ES2321353T3

ES2321353T3 - Conformacion de impulsos para compensar la distorsion de un componente.

Info

Publication number: ES2321353T3
Application number: ES99901763T
Authority: ES
Inventors: Natividade Albert Lobo
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1998-01-21
Filing date: 1999-01-21
Publication date: 2009-06-04
Anticipated expiration: 2019-01-21
Also published as: AU2176499A; GB2349317A; CN1156121C; GB0018666D0; WO1999038297A1; JP4015363B2; JP2002502148A; US7274747B1; US20070280375A1; EP1050139B1; CN1294803A; EP1050139A1

Abstract

Procedimiento para definir la relación entre frecuencia y amplitud de una función de impulso para actuar sobre un flujo de datos para la transmisión en un sistema de telecomunicaciones caracterizado porque, para compensar la distorsión por un componente (207, 208) de un transmisor, el procedimiento comprende: definir al menos una función de distorsión, que representa un desvío, respecto de al menos un parámetro deseado, entre una salida de impulso para su transmisión como se requiere por el sistema de telecomunicaciones y una salida de impulso para su transmisión como resulta de la distorsión a compensar cuando se aplica una función de impulso; y definir la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias minimizando dicha al menos una distorsión.

Description

Conformación de impulsos para compensar la distorsión de un componente.

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La presente invención se refiere a un dispositivo de comunicación que va provisto de predistorsión para compensar la distorsión introducida por unos componentes en el dispositivo, y un procedimiento para tal predistorsión.

En particular, la presente invención se refiere a la compensación de distorsión por componentes en un transmisor.

Los componentes en el transmisor hacen que una señal de información se distorsione antes de su distorsión a diferentes grados. Dos factores principales afectan esta distorsión, a saber la rampa ascendente y la rampa descendente, y las tolerancias de componentes. Aunque individualmente, tales distorsiones pueden no afectar considerablemente a la señal a transmitir, existe una posibilidad de que la superposición de tales señales sea inaceptable ya que está fuera de los límites definidos por la norma apropiada de las telecomunicaciones. Por ejemplo, tal distorsión puede hacer que una señal en el dominio de frecuencias se extienda fuera del ancho de banda definido por una norma.

Hay tres maneras para poder proporcionar la compensación de tal distorsión. En primer lugar, durante la fabricación, se puede medir cada dispositivo, y los dispositivos que no cumplen los requisitos que tengan los componentes infractores alterados. Como se apreciará, esto aumenta los costes de fabricación, y da como resultado una reducción en el rendimiento a lo largo de un tiempo dado. En segundo lugar, se puede proporcionar una predistorsión activa, por ejemplo basado en la realimentación a partir de la salida de un componente a compensar. Sin embargo, esto incrementa la complejidad del transmisor y el consumo de energía. En tercer lugar, se puede usar a veces un filtro para compensar la distorsión mediante algunos componentes. Sin embargo, no es posible en los casos en los cuales la distorsión varía en un intervalo de frecuencias tal como en dispositivos no lineales (por ejemplo amplificadores no lineales).

Cuando se designan sistemas de telecomunicación, se puede seleccionar una serie de esquemas de modulación a partir de los mismos. Cada un tendrá sus propias ventajas y desventajas particulares. Por ejemplo, GMSK (usado en GSM) es espectralmente ineficaz pero energéticamente eficaz, con lo cual por otra parte QPSK (usado en sistema CDMA) es espectralmente eficaz pero energéticamente ineficaz. La distorsión por componentes en el transmisor de un dispositivo de comunicaciones puede reducir en la práctica los beneficios de estos esquemas. Por ejemplo, se puede seleccionar GSMK para su empleo en GSM basándose en que proporciona una amplitud constante, y de este modo es energéticamente eficaz. Sin embargo, en la práctica, la distorsión de la señal por componentes en un transmisor GSM causará la variación en la envoltura de amplitud y de este modo una variación en la eficiencia energética, invalidando así al menos en alguna medida las ventajas por las cuales se eligió GSMK.

El documento US4750192 sugiere la transmisión de datos digitales mediante una modulación de fase continua (CPM), en la cual la señal de transmisión s(t) se genere recuperando valores digitales almacenados, que están asignados a una secuencia continua de símbolos a_{i} presentes en la entrada de transmisor, a partir del almacenamiento en una memoria. Estos valores digitales almacenados no se calculan a partir de un impulso de frecuencia-base-banda g(t) por superposición lineal pero se optimizan respecto de la energía en banda emitida mediante un procedimiento iterativo.

Según la invención, se propone un procedimiento tal como se define en la reivindicación 1 anexada y un generador de funciones de impulsos tal como se define en la reivindicación 23 anexada.

El procedimiento presentado permite que el diseñador seleccione entre un gran abanico de componentes su empleo en el transmisor. Por ejemplo, puede permitir que un diseñador emplee un amplificador de potencia más eficaz, porque el procedimiento proporciona una predistorsión para compensar cualquier variación de eficiencia. Igualmente, esta misma distorsión se puede usar para cada transmisor diseñado, y de este modo elimina la necesidad de ensayar y modificar dispositivos individuales durante la fabricación. Además, una vez que se ha llevado a cabo la función de impulsos definida en un transmisor no hay necesidad de otra compensación de predistorsión. Es decir, no hay predistorsión activa, este procedimiento proporciona una predistorsión estática en una sola etapa.

La invención es particularmente ventajosa cuando se compensa la distorsión no lineal. Se puede conseguir la distorsión no lineal gracias a los propios componentes que no son lineal. En este caso, la compensación se puede dirigir a las frecuencias particulares donde se produce la máxima distorsión. La compensación puede ser para un amplificador de potencia. Esto permitirá que se utilice un amplificador de potencia más eficaz, reduciendo de este modo el consumo de energía de un dispositivo de comunicación. Esto es posible gracias al procedimiento ya que el amplificador de potencia se puede utilizar en su región no lineal sin tener que padecer las consecuencias de falta de linealidad ya que se compensa.

Alternativamente, la distorsión no lineal se puede producir cuando se determina una función de impulso que es apropiada para los componentes (lineal o no lineal) que tienen diferentes valores de tolerancias. Esto es ventajoso porque la misma función de impulso se puede usar en dispositivos que emplean diferentes componentes. Si por ejemplo no se necesita para determinar cada tipo de dispositivo antes de que se pueda poner en la línea de producción.

Una función de impulso apropiada para compensar la distorsión no lineal se puede determinar fácilmente minimizando simbólicamente (como oposición a numéricamente) la función de distorsión. Los valores pueden entonces sustituir los símbolos para determinar los valores de amplitud efectivos para frecuencias dadas para un transmisor particular.

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La presente invención se puede usar para compensar uno o diversos componentes. Este procedimiento reduce la complejidad matemática en la determinación del nivel de distorsión a compensar por dos componentes.

En una realización preferida, el sistema de telecomunicación es GSM, el primer componente es un filtro de reconstrucción y el segundo un amplificador de potencia no lineal. en este caso, en primer lugar se determina la función de impulso requerida para la compensación del filtro de reconstrucción, y a continuación una segunda función de impulso daría como resultado que la función de impulso de compensación de filtro de reconstrucción esté compensando el amplificador de potencia.

Se pueden definir los parámetros de costes deseados sobre la base de una serie de requisitos de sistemas de telecomunicaciones, incluyendo TDMA y CDMA. Un tipo de sistema TDMA es GSM, y una función de impulso se puede definir según el procedimiento de la presente invención de manera que un impulso gaussiano convencionalmente conformado se pueda transmitir. Alternativamente, se puede definir la función de impulso para tener en cuenta otras funciones de costes.

Igualmente, para CDMA, se puede definir la función de impulso convencionalmente de manera que un impulso de una forma de coseno elevado a la raíz se transmita, o alternativamente la función de impulso se puede definir para tener en cuenta otras funciones de costes.

Según otro aspecto de la presente invención, un generador de funciones de impulso comprende medios para llevar a cabo las etapas del procedimiento de la invención.

Según otro aspecto de la presente invención, se proporciona un modulador que comprende medios para llevar a cabo las etapas del procedimiento de la invención.

Los medios para conformar un flujo de datos comprenden ventajosamente una tabla de consulta.

Según otros aspectos de la presente invención, se proporciona un transceptor para un dispositivo de comunicaciones que comprende tal modulador y un desmodulador, y un dispositivo de comunicación que comprende tal transceptor.

Según otro aspecto de la presente invención, se proporciona un dispositivo de comunicación de bimodal utilizable en un primer modo en un sistema de telecomunicaciones TDMA en el cual un canal es una combinación de frecuencia y intervalo de tiempo y un segundo modo en un sistema de telecomunicaciones CDMA, que comprende un modulador para modular un flujo de datos con una señal portadora según un esquema de modulación predeterminado tanto en el primer como en el segundo modos de operación y un generador de funciones de impulso para conformar un flujo de datos según las funciones de impulso respectivas sensibles al modo de funcionamiento del radioteléfono y la distorsión por un componente del transmisor.

Según otro aspecto. se proporciona un dispositivo de comunicación de bimodal utilizable en un primer modo cuando se desea un primer conjunto de parámetros de costes y en un segundo modo cuando se desea un segundo conjunto de parámetros de costes, comprendiendo el radioteléfono:

: Un primer generador de funciones de impulso para convertir un flujo de datos según una función de impulso conformada dependiendo del primer conjunto de parámetros de costes deseados;

: Un segundo generador de funciones de impulso para convertir un flujo de datos según una función de impulso conformada dependiendo del segundo conjunto de parámetros de costes deseados; y

: medios para seleccionar el generador de funciones de impulso según el modo de funcionamiento;

: en el cual al menos uno de los generadores de función de impulso corresponde al generador de funciones de impulso anteriormente descrito.

Este dispositivo de comunicación se puede utilizar a una primer velocidad de datos en el primer modo y una segunda velocidad de datos en el segundo modo. Preferiblemente, la primera velocidad de datos soporta aplicaciones vocales y la segunda velocidad de datos soporta aplicaciones de datos.

Según otro aspecto de la presente invención, se proporciona un dispositivo de comunicación de bimodal utilizable en un primer modo cuando se desea un primer conjunto de parámetros de costes y en un segundo modo cuando se desea un segundo conjunto de parámetros de costes, comprendiendo el radioteléfono:

: un modulador para modular un flujo de datos con una señal portador según un esquema de modulación predeterminado tanto en el primer como en el segundo modos de funcionamiento;

: un primer generador de funciones de impulso para conformar un flujo de datos según una función de impuso dependiendo del primer conjunto de parámetros de costes deseados y la distorsión por un componente del transmisor;

: un segundo generador de funciones de impulso para conformar un flujo de datos según una función de impulso conformada dependiendo del segundo conjunto de parámetros de costes deseados y la distorsión por un componente del transmisor; y

: medios para seleccionar el generador de funciones de impulso según el modo de funcionamiento del teléfono, en el cual al menos uno de los generadores de función de impulso corresponde al generador de función de impulso anteriormente descrito.

Según otro aspecto de la presente invención, se proporciona un procedimiento para seleccionar un esquema de modulación para un sistema de comunicación que usa un transmisor predeterminado, comprendiendo el procedimiento:

: definir una función de impulso para un primer esquema de modulación según cualquiera de los procedimientos anteriormente mencionados;

: definir una función de impulso para un segundo esquema de modulación para el mismo al menos al menos un parámetro de coste deseado;

: determinar el al menos un parámetro de coste resultante para cada esquema; y seleccionar el esquema de modulación que ofrece un bueno al menos un parámetro de coste resultante dado el al menos un parámetro deseado.

En los esquemas de modulación de la técnica anterior, las funciones de impulso empleadas para conformar los flujos de datos tenían que tener una relación matemática predefinida.

Por ejemplo

coseno elevado a la raíz

1

para sistemas CDMA en los cuales la modulación QPSK se usa en sistemas PDC y NADC en los cuales se usa la modulación de DQPSK.

Gaussiano

2

para GSM en el cual se usa un esquema de modulación de MSK.

Con las formas de impulso según las relaciones matemáticas convencionales predefinidas solamente un parámetro es variable para un nivel de energía dado. Para el impulso gaussiano, es "sigma" el que varía la dispersión del impulso que permite que el ancho de banda se altere a expensas de la amplitud. Para el coseno elevado a la raíz, la variable es "alfa" la que varía la frecuencia a la cual empieza la cola de coseno. Esto afecta al ancho de banda y consecuentemente a la eficacia de energía. La relación entre los parámetros de costes se define bien para que de este modo se mejoren las otras declines de una manera determinada. Es decir, no hay no se puede alterar el ancho de banda sin perjudicar ka eficacia de energía.

A causa de las severas restricciones situadas en los compromisos conseguibles variando la única variable para las funciones matemáticas predeterminadas, la forma de impulso más apropiada para cada esquema de modulación es bastante claro. El diseñador del sistema toma convencionalmente una decisión sobre el esquema de modulación basado en sus fuerzas y debilidades y selecciona el impulso apropiado basado solamente en el esquema de modulación elegido (es decir, un Gaussiano para GMSK y un coseno elevado a la raíz para QPSK). No toma en cuenta la distorsión de la forma de impulso ideal cuando se determina el esquema de modulación a usar. La única variable de la función matemática se establece para proporcionar un equilibrio aceptable en la relación definida entre los parámetros de coste.

En la presente invención, no hay relación matemática predeterminada para el conformador de impulso. Se define la forma del impulso con el fin de compensar la distorsión por uno o más componentes de transmisor. Hay libertad de seleccionar nuevas formas de impulso que compensan la distorsión de manera que el transmisor pueda transmitir una señal de forma apropiada (potencialmente ideal) para el esquema de modulación elegido, tal como un Gaussiano o coseno elevado a la raíz.

En una realización preferida, se pueden elegir las formas de impulso lo cual proporciona compensación, y además, permite equilibrar muchos parámetros de coste los unos respecto de los otros ya que la relación de compromiso entre dos parámetros ya no se definen con tanta restricción. Esto conduce a una serie de posibilidades interesantes, lo cual se expondrá en lo sucesivo.

Con esta realización preferida de la presente invención, no es necesario que la forma de impulso en MSK sea gaussiana. Aunque esta forma de impulso particular optimiza el rendimiento en términos de eficacia de potencia, no es óptima en términos de eficiencia espectral. Desviándose de una forma gaussiana en el dominio de frecuencia se altera el equilibrio entre VER, eficacia de potencia y ancho de banda. Lo mismo se aplica a las consecuencias de desviaciones de la forma de impulso de coseno elevado a la raíz en la modulación QPSk.

Los impulsos tanto en el sistema MSK como el sistema QPSK se pueden conformar para proporcionar un equilibrio deseado entre las funciones de coste (por ejemplo, VER, ancho de banda, eficacia de potencia, AFC) en lugar de estar a merced de los compromisos existentes cuando se modifican solamente los parámetros de una forma dada, tal como una gaussiana o un coseno elevado a la raíz. Las funciones de coste son funciones que son positivas y se reducen cuanto mejor es el sistema que funciona.

Las simulaciones de muestran que experimentando con la forma de impulso usada para la modulación MSK, se puede mejorar la eficiencia espectral del sistema GSM mientras se retiene una eficacia de potencia aceptable. Esto permite que el sistema GSM existente se mejore para incrementar la velocidad de datos usando bandas de frecuencia existentes dividiendo canales existentes, siendo un canal una combinación de banda de frecuencia y intervalo de tiempo.

La presente invención sugiere que la forma de impulso en un esquema de modulación se puede usar para alterar las funciones de coste (parámetros) del esquema así como para proporcionar una predistorsión. Esto se puede utilizar de diversas maneras. Permite que los esquemas de modulación existentes sean considerados de nuevo con nuevas formas de impulso para obtener rendimientos que son mejore que los posibles actualmente con formas de impulso convencionales. Eliminando los fuerte lazos entre los esquemas de modulación particulares y los problemas actuales, por ejemplo MSK -ineficiencia espectral; QPSK - ineficacia de potencia, los esquemas de modulación para sistemas particulares se podría elegir sobre una base diferente.

Por ejemplo, implementado un CDMA usando un esquema de modulación MSK con una forma de impulso apropiadas para cumplir la función de coste requerida, es decir (criterios CDMA) un terminal CDMA GSM bimodal se podría construir usando un único modulador. La forma de impulso sería probablemente diferente para cada sistema ya que la función de coste (parámetros deseados) también puede diferir.

La invención permite también que los problemas con los sistemas existentes mejoren. El principal problema con el sistema GSM existente es que a medida que los usuarios de datos se incrementan ocupan una mayor fracción de canales disponibles. Esto es debido a que si las velocidades de transmisión de datos han de coincidir con las expectaciones, se necesita más de un canal para datos de transmisión. Si se cumplen los requisitos de la velocidad de datos, a medida que la fracción de usuarios de datos aumenta, la capacidad del sistema se reduce. Si GSM ha de seguir soportando tanto usuarios de voz como de datos, sin detenerse, la serie de canales explotables necesita aumentar.

Este incremento en los canales explotables se puede conseguir modificando la forma de impulso en el esquema de modulación MSK para reducir la función de coste notable, es decir el ancho de bando o la velocidad de error de bits.

Para soportar una mayor velocidad de datos en los canales existentes, se puede dividir un canal bien en tiempo para que enviar más de una trama en un único intervalo de tiempo. Alternativamente, el canal se podría dividir en frecuencia para permitir el envío de más de una banda de frecuencia en una banda de frecuencia existente (más ancha). Un usuario de datos podría entonces enviar datos a una velocidad mayor usando "subcanales" dentro de un canal asignado por el sistema sin reducir la capacidad del sistema. Sin los subcanales la única manera en que la velocidad de datos se podría incrementar sería usar más de un canal para transmitir datos. Para cada canal adicional utilizado, habría una reducción correspondiente en el número de canales disponibles, tanto para transmisiones de voz como de datos.

Los dos tipos de usuario, la velocidad de datos rápida y la velocidad de datos lenta coexisten en el mismo sistema con solamente cambios mínimos en la infraestructura GSM (por ejemplo el software). Se podría usar el GSM de media velocidad propuesto, en el cual se usa un canal de media velocidad (donde solamente se dedica solamente una ranura de cada dos tramas por abonado) para los usuarios de velocidad de datos lenta. Esta disposición permitiría en consecuencia que GSM evolucione para ser útil como sistema de alta velocidad de datos, prolongando su vida útil. En GSM hay 8 intervalos de tiempo y 175 bandas de frecuencia. Dividiendo cada canal en dos se podrían albergar hasta el doble de usuarios en el canal existente. Esto afectaría considerablemente a la futura capacidad de usuarios de datos del sistema.

Usando también la modulación MSK en un sistema CDMA, la conformación de impulso permitiría optimizar las funciones de coste en un esquema de modulación QPSK. Esto permitiría incrementar la eficacia de potencia con quizás algún incremento resultante en el VER y reducir la eficiencia espectral. La libertad de seleccionar una forma de impulso libre por coseno elevado a la raíz convencional e impulsos gaussianos una reducción permite optimizar la función de coste en cualesquiera de estos esquemas de modulación para cumplir los parámetros deseados. Esto proporciona una mayor libertada en el diseño de sistemas de tercera generación o sistemas de segunda generación mejorados, con los parámetros deseados que se consideran como conjunto de costes ponderados en un cálculo de optimización.

Por experimentación, se podría intentar la optimización para cualquier esquema de modulación y los resultados examinados para determinar la "mejor" optimización para una función de coste predeterminada.

Ahora se describirán realizaciones de la invención, a título de ejemplo, con referencia a los dibujos anexos, de los cuales,

la figura 1(a) ilustra un transmisor GCM convencional;

la figura 1(b) ilustra un transmisor CDMA convencional;

la figura 1(c) muestra la estructura de trama GSM

la figura 2 ilustra un transmisor GSM según una realización de la presente invención;

la figura 3 ilustra un transmisor CDMA según una realización de la presente invención;

la figura 4(a) es un diagrama de bloques que ilustra los términos usados en la compensación de un único componente;

la figura 4(b) es un diagrama de bloques que ilustra los términos usados en la compensación de dos componentes, a saber un conversor A/D y un filtro de reconstrucción;

la figura 4(c) ilustra un transmisor GSM según una realización de la presente invención;

la figura 5(a) muestra las características de un amplificador ideal y típico,

las figuras 5(b) a 5(d) muestran los espectros requerido, sin compensar y compensado del amplificador típico;

las figuras 6(a) y (b) ilustran formas de impulso que proporcionan predistorsión para un amplificador de potencia típico;

las figuras 6(c) a (f) ilustran el espectro no compensado ideal y compensado del amplificador de potencia típico;

la figura 7 es un transmisor GSM mejorado según una realización de la presente invención;

la figura 8 es un transmisor GSM/CDMA bimodal según una realización de la presente invención;

la figura 9 es un receptor que se puede usar según la presente invención; la figura 10 ilustra la forma de impulsos que compensa la distorsión de componente;

y la figura 10b ilustra el ruido de fase para estos impulsos.

La figura 1a ilustra un transmisor GSM. El GSM comprende convencionalmente una estructura de trama como se muestra en la figura 1c. Una secuencia de bits 101a a transmitir se introduce en un constructor de tramas 102a del transmisor, que pone los bits en la porción apropiada de una ráfaga dentro de un intervalo de tiempo de una trama TDMA. El flujo de bits se dirige entonces a un modulador 104a. Convencionalmente este modulador sería un modulador GMSK, y de este modo la señal se dispondría a través de un filtro gaussiano. Un reloj o generador de portadora 105a proporciona la señal portadora. La señal modulada se introduce en un convertidor digital-analógico 107a. Esta señal analógica se reconstruye entonces por el filtro de reconstrucción 108a. Este filtro podría comprender típicamente un filtro de condensador conmutado para realizar parte de la conformación espectral y un filtro analógico, tal como un filtro RC, para ocuparse principalmente de la conformación residual. Finalmente, la señal se amplifica mediante un amplificador de potencia 109a y se transmite por la antena 110a.

La figura 1(b) ilustra un transmisor de acceso múltiple por división de código (CDMA). El CDMA comprende convencionalmente una trama constituida por un canal físico dedicado de datos (DPCH) y un canal físico dedicado de control (DPCCH). Una secuencia de bits 101b a transmitir se introduce en un constructor de tramas 102b del transmisor, que dispone los bits en la parte apropiada de la trama (es decir, el DPDCCH).

El flujo de bits se dispersa por el espectro por el Codificador Gold Code. Este codificador Gold Code 103b funciona como sigue:

3

la salida del codificador Gold Code 103b es una secuencia con los términos N x M que tienen los siguientes elementos

4

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Por lo tanto, hay chips MN para modular.

Un modulador 104b modula estos chips MN producidos por el codificador Gold Code 103b sobre una portadora, que se produce por el reloj o generador de portadora 105b. el modulador 104b es un modulador QPSK, como se usa generalmente en los sistemas CDMA tal como IS95, y produce una señal que tiene una función de impulso de coseno elevado a la raíz. La salida del modulador 104b se introduce en un convertidor digital a analógico 107b. La señal analógica se reconstruye entonces por un filtro de reconstrucción 108b. Un filtro de reconstrucción podría comprender típicamente un filtro de condensador conmutado para llevar a cabo parte del conformado espectral y un filtro analógico, tal como la red de filtro RC, para ocuparse principalmente del conformado residual. Una vez reconstruida la señal se introduce en un amplificador de potencia 109b, que amplifica la señal para la transmisión por la antena 110b.

En la práctica, la salida de señal por la antena 110a,b de estos sistemas no será una forma gaussiana ideal/ de coseno elevado a la raíz debido a su distorsión por los componentes del transmisor. La compensación de tal distorsión se puede proporcionar como se expone en la descripción de los antecedentes de la invención. Sin embargo, como se ha explicado estas soluciones tienen desventajas asociadas a las mismas. Según la presente invención, se proporciona un nuevo procedimiento en el cual el modulador modula su señal de información con un impulso conformado para compensar la distorsión mediante uno o más de los componentes del transmisor. Esto ser explicará más adelante con referencia a las siguientes figuras 2 y 3.

La figura 2 ilustra un transmisor GSM según una realización de la presente invención. Una serie de componentes del transmisor corresponden a los del transmisor convencional mostrado en la figura 1(a): la secuencia de bits 201, el constructor de tramas 202, el modulador 204 y el conversor D/A 207, el filtro de reconstrucción, el amplificador de potencia 209 y la antena 210 corresponden a sus equivalentes 101a, 102a, 104a, 107a-110a respectivamente. La principal diferencia reside en los medios para proporcionar el modulador con una portadora. El generador de portadora 105a del transmisor convencional, que proporciona una señal gaussiana en el dominio de frecuencia, se sustituye por un reloj 205 y una tabla de consulta 206 que comprende datos para conformar adaptativamente la función de impulso para compensar la distorsión de componentes.

Así mimo, la figura 3 ilustra un transmisor CDMA según una realización de la presente invención, en la cual, la principal diferencia con respecto al transmisor de la figura 1(b) reside en los medios para proporcionar el modulador con una portadora. En dicho caso, el generador de portadora 105b del transmisor convencional, que proporciona una señal gaussiana (para GSM)/ señal de coseno elevado a la raíz (para CDMA) en el dominio de frecuencia, se sustituye con un reloj 305 y una tabla de consulta 306 que comprende datos para conformar adaptativamente la función de impulso para compensar la distorsión de componente.

La tabla de consulta comprende datos que definen la amplitud de la función de impulso sobre una gama de frecuencias que cumplen los requisitos de los sistemas de telecomunicaciones y compensan la distorsión de componentes.

Los valores para la tabla de consulta sólo necesitan ser calculados una vez para cada tipo de dispositivo.

La figura 4(a) es un diagrama de bloques que ilustra los términos usados en una ecuación inicial que compensa un único componente. F(t) es el símbolo que refleja la función del componente (por ejemplo filtro de reconstrucción) a compensar, C(t) es el símbolo indicativo del impulso deseado a producir (por ejemplo un impulso gaussiano en GSM o un impulso de coseno elevado a la raíz en CDMA), y C'(t) es el símbolo que refleja el impulso requerido para compensar la distorsión por el componente.

La función de distorsión para tal componente se define por:

5

La función de distorsión (coste) se puede resolver usando cualquier técnica estándar de resolución de ecuaciones. Es decir, se minimiza la función de coste de distorsión. Los valores numéricos pueden entonces sustituir los símbolos para determinar el valor efectivo de C'(t) para un tipo particular de transmisor.

La figura 4(b) es un diagrama de bloques que ilustra los términos usados en una ecuación inicial que compensa una pluralidad (en este caso dos) componentes. F_{A/D}(t) es el símbolo que refleja la función de un filtro de conversor A/D a compensar, F_{REF}(t) es el símbolo indicativo de la función de un filtro de reconstrucción a compensar, C(t) es el símbolo para el impulso deseado a producir (por ejemplo un impulso gaussiano en GSM o un impulso de coseno elevado a la raíz en CDMA) y C'(t) es el símbolo para el impulso requerido para compensar la distorsión por los componentes.

En este caso, la función de distorsión para los componentes se define por:

6

De nuevo, esta función (de coste) de distorsión se puede determinar usando cualquier técnica estándar de resolución de ecuaciones. Es decir, se minimiza la función de distorsión. Los valores numéricos pueden sustituir los símbolos para determinar los valores efectivos de C'(t) a almacenar en la tabla de consulta de un transmisor particular. Los componentes se pueden tratar como un compuesto, o se pueden compensar individualmente. La última técnica es útil, por ejemplo, para reducir la complejidad matemática en la resolución de las ecuaciones, y se ejemplifica respecto del transmisor GSM de la figura 2, como se muestra en la figura 4 (C). En este caso, se requiere la predistorsión del amplificador de potencia 409 y el filtro de reconstrucción. El amplificador de potencia se trata como habiendo sido retirado de la trayectoria entre el modulador 404 y la antena 410, a una posición entre la tabla de consulta 406 y la entrada de portadora del modulador 404, como se indica en la línea de puntos en la figura 4(c). En primer lugar, se determina la predistorsión para compensar los errores causados por el filtro de reconstrucción 408 resolviendo la ecuación 1 anterior, donde F(t) es la función del filtro de reconstrucción 408. El impulso resultante C'(t) se usa entonces como el impulso de salida deseado del amplificador de potencia imaginario 409a en el punto B y se determina la predistorsión para compensar los errores causados por el amplificador de potencia resolviendo la ecuación 1 anterior (donde F(t) = función del amplificador de potencia, C(t) = C''(t) y C'(t) = C'''(t). Es decir, se minimiza la función de distorsión y los valores numéricos del impulso resultante se almacenan en la tabla de consulta 406 para su aplicación en el punto A.

En una realización preferida de la invención, se determina una función de coste que proporcionará la predistorsión óptima en un intervalo de valores de tolerancia. Esto se puede aplicar tanto a los dispositivos lineales como no lineales, y permite la utilización de una única tabla de consulta para una variación de componentes. De este modo, se evita la necesidad de medir dispositivos individuales durante la fabricación. Por ejemplo, la función de coste se puede definir por:

7

8

en las que F_{1} = es la función del componente que tiene un primer valor de tolerancia a compensar;

en las que F_{2} = es la función del componente que tiene un segundo valor de tolerancia a compensar;

en las que F_{3} = es la función del componente que tiene un tercer valor de tolerancia a compensar;

C(t) es el impulso deseado a producir;

C'_{1}(t) es el impulso requerido para compensar la distorsión por el componente que tiene el primer valor de tolerancia.

C'_{2}(t) es el impulso requerido para compensar la distorsión por el componente que tiene el segundo valor de tolerancia.

C'_{3}(t) es el impulso requerido para compensar la distorsión por el componente que tiene el tercer valor de tolerancia; y

\alpha, \beta y \delta son factores de ponderación.

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Los valores de tolerancia típicos para los componentes podrían ser:

Primer valor: +5%

Segundo valor: 0% (ideal)

Tercer valor: -5%

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Los factores de ponderación se pueden variar para adaptar los resultados. A continuación se determinan los valores para la función de coste, los cuales minimizan la función de coste y de este modo ofrecen una forma de impulso que compensa la distorsión sobre el intervalo de valores de tolerancia (por ejemplo +5% +0% -5%).

Ahora se describirá una realización preferida de la invención con referencia a la figura 5, en la cual se compensa la distorsión en forma de falta de linealidades de un amplificador de potencia. La figura 5(a) muestra las características de un amplificador de potencia típico respecto del amplificador lineal ideal 53. a bajas amplitudes, el amplificador de potencia es lineal como se indica en la parte de la línea 52, y, de este modo hay una relación lineal entre amplitud y potencia de salida. Idealmente, esta relación lineal se mantendría a amplitudes elevadas como se indica en la línea 53. Sin embargo, en la práctica, los amplificadores de potencia tienen una región no lineal a amplitudes elevadas, como se indica en la parte curva 51. Las variaciones se producen principalmente a causa del uso de valores de componente inexactos y durante la rampa ascendente y la rampa descendente de la ráfaga. Es más eficaz utilizar amplificadores de potencia en esta región no lineal. Sin embargo, esto sacrifica la amplitud constante de una señal, y de este modo los sistemas tales como GSM se ven convencionalmente forzados a utilizar amplificadores de potencia que funcionan en una región menos eficiente, pero más lineal. Sin embargo, en la presente realización, el amplificador de potencia se elige para funcionar en su región eficiente más potente aunque no lineal. La falta de linealidad de este amplificador de potencia es de alrededor del 5% y la predistorsión se determina como sigue, de manera que se puede introducir en la tabla de consulta 206 de la figura 2 para contrarrestar esta falta de linealidad.

Considerar una señal S_{t} que pasa a través del amplificador no lineal. La señal en la salida es:

9

A continuación la transformada de Fourier de la salida es:

10

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Ahora, se puede determinar la compensación para esta distorsión. Se asume que hay una función h_{t}, de manera que la siguiente ecuación es verdadera en el dominio espectral:

11

Esta ecuación se puede resolver usando cualquier procedimiento estándar.

La distorsión causada por un amplificador no lineal y su compensación se ejemplifican en las figuras 5(b) a (d).

La figura 5(d) compara el espectro de un amplificador 54 con uno lineal 55. El trazado 54 muestra el efecto del espectro de un amplificador de potencia no lineal, donde la distorsión AM a AM se expresa como sigue \alpha_{0} + \alpha_{1}x + \alpha_{2}x^{2} con \alpha_{2}/\alpha_{1} = 0,05.

La figura 5(C) muestra el resultado del uso de impulsos que se han derivado para compensar la falta de linealidad usando un procedimiento de optimización convencional, por ejemplo como se describe con referencia a la figura 4 anterior. Como se puede observar, el amplificador de potencia (compensado) predistorsionado tiene un espectro más estrecho que el amplificador de potencia no compensado. De hecho, compensa incluso en las regiones donde las variaciones en amplitud son más abundantes durante la rampa ascendente y la rapa descendente, a saber a aproximadamente 200 kHz y, más críticamente, a aproximadamente 400 kHz.

En esta realización la compensación se ha proporcionado solamente para el amplificador de potencia. La figura 5(d) ilustra el espectro que incluye distorsión desde el filtro de reconstrucción (este componente ha de causar probablemente una cantidad considerable de la distorsión global de componente del transmisor), y también muestra la máscara GSM, 57. en realidad, la distorsión desde otros componentes de transmisor puede hacer que el espectro del amplificador no lineal no-compensado se salga de la máscara GSM 57, y de este modo se previene que el transmisor se pueda usar en el sistema GSM. Sin embargo, la compensación del amplificador de potencia de esta realización es suficiente para garantizar que no se producirá la distorsión total por los componentes de transmisor ya que hay un margen claro entre el espectro 56 (que ya incluye la distorsión del filtro de reconstrucción), y la máscara 57. En otras realizaciones, si fuese necesario, se podría alternativamente proporciona la compensación para una serie de componentes de transmisor. Esto se podría realizar al mismo tiempo que la compensación del amplificador de potencia, antes o después.

Como se ha mencionado anteriormente, solamente se han considerado hasta la fecha impulsos gaussianos y de coseno elevado a la raíz para su uso en moduladores de sistema de telecomunicaciones. Laurent sugirió que un impulso gaussiano se puede aproximar por superposición de impulsos AM (C_{0,} C_{1}... etc), siendo estos impulsos una familia fija de impulsos que son funciones de coseno y seno. en una realización preferida de la presente invención, se ha tomado un enfoque completamente diferente, como se expone en lo sucesivo.

Se ha llevado a cabo la teoría de Laurent de que un impulso se puede aproximar por la suspensión de componentes. Sin embargo, en lugar de usar esta teoría para aproximar impulsos gaussianos existente basándose en los componentes de función fijos, se ha usado la expansión de superposición de Laurent como base para determinar una forma de impulso que cumple los criterios requeridos por un sistema particular de comunicaciones y proporciona compensación para la distorsión mediante uno o más componentes del transmisor. Esto se puede hacer como sigue:

En primer lugar, los componentes de función fija en la expansión de superposición de Laurent se sustituye con una o más funciones que representan componentes de impulso desconocidos respectivos. A continuación, se calculan las funciones de coste (por ejemplo la distorsión de componentes tal como falta de linealidad, VER, ancho de banda, amplitud, AFC). Es decir, se consideran los errores de los valores que el sistema particular requiere y la cantidad de predistorsión a compensar. Las ponderaciones de las funciones de coste se pueden variar para de este modo adaptar los resultados. Los valores para cada función se calculan entonces, por ejemplo usando un optimizador, que minimizan estas funciones de cose y de este modo ofrecer una forma de impulso que cumple los requisitos específicos del sistema. En la realización ilustrada en la figura 6, las etapas requeridas para obtener un espectro de frecuencias apropiado que tiene en cuenta las distorsiones de amplificado de potencia son como sigue:

1.: Predistorsionan dos impulsos de Laurent, C_{0} y C_{1} para compensar las tolerancias de filtro de reconstrucción y las especificaciones A/B;

2.: Expresan los valores de los impulsos compensados requeridos para obtener lo más próximo posible de un espectro ideal los desconocidos.

3.: Determinan la función del amplificador de potencia - en este caso se toma el amplificador de potencia para tener una falta de linealidad de segundo orden, es decir \alpha_{1}x + \alpha_{2}x^{2}.

4.: Llevan a cabo una rutina de optimización para determinar los desconocidos.

5.: Sustituir los valores numéricos en la ecuación resultante para determinar los valores para introducirlos en la tabla de consulta.

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Las figuras 6(a) y (b) muestran los resultados de la optimización, la figura 6(a) que muestra el primer impulso de Laurent distorsionado requerido C_{0} y la figura 6(b) que muestra el segundo, C_{1}. La figura 6(c) ilustra el espectro de un amplificador de potencia sin compensar que tiene una falta de linealidad del 5%, y la figura 6(d) ilustra el espectro ideal deseado de la señal de salida (es decir, que el de un amplificado de potencia lineal ideal). La figura 6(e) muestra el espectro de un amplificador de potencia compensado según los desconocidos determinados por el procedimiento anterior y la figura 6(f) muestra los tres espectros ilustrados en las figuras 6(c) a (e) juntos para su comparación.

La sustitución de componentes fijos de función en la expansión de superposición de Laurent por una o más funciones que representan componentes de impulso desconocidos respectivo se pueden extender más allá de la determinación de las formas de impulso apropiadas para proporcionar la predistorsión. En una realización preferida, se determinan las formas de impulso apropiadas que, así como se proporcionan para la predistorsión, se proporcionan igualmente funciones de coste mejoradas de las que se obtendrían usando impulsos conformados convencionales en el sistema de telecomunicaciones (por ejemplo mejor que las obtenidas usando una forma de impulso gaussiano o coseno elevado a la raíz para CDMA). La conformación de impulso se puede determinar en una sola etapa de optimización, o en etapas sucesivas. En primer lugar, se podría determinar una primera forma de impulso que cumple los requisitos de función de coste distintos del error, por ejemplo como se explicará más adelante, seguido por la determinación de la forma de impulso que daría como resultado la primera forma de impulso tomando en cuenta la distorsión de componente.

Preferiblemente se usan dos funciones de coste ya que esto proporciona una conformación de impulso más óptima que usar solamente una función, y a este respecto, el procedimiento para determinar la forma de impulso apropiada se puede llevar a cabo como sigue

En primer lugar, se considera la fórmula de Laurent. Según la formulación de Laurent:

12

En su lugar los impulsos de Laurent, C_{k,n}, se desea emplear un impulso alternativo, IMPULSO k,n, que es todavía desconocido, pero para lo cual se desea determinar un valor apropiado que depende de los requisitos de función de error requeridos.

Sustituyendo esto en la ecuación 1 da:

13

en las que J = \sqrt{-1}

Como se ha mencionado anteriormente IMPULSO sigue desconocido, pero como se le en esta realización, no es cero y es de máxima longitud 8.

En esta realización se elige la utilización de dos componentes (IMPULSO [0] E e IMPULSO [1]) para constituir S. De este modo M = 2. Expandir la ecuación (2) para M = 2 y sustituir la función A_{k} con una función de los flujos de bits \infty_{1}, \infty_{2}..., da:

14

Puesto que \infty denota un bit, debe ser 1 positivo o negativo. De este modo se puede identificar cada término en la ecuación (3) ya sea real o imaginario (asumiendo que la función de impulso es real).

Por ejemplo: tomar el primer término de la ecuación:

15

De este modo, es posible calcular el valor absoluto de esta expresión como función de los bits (\infty s). Una decisión a tomar es que \infty se envía en el tiempo N. (En un sistema ideal será la señal recibida en la banda base).

Mirando la ecuación 3 (por ejemplo para un único receptor), se puede deducir que el bit \infty_{N-4} se transmite en el tiempo (N+4)T como le es propio. Es imaginario, y los impulsos de interferencia (es decir, distintos del imaginario deben ser tenido en cuenta. Los términos reales en esta expresión se pueden ignorar por completo tanto para los términos interferentes como el valor absoluto de los impulsos.

Se debería minimizar la interferencia. El rendimiento de VER se puede, por ejemplo, mejorar agrandando los términos Impulso[0] en (N+4)T en comparación con el valor absoluto de todos los otros términos.

Por lo tanto, dado una secuencia \infty de:

16

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el valor absoluto del impulso en el tiempo \DeltaT se puede calcular en términos de los impulsos desconocidos. El valor absoluto de los términos interferentes en el tiempo \DeltaT se puede calcular en términos de los impulsos desconocidos. Esto se lleva a cabo para cada combinación posible de 1, -1 para \infty_{N} a \infty_{7} (por ejemplo 2^{8} = 256 posibilidades. Para cada posibilidad se obtiene una expresión tanto para términos interferentes y el valor absoluto.

En esta realización, se requiere que el impulso cumpla algunos criterios respecto de la potencia, VER, AFC y el ancho de bando. De este modo, se determinan funciones de error para los mismos.

17

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Evidentemente, se puede alterar la velocidad de sobremuestreo dependiendo del nivel de muestreo de impulso requerido.

Se calculan la amplitud y los costes VER para \DeltaT tomando cada uno de los valores anteriores. El coste total para cada uno es la adición de la totalidad de las 8 expresiones obtenidas en las posibles secuencias.

Funciones (de error) de coste (i) Función de error de amplitud

Dado una amplitud constante de 1, el error en amplitud se puede dar por:

18

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(ii) Función de error de BER

Para calcular esto, se necesita determinar la cantidad de ruido. Esto se da por:

19

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(iii) Función de error de energía

Energía requerida - suma del cuadrado de los puntos de muestra.

(iv) función de error de ancho de banda

Con el fin de estimar el ancho de banda de los impulsos, se requiere el derivado de las funciones de impulso (que en esta etapa son todavía desconocidas). Estos derivados se pueden aproximar puesto que son la diferencia entre dos valores de impulso adyacentes. el ancho de banda para un impulso, se da por:

20

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Esto se puede determinar como sigue:

Se ha asumido un ancho de impulso de 8T y se ha sobremuestreado el impulso por 8.

Según Laurent:

21

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Los impulsos desconocidos son:

22

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Por motivos de conveniencia indican:

23

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Entonces por ejemplo:

24

Los puntos de muestra adyacentes tienen números adyacentes y el conjunto de desconocidos pasa a ser:

25

Por consiguiente, los anchos de banda aproximados para el impulso [0] son como sigue:

26

En la presente realización, se ha de determinar el ancho de banda para el segundo componente, entonces se necesita determinar una expresión similar para IMPULSO[1]. Esto es como sigue:

27

El ancho de banda total para el impulso compuesto de los dos componentes = (a) + (b).

El impulso se puede diseñar específicamente sobre requisitos de sistema ponderando las funciones de error anteriores (por ejemplo 0,3 para potencia, 0,3 para VER y 0,4 para ancho de banda o si un sistema requiere solamente, por ejemplo, consideraciones de ancho de banda, 0 par potencia y VER y 1 para ancho de banda). Se puede añadir más peso a lo que sea que esté causando un problema. La única restricción es que la ponderación total debe ser igual a +1.

Ahora la función de error total se expresa en término de los desconocidos, a saber, x_{0,i}(i=0 a 71) y xi,j(i=0 a 55). Para determinar los valores apropiados para los desconocidos, y de este modo deducir las formas de impulso, se minimiza esta expresión usando un optimizador fuera de envoltura convencional, por ejemplo.

Ahora de describirá la implementación de una función de impulso definida dependiendo de los parámetros de coste deseados (por ejemplo por el procedimiento anterior).

Los transmisores convencionales todavía se pueden usar. Sin embargo, como se muestra en las realizaciones de las figuras 2 y 3, el generador de portadora 105a, 105b del transmisor convencional, que proporciona una señal gaussiana (para GSM)/ señal de coseno elevado a la raíz (para CDMA) en el dominio de frecuencia, se sustituye con un reloj 205 y una tabla de consulta 206 que comprende datos para conformar adaptativamente la función de impulso para compensar la distorsión de componente. En esta realización, los datos de la tabla de consulta forman también adaptativamente la función de impulso para cumplir otros requisitos de función de coste. Esto permite que el tipo de modulador difiera del tipo convencionalmente usado por un sistema de telecomunicaciones particular. Por ejemplo en el transmisor GSM de la figura 2, el modulador puede ser un modulador GMSK, como es convencional. Sin embargo, alternativamente, puede ser un modulador QPSK. Igualmente, en el transmisor CDMA de la figura 3, el modulador 304 puede ser un modulador QPSK como se usa generalmente en la modulación MSK. El ancho de banda de la salida de señal por el modulador 204, 304 se refiere al espectro de los impulsos que se usan para constituir la tabla de consulta 206, 306.

Para la evolución adicional de GSM (EDGE), se ha propuesto mejorar la velocidad de datos por 3 cambiando el esquema de modulación. La presente invención permite incrementar la velocidad de datos diseñando un impulso que cumple las funciones de coste apropiadas. En consecuencia, la infraestructura existente se puede usar con sus canales divididos bien en frecuencia o en tiempo.

La figura 7 muestra un transmisor GSM mejorado que se podría usar en tal sistema. Este transmisor es similar a los presentes transmisores GSM, y en esta realización el modulador 204 es un modulador MSK. Sin embargo, este transmisor GSM mejorado comprende 2 tablas de consulta 206a y 296b, que definen diferentes funciones de impulso para actuar sobre la secuencia de bits 201. La tabla de consulta 206a comprende datos que definen una función de impulso que puede actuar sobre el discurso con la velocidad de datos actual de 9,6 kilobitios por segundo. Los datos de esta tabla de consulta corresponderían a la curva gaussiana, de manera que proporciona la misma modulación (es decir GMSK) que la que se esta actualmente usando en el GSM. Sin embargo, preferiblemente, comprende datos que definen una función de impulso según la presente invención, por ejemplo una que se optimiza para una función de coste más estricta y proporciona predistorsión.

Por otra parte, la tabla de consulta 206b, comprende datos que definen una función de impulso para actuar sobre la secuencia de bits 201 para aplicaciones de datos. La función de impulso se diseña basándose en diferentes funciones de coste de las requeridas para las aplicaciones de voz, ya que las aplicaciones claramente de datos requieren una velocidad de datos muy mejorada. El conmutador 211 proporciona una conexión entre el modulador y la tabla de consulta apropiada para la aplicación requerida.

Como se ha mencionado anteriormente, se ha restringido la flexibilidad de elección del esquema de modulación para un sistema de telecomunicaciones particular a causa de los esquemas de modulación que tienen algunas eficiencias e ineficiencias ligadas a los mismos. Sin embargo, la eliminación de estas ligaduras proporcionando una forma de impulso apropiada que cumple los requisitos de función de coste de algún sistema, la presente invención proporciona mayor flexibilidad.

La figura 8 muestra un transmisor GSM/CDMA bimodal. Este transmisor se proporciona con un modulador común 604. Esto es posible porque las restricciones de la función de coste de un esquema de modulación se han reducido mediante el transmisor que tiene dos tablas de consulta 606a y 606b, que, en esta realización definen respectivamente formas de impulso que cumplen los requisitos de función de coste de GSM y CDMA y proporcionan compensación para distorsión de componentes de transmisor. Como se puede observar, se puede usar una serie de componentes tanto para operaciones GSM como CDMA y donde se requieren dos componentes se incluye un conmutador, el conmutador entre los mismos dependiendo de la operación del transmisor. Por ejemplo, si en modo CDMA la secuencia de bits 601 se necesitaría codificar mediante un codificador gold code 603. De este modo, el conmutador haría una conexión con este codificador gold code, mientras que si en modo GSM conmutaría directamente al modulador. Igualmente si en modo GSM. se proporciona la conformación de impulso por la tabla de consulta GSM 606a y el conmutador 612 proporciona una conexión de manera que se pueda formar una secuencia de bits según los datos en esta tabla de consulta. Finalmente, se proporciona el conmutador 612 de manera que el amplificador de potencia se conecte a la red de filtrado para el modo apropiado del transmisor.

La figura 9 muestra un receptor típico. Se dispone una señal recibida a través de al menos una etapa IF 501 para reducir su frecuencia a una frecuencia de banda base y a continuación la señal se divide en sus componentes I y Q y la portadora se elimina de la señal, usando mezcladores 502a y 502b y los filtros de paso bajo 503a y 503b. Entonces la señal se convierte de una señal analógica a una señal digital mediante los conversores A/D 504a y 504b y se dirige a la etapa del desmodulado 505. En esta etapa, se lleva a cabo la desmodulación, cualquier ecualización y la descodificación.

La figura 10(a) y (b) muestra como se puede determinar una forma de impulso según la presente invención que compensa la distorsión de componente sin incrementar el error de fase. La primera tabla de modulación proporciona una función de impulso que compensa la distorsión para un componente lineal (filtro de reconstrucción) y la segunda tabla de modulación almacenada en una tabla de consulta de un teléfono tal como el Nokia de las series 5100 y 6100 (por ejemplo 5110, 5130, 6130, 6150).

A la vista de la descripción anterior será evidente para el experto en la técnica que se pueden hacer diversas modificaciones y generalizaciones dentro del alcance de las reivindicaciones.

Claims

1. Procedimiento para definir la relación entre frecuencia y amplitud de una función de impulso para actuar sobre un flujo de datos para la transmisión en un sistema de telecomunicaciones caracterizado porque, para compensar la distorsión por un componente (207, 208) de un transmisor, el procedimiento comprende:

: definir al menos una función de distorsión, que representa un desvío, respecto de al menos un parámetro deseado, entre una salida de impulso para su transmisión como se requiere por el sistema de telecomunicaciones y una salida de impulso para su transmisión como resulta de la distorsión a compensar cuando se aplica una función de impulso; y

: definir la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias minimizando dicha al menos una distorsión.

2. Procedimiento según la reivindicación 1, en el cual la compensación es para distorsión no lineal.

3. Procedimiento según la reivindicación 2, en el cual definir la distorsión a compensar comprende definir una primera y una segunda distorsiones.

4. Procedimiento según la reivindicación 3, en el cual la primera y la segunda distorsiones se refieren a diferentes tolerancias de componentes.

5. Procedimiento según la reivindicación 3 ó 4, en el cual el procedimiento comprende ponderar la primera y la segunda distorsiones.

6. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones, en el cual la compensación es par la distorsión por un componente lineal del transmisor.

7. Procedimiento según la reivindicación 6, en el cual la compensación es para la distorsión por un filtro de reconstrucción (208; 308; 408).

8. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones 2 a 5, en el cual la compensación es para distorsión por un componente no lineal del transmisor.

9. Procedimiento según la reivindicación 8, en el cual la compensación se refiere a la distorsión por amplificador de potencia (409).

10. Procedimiento para definir la relación entre frecuencia y amplitud de una función de impulso para actuar sobre un flujo de datos para la transmisión en un sistema de telecomunicaciones para compensar la distorsión por un primer y un segundo componentes (408, 409) del transmisor, comprendiendo el procedimiento:

: el procedimiento según cualquier reivindicación anterior para definir la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias dependiendo de los parámetros deseados para el primer componente (408);

: definir los parámetros para el segundo componente sobre la base de la distorsión a compensar para el segundo componente (409); y

: definir la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias dependiendo de los parámetros del segundo componente (409) y la función de impulso definida para el primer componente (408).

11. Procedimiento según la reivindicación 10, cuando depende de cualquiera de las reivindicaciones 6 ó 7, en el cual la compensación para la distorsión por el segundo componente (409) es la compensación de distorsión no lineal.

12. Procedimiento según la reivindicación 11, en el cual la compensación referente a la distorsión por un componente no lineal (409) del transmisor.

13. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el cual el al menos un parámetro deseado se selecciona a partir de uno o diversos elementos del grupo que incluye tolerancias de componentes, eficacia de potencia, eficacia espectral, velocidad de error de bits, AFC, datos Nyquist y energía.

14. Procedimiento según cualquier reivindicación anterior, en el cual los parámetros deseados se definen sobre la base de requisitos de sistemas de telecomunicaciones TDMA.

15. Procedimiento según cualquier reivindicación anterior, en el cual los parámetros deseados se definen sobre la base de los requisitos GSM.

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16. Procedimiento según la reivindicación 14 o 15, en el cual la función de impulso se define de manera que un impulso de forma gaussiana se pueda transmitir.

17. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 13, en el cual los parámetros deseados se definen sobre la base de requisitos CDMA.

18. Procedimiento según la reivindicación 17, en el cual la función de impulso se define de manera que se puede transmitir un impulso de forma de coseno elevado a la raíz.

19. Procedimiento según cualquier reivindicación anterior, en el cual la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias se define en un procedimiento iterativo en el cual la función de impulso se altera y los parámetros se determinan hasta alcanzar un equilibrio de parámetros aceptable.

20. Procedimiento según cualquier reivindicación anterior, en el cual el procedimiento comprende la etapa de ponderar los parámetros respectivos.

21. Procedimiento según la reivindicación 20, en el cual se alcanza un equilibrio aceptable entre los parámetros optimizando los parámetros respectivos con las ponderaciones respectivas.

22. Procedimiento según la reivindicación 21, en el cual la optimización se lleva a cabo usando un programa informático optimizador.

23. Generador de funciones de impulsión (205, 206) que comprende medios para llevar a cabo las etapas del procedimiento de la reivindicación 1.

24. Modulador (204, 205, 206) para proporcionar una señal para su transmisión en un sistema de telecomunicaciones que comprende un generador de funciones de impulso (205, 206) según la reivindicación 23.

25. Transceptor para dispositivo de comunicación que comprende un modulador (204, 205, 206) según la reivindicación 24 y un desmodulador.

26. Dispositivo de comunicación operable en un sistema de comunicaciones que comprende un transceptor según la reivindicación 25.

27. Dispositivo de comunicaciones bimodal operable en un primer modo en un sistema de telecomunicaciones TDMA en el cual un canal es una combinación de frecuencia e intervalo de tiempo en un sistema de telecomunicaciones CDMA, que comprende un modulador (604) para modular un flujo de datos con una señal portadora según un esquema de modulación predeterminado tanto en el primer modo como en el segundo modo de funcionamiento y un generador de funciones de impulso (605, 606a, 606b, 611) según la reivindicación 23 para formar un flujo de datos según funciones de impulso respectivas sensibles al modo de funcionamiento del dispositivo.

28. Dispositivo de comunicaciones bimodal operable en un primer modo cuando se desea un primer conjunto de parámetros y en un segundo modo cuando se desea un segundo modo de parámetros, comprendiendo el dispositivo:

: un primer generador de funciones de impulso (205, 206a) para convertir un flujo de dato según una función de impulso formada dependiendo del primer conjunto de parámetros deseados;

: un segundo generador de funciones de impulso (205, 206b) para convertir un flujo de dato según una función de impulso formada dependiendo del segundo conjunto de parámetros deseados; y

: medios (211) para seleccionar el generador de funciones de impulso según el modo de funcionamiento del dispositivo; en el cual al menos uno de los generadores de funciones de impulso (205, 206a, 205, 206b) es un generador de funciones de impulso según la reivindicación 23.

29. Dispositivo de comunicaciones según la reivindicación 28, que es operable a una primera velocidad de datos en el primer modo y una segunda velocidad de datos en el segundo modo.

30. Dispositivo de comunicaciones según la reivindicación 28, en el cual la primera velocidad de datos soporta aplicaciones de voz y la segunda velocidad de datos soporta aplicaciones de datos.

31. Dispositivo de comunicaciones bimodal operable en un primer modo cuando se desea un primer conjunto de parámetros y en un segundo modo cuando se desea un segundo conjunto de parámetros, comprendiendo el dispositivo:

: un modulador (604) para modular un flujo de datos con una señal portadora según un esquema de modulación predeterminado tanto en el primer como el segundo modos de funcionamiento;

: un primer generador de funciones de impulso (605, 606a) para conformar un flujo de datos según una función de impulso formada dependiendo del primer conjunto de parámetros deseados y la distorsión por un componente del transmisor;

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: un segundo generador de funciones de impulso (605, 606b) para conformar un flujo de datos según una función de impulso formada dependiendo del segundo conjunto de parámetros deseados y la distorsión por un componente del transmisor; y

: medios (611) para seleccionar el generador de funciones de impulso según el modo de funcionamiento del dispositivo; en el cual al menos uno de los generadores de funciones de impulso (605, 606a, 605, 606b) es un generador de funciones de impulso según la reivindicación 23.

32. Procedimiento para seleccionar un esquema de modulación para un sistema de comunicaciones que usa un transmisor predeterminado, comprendiendo el procedimiento:

: definir una función de impulso para un primer esquema de modulación según el procedimiento de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 22;

: definir una función de impulso para un segundo esquema para el mismo al menos un parámetro deseado;

: determinar el al menos un parámetro resultante para cada esquema; y

: seleccionar el esquema de modulación que da un buen al menos un parámetro resultante dado el al menos uno parámetro deseado.