. In other words, the num_L1_sym and the extension of L1 can be different from each other. To minimize unnecessary overload, the data can be transmitted within the other carriers of the OFDM symbols where the L1 block is transmitted. At this point, full spectral efficiency can be guaranteed because the repeat cycle of the L1 block is still a complete tuner bandwidth. In Fig. 72, the numbers in the blocks with slanted lines represent the order of the bits within a single LDPC block.

Por consiguiente, cuando los bits se escriben en una memoria de intercalado en la dirección de las filas según un índice de símbolo como se muestra en la Fig. 72 y se leen en la dirección de las columnas según un índice de portadora, se puede obtener un efecto de intercalado de bloque. En otras palabras, un bloque de LDPC se puede intercalar en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia y entonces se puede transmitir. El num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, se puede fijar un número entre 2~4 como un número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque de L1, se puede usar un código de LDPC perforado/acortado que tiene una longitud mínima de la palabra de código para la protección de L1. Therefore, when the bits are written in a collation memory in the direction of the rows according to a symbol index as shown in Fig. 72 and read in the direction of the columns according to a carrier index, it can be obtained a block interleaving effect. In other words, a block of LDPC can be interleaved in the time domain and the frequency domain and then it can be transmitted. The num_L1_sym can be a default value, for example, a number between 2 ~ 4 can be set as a number of OFDM symbols. At this point, to increase the granularity of the block size of L1, a perforated / shortened LDPC code that has a minimum code word length for the protection of L1 can be used.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de la trama. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques de L1 se pueden extender en el ancho de banda del sintonizador completo o como se muestra en la Fig. 73b, los bloques de L1 se pueden extender parcialmente y el resto de las portadoras se pueden usar para portadora de datos. En cualquier caso, se puede ver que la tasa de repetición del bloque de L1 puede ser idéntica a un ancho de banda de sintonizador completo. Además, para los símbolos OFDM que usan señalización de L1 incluyendo el preámbulo, solamente se puede realizar intercalado de símbolos mientras que no se permite una transmisión de datos en esos símbolos OFDM. Por consiguiente, para el símbolo OFDM usado para la señalización de L1, un receptor puede decodificar la L1 realizando el desintercalado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque de L1 puede transmitir señalización de L1 de la trama actual o señalización de L1 de una trama posterior. En el lado del receptor, se pueden usar los parámetros de L1 decodificados a partir del recorrido de la decodificación de señalización de L1 mostrado en la Fig. 64 para decodificar el proceso para el recorrido de datos desde el analizador sintáctico de tramas de la trama posterior. Fig. 73 is an example of a block transmission of L1. Fig. 73 illustrates Fig. 72 in the domain of the frame. As shown in Fig. 73a, the L1 blocks can be extended in the bandwidth of the complete tuner or as shown in Fig. 73b, the L1 blocks can be partially extended and the rest of the carriers can be Use for data carrier. In any case, it can be seen that the repetition rate of the L1 block can be identical to a full tuner bandwidth. In addition, for OFDM symbols that use L1 signaling including the preamble, symbol interleaving can only be performed while data transmission in those OFDM symbols is not allowed. Therefore, for the OFDM symbol used for L1 signaling, a receiver can decode the L1 by deinterleaving without data decoding. At this point, the L1 block can transmit L1 signaling of the current frame or L1 signaling of a subsequent frame. On the receiver side, the decoded L1 parameters can be used from the L1 signaling decoding path shown in Fig. 64 to decode the process for the data path from the frame plot parser of the subsequent frame .

En resumen, en un transmisor, el intercalado de los bloques de la región de L1 se puede realizar escribiendo los bloques a una memoria en una dirección de las filas y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una dirección de las columnas. En un receptor, el desintercalado de los bloques de la región L1 se puede realizar escribiendo los bloques a una memoria en una dirección de las columnas y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una dirección de las filas. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor se pueden intercambiar. In summary, in a transmitter, the interleaving of the blocks in the region of L1 can be done by writing the blocks to a memory in one direction of the rows and reading the blocks written from the memory in one direction of the columns. In a receiver, the deinterleaving of the blocks of the region L1 can be done by writing the blocks to a memory in one direction of the columns and reading the blocks written from the memory in an address of the rows. The read and write addresses of the transmitter and receiver can be exchanged.

Cuando se realiza una simulación con suposiciones que se hacen tales como CR=1/2 para protección de L1 y para las partes en común con T2; correlación de símbolos 16-QAM; densidad de piloto de 6 en el Preámbulo; el número de LDPC corta implica la cantidad requerida de perforación/acortamiento, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como que solamente el preámbulo para la transmisión de L1 puede no ser suficiente; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque de L1; la palabra de código de LDPC más corta (por ejemplo, información de 192 bits) entre el código acortado/perforado se puede usar para flexibilidad y granularidad fina; y se puede añadir Relleno si se requiere con una sobrecarga insignificante. El resultado se resume en la Fig. 71. When a simulation is made with assumptions that are made such as CR = 1/2 for protection of L1 and for parts in common with T2; 16-QAM symbol correlation; pilot density of 6 in the Preamble; the short LDPC number implies the required amount of perforation / shortening, results or conclusions can be obtained such that only the preamble for the transmission of L1 may not be sufficient; the number of OFDM symbols depends on the amount of the block size of L1; The shortest LDPC code word (for example, 192-bit information) between the shortened / perforated code can be used for flexibility and fine granularity; and Filler can be added if required with an insignificant overload. The result is summarized in Fig. 71.

Por consiguiente, para una tasa de repetición de bloque de L1, un ancho de banda de sintonizador completo sin perforación virtual puede ser una buena solución y aún puede no surgir un problema de PAPR con la eficiencia espectral completa. Para la señalización de L1, la estructura de señalización eficiente puede permitir una configuración máxima en un entorno de unión de 8 canales, 32 ranuras, 256 segmentos de datos, y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, se puede implementar una señalización de L1 flexible según el tamaño de bloque de L1. El intercalado en el tiempo se puede realizar para mejor robustez para las partes en común con T2. Menos sobrecarga puede permitir la transmisión de datos en el preámbulo. Therefore, for a block repetition rate of L1, a complete tuner bandwidth without virtual drilling may be a good solution and a PAPR problem with full spectral efficiency may not yet arise. For L1 signaling, the efficient signaling structure can allow maximum configuration in an 8 channel, 32 slot, 256 data segment, and 256 PLP junction environment. For the block structure of L1, flexible L1 signaling can be implemented according to the block size of L1. Time interleaving can be performed for better robustness for parts in common with T2. Less overhead can allow data transmission in the preamble.

El intercalado de bloque del bloque de L1 se puede realizar para mejor robustez. El intercalado se puede realizar con un número predefinido fijo de símbolos de L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras extendido por la L1 como un parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para el intercalado de preámbulo de P2 en DVB-T2. Block interleaving of the L1 block can be performed for better robustness. Interleaving can be performed with a fixed predefined number of L1 symbols (num_L1_sym) and a number of carriers extended by L1 as a parameter (L1_span). The same technique is used for interleaving P2 preamble in DVB-T2.

Se puede usar un bloque de L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable a la cantidad de bits de señalización de L1, provocando una sobrecarga reducida. La eficiencia espectral completa se puede obtener sin problemas de PAPR. Menos de 7,61 MHz de repetición puede significar que se pueda enviar más redundancia pero no se usa. Puede no surgir un problema de PAPR debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque de L1. A block of variable size L1 can be used. The size can be adaptable to the amount of signaling bits of L1, causing a reduced overload. Full spectral efficiency can be obtained without PAPR problems. Less than 7.61 MHz of repetition may mean that more redundancy can be sent but not used. A PAPR problem may not arise due to the 7.61 MHz repetition rate for the L1 block.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 porque el campo L1_span que tiene 12 bits está dividido en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span está divido en una L1_column que tiene 9 bits y una L1_row que tiene 3 bits. La L1_column representa el índice de portadora que extiende la L1. Debido a que el segmento de datos comienza y termina cada 12 portadoras, que es la densidad de piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits para alcanzar 9 bits. Fig. 74 is another example of L1 signaling transmitted within a frame header. This Fig. 74 is different from Fig. 70 because the L1_span field that has 12 bits is divided into two fields. In other words, the L1_span field is divided into an L1_column that has 9 bits and an L1_row that has 3 bits. The L1_column represents the carrier index that extends the L1. Because the data segment starts and ends every 12 carriers, which is the pilot density, the 12 overload bits can be reduced by 3 bits to reach 9 bits.

La L1_row representa el número de símbolos OFDM donde se extiende la L1 cuando se aplica el intercalado en el tiempo. Por consiguiente, el intercalado en el tiempo se puede realizar dentro de un área de L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente, un tamaño total de bloques de L1 se puede transmitir de manera que la L1_span mostrada en la Fig. 70 se puede usar cuando no se realiza el intercalado en el tiempo. Para tal caso, el tamaño de bloque de L1 es 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera 15 bits es suficiente. Por consiguiente, el campo L1_span puede estar compuesto de 15 bits. The L1_row represents the number of OFDM symbols where the L1 extends when time interleaving is applied. Therefore, time interleaving can be done within an area of L1_columns multiplied by L1_rows. Alternatively, a total block size of L1 can be transmitted so that the L1_span shown in Fig. 70 can be used when time interleaving is not performed. For such a case, the block size of L1 is 11,776 x 2 bits in the example, in this way 15 bits is sufficient. Therefore, the L1_span field can be composed of 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión entera. La Fig. 75 también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede constar de un preámbulo que transmite bloques de L1 y un símbolo de datos que transmite datos. Los diferentes tipos de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques de L1 para cada 7,61 MHz. Fig. 75 is an example of interleaving / deinterleaving in frequency or time. Fig. 75 shows a part of an entire transmission frame. Fig. 75 also shows the union of multiple 8 MHz bandwidths. A frame may consist of a preamble that transmits blocks of L1 and a data symbol that transmits data. Different types of data symbols represent data segments for different services. As shown in Fig. 75, the preamble transmits blocks of L1 for every 7.61 MHz.

Para el preámbulo, el intercalado en frecuencia o tiempo se realiza dentro de los bloques de L1 y no se realiza entre bloques de L1. Es decir, para el preámbulo, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de bloque de L1. Esto permite decodificar los bloques de L1 transmitiendo los bloques de L1 dentro de un ancho de banda de la ventana de sintonizador incluso cuando la ventana de sintonizador se ha movido a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canales. For the preamble, the interleaving in frequency or time is performed within the blocks of L1 and is not performed between blocks of L1. That is, for the preamble, it can be said that the interleaving is done at the block level of L1. This allows the L1 blocks to be decoded by transmitting the L1 blocks within a bandwidth of the tuner window even when the tuner window has moved to a random location within a channel joining system.

Para decodificar un símbolo de datos en un ancho de banda de ventana de sintonizador aleatoria, no debería ocurrir un intercalado entre segmentos de datos. Es decir, para los segmentos de datos, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de segmento de datos. Por consiguiente, el intercalado en frecuencia y el intercalado en el tiempo se deberían realizar dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un intercalador de símbolos 308 en un recorrido de los datos de un módulo de BICM del transmisor como se muestra en la Fig. 37 puede realizar el intercalado de símbolos para cada segmento de datos. Un intercalador de símbolos 308-1 en un recorrido de la señal de L1 puede realizar el intercalado de símbolos para cada bloque de L1. To decode a data symbol in a random tuner window bandwidth, interleaving between data segments should not occur. That is, for data segments, it can be said that interleaving is done at the data segment level. Therefore, frequency interleaving and time interleaving should be performed within a segment of data. Therefore, a symbol interleaver 308 in a data path of a transmitter BICM module as shown in Fig. 37 can interleave symbols for each data segment. A symbol interleaver 308-1 in a path of the L1 signal can interleave symbols for each block of L1.

Un intercalador de frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar el intercalado en el preámbulo y los símbolos de datos separadamente. Específicamente, para el preámbulo, el intercalado en frecuencia se puede realizar para cada bloque de L1 y para un símbolo de datos, el intercalado en frecuencia se puede realizar para cada segmento de datos. En este punto, el intercalado en el tiempo en el recorrido de los datos o el recorrido de la señal de L1 puede no ser realizado considerando el modo de baja latencia. A frequency interleaver 403 shown in Fig. 42 needs to interleave the preamble and the data symbols separately. Specifically, for the preamble, frequency interleaving can be performed for each block of L1 and for a data symbol, frequency interleaving can be performed for each data segment. At this point, time interleaving in the data path or the signal path of L1 may not be performed considering the low latency mode.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de la señalización de L1 que se transmite en una cabecera de FECFRAME en el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Como se ve en la Fig. 76, para el bloque de LDPC corta (tamaño = 16200), puede ocurrir una sobrecarga máxima del 3,3% que puede no ser insignificante. En el análisis, se suponen 45 símbolos para la protección de FECFRAME y el preámbulo es una señalización de L1 específica de trama C2 y la cabecera de FECFRAME es una señalización de L1 específica de FECFRAME, es decir, Mod, Cod, y el identificador de PLP. Fig. 76 is a table that analyzes the overload of the L1 signaling that is transmitted in a FECFRAME header in the ModCod 307 Header Insertion module in the BICM module data path as shown in Fig 37. As seen in Fig. 76, for the short LDPC block (size = 16200), a maximum overload of 3.3% may occur that may not be insignificant. In the analysis, 45 symbols for the protection of FECFRAME are assumed and the preamble is a C1 frame specific L1 signaling and the FECFRAME header is a FECFRAME specific L1 signaling, that is, Mod, Cod, and the identifier of PLP.

Para reducir la sobrecarga de L1, se pueden considerar planteamientos según dos tipos de Segmento de datos. Para casos de tipo ACM/VCM y múltiples PLP, la trama se puede mantener la misma que para la cabecera de FECFRAME. Para casos de tipo ACM/VCM y PLP único, el identificador de PLP se puede extraer de la cabecera de FECFRAME, provocando una reducción de la sobrecarga de hasta un 1,8%. Para casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo de Mod/Cod se puede extraer de la cabecera de FECFRAME, provocando una reducción de sobrecarga de hasta un 1,5%. Para casos de tipo CCM y PLP único, no se requiere cabecera de FECFRAME, de esta manera, se puede obtener una reducción de sobrecarga de hasta un 3,3%. To reduce the overload of L1, approaches can be considered according to two types of data Segment. For ACM / VCM and multiple PLP cases, the frame can be kept the same as for the FECFRAME header. For ACM / VCM and single PLP cases, the PLP identifier can be extracted from the FECFRAME header, causing an overload reduction of up to 1.8%. For CCM and multiple PLP cases, the Mod / Cod field can be extracted from the FECFRAME header, causing an overload reduction of up to 1.5%. For cases of single CCM and PLP type, no FECFRAME header is required, in this way, an overload reduction of up to 3.3% can be obtained.

En una señalización de L1 acortada, se puede transmitir o bien la Mod/Cod (7 bits) o bien el identificador de PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corta para obtener cualquier ganancia de codificación. No obstante, es posible no requerir sincronización porque los PLP pueden estar alineados con la trama de la transmisión C2; toda ModCod de cada PLP se puede conocer a partir del preámbulo; y un simple cálculo puede permitir la sincronización con la FECFRAME específica. In a shortened L1 signaling, either the Mod / Cod (7 bits) or the PLP identifier (8 bits) can be transmitted, but it may be too short to obtain any encoding gain. However, it is possible not to require synchronization because the PLPs may be aligned with the C2 transmission frame; every ModCod of each PLP can be known from the preamble; and a simple calculation can allow synchronization with the specific FECFRAME.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la Fig. 77, los bloques con líneas inclinadas y el Formador de FECFRAME representan un diagrama de bloques de detalle del módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Los bloques sólidos representan un ejemplo de módulo de codificación interna 303, intercalador interno 304, demultiplexor de bits 305, y correlacionador de símbolos 306 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. En este punto, se puede realizar una señalización de L1 acortada porque la CCM no requiere un campo de Mod/Cod y el PLP único no requiere un identificador de PLP. En esta señal de L1 con un número de bits reducido, la señal de L1 se puede repetir tres veces en el preámbulo y se puede realizar una modulación BPSK, de esta manera, es posible una señalización muy robusta. Finalmente, el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 puede insertar la cabecera generada en cada trama de FEC. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo del módulo de extracción de ModCod r307 en el recorrido de los datos del módulo de demodulación de BICM mostrado en la Fig. 64. Fig. 77 is showing a structure for a FECFRAME header to minimize overhead. In Fig. 77, the blocks with slanted lines and the FECFRAME Trainer represent a block diagram of the ModCod 307 Header Insert module in the data path of the BICM module as shown in Fig. 37 Solid blocks represent an example of an internal coding module 303, internal interleaver 304, bit demultiplexer 305, and symbol correlator 306 in the data path of the BICM module as shown in Fig. 37. At this point. , a shortened L1 signaling can be performed because the CCM does not require a Mod / Cod field and the unique PLP does not require a PLP identifier. In this L1 signal with a reduced number of bits, the L1 signal can be repeated three times in the preamble and a BPSK modulation can be performed, in this way, a very robust signaling is possible. Finally, the ModCod 307 Header Insertion module can insert the generated header in each FEC frame. Fig. 84 is showing an example of the ModCod r307 extraction module in the data path of the BICM demodulation module shown in Fig. 64.

Como se muestra en la Fig. 84, la cabecera de FECFRAME se puede analizar sintácticamente (r301b), entonces los símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos se pueden retardar, alinear, y entonces combinar (combinación Rake r302b). Finalmente, cuando se realiza una demodulación BPSK (r303b), el campo de señal de L1 recibida se puede restaurar y este campo de señal de L1 restaurado se puede enviar al controlador del sistema para ser usado como parámetros para la decodificación. La FECFRAME analizada sintácticamente se puede enviar al descorrelacionador de símbolos. As shown in Fig. 84, the FECFRAME header can be parsed (r301b), then symbols that convey identical information in repeated symbols can be delayed, aligned, and then combined (Rake combination r302b). Finally, when a BPSK demodulation (r303b) is performed, the received L1 signal field can be restored and this restored L1 signal field can be sent to the system controller to be used as parameters for decoding. The syntactically analyzed FECFRAME can be sent to the symbol de-correlator.

La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 antes mencionada. Se puede ver que se obtiene alrededor de 4,8 dB de ganancia de SNR a través de la repetición de tres veces. La SNR requerida es de 8,7 dB para una BER=1E-11. Fig. 78 is showing a bit error rate (BER) performance of the aforementioned L1 protection. It can be seen that about 4.8 dB of SNR gain is obtained through the repetition of three times. The required SNR is 8.7 dB for a BER = 1E-11.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de tramas de transmisión y estructuras de trama FEC. Las estructuras de trama FEC mostradas en el lado superior derecho de la Fig. 79 representan la cabecera de FECFRAME insertada por el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en la Fig. 37. Se puede ver que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo de CCM o ACM/VCM y único o múltiples PLP, se puede insertar diferente tamaño de cabeceras. O bien, se puede no insertar una cabecera. Las tramas de transmisión formadas según los tipos de segmento de datos y mostradas en el lado inferior izquierdo de la Fig. 79 se pueden formar por el Módulo de inserción de cabecera de trama 401 del Formador de tramas como se muestra en la Fig. 42 y el módulo fusionador/segmentador 208 del procesador de entrada mostrado en la Fig. 35. En este punto, la FECFRAME se puede transmitir según diferentes tipos de segmento de datos. Usando este método, se puede reducir un máximo de un 3,3% de sobrecarga. En el lado superior derecho de la Fig. 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero una persona experta en la técnica entendería que éstas son solamente ejemplos, y cualquiera de estos tipos o sus combinaciones se pueden usar para el segmento de datos. Fig. 79 is showing examples of transmission frames and FEC frame structures. The FEC frame structures shown on the upper right side of Fig. 79 represent the FECFRAME header inserted by the ModCod 307 Header Insertion module in Fig. 37. It can be seen that depending on various combinations of conditions ie , type of CCM or ACM / VCM and single or multiple PLP, different size of headers can be inserted. Or, a header may not be inserted. The transmission frames formed according to the types of data segment and shown on the lower left side of Fig. 79 can be formed by the Frame Header Insert Module 401 of the Frame Former as shown in Fig. 42 and the fuser / segmenter module 208 of the input processor shown in Fig. 35. At this point, the FECFRAME can be transmitted according to different types of data segment. Using this method, a maximum of 3.3% overload can be reduced. On the upper right side of Fig. 79, four different types of structures are shown, but a person skilled in the art would understand that these are only examples, and any of these types or combinations thereof can be used for the data segment.

En el lado receptor, el Módulo de extracción de cabecera de trama r401 del Módulo analizador sintáctico de tramas que se muestra en la Fig. 63 y el módulo de extracción de ModCod r307 del módulo de demodulación de BICM mostrado en la Fig. 64 pueden extraer un parámetro de campo de ModCod que se requiere para la decodificación. En este punto, según los tipos de segmento de datos de transmisión se pueden extraer los parámetros de la trama. Por ejemplo, para el tipo de CCM, los parámetros se pueden extraer a partir de la señalización de L1 que se transmite en el preámbulo y para el tipo de ACM/VCM, los parámetros se pueden extraer a partir de la cabecera de FECFRAME. On the receiving side, the R401 frame header extraction module of the frame syntax analyzer module shown in Fig. 63 and the ModCod r307 extraction module of the BICM demodulation module shown in Fig. 64 can be extracted a ModCod field parameter that is required for decoding. At this point, the frame parameters can be extracted according to the types of transmission data segment. For example, for the type of CCM, the parameters can be extracted from the signaling of L1 that is transmitted in the preamble and for the type of ACM / VCM, the parameters can be extracted from the FECFRAME header.

Como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 79, la estructura de fecframe se puede dividir en dos grupos, en los que el primer grupo es las tres estructuras de trama superiores con cabecera y el segundo es la última estructura de trama sin cabecera. As shown in the upper right side of Fig. 79, the fecframe structure can be divided into two groups, in which the first group is the three upper frame structures with a header and the second is the last frame structure without Headboard.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 que se puede transmitir dentro del preámbulo por el Módulo de inserción de cabecera de trama 401 del Módulo formador de tramas mostrado en la Fig. 42. Esta señalización de L1 es diferente de la señalización de L1 previa en que el tamaño del bloque de L1 se puede transmitir en bits (L1_size, 14 bits); es posible encender/apagar el intercalado en el tiempo en el segmento de datos (dslice_time_intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice_type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de señalización de L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo de Mod/Cod se puede transmitir dentro del preámbulo en lugar de dentro de la cabecera de FECFRAME (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)). Fig. 80 is showing an example of L1 signaling that can be transmitted within the preamble by the Frame Header Insert Module 401 of the Frame Forming Module shown in Fig. 42. This L1 signaling is different from signaling from previous L1 in which the block size of L1 can be transmitted in bits (L1_size, 14 bits); it is possible to turn on / off time interleaving in the data segment (dslice_time_intrlv, 1 bit); and by defining the type of data segment (dslice_type, 1 bit), the signaling overhead of L1 is reduced. At this point, when the type of data segment is CCM, the Mod / Cod field can be transmitted within the preamble instead of within the FECFRAME header (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod ( 3 bits)).

En el lado receptor, el decodificador interno acortado/perforado r303-1 de la demodulación de BICM que se muestra en la Fig. 64 puede obtener el primer bloque de LDPC, que tiene un tamaño de bloque de L1 fijo, transmitido dentro del preámbulo, a través de decodificación. Los números y el tamaño del resto de los bloques de LDPC también se pueden obtener. On the receiving side, the shortened / perforated internal decoder r303-1 of the BICM demodulation shown in Fig. 64 can obtain the first LDPC block, which has a fixed block size of L1, transmitted within the preamble, through decoding. The numbers and size of the rest of the LDPC blocks can also be obtained.

El intercalado en el tiempo se puede usar cuando se necesitan múltiples símbolos OFDM para la transmisión de L1 o cuando hay un segmento de datos intercalado en el tiempo. Es posible un encendido/apagado flexible del intercalado en el tiempo con una bandera de intercalado. Para el intercalado en el tiempo del preámbulo, se pueden requerir una bandera de intercalado en el tiempo (1 bit) y un número de símbolos OFDM intercalados (3 bits), de esta manera, se pueden proteger un total de 4 bits de una forma similar a una cabecera de FECFRAME acortada. Time interleaving can be used when multiple OFDM symbols are needed for L1 transmission or when there is a segment of time interleaved data. A flexible on / off of time interleaving is possible with an interleaving flag. For time interleaving of the preamble, a time interleaving flag (1 bit) and a number of interleaved OFDM symbols (3 bits) may be required, in this way, a total of 4 bits can be protected in one way similar to a shortened FECFRAME header.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa que se puede realizar en el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de los datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques con líneas inclinadas y el Formador de Preámbulo son ejemplos del módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques sólidos son ejemplos del Módulo de inserción de cabecera de trama 401 del Formador de tramas como se muestra en la Fig. 42. Fig. 81 is showing an example of previous L1 signaling that can be performed in the ModCod 307-1 Header Insertion module in the data path of the BICM module shown in Fig. 37. The blocks with lines inclined and the Preamble Formator are examples of the ModCod 307-1 Header Insertion module in the L1 signaling path of the BICM module shown in Fig. 37. Solid blocks are examples of the Header Insertion Module of frame 401 of the Frame Former as shown in Fig. 42.

También, los bloques sólidos pueden ser ejemplos del módulo de código interno acortado/perforado 303-1, intercalador interno 304-1, demultiplexor de bits 305-1, y correlacionador de símbolos 306-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Also, the solid blocks may be examples of the shortened / perforated internal code module 303-1, internal interleaver 304-1, bit demultiplexer 305-1, and symbol correlator 306-1 in the signaling path of module L1 of BICM shown in Fig. 37.

Como se ve en la Fig. 81, la señal de L1 que se transmite en el preámbulo se puede proteger usando codificación de LDPC acortada/perforada. Se pueden insertar parámetros relacionados en la Cabecera en forma de L1 previa. En este punto, solamente se pueden transmitir los parámetros de intercalado en el tiempo en la Cabecera del preámbulo. Para asegurar más robustez, se puede realizar una repetición cuatro veces. En el lado receptor, para ser capaz de decodificar la señal de L1 que se transmite en el preámbulo, el módulo de extracción de ModCod r307-1 en el recorrido de la señalización de L1 de la demodulación de BICM como se muestra en la Fig. 64 necesita usar el módulo de decodificación mostrado en la Fig. 84. En este punto, debido a que hay una repetición cuatro veces a diferencia de la cabecera de FECFRAME de decodificación previa, se requiere un proceso de recepción Rake que sincroniza los símbolos repetidos cuatro veces y que añade los símbolos. As seen in Fig. 81, the L1 signal that is transmitted in the preamble can be protected using shortened / perforated LDPC encoding. Related parameters can be inserted in the Header in the form of a previous L1. At this point, only time interleaving parameters can be transmitted in the Preamble Header. To ensure more robustness, a repetition can be performed four times. On the receiving side, in order to be able to decode the L1 signal that is transmitted in the preamble, the ModCod r307-1 extraction module in the path of the L1 signaling of the BICM demodulation as shown in Fig. 64 need to use the decoding module shown in Fig. 84. At this point, because there is a repeat four times unlike the previous decoding FECFRAME header, a Rake reception process that synchronizes the repeated four symbols is required times and that adds the symbols.

La Fig. 82 muestra una estructura de bloque de señalización de L1 que se transmite desde el Módulo de inserción de cabecera de trama 401 del Módulo formador de tramas como se muestra en la Fig. 42. Está mostrando un caso donde no se usa intercalado en el tiempo en un preámbulo. Como se muestra en la Fig. 82, se pueden transmitir diferentes tipos de bloques de LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que un símbolo OFDM se forma y transmite entonces se forma y transmite un siguiente símbolo OFDM. Para el último símbolo OFDM a ser transmitido, si hay cualquier portadora pendiente, esa portadora se puede usar para la transmisión de datos o se puede rellenar de forma ficticia. El ejemplo en la Fig. 82 muestra un preámbulo que comprende tres símbolos OFDM. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, se puede omitir el desintercalador de símbolos r308-1 en el recorrido de la señalización de L1 del demodulador de BICM como se muestra en la Fig. 64. Fig. 82 shows an L1 signaling block structure that is transmitted from the Frame Header Insert Module 401 of the Frame Forming Module as shown in Fig. 42. It is showing a case where it is not used interleaved in Time in a preamble. As shown in Fig. 82, different types of LDPC blocks can be transmitted in the order of the carriers. Once an OFDM symbol is formed and transmitted then a next OFDM symbol is formed and transmitted. For the last OFDM symbol to be transmitted, if there is any pending carrier, that carrier can be used for data transmission or can be filled in fictitiously. The example in Fig. 82 shows a preamble comprising three OFDM symbols. On a receiving side, for this case of non-interleaving, the symbol deinterleaver r308-1 can be omitted in the path of the L1 signaling of the BICM demodulator as shown in Fig. 64.

La Fig. 83 muestra un caso donde se realiza el intercalado en el tiempo de L1. Como se muestra en la Fig. 83, el intercalado de bloque se puede realizar de una manera que forma un símbolo OFDM para índices de portadora idénticos formando entonces unos símbolos OFDM para los siguientes índices de portadora. Como en el caso donde no se realiza ningún intercalado, si hay cualquier portadora pendiente, esa portadora se puede usar para la transmisión de datos o se puede rellenar de forma ficticia. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, el desintercalador de símbolos r308-1 en el recorrido de la señalización de L1 del demodulador de BICM mostrado en la Fig. 64 puede realizar el desintercalado de bloques leyendo los bloques de LDPC en orden creciente de los números de los bloques de LDPC. Fig. 83 shows a case where interleaving is performed in time of L1. As shown in Fig. 83, block interleaving can be performed in a manner that forms an OFDM symbol for identical carrier indices, then forming OFDM symbols for the following carrier indices. As in the case where no interleaving is performed, if there is any carrier pending, that carrier can be used for data transmission or can be filled in fictitiously. On a receiving side, for this case of non-interleaving, the symbol deinterleaver r308-1 in the path of the L1 signaling of the BICM demodulator shown in Fig. 64 can perform block deinterleaving by reading the LDPC blocks in order increasing numbers of the LDPC blocks.

Además, puede haber al menos dos tipos de segmentos de datos. El segmento de datos tipo 1 tiene el dslice_type = 0 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores mod/cod en los campos de señalización de L1. El segmento de datos tipo 2 tiene el dslice_type = 1 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos tiene una cabecera de XFECFrame y tiene sus valores mod/cod en la cabecera de XFECFrame. In addition, there may be at least two types of data segments. Type 1 data segment has the dslice_type = 0 in the signaling fields of L1. This type of data segment has no XFECFrame header and has its mod / cod values in the L1 signaling fields. The type 2 data segment has the dslice_type = 1 in the signaling fields of L1. This type of data segment has an XFECFrame header and has its mod / cod values in the XFECFrame header.

XFECFrame significa Trama de XFEC (Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja) y mod/cod significa tipo de modulación/tasa de código. XFECFrame means XFEC Frame (Error Correction without Complex Return Channel) and mod / cod means type of modulation / code rate.

En un receptor, un analizador sintáctico de tramas puede formar una trama a partir de las señales demoduladas. La trama tiene símbolos de datos y los símbolos de datos pueden tener un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. También, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar el desintercalado en el tiempo sobre los símbolos de preámbulo o no realizar el desintercalado en el tiempo sobre los símbolos de preámbulo, a partir de la L1 de los símbolos de preámbulo. In a receiver, a frame parser can form a frame from the demodulated signals. The frame has data symbols and the data symbols may have a first type of data segment that has an XFECFrame and an XFECFrame header and a second type of data segment that has an XFECFrame without an XFECFrame header. Also, a receiver can extract a field to indicate whether to perform time deinterleaving on the preamble symbols or not to perform time deinterleaving on the preamble symbols, starting from L1 of the preamble symbols.

En un transmisor, un formador de tramas puede construir una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera XFECFrame. Además, un campo para indicar si realizar un intercalado en el tiempo sobre símbolos de preámbulo o no realizar un intercalado en el tiempo sobre símbolos de preámbulo se puede insertar en la L1 de los símbolos de preámbulo. In a transmitter, a frame former can build a frame. The frame data symbols comprise a first type of data segment that has an XFECFrame and an XFECFrame header and a second type of data segment that has an XFECFrame without an XFECFrame header. In addition, a field to indicate whether a time interleaving on preamble symbols or a time interleaving on preamble symbols can be inserted in L1 of the preamble symbols.

Por último, para el código acortado/perforado para el Módulo de inserción de cabecera de trama 401 del Formador de tramas mostrado en la Fig. 42, se puede determinar un tamaño mínimo de palabra de código que puede obtener ganancia de codificación y se puede transmitir en un primer bloque de LDPC. De esta manera, para el resto de bloques de LDPC los tamaños se pueden obtener a partir de ese tamaño de bloque de L1 transmitido. Finally, for the shortened / perforated code for the Frame Header Insert Module 401 of the Frame Former shown in Fig. 42, a minimum code word size can be determined which can obtain encoding gain and can be transmitted in a first block of LDPC. In this way, for the rest of LDPC blocks the sizes can be obtained from that block size of transmitted L1.

La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización de L1 previa que se puede transmitir desde el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. La Fig. 85 es diferente de la Fig. 81 porque se ha modificado el Mecanismo de protección de parte de la cabecera. Como se ve en la Fig. 85, la información del tamaño de bloque de L1 L1_size (14 bits) no se transmite en el bloque de L1, sino que se transmite en la Cabecera. En la Cabecera, también se puede transmitir la información de intercalado en el tiempo de 4 bits. Para un total de 18 bits de entrada, el código BCH (45, 18) que saca 45 bits se usa y copia para los dos recorridos y finalmente, se correlaciona QPSK. Para el recorrido Q, se puede realizar un desplazamiento cíclico de 1 bit para ganancia de diversidad y se puede realizar una modulación de PRBS según una palabra de sincronización. Un total de 45 símbolos QPSK se pueden sacar de estas entradas del recorrido I/Q. En este punto, si la profundidad de intercalado en el tiempo se fija como un número de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque de L1, L1_span (3 bits) que indica la profundidad de intercalado en el tiempo puede no necesitar ser transmitido. En otras palabras, solamente se puede transmitir la bandera de encendido/apagado (1 bit) del intercalado en el tiempo. En un lado receptor, comprobando solamente un número de preámbulos transmitidos, sin usar la L1_span, se puede obtener la profundidad de desintercalado en el tiempo. Fig. 85 is showing another example of prior L1 signaling that can be transmitted from the ModCod 307-1 Header Insertion module in the path of the L1 signaling of the BICM module shown in Fig. 37. Fig. 85 is different from Fig. 81 because the Protection Mechanism of part of the header has been modified. As seen in Fig. 85, the L1 block size information L1_size (14 bits) is not transmitted in the L1 block, but is transmitted in the Header. In the Header, the interleaving information can also be transmitted in 4-bit time. For a total of 18 input bits, the BCH code (45, 18) that takes 45 bits is used and copied for the two paths and finally, QPSK is correlated. For the Q path, a 1-bit cyclic shift can be made for diversity gain and a PRBS modulation can be performed according to a synchronization word. A total of 45 QPSK symbols can be taken from these inputs of the I / Q route. At this point, if the time interleaving depth is set as a number of preambles that is required to transmit the block of L1, L1_span (3 bits) indicating the time interleaving depth may not need to be transmitted. In other words, only the on / off flag (1 bit) of time interleaving can be transmitted. On a receiving side, by checking only a number of transmitted preambles, without using the L1_span, the depth of deinterleaving in time can be obtained.

La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación de bloque de señalización de L1 que se transmite en el preámbulo. Si un tamaño de información de L1 que se puede transmitir en un preámbulo es Nmax, cuando el tamaño de L1 es menor que Nmax, un preámbulo puede transmitir la información. No obstante, cuando el tamaño de L1 es mayor que Nmax, la información de L1 se puede dividir por igual de manera que el sub-bloque de L1 dividido sea menor que Nmax, entonces el sub-bloque de L1 dividido se puede transmitir en un preámbulo. En este punto, para una portadora que no se usa debido a que la información de L1 es menor que Nmax, no se transmiten datos. Fig. 86 is showing an example of signaling block programming of L1 that is transmitted in the preamble. If an information size of L1 that can be transmitted in a preamble is Nmax, when the size of L1 is smaller than Nmax, a preamble can transmit the information. However, when the size of L1 is larger than Nmax, the information of L1 can be divided equally so that the sub-block of L1 divided is smaller than Nmax, then the sub-block of L1 divided can be transmitted in a preamble. At this point, for a carrier that is not used because the information in L1 is less than Nmax, no data is transmitted.

En su lugar, como se muestra en la Fig. 88, la potencia de las portadoras donde se transmite el bloque de L1 se puede aumentar para mantener una potencia total de señal de preámbulo igual a la potencia de símbolo de datos. El factor de aumento de potencia se puede variar dependiendo del tamaño de L1 transmitido y un transmisor y un receptor pueden tener un valor establecido de este factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si solamente se usan la mitad de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia puede ser dos. Instead, as shown in Fig. 88, the power of the carriers where the L1 block is transmitted can be increased to maintain a total preamble signal power equal to the data symbol power. The power increase factor can be varied depending on the size of transmitted L1 and a transmitter and a receiver can have a set value of this power increase factor. For example, if only half of the total carriers are used, the power increase factor can be two.

La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera el aumento de potencia. Cuando se compara con la Fig. 85, se puede ver que la potencia del símbolo QPSK se puede aumentar y enviar al formador de preámbulos. Fig. 87 is showing an example of previous L1 signaling where power increase is considered. When compared to Fig. 85, it can be seen that the power of the QPSK symbol can be increased and sent to the preamble former.

La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de módulo de extracción de ModCod r307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de demodulación de BICM mostrado en la Fig. 64. A partir del símbolo de preámbulo de entrada, la FECFRAME de señalización de L1 se puede sacar en el descorrelacionador de símbolos y se puede decodificar solamente parte de la cabecera. Fig. 89 is showing another example of ModCod r307-1 extraction module in the path of the L1 signaling of the BICM demodulation module shown in Fig. 64. From the input preamble symbol, the FECFRAME of L1 signaling can be taken out in the symbol de-correlator and only part of the header can be decoded.

Para el símbolo de cabecera de entrada, se puede realizar una descorrelación QPSK y se puede obtener un valor de la Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR). Para el recorrido Q, se puede realizar una demodulación de PRBS según la palabra de sincronización y se puede realizar un proceso inverso del desplazamiento cíclico de 1 bit para la restauración. For the input header symbol, a QPSK decorrelation can be performed and a value of the Logarithmic Likelihood Ratio (LLR) can be obtained. For the Q path, a demodulation of PRBS can be performed according to the synchronization word and a reverse process of the 1-bit cyclic shift can be performed for restoration.

Estos dos valores de recorrido I/Q alineados se pueden combinar y se puede obtener una ganancia de SNR. La salida de la decisión firme se puede introducir en el decodificador de BCH. El decodificador de BCH puede restaurar 18 bits de la L1 previa a partir de los 45 bits de entrada. These two aligned I / Q travel values can be combined and an SNR gain can be obtained. The output of the firm decision can be entered in the BCH decoder. The BCH decoder can restore 18 bits of the previous L1 from the 45 input bits.

La Fig. 90 está mostrando un homólogo, el extractor de ModCod de un receptor. Cuando se compara con la Fig. 89, el control de potencia se puede realizar en los símbolos de entrada del descorrelacionador QPSK para restaurar desde el nivel de potencia aumentado por el transmisor a su valor original. En este punto, se puede realizar el control de potencia considerando un número de portadoras usadas para la señalización de L1 en un preámbulo y tomando un inverso del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor. El factor de aumento de potencia establece la potencia del preámbulo y la potencia de símbolo de datos idénticas una con otra. Fig. 90 is showing a counterpart, the ModCod extractor of a receiver. When compared to Fig. 89, the power control can be performed on the input symbols of the QPSK de-correlator to restore from the power level increased by the transmitter to its original value. At this point, the power control can be performed considering a number of carriers used for signaling L1 in a preamble and taking an inverse of the power increase factor obtained from a transmitter. The power increase factor sets the power of the preamble and the symbol power of identical data with each other.

La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa que se puede realizar en el módulo de extracción de ModCod r307-1 sobre el recorrido de la señalización de L1 del módulo de demodulación de BICM mostrado en la Fig. 64. Este es un proceso de sincronización para obtener una posición de inicio de la Cabecera en un preámbulo. Los símbolos de entrada pueden ser descorrelacionados QPSK entonces para el recorrido Q de salida, se puede realizar un inverso de un desplazamiento cíclico de 1 bit y se puede realizar una alineación. Dos valores de los recorridos I/Q se pueden multiplicar y se pueden demodular los valores modulados por la señalización de L1 previa. De esta manera, la salida del multiplicador puede expresar solamente la PRBS que es una palabra de sincronización. Cuando la salida se correlaciona con una PRBS de secuencia conocida, se puede obtener un pico de correlación en la Cabecera. De esta manera, se puede obtener una posición de inicio de la Cabecera en un preámbulo. Si es necesario, el control de potencia que se realiza para restaurar el nivel de potencia original, como se muestra en la Fig. 90, se puede realizar en la entrada del descorrelacionador QPSK. Fig. 91 is showing an example of previous L1 synchronization that can be performed in the ModCod r307-1 extraction module on the path of the L1 signaling of the BICM demodulation module shown in Fig. 64. This is a synchronization process to obtain a starting position of the Header in a preamble. The input symbols can be de-related QPSK then for the output path Q, a reverse of a 1-bit cyclic shift can be performed and an alignment can be performed. Two values of the I / Q paths can be multiplied and the modulated values can be demodulated by the previous L1 signaling. In this way, the multiplier output can only express the PRBS which is a synchronization word. When the output is correlated with a PRBS of known sequence, a correlation peak can be obtained in the Header. In this way, a starting position of the Header can be obtained in a preamble. If necessary, the power control that is performed to restore the original power level, as shown in Fig. 90, can be performed at the input of the QPSK de-correlator.

La Fig. 92 está mostrando otro ejemplo de campo de cabecera de bloque de L1 que se envía al módulo de Inserción de Cabecera 307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Esta Fig. 92 es diferente de la Fig. 85 porque la L1_span que representa la profundidad de intercalado en el tiempo se reduce a 2 bits y los bits reservados se aumentan en 1 bit. Un receptor puede obtener el parámetro de intercalado en el tiempo del bloque de L1 a partir de la L1_span transmitida. Fig. 92 is showing another example of the L1 block header field that is sent to the Header Insert module 307-1 in the path of the L1 signaling of the BICM module as shown in Fig. 37. This Fig. 92 is different from Fig. 85 because the L1_span representing the interleaving depth in time is reduced to 2 bits and the reserved bits are increased by 1 bit. A receiver can obtain the time interleaving parameter of the block of L1 from the transmitted L1_span.

La Fig. 93 está mostrando los procesos de dividir por igual un bloque de L1 en tantas partes como un número de preámbulos insertando entonces una cabecera en cada uno de los bloques de L1 divididos y asignando entonces los bloques de L1 de cabecera insertada en un preámbulo. Esto se puede realizar cuando se realiza un intercalado en el tiempo con un número de preámbulos donde el número de preámbulos es mayor que un número mínimo de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque de L1. Esto se puede realizar en el bloque de L1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. El resto de las portadoras, después de la transmisión de los bloques de L1 pueden tener patrones de repetición cíclicos en lugar de ser rellenadas con ceros. Fig. 93 is showing the processes of equally dividing a block of L1 into as many parts as a number of preambles then inserting a header in each of the divided blocks of L1 and then assigning the blocks of header L1 inserted in a preamble . This can be done when time interleaving is performed with a number of preambles where the number of preambles is greater than a minimum number of preambles that is required to transmit the L1 block. This can be done in the L1 block in the path of the L1 signaling of the BICM module as shown in Fig. 37. The rest of the carriers, after the transmission of the L1 blocks may have repeating patterns. cyclic instead of being filled with zeros.

La Fig. 94 está mostrando un ejemplo del Descorrelacionador de Símbolos r306-1 del módulo de demodulación de BICM como se muestra en la Fig. 64. Para un caso donde se repiten los bloques de FEC de L1, como se muestra en la Fig. 93, cada punto de inicio de bloque de FEC de L1 se puede alinear, combinar (r301f), y entonces descorrelacionar QAM (r302f) para obtener ganancia de diversidad y ganancia de SNR. En este punto, el combinador puede incluir procesos de alineación y añadir cada bloque de FEC de L1 y dividir el bloque de FEC de L1 añadido. Para un caso donde se repite solamente parte del último bloque de FEC como se muestra en la Fig. 93, solamente se puede dividir la parte repetida en tantos como un número de cabecera de bloque de FEC y la otra parte se puede dividir por un valor que es uno menos que un número de cabecera de bloque de FEC. En otras palabras, el número de división corresponde a un número de portadoras que se añade a cada portadora. Fig. 94 is showing an example of the Symbol 30 De-correlator r306-1 of the BICM demodulation module as shown in Fig. 64. For a case where the FEC blocks of L1 are repeated, as shown in Fig. 93, each FEC block starting point of L1 can be aligned, combined (r301f), and then de-correlated QAM (r302f) to obtain diversity gain and SNR gain. At this point, the combiner can include alignment processes and add each FEC block of L1 and divide the FEC block of L1 added. For a case where only part of the last FEC block is repeated as shown in Fig. 93, only the repeated part can be divided into as many as an FEC block header number and the other part can be divided by a value which is one less than an FEC block header number. In other words, the division number corresponds to a number of carriers that is added to each carrier.

La Fig. 98 está mostrando otro ejemplo de programación de bloque de L1. La Fig. 98 es diferente de la Fig. 93 porque, en lugar de realizar el relleno de ceros o la repetición cuando los bloques de L1 no llenan un símbolo OFDM, el símbolo OFDM se puede llenar con redundancia de paridad realizando menos perforación sobre el código acortado/perforado en el transmisor. En otras palabras, cuando la perforación de paridad (304c) se realiza en la Fig. 38, se puede determinar la tasa de código efectiva según la relación de perforación, de esta manera, perforando cuantos menos bits tengan que ser rellenados de ceros, se puede disminuir la tasa de código efectiva y se puede obtener una mejor ganancia de codificación. El Módulo de desperforación de paridad r303a de un receptor que se muestra en la Fig. 65 puede realizar la desperforación considerando la redundancia de paridad menos perforada. En este punto, debido a que un receptor y un transmisor pueden tener información del tamaño de bloque de L1 total, se puede calcular la relación de perforación. Fig. 98 is showing another example of L1 block programming. Fig. 98 is different from Fig. 93 because, instead of performing zero fill or repeat when L1 blocks do not fill an OFDM symbol, the OFDM symbol can be filled with parity redundancy by performing less drilling on the code shortened / punched in the transmitter. In other words, when parity drilling (304c) is performed in Fig. 38, the effective code rate can be determined according to the drilling ratio, in this way, by drilling the less bits that have to be filled with zeros, the effective code rate can be reduced and a better coding gain can be obtained. The parity desperforation module r303a of a receiver shown in Fig. 65 can perform the desperforation considering the less perforated parity redundancy. At this point, because a receiver and a transmitter can have block size information of total L1, the drilling ratio can be calculated.

La Fig. 95 está mostrando otro ejemplo de campo de señalización de L1. La Fig. 95 es diferente de la Fig. 74 porque, para un caso donde el tipo de segmento de datos es CCM, se puede transmitir una dirección de inicio (21 bits) del PLP. Es decir, para el caso donde el segmento de datos no tiene cabecera, se puede transmitir una dirección de inicio del PLP. Esto puede permitir a la FECFRAME de cada PLP formar una trama de transmisión, sin que la FECFRAME esté alineada con una posición de inicio de una trama de transmisión. De esta manera, se puede eliminar la sobrecarga de relleno, que puede ocurrir cuando una anchura de segmento de datos es estrecha. Un receptor, cuando un tipo de segmento de datos es CCM, puede obtener información de ModCod a partir del preámbulo en el recorrido de la señalización de L1 del demodulador de BICM como se muestra en la Fig. 64, en lugar de obtenerla de la cabecera de FECFRAME. Además, incluso cuando ocurre un salto de canales en una ubicación aleatoria de la trama de transmisión, se puede realizar la sincronización de FECFRAME sin retardo porque la dirección de inicio del PLP ya se puede obtener a partir del preámbulo. Fig. 95 is showing another example of the L1 signaling field. Fig. 95 is different from Fig. 74 because, for a case where the type of data segment is CCM, a starting address (21 bits) of the PLP can be transmitted. That is, in the case where the data segment has no header, a starting address of the PLP can be transmitted. This may allow the FECFRAME of each PLP to form a transmission frame, without the FECFRAME being aligned with a starting position of a transmission frame. In this way, fill overload can be eliminated, which can occur when a data segment width is narrow. A receiver, when one type of data segment is CCM, can obtain ModCod information from the preamble in the path of the L1 signaling of the BICM demodulator as shown in Fig. 64, instead of obtaining it from the header from FECFRAME. In addition, even when a channel jump occurs at a random location of the transmission frame, FECFRAME synchronization can be performed without delay because the PLP start address can already be obtained from the preamble.

La Fig. 96 está mostrando otro ejemplo de campos de señalización de L1 que pueden reducir la sobrecarga de direccionamiento de PLP. Fig. 96 is showing another example of L1 signaling fields that can reduce PLP addressing overhead.

La Fig. 97 está mostrando el número de símbolos QAM que corresponde a una FECFRAME que depende de los tipos de modulación. En este punto, un máximo común divisor del símbolo QAM es 135, de esta manera, se puede Fig. 97 is showing the number of QAM symbols that corresponds to an FECFRAME that depends on the types of modulation. At this point, a maximum common divisor of the QAM symbol is 135, in this way, you can

reducir una sobrecarga de log2(135)≈7 bits. De esta manera, la Fig. 96 es diferente de la Fig. 95 porque se puede reduce an overload of log2 (135) ≈7 bits. Thus, Fig. 96 is different from Fig. 95 because it can be

reducir un número de bits del campo de PLP_start de 21 bits a 14 bits. Este es un resultado de considerar 135 reduce a number of bits in the PLP_start field from 21 bits to 14 bits. This is a result of considering 135

5 símbolos como un único grupo y direccionar el grupo. Un receptor puede obtener un índice de portadora OFDM donde el PLP comienza en una trama de transmisión después de obtener el valor del campo PLP_start y multiplicarlo por 135. 5 symbols as a single group and address the group. A receiver can obtain an OFDM carrier index where the PLP begins in a transmission frame after obtaining the value of the PLP_start field and multiplying it by 135.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar un transmisor, receptor digital eficiente y una estructura de señalización de capa física. Using the suggested methods and devices, among other advantages it is possible to implement an efficient digital transmitter and receiver and a physical layer signaling structure.

10 Transmitiendo la información de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para ACM/VCM y transmitiendo el resto de la señalización de la capa física en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de señalización. 10 By transmitting the ModCod information in each frame header in BB that is necessary for ACM / VCM and transmitting the rest of the physical layer signaling in a frame header, signaling overhead can be minimized.

Se puede implementar una QAM modificada para una transmisión energéticamente más eficiente o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. El sistema puede incluir el transmisor y receptor para cada ejemplo A modified QAM can be implemented for more energy efficient transmission or a more robust digital diffusion system against noise. The system can include the transmitter and receiver for each example

15 descrito y las combinaciones de los mismos. 15 described and combinations thereof.

Se puede implementar una QAM No uniforme Mejorada para una transmisión energéticamente más eficiente o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. Se describe también un método de uso de la tasa de código del código de corrección de error de la NU-QAM y MQAM. El sistema puede incluir el transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos. An Improved non-uniform QAM can be implemented for more energy efficient transmission or a more robust digital broadcast system against noise. A method of using the code rate of the error correction code of the NU-QAM and MQAM is also described. The system may include the transmitter and receiver for each example described and combinations thereof.

20 El método de señalización de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3~4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales. 20 The suggested L1 signaling method can reduce the overload by 3 ~ 4% by minimizing the signaling overload during the joining of channels.

Será evidente para aquellos expertos en la técnica que se pueden hacer diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención. It will be apparent to those skilled in the art that various modifications and variations can be made in the present invention without departing from the invention.

Claims (10)

REIVINDICACIONES 1. Un método de transmisión de una señal de Difusión Digital de Vídeo, DVB, el método que comprende: 1. A method of transmitting a Digital Video Broadcast signal, DVB, the method comprising: codificar exteriormente los datos del Conducto de Capa Física, PLP, mediante un esquema Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH; codificar con Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, los datos codificados exteriores, para Corrección Externally encode data from the Physical Layer Conduit, PLP, using a Bose Chaudhuri scheme Hocquenghem, BCH; Encode with Low Density Parity Check, LDPC, external encoded data, for Correction de Errores sin Canal de Retorno, y sacar una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno, FECFrame; of Errors without Return Channel, and draw an Error Correction Frame without Return Channel, FECFrame; convertir la FECFrame en una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja, XFECFrame, mediante un método de constelación de Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM; insertar una cabecera en la parte delantera de la XFECFrame, en donde la cabecera incluye información del modo convert the FECFrame into an Error Correction Frame without a Complex Return Channel, XFECFrame, using a constellation method of Amplitude Modulation in Quadrature, QAM; insert a header in the front of the XFECFrame, where the header includes mode information para el modo de QAM y un identificador del PLP para identificar el PLP; construir una trama de señal en base a la XFECFrame y los símbolos de preámbulo; modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, la for the QAM mode and a PLP identifier to identify the PLP; build a signal frame based on the XFECFrame and the preamble symbols; Modulate the signal frame using an Orthogonal Frequency Division Multiplexing method, OFDM, the modulación OFDM que usa la Transformada Rápida de Fourier, FFT, del modo 4K; y transmitir la trama de seña modulada, en donde un bloque de Capa 1, L1, que incluye información de señalización de L1 de la trama de señal se repite OFDM modulation using the Fast Fourier Transform, FFT, of 4K mode; Y transmit the modulated signal frame, wherein a layer 1 block, L1, which includes signaling information of L1 of the signal frame is repeated en un símbolo de preámbulo con una tasa igual al ancho de banda de 3408 subportadoras, el bloque de L1 que tiene una información de PLP START que indica una posición de inicio de una primera XFECFrame completa del PLP, in a preamble symbol with a rate equal to the bandwidth of 3408 subcarriers, the block of L1 that has a PLP START information indicating a starting position of a first complete XFECFrame of the PLP, en donde el PLP es un recorrido de procesamiento de datos independiente para transmitir la señal de difusión, y en donde el tamaño de datos de la información del PLP START es de 14 bits. where the PLP is an independent data processing path for transmitting the broadcast signal, and where the data size of the PLP START information is 14 bits.

2.2.

El método de la reivindicación 1, en donde el bloque de L1 además incluye el identificador del PLP para identificar el PLP.  The method of claim 1, wherein the L1 block further includes the PLP identifier to identify the PLP.

3.3.

El método de la reivindicación 1, en donde el método además incluye construir al menos uno de los segmentos de datos en base a la XFECFrame y la cabecera.  The method of claim 1, wherein the method further includes constructing at least one of the data segments based on the XFECFrame and the header.

4.Four.

Un aparato para transmitir una señal de Difusión Digital de Vídeo, DVB, el aparato que comprende:  An apparatus for transmitting a Digital Video Broadcast signal, DVB, the apparatus comprising:

medios (301) para codificar externamente los datos del Conducto de Capa Física, PLP, mediante un esquema Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH; medios (303) para codificar con Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, los datos codificados means (301) for externally coding the data of the Physical Layer Conduit, PLP, by means of a scheme Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH; Means (303) for encoding with Low Density Parity Check, LDPC, encoded data exteriores, para Corrección de Errores sin Canal de Retorno, y sacar una Trama de Corrección de Errores sin outside, for Error Correction without Return Channel, and to draw an Error Correction Frame without Canal de Retorno, FECFrame; medios (306) para convertir la FECFrame en una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja, XFECFrame, mediante un método de constelación de Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM; Return Channel, FECFrame; means (306) to convert the FECFrame into an Error Correction Frame without a Complex Return Channel, XFECFrame, using a constellation method of Amplitude Modulation in Quadrature, QAM; medios (307) para insertar una cabecera en la parte delantera de la XFECFrame, en donde la cabecera incluye información del modo para el modo de QAM y un identificador del PLP para identificar el PLP; means (307) for inserting a header in the front of the XFECFrame, where the header includes mode information for the QAM mode and a PLP identifier to identify the PLP; medios (103) para construir una trama de señal en base a la XFECFrame y los símbolos de preámbulo; medios (104) para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, la modulación OFDM que usa la Transformada Rápida de Fourier, FFT, del modo 4K; y means (103) for constructing a signal frame based on the XFECFrame and the preamble symbols; means (104) for modulating the signal frame by a Frequency Division Multiplexing method Orthogonal, OFDM, the OFDM modulation using the Fast Fourier Transform, FFT, of 4K mode; Y medios (105) para transmitir la trama de seña modulada, en donde un bloque de Capa 1, L1, que incluye información de señalización de L1 de la trama de señal se repite en un símbolo de preámbulo con una tasa igual al ancho de banda de 3408 subportadoras, el bloque de L1 que means (105) for transmitting the modulated signal frame, wherein a layer 1 block, L1, which includes signaling information of L1 of the signal frame is repeated in a preamble symbol with a rate equal to the bandwidth of 3408 subcarriers, the block of L1 that tiene una información de PLP START que indica una posición de inicio de una primera XFECFrame completa del PLP, en donde el PLP es un recorrido de procesamiento de datos independiente para transmitir la señal de difusión, y en donde el tamaño de datos de la información de PLP START es de 14 bits. has a PLP START information indicating a starting position of a first complete XFECFrame of the PLP, wherein the PLP is an independent data processing path to transmit the broadcast signal, and where the data size of the PLP START information is 14 bits.

5.5.

El aparato de la reivindicación 4, en donde el bloque de L1 además incluye el identificador del PLP para identificar el PLP.  The apparatus of claim 4, wherein the L1 block further includes the PLP identifier to identify the PLP.

6.6.

El aparato de la reivindicación 4, el aparato además incluye:  The apparatus of claim 4, the apparatus further includes:

medios (103) para construir al menos uno de los segmentos de datos en base a la XFECFrame y la cabecera. means (103) for constructing at least one of the data segments based on the XFECFrame and the header.

7.7.

Un método de recepción de una señal de Difusión Digital de Vídeo, DVB, el método que comprende:  A method of receiving a Digital Video Broadcast signal, DVB, the method comprising:

demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, la modulación OFDM que usa la Transformada Rápida de Fourier, FFT, del modo 4K; demodulate the received signal by using an Orthogonal Frequency Division Multiplexing method, OFDM, the OFDM modulation using the Fast Fourier Transform, FFT, of 4K mode; obtener una trama de señal a partir de la señal demodulada, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y segmentos de datos, al menos uno de los segmentos de datos que comprende una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja, XFECFrame y una cabecera, y que transporta al menos un Conducto de Capa Física, PLP, en donde un bloque de Capa 1, L1, que incluye información de señalización de L1 de la trama de señal se repite en un símbolo de preámbulo con una tasa igual al ancho de banda de 3408 subportadoras, en donde el bloque de L1 que tiene una información de PLP START que indica una posición de inicio de una primera XFECFrame completa del PLP, en donde el PLP es un recorrido de procesamiento de datos independiente para recibir la señal de difusión, y en donde el tamaño de datos de la información de PLP START es de 14 bits; obtaining a signal frame from the demodulated signal, the signal frame comprising preamble symbols and data segments, at least one of the data segments comprising an Error Correction Frame without a Complex Return Channel, XFECFrame and a header, and that carries at least one Physical Layer Conduit, PLP, where a Layer 1 block, L1, which includes signaling information of L1 of the signal frame is repeated in a preamble symbol with a rate equal to 3408 subcarrier bandwidth, where the L1 block that has a PLP START information indicating a starting position of a first full XFECFrame of the PLP, where the PLP is an independent data processing path to receive the signal broadcast, and where the data size of the PLP START information is 14 bits; analizar sintácticamente la cabecera en la parte delantera de la XFECFrame, en donde la cabecera incluye información del modo para un modo de Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM, y un identificador del PLP para identificar el PLP; parse the header at the front of the XFECFrame, where the header includes mode information for a Quadrature Amplitude Modulation mode, QAM, and a PLP identifier to identify the PLP; convertir la XFECFrame en una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno, FECFrame, mediante un método de constelación de QAM; convert the XFECFrame into an Error Correction Frame without Return Channel, FECFrame, using a QAM constellation method; decodificar con Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, los datos en la FECFrame; y decode with Low Density Parity Check, LDPC, the data in the FECFrame; Y decodificar exteriormente los datos decodificados LDPC mediante un esquema Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH. externally decode the LDPC decoded data using a Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH scheme.

8.8.

El método de la reivindicación 7, en donde el bloque de L1 además incluye el identificador del PLP para identificar el PLP.  The method of claim 7, wherein the L1 block further includes the PLP identifier to identify the PLP.

9.9.

Un aparato de recepción de una señal de Difusión Digital de Vídeo, DVB, el aparato que comprende:  An apparatus for receiving a Digital Video Broadcast signal, DVB, the apparatus comprising:

medios (r104) para demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, la modulación de OFDM que usa la Transformada Rápida de Fourier, FFT, del modo 4K; means (r104) for demodulating the received signal by using an Orthogonal Frequency Division Multiplexing method, OFDM, the OFDM modulation using the Fast Fourier Transform, FFT, of the 4K mode; medios (r103) para obtener una trama de señal a partir de la señal demodulada, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y segmentos de datos, al menos uno de los segmentos de datos que comprende una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja, XFECFrame y una cabecera, y que transporta al menos un Conducto de Capa Física, PLP, en donde un bloque de Capa 1, L1, que incluye información de señalización de L1 de la trama de señal se repite en un símbolo de preámbulo con una tasa igual al ancho de banda de 3408 subportadoras, en donde el bloque de L1 que tiene una información de PLP START que indica una posición de inicio de una primera XFECFrame completa del PLP, en donde el PLP es un recorrido de procesamiento de datos independiente para recibir la señal de difusión, y en donde el tamaño de datos de la información de PLP START es de 14 bits; means (r103) for obtaining a signal frame from the demodulated signal, the signal frame comprising preamble symbols and data segments, at least one of the data segments comprising an Error Correction Frame without Channel Complex Return, XFECFrame and a header, and that carries at least one Physical Layer Conduit, PLP, where a Layer 1 block, L1, which includes L1 signaling information from the signal frame is repeated in a preamble symbol with a rate equal to the bandwidth of 3408 subcarriers, where the L1 block that has a PLP START information indicating a starting position of a first full XFECFrame of the PLP, where the PLP is a data processing path independent to receive the broadcast signal, and where the data size of the PLP START information is 14 bits; medios (r307) para analizar sintácticamente la cabecera en la parte delantera de la XFECFrame, en donde la cabecera incluye información del modo para un modo de Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM y un identificador del PLP para identificar el PLP; means (r307) for parsing the header at the front of the XFECFrame, where the header includes mode information for a Quadrature Amplitude Modulation mode, QAM and a PLP identifier for identifying the PLP; medios (r306) para convertir la XFECFrame en una Trama de Corrección de Errores sin Canal de Retorno, FECFrame, mediante un método de constelación de QAM; means (r306) to convert the XFECFrame into an Error Correction Frame without Return Channel, FECFrame, by a QAM constellation method; medios (r303) para decodificar con Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, los datos en la FECFrame; y means (r303) for decoding with Low Density Parity Check, LDPC, the data in the FECFrame; Y medios (r302) para decodificar exteriormente los datos decodificados LDPC mediante un esquema Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH. means (r302) for externally decoding LDPC decoded data using a Bose Chaudhuri Hocquenghem, BCH scheme. 10. El aparato de la reivindicación 9, en donde el bloque de L1 además incluye el identificador del PLP para identificar el PLP. 10. The apparatus of claim 9, wherein the L1 block further includes the PLP identifier to identify the PLP.