ES2347814T3 - Metodo de procesamiento de señales de posicionamiento, en particular para aplicaciones de interiores. - Google Patents

Abstract

- Un método de procesamiento de un conjunto de señales de posicionamiento moduladas por código constituido por una superposición de señales individuales generadas por una pluralidad de emisores, estando las señales individuales generadas por cada emisor definido por un código de modulación conocido, por un retardo de código desconocido y por un desplazamiento de frecuencia de portadora desconocido, comprendiendo el método los pasos de: (a) recibir y convertir dicha señal de posicionamiento durante un período de tiempo predeterminado, muestreando la señal de posicionamiento recibida a un período de muestreo predeterminado y convirtiéndola a formato digital; (b) para cada código de modulación conocido, determinar la primeros conjuntos de desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba y de retardos de código, generando localmente señales moduladas por código definidas por dicho código de modulación, dichos desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba y dichos retardos de código de prueba, y calculando correlaciones de dicha señal digitalizada con dichas señales moduladas por código generadas localmente; Caracterizado por que comprende adicionalmente los pasos de: (c) para cada código de modulación conocido (ci) y desplazamiento de frecuencia de portadora de prueba: (c1) determinar un pico de correlación principal de mayor magnitud ( * X i (τ* f 0 , f 0 )) como una función del retardo de código de prueba (1); * (c2) determinar si dicho pico de correlación principal ( X i (τ* f 0 , f 0 )) es posiblemente representativo de una señal individual generada por un emisor que utiliza dicho código de modulación (ci), comparando su magnitud con un umbral (2); y (c3) si se determina que dicho pico de correlación principal ( X i (τ* f 0, f 0 )) es posiblemente representativo de una señal individual, determinar si se ve afectado por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores en base a la diferencia entre su magnitud y la de un pico de correlación secundario de menor magnitud ( X i (τ'f 0 , f 0 )) correspondiente a un retardo de código diferente para el mismo desplazamiento de frecuencia de portadora de prueba (3); (d) para cada código de modulación conocido seleccionar, entre los picos de correlación que se ha determinado que posiblemente sean representativos de una señal individual y que no se ven afectados por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores, si los hubiere, el que tanga mayor magnitud, y tomar las correspondientes estimaciones de desplazamiento de frecuencia portadora y retardo de código de prueba como estimaciones del desplazamiento de frecuencia portadora y retardo de código desconocidos de dicha señal individual.

Description

[0001] La invención se refiere a un método de procesamiento de un conjunto de señales de posicionamiento de espectro ensanchado, y en particular a una señal del sistema global de navegación por satélite (GNSS), tal como una señal GPS, Glonass o Galileo. El método de la invención es particularmente adecuado para aplicaciones de posicionamiento urbanas y de interiores.

[0002] Los sistemas globales de navegación por satélite son sistemas que permiten a un receptor, ubicado en cualquier parte o en las proximidades de la Tierra, calcular su posición por medio de las señales emitidas por emisores de satélite sincronizados. Ejemplos de estos sistemas son el Sistema de Posicionamiento Global (GPS) [Kaplan, 1996], Glonass y Galileo [Hein, 2000]. Un GNSS comprende una pluralidad de emisores de satélite que generan señales moduladas por código de secuencia directa [Utlaut, 1978], es decir, el código (tomando valores de + 1 y -1 o cualquier otro conjunto discreto de valores) multiplica la señal original. Por lo tanto, una señal de posicionamiento GNSS está constituida generalmente por una superposición de señales individuales moduladas por código generadas por un subconjunto de dichos emisores de satélite, estando cada señal individual definida por un código de propagación conocido, por un retardo de código desconocido y por un desplazamiento de la frecuencia portadora desconocido (usualmente denominado "Efecto Doppler", incluso si no es enteramente debido al efecto Doppler, sino también a desfases de frecuencia del oscilador y reloj). La determinación del retardo de código es la clave para el posicionamiento, pero una buena estimación del desplazamiento de frecuencia "Doppler" es esencial a fin de realizar una estimación de retardo de código precisa [Kaplan, de 1996, Tsui, 2005].

[0003] En los sistemas GNSS, el posicionamiento de una unidad de recepción requiere en primer lugar la estimación del momento de la transmisión y el momento de la recepción de las señales procedentes de diferentes emisores de satélite. A partir del momento de la recepción y del momento de la transmisión se calculan los denominados pseudorangos entre el receptor y cada transmisor. A continuación, la posición se calcula por triangulación utilizando los pseudorangos y la posición de los emisores de satélite.

[0004] En el uso convencional de los receptores GNSS, tanto el momento de la transmisión como la posición del emisor de satélite son obtenidos estimando el retardo de código, es decir, el retardo entre el código de la señal entrante y una réplica local del código de los receptores, sincronizando esa réplica local para el código de la señal entrante y demodulando la información (también conocida como mensaje de navegación) transportada en la señal entrante. Por lo tanto, la estimación del retardo de código para cada señal procedente de un emisor de satélite será una de las principales tareas del receptor. Los pseudorangos se corrigen antes de la triangulación con el fin de eliminar errores provenientes del reloj del emisor de satélite, del movimiento del emisor de satélite (efectos relativísticos) y de la propagación a través de la ionosfera y la troposfera. Las correcciones para los tres primeros errores pueden ser obtenidas a partir del mensaje de navegación. Para el último de ellos, el receptor puede aplicar algunos modelos conocidos [Kaplan, 1996]. Como la referencia temporal utilizada en el receptor no está sincronizada con la utilizada por el transmisor, el error del reloj del receptor es otra incógnita a ser estimada, además de las tres coordenadas de posición. Por lo tanto, son necesarios al menos los pseudorangos para cuatro emisores de satélite para establecer la posición del receptor. Si el error de reloj de la unidad receptora se mantiene igual a cero por cualquier medio y/o algunas de las coordenadas de posición son conocidas, se reducirá el número de emisores de satélite requerido por el número de incógnitas que se eliminan.

[0005] En algunas ocasiones, no es posible demodular el mensaje de navegación, ya sea debido al bajo nivel de la señal recibida o debido a las limitaciones de tiempo en el momento del primer establecimiento de posición (hay que reseñar que sería necesario obtener la información en el mensaje de navegación de cada emisor de satélite durante un intervalo de tiempo de hasta treinta segundos). En ese caso, se utiliza un método asistido: la información contenida en el mensaje de navegación es proporcionada por un Servidor de Ubicación, que obtiene la información desde una unidad receptora de exteriores ubicada en las cercanías o desde otros medios. Este método se denomina GNSS Asistido, A-GNSS en abreviatura (GPS Asistido o A-GPS para el caso particular de GPS) y puede reducir el momento del primer establecimiento de posición hasta varios segundos y puede ayudar a reducir la potencia mínima requerida en la señal recibida. En las condiciones esperadas de uso del GNSS-Asistido, el mensaje de navegación por lo general no se recupera y, por lo tanto, el receptor no tiene disponibles las "marcas" en la señal que indican el momento de la transmisión (como, por ejemplo, el momento-de-la-semana, TOW). Se pueden determinar las diferencias entre los momentos de transmisión de las señales de los emisores de satélite recibidas directamente a partir de las mediciones, pero no el valor absoluto puesto que existe un término constante pero desconocido que afecta a todos ellos. Esta dificultad puede tratarse de dos maneras:

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Haciendo mediciones a por lo menos cinco emisores de satélite (en lugar de cuatro, como en la operación convencional) y estimando ese término en el proceso de establecimiento de la posición del receptor [Peterson, 1995, Syrjarinne, 2000].

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Sincronizando el receptor a la referencia temporal del GNSS con alta precisión. Esto permite a la unidad receptora medir los momentos de transmisión sin tener acceso a las marcas en las señales. Como en la operación convencional, el número mínimo de emisores de satélite recibidos es cuatro. La sincronización precisa puede conseguirse por medios externos, tales como el enlace de comunicaciones entre el Servidor de Ubicación y el receptor [3GPP, 2005].

[0006] Como se propone en los párrafos anteriores el cálculo de la posición puede tener lugar en el receptor. Este método normalmente se denomina "cálculo de ubicación basado en el receptor". No obstante, en aras de la complejidad y ahorro de costes en el receptor, este cálculo puede realizarse en una unidad externa a la que el receptor envía los pseudorangos y momentos de recepción de las señales, y otra información pertinente a través de un enlace de datos. Este método normalmente se denomina "cálculo de ubicación asistido por el receptor" y fue explotado por la patente estadounidense 5.225.842 concedida a Brown et al. El cálculo de la posición podría hacerse de manera convencional o de una manera asistida dependiendo de los datos proporcionados por el receptor y, finalmente, por el Servidor de Ubicación.

[0007] Los algoritmos de posicionamiento y procesamiento de señal GNSS convencionales fallan cuando el receptor se encuentra en zonas urbanas muy densas, como cañones urbanos, o en el interior de edificios. En ambos tipos de entornos, las señales GNSS están sujetas a alta atenuación y obstrucción (debido a la propagación a través de los edificios y los denominados "cañones urbanos"), el denominado "problema de cerca-lejos" (puesto que las señales proceden de diferentes emisores de satélite que experimentan atenuaciones muy diferentes), y multiruta severa debido a la reflexión de la señal y a la difracción [LaChapelle, 2004b]. Puesto que la propagación en ambos tipos de entornos, es decir, cañones urbanos e interiores de edificios, sufre los mismos problemas, en lo sucesivo se denominan conjuntamente entornos de interiores.

[0008] La atenuación debida a la propagación en entornos "de interiores" puede ser más de 30 dB. Por lo tanto las señales transmitidas por las unidades de transmisión a bordo de los emisores de satélite llegarán a un receptor de interiores con un nivel muy débil de potencia, dado que los GNSS nominalmente están diseñados para una operación en exteriores. Esto significa que un receptor de alta sensibilidad está obligado a detectar las señales; de lo contrario no habrá ningún medio para estimar sus pseudorangos.

[0009] El hecho de que las señales de diferentes emisores de satélite puedan experimentar una atenuación diferente conforme siguen diferentes rutas de propagación da lugar al problema denominado cerca-lejos: si dos señales provenientes de diferentes transmisores llegan al receptor con una gran diferencia en potencia, la estimación del retardo de código de la señal más débil presentará importantes errores debido a la interferencia de la más fuerte. Este efecto se denomina "cerca-lejos" en referencia a las diferencias de potencia en las señales recibidas experimentadas en los sistemas de comunicación celular. En estos sistemas, las diferencias de potencia son debido a las diferencias en la distancia desde el móvil a las estaciones de base; sin embargo, en GNSS las diferencias de potencia son causadas por la diferente atenuación de las rutas de propagación, y no por las diferencias en la distancia desde la unidad de recepción a los satélites, que son relativamente pequeñas. El problema de cerca-lejos no sólo afectará a la estimación del retardo de código, sino también a la estimación de otros parámetros de las señales más débiles, como la frecuencia y los datos (en caso de que sea posible estimar los datos). El error en el retardo de código puede ser muy importante y da lugar a importantes errores de posicionamiento. En un caso extremo, la señal más débil no podría ni siquiera detectarse por la unidad de recepción. En los sistemas modulados en secuencia directa, la diferencia de potencia entre señales recibidas que es tolerada por el receptor sin sufrir el problema de cerca-lejos depende de la correlación cruzada de los códigos de modulación de las señales. En el posicionamiento basado en GNSS, el problema de cerca-lejos no surge en exteriores (es decir, en el campo abierto), ya que todas las señales llegan al receptor prácticamente con la misma potencia.

[0010] La multiruta se refiere al hecho de que el receptor puede recibir varias señales provenientes del mismo transmisor que se han propagado por diferentes rutas. Este problema también sucede en exteriores, donde hay una señal con visibilidad directa (también denominada señal de rayo directo), que es la que se utiliza en la estimación del pseudorango, y otras réplicas retardadas de la señal con menor amplitud que son originadas por reflexión y/o difracción en obstáculos alrededor del receptor. Las réplicas retardadas causan un error adicional en la estimación del retardo de código de la señal deseada, que es la señal de visibilidad directa, si existe, o de lo contrario la señal con la ruta de propagación más corta. Este error es, en definitiva, debido al hecho de que el receptor no puede distinguir la señal deseada del resto cuando sus retardos relativos son pequeños en comparación con el inverso del ancho de banda de la señal. El efecto de las multirutas es mucho más significativo en interiores, puesto que la estructura del edificio y el número de objetos que rodean al receptor facilita la aparición de reflexiones y difracciones.

[0011] Teniendo en cuenta los problemas mencionados anteriormente, los receptores GNSS convencionales, diseñados para aplicaciones de exteriores, no son capaces de trabajar correctamente en interiores ya que fallan en estimar con precisión el retardo de código de la señal generada por los emisores de satélite individuales. La falta de una estimación precisa del retardo de código impide un posicionamiento preciso de la unidad receptora.

[0012] Algunas de las dificultades asociadas con el posicionamiento en interiores son bien conocidas, y han sido propuestas varias soluciones en el pasado, ninguno de los cuales proporciona una satisfacción completa.

[0013] Muchos receptores GNSS de exteriores se basan en la arquitectura denominada "de adquisición y seguimiento", que comprende dos pasos. En el primer paso de "adquisición" se calcula una estimación aproximada tanto del retardo de código como del desplazamiento de la frecuencia portadora. Estas estimaciones son refinadas en el paso de "seguimiento". Esta técnica se describirá en detalle con referencia a las Figuras 1A, 1B y 2.

[0014] La anterior arquitectura ha sido la línea de base para varias patentes que tratan el posicionamiento mediante el uso de señales débiles moduladas por código, tales como el número de patente US 6.707.423 concedida a Turetzky et al y el número de patente US 6.795.771 concedida a Fuchs et al. La adaptación de esta estructura para señales débiles ha sido tratada también en la literatura [LaChapelle, 2004a, López-Risueno, 2004, Psiaki, 2001], a menudo bajo el nombre de receptor GPS de Alta Sensibilidad o Receptor GNSS de Alta Sensibilidad. Principalmente, el procesamiento de señales débiles requiere tanto el uso de tiempos de correlación coherente largos como una gran integración no coherente durante la adquisición (véase la Figura 1A) y el uso de bucles de banda estrecha durante el seguimiento. Por ejemplo, para señales GPS L1 C/A, la correlación coherente podría ser del orden de 10 ms por bloque o superior, y la integración no coherente podría extenderse más allá de 100 bloques, de manera que el tiempo de permanencia global sería del orden de segundos.

[0015] El mucho tiempo de permanencia requerido para umbrales bajos de adquisición conduce a fases de adquisición complejos y grandes tiempos de adquisición. Por lo tanto, en las referencias anteriormente indicadas se utiliza la información asistida proveniente de un Servidor de Ubicación cercano, es decir funcionan en el modo de GNSS-Asistido en lugar de en modo autónomo. La información requerida asistida es, al menos, la lista de transmisores visibles en la zona, es decir, los emisores de satélite visibles y sus frecuencias Doppler aproximadas. De esta manera, la adquisición estrecha la búsqueda de retardo-Doppler y puede realizarse en una forma asequible: realizan una adquisición basada en la FFT (véase la Figura 1 B) aunque buscando únicamente unas pocas frecuencias Doppler. Sin embargo, el principal problema de esos métodos es el uso del seguimiento, ya que hace que el receptor trabaje continuamente. Se trata de un importante problema relativo al consumo de energía debido a que estos tipos de receptores están destinados a ser montados sobre una plataforma móvil, como un teléfono móvil

[0016] El uso de receptores con sólo adquisición permite trabajar con instantáneas de la señal en lugar de digitalizar muestras continuamente. Sin embargo, plantea el problema de la pobre estimación del retardo de código en la fase de adquisición. En varias formas de realización, el número de patente US 5.663.734, concedida a Krasner, describe unidades receptoras que trabajan con instantáneas de señal y que comprenden sólo la adquisición a través de la FFT (véase la Figura 1 B). Para mejorar la estimación del retardo de código se realiza una interpolación adicional utilizando muestras de correlación alrededor del pico de correlación. Las formas de realización de esa patente también trabajan en modo de GNSS-Asistido para facilitar la adquisición. El inconveniente de esas formas de realización es que trabajan correctamente sólo cuando i) el período del código es un múltiplo del período de muestreo y ii) para tiempos de permanencia moderadamente largos, es decir, del orden de 1 segundo o menos. Si no se cumple el requisito de i), la adquisición basada en FFT conduce a un error en la estimación del retardo de código, a pesar del uso de la interpolación. Debido a limitaciones técnicas, no siempre es posible seleccionar una frecuencia de muestreo que cumpla con la anterior condición. Con respecto a los largos tiempos de permanencia, es decir, de más de 1 segundo, incluso pequeñas diferencias entre las frecuencias Doppler de prueba y la frecuencia verdadera pueden dar lugar a una degradación en el cálculo de la correlación debido al efecto Doppler en el código y, posteriormente, a un error en la estimación del retardo de código. Serán necesarios largos tiempos de permanencia de varios segundos para entornos de interiores.

[0017] Por otra parte, el número de patente US 6.795.771, concedida a Fuchs et al, incluye una forma de realización sólo con adquisición, que utiliza la adquisición basada en la FFT, selecciona un pico y realiza correlaciones convencionales para varios retardos alrededor del pico. Sin embargo, a fin de obtener un número entero de muestras por período de código, se realiza el re-muestreo de la señal entrante a expensas de aumentar la complejidad del receptor. Sin embargo, el problema de largos tiempos de permanencia no está ni abordado ni resuelto.

[0018] Con respecto al problema de cerca-lejos, también conocido como mitigación de correlación cruzada, se han propuesto varios métodos para detectarlo en patentes anteriores (número de patente US 6.236.354 concedida a Krasner, número de patente US 6.795.771 concedida a Fuchs et al, número de patente US 6.646.596 concedida a Syrjarinne et al, número de patente US 6.707.423 concedida a Tureztky et al), solicitudes de patente (número de solicitud de patente US 20050099334 concedida a Roh) y la literatura [Glennon, 2004]. En primer lugar, intentan detectar si la correlación entre una señal entrante y su réplica se ve o no afectada por la interferencia de una señal más fuerte procedente de una unidad de transmisión diferente principalmente buscando señales de emisor de satélite más fuertes y calculando la diferencia de potencia entre señales fuertes y débiles. Si se detecta la interferencia de una señal más fuerte, mientras que algunas técnicas simplemente no tienen en cuenta la señal más débil para fines de posicionamiento, otras tratan de mitigar la correlación cruzada buscando el pico de correlación apropiado entre todos los picos procedentes de la interferencia anteriormente indicada. Además, el número de patente US 6.236.354 concedida a Krasner trata de eliminar la interferencia ya sea estimando y eliminando la señal más fuerte antes de la correlación, o, estimando y eliminando de manera menos efectiva su contribución a la correlación cruzada después de la correlación. La eliminación de la señal más fuerte también es conocida en la literatura como la cancelación de interferencia sucesiva [Madhani, 2003].

[0019] A fin de comprender las limitaciones de los métodos anteriores, cabe señalar que una vez que ha sido adquirida una señal de un emisor de satélite, si el retardo se estimó correctamente (es decir, no era erróneo debido al problema de cerca-lejos), puede determinarse el error de frecuencia del reloj del receptor, y por lo tanto puede reducirse la búsqueda Doppler para el resto de emisores satélite que quedan. Además, el Servidor de Ubicación puede proporcionar una estimación aproximada de la diferencia en retardo de los emisores de satélite que quedan. Esta diferencia en retardo se refiere a la diferencia entre el retardo del emisor de satélite adquirido y el retardo de los emisores de satélite que quedan. Al hacerlo así, la adquisición de los emisores de satélite que quedan podría simplificarse aún más, y sólo sería necesaria la exploración de unos pocos pares de retardo-Doppler.

[0020] Un problema principal con los métodos anteriores es que requieren que o bien todos los emisores de satélite o al menos los más fuertes (los recibidos con un mayor nivel de potencia, susceptibles de producir interferencias) hayan sido adquiridos antes de ejecutar el algoritmo de detección y/o mitigación del problema de cerca-lejos. Esto aumenta el tiempo de procesamiento. Además, un espacio de retardo-Doppler reducido después de la primera adquisición de emisor de satélite no puede realizarse ya que no se asegura que este primer emisor de satélite no se vea afectado por el problema de cerca-lejos.

[0021] Es un objeto de la presente invención proporcionar un método de procesamiento de una instantánea de una señal de posicionamiento que permita una estimación eficiente y precisa del retardo de código de señales moduladas por código incluso en entornos de interiores, superando al mismo tiempo al menos parte de los inconvenientes y las limitaciones de la técnica anterior.

[0022] Este objeto se alcanza mediante el método de la invención, que ofrece las siguientes ventajas:

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La frecuencia de muestreo no está restringida a determinados valores;

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No es necesario el re-muestreo de la señal entrante;

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No es necesario adquirir todos los emisores de satélite "fuertes" antes de que pueda adquirirse cualquier satélite débil: el detector del problema de cerca-lejos no tiene que esperar a la adquisición de todos los emisores de satélite; y

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Se lleva a cabo la detección del "problema de cerca-lejos" a través de una prueba estadística muy simple, sin necesidad de un análisis de pico a pico de las correlaciones de los emisores de satélite débiles.

[0023] En particular, una forma de realización preferente comprende un paso de mitigación del problema de cerca-lejos que no se aplica a todos los emisores de satélite, sino sólo a aquellos que han sido clasificados como interferidos por el problema de cerca-lejos por el detector del problema de cerca-lejos, lo que reduce considerablemente la complejidad computacional.

[0024] En aras de la simplicidad, en la siguiente descripción se asume que cada transmisor utiliza su propio código periódico y que todos los códigos tienen el mismo período (también conocido como la "época de código"), sin embargo la invención es también aplicable si varios transmisores utilizan el mismo código (como en Glonass). La invención también es aplicable si la señal es modulada por un código secundario (como en Galileo) o por una secuencia de símbolos portadores de información. La única condición es que la duración de cada elemento del código secundario (sólo si está presente) y la duración del símbolo (sólo si está presente la señal portadora de información) sea un múltiplo de un número entero (incluyendo el caso de la igualdad) de la época del código. Hay que reseñar que, en este contexto, esta es una condición muy leve, ya que todas las señales de GNSS existentes cumplen con esta condición.

[0025] Características y ventajas adicionales de la presente invención se pondrán de manifiesto a partir de la siguiente descripción, tomada en conjunto con los dibujos adjuntos, que muestran:

-Las Figuras 1A y 1B, diagramas de bloques de los pasos de adquisición de receptores GNSS de la técnica anterior; -La Figura 2, un diagrama de bloques de un paso de seguimiento de un receptor GNSS de la técnica anterior; -La Figura 3, un diagrama de bloques de una unidad receptora de acuerdo con la invención; -La Figura 4, un diagrama de flujo de una primera forma de realización de un método de procesamiento de acuerdo con la invención;

-Las Figuras 5A y 5B, representaciones gráficas de la correlación cuadrada versus retardo de código para dos "celdas Doppler", una de las cuales se ve afectada por el "problema de cerca-lejos";

-La Figura 6, un diagrama de flujo del algoritmo de detección del "problema de cerca-lejos" de acuerdo con la invención; -La Figura 7, un diagrama de flujo del algoritmo de cancelación del "problema de cerca-lejos", de acuerdo con una forma de realización de la invención; -La Figura 8, un diagrama de flujo de una segunda forma de realización de un

método de procesamiento de acuerdo con la invención; -La Figura 9, un diagrama de flujo de una tercera forma de realización de un método de procesamiento de acuerdo con la invención;

-Las Figuras 10A a 12B, representaciones gráficas del Error de Estimación del Retardo de Código como una función de Retardo de Código para diferentes técnicas de estimación de acuerdo con la invención y la técnica anterior;

-Las Figuras 13A y 13B, una línea de correlación para una señal individual que muestra la mejora en la estimación de retardo obtenida a través del paso de "adquisición fina" del método de la invención;

-Las Figuras 14A y 14B, dos representaciones gráficas del error de posicionamiento que muestran la mejora en la precisión de posicionamiento obtenida a través de dicho paso de "adquisición fina";

-Las Figuras 15A y 15B, dos representaciones gráficas que muestran los rendimientos del estimador de la relación de densidad espectral portadora-a-ruido de acuerdo con la invención;

-La Figura 16, un conjunto de líneas de correlación para ocho señales de posicionamiento individuales generadas por diferentes emisores de satélite; -La Figura 17, una línea de correlación de una señal individual afectada por el "problema de cerca-lejos";

-La Figura 18, una representación gráfica que compara el error de posicionamiento obtenido con y sin el paso de "detección del problema de cerca-lejos" de la invención;

-Las Figuras 19A y 19B, dos líneas de correlación de una señal individual, respectivamente antes y después de la aplicación del método de cancelación de interferencia de la invención.

[0026] Como ya se ha analizado, un receptor GNSS procesa una señal de posicionamiento recibida a fin de estimar dos parámetros para cada emisor de satélite: su desplazamiento de frecuencia de la portadora "Doppler" y su retardo de código.

[0027] En receptores de la técnica anterior, la estimación de ambos parámetros normalmente se lleva a cabo simultáneamente y comprende dos pasos: adquisición y seguimiento. En la adquisición, se calcula una estimación aproximada del retardo de código y la frecuencia Doppler. Estas estimaciones aproximadas son refinadas a lo largo del paso de seguimiento.

[0028] La Figura 1 muestra un paso típica de adquisición, que comprende en particular una antena ANT, una electrónica frontal DWC para convertir la señal de RF (radiofrecuencia) a IF (frecuencia intermedia), un dispositivo de muestreo y conversión de analógico-a-digital SAMP, digitalizando la señal a una velocidad de muestreo fs (o período de muestreo Ts = 1/fs) y con un número de b bits por muestra. En la adquisición, la unidad receptora busca el retardo de código y la frecuencia Doppler que maximizan la correlación entre una señal recibida procedente de una determinada unidad de transmisión y la réplica de código correspondiente generada en el receptor. La correlación se realiza de la siguiente manera: la señal recibida es demodulada por la frecuencia Doppler de prueba fd, generada por un oscilador local LO; a continuación, se multiplica por una réplica del código del transmisor, generada por un generador de réplicas de código CRG, con un retardo de código de prueba τ. Este producto se suma para Nc épocas de código o períodos en un bloque CC de "correlación coherente" y se eleva al cuadrado. Un período de código consiste en Nchip chips que toman el valor de + 1 ó -1. Cada chip dura Tc segundos, de manera que un período de código es NchipTc segundos. Por ejemplo, para una señal de GPS L1 C/A, Nchip = 1023 chips y el período de código es 1 milisegundo (si cero Doppler). Finalmente, se realiza una suma adicional de Nl bloques, resultando cada uno de procesar Nc períodos de código, en un bloque de "correlación no coherente" NC. La correlación de Nc períodos de código también se indica como correlación coherente, mientras que la suma cuadrada de Nl bloques se denomina integración no coherente, acumulación no coherente o correlación no coherente. Se verifica el resultado de las integraciones no coherentes obtenidas para todos los pares de retardo-Doppler (τ, fd), y se elige el valor máximo (bloque "MAX"). Este valor se compara con un umbral TH en un bloque comparador COMP a fin de determinar si el pico de correlación es posiblemente representativo de una señal individual, generada por el emisor de satélite identificado por el código utilizado para la correlación o si proviene de un pico de ruido. El umbral se elige según un determinado requisito de probabilidad de falsa alarma (PFA) y teniendo en cuenta que en ausencia de estimaciones de Doppler y retardo correctas el resultado de las integraciones tiene una distribución chi-cuadrada con 2Nl grados de libertad. La búsqueda de la adquisición se realiza en una malla discreta de puntos Doppler y retardo, siendo la resolución en Doppler habitualmente inversamente proporcional a la duración de Nc períodos de código y encontrándose la resolución en retardo en el intervalo de 1 muestra a varias muestras, por lo general hasta la mitad del período de chip.

[0029] Aumenta la sensibilidad de la unidad de recepción, y, por tanto, se pueden adquirir señales más débiles, con Nc y Nl. Además, es más eficiente en términos de sensibilidad aumentar Nc en lugar de Nl, a pesar de que existen limitaciones en la extensión de Nc dada por el reloj del receptor y la dinámica, la tasa de símbolos de mensajes de navegación de la señal GNSS, y la complejidad. Una mayor Nc significa que son necesarios un reloj de receptor más estable, una dinámica del receptor más lenta y un proceso de adquisición más complejo.

Además, Nc no puede ser mayor que la duración del símbolo de mensaje de navegación si el mensaje de navegación no se conoce a priori. Normalmente para señales GNSS, hay un número entero de los períodos de código denominado Nsymb, por símbolo de mensaje de navegación. Por ejemplo, Nsymb = 20 para señales GPS L1 C/A.

[0030] No obstante, el valor de Nl tampoco puede aumentarse arbitrariamente puesto que valores más grandes de Nl implican establecer tiempos más largos. Además, como que se explicará en mayor detalle, la precisión necesaria para la estimación de frecuencia también aumenta con Nl y por tanto, Nl también está limitado por la dinámica y la estabilidad del reloj de la unidad receptora. Para unidades de recepción convencionales, los valores de Nc y Nl son bastante bajos: por ejemplo, para los receptores de GPS L1 C/A convencionales, Nc es de 1 a 3 períodos de código y Nl suele ser 1 bloque. Las unidades de recepción con esa configuración no están diseñadas para señales débiles como las encontradas en interiores, sino para los niveles típicos de señales alcanzados en ubicaciones de campo abierto. Este nivel es de aproximadamente -150 dBW para GPS y Galileo de acuerdo con las especificaciones.

[0031] El esquema de la Figura 1A puede estar sujeto a muchas variaciones, ya que el par retardo-Doppler puede hacerse siguiente una amplia gama de técnicas. Por ejemplo, cada par de retardo-Doppler puede evaluarse en serie [Kaplan, 1996] o en paralelo (véase [Lin, 2005] para un estudio sobre métodos paralelos). Especialmente interesante para la invención descrita en la presente memoria es el método paralelo basado en la FFT (Transformada Rápida de Fourier), en el que el retardo de código se busca en paralelo llevando a cabo la FFT inversa del producto de la FFT de la señal y el complejo conjugado de la FFT de la réplica del código, como se muestra en la Fig. 1B. Debido a las propiedades de la FFT, resulta ser un método muy eficiente para llevar a cabo la búsqueda en el retardo de código. Este método ha sido utilizado en el número de patente US 5.420.592 concedida a Johnson, y en otras formas de realización de procesamiento de señales débiles, como en el número de patente US 5.663.734, concedida a Krasner y, en el número de patente US 6.795.771, concedida a Fuchs et al.

[0032] Tras la adquisición, el paso de seguimiento refina las estimaciones de Doppler y del retardo de código siguiendo un método de retroalimentación. Para el retardo de código hay un bucle de bloqueo de retardo (DLL), que consiste básicamente en un discriminador de retardo de código, un filtro de bucle y un oscilador controlado numéricamente (NCO). El discriminador de retardo de código utiliza diferentes correlaciones obtenidas para réplicas de código con retardos que están desfasados con respecto a la estimación del retardo. El discriminador proporciona una señal aproximadamente proporcional a la diferencia (o error) entre el retardo de la señal entrante y la estimación del retardo. Por ejemplo en la Figura 2, se utilizan dos réplicas retardadas +δ (correlador tardío) y -δ (correlador temprano) con respecto al retardo estimado en el discriminador junto con la réplica con el retardo estimado (correlador inmediato). Dependiendo del discriminador, sólo podrían utilizarse el correlador temprano y el tardío, o varios correladores tempranos y varios tardíos [Kaplan, 1996]. El error de retardo estimado por el discriminador es filtrado por el filtro de bucle y va a un oscilador controlado numéricamente (NCO), lo que impulsa al generador de código a producir las nuevas réplicas de código con un retardo de código re-estimado. A continuación, se calculan nuevas correlaciones y se lleva a cabo la operación del bucle. Para la fase de portador, se realiza de una manera similar mediante el uso de un bucle de bloqueo de fase (PLL). Es decir, se estima la diferencia entre la fase de la señal entrante y un portador generado localmente. A fin de lograr esto, el discriminador del PLL debe tomar la correlación coherente del correlador inmediato en lugar de la no coherente. A continuación, esa diferencia de fase pasa a través de un filtro de bucle cuya salida controla otro NCO. En ambos casos, el ancho de banda del bucle, que viene determinado por el filtro de bucle en gran medida, debe seleccionarse como resultado de un equilibrio entre la respuesta de ruido y el comportamiento dinámico del bucle.

[0033] Lo que ha sido descrito hasta ahora constituye un canal fuera del receptor, que normalmente tiene más canales, correlacionando cada uno de ellos la señal recibida y digitalizada con un código diferente a fin de adquirir señales procedentes de varios emisores al mismo tiempo.

[0034] Como ya se ha analizado, el uso de la arquitectura de " adquisición-seguimiento" convencional en ambientes de interiores es posible, pero no completamente satisfactorio, ya que es necesario un tiempo de correlación muy largo, lo que implica pasos de recepción complejas y una alta sensibilidad de la estimación del retardo de código a pequeños errores en las estimaciones Doppler y además el continuo seguimiento generalmente no es necesario en muchas aplicaciones de interiores. Además, la detección y posiblemente mitigación del "problema de cerca-lejos" puede realizarse sólo después de la adquisición de todos los emisores, o al menos un número significativo de ellos, y esto aún más aumenta la complejidad del receptor y ralentiza el procesamiento.

[0035] Una forma de realización de una unidad receptora según la invención se muestra en la Figura 3. Las señales transmitidas por los transmisores se reciben por medio de una antena ANT seguido de un frontal de RF o una unidad de RF/IF o un convertidor DWC que amplifica, filtra y eventualmente convierte las señales recibidas a una frecuencia intermedia. La unidad de RF/IF DWC formatea la señal entrante de manera que pueda ser digitalizada por la unidad de conversión de analógico-a-digital ADC y a continuación almacenada en muestras en la unidad de memoria MU. Esta unidad de memoria MU puede ser un módulo de almacenamiento único como una memoria de acceso aleatorio, un registro de desplazamiento, o ser sólo la memoria interna de un módulo más complejo, tal como un procesador o una matriz de puertas programables. Las muestras de instantánea almacenadas son procesadas por la Unidad de Procesamiento de Señal SPU, cuyo principal objetivo es la estimación del retardo de código de las señales entrantes con respecto a una réplica de código generada en el receptor. En ciertas configuraciones de la Unidad de Procesamiento de Señal, las muestras de la señal pueden someterse a una serie de operaciones y guardarse nuevamente en la unidad de Memoria para un procesamiento adicional.

[0036] Utilizando las estimaciones del retardo de código dadas por la Unidad de Procesamiento de Señal, la Unidad de Posicionamiento PU calcula la posición, que se puede mostrar en una Unidad de Pantalla DU, enviar a otro dispositivo, almacenar, etc. dependiendo de la aplicación. La Unidad de Posicionamiento implementa un procedimiento de GNSS-Asistido para calcular la posición, tales como los descritos en [Syrjarinne, 2003, Peterson, 1995]. Preferentemente, la Información de Asistencia AI, enviada por un Servidor de Ubicación cercano LS a través de un sistema de comunicaciones, es recibida por un Módem adecuado MOD. Las Unidades de Procesamiento de Señal y de Posicionamiento pueden implementarse en módulos de hardware independientes o conjuntamente. Esos módulos pueden comprender uno o varios dispositivos de procesamiento, tales como microprocesadores de propósito general, procesadores digitales de señal, dispositivos lógicos programables, ASICs, etc.

[0037] Hay una unidad de Reloj CK y un Sintetizador SYN que genera todas las frecuencias necesarias, por ejemplo, todas las señales de reloj del resto de unidades, los osciladores locales en las unidades RF/IF, y la frecuencia de muestreo del ADC. Las conexiones del Sintetizador no se representan gráficamente en su totalidad en aras de la claridad. La unidad de Reloj puede ser específica para el aparato descrito o compartida con otros sistemas que trabajan en la misma plataforma que el aparato descrito. Por ejemplo, puede incluirse en un dispositivo móvil como un teléfono móvil o PDA. La misma observación se aplica al Sintetizador.

[0038] La Unidad de Control del Receptor RCU administra el flujo de datos y la configuración de las unidades descritas, algunas de las cuales pueden ser reconfigurables, tales como unidad la RF/IF, el Sintetizador y la Unidad de Procesamiento de Señal. Asimismo, controla el Módem, que se utiliza para recibir los datos de asistencia y finalmente para transmitir datos relacionados con la posición a cualquier centro externo. Además, el aparato descrito puede compartir el módem con otros sistemas en la misma plataforma, tales como teléfonos móviles o PDAs. Además, la Unidad de Control del Receptor puede tener otros tipos de interfaz con otros sistemas en la misma plataforma y con el usuario, tales como buses de datos o botones de comando.

[0039] La administración de la fuente de alimentación se realiza por la Unidad de Control del Receptor por medio de la Unidad de Control de la Fuente de Alimentación PSCU, que está a cargo de poner algunas unidades o partes de las mismas en un modo activo o en modo de espera cuando no están en uso. Esto permite un ahorro de energía, lo cual es muy importante si el aparato descrito está montado en una plataforma móvil con alimentación por batería. Sus conexiones con el resto de las unidades no se representan gráficamente en la Fig. 3 en aras de la claridad.

[0040] El método de procesamiento de la invención se lleva a cabo por la Unidad de Procesamiento de Señal SPU con la ayuda de la Unidad de Memoria MU. A continuación se describirá este método mediante la descripción de tres formas de realización de ejemplo y no limitativas.

[0041] Una primera forma de realización de este método de procesamiento se representa esquemáticamente por el diagrama de flujo de la Figura 4. En esta forma de realización, la Unidad de Procesamiento de Señal almacena una lista de todos los emisores de satélite visibles desde la ubicación actual, la identificación de sus códigos de modulación y su desplazamiento de frecuencia de portadora aproximada (posteriormente conocido como " frecuencia Doppler" incluso si, como ya se ha señalado, no es sólo debido al efecto Doppler). Esta información se obtiene a partir de los datos de asistencia y se pasa a la Unidad de Procesamiento de Señal a través de la Unidad de Control del Receptor. Los datos de asistencia son extremadamente útiles para simplificar el posterior procesamiento de señal, puesto que sólo los códigos de modulación de emisores de satélite visibles y los desplazamientos de frecuencia en un rango limitado alrededor de las frecuencias Doppler aproximadas necesitan ser buscados. Sin embargo, el método de la invención puede aplicarse también al posicionamiento autónomo (sin datos de asistencia): en este caso, la "lista de emisores de satélite visibles" comprende todos los emisores pertenecientes al sistema, lo que aumenta el tiempo de procesamiento.

[0042] Como en los receptores de "instantánea" de la técnica anterior, el método de la invención comprende los pasos preliminares de recepción y conversión de la señal de posicionamiento en un lapso de tiempo predeterminado, muestreando la señal de posicionamiento recibida a una frecuencia de muestreo predeterminada (Ts) y convirtiéndola a formato digital. Estas operaciones de la técnica anterior no están representadas en la Figura 4, en aras de la simplicidad.

[0043] Después de que la "instantánea" de la señal de posicionamiento se ha digitalizado y almacenado en la unidad de memoria MU, la Unidad de Procesamiento de Señal SPU recoge un código de modulación y un rango Doppler de la lista de emisores de satélite visuales (indicados por la abreviatura SE en las figuras): esto se representa por el bloque "rango Doppler y de nuevos SE" en la Figura 4. A continuación se llevan a cabo los siguientes pasos de procesamiento (los números corresponden a las referencias en la Figura 4):

1.

Adquisición de emisor de satélite aproximada, correlacionando la señal recibida con el

código adquirido para diferentes desplazamientos de frecuencia portadora pertenecientes al rango “Doppler” adquirido; todos los posibles retardos de código, con una granularidad igual a una muestra, pueden evaluarse simultáneamente si la correlación se realiza utilizando la FFT.

2.

Detección del emisor de satélite, que consiste en la identificación de un pico de correlación para cada desplazamiento de frecuencia – par de código de modulación y determinar si dicho pico es posiblemente representativo de una señal individual generada por el emisor de satélite asociado al código adquirido y a la gama Doppler, o si es sólo un pico de espurio debido al ruido;

3.

Detección del "problema de cerca-lejos", que consiste en determinar si es probable que un pico de correlación "significativo" (es decir, no simplemente generado por el ruido) pueda verse afectado fuertemente por interferencias de otros emisores de satélite, en cuyo caso se descarta y se agrega el emisor correspondiente a una lista de emisores de satélite "débiles";

4.

y 5. Procesamiento adicional de los picos de correlación que se ha determinado que quedan libres de interferencia por "adquisición fina" (paso 4) e "interpolación" (paso 5) con el fin de refinar la estimación aproximada del retardo de código obtenida después de los pasos uno y dos;

6. y 7. Estimación de la relación de la densidad espectral portadora-a-ruido (C/No) para las señales que no han sido descartadas en el paso tres; si C/No es mayor que un umbral predeterminado, el emisor correspondiente se agrega a una lista de emisores "fuertes" que son susceptibles de causar interferencias. Esta estimación de relación de la densidad espectral portadora-a-ruido es útil como indicador de la calidad de la señal recibida, y su importancia se basa también en el hecho de que permite un posterior octavo paso de mitigación del "problema de cerca-lejos" (no representada en la Figura 4) en la que las señales provenientes de los emisores de satélite “débiles" se procesan con el fin de eliminar interferencias y poder utilizarlas para el posicionamiento.

[0044] Los pasos uno a siete se repiten para todos los emisores de satélite de la lista. Después de eso, si es necesario, se aplica el paso de mitigación del “problema de cerca-lejos” a señales procedentes de emisores "débiles", y, a continuación, una vez más estas señales se procesan a través de los pasos dos a siete.

[0045] Al final del método, se obtiene un número de estimaciones de desplazamiento de frecuencia y de retardos de código que puede pasarse a la Unidad de Posicionamiento POS y utilizarse para fines de posicionamiento. Estas estimaciones son "fiables" en el sentido de que se ha comprobado que las señales individuales a las que se refieren están sustancialmente libres de interferencias (paso 3) o se han procesado con el fin de filtrar las interferencias (paso 8). Además, esas estimaciones se proporcionan lo suficientemente precisas para permitir un posicionamiento preciso por los pasos de "adquisición fina" e "interpolación", sin la necesidad del paso de larga duración y de un gran consumo energético de "seguimiento" de los receptores de la técnica anterior.

[0046] En los siguientes párrafos se describen los diferentes pasos de la primera forma de realización de la invención en mayor detalle.

[0047] El objetivo de la adquisición aproximada (paso 1 en la Figura 4) es encontrar una primera estimación comparativamente aproximada tanto del retardo de código como de la frecuencia Doppler de la señal proveniente de un emisor de satélite. Esto se hace mediante el cálculo del pico de la correlación (o, más concretamente, de su módulo al cuadrado) entre la señal entrante y una réplica del código generada en el receptor. Siendo t el momento de inicio de una determinada instantánea recogida por el receptor, para un determinado retardo de código τ y frecuencia Doppler f, la correlación cuadrada formalmente se define como:

imagen1

donde el índice i se refiere al emisor de satélite sometido a análisis, Nl y Nc son el número de bloques de integración no coherente y el número de períodos de código de correlación coherente, respectivamente (véase la Fig. 1). Ts es el período de muestreo, es decir, el inverso de la frecuencia de muestreo fs. La señal x(t+nTs) es la versión muestreada de la señal de entrada de tiempo continuo registrada en la instantánea. La señal ci(nTs-τ) es la réplica de código muestreada retrasada por τ. Hay que reseñar que el código de ci(t) es una señal periódica, con el período indicado como CodePeriod. Lc es el número de muestras por período de código. Por lo tanto una instantánea contendrá Nl·Nc·Lc muestras de señal. El tiempo Nl·Nc·CodePeriod es la duración de la instantánea, también denominada tiempo de permanencia. El objetivo de este paso es, por tanto, encontrar el retardo de código τ y la frecuencia Doppler f que maximizan la Ecuación 1, es decir, encontrar el denominado "pico de la correlación".

[0048] En aras de la simplicidad y sin pérdida de generalidad, el momento de inicio de la instantánea sometida a estudio (momento t) será asumido en adelante como cero, y la correlación cuadrada Xi(τ,t,f) hará referencia simplemente a Xi(τ,f).

[0049] La correlación cuadrada definida en la Ecuación 1 puede sufrir las transiciones de símbolos en el mensaje de navegación ya que no se considera ningún borrado de datos [Syrjarinne, 2000]. Hay que reseñar que sería necesaria una muy buena sincronización del receptor para un borrado de datos factible. Sin embargo, para un Nc significativamente menor que Nsymb, la degradación debido a la transición de símbolos es simplemente una pérdida de 1 ó 2-dB en la magnitud del pico de correlación [López-Risueno, 2004]: P. ej. para Nc=10 en receptores GPS L1 C/A (Nsymb-número de chips de códigos de modulación para bits de mensaje de navegación =20). De lo contrario, hay que detectar las transiciones de símbolos [Psiaki, 2001, Spilker, 1977]. Por otra parte, para Nc=Nsymb=1, el pico de correlación de la Ecuación 1, si se calcula apropiadamente, no se ve afectado en absoluto por las transiciones de símbolos.

[0050] En la Ecuación 1, los valores τ y f no se calculan en un rango continuo, sino que constituyen una rejilla o un conjunto discreto, denominando a cada punto de la rejilla celda (celda de retardo, celda Doppler). En esta primera forma de realización, los valores de retardo de código τ de prueba abarcan un intervalo igual a CodePeriod, mientras que los valores de la frecuencia Doppler f de prueba abarcan la región de incertidumbre de Doppler previamente introducida. Los valores de Xi(τ,f) para el conjunto de valores de prueba de τ y f pueden

r

organizarse en una matriz, indicada como Xi (τ , f r ). Las filas (columnas) de esta matriz corresponden a diferentes valores de τ (o f) por un valor fijo de f (ó τ).

[0051] La Transformada Rápida de Fourier (FFT) puede utilizarse para calcular de

rr

forma eficiente cada columna de Xi (τ , f ). Aunque es conocida desde la técnica anterior, se resume el paso de adquisición en base a la FFT en aras de completar:

i. Para cada frecuencia f del rango Doppler para el i-ésimo emisor de satélite, demodular la señal

− j2πfnT

s

x(nTs) multiplicándola por e

ii. para cada valor de I desde 0 a Nl-1:

ii-1. para cada valor de m desde 0 a Nc-1:

ii-1-a. Tomar las siguientes Lc muestras de la señal demodulada (las primeras Lc muestras en el caso de la primera iteración) y calcular su FFT; ii-1-b. Calcular la FFT de la secuencia de "réplicas de código": {ci[(I·Nc+m)Lc·T's], ci[((I·Nc+m)Lc+1)·T's],..., ci[((I·Nc+m)Lc+Lc-1)·T's]}, en la que T's es un período de muestreo eficaz debido al efecto Doppler en el código, que está relacionado con el período de muestreo real Ts mediante T's=(1+f/fportadora)Ts, siendo fportadora la frecuencia de la portadora; ii-1-c. multiplicar la FFT de la señal por el complejo conjugado de la FFT de la réplica del código, obtenida en el paso anterior;

ii-1-d. si m=0, entonces almacenar la secuencia de producto en una primera zona de memoria, de lo contrario sumarla al contenido de dicha primera zona de memoria;

ii-2. realizar la IFFT del contenido de dicha primera zona de memoria

ii-3. elevar al cuadrado la secuencia resultante del paso anterior y: si I=0, entonces almacenar el resultado en una segunda zona de memoria, de lo contrario sumarlo al contenido de dicha segunda zona de memoria;

iii. copiar el contenido de dicha segunda zona de memoria en la columna ("celda de frecuencia"

rr

o "celda Doppler") de la matriz Xi (τ , f ) correspondiente a la frecuencia f.

[0052] La resolución de la frecuencia del paso de adquisición aproximada, es decir, la diferencia Δfaproximada entre dos frecuencias consecutivas del rango Doppler para un emisor de satélite genérico, depende de la aplicación. Por lo general, es menor que 1/(Nc·CodePeriod) y normalmente Δfaproximada=0,66/(Nc·CodePeriod).

[0053] Pueden encontrarse métodos similares en [Lin, 2000]. Un manera computacionalmente más eficiente, pero de menor ganancia de procesamiento para demodulación consiste en hacer la demodulación de señal en el dominio de la frecuencia de la FFT de cada bloque de la señal (desplazando las muestras de la FFT) y multiplicando la FFT de la secuencia de réplicas de código por un complejo exponencial para compensar el Doppler en el código. Es decir, el Doppler en el código es visto como un retardo en el tiempo.

[0054] Otro método eficiente, pero menos preciso consiste en acumular los Nc bloques de Lc muestras por bloque para cada iteración del paso ii). El resultado de esta acumulación es un bloque de Lc muestras, y por lo tanto, se realizan los pasos de ii-1-a)-ii-1-d) una vez en cada paso ii). En cada iteración, la FFT de la secuencia de réplicas de código utilizada en el paso ii-1-b) es la misma que la utilizada en la iteración anterior pero multiplicada por un vector exponencial complejo con el fin de compensar el efecto Doppler en el código. Este método se utiliza en el número de patente US 5.663.734, concedida a Krasner y número patente US 6.795.771 concedida a Fuchs et al.

[0055] El segundo paso del método de procesamiento de la invención, también conocida por la técnica anterior, es la detección del emisor de satélite (paso 2 en la Figura 4).

[0056] Para cada columna Xi (τr, f r ) de la matriz Xi (τr, f r ) (es decir, para cada celda Doppler) se encuentra el máximo de la correlación al cuadrado para todos los retardos de código τ posibles y la celda Doppler f dada y se compara con un umbral proporcional a una estimación del ruido más la potencia de interferencia de acceso múltiple. Esto constituye una manera de buscar picos de correlación significativos, es decir, picos que sean probablemente representativos de un emisor individual utilizando el i-ésimo código de modulación, y no simplemente artefactos inducidos por el ruido. La estimación de potencia de ruido puede tomarse de la estimación de la potencia de la señal muestreada x(nTs) o de la media de los

rr

valores de la columna Xi (τ , f ) sometida a examen fuera de su máximo. Este umbral se define para satisfacer un requisito específico en términos de la probabilidad de falsa adquisición y depende de la aplicación.

[0057] Si la comparación es positiva en cualquiera de las celdas Doppler, se declara la detección del emisor de satélite y, posteriormente, se lleva a cabo el paso de la detección del problema de cerca-lejos. De lo contrario, si no se encuentra ningún pico de correlación significativo, se repite la adquisición aproximada para otro emisor de satélite en la señal x(nTs).

[0058] En los métodos de procesamiento de la técnica anterior, se compara con un

rr

umbral sólo el valor máximo de la matriz de correlación al cuadrado Xi (τ , f ) y, si se descubre que es importante, se utiliza para la estimación del retardo de código y el desplazamiento de la frecuencia portadora. Sin embargo, la presente invención tiene en cuenta que el pico "dominante" realmente podría provenir de la interferencia de emisores de satélite más fuertes. En este caso, puesto que la interferencia es un fenómeno que depende de la frecuencia Doppler [Kaplan, 1996], el pico de correlación "real" procedente del emisor de satélite sometido a búsqueda puede aparecer en una celda Doppler diferente en un nivel inferior. Por esta razón, el método de la invención tiene en cuenta los picos para cualquier celda Doppler y utiliza el paso de detección del problema de cerca-lejos para reconocer aquellos que son fuertemente afectados por las interferencias.

[0059] El posterior paso de detección del problema de cerca-lejos (paso 3, en la Figura 4) sólo tiene en cuenta las celdas Doppler para las que, en el paso anterior, se ha determinado que el pico de correlación es posiblemente representativo de una señal individual.

r

Para cada celda Doppler f de este tipo, se procesa el vector Xi (τ , f ) de valores de correlación al cuadrado para las diferentes celdas de retardo τ a fin de averiguar si el pico detectado en esa celda Doppler proviene del emisor de satélite sometido a búsqueda o es debido a la interferencia de otros emisores más fuertes. Esta interferencia es causada por el hecho de que la correlación cruzada entre los diferentes códigos no es cero. El algoritmo se describe a continuación, con referencia al diagrama de flujo de la Figura 6.

[0060] En primer lugar (bloque 30 de la Figura 6), se selecciona una celda Doppler f0 del conjunto de celdas Doppler cuyo pico de correlación se ha determinado que es

r

significativo. Sea Xi (τ, f0 ) el vector de los valores de correlación al cuadrado para f=f0 y para

r

todos los valores posibles de retardo τ, τ*f0 el retardo al que Xi (τ, f0 ) alcanza su valor máximo

*

y Xi (τ f 0, f0 ) dicho valor máximo. [0061] Entonces (bloque 31), los valores de Xi (τ

, f

r

0 )

para τ=τ*f0

y para retardos

adyacentes dentro de un rango de Tc son eliminados de dicho vector de correlación. El número de muestras a eliminar con el fin de deshacerse de los lóbulos del pico de correlación por lo

general suele ser 2Tcfs+1. Bajo la hipótesis de ningún problema de cerca-lejos (es decir, sin

0 )

r

(τ

Xi

, f

interferencias) y para valores altos de Nl, las restantes muestras de

constituyen una

especie de "ruido de fondo", que aproximadamente responde a una distribución gaussiana con media µ y desviación estándar σ =ϖ /

imagen1 NI . Puede obtenerse una estimación de la media mediante la media de la muestra μˆ , proporcionando la estimación de la desviación estándar σϖˆ/

NI . Dicho se otra manera, el subpaso 31 comprende el cálculo de una estimación de

imagen1

=

la desviación estándar de la distribución de los valores de correlación

Xi

r

(τ

, f

0 )

para todos los

retardos de código de prueba en la celda Doppler considerada, excluyendo mediante el cálculo de la estimación de la desviación estándar el pico de correlación, así como los valores de correlación para retardos de prueba adyacentes a dicho pico.

[0062] En el bloque 32 de la Figura 6, se identifica el máximo del módulo al

0 )

r

Xi (τ

, f

cuadrado del vector con las muestras restantes, es decir, el pico secundario de

; sea

'

Xi (τ f 0, f0 ) dicho máximo secundario y τ'f0 el correspondiente retardo de código. Entonces, la diferencia entre el pico principal y el pico secundario se calcula y se normaliza a la estimación de la desviación estándar σˆ , denominándose el resultado "distancia de pico normalizada"

imagen1

[0063] En el bloque 33, la distancia de pico normalizada se compara con un valor de umbral dth: si d(f0) es mayor que dicho umbral, se considera que la celda f0 está libre de interferencias (libre del "problema de cerca-lejos"), de lo contrario se considera que se ve afectada por las interferencias. Por supuesto, sería perfectamente equivalente considerar una distancia de pico no normalizada y compararla con un umbral proporcional a la estimación de la desviación estándar.

[0064] Las operaciones anteriores 30-33 se llevan a cabo para todas las celdas Doppler "significativas" (es decir, las celdas para las cuales el bloque 2 en la Figura 4 ha encontrado un pico por encima del umbral) para el i-ésimo código de modulación de (y por lo tanto para el i-ésimo emisor de satélite). Cuando han sido procesadas todas las celdas Doppler, se considera si alguna de ellas ha sido considerada como libre de interferencias (bloque 34). Si este es el caso, el i-ésimo emisor de satélite se considera que está "prácticamente libre del problema de cerca-lejos" (incluso si algunas celdas Doppler están realmente siendo afectadas por el problema de cerca-lejos). En este caso, se toma el pico de correlación con la mayor magnitud entre las celdas Doppler que se ha determinado que están libres de interferencias como el pico de correlación global, y se toman la frecuencia de Doppler y los valores de retardo de código correspondientes, indicados como fi y τˆi respectivamente, como estimaciones aproximadas del retardo de código y del desplazamiento de la frecuencia portadora reales del iésimo emisor. No es inútil subrayar adicionalmente la diferencia con respecto al método de la técnica anterior: en lugar de tomar el máximo absoluto de toda la matriz de correlación, que podría ser un artefacto debido a la interferencia, el método de la invención sólo considera las celdas Doppler que es probable que no se vean considerablemente afectadas por interferencias y cuyo pico se ha probado ser "significativo", es decir, no debido al ruido, durante el paso de detección del SE.

[0065] Si no se encuentra ninguna celda Doppler para el i-ésimo código de modulación que esté libre del problema de cerca-lejos, se considera que el i-ésimo emisor de satélite se ve afectado por el problema de cerca-lejos y se agrega a una lista de emisores de satélite "débiles" (bloque 36). Las señales procedentes de dichos emisores "débiles" no se utilizan para el posicionamiento, al menos en este paso del método.

[0066] Es importante observar que el método de detección del problema de cerca-lejos de la invención permite un rápido rechazo de las señales afectadas por interferencias tan pronto como se procesan. Los métodos de la técnica anterior intentan detectar el problema de cerca-lejos sólo una vez que han sido buscados todos los emisores de satélite. Por lo tanto, el método de la invención es mucho más eficiente, más simple y más rápido.

[0067] Además, el método de distancia de pico normalizada de la invención muestra rendimientos significativamente mejorados con respecto a pruebas de la técnica anterior para el problema de cerca-lejos, tales como el método de estimación por probabilidad sugerido por [López-Risueno, 2004, 2005a, 2005b]. La comparación entre las Figuras 5A y 5B permite comprender por qué la distancia de pico normalizada es un indicador tan potente del problema de cerca-lejos.

[0068] La Figura 5A muestra una línea de correlación de un emisor de satélite

r

*'

Xi (τ, f0 ) en el que el pico principal Xi (τ f 0, f0 ) y el pico secundario Xi (τ f 0, f0 ) tienen una magnitud muy similar, con respecto al ruido de fondo. Uno de estos picos es el "verdadero" pico de correlación, útil para el posicionamiento, mientras que el otro es un artefacto inducido por interferencia: puesto que los dos picos tienen una pequeña distancia normalizada, no es posible discriminar entre ellos. Por lo tanto, la línea de correlación tiene que considerarse afectada por el problema de cerca-lejos y tiene que ser descartada.

[0069] Por el contrario, la Figura 5B muestra una línea de correlación en la que la

*'

diferencia de magnitud entre el pico principal Xi (τ f 0, f0 ) y el pico secundario Xi (τ f 0, f0 ) es mucho mayor que la amplitud del ruido de fondo. Entonces puede asumirse con seguridad que el pico principal es debido a la correlación de código y el pico secundario a interferencias débiles desde otros emisores de satélite. Por lo tanto, esta correlación no se ve considerablemente afectada por el problema de cerca-lejos.

[0070] La normalización de la distancia de pico es útil para hacer la prueba del problema de cerca-lejos independiente de la potencia del ruido.

[0071] En lo que respecta al paso de detección del problema de cerca-lejos para un emisor de satélite que resulta estar considerablemente libre de interferencias, se obtiene una estimación ( fˆ i ,τˆi ) del desplazamiento de la frecuencia de portadora "Doppler" y del retardo de código de dicho emisor. Sin embargo, el tiempo de resolución en la estimación del retardo de código, que es igual al período de muestreo, no es suficiente para una estimación de buena calidad del pseudorango del satélite, y por lo tanto, para obtener un posicionamiento preciso. En un receptor GNSS convencional este problema se resuelve por seguimiento, pero como ya se ha analizado esta técnica no es apta para aplicaciones "de interiores"

[0072] Como se sugiere en el número de patente US 5.663.734, concedida a Krasner y el número de patente US 6.795.771 concedida a Fuchs et al, puede utilizarse la interpolación con el fin de mejorar la estimación del retardo. Sin embargo, se ha descubierto que el uso de la interpolación en este paso no conduce a mejores estimaciones para una frecuencia de muestreo general fs. La razón para esto es doble. En primer lugar, las correlaciones realizadas en el paso de adquisición aproximada se basan en la FFT, que implica la sustitución de la correlación lineal deseada entre la señal entrante y el código de réplica por correlaciones circulares. Las correlaciones circulares son equivalentes a las lineales si una o ambas de la señal entrante y el código de réplica son periódicas con un período igual a la longitud de procesamiento de la FFT, es decir, si fs·CodePeriod es un número entero igual a Lc. Para una frecuencia de muestreo general fs, no debe cumplirse esta condición. En segundo lugar, incluso pequeños errores en la estimación de la frecuencia Doppler dan lugar a errores significativos en la correlación cuadrada debido al Doppler en el código cuando se utilizan largos tiempos de permanencia, como en el caso de los receptores GNSS de interiores.

[0073] Por lo tanto, la presente invención comprende, antes de un paso de interpolación que se describirá a continuación, un paso (bloque 4 en la Figura 4) de adquisición fina que comprende re-calcular la matriz de correlación cuadrada alrededor del pico máximo encontrado por adquisición aproximada (con retardo tˆi y Doppler fˆ i ) para las celdas Doppler y de retardo adyacentes al pico de correlación cuadrada, incluyendo el propio pico y utilizando una mayor resolución Doppler que en el paso de adquisición aproximada. Preferentemente, en el paso de adquisición fina la correlación se realiza directamente, utilizando la Ecuación 1 en lugar del método FFT, es decir se lleva a cabo una correlación lineal en lugar de una circular.

[0074] La resolución Doppler requerida mejorada Δffina ya no es inversamente proporcional a Nc·CodePeriod como Δfaproximada, sino al tiempo de permanencia total Nc·Nl·CodePeriod. Una resolución Doppler adecuada para este paso de adquisición fina es:

imagen1

donde fportadora (en Hz) es la frecuencia de la portadora de la señal y Δτ (en segundos) es el error máximo permitido en la estimación del retardo de código.

[0075] Concretamente, la adquisición fina implica, para cada código de modulación Ci:

-determinar un nuevo conjunto de valores de prueba para la frecuencia Doppler f, incluyendo la estimación de Doppler previamente estimada fi; este nuevo conjunto es más fino que el utilizado para la adquisición aproximada, es decir Δffina < Δfaproximada, se encuentra ventajosamente centrado en fˆ i y, en general, no necesita abarcar un intervalo de frecuencia más grande que 2Δfaproximada; por lo tanto, puede definirse convenientemente como sigue:

~ˆ ⎡Δfaproximada imagen1 ⎤

f = fi + uΔ fina con u=0,±1,...,±U, en el que U = , es decir, el

⎢⎢ 2Δf ⎥⎥

fina

número entero más cercano mayor o igual que la relación;

-determinar un nuevo conjunto de valores de prueba para el retardo de código τ incluyendo la estimación de Doppler tˆi previamente estimada, ventajosamente centrado en la misma y que abarca un intervalo de retardo de 2Ts. A diferencia del nuevo conjunto de frecuencias, el nuevo conjunto de retardos de código no necesita, en general, ser más fino que el utilizado para la adquisición aproximada. Puede definirse convenientemente como sigue:

~~

(R −1imagen1 )

τ =τ + rT u = 0,± imagen1 1RR

,...,±

,±1, con R entero positivo. Por lo general R=1, lo que significa que el nuevo conjunto de valores de prueba para el retardo de código τ sólo comprende tres valores de retardo: τˆi − Ts , τˆi y τˆi + Ts ;

-generar localmente señales moduladas por código definidas por el código de is con

~

modulación ci, retardos de código

y frecuencias Doppler f

y correlacionarlas

~ con la señal de posicionamiento recibida x.

[0076] La operación de correlación lineal proporciona una nueva matriz de ~

( . Los valores Doppler y de retardo ( i )

ττ

~

f )

fˆ

X lin i

τˆi ,

correlación

que maximizan el módulo al

,

cuadrado de dicha matriz de correlación pueden tomarse como estimaciones mejoradas del retardo de código y desplazamiento de frecuencia Doppler reales asociados para al i-ésimo emisor de satélite, utilizando el i-ésimo código de modulación de ci.

[0077] Es posible mejorar aún más la estimación de retardo de código mediante la

aplicación de interpolación al vector de correlacioneslinealescorrespondiente a la estimaciónde τ

~

( ~

X lin

desplazamiento de frecuencia Doppler fina i

, f ): se trata del paso 5 en la Figura 4. Como

se sugiere en US 5.663.734 puede utilizarse con éxito cualquier interpolación polinomial. Sin embargo, con fines de eficiencia son preferentes la interpolación cuadrática o lineal a trozos. Esta última técnica de interpolación es particularmente ventajosa, como se analiza en el párrafo

3.1 de [López-Risueno, 2004].

[0078] Cabe subrayar que, a pesar de que el paso de interpolación por sí misma es conocida desde la técnica anterior, su combinación con el paso de adquisición fina constituye una nueva característica ventajosa de la presente invención.

~

τ

~ , f ), la relación de

τ

[0079] Después de haber encontrado las estimaciones de Doppler f y retardo~

( ~

y

X lin

el correspondiente pico de correlación de módulo al cuadrado i

densidad espectral portadora-a-ruido (C/No) puede calcularse como sigue (bloque 6, en la Figura 4):

imagen1

donde Pˆ es la estimación de potencia de la señal x(nTs) en la "instantánea" sometida a procesamiento, Bn es el ancho de banda de recepción y fs es la frecuencia de muestreo.

[0080] La ecuación anteriormente indicada es la adaptación para el dominio digital de las expresiones proporcionadas por los inventores en trabajos anteriores para señales de tiempo continuo [López-Risueno, 2004, 2005a, 2005b]. Hay que reseñar que en [López-Risueno, 2004, 2005a], la ecuación tiene una errata - véase la Ecuación (7) en [López-Risueno, 2004] y la Ecuación (11) en [López-Risueno, 2005a], respectivamente. En [López-Risueno, 2005b], está correctamente escrita - Ecuación (5). Esta estimación de C/No es apropiada para el paso de adquisición y, especialmente, para la adquisición de señales débiles. Supera el deterioro debido a pequeños errores de sincronización Doppler sufridos por la estimación de C/No utilizada en la mayoría de los receptores GNSS (también conocida como estimación de C/No de van De Dierendonck) [Parkinson, 1996].

[0081] Además de ser un indicador de la calidad de las estimaciones de Doppler y retardo, la estimación de C/No se utiliza en el marco de la invención, para el reconocimiento de emisores de satélite "fuertes" que puedan ser el origen del problema de “cerca-lejos” que afecta a las señales procedentes de otros emisores (denominados emisores "débiles", véase la descripción del paso de detección del problema de cerca-lejos). La sensibilidad del receptor se define como la mínima C/No que permite la adquisición aproximada con una probabilidad especificada de falsa alarma PFA y una probabilidad de detección PD. Un emisor de satélite "fuerte" es un emisor cuya señal transmitida llega a la unidad de recepción con una C/No que es mucho mayor que la sensibilidad.

[0082] Por lo tanto, el paso de detección de emisores "fuertes" (bloque 7 en la Figura 4) comprende simplemente comparar el valor de la C/No obtenido en el paso anterior con un umbral de THCN determinado por la suma de la sensibilidad (en dBHz) y un margen M (in dB). El margen M depende de la correlación cruzada entre los códigos de modulación utilizados en los sistemas de posicionamiento; por ejemplo, para las señales GPS L1 C/A, M normalmente se establece a 18dB.

[0083] El emisor de satélite "fuerte" verifica el procesamiento de la señal individual generada desde el i-ésimo emisor de satélite. A continuación, si no se ha agotado la lista de satélites visibles, comienza el procesamiento de la señal generada por el (i+1)-ésimo emisor de satélite.

[0084] Después de que se han tenido en cuenta todos los emisores de satélite, son posibles dos escenarios:

-si se ha llevado a cabo un número suficiente de estimaciones de (τˆi , fˆ i ) (4 ó 5,

dependiendo de si los mensajes de navegación llevados a cabo por las señales

individuales pueden o no recuperarse y de la calidad de la sincronización, el

posicionamiento es posible sin un procesamiento adicional;

-de lo contrario, si el número de adquisición es insuficiente, tiene que llevarse a

cabo un paso de mitigación del problema de cerca-lejos adicional, a fin de

recuperar información útil de emisores de satélite "débiles" anteriormente

descartados (es decir, afectados por el problema de cerca-lejos).

[0085] Por supuesto, el paso de mitigación del problema de cerca-lejos también puede llevarse a cabo si hay disponible un número suficiente de estimaciones, a fin de mejorar la precisión del posicionamiento.

[0086] Como ya hay una lista de emisores de satélite fuertes disponible, las fuentes del problema de cerca-lejos que afecta a los emisores de satélite débiles son conocidos. Las estimaciones de retardo, Doppler y C/No de señales fuertes son conocidas, pero ninguna estimación de fase está disponible, puesto que la información de fase es destruida en la integración no coherente. Además, la fase es difícil de estimar en ambientes de interiores, puesto que el nivel de potencia de las señales, incluso las más fuertes, es muy bajo y no se realiza un seguimiento. Por esa razón, la cancelación de la pre-correlación por reconstrucción directa de las señales de los emisores de satélite fuertes, descrita en el número de patente US 6.236.354 concedida a Krasner, no es aplicable.

[0087] En su lugar, la presente invención comprende un método de cancelación de interferencias basado en la proyección del subespacio. Ya se conoce un método de proyección del subespacio de [Morton, 2003], pero necesita conocimientos de la fase de la fuerte señal que interfiere, y por lo tanto, no es adecuado para aplicaciones de interiores. El método de acuerdo con la invención no estima ni utiliza la fase de las señales fuertes, no implica operaciones de matrices, tales como la inversión, y es capaz de ocuparse de manera eficaz de los tiempos de permanencia largos. Este método, globalmente referenciado como paso 8, se describirá a continuación con referencia a la Figura 7.

[0088] En primer lugar (bloque 80 en la Figura 7), se toman LcNc muestras de la señal de posicionamiento recibida x(nTs): esto no es esencial pero es ventajoso, en aras de la eficiencia, para realizar la cancelación del subespacio en bloques de LcNc muestras.

[0089] Sea K el número de emisores de satélite "fuertes"; para cada emisor fuerte k, siendo k de 1 a K, se genera una réplica de la señal utilizando el correspondiente código de modulación y las estimaciones de retardo de código y Doppler previamente determinadas (bloque 81)

imagen1

[0090] Para mayor comodidad, los emisores de satélite fuertes se ordenan por de estimación de C/No decreciente, pero ésta no es una característica esencial.

[0091] Las señales {sk(nTs)}k=1...K forman un sistema independiente lineal de K vectores. La ortogonalización de Gram-Schmidt (bloque 82) permite construir un sistema ortonormal equivalente {vk(nTs)}k=1...K:

imagen1

donde a(n), b(n) es el producto interior de los vectores a(n) y b(n), definido como a(n),b(n)a(n)·b*(n) ( significa el conjugado), y

a(n)

es la norma, es decir

a(n)

=

imagen1 a(n), a(n)

imagen1 .

imagen1

[0092] La cancelación de interferencias ("problema de cerca-lejos") (bloque 83) se obtiene tomando el complemento ortogonal xc (nTs) de la señal recibida con respecto al subespacio atravesado por {sk(nTs)}k=1...K o, equivalentemente, por {vk(nTs)}k=1...K:

imagen1

y guardándolo en la memoria (bloque 84).

[0093] A continuación se repiten los pasos anteriores para el siguiente bloque de NcLc muestras de la señal x(nTs).

[0094] Una vez que se ha calculado el complemento ortogonal para todas las NiNcLc muestras, se lleva a cabo nuevamente el método descrito con referencia a la Figura 4 (adquisición aproximada, la identificación de emisor de satélite, la detección del problema de cerca-lejos, estimación de C/No y verificación de emisores de satélite fuertes), pero sólo para los emisores de satélite que anteriormente habían sido considerados como "débiles". Para esta nueva ejecución, se vacía la lista de emisores de satélite débiles, y puede volver a llenarse. De hecho, algunos emisores de satélite serán nuevamente declarados como afectados por el problema de cerca-lejos, mientras que otros no, y estos últimos se utilizarán para calcular las nuevas estimaciones Doppler y de retardo (τˆi , fˆ i ). Algunos emisores de satélite, que habían sido considerados previamente como "débiles", ahora se incluirán en la lista de emisores fuertes: esto significa que, aunque antes de la cancelación fueran interferidos por emisores mucho más fuertes, son lo suficientemente fuertes como para inducir el problema de cerca-lejos a incluso otros más débiles.

[0095] Todo el proceso se repite hasta que se cumpla un criterio de parada adecuado. Ejemplos de criterios adecuados son: no han sido declarados más emisores como "fuertes"; la lista de emisores "débiles" está vacía o se ha alcanzado un número máximo de iteraciones.

[0096] La forma de realización de la invención descrita anteriormente es adecuada cuando las señales individuales generadas por diferentes emisores de satélite se buscan de manera secuencial. Sin embargo, algunas unidades de recepción permiten simultáneas adquisiciones de varios emisores de satélite, y en este caso una forma de realización modificada de la invención resulta más ventajosa. Como puede verse en la Figura 8, esta forma de realización difiere de la descrita anteriormente en que la cancelación del problema de cerca-lejos de un emisor de satélite "fuerte" (bloque 8) se lleva a cabo justo después de que dicho emisor fuerte haya sido identificado como tal, es decir, sin esperar a la adquisición de todos los emisores de satélite visibles. Una vez que han sido adquiridos todos los emisores de satélite visibles, el método puede repetirse para los emisores "débiles". Esta forma de realización tiene la ventaja de reducir el número de iteraciones en comparación con la anterior puesto que la detección de algunos satélites no se verá afectada por el problema de cerca-lejos (y por lo tanto estos emisores de satélite no se incluirán en la lista de emisores de satélite débiles en el primer intento de adquirirlos) puesto que se elimina la contribución a la señal de los emisores de satélite fuertes tan pronto como se adquieren.

[0097] A continuación se describirá una tercera forma de realización, que reduce la carga computacional en la Unidad de Procesamiento de Señal con referencia a la Figura 9. Esta forma de realización no es adecuada para operaciones "autónomas”, puesto que se basa en la información de asistencia proveniente de un Servidor de Ubicación terrestre cercano. Además, esta información de asistencia tiene que comprender, además de una lista de emisores de satélite visibles, una lista de retardos de código para dichos emisores de satélite (o al menos de las diferencias en el retardo de código entre los emisores).

[0098] La tercera forma de realización de la invención comprende utilizar el método de la primera o segunda forma de realización hasta que se haya adquirido y reconocido un emisor de satélite libre del problema de cerca-lejos de "referencia" como tal. A partir de ese momento, puede utilizarse el método mucho más simple de la Figura 9.

[0099] En el paso 90, se utiliza información de asistencia para determinar un conjunto comparativamente estrecho de valores de retardo de código de prueba: de hecho, la diferencia entre el retardo de código de un emisor de satélite determinado y el de del emisor de satélite de "referencia" medida por el aparato receptor que implementa la invención, sin duda, no diferirá mucho de la misma diferencia medida por el receptor del Servidor de Ubicación. Más concretamente, sea dMAX la máxima distancia concebible entre el aparato receptor y el receptor del Servidor de Ubicación, ei el ángulo de elevación para un satélite genérico i y e1 el ángulo de elevación para el satélite de "referencia". La diferencia entre el retardo de código para el emisor de satélite i y el emisor de satélite de referencia es ligeramente diferente cuando se mide en el aparato receptor o en el receptor del Servidor de Ubicación. La diferencia entre estas dos diferencias de retardo de código puede con seguridad considerarse delimitada por

d [cos(e ) + cos(e )]

max i 1

Δτ i =± . Por lo tanto, el conjunto de valores de retardo de prueba para la

c correlación y la adquisición del emisor de satélite i sólo necesita abarcar un rango de 2Δτi. Por ejemplo, para una distancia máxima de dMAX=3km, ei=30˚ y, e1=70˚, Δτi=±12,08µs. Para las señales GPS L1 C/A (CodePeriod=1ms, 1023 chips por período de código), esto significa que sólo debe buscarse un rango de ±12,35 chips, en lugar de 1023.

[0100] Puesto que el número de retardos de código de prueba puede reducirse tanto, la adquisición aproximada mediante el uso de la FFT puede eliminarse y reemplazarse por un paso de "adquisición semifina" (bloque 91 en la Figura 9) en la que:

-la correlación entre la señal recibida y la réplica generada localmente es una

correlación lineal, y no una correlación circular basada en la FFT;

-la resolución del retardo puede ser incluso más aproximada que en el paso de

"adquisición aproximada" del método descrito con referencia a la Figura 2, es

decir, mayor que Ts;

-la resolución Doppler es del mismo orden que Δfaproximada.

[0101] El paso de detección del emisor de satélite (bloque 92) se lleva a cabo como en las formas de realización descritas anteriormente.

[0102] La estimación de C/No (bloque 93) se lleva a cabo justo después del paso de detección, mientras que en otras formas de realización sigue a la detección del problema de cerca-lejos. Esto es porque, en la presente forma de realización, se utiliza un método simplificado a la detección del problema de cerca-lejos (bloque 94). La C/No estimada se compara con un umbral de THcn2 para determinar si el emisor de satélite puede ser propenso a ser afectado por el problema de cerca-lejos. El umbral de THcn2 puede definirse como un nivel de C/No inferior al valor máximo de C/No entre los emisores de satélite ya adquiridos. Para señales GPS L1 C/A, normalmente se utiliza un valor de 18dB por debajo del valor máximo de C/No. Es decir, THcn2 puede variar a lo largo del tiempo. Si la señal del emisor de satélite sometida a búsqueda tiene una estimación de C/No menor que THcn2, se incluye en la lista de emisor de satélite débil y se busca otro emisor de la lista de emisores de satélite visibles. De lo contrario, se llevan a cabo la adquisición fina (bloque 95) y la interpolación (bloque 96). Por último, la estimación de C/No se compara con el umbral THcn para llevar a cabo una comprobación de emisores de satélite fuertes (bloque 97). Como en formas de realización anteriores, si se declara como fuerte el emisor se incluye en la lista de emisores de satélite fuertes. El umbral THcn2 se actualiza (bloque 98) y se comprueba si cualquiera de los emisores de satélite no débiles adquiridos anteriormente puede tener una estimación de C/No menor que este nuevo umbral. En ese caso, se incluirían en la lista de emisores débiles.

[0103] Cuando todos los emisores de satélite visibles han sido buscados, puede llevarse a cabo el paso de mitigación del problema de cerca-lejos, como ya se ha descrito con referencia a la Figura 7.

[0104] Los métodos y aparatos anteriormente descritos son también aplicables a señales moduladas en secuencia directa utilizando la modulación de la subportadora, como la típica modulación binaria con compensación de la portadora que aparece en varias señales de Galileo [Hein, 2002]. Esto se logra teniendo en cuenta el código como el producto del propio código y la subportadora.

[0105] Con respecto a la complejidad de los aparatos y métodos descritos, el uso de memoria regrabable en el aparato y el uso de la adquisición fina en las formas de realización de las Figuras 4 y 8 pueden aumentar la complejidad con respecto a la técnica anterior. Sin embargo, esto es compensado por el aumento importante en el rendimiento: la capacidad de almacenar una vez más muestras procesadas (p. ej., después de la mitigación del problema de cerca-lejos), y la exactitud en la estimación del retardo de código incluso para tiempos de permanencia largos, es decir, para entornos de señal muy débil. En el caso de la forma de realización de la Figura 9, el conjunto de la forma de realización tiene menor complejidad que los receptores de la técnica anterior puesto que no se requiere la adquisición aproximada para el segundo y posteriores emisores de satélite a buscar.

[0106] A continuación se analizarán los resultados técnicos de la primera forma de realización de la invención (Figura 4) aplicada a señales GPS L1 C/A. Se debería considerar que todas las conclusiones extraídas del análisis de los resultados también son válidas para las otras formas de realización (Figuras 8 y 9) ya que son variaciones de las de la Fig 4 y se basan en los mismos métodos de construcción. El uso de señales GPS tampoco limita la aplicabilidad de los resultados a este sistema en particular, sino que por el contrario, se agrega a su validez porque permite emplear mediciones reales. No obstante, las conclusiones también son válidas cuando la invención se aplica a cualquier sistema de espectro ensanchado de secuencia directa.

[0107] En primer lugar, consideramos las mejoras sobre la técnica anterior que se obtienen mediante la combinación de la adquisición aproximada, la adquisición fina y la interpolación. La adquisición aproximada junto con la interpolación es la típica configuración utilizada en los receptores de la técnica anterior sin utilizar el seguimiento, como en el número de patente US 5.663.734, concedida a Krasner. Las Figuras 10A y 10B comparan el error en la estimación de retardo de código cuando se utiliza la adquisición aproximada (C) por sí sola o la adquisición aproximada seguida de la adquisición fina (C+F), pero sin interpolación. El error de estimación se calcula para todos los posibles retardos de código de la señal de entrada (de 0 a 1023 chips, con resolución pequeña, es decir, no se limita a valores de chip enteros) y la señal entrante es generada por ordenador sin ruido y cuantificación uniforme de 8 bits; sólo se considera la señal proveniente de un emisor de satélite y la frecuencia Doppler es cero. También se utiliza el control automático de ganancia estableciendo la amplitud óptima para el convertidor analógico-a-digital. La simulación emplea un receptor con Nc=10 períodos de código de correlación coherente y Nl=1000 bloques no coherentes y una frecuencia de muestreo de fs=5,4559 MHz. Se simulan tanto un receptor sin limitación (Figura 10A) como con (Figura 10B) limitación de ancho de banda; concretamente, se asume una limitación de ancho de banda de 2 MHz. Como puede observarse, para ambos anchos de banda del receptor, la adquisición fina reduce de manera importante el error que surgía por la adquisición aproximada. Para la adquisición aproximada, el rango es de -0,15 a 0,15 chips; para la adquisición fina, de -0,08 a 0,08 chips. Esto significa un error en el pseudorango de ±45 metros y ±24 metros respectivamente. El impacto en el error de posición puede ser dos veces, tres veces o incluso más dependiendo de la dilución de la precisión de la constelación [Kaplan, 1996], que es generalmente alta en entornos de interiores [Peterson, 1995]. El error que se muestra puede ser visto como una desviación dependiente del satélite (equivalentemente, dependiente del retardo de código) debido al carácter libre de ruidos de las simulaciones.

[0108] Las Figuras 11A/11B y 12A/12B muestran la misma comparación, pero considerando la interpolación lineal a trozos y la interpolación cuadrática respectivamente. Más concretamente:

-En la Figura 11A, la curva C muestra el error de estimación de retardo de código

cuando se utiliza la adquisición aproximada más la interpolación lineal a trozos,

mientras que la curva de C+F muestra el error en la estimación de retardo de

código cuando se utiliza la adquisición aproximada más la adquisición fina más

la interpolación lineal a trozos; en ambos casos, el receptor no está limitado en

banda.

-En la Figura 11B, la curva C muestra el error de estimación de retardo de código cuando se utiliza la adquisición aproximada más la interpolación lineal a trozos, mientras que la curva de C+F muestra el error en la estimación de retardo de código cuando se utiliza la adquisición aproximada más la adquisición fina más la interpolación lineal a trozos; en ambos casos, el receptor tiene una limitación de ancho de banda de 2 MHz.

-En la Figura 12A, la curva C muestra el error en la estimación del retardo de código cuando se utiliza la adquisición aproximada más la interpolación cuadrática, mientras que la curva de C+F muestra el error en la estimación de retardo de código cuando se utiliza la adquisición aproximada más la adquisición fina más la interpolación cuadrática; en ambos casos el receptor no está limitado en banda.

-En la Figura 12B, la curva C muestra el error en la estimación del retardo de código cuando se utiliza la adquisición aproximada más la interpolación cuadrática, mientras que la curva de C+F muestra el error en la estimación de retardo de código cuando se utiliza la adquisición aproximada más la adquisición fina más la interpolación cuadrática; en ambos casos el receptor tiene una limitación de ancho de banda de 2 MHz.

[0109] Aunque la interpolación mejora la estimación tanto para la adquisición aproximada como para la estimación aproximada más fina, el error final siempre es menor para la adquisición aproximada más fina. Claramente, la interpolación lineal a trozos es más adecuada para un ancho de banda no limitado, es decir, receptores de banda ancha, y la interpolación cuadrática es más apropiada para los de banda estrecha. Para ancho de banda no limitado más interpolación lineal a trozos y ancho de banda limitado más interpolación cuadrática, el error de estimación del retardo de código se vuelve insignificante (después de la aproximada más fina), y por supuesto mucho más pequeño que el resultante de cualquier combinación de adquisición aproximada más interpolación. Esto es porque la interpolación lineal a trozos asume una forma triangular de la correlación alrededor del pico, que se logra típicamente con el filtrado de banda ancha. Para el filtrado de banda estrecha, el pico de correlación se vuelve redondo, que es más similar a la forma parabólica asumida por la interpolación cuadrática

[0110] Las Figuras 13A y 13B muestran la diferencia entre la estimación de retardo de código obtenida mediante el uso de la adquisición aproximada (C), o la adquisición aproximada más fina (C+F) para señales de GPS L1 C/A en vivo recogidas en un entorno de interiores. La configuración del receptor es: Nc=10, Nl=500, fs=5,4559 MHz y un ancho de banda de 3 MHz. Más concretamente, la Figura 13A muestra la correlación cuadrada obtenida por adquisición aproximada; en la Figura 13B el pico de la correlación cuadrada obtenido por adquisición aproximada es ampliado y representado junto con la correlación cuadrada calculada por la adquisición fina, es decir, utilizando la correlación lineal. Puede observarse un desplazamiento en la posición del pico, así como una variación del nivel de potencia.

[0111] Para las mismas muestras recogidas y la misma configuración del receptor, se ha calculado la posición para varias copias instantáneas consecutivas de 5 segundos. Las muestras fueron recogidas en el Laboratorio Europeo de Navegación, ESTEC, ESA, Los Países Bajos, en el 1er piso de un edificio de 1 planta, el 11 de junio de 2004, a las 9:06 am (hora local). Los emisores de satélite visibles y su Doppler se calculan mediante otro receptor que opera en exteriores, que actúa como el servidor de ubicación. Esta configuración se utilizará también en las siguientes secciones. La sensibilidad del receptor para una probabilidad de detección PD=90% y una probabilidad de falsa alarma PFA=10-8 en cada decisión es C/No = 15,2 dBHz. No se ha detectado ningún problema de cerca-lejos puesto que todos los emisores de satélite detectados en interiores eran de entre 15 y 32 dBHz, es decir, el rango era de fue 17 dB, lo que está por debajo del margen necesario para sufrir interferencias cerca-lejos para señales GPS L1 C/A (M=18 dB). Ningún emisor de satélite ha sido considerado como "fuerte", es decir, apropiado para producir interferencias.

[0112] La Figura 14A muestra el error de posicionamiento obtenido mediante la aplicación de adquisición aproximada seguida de interpolación lineal a trozos (C) y la adquisición aproximada más fina, también seguida de interposición lineal a trozos (C+F); la diferencia entre estos errores de posicionamiento se representa gráficamente en la Figura 14B. Se puede observar que, para la mayoría de momentos de establecimiento de posición, la adquisición fina mejora la precisión del posicionamiento en aproximadamente 50 a 100 metros.

[0113] A pesar de que el estimador de C/No ya ha sido presentado en trabajos anteriores de los autores [López-Risueno, 2004, 2005a, 2005b], en la presente memoria se analizan sus rendimientos con el fin de corroborar su validez incluso para valores de C/No tan bajos como la sensibilidad del receptor, a diferencia de otros métodos de estimación de C/No de la técnica anterior que son válidos sólo para el seguimiento y para demostrar que el uso de un estimador de C/No con un comportamiento tan bueno a valores de baja señal es muy apropiado en puntos específicos del aparato inventado. En las Figuras 15A, se representa la estimación media de la C/No por una señal individual con diferentes valores de C/No; la Figura 15B muestra el valor cuadrático medio del error de estimación, su desviación y, para la comparación, el límite inferior Cramer-Rao (CRB). La configuración del receptor es Nc=5, Nl=200, fs=5,4559 MHz y ninguna limitación en banda, es decir, la sensibilidad (medida para PD=90% y PFA=10-8) es de C/No = 20,4 dBHz. El buen comportamiento del estimador puede observarse para todos los valores de C/No por encima de la sensibilidad. Además, se aproxima al límite Cramer-Rao para valores de C/No elevados.

[0114] Con el fin de evaluar los rendimientos del método de detección de cerca-lejos de acuerdo con la invención, se ha seleccionado un conjunto de datos recogidos que comprende una señal proveniente de un emisor de satélite "débil" (afectado por el problema de cerca-lejos). Se ha utilizado la siguiente configuración: Nc=10, Nl=500, fs=5,4559 MHz, un ancho de banda de 3 MHz, y dth=3,719 para el detector del problema de cerca-lejos. Se ha calculado la posición para varias instantáneas de 5 segundos consecutivas. Las muestras fueron recogidas en la sala de reuniones Df304 en ESTEC, ESA, los Países Bajos, en el último piso de un edificio de 3 plantas, el 1 de junio de 2005, a las 7:00 pm (hora local). Los emisores de satélite visibles y su Doppler se determinan mediante otro receptor de funcionamiento en exteriores, actuando como un Servidor de Ubicación. La sensibilidad de los aparatos para PD=90% y PFA=10-8 ante cada decisión es de C/No=15,2 dBHz. Para la instantánea, se representa gráficamente la salida centrada y normalizada dada por el bloque de adquisición aproximada en la Figura 16; los diferentes emisores de satélite se indican como SV10, SV19, SV28, SV27, SV8, SV26, SV29 y SV3 ("SV" significa "vehículo espacial"). Hay que reseñar el alto valor de C/No de SV10 (C/No=43 dBHz), que claramente puede generar interferencias de cerca-lejos en los emisores de satélite más débiles. De hecho, se ha descubierto que SV3 se ve afectado por el problema de cerca-lejos y SV10 está incluido en la lista de emisores de satélite fuertes. La correlación cuadrada calculada por la adquisición aproximada también se representa gráficamente en la Figura 17 a modo de ilustración. Hay que reseñar que no se observa ningún pico claro. En otras instantáneas no sólo se ve afectado SV3 por el problema de cerca-lejos sino también SV8. El receptor detecta adecuadamente esas situaciones y proporciona un buen establecimiento de la posición dentro de un error de 100 metros o menos. La Figura 18 compara la estimación de la posición obtenida con el detector del problema de cerca-lejos habilitado y deshabilitado (curvas de E y D, respectivamente). Con el detector deshabilitado, la inclusión de las estimaciones de retardo de código erróneas de emisores de satélite afectados por el problema se cerca-lejos resulta en un establecimiento de posición totalmente incorrecto (error del orden de varias decenas de kilómetros), que se reduce a 100 metros o menos cuando se habilita el detector del problema de cerca-lejos. También cabe señalar que, después de aplicar la cancelación del problema de cerca-lejos, SV3 y SV8 ni siquiera son detectados, lo que significa que la detección inicial fue completamente debido al problema de cerca-lejos.

[0115] Para mostrar las ventajas de la técnica de cancelación del problema de cerca-lejos, ha sido elegido un ejemplo sintético con 2 emisores de satélite fuertes y 2 débiles. SV3 y SV17 tienen una C/No igual a 55 y 50 dBHz, respectivamente; SV20 y SV6 tienen una C/No igual a 20 y 26 dBHz, respectivamente. La configuración del receptor es: Nc=10, Nl=500, fs=5,4559 MHz y ancho de banda no limitado. La sensibilidad del receptor para PD=90% y

PFA=10-8 ante cada decisión es de C/No=15,2 dBHz. Sólo SV6 se encuentra afectado por el problema de cerca-lejos; SV20 se estima correctamente. Se descubre correctamente que SV3 y SV17 son fuertes emisores de satélite, y se cancelan correctamente cuando se ejecuta el método de cancelación del problema de cerca-lejos. Después, se comprueba nuevamente SV6 y se 5 adquiere correctamente. Las estimaciones de C/No, retardo de código y Doppler de los cuatro emisores de satélite se muestran en la Tabla 1 y son muy similares a los valores reales. Las Figuras 19A y 19B muestran la correlación al cuadrado por adquisición aproximada para SV6 antes (Fig. 19A) y después de la cancelación del problema de cerca-lejos (Fig. 19B). Antes de la cancelación no se observa ningún pico claro; tal pico se pone de manifiesto tras la cancelación

10 de los emisores de satélite fuertes.

Tabla 1

SV

Estimación de C/No y (valor real), en dBHz Estimación de retardo de código y (valor real), en muestras Estimación de la frecuencia Doppler y (valor real), en Hz

3

54 (55) 1500,16 (1500,3) 90 (100)

17

48 (50) 18,72 (18,5) -290 (-300)

20

23 (26) 2345,55 (1345,7) 255 (255)

6

19 (20) 3000,35 (3000,25) -50 (-50)

[0116] A pesar de que la invención ha sido principalmente descrita con referencia a

15 un GNSS, más en general se aplica a cualquier sistema que hace posible la colocación de un receptor por medio de la estimación de retardo de código de señales moduladas por código de secuencia directa transmitidas por varios emisores colocados en diferentes lugares, particularmente cuando el receptor se sitúa en un entorno gravemente afectado por grandes y diferentes atenuaciones de señal y multiruta. En particular, la invención se aplica al

20 posicionamiento en un sistema de comunicaciones celulares de acceso múltiple por división de código (CDMA) por medio del tiempo de llegada de las señales recibidas por una unidad de recepción. En ese caso, los transmisores son las estaciones base, que tienen una posición fija. Suponiendo que la posición del receptor sólo tiene que determinarse en un plano horizontal y que la unidad de recepción no tiene la misma referencia de tiempo que las estaciones base, que

25 es la situación habitual, son necesarias mediciones de tres estaciones. Un ejemplo de este método es la Diferencia del Tiempo de Llegada Observada (OTDOA) para CDMA [Sun, 2005]. El mismo análisis anterior acerca de la propagación en interiores se aplica al posicionamiento en ese tipo de sistemas de comunicaciones celulares CDMA, a pesar de que los problemas a los que se hace referencia no sólo se encuentran en interiores, sino también exteriores [Sun, 2005].

[0117] Además, aunque el posicionamiento asistido se utiliza a menudo en aplicaciones de posicionamiento de interiores, la invención puede llevarse a cabo con éxito en receptores de exteriores autónomos.

[0118] En las formas de realización de ejemplo que han sido descritas anteriormente en la presente memoria, el método de procesamiento de la invención comprende una combinación sinérgica de varios pasos de procesamiento, tales como la adquisición aproximada seguida de la adquisición fina, la interpolación, la detección del problema de cerca-lejos y la mitigación. Sin embargo, podrán lograr resultados técnicos significativos los métodos que comprenden sólo algunas de estos pasos. Por ejemplo:

-el uso de la FFT y la integración no coherente para la adquisición aproximada no son esenciales, incluso si son a menudo ventajosas;

-la combinación de la adquisición aproximada y la fina ya proporciona una estimación de retardo de código mejorada sin necesidad de realizar seguimiento; la interpolación mejora adicionalmente esta estimación, pero no es esencial;

-la técnica de detección del problema de cerca-lejos de la invención puede aplicarse independientemente de otros pasos de procesamiento;

-la técnica de mitigación de cerca-lejos basada en la ortogonalización de Gram-Schmidt y la proyección del subespacio puede combinarse con un método de detección del problema de cerca-lejos diferente.

Referencias que no son patentes:

[0119]

[3GPP, 2005] 3rd Generation Partnership Project (3GPP), "Technical Specification Group Radio Access Network; Stage 2 functional specification of User Equipment (UE) positioning in UTRAN (Release 7)," Especificación Técnica TS 25.305 v7.00, 3GPP, 2005, http://www.3gpp.org [CGALIES, 2002] Coordination Group on Access to Location Information for Emergency Services (CGALIES). Paquete de Trabajo 1, Informe Técnico, CGALIES, 2002, http://www.telematica.de/cgalies [Glennon, 2004] Glennon, E.P., and Dempster, A.G., "A Review of GPS Cross Correlation Mitigation Techniques," en Proceedings of the 2004 International Symposium on GPS/GNSS (GNSS 2004), Australia, 2004.

[Hein, 2002] Hein, G.W., et al, "Status of Galileo Frequency and Signal Design," en Proceedings of the ION GPS 2002, 2002 [Kaplan, 1996] Kaplan, E.D. (editor). Understanding GPS: Principles and Applications. Artech House, 1996. [La Mance, 2002] La Mance, J., de Salas, J., and Jarvinen, J., "Assisted GPS: A Low-Infrastructure Approach," GPS World, Marzo, 2002, http://www.gpsworld.com [Lachapelle, 2004a] Lachapelle, G, et al, "HSGPS Signal Analysis and Performance under Various Indoor Conditions," Navigation: Journal of The Institute of Navigation (ION), vol. 51, no. 1, Primavera 2004. [Lachapelle, 2004b] Lachapelle, G, "GNSS Indoor Location Technologies," en Proceedings of the 2004 International Symposium on GPS/GNSS (GNSS 2004), Australia, 2004. [Lin, 2000] Lin, D.M., and Tsui, J.B.Y., "Comparison of Acquisition Methods for Software GPS Receiver," en Proceedings of the ION GPS 2000, 2000. [Lopez-Risueno, 2004] Lopez-Risueno, G., and Seco-Granados, G., "Measurement and Processing of Indoor GPS Signals Using One-Shot Software Receiver," en Proceedings of ESA Navitec 2004, 2004. [Lopez-Risueno, 2005a] Lopez-Risueno, G., and Seco-Granados, G., "Measurement and Processing of Indoor GPS Signals Using One-Shot Software Receiver," en Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference Spring 2005, 2005. [Lopez-Risueno, 2005b] Lopez-Risueno, G., Seco-Granados, G., and García-Rodríguez, A., "Evaluation of GPS Indoor Positioning using Real Measurements and a One-Shot Receiver," en Proceedings of the European Navigation Conference ENC-GNSS 2005, 2005. [Madhani, 2003] Madhani, P.H. et al, "Application of Successive Interference Cancellation to the GPS Pseudolite Near-Far Problem" IEEE Trans. on Aerospace and Electronic Systems, vol. 39, no. 2, Abril 2003. [Morton, 2003] Morton, Y.T.J., "Assessment and Handling of CA Code Self-Interference during Weak GPS Signal Acquisition," en Proceedings of ION GPS 2003, 2003 [Otaegui, 2005] Otaegui, O., Urquijo, S., Rhomer, G., "Real Time Fast Acquisition based on Hardware FFT for a GPS/EGNOS Receiver," en Proceedings of the European Navigation Conference ENC-GNSS 2005, 2005.

[Pahlavan, 2002] Pahlavan, K., Li, X., and Mäkelä, "Indoor Geolocation Science and Technology," IEEE Communications Magazine, Febrero, 2002. [Parkinson, 1996] Parkinson, B.W. and Spilker, J.J. (editors). Global Positioning System: Theory and Applications. American Institute of Aeronautics and

5 Astronautics, vol. 1, 1996. [Peterson, 1995] Peterson, B., and Ottman, G., "GPS Receiver Structures for the Urban Canyon," en Proceedings of the ION GPS 1995, 1995. [Psiaki, 2001] Psiaki, M.L., "Block Acquisition of Weak GPS Signals in a Software Receiver," en Proceedings of the ION GPS 2001, 2001.

10 [Smith, 1995] Smith, W.W. Handbook of Real-Time Fast Fourier Transform. Wiley, 1995. [Spilker, 1977] Spilker, J.J. Digital Communications by Satellite. Prentice-Hall, 1977. [Sun, 2005] Sun, G., Chen, J., Guo, W., and Liu, K.J.R., "Signal Processing

15 Techniques in Network-aided Positioning," IEEE Signal Processing Magazine, Julio 2005. [Syrjarinne, 2000] Syrjärinne, J, "Possibilities forGPSTime Recovery withGSMNetwork Assistance," en Proceedings of the ION GPS 2000, 2000. [Tsui, 2005] Tsui, J.B. Fundamentals of Global Positioning Receivers:ASoftware

20 Approach. Wiley, 2nd edition, 2005. [Utlaut, 1978] Utlaut, W.F., "Spread Spectrum," IEEE Communications Magazine, September 1978.

Claims (18)

1. REIVINDICACIONES

   1.-Un método de procesamiento de un conjunto de señales de posicionamiento moduladas por código constituido por una superposición de señales individuales generadas por una pluralidad de emisores, estando las señales individuales generadas por cada emisor definido por un código de modulación conocido, por un retardo de código desconocido y por un desplazamiento de frecuencia de portadora desconocido, comprendiendo el método los pasos de:

   (a)

   recibir y convertir dicha señal de posicionamiento durante un período de tiempo predeterminado, muestreando la señal de posicionamiento recibida a un período de muestreo predeterminado y convirtiéndola a formato digital;

   (b)

   para cada código de modulación conocido, determinar la primeros conjuntos de desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba y de retardos de código, generando localmente señales moduladas por código definidas por dicho código de modulación, dichos desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba y dichos retardos de código de prueba, y calculando correlaciones de dicha señal digitalizada con dichas señales moduladas por código generadas localmente;

   Caracterizado por que comprende adicionalmente los pasos de:

   (c) para cada código de modulación conocido (ci) y desplazamiento de frecuencia de

   portadora de prueba: (c1) determinar un pico de correlación principal de mayor magnitud (

   *

   Xi (τ f 0, f0 )) como una función del retardo de código de prueba (1);

   *

   (c2) determinar si dicho pico de correlación principal ( Xi (τ f 0, f0 )) es posiblemente representativo de una señal individual generada por un emisor que utiliza dicho código de modulación (ci), comparando su magnitud con un umbral (2); y

   *

   (c3) si se determina que dicho pico de correlación principal ( Xi (τ f 0, f0 )) es posiblemente representativo de una señal individual, determinar si se ve afectado por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores en base a la diferencia entre su magnitud y la de un pico de

   '

   correlación secundario de menor magnitud ( Xi (τ f 0, f0 )) correspondiente a un retardo de código diferente para el mismo desplazamiento de frecuencia de portadora de prueba (3);

   (d)

   para cada código de modulación conocido seleccionar, entre los picos de correlación que se ha determinado que posiblemente sean representativos de una señal individual y que no se ven afectados por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores, si los hubiere, el que tanga mayor magnitud, y tomar las correspondientes estimaciones de desplazamiento de frecuencia portadora y retardo de código de prueba como estimaciones del desplazamiento de frecuencia portadora y retardo de código desconocidos de dicha señal individual.

2. 2.- Un método según la reivindicación 1, que comprende adicionalmente un paso de:

   (e)

   determinar que un emisor se ve afectado por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores si, para el código de modulación correspondiente a dicho emisor individual, todos los picos de correlación que se ha determinado que posiblemente sean representativos de una señal individual también se ha determinado que se ven afectados por interferencias; en caso contrario determinar que dicho emisor está libre de interferencias (33).

3. 3.-Un método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores en el que, para cada código de modulación conocido, el paso de:

   (c3) determinar si cada pico de correlación se ve afectado por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores (3), sólo se lleva a cabo tras los pasos de: (c1) determinar un pico de correlación en función del retardo de código de prueba (1), y (c2) determinar si dicho pico de correlación es posiblemente representativo de una señal individual generada por el emisor que utiliza dicho código de modulación (2), se han llevado a cabo para todos los desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba.
4. 4.-Un método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que dicho paso de cálculo de correlaciones comprende:

   (b1) subdividir la señal digitalizada en una pluralidad de bloques de datos; (b2) calcular las correlaciones de dichos bloques de datos con dichas señales moduladas por código generadas localmente que incluyen el efecto Doppler en el código; e (b3) incoherentemente sumar los resultados de dichas correlaciones.
5. 5.-Un método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que dicho

   *

   paso (3) de determinar si dicho pico de correlación ( Xi (τ f 0, f0 )) se ve afectado por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores comprende:

   (c3.1) identificar un pico de correlación secundario ( Xi (τ ' f 0, f0 )) para el mismo desplazamiento de frecuencia de portadora; (c3.2) calcular la diferencia de los valores del pico de correlación y del pico de correlación secundario y normalizarla con respecto a una estimación de amplitud de ruido de fondo (31, 32); y (c3.3) determinar que dicho pico de correlación se ve afectado por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores si dicha diferencia normalizada es menor que un valor de umbral predeterminado (33).
6. 6.-Un método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, que comprende adicionalmente un paso de refinado (4, 5) de:

   (f1) seleccionar los códigos de modulación para los que se ha determinado que al menos un pico de correlación es posiblemente representativo de una señal individual y no se ve afectado por interferencias; (f2) para cada código de modulación seleccionado:

   (f2.1) determinar un segundo conjunto de desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba que incluyen la estimación previamente determinada del desplazamiento de frecuencia de portadora desconocido, siendo la diferencia entre los dos desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba de dicho segundo conjunto menor que la diferencia entre dos desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba de dicho primer conjunto; y (f2.3) determinar un segundo conjunto de retardos de código de prueba que incluyen la estimación previamente determinada del retardo de código desconocido, siendo la diferencia entre dos retardos de código de prueba de dicho segundo conjunto menor o igual que la diferencia entre dos retardos de código de prueba de dicho primer conjunto; (f3) generar localmente señales moduladas por código definidas por dicho código de modulación, dichos desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba diferentes y dichos retardos de código de prueba, y calcular las correlaciones de dicha señal digitalizada con dichas señales moduladas por código generadas localmente; (f4) determinar estimaciones del desplazamiento de frecuencia y del retardo de código mejoradas sobre la base de las correlaciones recién calculadas.
7. 7.-Un método según la reivindicación 6, en el que el paso de determinar estimaciones del desplazamiento de frecuencia y del retardo de código mejoradas sobre la base de las correlaciones recién calculadas (4, 5) comprende:

   (f4.1) realizar una interpolación polinomial a trozos de dichas correlaciones (5); (f4.2) para cada código seleccionado y para cada desplazamiento de frecuencia de portadora de prueba, determinar el pico de una función de interpolación como función del retardo de código de prueba; (f4.3) para cada código seleccionado, elegir el pico de la función de interpolación que tenga la mayor magnitud, y tomar el correspondiente desplazamiento de frecuencia de portadora y retardo de código como dichas estimaciones del desplazamiento de frecuencia y retardo de código mejoradas.
8. 8.- Un método según la reivindicación 7, en el que dicha interpolación polinomial a trozos es elegida entre una interpolación lineal a trozos y una interpolación cuadrática.
9. 9.- Un método según la reivindicación 2, o cualquiera de las reivindicaciones 3 a 8 cuando dependan de la reivindicación 2, que comprende adicionalmente los pasos de:

   (g)

   para cada código de modulación para los que se ha determinado que al menos un pico de correlación es posiblemente representativo de una señal individual generada por el emisor que utiliza dicho código de modulación, estimar una relación de densidad espectral portadora-a-ruido (C/No) para la correspondiente señal individual (6); y

   (h)

   si dicha densidad espectral portadora-a-ruido (C/No) es mayor que un umbral predeterminado (THcn), determinar que es probable que dicha señal individual produzca interferencias (7).

10. 10.- Un método según la reivindicación 9, que comprende adicionalmente los pasos

    de:

    (i)

    cancelar las interferencias de la señal recibida, muestreada y digitalizada utilizando un método de proyección del subespacio (8); y

    (j)

    repetir los pasos (1, 2, 3, 4, 5, 6, 7) que siguen a la conversión a formato digital de las señales individuales que han sido sometidas a la cancelación de interferencias (8).

11. 11.- Un método según la reivindicación 2, o cualquiera de las reivindicaciones de 3 a 8 cuando dependan de la reivindicación 2, que comprende adicionalmente el paso de determinar si el número de estimaciones de desplazamiento de frecuencia y retardo de código es suficiente para el posicionamiento y, si se determina que el número de dichas estimaciones es insuficiente, comprende adicionalmente los pasos de:

    (g)

    para cada código de modulación para los que se ha determinado que al menos un pico de correlación sea posiblemente representativo de una señal individual generada por el emisor que utiliza dicho código de modulación, estimar una relación de densidad espectral portadora-a-ruido para la correspondiente señal individual (6);

    (h)

    si dicha relación de densidad espectral portadora-a-ruido es mayor que un umbral predeterminado, determinar que sea probable que dicha señal individual produzca interferencias (7);

    (i)

    cancelar las interferencias de la señal recibida, muestreada y digitalizada utilizando un método de proyección del subespacio (8); y

    (j)

    repetir los pasos (1, 2, 3, 4, 5, 6, 7) que siguen a la conversión a formato digital de las señales individuales que han sido sometidas a la cancelación de interferencias.

12. 12.-Un método según la reivindicación 10 u 11, en el que dicho pasoetapa (8) de cancelación de interferencias comprende:

    (i1) construir un conjunto de vectores ortonormales equivalentes al conjunto de señales individuales que se han determinado susceptibles de producir interferencias (82); (i2) tomar, como señales cuyas interferencias han sido canceladas, los complementos ortogonales de dichas señales individuales, que se ha determinado que han sido afectadas por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores, con respecto al subespacio generado por dicho conjunto de vectores

    ortonormales (83).
13. 13.- Un método según cualquiera de las reivindicaciones 10 a 12, en el que dichos pasos de estimación de la relación de densidad espectral portadora-a-ruido (6), de determinación de si una señal individual es susceptible de producir interferencias (7) y de cancelar interferencias de la señal recibida, muestreada y digitalizada (8) se llevan a cabo para cada código de modulación conocido tras dicho paso de determinación de si los picos de correlación son afectados por interferencias (3) y antes de tomar en cuenta el próximo código de modulación conocido.
14. 14.- Un método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que dichos emisores son emisores de satélite (SE), comprendiendo el método adicionalmente un paso de adquirir desde un emisor de asistencia terrestre (LS) un conjunto de códigos de modulación correspondientes a emisores de satélite (SE) de los cuales es probable recibir señales individuales.
15. 15.- Un método de procesamiento de un conjunto de señales de posicionamiento de espectro ensanchado constituido por una superposición de señales individuales generadas por una pluralidad de emisores, definiéndose la señal individual generada por cada emisor por un código de modulación conocido, por un retardo de código desconocido y por un desplazamiento de frecuencia de portadora desconocido, comprendiendo el método los pasos de:

    -realizar un método según la reivindicación 14 cuando dependa de la reivindicación 2 hasta que se determine que un primer emisor está libre de interferencias; -obtener desde dicho emisor de asistencia terrestre (LS), cuya posición es conocida, un conjunto de retardos de código con respecto a dicho emisor de asistencia terrestre (LS), correspondiente a los emisores de satélite (SE) de los cuales es probable recibir señales individuales; -para cada código de modulación restante correspondiente a dichos emisores de satélite (SE) de los cuales es probable recibir señales individuales:

    -determinar los primeros conjuntos de desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba y de retardos de código, siendo dicho primer conjunto de retardos de código de prueba un conjunto reducido determinado sobre la base de dicho conjunto de retardos de código relativo a dicho emisor de asistencia terrestre de posición conocida (LS) y sobre la base del retardo de código de dicho primer emisor adquirido; -localmente generar señales moduladas por código definidas por dicho código de modulación, dichos desplazamientos de frecuencia de portadora de prueba y dichos retardos de código de prueba, y calcular correlaciones de dicha señal recibida, muestreada y digitalizada con dichas señales moduladas por código generadas localmente; -calcular correlaciones lineales de la señal recibida, muestreada y digitalizada con dichas señales moduladas por código generadas localmente;

    -para cada uno de dichos códigos de modulación y desplazamientos de frecuencia de

    portadora de prueba: -determinar un pico de correlación como una función del retardo de código de prueba (91); -determinar si dicho pico de correlación es posiblemente representativo de una señal individual generada por un emisor que utiliza dicho código de modulación, comparando su magnitud con un primer umbral (92);

    -para cada código de modulación para los cuales se ha determinado que al menos un pico de correlación sea posiblemente representativo de una señal individual generada por el emisor que utiliza dicho código de modulación:

    -estimar una relación de densidad espectral portadora-a-ruido para la correspondiente señal individual (93); -si dicha relación de densidad espectral portadora-a-ruido es mayor que un segundo umbral, determinar que dicha señal individual no se ve afectada por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores (94);

    -para cada uno de dichos códigos de modulación seleccionar, entre los picos de correlación que se ha determinado que posiblemente sean representativos de una señal individual y no se vean afectados por interferencias de señales individuales generadas por otros emisores, si los hubiere, el que tenga la mayor magnitud, y tomar las correspondientes estimaciones de desplazamiento de frecuencia portadora y retardo de código de prueba como estimaciones del desplazamiento de frecuencia portadora y retardo de código desconocidos de dicha señal individual.
16. 16.- Un método según la reivindicación 15, que comprende adicionalmente un paso

    (98) de actualización de dicho segundo umbral a un valor igual a la más alta relación de densidad espectral portadora–a-ruido estimada (en dBHz) menos un valor predeterminado (en dB).
17. 17.- Un método según la reivindicación 15 ó 16, que comprende adicionalmente un paso de refinamiento (95) según cualquiera de las reivindicaciones 11 a 15.
18. 18.- Un método según cualquiera de las reivindicaciones 15 a 17 en el que, para cada código de modulación, dicho conjunto reducido de retardos de código de prueba abarca un intervalo de tiempo centrado en dicho retardo de código de referencia y cuyo ancho viene dado por

    imagen1

    10 donde:

    -dMAX es una estimación superior de la distancia a dicho emisor de asistencia terrestre (LS);

    -ei es el ángulo de elevación para el emisor de satélite (SE) que utiliza dicho código 15 de modulación con respecto a dicho emisor de asistencia terrestre (LS);

    -e1 es el ángulo de elevación para dicho primer emisor de satélite que se determina que está libre de interferencias con respecto a dicho emisor de asistencia terrestre (LS); y

    -c es la velocidad de la luz. 20