ES2342231T3 - Metodo de estimacion de caracteristicas de señales ofdm. - Google Patents
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Abstract
Método de determinación de al menos una característica de una señal OFDM en el seno de una señal recibida, en el que se calculan (420, 520) una pluralidad de coeficientes de correlación cíclica de la señal recibida para un intervalo temporal de correlación y una pluralidad de frecuencias cíclicas, caracterizado porque: - se calcula (430, 530) una función de discriminación igual a la suma cuadrática de dichos coeficientes de correlación cíclica; - se deduce (440, 561, 562) dicha característica de la señal OFDM en función de al menos un valor de dicha función de discriminación.
Description
Método de estimación de características de
señales OFDM.
La presente invención se refiere al campo de la
estimación ciega o semiciega de características de señales OFDM.
Particularmente, encuentra aplicación en los sistemas de radio
cognitiva y en el campo de la recepción de señales OFDM.
El volumen cada vez más importante del espectro
ha llevado a considerar unos sistemas de telecomunicaciones capaces
de coexistir con los sistemas de bandas de frecuencia ya asignados,
llamados primarios. Dos estrategias de coexistencia son actualmente
el objeto de importantes investigaciones. La primera consiste en
utilizar un nivel de señal muy débil gracias a una exposición de
espectro muy fuerte, es la vía seguida por los sistemas de banda
ultra-ancha también denominados UWB (Ultra Wide
Band). La segunda consiste en utilizar de manera oportunista
una parte del espectro puntualmente o temporalmente desocupada, es
la vía llamada radio cognitiva (o Cognitive Radio). Se
encontrará una descripción de la radio cognitiva en la tesis
fundadora de J. Mitola titulada "Cognitive radio: an integrated
agent architecture for software defined radio", Royal Institute
of Technology, Estocolmo, PhD Dissertation, 8 de mayo de 2000.
El principio de la radio cognitiva ha sido
particularmente aceptado para el desarrollo de las redes
inalámbricas de largo alcance también denominadas WRAN (Wireless
Regional Area Network). Estas redes tienen actualmente por
objeto un proceso de estandarización en el seno del grupo de trabajo
de IEEE 802.22. Más precisamente, esta norma en curso de
elaboración propone utilizar de manera oportunista las bandas UHF y
VHF vacantes para realizar una transmisión inalámbrica punto por
punto en una red WRAN. Está previsto en particular que las bandas
UHF asignadas al sistema de televisión de difusión por vía terrestre
DVB-T (Digital Video
Broadcast-Terrestrial) puedan ser utilizadas
con este fin. La norma DVB-T hace referencia a una
modulación OFDM (Orthogonal Frecuency Division Multiplexing)
para transmitir unos flujos de vídeo/audio comprimidos. Se
encontrará una introducción a la norma IEEE 802.22 en el artículo
de C. Cordeiro y otros titulado "IEEE 802.22: an introduction to
the first wireless standard base on cognitive radios", publicado
en Journal of Communications, vol. 1, nº 1, abril de 2006,
páginas
38-47.
38-47.
Antes de poder emitir en una banda UHF dada, es
necesario que un emisor de la red WRAN pueda determinar si una
señal OFDM está presente en esta banda. Ahora bien, un simple
detector de potencia, tal como el preconizado en el artículo
precitado, no permite obtener esta información de manera fiable, en
particular para una baja relación señal/ruido.
Además, los terminales de un sistema de radio
cognitiva pueden ellos mismos utilizar una modulación OFDM, como
es, por cierto, el caso para las redes WRAN. Durante un cambio de
banda de frecuencia, por ejemplo seguido de la indisponibilidad de
la banda comúnmente utilizada, el receptor debe conocer la nueva
banda y, de manera más general, los nuevos parámetros de
transmisión utilizados por el emisor. Si el sistema de radio
cognitiva autoriza un cambio de frecuencia con la iniciativa única
del emisor, el receptor deberá proceder a una estimación ciega o
semiciega de estos parámetros. Por estimación ciega, se entiende que
el receptor no tiene conocimiento alguno a priori de ciertos
de estos parámetros. Por estimación semiciega se entiende que el
receptor no tiene un conocimiento a priori más que de
ciertos de estos parámetros solamente. Por parámetros de
transmisión, se entiende los parámetros necesarios en la
desmodulación de un símbolo OFDM, por ejemplo la longitud del
símbolo OFDM, la longitud del prefijo, el caudal de los símbolos de
información.
Un método de estimación ciega de parámetros de
transmisión OFDM para un sistema de radio cognitiva es conocido del
artículo de H. Ishii y otros titulado "OFDM blind parameter
identification in cognitive radios" publicado en PIRMC 2005,
IEEE 16th Internacional Symposium on Personal, Indoor and Mobile
Communications, páginas 700-705. Particularmente,
se propone estimar la longitud de los tramos de símbolos OFDM así
como su longitud útil gracias a los picos de la función de
autocorrelación de la señal recibida. De manera similar, el artículo
de P. Liu y otros titulado "A blind
time-parameters estimation scheme for OFDM in
multi-path channel" publicado en Proc. 2005
Int'l Conference on Wireless Communications Networking and Mobile
Computing, 23-26 de septiembre de 2005, vol. 1,
páginas 222-227, da un método de estimación ciega de
la longitud total de un símbolo OFDM y de su longitud útil a partir
de los picos de dicha función de autocorrelación.
El artículo de A. Walter y otros titulado
"OFDM parameters estimation, a time approach" publicado en
Conference Record of the 34 Asilomar Conference, Signals, Systems
and Computers, 29 de octubre de 2000, páginas
142-146, describe un método de estimación de la
duración de un símbolo OFDM a partir de la transformada de Fourier
de la función de autocorrelación cíclica de la señal recibida. Esta
duración es estimada para un intervalo temporal de correlación y
una pluralidad de frecuencias cíclicas.
El artículo de P. Jallon y otros titulado
"Second order based cyclic frequency estimates: the case of
digital communication signals", publicado en Proc. of ICASSP
2006 IEEE Conf., Toulouse, 14-19 de mayo de 2006,
páginas IV-339 a IV-392, describe
un método de estimación de frecuencias cíclicas en un momento de
segundo orden de una señal de banda limitada. Esta estimación hace
referencia a una suma cuadrática en una pluralidad de intervalos
temporales de correlación.
Los métodos de estimación precitados no dan, sin
embargo, un resultado fiable cuando la relación señal/ruido es
baja.
Un primer objeto de la presente invención es
proponer un método que permita determinar con gran fiabilidad si
una señal OFDM está presente o ausente en una banda de frecuencia de
interés, y esto igualmente en unas condiciones de baja relación
señal/ruido.
Un segundo objeto de la presente invención es
proponer un método de estimación ciega o semiciega de parámetros de
transmisión de una señal OFDM, que sea fiable, igualmente en unas
condiciones de baja relación señal/ruido.
La presente invención es definida por el objeto
de la reivindicación 1 aquí adjunta. Modos de realización
ventajosos se definen en las reivindicaciones dependientes.
Otras características y ventajas de la invención
aparecerán con la lectura de un modo de realización preferencial de
la invención hecho en referencia a las figuras adjuntas entre las
que:
la figura 1 representa de manera esquemática una
señal OFDM;
la figura 2 da una interpretación gráfica de una
función de discriminación útil en la puesta en marcha de la
invención;
la figura 3 representa unas zonas del soporte de
la función de autocorrelación que intervienen en el cálculo de la
función de discriminación, para diferentes frecuencias cíclicas;
la figura 4 representa un método de
determinación de una característica de señal OFDM según un primer
modo de realización de la invención;
la figura 5 representa un método de
determinación de una característica de señal OFDM según un segundo
modo de realización de la invención.
Se considera a continuación el terminal de un
sistema de radio que desea determinar una característica de una
señal OFDM. Por característica se entenderá aquí no solamente los
parámetros de transmisión OFDM, tales como los definidos más
arriba, sino también, de manera más fundamental, la simple
información de presencia/ausencia de una señal OFDM en una banda
dada. El terminal en cuestión puede ser por ejemplo un emisor de una
red WRAN que busca una banda disponible en el espectro
DVB-T, o un receptor OFDM de una red de radio
cognitiva o no.
De manera general, una señal OFDM se puede
escribir de la siguiente manera, después de la recepción en banda
de base:
donde E es la potencia de la
señal, N es el número de portadoras del multiplex OFDM,
a_{n} son los símbolos de información que pertenecen a un
alfabeto de modulación, típicamente BPSK, QPSK o QAM,
1/T_{c} es el caudal de los símbolos de información,
D es el tamaño del prefijo cíclico expresado en número de
símbolos de información, g(t) es un impulso de puesta
en forma de los símbolos OFDM que tienen un soporte temporal
[0,(N + D)T_{c}] destinado a apodizar el
espectro de la señal, \Deltaf es un residuo de portadora
debido a la imperfección de la desmodulación
RF.
RF.
Se ha representado de manera esquemática una
señal OFDM en la figura 1. Está constituida por una secuencia de
símbolos OFDM de duración total (N + D)T_{c},
presentando cada símbolo una duración útil NT_{c} y un
intervalo de guardia de duración T_{prefix} =
DT_{c}, en el que se encuentra el prefijo cíclico. Se
recuerda que, de manera clásica, el prefijo cíclico es una copia
del final del símbolo OFDM en el interior del intervalo de guardia,
teniendo este último por objeto eliminar la interferencia
intersímbolo (ISI).
En la descripción (1) hemos hecho abstracción de
la respuesta del canal de transmisión. En la práctica, si el canal
es de tipo multitrayecto, la señal OFDM recibida se puede
escribir:
donde L es el número de
trayectos del canal, \tau_{1} y \lambda_{1} son los tiempos
de propagación de la señal y las atenuaciones de la señal en los
diferentes trayectos, w(t) es un ruido aditivo blanco
gaussiano
centrado.
La función de autocorrelación de la señal
recibida se puede expresar entonces, aceptando la formulación
(1):
donde E{.} designa la
esperanza matemática. Se puede mostrar entonces
que:
donde se ha indicado como
\delta(.) la distribución de Dirac. Se destacará que la expresión
(4) no presenta, excepto en el caso trivial \tau = 0, valores no
nulos más que para un decalaje \tau = NT_{c}, lo que se
comprende en la medida en la que señal OFDM no presenta más
periodicidad que la debida a la repetición del prefijo cíclico. Para
este valor de
decalaje:
Se apreciará que la función
Rs_{a}(t,NT_{c}) es invariable por
translación de (N + D)T_{c} y, por
consiguiente, la señal s_{a} es cicloestacionaria. En
otros términos, el espectro de Rs_{a}(t,NT_{c}) es
un peine de rayas de periodicidad \frac{1}{(N +
D)T_{c}}.
Cuando la señal recibida es resultante de un
canal multitrayecto, es decir que se puede expresar bajo la forma
(2), las conclusiones precedentes permanecen válidas, siendo
modulado simplemente el espectro de rayas por la función de
transferencia del canal.
En todos los casos, la función de
autocorrelación Rs_{a}(t,NT_{c}) puede ser
descompuesta según la serie de Fourier siguiente:
En la práctica, debido al tamaño finito de la
ventana de correlación, la función Rs_{a}(t,\tau)
no tiene un soporte en \tau simplemente reducido en la recta
\tau = NT_{c} sino que presenta una exposición según el
eje de \tau. Sin embargo, el reemplazo de la función
\delta(\tau - NT_{c}) por una función
h(\tau) cualquiera conduce incluso a una función de
autocorrelación periódica, y de periodo (N +
D)T_{c}. Sea cual sea el valor de \tau, la función
Rs_{a}(t,\tau) se puede descomponer según una
serie de Fourier:
donde los coeficientes de Fourier
r^{k}_{a}(\tau), también denominados coeficientes
de correlación cíclica, son función del decalaje temporal \tau.
Las frecuencias \frac{k}{(N + D)T_{c}} son denominadas
frecuencias
cíclicas.
Aunque los métodos de estimación del estado de
la técnica proceden en dos etapas, estimando primero la longitud
útil T_{u} = NT_{c} y después la longitud total
T_{s} = (N + D) = T_{c} de los
símbolos OFDM, se efectúa ventajosamente una estimación conjunta de
estos parámetros, más resistente al ruido.
Para hacerlo, se considera de nuevo la función
de autocorrelación de la señal recibida
Rs_{a}(t,\tau), y se introducen los coeficientes
de correlación cíclica \rho_{a}^{k/(\alpha + \beta)} (\tau)
definidos por:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde los \frac{k}{\alpha +
\beta}, k \in z son las frecuencias cíclicas y
\langle.\rangle designa la media temporal. La función de
autocorrelación se descompone entonces de la siguiente
manera:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Se define una función de discriminación
mediante:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde K es un valor entero
estrictamente superior a 1, que indica el número de frecuencias
cíclicas que se tienen en cuenta en la estimación. Esta función de
discriminación permite determinar si, para un intervalo temporal
\tau = a dado, la función de autocorrelación presenta en
función del tiempo unos picos que se repiten con una periodicidad
\alpha +
\beta.
En presencia de una señal OFDM de parámetros
T_{u} = NT_{c} y T_{s} = (N +
D)T_{c}, la función de discriminación
J(\alpha,\beta) presentará un máximo J para
\alpha = NT_{c} y \beta = DT_{c}. Este máximo
será sensiblemente superior al máximo J_{0} que sería
alcanzado por la función J(\alpha,\beta) en ausencia de
señal OFDM.
La función de discriminación
J(\alpha,\beta) permite a la vez determinar si una señal
OFDM está presente en la señal recibida y, llegado el caso, estimar
los parámetros temporales. Esta estimación puede ser ciega o
semiciega: si el terminal conoce a priori uno o varios
parámetros, la estimación de los otros parámetros se verá
facilitada. Por ejemplo, si la longitud T_{u} de los
símbolos OFDM es conocida por el terminal, la función de
discriminación será simplemente maximizar según \beta, a
saber:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 2 da una interpretación gráfica de la
función de discriminación J(\alpha,\beta).
Se ha representado en la figura el plano
(t,\tau) en el que está definida la función de
autocorrelación Rs_{a}(t,\tau).
En el caso ideal de una señal OFDM
s_{a} sin ruido, que tiene unos parámetros T_{u} =
NT_{c} y T_{s} = (N +
D)T_{c} bien definidos, la función de
autocorrelación Rs_{a}(t,\tau) tiene un soporte
limitado en unos puntos de periodicidad T_{s} en la recta
horizontal D_{a} de la ecuación \tau =
T_{u}.
Por regla general, la función de autocorrelación
de la señal recibida posee un soporte cualquiera en el que se
encuentran cierto número de picos. La función de discriminación
permite probar si esta distribución de picos es reveladora de la
presencia de una señal OFDM y, llegado el caso, determinar los
parámetros temporales.
Los puntos del plano correspondientes a la
frecuencia cíclica \frac{k}{\alpha + \beta}, k \in
{-K,..,0,..,K} constituyen una red periódica de rectas
D^{k}_{n} de pendientes \pmk/n, donde
n, entero estrictamente positivo, es el índice del periodo
según el eje t. En efecto, para un valor \alpha dado, los
puntos correspondientes a esta frecuencia cíclica pertenecen a la
recta horizontal \Delta_{\alpha} de ecuación \tau = \alpha y
tienen por abscisas \pmn\frac{\alpha + \beta}{k}.
En el caso particular de la frecuencia nula
k = 0, la red de rectas D^{0}_{n} es degenerada y se
reduce a la recta vertical D^{0} de ecuación t =
0.
Ahora se supone que se busca el máximo J
de la función de discriminación J(\alpha,\beta) en un
margen definido por los intervalos de variación
[\alpha_{1},\alpha_{2}] y [\beta_{1},\beta_{2}].
Hemos ilustrado en la figura 3 las zonas \Omega^{k}_{n} del
plano (t,\tau) que contribuyen a J(\alpha,\beta)
para los primeros valores de k (k=0,1,2). Se
destacará que el método de estimación del parámetro \alpha según
el estado de la técnica no tiene en cuenta más que la zona
\Omega^{0} en la búsqueda del pico de correlación aunque el
método de estimación según la presente invención tiene en cuenta
los picos de correlación en la totalidad de las zonas
\Omega^{k}_{n},k = 0,..,K - 1;n =
1,2,..
La figura 4 representa el organigrama de un
método de estimación de al menos una característica de transmisión
de una señal OFDM según un primer modo de realización de la
invención. Más precisamente, este modo de realización permite
estimar de manera conjunta los parámetros temporales de la señal
OFDM, tales como la longitud útil y la longitud de prefijo de un
símbolo OFDM.
En la primer etapa 410, se muestrea la señal
recibida s, a la frecuencia de símbolos de información
1/T_{c}, si se conoce, o a la frecuencia de Nyquist si no.
La señal s es la señal en banda de base, por ejemplo
resultante de una desmodulación en banda de base de la señal RF de
una banda UHF de interés.
Se obtiene así una secuencia de muestras
{s(u)}_{u}.
En la etapa 420, se calculan los coeficientes de
correlación cíclica de la señal recibida con ayuda de la expresión
(8), o sea:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
En la práctica, se calcula la función de
autocorrelación Rs(t,\alpha) en una longitud de
ventana finita U, a partir de la señal muestreada, o
sea:
\vskip1.000000\baselineskip
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\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
en la que se han definido los
valores reducidos \tilde{\alpha} = \frac{\alpha}{T_{e}} y
\tilde{\beta} = \frac{\beta}{T_{e}} donde T_{e} es el
periodo de
muestreo.
\newpage
En la etapa 430, se deduce la función de
discriminación a partir de la expresión (10), o sea:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
La expresión (14) se puede escribir de manera
equivalente, mediante simple translación de \alpha:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Se apreciará que la suma en las frecuencias
cíclicas en (14) y (15) se limita a las frecuencias positivas de 0
a K. Alternativamente, la suma puede abarcar las frecuencias
negativas, o a la vez en las frecuencias negativas y positivas, por
ejemplo -K a K, sin no obstante salir del marco de la
invención.
En la etapa 440, se determinan los parámetros
\hat{\alpha} y \hat{\beta} que maximizan la función de
discriminación, o sea:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\hat{\alpha} y \hat{\beta} son
respectivamente la estimación de la longitud útil y de la longitud
de prefijo del símbolo OFDM.
Conviene apreciar que el cálculo de la función
de discriminación y de su máximo puede ser en un conjunto discreto
de valor de parámetros. Esto será en la práctica a menudo el caso,
ya que los sistemas primarios a comprobar no utilizan más que un
número restringido de parámetros posibles.
La figura 5 representa el organigrama de un
método de estimación de una característica de transmisión de una
señal OFDM según un segundo modo de realización de la invención. Más
precisamente, este modo de realización permite determinar si una
señal OFDM está presente en una banda de frecuencia determinada.
En la etapa 510, se procede al muestreo de
correlación cíclica.
En la etapa 520, se calculan los coeficientes de
correlación cíclica.
En la etapa 530, varios casos son factibles:
- -
- Si se conocen ya los parámetros T_{u} = NT_{c} y T_{prefix} = DT_{c} bastará con calcular la función J(\tilde{\alpha},\tilde{\beta}) para la pareja de valores \tilde{\alpha} = N, \tilde{\beta} = D. Se elije entonces preferentemente una longitud de truncamiento espectral K < N/D en la función de discriminación.
- -
- Si se conoce el valor de uno de los parámetros, por ejemplo, bastará con calcular la función J(\tilde{\alpha},\tilde{\beta}) para el parámetro restante o para un conjunto de valores posibles del parámetro restante.
- -
- Si se conoce que la pareja de parámetros (\tilde{\alpha},\tilde{\beta}) pertenecen necesariamente a un conjunto de valores discretos, bastará con calcular J(\tilde{\alpha},\tilde{\beta}) para estos valores.
- -
- En ausencia de información sobre \tilde{\alpha} y \tilde{\beta}, se calculará la función J(\tilde{\alpha}, \tilde{\beta}) en un margen de valores definido por unos intervalos [\tilde{\alpha}_{1},\tilde{\alpha}_{2}] y [\tilde{\beta}_{1},\tilde{\beta}_{2}] de interés.
Se apreciará que, cuando el cálculo de
J(\tilde{\alpha},\tilde{\beta}) no abarca más que ciertos
valores de \tilde{\alpha} y/o \tilde{\beta}, los coeficientes de
correlación cíclica no tendrán que ser calculados más que para
estos valores.
En la etapa 540, excepto el caso en el que los
parámetros \tilde{\alpha} y \tilde{\beta} son los dos conocidos,
se calcula el máximo J de la función
J(\tilde{\alpha},\tilde{\beta}) en el margen o el
conjunto discreto de valores de parámetros.
En la etapa 550, se compara el valor J
con un umbral predeterminado J_{0}. Si
J\geqJ_{0} se concluye que una señal OFDM está
presente (562). En el caso contrario, ninguna señal OFDM, por lo
menos ninguna señal OFDM cuyos parámetros temporales son
comprobados, está presente en la banda de frecuencia considerada
(561).
Se determina ventajosamente un umbral en función
de la relación \frac{U}{\sigma^{4}}, donde \sigma^{2} es la
varianza del ruido. Para las bajas relaciones señal/ruido, se podrá
utilizar la aproximación 17 Se puede mostrar que, si
se elige J_{0} verificando la ecuación:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
la probabilidad de mala detección,
es decir, la probabilidad de que se concluya una presencia de señal
OFDM aunque esté ausente, tiende al 2% cuando U tiende a
infinito.
Este método de determinación de
presencia/ausencia de señal OFDM puede ser utilizado por los
sistemas de radio cognitiva para decidir si pueden transmitir en
una banda dada, particularmente una banda UHF del sistema
DVB-T.
Este mismo método puede ser utilizado para unas
operaciones de policía espectral, particularmente para detectar una
ocupación ilícita del espectro.
En definitiva, los dos modos de realización
pueden ser utilizados consecutivamente, el segundo modo para
determinar en un primer tiempo si una señal OFDM está efectivamente
presente en la señal recibida, después el primer modo para
determinar sus parámetros temporales.
Estos dos modos de realización dan unos
resultados satisfactorios en ausencia de señal interferente. Se
llama aquí señal interferente a una señal que se manifiesta por una
raya interferente en el espectro de la señal recibida transpuesta
en banda de base, típicamente en una banda [-4 MHz, +4 MHz]. En tal
situación, en función de la potencia de la raya interferente, el
resultado del método de determinación según la invención puede ser
erróneo.
Con el fin de prevenir contra este tipo de
error, se prevé filtrar previamente la señal recibida antes de
calcular los coeficientes de correlación cíclica.
Según una primera variante, el filtro utilizado
es un filtro de paso banda centrado alrededor de la frecuencia
portadora en banda de base. En el caso de bandas UHF, para la
detección de señales DVB-T, se elegirá
ventajosamente un filtro de paso banda de ancho de 4 MHz centrado
en la frecuencia central del canal de interés o en 0 en banda de
base. Este ancho de banda es en la práctica suficiente para no
alterar la determinación de la característica de la señal
DVB-T por el método según la invención. De manera
general, se elegirá un filtro de paso banda que elimina la o las
rayas interferentes.
Según una segunda variante, el filtro será un
filtro de corte banda centrado en la o las bandas a eliminar.
Según una tercera variante, se podrá efectuar
una filtración de la señal muestreada por medio de un filtro de
decimación. Se elegirá entonces convenientemente la tasa de
decimación para eliminar las rayas interferentes. Por ejemplo, si
la señal en banda base está en la banda [-4 MHz 4 MHz] y ha sido
muestreada en la frecuencia de Nyquist (8 MHz), y si se ha
determinado que la raya interferente está a -2 MHz, se elegirá una
tasa de decimación de 4. La señal muestreada así decimada estará
entonces en la banda [-1 MHz 1 MHz] y ya no satisface el criterio
de Nyquist. No obstante, el repliegue de la raya interferente debido
al submuestreo se hace en la frecuencia nula. Más generalmente, si
la raya interferente se encuentra a \pmf_{int} en la
banda [-B, +B] de la señal en banda de base, se muestreará a la
frecuencia f_{int}, es decir, que se efectuará una
filtración por decimación a una tasa de 2B/f_{int}
para obtener en definitiva una señal en la banda [-f_{int},
+ f_{int}].
El repliegue de las imágenes de la raya
interferente en la frecuencia nula no afecta las propiedades de
cicloestacionariedad de la señal.
Para determinar la o las rayas interferentes, se
calcula en primer lugar la densidad espectral de la señal recibida,
por ejemplo calculando el cuadrado del módulo de la transformada de
Fourier de la señal (FFT). Se determinada después la media
m_{s} y la varianza \sigma_{s} de este módulo y se
identifican los puntos P_{v} del espectro para los que la
densidad espectral excede m_{s} + \lambda\sigma_{s}
donde \lambda es un real superior a 1, típicamente igual a o del
orden de 3. Para cada uno de estos puntos P_{v}, se
buscan, a derecha y a izquierda de estos puntos, los puntos cuya
densidad espectral es sensiblemente igual a la media
m_{s}, o sea P^{-}_{v} y P^{+}_{v}. Se
filtra después la señal recibida mediante una cascada de filtros
elementales que rechazan respectivamente las diferentes bandas
[P^{-}_{v},P^{+}_{v}], o de manera equivalente
mediante un filtro único cuya función de transferencia es la
convolución de las funciones de transferencia de estos filtros
elementales.
Sea cual sea la varianza del filtro, los
coeficientes de correlación cíclica son calculados a partir de la
señal recibida así filtrada.
Claims (16)
1. Método de determinación de al menos una
característica de una señal OFDM en el seno de una señal recibida,
en el que se calculan (420, 520) una pluralidad de coeficientes de
correlación cíclica de la señal recibida para un intervalo temporal
de correlación y una pluralidad de frecuencias cíclicas,
caracterizado porque:
- -
- se calcula (430, 530) una función de discriminación igual a la suma cuadrática de dichos coeficientes de correlación cíclica;
- -
- se deduce (440, 561, 562) dicha característica de la señal OFDM en función de al menos un valor de dicha función de discriminación.
2. Método de determinación según la
reivindicación 1, caracterizado porque la función de
discriminación es calculada según la expresión:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde s(u),u =
1,...,U son unas muestras de la señal recibida, muestreadas
en el periodo de muestreo T_{e}, \tilde{\alpha} es dicho
intervalo temporal expresado en periodo(s) de muestreo,
\tilde{\beta} es una duración de prefijo cíclico, expresada en
periodo(s) de muestreo, estando tomada la suma en k
en dicha pluralidad de frecuencias
cíclicas.
3. Método de determinación según la
reivindicación 1, caracterizado porque la función de
discriminación es calculada según la expresión:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde s(u),u =
1,..,U son unas muestras de la señal recibida, muestreadas en
el periodo de muestreo T_{e}, \tilde{\alpha} es dicho
intervalo temporal expresado en periodo(s) de muestreo,
\tilde{\beta} es una duración de prefijo cíclico, expresada en
periodo(s) de muestreo, siendo tomada la suma en k en
dicha pluralidad de frecuencias
cíclicas.
4. Método de determinación según una de las
reivindicaciones precedentes, caracterizado porque dicha
característica es la información de ausencia/presencia de dicha
señal OFDM.
5. Método de determinación según la
reivindicación 2 ó 3 y la reivindicación 4, caracterizado
porque, siendo conocidas a priori la duración útil y la
duración de prefijo cíclico de los símbolos OFDM de la señal OFDM,
la función de discriminación es calculada para el valor de
\tilde{\alpha} igual a dicha duración útil y el valor de
\tilde{\beta} igual a dicho valor de duración de prefijo
conocidos, expresados en periodo(s) de muestreo.
6. Método de determinación según la
reivindicación 2 ó 3 y la reivindicación 4, caracterizado
porque la función de discriminación es calculada para un conjunto
de valores discretos posibles de \tilde{\alpha} y/o de
\tilde{\beta}.
7. Método de determinación según la
reivindicación 2 ó 3 y la reivindicación 4, caracterizado
porque la función de discriminación es calculada para un intervalo
de valores de \tilde{\alpha} y/o de \tilde{\beta}.
8. Método de determinación según la
reivindicación 5, caracterizado porque se compara dicho valor
de la función de discriminación con un valor de umbral
predeterminado y porque se concluye la presencia de una señal OFDM
si excede el valor de umbral y la ausencia de señal OFDM si no.
9. Método de determinación según una de las
reivindicaciones 6 a 7, caracterizado porque se determina el
máximo de la función de discriminación así calculada, porque se
compara este máximo con un valor de umbral predeterminado y porque
se concluye la presencia de una señal OFDM si este máximo excede el
valor de umbral y la ausencia de señal OFDM si no.
\newpage
10. Método de determinación según la
reivindicación 8 ó 9, caracterizado porque el valor de umbral
predeterminado es calculado en función de la relación
\frac{U}{\sigma^{4}} donde K es el número de frecuencias
cíclicas y 21
11. Método de determinación según una de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque dicha
característica es un parámetro temporal de la señal OFDM.
12. Método de determinación según la
reivindicación 11, caracterizado porque dicho parámetro
temporal es la longitud útil, la longitud de prefijo cíclico o la
longitud total de los símbolos OFDM de dicha señal OFDM.
13. Método de determinación según la
reivindicación 2 ó 3 y la reivindicación 12, caracterizado
porque se calcula el máximo de la función de discriminación para
una pluralidad de valores discretos posibles de \tilde{\alpha} y/o
de \tilde{\beta}.
14. Método de determinación según la
reivindicación 2 ó 3 y la reivindicación 12, caracterizado
porque se calcula el máximo de la función de discriminación para un
intervalo de valores de \tilde{\alpha} y/o de \tilde{\beta}.
15. Método de determinación según la
reivindicación 13 ó 14, caracterizado porque se estima
conjuntamente la longitud útil y la longitud de prefijo de los
símbolos OFDM respectivamente como los valores respectivos
\tilde{\alpha}T_{e} y \tilde{\beta}T_{e} que
realizan dicho máximo de la función de discriminación.
16. Método de determinación según una de las
reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la señal
recibida es primero sometida a una etapa de filtración para eliminar
al menos una raya interferente antes del cálculo de dicha
pluralidad de coeficientes de correlación cíclica.
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