ES2321353T3 - Conformacion de impulsos para compensar la distorsion de un componente. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento para definir la relación entre frecuencia y amplitud de una función de impulso para actuar sobre un flujo de datos para la transmisión en un sistema de telecomunicaciones caracterizado porque, para compensar la distorsión por un componente (207, 208) de un transmisor, el procedimiento comprende: definir al menos una función de distorsión, que representa un desvío, respecto de al menos un parámetro deseado, entre una salida de impulso para su transmisión como se requiere por el sistema de telecomunicaciones y una salida de impulso para su transmisión como resulta de la distorsión a compensar cuando se aplica una función de impulso; y definir la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias minimizando dicha al menos una distorsión.
Description
Conformación de impulsos para compensar la
distorsión de un componente.
\global\parskip0.900000\baselineskip
La presente invención se refiere a un
dispositivo de comunicación que va provisto de predistorsión para
compensar la distorsión introducida por unos componentes en el
dispositivo, y un procedimiento para tal predistorsión.
En particular, la presente invención se refiere
a la compensación de distorsión por componentes en un
transmisor.
Los componentes en el transmisor hacen que una
señal de información se distorsione antes de su distorsión a
diferentes grados. Dos factores principales afectan esta distorsión,
a saber la rampa ascendente y la rampa descendente, y las
tolerancias de componentes. Aunque individualmente, tales
distorsiones pueden no afectar considerablemente a la señal a
transmitir, existe una posibilidad de que la superposición de tales
señales sea inaceptable ya que está fuera de los límites definidos
por la norma apropiada de las telecomunicaciones. Por ejemplo, tal
distorsión puede hacer que una señal en el dominio de frecuencias se
extienda fuera del ancho de banda definido por una norma.
Hay tres maneras para poder proporcionar la
compensación de tal distorsión. En primer lugar, durante la
fabricación, se puede medir cada dispositivo, y los dispositivos
que no cumplen los requisitos que tengan los componentes
infractores alterados. Como se apreciará, esto aumenta los costes de
fabricación, y da como resultado una reducción en el rendimiento a
lo largo de un tiempo dado. En segundo lugar, se puede proporcionar
una predistorsión activa, por ejemplo basado en la realimentación a
partir de la salida de un componente a compensar. Sin embargo, esto
incrementa la complejidad del transmisor y el consumo de energía. En
tercer lugar, se puede usar a veces un filtro para compensar la
distorsión mediante algunos componentes. Sin embargo, no es posible
en los casos en los cuales la distorsión varía en un intervalo de
frecuencias tal como en dispositivos no lineales (por ejemplo
amplificadores no lineales).
Cuando se designan sistemas de telecomunicación,
se puede seleccionar una serie de esquemas de modulación a partir
de los mismos. Cada un tendrá sus propias ventajas y desventajas
particulares. Por ejemplo, GMSK (usado en GSM) es espectralmente
ineficaz pero energéticamente eficaz, con lo cual por otra parte
QPSK (usado en sistema CDMA) es espectralmente eficaz pero
energéticamente ineficaz. La distorsión por componentes en el
transmisor de un dispositivo de comunicaciones puede reducir en la
práctica los beneficios de estos esquemas. Por ejemplo, se puede
seleccionar GSMK para su empleo en GSM basándose en que proporciona
una amplitud constante, y de este modo es energéticamente eficaz.
Sin embargo, en la práctica, la distorsión de la señal por
componentes en un transmisor GSM causará la variación en la
envoltura de amplitud y de este modo una variación en la eficiencia
energética, invalidando así al menos en alguna medida las ventajas
por las cuales se eligió GSMK.
El documento US4750192 sugiere la transmisión
de datos digitales mediante una modulación de fase continua (CPM),
en la cual la señal de transmisión s(t) se genere recuperando
valores digitales almacenados, que están asignados a una secuencia
continua de símbolos a_{i} presentes en la entrada de transmisor,
a partir del almacenamiento en una memoria. Estos valores digitales
almacenados no se calculan a partir de un impulso de
frecuencia-base-banda g(t)
por superposición lineal pero se optimizan respecto de la energía
en banda emitida mediante un procedimiento iterativo.
Según la invención, se propone un procedimiento
tal como se define en la reivindicación 1 anexada y un generador de
funciones de impulsos tal como se define en la reivindicación 23
anexada.
El procedimiento presentado permite que el
diseñador seleccione entre un gran abanico de componentes su empleo
en el transmisor. Por ejemplo, puede permitir que un diseñador
emplee un amplificador de potencia más eficaz, porque el
procedimiento proporciona una predistorsión para compensar cualquier
variación de eficiencia. Igualmente, esta misma distorsión se puede
usar para cada transmisor diseñado, y de este modo elimina la
necesidad de ensayar y modificar dispositivos individuales durante
la fabricación. Además, una vez que se ha llevado a cabo la función
de impulsos definida en un transmisor no hay necesidad de otra
compensación de predistorsión. Es decir, no hay predistorsión
activa, este procedimiento proporciona una predistorsión estática en
una sola etapa.
La invención es particularmente ventajosa
cuando se compensa la distorsión no lineal. Se puede conseguir la
distorsión no lineal gracias a los propios componentes que no son
lineal. En este caso, la compensación se puede dirigir a las
frecuencias particulares donde se produce la máxima distorsión. La
compensación puede ser para un amplificador de potencia. Esto
permitirá que se utilice un amplificador de potencia más eficaz,
reduciendo de este modo el consumo de energía de un dispositivo de
comunicación. Esto es posible gracias al procedimiento ya que el
amplificador de potencia se puede utilizar en su región no lineal
sin tener que padecer las consecuencias de falta de linealidad ya
que se compensa.
Alternativamente, la distorsión no lineal se
puede producir cuando se determina una función de impulso que es
apropiada para los componentes (lineal o no lineal) que tienen
diferentes valores de tolerancias. Esto es ventajoso porque la
misma función de impulso se puede usar en dispositivos que emplean
diferentes componentes. Si por ejemplo no se necesita para
determinar cada tipo de dispositivo antes de que se pueda poner en
la línea de producción.
Una función de impulso apropiada para compensar
la distorsión no lineal se puede determinar fácilmente minimizando
simbólicamente (como oposición a numéricamente) la función de
distorsión. Los valores pueden entonces sustituir los símbolos para
determinar los valores de amplitud efectivos para frecuencias dadas
para un transmisor particular.
\global\parskip1.000000\baselineskip
La presente invención se puede usar para
compensar uno o diversos componentes. Este procedimiento reduce la
complejidad matemática en la determinación del nivel de distorsión a
compensar por dos componentes.
En una realización preferida, el sistema de
telecomunicación es GSM, el primer componente es un filtro de
reconstrucción y el segundo un amplificador de potencia no lineal.
en este caso, en primer lugar se determina la función de impulso
requerida para la compensación del filtro de reconstrucción, y a
continuación una segunda función de impulso daría como resultado
que la función de impulso de compensación de filtro de
reconstrucción esté compensando el amplificador de potencia.
Se pueden definir los parámetros de costes
deseados sobre la base de una serie de requisitos de sistemas de
telecomunicaciones, incluyendo TDMA y CDMA. Un tipo de sistema TDMA
es GSM, y una función de impulso se puede definir según el
procedimiento de la presente invención de manera que un impulso
gaussiano convencionalmente conformado se pueda transmitir.
Alternativamente, se puede definir la función de impulso para tener
en cuenta otras funciones de costes.
Igualmente, para CDMA, se puede definir la
función de impulso convencionalmente de manera que un impulso de
una forma de coseno elevado a la raíz se transmita, o
alternativamente la función de impulso se puede definir para tener
en cuenta otras funciones de costes.
Según otro aspecto de la presente invención, un
generador de funciones de impulso comprende medios para llevar a
cabo las etapas del procedimiento de la invención.
Según otro aspecto de la presente invención, se
proporciona un modulador que comprende medios para llevar a cabo
las etapas del procedimiento de la invención.
Los medios para conformar un flujo de datos
comprenden ventajosamente una tabla de consulta.
Según otros aspectos de la presente invención,
se proporciona un transceptor para un dispositivo de comunicaciones
que comprende tal modulador y un desmodulador, y un dispositivo de
comunicación que comprende tal transceptor.
Según otro aspecto de la presente invención, se
proporciona un dispositivo de comunicación de bimodal utilizable en
un primer modo en un sistema de telecomunicaciones TDMA en el cual
un canal es una combinación de frecuencia y intervalo de tiempo y
un segundo modo en un sistema de telecomunicaciones CDMA, que
comprende un modulador para modular un flujo de datos con una señal
portadora según un esquema de modulación predeterminado tanto en el
primer como en el segundo modos de operación y un generador de
funciones de impulso para conformar un flujo de datos según las
funciones de impulso respectivas sensibles al modo de funcionamiento
del radioteléfono y la distorsión por un componente del
transmisor.
Según otro aspecto. se proporciona un
dispositivo de comunicación de bimodal utilizable en un primer modo
cuando se desea un primer conjunto de parámetros de costes y en un
segundo modo cuando se desea un segundo conjunto de parámetros de
costes, comprendiendo el radioteléfono:
- Un primer generador de funciones de impulso para convertir un flujo de datos según una función de impulso conformada dependiendo del primer conjunto de parámetros de costes deseados;
- Un segundo generador de funciones de impulso para convertir un flujo de datos según una función de impulso conformada dependiendo del segundo conjunto de parámetros de costes deseados; y
- medios para seleccionar el generador de funciones de impulso según el modo de funcionamiento;
- en el cual al menos uno de los generadores de función de impulso corresponde al generador de funciones de impulso anteriormente descrito.
Este dispositivo de comunicación se puede
utilizar a una primer velocidad de datos en el primer modo y una
segunda velocidad de datos en el segundo modo. Preferiblemente, la
primera velocidad de datos soporta aplicaciones vocales y la
segunda velocidad de datos soporta aplicaciones de datos.
Según otro aspecto de la presente invención, se
proporciona un dispositivo de comunicación de bimodal utilizable en
un primer modo cuando se desea un primer conjunto de parámetros de
costes y en un segundo modo cuando se desea un segundo conjunto de
parámetros de costes, comprendiendo el radioteléfono:
- un modulador para modular un flujo de datos con una señal portador según un esquema de modulación predeterminado tanto en el primer como en el segundo modos de funcionamiento;
- un primer generador de funciones de impulso para conformar un flujo de datos según una función de impuso dependiendo del primer conjunto de parámetros de costes deseados y la distorsión por un componente del transmisor;
- un segundo generador de funciones de impulso para conformar un flujo de datos según una función de impulso conformada dependiendo del segundo conjunto de parámetros de costes deseados y la distorsión por un componente del transmisor; y
- medios para seleccionar el generador de funciones de impulso según el modo de funcionamiento del teléfono, en el cual al menos uno de los generadores de función de impulso corresponde al generador de función de impulso anteriormente descrito.
Según otro aspecto de la presente invención, se
proporciona un procedimiento para seleccionar un esquema de
modulación para un sistema de comunicación que usa un transmisor
predeterminado, comprendiendo el procedimiento:
- definir una función de impulso para un primer esquema de modulación según cualquiera de los procedimientos anteriormente mencionados;
- definir una función de impulso para un segundo esquema de modulación para el mismo al menos al menos un parámetro de coste deseado;
- determinar el al menos un parámetro de coste resultante para cada esquema; y seleccionar el esquema de modulación que ofrece un bueno al menos un parámetro de coste resultante dado el al menos un parámetro deseado.
En los esquemas de modulación de la técnica
anterior, las funciones de impulso empleadas para conformar los
flujos de datos tenían que tener una relación matemática
predefinida.
Por ejemplo
coseno elevado a la raíz
para sistemas CDMA en los cuales la
modulación QPSK se usa en sistemas PDC y NADC en los cuales se usa
la modulación de
DQPSK.
Gaussiano
para GSM en el cual se usa un
esquema de modulación de
MSK.
Con las formas de impulso según las relaciones
matemáticas convencionales predefinidas solamente un parámetro es
variable para un nivel de energía dado. Para el impulso gaussiano,
es "sigma" el que varía la dispersión del impulso que permite
que el ancho de banda se altere a expensas de la amplitud. Para el
coseno elevado a la raíz, la variable es "alfa" la que varía
la frecuencia a la cual empieza la cola de coseno. Esto afecta al
ancho de banda y consecuentemente a la eficacia de energía. La
relación entre los parámetros de costes se define bien para que de
este modo se mejoren las otras declines de una manera determinada.
Es decir, no hay no se puede alterar el ancho de banda sin
perjudicar ka eficacia de energía.
A causa de las severas restricciones situadas en
los compromisos conseguibles variando la única variable para las
funciones matemáticas predeterminadas, la forma de impulso más
apropiada para cada esquema de modulación es bastante claro. El
diseñador del sistema toma convencionalmente una decisión sobre el
esquema de modulación basado en sus fuerzas y debilidades y
selecciona el impulso apropiado basado solamente en el esquema de
modulación elegido (es decir, un Gaussiano para GMSK y un coseno
elevado a la raíz para QPSK). No toma en cuenta la distorsión de la
forma de impulso ideal cuando se determina el esquema de modulación
a usar. La única variable de la función matemática se establece
para proporcionar un equilibrio aceptable en la relación definida
entre los parámetros de coste.
En la presente invención, no hay relación
matemática predeterminada para el conformador de impulso. Se define
la forma del impulso con el fin de compensar la distorsión por uno o
más componentes de transmisor. Hay libertad de seleccionar nuevas
formas de impulso que compensan la distorsión de manera que el
transmisor pueda transmitir una señal de forma apropiada
(potencialmente ideal) para el esquema de modulación elegido, tal
como un Gaussiano o coseno elevado a la raíz.
En una realización preferida, se pueden elegir
las formas de impulso lo cual proporciona compensación, y además,
permite equilibrar muchos parámetros de coste los unos respecto de
los otros ya que la relación de compromiso entre dos parámetros ya
no se definen con tanta restricción. Esto conduce a una serie de
posibilidades interesantes, lo cual se expondrá en lo sucesivo.
Con esta realización preferida de la presente
invención, no es necesario que la forma de impulso en MSK sea
gaussiana. Aunque esta forma de impulso particular optimiza el
rendimiento en términos de eficacia de potencia, no es óptima en
términos de eficiencia espectral. Desviándose de una forma gaussiana
en el dominio de frecuencia se altera el equilibrio entre VER,
eficacia de potencia y ancho de banda. Lo mismo se aplica a las
consecuencias de desviaciones de la forma de impulso de coseno
elevado a la raíz en la modulación QPSk.
Los impulsos tanto en el sistema MSK como el
sistema QPSK se pueden conformar para proporcionar un equilibrio
deseado entre las funciones de coste (por ejemplo, VER, ancho de
banda, eficacia de potencia, AFC) en lugar de estar a merced de los
compromisos existentes cuando se modifican solamente los parámetros
de una forma dada, tal como una gaussiana o un coseno elevado a la
raíz. Las funciones de coste son funciones que son positivas y se
reducen cuanto mejor es el sistema que funciona.
Las simulaciones de muestran que experimentando
con la forma de impulso usada para la modulación MSK, se puede
mejorar la eficiencia espectral del sistema GSM mientras se retiene
una eficacia de potencia aceptable. Esto permite que el sistema GSM
existente se mejore para incrementar la velocidad de datos usando
bandas de frecuencia existentes dividiendo canales existentes,
siendo un canal una combinación de banda de frecuencia y intervalo
de tiempo.
La presente invención sugiere que la forma de
impulso en un esquema de modulación se puede usar para alterar las
funciones de coste (parámetros) del esquema así como para
proporcionar una predistorsión. Esto se puede utilizar de diversas
maneras. Permite que los esquemas de modulación existentes sean
considerados de nuevo con nuevas formas de impulso para obtener
rendimientos que son mejore que los posibles actualmente con formas
de impulso convencionales. Eliminando los fuerte lazos entre los
esquemas de modulación particulares y los problemas actuales, por
ejemplo MSK -ineficiencia espectral; QPSK - ineficacia de potencia,
los esquemas de modulación para sistemas particulares se podría
elegir sobre una base diferente.
Por ejemplo, implementado un CDMA usando un
esquema de modulación MSK con una forma de impulso apropiadas para
cumplir la función de coste requerida, es decir (criterios CDMA) un
terminal CDMA GSM bimodal se podría construir usando un único
modulador. La forma de impulso sería probablemente diferente para
cada sistema ya que la función de coste (parámetros deseados)
también puede diferir.
La invención permite también que los problemas
con los sistemas existentes mejoren. El principal problema con el
sistema GSM existente es que a medida que los usuarios de datos se
incrementan ocupan una mayor fracción de canales disponibles. Esto
es debido a que si las velocidades de transmisión de datos han de
coincidir con las expectaciones, se necesita más de un canal para
datos de transmisión. Si se cumplen los requisitos de la velocidad
de datos, a medida que la fracción de usuarios de datos aumenta, la
capacidad del sistema se reduce. Si GSM ha de seguir soportando
tanto usuarios de voz como de datos, sin detenerse, la serie de
canales explotables necesita aumentar.
Este incremento en los canales explotables se
puede conseguir modificando la forma de impulso en el esquema de
modulación MSK para reducir la función de coste notable, es decir el
ancho de bando o la velocidad de error de bits.
Para soportar una mayor velocidad de datos en
los canales existentes, se puede dividir un canal bien en tiempo
para que enviar más de una trama en un único intervalo de tiempo.
Alternativamente, el canal se podría dividir en frecuencia para
permitir el envío de más de una banda de frecuencia en una banda de
frecuencia existente (más ancha). Un usuario de datos podría
entonces enviar datos a una velocidad mayor usando "subcanales"
dentro de un canal asignado por el sistema sin reducir la
capacidad del sistema. Sin los subcanales la única manera en que la
velocidad de datos se podría incrementar sería usar más de un canal
para transmitir datos. Para cada canal adicional utilizado, habría
una reducción correspondiente en el número de canales disponibles,
tanto para transmisiones de voz como de datos.
Los dos tipos de usuario, la velocidad de datos
rápida y la velocidad de datos lenta coexisten en el mismo sistema
con solamente cambios mínimos en la infraestructura GSM (por ejemplo
el software). Se podría usar el GSM de media velocidad propuesto,
en el cual se usa un canal de media velocidad (donde solamente se
dedica solamente una ranura de cada dos tramas por abonado) para
los usuarios de velocidad de datos lenta. Esta disposición
permitiría en consecuencia que GSM evolucione para ser útil como
sistema de alta velocidad de datos, prolongando su vida útil. En
GSM hay 8 intervalos de tiempo y 175 bandas de frecuencia.
Dividiendo cada canal en dos se podrían albergar hasta el doble de
usuarios en el canal existente. Esto afectaría considerablemente a
la futura capacidad de usuarios de datos del sistema.
Usando también la modulación MSK en un sistema
CDMA, la conformación de impulso permitiría optimizar las funciones
de coste en un esquema de modulación QPSK. Esto permitiría
incrementar la eficacia de potencia con quizás algún incremento
resultante en el VER y reducir la eficiencia espectral. La
libertad de seleccionar una forma de impulso libre por coseno
elevado a la raíz convencional e impulsos gaussianos una reducción
permite optimizar la función de coste en cualesquiera de estos
esquemas de modulación para cumplir los parámetros deseados. Esto
proporciona una mayor libertada en el diseño de sistemas de tercera
generación o sistemas de segunda generación mejorados, con los
parámetros deseados que se consideran como conjunto de costes
ponderados en un cálculo de optimización.
Por experimentación, se podría intentar la
optimización para cualquier esquema de modulación y los resultados
examinados para determinar la "mejor" optimización para una
función de coste predeterminada.
Ahora se describirán realizaciones de la
invención, a título de ejemplo, con referencia a los dibujos anexos,
de los cuales,
la figura 1(a) ilustra un transmisor GCM
convencional;
la figura 1(b) ilustra un transmisor CDMA
convencional;
la figura 1(c) muestra la estructura de
trama GSM
la figura 2 ilustra un transmisor GSM según una
realización de la presente invención;
la figura 3 ilustra un transmisor CDMA según una
realización de la presente invención;
la figura 4(a) es un diagrama de bloques
que ilustra los términos usados en la compensación de un único
componente;
la figura 4(b) es un diagrama de bloques
que ilustra los términos usados en la compensación de dos
componentes, a saber un conversor A/D y un filtro de
reconstrucción;
la figura 4(c) ilustra un transmisor GSM
según una realización de la presente invención;
la figura 5(a) muestra las
características de un amplificador ideal y típico,
las figuras 5(b) a 5(d) muestran
los espectros requerido, sin compensar y compensado del
amplificador típico;
las figuras 6(a) y (b) ilustran formas de
impulso que proporcionan predistorsión para un amplificador de
potencia típico;
las figuras 6(c) a (f) ilustran el
espectro no compensado ideal y compensado del amplificador de
potencia típico;
la figura 7 es un transmisor GSM mejorado según
una realización de la presente invención;
la figura 8 es un transmisor GSM/CDMA bimodal
según una realización de la presente invención;
la figura 9 es un receptor que se puede usar
según la presente invención; la figura 10 ilustra la forma de
impulsos que compensa la distorsión de componente;
y la figura 10b ilustra el ruido de fase para
estos impulsos.
La figura 1a ilustra un transmisor GSM. El GSM
comprende convencionalmente una estructura de trama como se muestra
en la figura 1c. Una secuencia de bits 101a a transmitir se
introduce en un constructor de tramas 102a del transmisor, que pone
los bits en la porción apropiada de una ráfaga dentro de un
intervalo de tiempo de una trama TDMA. El flujo de bits se dirige
entonces a un modulador 104a. Convencionalmente este modulador
sería un modulador GMSK, y de este modo la señal se dispondría a
través de un filtro gaussiano. Un reloj o generador de portadora
105a proporciona la señal portadora. La señal modulada se introduce
en un convertidor digital-analógico 107a. Esta
señal analógica se reconstruye entonces por el filtro de
reconstrucción 108a. Este filtro podría comprender típicamente un
filtro de condensador conmutado para realizar parte de la
conformación espectral y un filtro analógico, tal como un filtro
RC, para ocuparse principalmente de la conformación residual.
Finalmente, la señal se amplifica mediante un amplificador de
potencia 109a y se transmite por la antena 110a.
La figura 1(b) ilustra un transmisor de
acceso múltiple por división de código (CDMA). El CDMA comprende
convencionalmente una trama constituida por un canal físico
dedicado de datos (DPCH) y un canal físico dedicado de control
(DPCCH). Una secuencia de bits 101b a transmitir se introduce en un
constructor de tramas 102b del transmisor, que dispone los bits en
la parte apropiada de la trama (es decir, el DPDCCH).
El flujo de bits se dispersa por el espectro por
el Codificador Gold Code. Este codificador Gold Code 103b funciona
como sigue:
la salida del codificador Gold Code
103b es una secuencia con los términos N x M que tienen los
siguientes
elementos
\vskip1.000000\baselineskip
Por lo tanto, hay chips MN para modular.
Un modulador 104b modula estos chips MN
producidos por el codificador Gold Code 103b sobre una portadora,
que se produce por el reloj o generador de portadora 105b. el
modulador 104b es un modulador QPSK, como se usa generalmente en
los sistemas CDMA tal como IS95, y produce una señal que tiene una
función de impulso de coseno elevado a la raíz. La salida del
modulador 104b se introduce en un convertidor digital a analógico
107b. La señal analógica se reconstruye entonces por un filtro de
reconstrucción 108b. Un filtro de reconstrucción podría comprender
típicamente un filtro de condensador conmutado para llevar a cabo
parte del conformado espectral y un filtro analógico, tal como la
red de filtro RC, para ocuparse principalmente del conformado
residual. Una vez reconstruida la señal se introduce en un
amplificador de potencia 109b, que amplifica la señal para la
transmisión por la antena 110b.
En la práctica, la salida de señal por la antena
110a,b de estos sistemas no será una forma gaussiana ideal/ de
coseno elevado a la raíz debido a su distorsión por los componentes
del transmisor. La compensación de tal distorsión se puede
proporcionar como se expone en la descripción de los antecedentes de
la invención. Sin embargo, como se ha explicado estas soluciones
tienen desventajas asociadas a las mismas. Según la presente
invención, se proporciona un nuevo procedimiento en el cual el
modulador modula su señal de información con un impulso conformado
para compensar la distorsión mediante uno o más de los componentes
del transmisor. Esto ser explicará más adelante con referencia a
las siguientes figuras 2 y 3.
La figura 2 ilustra un transmisor GSM según una
realización de la presente invención. Una serie de componentes del
transmisor corresponden a los del transmisor convencional mostrado
en la figura 1(a): la secuencia de bits 201, el constructor
de tramas 202, el modulador 204 y el conversor D/A 207, el filtro
de reconstrucción, el amplificador de potencia 209 y la antena 210
corresponden a sus equivalentes 101a, 102a, 104a,
107a-110a respectivamente. La principal diferencia
reside en los medios para proporcionar el modulador con una
portadora. El generador de portadora 105a del transmisor
convencional, que proporciona una señal gaussiana en el dominio de
frecuencia, se sustituye por un reloj 205 y una tabla de consulta
206 que comprende datos para conformar adaptativamente la función
de impulso para compensar la distorsión de componentes.
Así mimo, la figura 3 ilustra un transmisor CDMA
según una realización de la presente invención, en la cual, la
principal diferencia con respecto al transmisor de la figura
1(b) reside en los medios para proporcionar el modulador con
una portadora. En dicho caso, el generador de portadora 105b del
transmisor convencional, que proporciona una señal gaussiana (para
GSM)/ señal de coseno elevado a la raíz (para CDMA) en el dominio
de frecuencia, se sustituye con un reloj 305 y una tabla de
consulta 306 que comprende datos para conformar adaptativamente la
función de impulso para compensar la distorsión de componente.
La tabla de consulta comprende datos que definen
la amplitud de la función de impulso sobre una gama de frecuencias
que cumplen los requisitos de los sistemas de telecomunicaciones y
compensan la distorsión de componentes.
Los valores para la tabla de consulta sólo
necesitan ser calculados una vez para cada tipo de dispositivo.
La figura 4(a) es un diagrama de bloques
que ilustra los términos usados en una ecuación inicial que compensa
un único componente. F(t) es el símbolo que refleja la
función del componente (por ejemplo filtro de reconstrucción) a
compensar, C(t) es el símbolo indicativo del impulso deseado
a producir (por ejemplo un impulso gaussiano en GSM o un impulso de
coseno elevado a la raíz en CDMA), y C'(t) es el símbolo que refleja
el impulso requerido para compensar la distorsión por el
componente.
La función de distorsión para tal componente se
define por:
La función de distorsión (coste) se puede
resolver usando cualquier técnica estándar de resolución de
ecuaciones. Es decir, se minimiza la función de coste de
distorsión. Los valores numéricos pueden entonces sustituir los
símbolos para determinar el valor efectivo de C'(t) para un tipo
particular de transmisor.
La figura 4(b) es un diagrama de bloques
que ilustra los términos usados en una ecuación inicial que compensa
una pluralidad (en este caso dos) componentes. F_{A/D}(t)
es el símbolo que refleja la función de un filtro de conversor A/D
a compensar, F_{REF}(t) es el símbolo indicativo de la
función de un filtro de reconstrucción a compensar, C(t) es
el símbolo para el impulso deseado a producir (por ejemplo un
impulso gaussiano en GSM o un impulso de coseno elevado a la raíz
en CDMA) y C'(t) es el símbolo para el impulso requerido para
compensar la distorsión por los componentes.
En este caso, la función de distorsión para los
componentes se define por:
De nuevo, esta función (de coste) de distorsión
se puede determinar usando cualquier técnica estándar de resolución
de ecuaciones. Es decir, se minimiza la función de distorsión. Los
valores numéricos pueden sustituir los símbolos para determinar los
valores efectivos de C'(t) a almacenar en la tabla de consulta de un
transmisor particular. Los componentes se pueden tratar como un
compuesto, o se pueden compensar individualmente. La última técnica
es útil, por ejemplo, para reducir la complejidad matemática en la
resolución de las ecuaciones, y se ejemplifica respecto del
transmisor GSM de la figura 2, como se muestra en la figura 4 (C).
En este caso, se requiere la predistorsión del amplificador de
potencia 409 y el filtro de reconstrucción. El amplificador de
potencia se trata como habiendo sido retirado de la trayectoria
entre el modulador 404 y la antena 410, a una posición entre la
tabla de consulta 406 y la entrada de portadora del modulador 404,
como se indica en la línea de puntos en la figura 4(c). En
primer lugar, se determina la predistorsión para compensar los
errores causados por el filtro de reconstrucción 408 resolviendo la
ecuación 1 anterior, donde F(t) es la función del filtro de
reconstrucción 408. El impulso resultante C'(t) se usa entonces como
el impulso de salida deseado del amplificador de potencia
imaginario 409a en el punto B y se determina la predistorsión para
compensar los errores causados por el amplificador de potencia
resolviendo la ecuación 1 anterior (donde F(t) = función del
amplificador de potencia, C(t) = C''(t) y C'(t) = C'''(t). Es
decir, se minimiza la función de distorsión y los valores numéricos
del impulso resultante se almacenan en la tabla de consulta 406 para
su aplicación en el punto A.
En una realización preferida de la invención, se
determina una función de coste que proporcionará la predistorsión
óptima en un intervalo de valores de tolerancia. Esto se puede
aplicar tanto a los dispositivos lineales como no lineales, y
permite la utilización de una única tabla de consulta para una
variación de componentes. De este modo, se evita la necesidad de
medir dispositivos individuales durante la fabricación. Por ejemplo,
la función de coste se puede definir por:
en las que F_{1} = es la función
del componente que tiene un primer valor de tolerancia a
compensar;
en las que F_{2} = es la función del
componente que tiene un segundo valor de tolerancia a compensar;
en las que F_{3} = es la función del
componente que tiene un tercer valor de tolerancia a compensar;
C(t) es el impulso deseado a
producir;
C'_{1}(t) es el impulso requerido para
compensar la distorsión por el componente que tiene el primer valor
de tolerancia.
C'_{2}(t) es el impulso requerido para
compensar la distorsión por el componente que tiene el segundo
valor de tolerancia.
C'_{3}(t) es el impulso requerido para
compensar la distorsión por el componente que tiene el tercer valor
de tolerancia; y
\alpha, \beta y \delta son factores de
ponderación.
\vskip1.000000\baselineskip
Los valores de tolerancia típicos para los
componentes podrían ser:
- Primer valor
- +5%
- Segundo valor
- 0% (ideal)
- Tercer valor
- -5%
\vskip1.000000\baselineskip
Los factores de ponderación se pueden variar
para adaptar los resultados. A continuación se determinan los
valores para la función de coste, los cuales minimizan la función de
coste y de este modo ofrecen una forma de impulso que compensa la
distorsión sobre el intervalo de valores de tolerancia (por ejemplo
+5% +0% -5%).
Ahora se describirá una realización preferida de
la invención con referencia a la figura 5, en la cual se compensa
la distorsión en forma de falta de linealidades de un amplificador
de potencia. La figura 5(a) muestra las características de
un amplificador de potencia típico respecto del amplificador lineal
ideal 53. a bajas amplitudes, el amplificador de potencia es lineal
como se indica en la parte de la línea 52, y, de este modo hay una
relación lineal entre amplitud y potencia de salida. Idealmente,
esta relación lineal se mantendría a amplitudes elevadas como se
indica en la línea 53. Sin embargo, en la práctica, los
amplificadores de potencia tienen una región no lineal a amplitudes
elevadas, como se indica en la parte curva 51. Las variaciones se
producen principalmente a causa del uso de valores de componente
inexactos y durante la rampa ascendente y la rampa descendente de
la ráfaga. Es más eficaz utilizar amplificadores de potencia en esta
región no lineal. Sin embargo, esto sacrifica la amplitud constante
de una señal, y de este modo los sistemas tales como GSM se ven
convencionalmente forzados a utilizar amplificadores de potencia que
funcionan en una región menos eficiente, pero más lineal. Sin
embargo, en la presente realización, el amplificador de potencia se
elige para funcionar en su región eficiente más potente aunque no
lineal. La falta de linealidad de este amplificador de potencia es
de alrededor del 5% y la predistorsión se determina como sigue, de
manera que se puede introducir en la tabla de consulta 206 de la
figura 2 para contrarrestar esta falta de linealidad.
Considerar una señal S_{t} que pasa a través
del amplificador no lineal. La señal en la salida es:
A continuación la transformada de Fourier de la
salida es:
\newpage
\global\parskip0.930000\baselineskip
Ahora, se puede determinar la compensación para
esta distorsión. Se asume que hay una función h_{t}, de manera
que la siguiente ecuación es verdadera en el dominio espectral:
Esta ecuación se puede resolver usando cualquier
procedimiento estándar.
La distorsión causada por un amplificador no
lineal y su compensación se ejemplifican en las figuras 5(b)
a (d).
La figura 5(d) compara el espectro de un
amplificador 54 con uno lineal 55. El trazado 54 muestra el efecto
del espectro de un amplificador de potencia no lineal, donde la
distorsión AM a AM se expresa como sigue \alpha_{0} +
\alpha_{1}x + \alpha_{2}x^{2} con
\alpha_{2}/\alpha_{1} = 0,05.
La figura 5(C) muestra el resultado del
uso de impulsos que se han derivado para compensar la falta de
linealidad usando un procedimiento de optimización convencional,
por ejemplo como se describe con referencia a la figura 4 anterior.
Como se puede observar, el amplificador de potencia (compensado)
predistorsionado tiene un espectro más estrecho que el amplificador
de potencia no compensado. De hecho, compensa incluso en las
regiones donde las variaciones en amplitud son más abundantes
durante la rampa ascendente y la rapa descendente, a saber a
aproximadamente 200 kHz y, más críticamente, a aproximadamente 400
kHz.
En esta realización la compensación se ha
proporcionado solamente para el amplificador de potencia. La figura
5(d) ilustra el espectro que incluye distorsión desde el
filtro de reconstrucción (este componente ha de causar
probablemente una cantidad considerable de la distorsión global de
componente del transmisor), y también muestra la máscara GSM, 57.
en realidad, la distorsión desde otros componentes de transmisor
puede hacer que el espectro del amplificador no lineal
no-compensado se salga de la máscara GSM 57, y de
este modo se previene que el transmisor se pueda usar en el
sistema GSM. Sin embargo, la compensación del amplificador de
potencia de esta realización es suficiente para garantizar que no
se producirá la distorsión total por los componentes de transmisor
ya que hay un margen claro entre el espectro 56 (que ya incluye la
distorsión del filtro de reconstrucción), y la máscara 57. En otras
realizaciones, si fuese necesario, se podría alternativamente
proporciona la compensación para una serie de componentes de
transmisor. Esto se podría realizar al mismo tiempo que la
compensación del amplificador de potencia, antes o después.
Como se ha mencionado anteriormente, solamente
se han considerado hasta la fecha impulsos gaussianos y de coseno
elevado a la raíz para su uso en moduladores de sistema de
telecomunicaciones. Laurent sugirió que un impulso gaussiano se
puede aproximar por superposición de impulsos AM (C_{0,}
C_{1}... etc), siendo estos impulsos una familia fija de impulsos
que son funciones de coseno y seno. en una realización preferida de
la presente invención, se ha tomado un enfoque completamente
diferente, como se expone en lo sucesivo.
Se ha llevado a cabo la teoría de Laurent de que
un impulso se puede aproximar por la suspensión de componentes. Sin
embargo, en lugar de usar esta teoría para aproximar impulsos
gaussianos existente basándose en los componentes de función
fijos, se ha usado la expansión de superposición de Laurent como
base para determinar una forma de impulso que cumple los criterios
requeridos por un sistema particular de comunicaciones y proporciona
compensación para la distorsión mediante uno o más componentes del
transmisor. Esto se puede hacer como sigue:
En primer lugar, los componentes de función fija
en la expansión de superposición de Laurent se sustituye con una o
más funciones que representan componentes de impulso desconocidos
respectivos. A continuación, se calculan las funciones de coste
(por ejemplo la distorsión de componentes tal como falta de
linealidad, VER, ancho de banda, amplitud, AFC). Es decir, se
consideran los errores de los valores que el sistema particular
requiere y la cantidad de predistorsión a compensar. Las
ponderaciones de las funciones de coste se pueden variar para de
este modo adaptar los resultados. Los valores para cada función se
calculan entonces, por ejemplo usando un optimizador, que minimizan
estas funciones de cose y de este modo ofrecer una forma de
impulso que cumple los requisitos específicos del sistema. En la
realización ilustrada en la figura 6, las etapas requeridas para
obtener un espectro de frecuencias apropiado que tiene en cuenta las
distorsiones de amplificado de potencia son como sigue:
- 1.
- Predistorsionan dos impulsos de Laurent, C_{0} y C_{1} para compensar las tolerancias de filtro de reconstrucción y las especificaciones A/B;
- 2.
- Expresan los valores de los impulsos compensados requeridos para obtener lo más próximo posible de un espectro ideal los desconocidos.
- 3.
- Determinan la función del amplificador de potencia - en este caso se toma el amplificador de potencia para tener una falta de linealidad de segundo orden, es decir \alpha_{1}x + \alpha_{2}x^{2}.
- 4.
- Llevan a cabo una rutina de optimización para determinar los desconocidos.
- 5.
- Sustituir los valores numéricos en la ecuación resultante para determinar los valores para introducirlos en la tabla de consulta.
\global\parskip1.000000\baselineskip
Las figuras 6(a) y (b) muestran los
resultados de la optimización, la figura 6(a) que muestra el
primer impulso de Laurent distorsionado requerido C_{0} y la
figura 6(b) que muestra el segundo, C_{1}. La figura
6(c) ilustra el espectro de un amplificador de potencia sin
compensar que tiene una falta de linealidad del 5%, y la figura
6(d) ilustra el espectro ideal deseado de la señal de salida
(es decir, que el de un amplificado de potencia lineal ideal). La
figura 6(e) muestra el espectro de un amplificador de
potencia compensado según los desconocidos determinados por el
procedimiento anterior y la figura 6(f) muestra los tres
espectros ilustrados en las figuras 6(c) a (e) juntos para su
comparación.
La sustitución de componentes fijos de función
en la expansión de superposición de Laurent por una o más funciones
que representan componentes de impulso desconocidos respectivo se
pueden extender más allá de la determinación de las formas de
impulso apropiadas para proporcionar la predistorsión. En una
realización preferida, se determinan las formas de impulso
apropiadas que, así como se proporcionan para la predistorsión, se
proporcionan igualmente funciones de coste mejoradas de las que se
obtendrían usando impulsos conformados convencionales en el sistema
de telecomunicaciones (por ejemplo mejor que las obtenidas usando
una forma de impulso gaussiano o coseno elevado a la raíz para
CDMA). La conformación de impulso se puede determinar en una sola
etapa de optimización, o en etapas sucesivas. En primer lugar, se
podría determinar una primera forma de impulso que cumple los
requisitos de función de coste distintos del error, por ejemplo
como se explicará más adelante, seguido por la determinación de la
forma de impulso que daría como resultado la primera forma de
impulso tomando en cuenta la distorsión de componente.
Preferiblemente se usan dos funciones de coste
ya que esto proporciona una conformación de impulso más óptima que
usar solamente una función, y a este respecto, el procedimiento para
determinar la forma de impulso apropiada se puede llevar a cabo como
sigue
En primer lugar, se considera la fórmula de
Laurent. Según la formulación de Laurent:
En su lugar los impulsos de Laurent,
C_{k,n}, se desea emplear un impulso alternativo, IMPULSO
k,n, que es todavía desconocido, pero para lo cual se desea
determinar un valor apropiado que depende de los requisitos de
función de error requeridos.
Sustituyendo esto en la ecuación 1 da:
en las que J =
\sqrt{-1}
Como se ha mencionado anteriormente IMPULSO
sigue desconocido, pero como se le en esta realización, no es cero
y es de máxima longitud 8.
En esta realización se elige la utilización de
dos componentes (IMPULSO [0] E e IMPULSO [1]) para constituir S. De
este modo M = 2. Expandir la ecuación (2) para M = 2 y sustituir la
función A_{k} con una función de los flujos de bits
\infty_{1}, \infty_{2}..., da:
Puesto que \infty denota un bit, debe ser 1
positivo o negativo. De este modo se puede identificar cada
término en la ecuación (3) ya sea real o imaginario (asumiendo que
la función de impulso es real).
Por ejemplo: tomar el primer término de la
ecuación:
De este modo, es posible calcular el valor
absoluto de esta expresión como función de los bits (\infty
s). Una decisión a tomar es que \infty se envía en el
tiempo N. (En un sistema ideal será la señal recibida en la banda
base).
Mirando la ecuación 3 (por ejemplo para un único
receptor), se puede deducir que el bit
\infty_{N-4} se transmite en el tiempo
(N+4)T como le es propio. Es imaginario, y los
impulsos de interferencia (es decir, distintos del imaginario deben
ser tenido en cuenta. Los términos reales en esta expresión se
pueden ignorar por completo tanto para los términos interferentes
como el valor absoluto de los impulsos.
Se debería minimizar la interferencia. El
rendimiento de VER se puede, por ejemplo, mejorar agrandando los
términos Impulso[0] en (N+4)T en comparación
con el valor absoluto de todos los otros términos.
Por lo tanto, dado una secuencia \infty
de:
\vskip1.000000\baselineskip
el valor absoluto del impulso en el
tiempo \DeltaT se puede calcular en términos de los
impulsos desconocidos. El valor absoluto de los términos
interferentes en el tiempo \DeltaT se puede calcular en
términos de los impulsos desconocidos. Esto se lleva a cabo para
cada combinación posible de 1, -1 para \infty_{N} a
\infty_{7} (por ejemplo 2^{8} = 256 posibilidades. Para cada
posibilidad se obtiene una expresión tanto para términos
interferentes y el valor
absoluto.
En esta realización, se requiere que el impulso
cumpla algunos criterios respecto de la potencia, VER, AFC y el
ancho de bando. De este modo, se determinan funciones de error para
los mismos.
\vskip1.000000\baselineskip
Evidentemente, se puede alterar la velocidad de
sobremuestreo dependiendo del nivel de muestreo de impulso
requerido.
Se calculan la amplitud y los costes VER para
\DeltaT tomando cada uno de los valores anteriores. El
coste total para cada uno es la adición de la totalidad de las 8
expresiones obtenidas en las posibles secuencias.
Dado una amplitud constante de 1, el error en
amplitud se puede dar por:
\vskip1.000000\baselineskip
Para calcular esto, se necesita determinar la
cantidad de ruido. Esto se da por:
\vskip1.000000\baselineskip
Energía requerida - suma del cuadrado de los
puntos de muestra.
Con el fin de estimar el ancho de banda de los
impulsos, se requiere el derivado de las funciones de impulso (que
en esta etapa son todavía desconocidas). Estos derivados se pueden
aproximar puesto que son la diferencia entre dos valores de impulso
adyacentes. el ancho de banda para un impulso, se da por:
\vskip1.000000\baselineskip
Esto se puede determinar como sigue:
Se ha asumido un ancho de impulso de 8T y se ha
sobremuestreado el impulso por 8.
Según Laurent:
\vskip1.000000\baselineskip
Los impulsos desconocidos son:
\vskip1.000000\baselineskip
Por motivos de conveniencia indican:
\newpage
Entonces por ejemplo:
Los puntos de muestra adyacentes tienen números
adyacentes y el conjunto de desconocidos pasa a ser:
Por consiguiente, los anchos de banda
aproximados para el impulso [0] son como sigue:
En la presente realización, se ha de determinar
el ancho de banda para el segundo componente, entonces se necesita
determinar una expresión similar para IMPULSO[1]. Esto es
como sigue:
El ancho de banda total para el impulso
compuesto de los dos componentes = (a) + (b).
El impulso se puede diseñar específicamente
sobre requisitos de sistema ponderando las funciones de error
anteriores (por ejemplo 0,3 para potencia, 0,3 para VER y 0,4 para
ancho de banda o si un sistema requiere solamente, por ejemplo,
consideraciones de ancho de banda, 0 par potencia y VER y 1 para
ancho de banda). Se puede añadir más peso a lo que sea que esté
causando un problema. La única restricción es que la ponderación
total debe ser igual a +1.
Ahora la función de error total se expresa en
término de los desconocidos, a saber, x_{0,i}(i=0 a
71) y xi,j(i=0 a 55). Para determinar los valores
apropiados para los desconocidos, y de este modo deducir las formas
de impulso, se minimiza esta expresión usando un optimizador fuera
de envoltura convencional, por ejemplo.
Ahora de describirá la implementación de una
función de impulso definida dependiendo de los parámetros de coste
deseados (por ejemplo por el procedimiento anterior).
Los transmisores convencionales todavía se
pueden usar. Sin embargo, como se muestra en las realizaciones de
las figuras 2 y 3, el generador de portadora 105a, 105b del
transmisor convencional, que proporciona una señal gaussiana (para
GSM)/ señal de coseno elevado a la raíz (para CDMA) en el dominio de
frecuencia, se sustituye con un reloj 205 y una tabla de consulta
206 que comprende datos para conformar adaptativamente la función
de impulso para compensar la distorsión de componente. En esta
realización, los datos de la tabla de consulta forman también
adaptativamente la función de impulso para cumplir otros requisitos
de función de coste. Esto permite que el tipo de modulador difiera
del tipo convencionalmente usado por un sistema de
telecomunicaciones particular. Por ejemplo en el transmisor GSM de
la figura 2, el modulador puede ser un modulador GMSK, como es
convencional. Sin embargo, alternativamente, puede ser un modulador
QPSK. Igualmente, en el transmisor CDMA de la figura 3, el
modulador 304 puede ser un modulador QPSK como se usa generalmente
en la modulación MSK. El ancho de banda de la salida de señal por el
modulador 204, 304 se refiere al espectro de los impulsos que se
usan para constituir la tabla de consulta 206, 306.
Para la evolución adicional de GSM (EDGE), se ha
propuesto mejorar la velocidad de datos por 3 cambiando el esquema
de modulación. La presente invención permite incrementar la
velocidad de datos diseñando un impulso que cumple las funciones de
coste apropiadas. En consecuencia, la infraestructura existente se
puede usar con sus canales divididos bien en frecuencia o en
tiempo.
La figura 7 muestra un transmisor GSM mejorado
que se podría usar en tal sistema. Este transmisor es similar a los
presentes transmisores GSM, y en esta realización el modulador 204
es un modulador MSK. Sin embargo, este transmisor GSM mejorado
comprende 2 tablas de consulta 206a y 296b, que definen diferentes
funciones de impulso para actuar sobre la secuencia de bits 201. La
tabla de consulta 206a comprende datos que definen una función de
impulso que puede actuar sobre el discurso con la velocidad de datos
actual de 9,6 kilobitios por segundo. Los datos de esta tabla de
consulta corresponderían a la curva gaussiana, de manera que
proporciona la misma modulación (es decir GMSK) que la que se esta
actualmente usando en el GSM. Sin embargo, preferiblemente,
comprende datos que definen una función de impulso según la presente
invención, por ejemplo una que se optimiza para una función de coste
más estricta y proporciona predistorsión.
Por otra parte, la tabla de consulta 206b,
comprende datos que definen una función de impulso para actuar
sobre la secuencia de bits 201 para aplicaciones de datos. La
función de impulso se diseña basándose en diferentes funciones de
coste de las requeridas para las aplicaciones de voz, ya que las
aplicaciones claramente de datos requieren una velocidad de datos
muy mejorada. El conmutador 211 proporciona una conexión entre el
modulador y la tabla de consulta apropiada para la aplicación
requerida.
Como se ha mencionado anteriormente, se ha
restringido la flexibilidad de elección del esquema de modulación
para un sistema de telecomunicaciones particular a causa de los
esquemas de modulación que tienen algunas eficiencias e
ineficiencias ligadas a los mismos. Sin embargo, la eliminación de
estas ligaduras proporcionando una forma de impulso apropiada que
cumple los requisitos de función de coste de algún sistema, la
presente invención proporciona mayor flexibilidad.
La figura 8 muestra un transmisor GSM/CDMA
bimodal. Este transmisor se proporciona con un modulador común
604. Esto es posible porque las restricciones de la función de
coste de un esquema de modulación se han reducido mediante el
transmisor que tiene dos tablas de consulta 606a y 606b, que, en
esta realización definen respectivamente formas de impulso que
cumplen los requisitos de función de coste de GSM y CDMA y
proporcionan compensación para distorsión de componentes de
transmisor. Como se puede observar, se puede usar una serie de
componentes tanto para operaciones GSM como CDMA y donde se
requieren dos componentes se incluye un conmutador, el conmutador
entre los mismos dependiendo de la operación del transmisor. Por
ejemplo, si en modo CDMA la secuencia de bits 601 se necesitaría
codificar mediante un codificador gold code 603. De este modo, el
conmutador haría una conexión con este codificador gold code,
mientras que si en modo GSM conmutaría directamente al modulador.
Igualmente si en modo GSM. se proporciona la conformación de impulso
por la tabla de consulta GSM 606a y el conmutador 612 proporciona
una conexión de manera que se pueda formar una secuencia de bits
según los datos en esta tabla de consulta. Finalmente, se
proporciona el conmutador 612 de manera que el amplificador de
potencia se conecte a la red de filtrado para el modo apropiado del
transmisor.
La figura 9 muestra un receptor típico. Se
dispone una señal recibida a través de al menos una etapa IF 501
para reducir su frecuencia a una frecuencia de banda base y a
continuación la señal se divide en sus componentes I y Q y la
portadora se elimina de la señal, usando mezcladores 502a y 502b y
los filtros de paso bajo 503a y 503b. Entonces la señal se
convierte de una señal analógica a una señal digital mediante los
conversores A/D 504a y 504b y se dirige a la etapa del desmodulado
505. En esta etapa, se lleva a cabo la desmodulación, cualquier
ecualización y la descodificación.
La figura 10(a) y (b) muestra como se
puede determinar una forma de impulso según la presente invención
que compensa la distorsión de componente sin incrementar el error
de fase. La primera tabla de modulación proporciona una función de
impulso que compensa la distorsión para un componente lineal (filtro
de reconstrucción) y la segunda tabla de modulación almacenada en
una tabla de consulta de un teléfono tal como el Nokia de las series
5100 y 6100 (por ejemplo 5110, 5130, 6130, 6150).
A la vista de la descripción anterior será
evidente para el experto en la técnica que se pueden hacer diversas
modificaciones y generalizaciones dentro del alcance de las
reivindicaciones.
Claims (32)
1. Procedimiento para definir la relación entre
frecuencia y amplitud de una función de impulso para actuar sobre
un flujo de datos para la transmisión en un sistema de
telecomunicaciones caracterizado porque, para compensar la
distorsión por un componente (207, 208) de un transmisor, el
procedimiento comprende:
- definir al menos una función de distorsión, que representa un desvío, respecto de al menos un parámetro deseado, entre una salida de impulso para su transmisión como se requiere por el sistema de telecomunicaciones y una salida de impulso para su transmisión como resulta de la distorsión a compensar cuando se aplica una función de impulso; y
- definir la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias minimizando dicha al menos una distorsión.
2. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el cual la compensación es para distorsión no lineal.
3. Procedimiento según la reivindicación 2, en
el cual definir la distorsión a compensar comprende definir una
primera y una segunda distorsiones.
4. Procedimiento según la reivindicación 3, en
el cual la primera y la segunda distorsiones se refieren a
diferentes tolerancias de componentes.
5. Procedimiento según la reivindicación 3 ó 4,
en el cual el procedimiento comprende ponderar la primera y la
segunda distorsiones.
6. Procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones, en el cual la compensación es par la distorsión
por un componente lineal del transmisor.
7. Procedimiento según la reivindicación 6, en
el cual la compensación es para la distorsión por un filtro de
reconstrucción (208; 308; 408).
8. Procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 2 a 5, en el cual la compensación es para
distorsión por un componente no lineal del transmisor.
9. Procedimiento según la reivindicación 8, en
el cual la compensación se refiere a la distorsión por amplificador
de potencia (409).
10. Procedimiento para definir la relación entre
frecuencia y amplitud de una función de impulso para actuar sobre
un flujo de datos para la transmisión en un sistema de
telecomunicaciones para compensar la distorsión por un primer y un
segundo componentes (408, 409) del transmisor, comprendiendo el
procedimiento:
- el procedimiento según cualquier reivindicación anterior para definir la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias dependiendo de los parámetros deseados para el primer componente (408);
- definir los parámetros para el segundo componente sobre la base de la distorsión a compensar para el segundo componente (409); y
- definir la amplitud de la función de impulso sobre un intervalo de frecuencias dependiendo de los parámetros del segundo componente (409) y la función de impulso definida para el primer componente (408).
11. Procedimiento según la reivindicación 10,
cuando depende de cualquiera de las reivindicaciones 6 ó 7, en el
cual la compensación para la distorsión por el segundo componente
(409) es la compensación de distorsión no lineal.
12. Procedimiento según la reivindicación 11, en
el cual la compensación referente a la distorsión por un componente
no lineal (409) del transmisor.
13. Procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el cual el al menos un parámetro
deseado se selecciona a partir de uno o diversos elementos del grupo
que incluye tolerancias de componentes, eficacia de potencia,
eficacia espectral, velocidad de error de bits, AFC, datos Nyquist y
energía.
14. Procedimiento según cualquier reivindicación
anterior, en el cual los parámetros deseados se definen sobre la
base de requisitos de sistemas de telecomunicaciones TDMA.
15. Procedimiento según cualquier reivindicación
anterior, en el cual los parámetros deseados se definen sobre la
base de los requisitos GSM.
\global\parskip0.950000\baselineskip
16. Procedimiento según la reivindicación 14 o
15, en el cual la función de impulso se define de manera que un
impulso de forma gaussiana se pueda transmitir.
17. Procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 13, en el cual los parámetros deseados se
definen sobre la base de requisitos CDMA.
18. Procedimiento según la reivindicación 17, en
el cual la función de impulso se define de manera que se puede
transmitir un impulso de forma de coseno elevado a la raíz.
19. Procedimiento según cualquier reivindicación
anterior, en el cual la amplitud de la función de impulso sobre un
intervalo de frecuencias se define en un procedimiento iterativo en
el cual la función de impulso se altera y los parámetros se
determinan hasta alcanzar un equilibrio de parámetros
aceptable.
20. Procedimiento según cualquier reivindicación
anterior, en el cual el procedimiento comprende la etapa de
ponderar los parámetros respectivos.
21. Procedimiento según la reivindicación 20, en
el cual se alcanza un equilibrio aceptable entre los parámetros
optimizando los parámetros respectivos con las ponderaciones
respectivas.
22. Procedimiento según la reivindicación 21, en
el cual la optimización se lleva a cabo usando un programa
informático optimizador.
23. Generador de funciones de impulsión (205,
206) que comprende medios para llevar a cabo las etapas del
procedimiento de la reivindicación 1.
24. Modulador (204, 205, 206) para proporcionar
una señal para su transmisión en un sistema de telecomunicaciones
que comprende un generador de funciones de impulso (205, 206) según
la reivindicación 23.
25. Transceptor para dispositivo de comunicación
que comprende un modulador (204, 205, 206) según la reivindicación
24 y un desmodulador.
26. Dispositivo de comunicación operable en un
sistema de comunicaciones que comprende un transceptor según la
reivindicación 25.
27. Dispositivo de comunicaciones bimodal
operable en un primer modo en un sistema de telecomunicaciones TDMA
en el cual un canal es una combinación de frecuencia e intervalo de
tiempo en un sistema de telecomunicaciones CDMA, que comprende un
modulador (604) para modular un flujo de datos con una señal
portadora según un esquema de modulación predeterminado tanto en el
primer modo como en el segundo modo de funcionamiento y un generador
de funciones de impulso (605, 606a, 606b, 611) según la
reivindicación 23 para formar un flujo de datos según funciones de
impulso respectivas sensibles al modo de funcionamiento del
dispositivo.
28. Dispositivo de comunicaciones bimodal
operable en un primer modo cuando se desea un primer conjunto de
parámetros y en un segundo modo cuando se desea un segundo modo de
parámetros, comprendiendo el dispositivo:
- un primer generador de funciones de impulso (205, 206a) para convertir un flujo de dato según una función de impulso formada dependiendo del primer conjunto de parámetros deseados;
- un segundo generador de funciones de impulso (205, 206b) para convertir un flujo de dato según una función de impulso formada dependiendo del segundo conjunto de parámetros deseados; y
- medios (211) para seleccionar el generador de funciones de impulso según el modo de funcionamiento del dispositivo; en el cual al menos uno de los generadores de funciones de impulso (205, 206a, 205, 206b) es un generador de funciones de impulso según la reivindicación 23.
29. Dispositivo de comunicaciones según la
reivindicación 28, que es operable a una primera velocidad de datos
en el primer modo y una segunda velocidad de datos en el segundo
modo.
30. Dispositivo de comunicaciones según la
reivindicación 28, en el cual la primera velocidad de datos soporta
aplicaciones de voz y la segunda velocidad de datos soporta
aplicaciones de datos.
31. Dispositivo de comunicaciones bimodal
operable en un primer modo cuando se desea un primer conjunto de
parámetros y en un segundo modo cuando se desea un segundo conjunto
de parámetros, comprendiendo el dispositivo:
- un modulador (604) para modular un flujo de datos con una señal portadora según un esquema de modulación predeterminado tanto en el primer como el segundo modos de funcionamiento;
- un primer generador de funciones de impulso (605, 606a) para conformar un flujo de datos según una función de impulso formada dependiendo del primer conjunto de parámetros deseados y la distorsión por un componente del transmisor;
\global\parskip1.000000\baselineskip
- un segundo generador de funciones de impulso (605, 606b) para conformar un flujo de datos según una función de impulso formada dependiendo del segundo conjunto de parámetros deseados y la distorsión por un componente del transmisor; y
- medios (611) para seleccionar el generador de funciones de impulso según el modo de funcionamiento del dispositivo; en el cual al menos uno de los generadores de funciones de impulso (605, 606a, 605, 606b) es un generador de funciones de impulso según la reivindicación 23.
32. Procedimiento para seleccionar un esquema de
modulación para un sistema de comunicaciones que usa un transmisor
predeterminado, comprendiendo el procedimiento:
- definir una función de impulso para un primer esquema de modulación según el procedimiento de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 22;
- definir una función de impulso para un segundo esquema para el mismo al menos un parámetro deseado;
- determinar el al menos un parámetro resultante para cada esquema; y
- seleccionar el esquema de modulación que da un buen al menos un parámetro resultante dado el al menos uno parámetro deseado.
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